WO2011125417A1 - 内蔵型レーダ用送受一体アンテナ - Google Patents

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WO2011125417A1
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antenna
built
dielectric substrate
transmission
ebg
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PCT/JP2011/055836
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晋啓 折目
井上　大輔
直孝 内野
磯　洋一
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古河電気工業株式会社
古河As株式会社
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    • G01S13/931—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of land vehicles

Definitions

  • the present invention relates to a transmitting / receiving integrated antenna for radar in which a transmitting antenna and a receiving antenna having wide directivity in the horizontal direction are integrated, and in particular, a built-in radar in which a bias line of a microwave integrated circuit is incorporated in an antenna substrate.
  • the present invention relates to the technical field of an integrated transmission / reception antenna.
  • the conventional on-vehicle radar device can detect an obstacle existing at an intermediate distance of less than 30 m or at a long distance of less than 150 m. For example, for an obstacle existing at a short distance of less than 2 m There is a problem that the detection error is large. In order to be able to detect an obstacle present around a vehicle with high accuracy, there is a demand for practical use of a UWB radar that has a high distance resolution and can ensure a wide field of view.
  • Patent Document 1 discloses an array antenna configured by arranging element antennas in a 2 ⁇ 4 array, and can be used as a receiving antenna of a UWB radar to measure the azimuth in the horizontal direction by the phase comparison monopulse method. it can.
  • the element antennas can be arranged in 1 ⁇ 4 and used as a transmitting antenna.
  • the transmitting antenna and the receiving antenna are arranged on one substrate. An integrated transmitting and receiving integrated antenna is desired.
  • signal lines such as bias lines and semiconductor functional components (hereinafter collectively referred to as high frequency circuit components) are three-dimensionally arranged and integrated in the substrate of the transmission / reception integrated antenna. It is desirable to do.
  • the high frequency circuit component is provided in the antenna substrate, there is a problem that the high frequency circuit component is affected by radio waves from the antenna. It has not been known how to integrate high frequency circuit components in the substrate of the transmission / reception integrated antenna while suppressing unnecessary waves.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and realizes a wide coverage area of a radiation pattern in the horizontal direction, and integrates a high frequency circuit component on an antenna substrate while suppressing unnecessary waves, thereby achieving a space factor. It is an object of the present invention to provide a built-in type integrated transmission / reception antenna for radar.
  • a transmission antenna disposed on one end side of one surface of a first dielectric substrate, and the other end of one surface of the first dielectric substrate ,
  • An EBG Electromagnetic Band Gap
  • a second dielectric substrate disposed on the surface opposite to the first dielectric substrate with the first ground plate interposed therebetween, and a predetermined MIC (microwave integrated circuit) A circuit) is integrated on the surface of the second dielectric substrate opposite to the first ground plate, and a predetermined high frequency circuit component is incorporated in the first dielectric substrate.
  • the high frequency circuit component is disposed below the EBG, and electrically connected to the first ground plate between the high frequency circuit component and the EBG.
  • the second base plate is disposed.
  • the first dielectric substrate is composed of three layers of dielectrics
  • the second base plate is the first layer of dielectric and the second layer.
  • the high-frequency circuit component is disposed between the dielectric and the second-layer dielectric and the third-layer dielectric.
  • Another aspect of the built-in type transmission / reception integrated antenna of the present invention is that at least the first dielectric substrate is penetrated between each of the transmitting antenna and the EBG and between the receiving antenna and the EBG. And a partition through hole electrically connected to the first base plate, and the two partition through holes and the second base plate are electrically connected to each other.
  • Another aspect of the transmission / reception integrated antenna for built-in type radar according to the present invention is that the first dielectric substrate and the first dielectric substrate and the second antenna are respectively provided between the transmitting antenna and the EBG and between the receiving antenna and the EBG.
  • a barrier rib through hole penetrating the dielectric substrate and conductively connected to the first base plate is provided, and the two barrier rib through holes and the second base plate are conductively connected. .
  • a small partition wall through hole electrically connecting between the first base plate and the second base plate is on each of the transmitting antenna side and the receiving antenna side.
  • the high frequency circuit component is disposed between the small partition through hole on the transmission antenna side and the small partition through hole on the reception antenna side.
  • the transmission antenna is configured by arranging the printed dipole antennas in one or more and one row, and the receiving antenna includes two or more of the printed dipole antennas It is characterized by being arranged and arranged in two rows.
  • the transmission antennas are configured by arranging patch antennas in one or more lines, and the reception antennas are arranged in two or more lines It is characterized in that it is configured.
  • the patch antenna is an electromagnetic coupling patch antenna connected to a predetermined microwave line by an electromagnetic coupling feeding system.
  • the high frequency circuit component is either a bias line of the MIC or a predetermined signal line or a semiconductor functional component.
  • the present invention by integrating high frequency circuit components on the antenna substrate while suppressing unnecessary waves, it is possible to provide a built-in type transmission / reception integrated antenna with an improved space factor.
  • FIG. 6A is a plan view and a cross-sectional view showing an example of a transmission / reception integrated antenna having a configuration of EBG-antenna-EBG. It is the top view and sectional drawing which show an example of a transmission-and-reception integrated antenna which has the structure of a removable antenna-partition through-hole-EBG.
  • FIG. 6A is a plan view and a cross-sectional view showing an example of a transmission / reception integrated antenna having a configuration of a rim-antenna-EBG.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view showing an example of a built-in type transmission / reception integrated antenna in which a bias line of the MIC is integrated. It is a graph which shows an example of the result of having analyzed the electric field which leaks to a built-in area
  • a transmitter-receiver integrated antenna for a built-in type radar will be described in detail with reference to the drawings.
  • the components having the same function are denoted by the same reference numerals for the sake of illustration and explanation simplification.
  • the built-in type transmission / reception integrated antenna of the present invention realizes widening of the radiation pattern in the horizontal direction and enables high frequency circuit components to be integrated on the antenna substrate while suppressing unnecessary waves.
  • a bias line of MIC As high frequency circuit components to be integrated on the antenna substrate, there are any of a bias line of MIC, a predetermined signal line, and a semiconductor functional component.
  • the signal lines include microwave signal lines, high frequency signal lines, low frequency signal lines, digital signal lines, voltage control lines, and device control lines.
  • semiconductor functional components microwave devices for various MICs (LNA, HPA, phase shifter, distributor, ATT (attenuator), chip capacitor, chip resistor, amplifier, mixer), thin heat pipe, heat sink, A
  • a / D converter As a high frequency circuit component to be integrated on the antenna substrate, a bias line of the MIC integrated with the antenna substrate will be described as an example.
  • FIG. 2 shows the configuration of a horizontally polarized element antenna 10 whose main radiation source is a magnetic current
  • FIG. 2 (a) shows the wide-band radiation pattern of the element antenna 10 in the horizontal direction
  • FIG. 6B is a plan view
  • FIG. 6B is a cross-sectional view when cut by a cross section passing through the feed through hole 13 and the ground through hole 14
  • the element antenna 10 has a first element 11 and a second element 12 on a first dielectric substrate 20 and is formed as a printed dipole antenna.
  • the first element 11 is connected to the microwave line 23 formed in the second dielectric substrate 22 by the feed through hole 13
  • the second element 12 is connected to the ground plane 21 by the ground through hole 14.
  • a coordinate system as shown in FIG. 2 is used.
  • a direction connecting the first element 11 and the second element 12 is taken as an X axis
  • a direction parallel to the first dielectric substrate 20 and orthogonal to the X axis is taken as a Y axis
  • a direction perpendicular to the first dielectric substrate 20 As the Z axis.
  • the first element 11 and the second element 12 are arranged such that the E ⁇ component of the transmission wave or the reception wave is on the XZ plane.
  • metal plates or EBG (Electromagnetic Band Gap) 15 are disposed on both side surfaces of the element antenna 10.
  • the transmitting antenna and the receiving antenna are configured using the element antenna 10, and as shown in FIG. 2, the transmitting antenna and the receiving antenna are integrated on the same substrate by arranging metal plates or EBGs 15 on both sides of the element antenna 10.
  • phase comparison monopulse antenna configured using the element antenna 10 is formed on a large substrate, it is possible to realize a difference pattern suitable for use in angle measurement while suppressing unnecessary waves such as TM surface waves.
  • FIG. 1 An example of the transmission / reception integrated antenna of (Configuration 1) is shown in FIG.
  • the transmission antenna 120 and the reception antenna 130 are provided on the first dielectric substrate 111.
  • the transmitting antenna 120 is configured by arraying the element antennas 10 in 6 ⁇ 1
  • the receiving antenna 130 is configured by arraying the element antennas 10 in 6 ⁇ 2.
  • Each element antenna 10 is connected to the microwave line 23 in which the first element 11 is formed on the second dielectric substrate 113 by the feed through hole 115, and the second element 12 is connected to the ground plate 113 by the ground through hole 116. ing.
  • an EBG 140 is disposed between the transmission antenna 120 and the reception antenna 130. Further, EBGs 151 and 152 are disposed on both end surfaces of the first dielectric substrate 111. As a result, the configuration of EBG 152-transmission antenna 120-EBG 140 is centered on the transmission antenna 120, and the configuration of EBG 151-reception antenna 130-EBG 140 is centered on the reception antenna 130.
  • FIG. 6A An example of the transmission / reception integrated antenna of (Configuration 2) is shown in FIG.
  • rims 161 and 162 are disposed on both end surfaces of the first dielectric substrate 111, instead of the EBGs 151 and 152 of the transmission / reception integrated antenna 101 shown in FIG.
  • a partition through hole 164 is provided between the transmitting antenna 120 and the EBG 140
  • a partition through hole 163 is provided between the receiving antenna 130 and the EBG 140.
  • FIG. 3 An example of the transmission / reception integrated antenna of (Configuration 3) is shown in FIG.
  • rims 161 and 162 are disposed on both end surfaces of the first dielectric substrate 111 instead of the EBGs 151 and 152 of the transmission / reception integrated antenna 101 shown in FIG.
  • the configuration of the rim 162-the transmission antenna 120-the EBG 140 is centered on the transmission antenna 120
  • the configuration of the rim 161-the reception antenna 130-EBG 140 is centered on the reception antenna 130.
  • EBGs 151 and 152 are disposed on both end faces of the first dielectric substrate 111 instead of the rims 161 and 162 of the transmission / reception integrated antenna 102 shown in FIG.
  • the transmission / reception integrated antenna 101, 102, 103 is configured by three layers of a first dielectric substrate 111, a first ground plate 112, and a second dielectric ground plate 113.
  • the EBG 140 disposed between the transmitting antenna 120 and the receiving antenna 130 has a predetermined distance from the first ground plate 112, thereby resonating at a predetermined frequency. It is formed.
  • the EBGs 151 and 152 used in the transmission / reception integrated antenna 101 are also formed to resonate at the above-described frequency with the above-described interval with the first ground plate 112.
  • the rims 161 and 162 of the transmission / reception integrated antenna 102 and 103 and the partition through holes 163 and 164 of the transmission / reception integrated antenna 102 are both electrically grounded to the first ground plate 112.
  • the MIC for processing the transmission and reception waves is disposed on the second dielectric substrate 113.
  • bias lines of the MIC are three-dimensionally arranged and integrated in the substrate of the transmission / reception integrated antenna.
  • FIG. 1 An example of a built-in type transmission / reception integrated antenna in which the bias line of the MIC is integrated in the substrate of the transmission / reception integrated antenna is shown in FIG.
  • the built-in type transmission / reception integrated antenna 900 shown in the figure is obtained by integrating the MIC bias line 171 on the substrate of the transmission / reception integrated antenna 101, and the MIC (not shown) is formed on the EBG 140 of the second dielectric substrate 113.
  • region A which opposes is shown.
  • the bias line 171 is incorporated in a region B corresponding to the lower part of the EBG 140.
  • the first dielectric substrate 111 is formed in a three-layer structure of a first layer 111a, a second layer 111b, and a third layer 111c.
  • the EBG 140 and the second ground plane 114 are disposed on both sides of the first layer 111a of the first dielectric substrate 111, and the built-in type transmission / reception integrated antenna 900 for the radar is disposed between the second layer 111b and the third layer 111c.
  • a bias line 171 is disposed on the first substrate 112, and a first ground plate 112, for example, a microwave line 23, is disposed on both sides of the second dielectric substrate 113, and has a five-layer structure as a metal layer.
  • the bias line 171 is incorporated between the EBG 140 and the first ground plate 112.
  • the first dielectric substrate 111 has a three-layer structure
  • the second ground plane 114 is disposed between the first layer 111a and the second layer 111b, and a bias line is provided between the second layer 111b and the third layer 111c.
  • Place 171. By arranging the second ground plate 114 as described above, the second ground plate 114 is arranged at a position closer to the EBG 140 than the first ground plate 112. As a result, since the resonance frequency of the EBG 140 changes, it is necessary to redesign the EBG 140 so as to resonate with the second ground plate 114 at the above-mentioned predetermined resonance frequency.
  • the first dielectric substrate 111 As described above, by forming the first dielectric substrate 111 as a metal layer and having a four-layer structure, it becomes possible to incorporate the bias line 171 between the first ground plate 112 and the second ground plate 114. However, since the region B incorporating the bias line 171 is connected to the region in which the feed port 115 is provided in a radio wave manner, for example, the electric field of the transmitting antenna 120 may propagate to the region B to affect.
  • FIG. 7 shows an example in which the electric field leaking to the region B when the receiving antenna 130 is excited in the built-in type transmission / reception integrated antenna 900 is obtained by analysis.
  • the horizontal axis represents the distance from the end face of the first dielectric substrate 111 on the receiving antenna 130 side, and the vertical axis represents the leakage electric field.
  • the bias line 171 is incorporated in the region B of the first dielectric substrate 111 between the transmitting antenna 120 and the receiving antenna 130.
  • reference numeral 51 denotes a leakage electric field in the built-in type transmission / reception integrated antenna 900.
  • the leakage electric field 51 from the receiving antenna 130 is not so lowered in the area B, and the transmitting antenna 120 starts from the B area at a distance from the receiving antenna 130.
  • the drop is only about 15 to 29 dB from the excitation point.
  • the leaked electric field (unwanted wave) from the receiving antenna 130 is preferably lowered by 35 to 40 dB or more in the region B.
  • the transmission / reception integrated antenna 102 of (Configuration 2) shown in FIG. 4 is configured to incorporate the MIC bias line 171. is there.
  • the configuration of the built-in type transmission / reception integrated antenna 100 of the first embodiment is shown in FIG.
  • the same figure (a) is a top view of the transmission / reception integrated antenna 100 for built-in type of this embodiment, and the same figure (b) was cut in the section passing through the feed port 115 and the ground port 116 by the side of the transmitting antenna 120.
  • FIG. 1 is a top view of the transmission / reception integrated antenna 100 for built-in type of this embodiment, and the same figure (b) was cut in the section passing through the feed port 115 and the ground port 116 by the side of the transmitting antenna 120.
  • the built-in type transmission / reception integrated antenna 100 for radar has a three-layer structure of the first layer 111a, the second layer 111b, and the third layer 111c.
  • the EBG 140 and the second ground plate 114 are disposed on both sides of the first layer 111a of the first dielectric substrate 111, and the bias line 171 is disposed between the second layer 111b and the third layer 111c.
  • the first ground plate 112 and, for example, the microwave line 23 are disposed on both sides of the second dielectric substrate 113, and the metal layer has a five-layer structure.
  • the bias line 171 of the MIC is disposed between the second layer 111 b and the third layer 111 c in the same area as the area B of the transmission / reception integrated antenna 900 shown in FIG. 6. Furthermore, the second ground plane 114 is disposed between the first layer 111a and the second layer 111b.
  • the bias line 171 and the second ground plane 114 can be built in by using a five-layer structure similar to the transmission / reception integrated antenna 900 shown in FIG.
  • the isolation through hole 164, the second ground plate 114, and the ground plate 112 are electrically conducted.
  • the region where the feed port 115 is disposed and the region B where the bias line 171 is disposed are separated by the isolation through holes 164 and the second ground plate 114.
  • the isolated through hole 163 on the receiving antenna 130 side, the second ground plate 114, and the ground plate 112 are also electrically conducted.
  • FIG. 1 An example of the electric field leaking to the region B when the receiving antenna 130 is excited in the built-in type transmission / reception integrated antenna 100 is determined by analysis in FIG. It can be seen that the leakage electric field 52 in the present embodiment is entirely reduced in the region B as compared to the leakage electric field 51 in the built-in type transmission / reception integrated antenna 900.
  • the bias line 171 is separated by the isolated through holes 163 and 164 and the second ground plate 114, so that the average value of the leakage electric field is compared with the built-in type transmission / reception integrated antenna 900 before improvement. It can be seen that the effect of the isolated through holes 163 and 164 is remarkable.
  • reference numerals 61 and 62 indicate measured values and analysis values by simulation, respectively.
  • a measured value by a conventional receiving antenna configured by arranging vertically polarized printed dipole antennas in 2 ⁇ 4 is indicated by a reference numeral 63. ing.
  • the actual measurement value and the analysis value show good agreement with each of the sum pattern of (a), the difference pattern of (b), and the discriminatory curve of (c).
  • the receiving antenna 130 of the present embodiment high gain is obtained over the wide coverage area in both the sum pattern and the difference pattern in the Az plane (XZ plane).
  • the gain is improved and the signal-to-noise ratio (S / N) is improved, which is wider than before.
  • An angle measurement range is obtained.
  • the bias line 171 of the MIC can be integrated on the first dielectric substrate 111 which is an antenna substrate while suppressing unnecessary waves, thereby improving the space factor. It becomes possible.
  • the transmission / reception integrated antenna for built-in type radar is configured by arranging a plurality of element antennas having a magnetic current as a main radiation source on a dielectric substrate to form a transmitting antenna and a receiving antenna It is arranged in the horizontal direction (XZ direction). Then, a metal layer such as a rim or an EBG layer is disposed in the vicinity of the X direction of each of the transmitting antenna and the receiving antenna.
  • a patch antenna is a typical element other than a printed dipole as an element antenna that uses a magnetic current as a radiation source.
  • the patch antenna as a feeding method thereof, there are a coplanar feeding method using a microstrip line, a vertical coaxial feeding method, an electromagnetic coupling feeding method, and the like.
  • FIG. 9 is a plan view and a sectional view showing the configuration of a horizontally polarized electromagnetic coupling patch antenna whose main radiation source is a magnetic current.
  • the patch antenna 31 is formed on the first dielectric substrate 20 in the element antenna 30 composed of an electromagnetic coupling patch antenna shown in FIG.
  • the patch antenna 31 is electromagnetically coupled to the microwave line 23 on the second dielectric substrate 22 through an electromagnetic coupling hole 32 formed in the ground plane 21. That is, the electromagnetic energy of the microwave line 23 is excited to the patch antenna 31 via the electromagnetic coupling hole 32.
  • FIG. 10 is a plan view of the built-in transmission / reception integrated antenna 200 of this embodiment, and FIG. 10 (b) is an X axis passing through the electromagnetic coupling hole 32 formed in the first ground plate 212 on the transmission antenna 220 side.
  • FIG. 5 is a partial cross-sectional view cut in a cross-section of
  • the transmission antenna 220 and the reception antenna 230 are formed using the element antenna 30, and are configured by the arrangement of (Configuration 2) described above. That is, from the left side of FIG. 10A, the rim 261, the receiving antenna 230, the partition through hole 263, the EBG 240, the partition through hole 264, the transmission antenna 220, and the rim 262 are arranged. Further, as shown in FIG. 10A, the rim 261, the receiving antenna 230, the partition through hole 263, the EBG 240, the partition through hole 264, the transmission antenna 220, and the rim 262 are arranged. Further, as shown in FIG.
  • the first dielectric substrate 211 is formed in a three-layer structure of a first layer 211a, a second layer 211b, and a third layer 211c, and the first dielectric substrate
  • the EBG 240 and the second ground plane 214 are disposed on both sides of the first layer 211 a 211
  • the bias line 171 is disposed between the second layer 211 b and the third layer 211 c
  • the first ground plate 212 and, for example, the microwave line 23 are disposed, and the metal layer has a five-layer structure.
  • the second ground plate 214 is embedded between the first layer 211a and the second layer 211b
  • the MIC bias line 171 is embedded between the second layer 211b and the third layer 211c.
  • the isolated through hole 264, the second ground plate 214, and the ground plate 212 are electrically connected, and thereby the element antenna 30 and the micro A region in which the wave line 23 is electromagnetically coupled and a region in which the bias line 171 is disposed are isolated by the isolation through hole 264 and the second ground plate 214.
  • the isolated through hole 263 on the receiving antenna 230 side, the second ground plate 214 and the ground plate 212 are also electrically conducted.
  • the MIC bias line 171 can be integrated on the first dielectric substrate 211 while suppressing unwanted waves, and the space factor can be improved.
  • both the sum pattern and the difference pattern can obtain high gain over a wide coverage area, and a wide angle measurement range can be realized.
  • FIG. 11 is a plan view of the transmission / reception integrated antenna 300 for a built-in type radar of this embodiment, and FIG. It is a fragmentary sectional view cut by the section of the direction of an axis.
  • the transmission antenna 220 and the reception antenna 230 are formed using the element antenna 30, and are configured by the arrangement of (Configuration 1) described above. That is, the EBG 351, the reception antenna 230, the EBG 340, the transmission antenna 220, and the EBG 352 are arranged from the left side of FIG. In addition, as shown in FIG.
  • the first dielectric substrate 311 is formed in a three-layer structure of a first layer 311a, a second layer 311b, and a third layer 311c, and the first layer 311a and The second ground plate 314 is incorporated between the second layer 311 b and the MIC bias line 171 is interposed between the second layer 311 b and the third layer 311 c.
  • the second ground plate 314 and the first ground plate 312 pass through the second dielectric substrate 313 and the second layer 311 b and the third layer 311 c of the first dielectric substrate 311.
  • a small partition wall through hole 365 conductively connected thereto.
  • the partition wall through holes 263 and 264 penetrating through the first dielectric substrate 211 and the second dielectric substrate 213 used in the second embodiment are not required. Can. This makes it possible to simplify the manufacturing process of the first dielectric substrate 311 and the second dielectric substrate 313 as compared to the case where the partition through holes 263 and 264 are provided.
  • the E ⁇ component of the element antenna having the magnetic current as the main radiation source element is disposed in the horizontal direction as the main polarization.
  • the present invention is not limited to linear polarization, and can be applied to circularly polarized antennas.
  • the bias line of MIC was explained as an example as a high frequency circuit part, it is not limited to this, and another signal line or a semiconductor functional part may be sufficient.
  • the description in the present embodiment shows an example of the built-in type transmission / reception integrated antenna according to the present invention, and the present invention is not limited to this.
  • the detailed configuration, detailed operation, and the like of the built-in type transmission / reception integrated antenna in the present embodiment can be appropriately changed without departing from the spirit of the present invention.
  • Electromagnetic coupling hole 101 , 102, 103 transmit / receive integrated antenna 112, 212, 312 first ground plate 114, 214, 314 second ground plate 115 feed port 116 ground port 120, 220 transmit antenna 130, 230 receive antenna 140, 151, 152, 240, 340, 351 , 352 EBG 161, 162, 261, 262 Rim 163, 164, 263, 264 Partition through hole 171 Bias line 365 Small partition through hole

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Abstract

　水平方向における放射パターンの広覆域化を実現し、かつ不要波を抑制しながら高周波回路部品をアンテナ基板に集積させることでスペースファクタを改善した内蔵型レーダ用送受一体アンテナを提供する。第１誘電体基板１１１が３層構造に形成されており、ＭＩＣのバイアス線路１７１が第２層１１１ｂと第３層１１１ｃとの間に配置され、第１層１１１ａと第２層１１１ｂとの間に第２地板１１４が配置されている。また、隔離スルーホール１６３、１６４と第２地板１１４とが導電可能に接続されており、これにより給電ポート１１５が配置されている領域とバイアス線路１７１が配置されている領域Ｂとが隔離された構造となっている。

Description

内蔵型レーダ用送受一体アンテナ
　本発明は、水平方向に広覆域な指向性を有する送信アンテナと受信アンテナとを一体化したレーダ用送受一体アンテナに関し、特にアンテナ基板にマイクロ波集積回路のバイアス線路を内蔵させた内蔵型レーダ用送受一体アンテナの技術分野に関するものである。
　エアバッグの普及やシートベルト着用の完全義務化に伴い、自動車の交通事故による死亡者数は減少傾向にある。しかし、高齢化に伴うシニアドライバの増加などにより、交通事故件数や負傷者数は依然多い傾向にある。そのような背景のもと、運転補助を目的として、車周辺にある障害物を検出するセンサーが注目されており、これまで超音波センサー、カメラ、ミリ波レーダ等が商用化されてきている。
　従来の車載用レーダ装置は、３０ｍ未満の中距離や１５０ｍ未満の遠距離に存在する障害物を検出することができたが、例えば２ｍ未満の近距離に存在する障害物に対しては、その検出誤差が大きいといった問題があった。車周辺に存在する障害物を精度良く検出できるようにするために、距離分解能が高くしかも広覆域の視野が確保できるＵＷＢレーダの実用化が求められている。
　特許文献１には、素子アンテナを２×４に配列して構成されたアレーアンテナが開示されており、ＵＷＢレーダの受信アンテナに用いて水平方向の方位角を位相比較モノパルス方式で測定することができる。また、この素子アンテナを１×４に配列して送信アンテナに用いることもできる。車載用レーダ装置では、水平方向における放射パターンの広覆域化を実現し、かつ小型化してスペースファクタを改善することが強く要求されることから、送信アンテナと受信アンテナを一つの基板上に配置して一体化した送受一体アンテナが望まれる。
特開２００９－８９２１２号公報
　ミリ波レーダで障害物を精度良く検出し、かつその占有体積を小さくするためには、アンテナの広帯域化、広覆域化とともに、送受一体アンテナにさらに送受信用マイクロ波集積回路（ＭＩＣ）の基板も一体化するのが望ましい。また、ＭＩＣでは、各回路に基準電圧を供給するためにバイアス線路が必要となるが、このバイアス線路をすべてＭＩＣ内に収納させようとすると、ＭＩＣが大型化してしまうといった問題が生じる。さらに、バイアス線路に限らず、別の信号線路や半導体機能部品を送受一体アンテナに搭載する必要がある場合には、送受一体アンテナの基板あるいはＭＩＣの基板を大きくしなければならなくなる、といった問題が生じる。
　そこで、スペースファクタを改善するために、バイアス線路等の信号線路や半導体機能部品（以下では、これらを総称して高周波回路部品という）を立体的に配置して送受一体アンテナの基板内に集積化するのが望ましい。しかしながら、高周波回路部品をアンテナ基板内に設けると、高周波回路部品がアンテナからの電波の影響を受けてしまうといった問題があった。不要波を抑制しながら送受一体アンテナの基板内に高周波回路部品を集積化する手法がこれまで知られていなかった。
　本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、水平方向における放射パターンの広覆域化を実現し、かつ不要波を抑制しながら高周波回路部品をアンテナ基板に集積させることでスペースファクタを改善した内蔵型レーダ用送受一体アンテナを提供することを目的とする。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの第１の態様は、第１誘電体基板の一方の面の一端側に配置された送信アンテナと、前記第１誘電体基板の一方の面の他端側に配置された受信アンテナと、前記第１誘電体基板の一方の面の前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に配置されたＥＢＧ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ）と、前記第１誘電体基板の他方の面に形成された第１地板と、前記第１地板を挟んで前記第１誘電体基板と反対側の面に配置された第２誘電体基板と、を備え、所定のＭＩＣ（マイクロ波集積回路）が前記第２誘電体基板の前記第１地板と反対側の面に一体化され、所定の高周波回路部品が前記第１誘電体基板に内蔵されていることを特徴とする。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの他の態様は、前記高周波回路部品は前記ＥＢＧの下方に配置され、前記高周波回路部品と前記ＥＢＧとの間に前記第１地板と電気的に導通している第２地板を配置していることを特徴とする。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの他の態様は、前記第１誘電体基板が３層の誘電体から構成され、前記第２地板が前記１層目の誘電体と前記２層目の誘電体との間に配置され、前記高周波回路部品が前記２層目の誘電体と前記３層目の誘電体との間に配置されていることを特徴とする。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの他の態様は、前記送信アンテナと前記ＥＢＧとの間、及び前記受信アンテナと前記ＥＢＧとの間、のそれぞれに、少なくとも前記第１誘電体基板を貫通して前記第１地板に導電可能に接続された隔壁スルーホールを備え、前記２つの隔壁スルーホールと前記第２地板とが導電可能に接続されていることを特徴とする。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの他の態様は、前記送信アンテナと前記ＥＢＧとの間、及び前記受信アンテナと前記ＥＢＧとの間、のそれぞれに、前記第１誘電体基板及び前記第２誘電体基板を貫通して前記第１地板に導電可能に接続された隔壁スルーホールを備え、前記２つの隔壁スルーホールと前記第２地板とが導電可能に接続されていることを特徴とする。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの他の態様は、前記第１地板と前記第２地板との間を導電可能に接続する小型隔壁スルーホールが前記送信アンテナ側と前記受信アンテナ側のそれぞれに設けられ、前記高周波回路部品が前記送信アンテナ側の小型隔壁スルーホールと前記受信アンテナ側の小型隔壁スルーホールとの間に配置されていることを特徴とする。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの他の態様は、前記送信アンテナは、プリント化ダイポールアンテナを１以上１列に配列して構成され、前記受信アンテナは、前記プリント化ダイポールアンテナを２以上２列に配列して構成されていることを特徴とする。　
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの他の態様は、前記送信アンテナは、パッチアンテナを１以上１列に配列して構成され、前記受信アンテナは、前記パッチアンテナを２以上２列に配列して構成されていることを特徴とする。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの他の態様は、前記パッチアンテナは、所定のマイクロ波線路と電磁結合給電方式で接続される電磁結合パッチアンテナであることを特徴とする。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの他の態様は、前記高周波回路部品は、前記ＭＩＣのバイアス線路、あるいは所定の信号線路または半導体機能部品のいずれかであることを特徴とする。
　本発明によれば、不要波を抑制しながら高周波回路部品をアンテナ基板に集積させることで、スペースファクタを改善した内蔵型レーダ用送受一体アンテナを提供することが可能となる。
本発明の第１実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの構成を示す平面図及び断面図である。 磁流を主な放射源とする水平偏波の素子アンテナに用いられるプリント化ダイポールアンテナの構成を示す平面図及び断面図である。 ＥＢＧ－アンテナ－ＥＢＧの構成を有する送受一体アンテナの一例を示す平面図及び断面図である。 リムーアンテナ－隔壁スルーホールーＥＢＧの構成を有する送受一体アンテナの一例を示す平面図及び断面図である。 リム－アンテナ－ＥＢＧの構成を有する送受一体アンテナの一例を示す平面図及び断面図である。 ＭＩＣのバイアス線路が集積化された内蔵型レーダ用送受一体アンテナの一例を示す断面図である。 受信アンテナが励振されたときに内蔵型領域に漏洩する電界を解析した結果の一例を示すグラフである。 本発明の第１実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの受信波から得られる和パターン、差パターン、及びディスクリカーブを示すグラフである。 磁流を主な放射源とする水平偏波の素子アンテナに用いられる電磁結合パッチアンテナの構成を示す平面図及び断面図である。 本発明の第２実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの構成を示す平面図及び断面図である。 本発明の第３実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナの構成を示す平面図及び断面図である。
　本発明の好ましい実施の形態における内蔵型レーダ用送受一体アンテナについて、図面を参照して詳細に説明する。同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナは、水平方向における放射パターンの広覆域化を実現し、かつ不要波を抑制しながら高周波回路部品をアンテナ基板に集積させることが可能となっている。
　アンテナ基板に集積させる高周波回路部品として、ＭＩＣのバイアス線路、所定の信号線路、半導体機能部品のいずれかがある。信号線路としては、マイクロ波信号線、高周波信号線、低周波信号線、ディジタル信号線、電圧制御線、デバイス制御線がある。また、半導体機能部品としては、各種ＭＩＣ用マイクロ波デバイス（ＬＮＡ、ＨＰＡ、移相器、分配器、ＡＴＴ(減衰器)、チップコンデンサ、チップ抵抗、増幅器、ミキサ）、薄型ヒートパイプ、ヒートシンク、Ａ／Ｄ変換器がある。以下では、アンテナ基板に集積させる高周波回路部品として、アンテナ基板と一体化されるＭＩＣのバイアス線路を例に説明する。
　広帯域化及び広覆域化がなされた素子アンテナの一例を、図２に示す。図２は、磁流を主な放射源とする水平偏波の素子アンテナ１０の構成を示しており、同図（ａ）は水平方向における放射パターンの広覆域化を実現した素子アンテナ１０の平面図であり、同図（ｂ）は給電スルーホール１３と接地スルーホール１４とを通る断面で切断したときの断面図である。素子アンテナ１０は、第１誘電体基板２０上に第１素子１１と第２素子１２を有してプリント化ダイポールアンテナとして形成されている。第１素子１１は、第２誘電体基板２２に形成されたマイクロ波線路２３に給電スルーホール１３で接続され、第２素子１２は、接地スルーホール１４で地板２１に接続されている。
　以下では、説明を容易とするために、図２に示すような座標系を用いるものとする。ここで、第１素子１１と第２素子１２を結ぶ方向をＸ軸とし、第１誘電体基板２０に平行でＸ軸に直交する方向をＹ軸とし、第１誘電体基板２０に垂直な方向をＺ軸とする。第１素子１１と第２素子１２は、送信波または受信波のＥθ成分がＸＺ面上にあるように配列されている。
　図２では、素子アンテナ１０の両側面に金属板あるいはＥＢＧ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ）１５が配置されている。送信アンテナ及び受信アンテナを素子アンテナ１０を用いて構成し、図２のように素子アンテナ１０の両側面に金属板あるいはＥＢＧ１５を配置することで、送信アンテナと受信アンテナとを同一基板上に一体化してスペースファクターやアンテナ性能を改善したレーダ用送受一体アンテナを構成することが可能となる。
　すなわち、素子アンテナ１０の両側面に金属板あるいはＥＢＧ１５を配置することで、水平方向における放射パターンの広覆域化を実現すると共に不要波を抑制するとともに第１誘電体基板２０のＸ方向の横幅を狭めることが可能となる。また、素子アンテナ１０を用いて構成した位相比較モノパルスアンテナを大きな基板に形成したとき、ＴＭ表面波等の不要波を抑制して測角に用いるのに好適な差パターンを実現することができる。
　大きな基板に送信アンテナ及び受信アンテナを配置すると、一般的には基板上に表面波が発生する。このような表面波を抑制するために、送信アンテナと受信アンテナとの間にＥＢＧを配置する方法が知られている（参考文献：岡垣他、"ＥＢＧ装荷ＭＳＡに関する一検討"信学技報、ＩＥＩＣＥ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｒｅｐｏｒｔ　Ａ，ｐ２００５－１２７（２００５．１２））。しかし、和差パターンを用いて位相比較による方位測角を行うモノパルスアンテナでは、送信アンテナと受信アンテナとの間にＥＢＧを配置しただけでは、測角に用いることが可能な好適な差パターンを実現するのが難しい。
　上記のような問題を解決して位相比較モノパルス方式に適用できるアンテナの構成として、以下のものがある。
（構成１）ＥＢＧ－アンテナ－ＥＢＧ
（構成２）リムーアンテナ－隔壁スルーホールーＥＢＧ
（構成３）リム－アンテナ－ＥＢＧ
（構成４）ＥＢＧーアンテナ－隔壁スルーホールーＥＢＧ
　上記（構成１）の送受一体アンテナの一例を図３に示す。同図に示す送受一体アンテナ１０１では、第１誘電体基板１１１上に送信アンテナ１２０と受信アンテナ１３０が設けられている。送信アンテナ１２０は、素子アンテナ１０を６×１に配列して構成されており、受信アンテナ１３０は、素子アンテナ１０を６×２に配列して構成されている。各素子アンテナ１０は、第１素子１１が第２誘電体基板１１３に形成されたマイクロ波線路２３に給電スルーホール１１５で接続され、第２素子１２は、接地スルーホール１１６で地板１１３に接続されている。
　送受一体アンテナ１０１では、図３（ａ）に示すように、送信アンテナ１２０と受信アンテナ１３０との間にＥＢＧ１４０が配置されている。また、第１誘電体基板１１１の両端面には、ＥＢＧ１５１、１５２が配置されている。これにより、送信アンテナ１２０を中心に、ＥＢＧ１５２－送信アンテナ１２０－ＥＢＧ１４０の構成となり、受信アンテナ１３０を中心に、ＥＢＧ１５１－受信アンテナ１３０－ＥＢＧ１４０の構成となっている。
　上記（構成２）の送受一体アンテナの一例を図４に示す。同図（ａ）に示す送受一体アンテナ１０２では、図３に示した送受一体アンテナ１０１のＥＢＧ１５１、１５２に代えて、第１誘電体基板１１１の両端面にリム１６１、１６２が配置されている。また、送信アンテナ１２０とＥＢＧ１４０との間に隔壁スルーホール１６４が設けられ、受信アンテナ１３０とＥＢＧ１４０との間に隔壁スルーホール１６３が設けられている。これにより、送信アンテナ１２０を中心に、リム１６２－送信アンテナ１２０－隔壁スルーホール１６４－ＥＢＧ１４０の構成となり、受信アンテナ１３０を中心に、リム１６１－受信アンテナ１３０－隔壁スルーホール１６３－ＥＢＧ１４０の構成となっている。
　上記（構成３）の送受一体アンテナの一例を図５に示す。同図（ａ）に示す送受一体アンテナ１０３では、図３に示した送受一体アンテナ１０１のＥＢＧ１５１、１５２に代えて、第１誘電体基板１１１の両端面にリム１６１、１６２が配置されている。これにより、送信アンテナ１２０を中心に、リム１６２－送信アンテナ１２０－ＥＢＧ１４０の構成となり、受信アンテナ１３０を中心に、リム１６１－受信アンテナ１３０－ＥＢＧ１４０の構成となっている。同様に、上記（構成４）の送受一体アンテナでは、図４に示した送受一体アンテナ１０２のリム１６１、１６２に代えて、第１誘電体基板１１１の両端面にＥＢＧ１５１、１５２が配置される。
　また、図３（ｂ）、図４（ｂ）、図５（ｂ）は、送信アンテナ１２０を中心に、上記の（構成１）乃至（構成３）の送受一体アンテナ１０１乃至１０３を給電ポート１１５及び接地ポート１１６を通る断面で切断した部分断面図である。各図に示すように、送受一体アンテナ１０１、１０２、１０３は、ともに第１誘電体基板１１１、第１地板１１２、及び第２誘電体地板１１３の３層で構成されている。
　上記の送受一体アンテナ１０１乃至１０３において、送信アンテナ１２０と受信アンテナ１３０との間に配置されたＥＢＧ１４０は第１地板１１２と所定の間隔を有しており、これにより所定の周波数で共振するように形成されている。同様に、送受一体アンテナ１０１で用いられるＥＢＧ１５１、１５２も、第１地板１１２との間に上記の間隔を有して上記の周波数で共振するように形成されている。送受一体アンテナ１０２、１０３のリム１６１、１６２、及び送受一体アンテナ１０２の隔壁スルーホール１６３、１６４は、いずれも第１地板１１２に電気的に接地されている。
　上記構成の各送受一体アンテナでは、送受信波を処理するためのＭＩＣが第２誘電体基板１１３に配置される。このとき、スペースファクタを改善するために、ＭＩＣのバイアス線路が立体的に配置されて送受一体アンテナの基板内に集積化される。ＭＩＣのバイアス線路が送受一体アンテナの基板内に集積化された内蔵型レーダ用送受一体アンテナの一例を図６に示す。同図に示す内蔵型レーダ用送受一体アンテナ９００は、送受一体アンテナ１０１の基板にＭＩＣのバイアス線路１７１を集積化したものであり、ＭＩＣ（図示せず）が第２誘電体基板１１３のＥＢＧ１４０に対向する領域Ａに配置される例を示している。
　図６において、バイアス線路１７１は、ＥＢＧ１４０の下部に相当する領域Ｂに内蔵される。バイアス線路１７１を第１誘電体基板１１１に内蔵させるために、第１誘電体基板１１１は、第１層１１１ａ、第２層１１１ｂ、及び第３層１１１ｃの３層構造に形成されている。これにより、内蔵型レーダ用送受一体アンテナ９００は、第１誘電体基板１１１の第１層１１１ａの両面には例えばＥＢＧ１４０と第２地板１１４が配置され、第２層１１１ｂと第３層１１１ｃの間にはバイアス線路１７１を配置し、第２誘電体基板１１３の両面には第１地板１１２や例えばマイクロ波線路２３が配置されメタル層としては５層構造となっている。
　図６に示すように、バイアス線路１７１がＥＢＧ１４０と第１地板１１２との間に内蔵される。干渉低減策としてバイアス線路がＥＢＧ１４０側から電波的に見えにくくするためにＥＢＧ１４０とバイアス線路１７１との間に第２地板１１４を配置する必要がある。そこで、第１誘電体基板１１１を３層構造とし、第１層１１１ａと第２層１１１ｂとの間に第２地板１１４を配置し、第２層１１１ｂと第３層１１１ｃとの間にバイアス線路１７１を配置する。なお、第２地板１１４を上記のように配置したことで、ＥＢＧ１４０に対し、第１地板１１２より近い位置に第２地板１１４が配置されることになる。その結果、ＥＢＧ１４０の共振周波数が変化してしまうため、ＥＢＧ１４０が第２地板１１４に対して上記の所定の共振周波数で共振するように設計し直す必要がある。
　上記のように第１誘電体基板１１１をメタル層として４層構造とすることで、バイアス線路１７１を第１地板１１２と第２地板１１４との間に内蔵することが可能となる。しかしながら、バイアス線路１７１を内蔵する領域Ｂは、給電ポート１１５が設けられている領域と電波的に繋がっているため、例えば送信アンテナ１２０の電界が領域Ｂまで伝播して影響を与えるおそれがある。
　内蔵型レーダ用送受一体アンテナ９００において、受信アンテナ１３０を励振したときに領域Ｂに漏洩する電界を、解析により求めた一例を図７に示す。同図は、横軸が第１誘電体基板１１１の受信アンテナ１３０側の端面からの距離を表し、縦軸が漏洩電界を表している。バイアス線路１７１は、送信アンテナ１２０と受信アンテナ１３０との間の第１誘電体基板１１１の領域Ｂに内蔵されている。図７において、符号５１が内蔵型レーダ用送受一体アンテナ９００における漏洩電界を示している。
　図７に示すように、内蔵型レーダ用送受一体アンテナ９００では、受信アンテナ１３０からの漏洩電界５１が領域Ｂであまり低下しておらず、受信アンテナ１３０から離れた位置のＢ領域から送信アンテナ１２０までの区間で励振点から１５～２９ｄＢ程度しか低下していない。受信アンテナ１３０からの漏洩電界（不要波）は、領域Ｂで３５～４０ｄＢ以上低下しているのが好ましい。
　（第１実施形態）
　そこで、本発明の第１の実施形態に係る内蔵型レーダ用送受一体アンテナは、図４に示した（構成２）の送受一体アンテナ１０２にＭＩＣのバイアス線路１７１を内蔵させるように構成したものである。第１実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ１００の構成を、図１に示す。同図（ａ）は、本実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ１００の平面図であり、同図（ｂ）は、送信アンテナ１２０側の給電ポート１１５及び接地ポート１１６を通る断面で切断した部分断面図である。
　内蔵型レーダ用送受一体アンテナ１００は、図６に示した送受一体アンテナ９００と同様に、第１誘電体基板１１１が、第１層１１１ａ、第２層１１１ｂ、及び第３層１１１ｃの３層構造に形成されており、第１誘電体基板１１１の第１層１１１ａの両面には例えばＥＢＧ１４０と第２の地板１１４が配置され、第２層１１１ｂと第３層１１１ｃの間にはバイアス線路１７１を配置し、第２誘電体基板１１３の両面には第１の地板１１２や例えばマイクロ波線路２３が配置されメタル層としては５層構造となっている。また、ＭＩＣのバイアス線路１７１は、図６に示した送受一体アンテナ９００の領域Ｂと同じ領域の第２層１１１ｂと第３層１１１ｃとの間に配置されている。さらに、第１層１１１ａと第２層１１１ｂとの間に第２地板１１４が配置されている。
　本実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ１００では、図６に示した送受一体アンテナ９００と同様の５層構造とすることで、バイアス線路１７１と第２地板１１４を内蔵可能にしている。これに加えて、図１（ｂ）に示すように、隔離スルーホール１６４と第２地板１１４と地板１１２は電気的に導通している。その結果、給電ポート１１５が配置されている領域とバイアス線路１７１が配置されている領域Ｂとが、隔離スルーホール１６４と第２地板１１４とで隔離された構造となっている。同様に、受信アンテナ１３０側の隔離スルーホール１６３と第２地板１１４と地板１１２も電気的に導通している。
　内蔵型レーダ用送受一体アンテナ１００において、受信アンテナ１３０を励振したときに領域Ｂに漏洩する電界を解析により求めた一例を、図７に符号５２で示す。内蔵型レーダ用送受一体アンテナ９００における漏洩電界５１に比べて、本実施形態における漏洩電界５２は、領域Ｂにおいて全体的に低減されていることがわかる。内蔵型レーダ用送受一体アンテナ１００では、バイアス線路１７１を隔離スルーホール１６３、１６４と第２地板１１４で隔離することにより、改善前の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ９００に比べて漏洩電界が平均値でー１９．８ｄＢ低くなっており、隔離スルーホール１６３、１６４の効果が顕著であることがわかる。
　内蔵型レーダ用送受一体アンテナ１００において、受信アンテナ１３０の受信波から得られる和パターン、差パターン、及びディスクリカーブを、それぞれ図８（ａ）、（ｂ）、及び（ｃ）に示す。ここで、符号６１及び６２は、それぞれ実測値及びシミュレーションによる解析値を示している。また、比較のために、特許文献１に記載のアレーアンテナと同様に、垂直偏波のプリント化ダイポールアンテナを２×４に配列して構成された従来の受信アンテナによる実測値を符号６３で示している。
　図８より、（ａ）の和パターン、（ｂ）の差パターン、及び（ｃ）のディスクリカーブとも、実測値と解析値は良い一致を示している。また、符号６３で示す従来の受信アンテナと比較して、本実施形態の受信アンテナ１３０では、Ａｚ面（ＸＺ面）における和パターン、差パターンとも広覆域にわたって高い利得が得られており、図８（ｃ）に示すディスクリカーブや前記和パターン（ａ）、差パターン（ｂ）から明らかなように、利得が向上し信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）が改善されている分、従来より広い測角範囲が得られる。本実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ１００によれば、不要波を抑制しながらＭＩＣのバイアス線路１７１をアンテナ基板である第１誘電体基板１１１に集積させることができ、スペースファクタを改善することが可能となる。
　本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナは、磁流を主な放射源とする素子アンテナを誘電体基板上に複数配列して送信アンテナ及び受信アンテナを構成し、そのＥθ成分を主偏波として水平方向（ＸＺ方向）に配置している。そして、送信アンテナ及び受信アンテナのそれぞれのＸ方向近傍にリム等の金属層やＥＢＧ層を配置するのを特徴としている。磁流を放射源とする素子アンテナとして、プリント化ダイポール以外の代表的なものとしてパッチアンテナがある。パッチアンテナでは、その給電方式として、マイクロストリップ線路による共平面給電方式、垂直同軸給電方式、あるいは電磁結合給電方式等がある。　
　（第２実施形態）
　本発明の第２の実施形態に係る内蔵型レーダ用送受一体アンテナを、図面を用いて以下に説明する。第２の実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナでは、第１実施形態で用いているプリント化ダイポールアンテナの素子アンテナ１０に代えて、図９に示すような電磁結合パッチアンテナを素子アンテナ３０として用いている。図９は、磁流を主な放射源とする水平偏波の電磁結合パッチアンテナの構成を示す平面図及び断面図である。同図に示す電磁結合パッチアンテナからなる素子アンテナ３０は、第１誘電体基板２０上にパッチアンテナ３１が形成されている。パッチアンテナ３１は、地板２１に形成された電磁結合孔３２を介して第２誘電体基板２２上のマイクロ波線路２３に電磁結合される。すなわち、マイクロ波線路２３の電磁エネルギーは、電磁結合孔３２を介してパッチアンテナ３１に励起される。
　上記の素子アンテナ３０を用いて送信アンテナと受信アンテナを構成したとき、その両側面に金属板あるいはＥＢＧ１５を配置することで、送信アンテナと受信アンテナとを一体化してスペースファクターやアンテナ性能を改善したレーダ用送受一体アンテナを形成することが可能となる。素子アンテナ３０を用いた第２実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナを図１０に示す。図１０は、本実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ２００の平面図であり、同図（ｂ）は、送信アンテナ２２０側の第１地板２１２に形成された電磁結合孔３２を通るＸ軸方向の断面で切断した部分断面図である。
　内蔵型レーダ用送受一体アンテナ２００は、素子アンテナ３０を用いて送信アンテナ２２０と受信アンテナ２３０が形成されており、上記の（構成２）の配列で構成されている。すなわち、図１０（ａ）の左側から、リム２６１、受信アンテナ２３０、隔壁スルーホール２６３、ＥＢＧ２４０、隔壁スルーホール２６４、送信アンテナ２２０、及びリム２６２が配列されている。また、図１０（ｂ）に示すように、第１誘電体基板２１１が、第１層２１１ａ、第２層２１１ｂ、及び第３層２１１ｃの３層構造に形成されており、第１誘電体基板２１１の第１層２１１ａの両面には例えばＥＢＧ２４０と第２地板２１４が配置され、第２層２１１ｂと第３層２１１ｃの間にはバイアス線路１７１を配置し、第２誘電体基板２１３の両面には第１地板２１２や例えばマイクロ波線路２３が配置されメタル層としては５層構造となっている。そして、第１層２１１ａと第２層２１１ｂとの間に第２地板２１４が内蔵され、第２層２１１ｂと第３層２１１ｃとの間にＭＩＣのバイアス線路１７１が内蔵されている。
　本実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ２００でも、第１実施形態と同様に、隔離スルーホール２６４と第２地板２１４と地板２１２は電気的に導通しており、これにより素子アンテナ３０とマイクロ波線路２３とが電磁結合される領域と、バイアス線路１７１が配置されている領域とが、隔離スルーホール２６４と第２地板２１４とで隔離された構造となっている。同様に、受信アンテナ２３０側の隔離スルーホール２６３と第２地板２１４と地板２１２も電気的に導通している。これにより、不要波を抑制しながらＭＩＣのバイアス線路１７１を第１誘電体基板２１１に集積させることができ、スペースファクタを改善することができる。また、和パターン、差パターンとも広覆域にわたって高い利得が得られ、広い測角範囲が実現できる。
　（第３実施形態）
　本発明の第３の実施形態に係る内蔵型レーダ用送受一体アンテナを、図１１を用いて以下に説明する。第３の実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ３００では、第２実施形態と同様に、電磁結合パッチアンテナを素子アンテナ３０として用いている。図１１は、本実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ３００の平面図であり、同図（ｂ）は、送信アンテナ２２０側の第１地板３１２に形成された電磁結合孔３２を通過するＸ軸方向の断面で切断した部分断面図である。
　内蔵型レーダ用送受一体アンテナ３００は、素子アンテナ３０を用いて送信アンテナ２２０と受信アンテナ２３０が形成されており、上記の（構成１）の配列で構成されている。すなわち、図１１（ａ）の左側から、ＥＢＧ３５１、受信アンテナ２３０、ＥＢＧ３４０、送信アンテナ２２０、及びＥＢＧ３５２が配列されている。また、図１１（ｂ）に示すように、第１誘電体基板３１１が、第１層３１１ａ、第２層３１１ｂ、及び第３層３１１ｃの３層構造に形成されており、第１層３１１ａと第２層３１１ｂとの間に第２地板３１４が内蔵され、第２層３１１ｂと第３層３１１ｃとの間にＭＩＣのバイアス線路１７１が内蔵されている。
　本実施形態の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ３００では、第２誘電体基板３１３と第１誘電体基板３１１の第２層３１１ｂ及び第３層３１１ｃを貫通して第２地板３１４及び第１地板３１２に導電可能に接続された小型隔壁スルーホール３６５が設けられている。本実施形態では、小型隔壁スルーホール３６５を設けることで、第２実施形態で用いている第１誘電体基板２１１及び第２誘電体基板２１３を貫通する隔壁スルーホール２６３、２６４を不要とすることができる。これにより、隔壁スルーホール２６３、２６４を設ける場合に比較して、第１誘電体基板３１１及び第２誘電体基板３１３の製作工程を簡易化することが可能となる。
　なお、上記各実施形態では、水平方向における放射パターンの広覆域化を実現するために磁流を主な放射源素子とする素子アンテナのＥθ成分を主偏波として水平方向に配置したものを例に説明したが、主偏波を垂直或いは斜め方向に配置した素子アンテナでも本発明の内蔵型レーダ用送受一体アンテナに適用することができる。また、直線偏波に限定されず、円偏波のアンテナにも適用可能なのは言うまでもない。さらに、上記実施形態では、高周波回路部品としてＭＩＣのバイアス線路を例に説明したが、これに限定されず、別の信号線路や半導体機能部品であってもよい。本実施の形態における記述は、本発明に係る内蔵型レーダ用送受一体アンテナの一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態における内蔵型レーダ用送受一体アンテナの細部構成及び詳細な動作等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
１０、３０　　素子アンテナ
１１　　　第１素子
１２　　　第２素子
１３　　　給電スルーホール
１４　　　接地スルーホール
１５　　　金属板あるいはＥＢＧ
２０、１１１、２１１、３１１　　第１誘電体基板
１００、２００、３００、９００　　内蔵型レーダ用送受一体アンテナ
２２、１１３、２１３、３１３　　第２誘電体基板
２３　　マイクロ波線路
３１　　パッチアンテナ
３２　　電磁結合孔
１０１、１０２、１０３　　送受一体アンテナ
１１２、２１２、３１２　　第１地板
１１４、２１４，３１４　　第２地板
１１５　　給電ポート
１１６　　接地ポート
１２０、２２０　　送信アンテナ
１３０、２３０　　受信アンテナ
１４０、１５１、１５２、２４０、３４０、３５１、３５２　　ＥＢＧ
１６１、１６２、２６１、２６２　　リム
１６３、１６４、２６３、２６４　　隔壁スルーホール
１７１　　バイアス線路
３６５　　小型隔壁スルーホール

Claims (10)

  1. 　第１誘電体基板の一方の面の一端側に配置された送信アンテナと、
    　前記第１誘電体基板の一方の面の他端側に配置された受信アンテナと、
    　前記第１誘電体基板の一方の面の前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に配置されたＥＢＧ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ）と、
    　前記第１誘電体基板の他方の面に形成された第１地板と、
    　前記第１地板を挟んで前記第１誘電体基板と反対側の面に配置された第２誘電体基板と、を備え、
    　所定のＭＩＣ（マイクロ波集積回路）が前記第２誘電体基板の前記第１地板と反対側の面に一体化され、
    　所定の高周波回路部品が前記第１誘電体基板に内蔵されている
    ことを特徴とする内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
  2. 　前記高周波回路部品は前記ＥＢＧの下方に配置され、
    　前記高周波回路部品と前記ＥＢＧとの間に前記第１地板と電気的に導通している第２地板を配置している
    ことを特徴とする請求項１に記載の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
  3. 　前記第１誘電体基板が３層の誘電体から構成され、
    　前記第２地板が前記１層目の誘電体と前記２層目の誘電体との間に配置され、
    　前記高周波回路部品が前記２層目の誘電体と前記３層目の誘電体との間に配置されている
    ことを特徴とする請求項２に記載の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
  4. 　前記送信アンテナと前記ＥＢＧとの間、及び前記受信アンテナと前記ＥＢＧとの間、のそれぞれに、少なくとも前記第１誘電体基板を貫通して前記第１地板に導電可能に接続された隔壁スルーホールを備え、
    　前記２つの隔壁スルーホールと前記第２地板とが導電可能に接続されている
    ことを特徴とする請求項２または３に記載の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
  5. 　前記送信アンテナと前記ＥＢＧとの間、及び前記受信アンテナと前記ＥＢＧとの間、のそれぞれに、前記第１誘電体基板及び前記第２誘電体基板を貫通して前記第１地板に導電可能に接続された隔壁スルーホールを備え、
    　前記２つの隔壁スルーホールと前記第２地板とが導電可能に接続されている
    ことを特徴とする請求項２または３に記載の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
  6. 　前記第１地板と前記第２地板との間を導電可能に接続する小型隔壁スルーホールが前記送信アンテナ側と前記受信アンテナ側のそれぞれに設けられ、前記高周波回路部品が前記送信アンテナ側の小型隔壁スルーホールと前記受信アンテナ側の小型隔壁スルーホールとの間に配置されている
    ことを特徴とする請求項２または３に記載の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
  7. 　前記送信アンテナは、プリント化ダイポールアンテナを１以上１列に配列して構成され、前記受信アンテナは、前記プリント化ダイポールアンテナを２以上２列に配列して構成されている
    ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
  8. 　前記送信アンテナは、パッチアンテナを１以上１列に配列して構成され、前記受信アンテナは、前記パッチアンテナを２以上２列に配列して構成されている
    ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
  9. 　前記パッチアンテナは、所定のマイクロ波線路と電磁結合給電方式で接続される電磁結合パッチアンテナである
    ことを特徴とする請求項８に記載の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
  10. 　前記高周波回路部品は、前記ＭＩＣのバイアス線路、あるいは所定の信号線路または半導体機能部品のいずれかである
    ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項に記載の内蔵型レーダ用送受一体アンテナ。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021175080A (ja) * 2020-04-24 2021-11-01 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 アンテナ装置
US11289796B2 (en) 2016-06-06 2022-03-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Circuit board arrangement for signal supply to a radiator

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9231310B2 (en) * 2013-09-24 2016-01-05 Delphi Technologies, Inc. Radar sensor antenna with anti-reflection element
KR102207567B1 (ko) * 2013-11-13 2021-01-26 현대모비스 주식회사 차량용 레이더 및 이의 탐지 성능 개선 방법
CN106165196A (zh) * 2014-04-18 2016-11-23 川斯普公司 用于电路设计的超材料基板
KR102252382B1 (ko) * 2014-07-22 2021-05-14 엘지이노텍 주식회사 레이더 장치
JP6516185B2 (ja) * 2015-06-05 2019-05-22 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置
US10586354B2 (en) 2015-09-29 2020-03-10 National University Corporation Kobe University Imaging method and imaging apparatus
CN106937184B (zh) * 2015-12-29 2021-08-06 中兴通讯股份有限公司 一种实现激活的方法及装置
JP6437942B2 (ja) * 2016-02-23 2018-12-12 株式会社Ｓｏｋｅｎ アンテナ装置
DE102016203160A1 (de) * 2016-02-29 2017-08-31 Robert Bosch Gmbh Radarsystem, umfassend eine Antennenanordnung zum Senden und Empfangen elektromagnetischer Strahlung
KR102589762B1 (ko) * 2016-06-20 2023-10-17 주식회사 에이치엘클레무브 레이더 장치 및 레이더 신호 처리 방법
DE102016224900A1 (de) * 2016-12-14 2018-06-14 Robert Bosch Gmbh MIMO-Radarsensor für Kraftfahrzeuge
CN107390185A (zh) * 2017-06-07 2017-11-24 南京燃犀智能科技有限公司 一种雷达收发组件的制造方法
US10854994B2 (en) * 2017-09-21 2020-12-01 Peraso Technolgies Inc. Broadband phased array antenna system with hybrid radiating elements
DE102018202303B4 (de) * 2018-02-15 2022-06-15 Robert Bosch Gmbh Sensorsystem zum Anbringen einer Sensoranordnung an einem Fahrzeug
RU2692091C1 (ru) * 2018-06-18 2019-06-21 Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство обороны Российской Федерации Способ построения приёмопередающего модуля активной фазированной антенной решётки
US11133596B2 (en) * 2018-09-28 2021-09-28 Qualcomm Incorporated Antenna with gradient-index metamaterial
US11258161B2 (en) * 2019-02-08 2022-02-22 Texas Instmments Incorporated Antenna-on-package integrated circuit device
KR102626886B1 (ko) 2019-02-19 2024-01-19 삼성전자주식회사 안테나 및 상기 안테나를 포함하는 전자 장치
US11355838B2 (en) * 2019-03-18 2022-06-07 Infineon Technologies Ag Integration of EBG structures (single layer/multi-layer) for isolation enhancement in multilayer embedded packaging technology at mmWave
TWI718599B (zh) * 2019-07-24 2021-02-11 台達電子工業股份有限公司 通訊裝置
CN112290234A (zh) 2019-07-24 2021-01-29 台达电子工业股份有限公司 通信装置
CN112290235A (zh) 2019-07-24 2021-01-29 台达电子工业股份有限公司 天线阵列
US11316283B2 (en) 2019-07-24 2022-04-26 Delta Electronics, Inc. Dual polarized antenna
WO2021095934A1 (ko) * 2019-11-15 2021-05-20 엘지전자 주식회사 5g 안테나를 구비하는 전자 기기
US20210391657A1 (en) * 2020-06-01 2021-12-16 Commscope Technologies Llc Antenna, multi-band antenna and antenna tuning method
US20230052803A1 (en) * 2021-07-29 2023-02-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Low-profile frequency-selective antenna isolation enhancement for dual-polarized massive mimo antenna array
JP2023021725A (ja) * 2021-08-02 2023-02-14 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 アンテナ装置及びレーダ装置
EP4216682A1 (en) * 2022-01-19 2023-07-26 NXP USA, Inc. Power amplifier modules and systems containing electromagnetic bandgap isolation arrays

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10200326A (ja) * 1997-01-07 1998-07-31 Mitsubishi Electric Corp アンテナ装置
JP2003524751A (ja) * 1998-02-20 2003-08-19 アメリゴン インコーポレイティド 高性能車両レーダシステム
JP2004304611A (ja) * 2003-03-31 2004-10-28 Hitachi Maxell Ltd アンテナ及びその製造方法
JP2007166115A (ja) * 2005-12-12 2007-06-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置
JP2007243375A (ja) * 2006-03-07 2007-09-20 Mitsubishi Electric Corp アレーアンテナ
JP2008098919A (ja) * 2006-10-11 2008-04-24 Mitsubishi Electric Corp アレーアンテナ装置
JP2009089212A (ja) 2007-10-02 2009-04-23 Furukawa Electric Co Ltd:The レーダ装置用アンテナ

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10303640A (ja) * 1997-04-25 1998-11-13 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> アンテナ装置
US6380883B1 (en) 1998-02-23 2002-04-30 Amerigon High performance vehicle radar system
US6400308B1 (en) 1998-02-20 2002-06-04 Amerigon Inc. High performance vehicle radar system
WO1999042652A1 (en) 1998-02-19 1999-08-26 International Paper Company Process for production of chemical pulp from herbaceous plants
US6069581A (en) 1998-02-20 2000-05-30 Amerigon High performance vehicle radar system
JP2002299947A (ja) 2001-03-30 2002-10-11 Fujitsu Quantum Devices Ltd 高周波半導体装置
US6954177B2 (en) * 2002-11-07 2005-10-11 M/A-Com, Inc. Microstrip antenna array with periodic filters for enhanced performance
DE102006012452B4 (de) * 2006-03-17 2010-10-28 Imst Gmbh PBG-Struktur mit Berandung
US7760140B2 (en) * 2006-06-09 2010-07-20 Intel Corporation Multiband antenna array using electromagnetic bandgap structures
JP4294670B2 (ja) * 2006-09-15 2009-07-15 シャープ株式会社 無線通信装置
US7855689B2 (en) * 2007-09-26 2010-12-21 Nippon Soken, Inc. Antenna apparatus for radio communication
JP5072741B2 (ja) * 2008-07-02 2012-11-14 三菱電機株式会社 Ｅｂｇ構造ユニット
WO2010013496A1 (ja) * 2008-08-01 2010-02-04 日本電気株式会社 構造体、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、アレイアンテナ、電子装置
JP5718315B2 (ja) * 2010-03-23 2015-05-13 古河電気工業株式会社 アンテナ及び一体化アンテナ

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10200326A (ja) * 1997-01-07 1998-07-31 Mitsubishi Electric Corp アンテナ装置
JP2003524751A (ja) * 1998-02-20 2003-08-19 アメリゴン インコーポレイティド 高性能車両レーダシステム
JP2004304611A (ja) * 2003-03-31 2004-10-28 Hitachi Maxell Ltd アンテナ及びその製造方法
JP2007166115A (ja) * 2005-12-12 2007-06-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd アンテナ装置
JP2007243375A (ja) * 2006-03-07 2007-09-20 Mitsubishi Electric Corp アレーアンテナ
JP2008098919A (ja) * 2006-10-11 2008-04-24 Mitsubishi Electric Corp アレーアンテナ装置
JP2009089212A (ja) 2007-10-02 2009-04-23 Furukawa Electric Co Ltd:The レーダ装置用アンテナ

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FAN YANG ET AL.: "Microstrip antennas integrated with electromagnetic band- gap (EBG) structures: a low mutual coupling design for array applications", IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, vol. 51, no. 10, October 2003 (2003-10-01), pages 2936 - 2946, XP011102118 *
OKAGAKI: "A Study on EBG-loaded MSA", IEICE TECHNICAL REPORT A, pages 2005 - 127
See also references of EP2555326A4

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11289796B2 (en) 2016-06-06 2022-03-29 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Circuit board arrangement for signal supply to a radiator
JP2021175080A (ja) * 2020-04-24 2021-11-01 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 アンテナ装置
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