WO2011114746A1 - 構造体 - Google Patents

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WO2011114746A1
WO2011114746A1 PCT/JP2011/001614 JP2011001614W WO2011114746A1 WO 2011114746 A1 WO2011114746 A1 WO 2011114746A1 JP 2011001614 W JP2011001614 W JP 2011001614W WO 2011114746 A1 WO2011114746 A1 WO 2011114746A1
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WO
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conductor
structure according
conductors
transmission line
lambda
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Application number
PCT/JP2011/001614
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English (en)
French (fr)
Inventor
博 鳥屋尾
徳昭 安道
Original Assignee
日本電気株式会社
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Publication date
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/206—Microstrip transmission line antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/28—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave comprising elements constituting electric discontinuities and spaced in direction of wave propagation, e.g. dielectric elements or conductive elements forming artificial dielectric
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/0006—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/0086—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices said selective devices having materials with a synthesized negative refractive index, e.g. metamaterials or left-handed materials

Definitions

  • the present invention relates to structures exhibiting properties as metamaterials.
  • the propagation characteristics of electromagnetic waves can be controlled by periodically arranging a conductor pattern having a specific structure (hereinafter referred to as a metamaterial).
  • a metamaterial for example, the antenna can be miniaturized and thinned.
  • Metamaterials include so-called right-handed, left-handed, and combined right-handed-left-handed systems.
  • the metamaterial of right-handed / left-handed composite system is used as an antenna among them, it is preferable to widen the bandwidth of the zero-order resonance because the band of the antenna is expanded.
  • Patent Document 1 in order to lower the operating frequency band of EBG (Electromagnetic Band Gap), which is an example of a metamaterial, capacitance elements, specifically chip capacitances, are respectively provided between a plurality of small metal plates. It is disclosed to connect electrically via each other.
  • EBG Electromagnetic Band Gap
  • An object of the present invention is to provide a structure capable of reducing the resonant frequency of a series circuit at low cost.
  • a plurality of second conductors which are repeatedly arranged, are opposed to the first conductor;
  • An inductance element provided at least one by one for each of the plurality of second conductors and providing an inductance component between the first conductor and the second conductor;
  • a third conductor electrically connected to the first second conductor and opposed to the second second conductor located next to the first second conductor;
  • a first conductor A second conductor facing the first conductor; A slit repeatedly provided on the first conductor and extending in a direction intersecting the second conductor; A structure comprising the
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line AA ′ of FIG. It is an equivalent circuit schematic of the unit cell shown in FIG. It is sectional drawing which shows the structure of the structure which concerns on 2nd Embodiment. It is a perspective view which shows the structure of the structure which concerns on 3rd Embodiment.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view taken along the line AA 'of FIG. 5; It is sectional drawing which shows the structure of the structure which concerns on 4th Embodiment. It is sectional drawing which shows the structure of the structure which concerns on 5th Embodiment. It is a top view which shows the pattern of a 4th conductor.
  • FIG. It is an equivalent circuit schematic of the unit cell in the structure shown in FIG. It is sectional drawing which shows the structure of the structure which concerns on 6th Embodiment. It is sectional drawing which shows the structure of the structure which concerns on 7th Embodiment. It is sectional drawing which shows the structure of the structure which concerns on 8th Embodiment. It is a top view which shows the structure of the structure which concerns on 9th Embodiment. It is a top view which shows the structure of the structure which concerns on 10th Embodiment. It is a top view which shows the modification of FIG. It is a top view which shows the structure of the structure which concerns on 11th Embodiment. It is a top view which shows the modification of FIG.
  • FIG. 1 is a perspective view showing the structure of a structure according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the line AA 'of FIG.
  • a via 400 described later is illustrated for convenience of explanation.
  • the structure includes a first conductor 100, a plurality of second conductors 200, a plurality of vias (inductance elements) 400, and a third conductor 300.
  • the plurality of second conductors 200 face the first conductor 100 and are repeatedly, for example, periodically arranged.
  • the plurality of vias 400 are provided at least one for each of the plurality of second conductors 200, and provide an inductance component between the first conductor 100 and the second conductor 200.
  • one end of the via 400 is connected to the first conductor 100, and the other end is connected to the second conductor 200.
  • the third conductor 300 is connected to the first second conductor 200 via the via 500, and is opposed to the second second conductor 200 located next to the first second conductor 200, whereby the second conductor 200 is formed.
  • the transmission line is configured between the second conductor 200 of FIG.
  • the third conductor 300 functions as a stub together with the second second conductor 200. That is, the third conductor 300 forms a microstrip line in which the second second conductor 200 is a return path.
  • three or more second conductors 200 are provided, and the third conductor 300 is provided between at least one pair of adjacent second conductors 200. Further, among the two second conductors 200 adjacent to each other, a second conductor 200 close to a feed conductor 220 described later is defined as the first second conductor 200. The details will be described below.
  • the first conductor 100 extends in a sheet shape, and is, for example, a metal film such as a Cu film.
  • a first insulating layer 610 is provided on the first conductor 100.
  • the second conductor 200 is a metal film such as a Cu film, for example, and is repeatedly provided on the first insulating layer 610 along the first direction (X direction in the drawing).
  • the plurality of vias 400 penetrate the first insulating layer 610. In FIG. 2, the via 400 is connected to the central portion of the second conductor 200 in the X direction in the drawing, but the place where the via 400 is connected to the second conductor 200 is not limited to this.
  • a second insulating layer 620 is provided on the plurality of second conductors 200 and the first insulating layer 610.
  • the third conductor 300 is, for example, a metal film such as a Cu film, and is repeatedly provided on the second insulating layer 620, for example, periodically.
  • the third conductor 300 is located on the opposite side of the first conductor 100 via the second conductor 200.
  • One end of the third conductor 300 is electrically connected to the first second conductor 200, and the other end extends in a region overlapping the second second conductor 200. Since the other end of the third conductor 300 is an open end with respect to the second second conductor, the third conductor 300 functions as an open stub.
  • the via 500 penetrates the second insulating layer 620, one end is connected to the second conductor 200, and the other end is connected to one end of the third conductor 300.
  • the via 500 is connected to the second conductor 200 at an end portion of the second conductor 200 in the X direction in the drawing, that is, at a position not overlapping the via 400.
  • the number of vias 500 and third conductors 300 is It is not limited to this.
  • the 3rd conductor 300 is a conductor pattern extended
  • the first conductor 100 is formed in the first conductor layer
  • the plurality of second conductors 200 are formed in the second conductor layer located on the first conductor layer
  • the plurality of third conductors 300 are formed.
  • a third conductor layer located on the second conductor layer.
  • a feeding conductor 220 is formed in the second conductor layer.
  • the feed conductor 220 is electrically connected to the second conductor 200 located at one end of the arrangement of the second conductors 200.
  • the feed conductor 220 may be directly connected to the second conductor 200 or may be capacitively coupled. Since the feed conductor 220 faces the first conductor 100, the feed conductor is configured together with the first conductor 100. For this reason, the structure according to the present embodiment functions as a resonator antenna (zero-order resonant antenna).
  • the length of the part which opposes the 2nd 2nd conductor 200 among the 3rd conductors 300 is (lambda) / 4.
  • the structure when used as a left-handed metamaterial, it may be ⁇ / 4 or less.
  • the unit cells 10 are repeatedly arranged, for example, periodically.
  • the unit cell 10 includes the first conductor 100, the via 400, a half of the first second conductor 200, a half of the second second conductor 200, the via 500, and the third conductor 300.
  • portions of the structure other than the feed line function as metamaterials.
  • the same via interval is within 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ of the electromagnetic wave assumed as noise. It is preferable to do so.
  • the term “repeat” also includes the case where part of the configuration is missing in any of the unit cells 10.
  • “repeating” also includes the case where the unit cells 10 are partially missing.
  • the term "periodically” also includes the case where part of the constituent elements of some unit cells 10 are shifted, and the case where the arrangement of part of unit cells 10 themselves is shifted.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the unit cell 10 shown in FIG. Since the first conductor 100 and the second conductor 200 face each other, a capacitance CR is formed between them. Further, since the first conductor 100 and the second conductor 200 are connected by the via 400, an inductance L L resulting from the via 400 is formed between the first conductor 100 and the second conductor 200. Therefore, a shunt circuit S having a capacitance C R and an inductance L L is formed between the first conductor 100 and the second conductor 200.
  • first second conductor 200a since the end portions of the first second conductor 200a and the second second conductor 200b face each other, a capacitance CL is formed at this portion.
  • the first second conductor 200a also has an inductance L R. Therefore, a series circuit D having a capacitance CL and an inductance L R is formed between the first second conductor 200a and the second second conductor 200b.
  • the input impedance of the open stub is added to the series circuit D.
  • an open stub is formed between the third conductor 300 and the second second conductor 200b.
  • the input impedance of the open stub is capacitive, so that the distance between the first second conductor 200 a and the second second conductor 200 b is Can give a large capacity. Therefore, the present embodiment operates as a left-handed metamaterial in a frequency range that satisfies the above conditions, for example, as a small resonator antenna using ⁇ 1st order and ⁇ 2nd order resonance, and as a leaky wave antenna using negative refractive index It can be used.
  • the input impedance of the open stub will be equal to the LC series resonant condition.
  • the resonant frequency of the series circuit D is almost equal to the resonant frequency of the open stub, so changing the resonant frequency of the series circuit D by changing the length of the open stub is easy Can be controlled. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to easily satisfy the “balance condition” in which the resonant frequency of the series circuit D matches the resonant frequency of the shunt circuit S, and the characteristics of the resonator antenna can be improved.
  • the resonance frequency can be lowered by increasing the open stub length, the low frequency can be realized at low cost as compared with the case of mounting an individual component such as a chip inductor. It is possible. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to lower the zero-order resonance frequency while satisfying the balance condition easily and at low cost. As a result, according to this embodiment, it is possible to provide a zero-order resonant antenna operating in a lower band at low cost.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view showing the structure of a structure according to the second embodiment, and corresponds to FIG. 2 in the first embodiment.
  • the structure according to the present embodiment has the same configuration as the structure according to the first embodiment except that it has a plurality of vias 510.
  • the via 510 passes through the second insulating layer 620 and connects the other end of the third conductor 300 to the second second conductor 200.
  • the stub constituted by the third conductor 300 and the second second conductor 200 functions as a short stub.
  • the wavelength of the signal input into a structure is set to (lambda)
  • the length of the part which opposes the 2nd 2nd conductor 200 among the 3rd conductors 300 is (lambda) / 2.
  • the structure when used as a left-handed metamaterial, it may be ⁇ / 4 or more and ⁇ / 2 or less.
  • the present embodiment operates as a left-handed metamaterial in a frequency range that satisfies the above conditions, for example, as a small resonator antenna using ⁇ 1st order and ⁇ 2nd order resonance, and as a leaky wave antenna using negative refractive index It can be used.
  • the input impedance of the short stub will be equal to the LC series resonant condition.
  • the resonant frequency of the series circuit D is almost equal to the resonant frequency of the short stub. Therefore, the resonant frequency of the series circuit D can be easily changed by changing the short stub length. Can be controlled. Therefore, according to this embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
  • FIG. 5 is a perspective view showing the structure of a structure according to the third embodiment
  • FIG. 6 is a cross-sectional view taken along the line AA 'of FIG.
  • This structure has the same configuration as the structure according to the first or second embodiment except that the power supply conductor 240 is included.
  • FIG. 6 shows the same case as that of the first embodiment.
  • the feed conductor 240 is formed in the second conductor layer, and is electrically connected to the second conductor 200 located at the other end of the arrangement of the second conductors 200. That is, the plurality of second conductors 200 are located between the feeding conductor 220 and the feeding conductor 240.
  • the feed conductor 220 may be directly connected to the second conductor 200 or may be capacitively coupled.
  • FIG. 6 is a view showing the radiation direction of the leaked wave when power is inputted from the feeding conductor 220.
  • the structure of FIG. 6 operates as a left-handed metamaterial on the lower frequency side than the zero-order resonant frequency, and has a negative refractive index, so the leaked wave is refracted backward with respect to the traveling direction of power to be radiated Be done.
  • the leaked wave is refracted and emitted forward with respect to the traveling direction of the power.
  • the light is refracted and emitted in the direction perpendicular to the structure. Therefore, by changing the operating frequency, it is possible to change the radiation direction of the leaked wave from the front to the back.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view showing the structure of the structure according to the fourth embodiment, and corresponds to FIG. 2 in the first embodiment.
  • the structure according to the present embodiment has the same configuration as the structure according to the first embodiment or the second embodiment except that the second conductive layer is located on the third conductive layer. is there.
  • FIG. 7 shows the same case as that of the first embodiment.
  • the feed conductor 220 and the plurality of second conductors 200 that constitute the second conductive layer are formed on the second insulating layer 620.
  • the third conductor 300 that constitutes the third conductive layer is formed on the first insulating layer 610. That is, the third conductor 300 is located between the first conductor 100 and the second conductor 200. Also, the via 400 penetrates the first insulating layer 610 and the second insulating layer 620.
  • the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
  • the third conductor 300 is formed inside the insulating layer, the effective dielectric constant of the stub is larger than in the case where it is formed on the surface. Therefore, the stub length can be shortened by the wavelength shortening effect, and the structure can be miniaturized.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view showing the configuration of the structure according to the fifth embodiment, and corresponds to FIG. 2 in the first embodiment.
  • the structure according to this embodiment has the same configuration as the structure according to the first embodiment or the second embodiment except for the following points.
  • FIG. 7 shows the same case as that of the first embodiment.
  • the first insulating layer 610 has a structure in which the insulating layer 612 and the insulating layer 614 are stacked in this order, and the power supply conductor 220 and the plurality of second conductors 200 are formed on the insulating layer 614. Also, the via 400 penetrates the insulating layer 612 but does not reach the insulating layer 614.
  • the fourth conductor 410 is formed on the insulating layer 612.
  • the fourth conductor 410 is a wiring-like conductor pattern. One end of the fourth conductor 410 is connected to the other end of the via 400, and the other end is an open end. For this reason, in the present embodiment, the via 400 is not connected to the second conductor 200 in direct current.
  • FIG. 9 is a plan view showing a pattern of the fourth conductor 410.
  • the fourth conductor 410 extends in a spiral shape. An end of the fourth conductor 410 located at the center of the spiral is connected to the via 400. The entire surface of the spiral formed by the fourth conductor 410 is opposed to the second conductor 200, and constitutes an open stub that uses the second conductor 200 as a return path.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the unit cell 10 in the structure shown in FIG.
  • the equivalent circuit shown in this figure is the same as that shown in FIG. 3 in the first embodiment except that the shunt circuit S has an open stub constituted by the fourth conductor 410 and the first second conductor 200a.
  • the configuration is similar to that of the equivalent circuit shown.
  • the same effect as that of the first embodiment can be obtained. Further, since the shunt circuit S has an open stub, the resonance frequency of the shunt circuit S can be easily lowered by increasing the stub length.
  • FIG. 11 is a cross-sectional view showing the configuration of the structure according to the sixth embodiment, and corresponds to FIG. 8 in the fifth embodiment.
  • the structure according to this embodiment has the same configuration as the structure according to the fifth embodiment except for the following points.
  • the feed conductor 220 and the plurality of second conductors 200 that constitute the second conductive layer are formed on the second insulating layer 620.
  • the third conductor 300 that constitutes the third conductive layer is formed on the first insulating layer 610.
  • the fourth conductor 410 is formed on the first insulating layer 610, that is, in the same layer as the third conductor 300.
  • the via 400 penetrates only the first insulating layer 610.
  • the first insulating layer 610 does not have to have a two-layer structure.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view showing a configuration of a structure according to a seventh embodiment, which corresponds to FIG. 8 in the fifth embodiment.
  • the structure according to this embodiment has the same configuration as the structure according to the fifth embodiment except for the following points.
  • the fourth conductor 410 is formed on the second insulating layer 620, that is, in the same layer as the third conductor.
  • the second conductor 200 also has an opening 202, and the via 400 penetrates the first insulating layer 610 and the second insulating layer 620 through the opening 202. Therefore, the via 400 can be connected to the fourth conductor 410 without conducting with the second conductor 200.
  • the first insulating layer 610 does not have to have a two-layer structure.
  • the same effect as that of the fifth embodiment can be obtained.
  • the fourth conductor 410 can be formed in the same layer as the third conductor 300, the number of layers required for the structure can be reduced.
  • the dielectric loss in the stub is smaller than in the case where the third conductor 300 and the fourth conductor 410 are formed in the inner layer. For this reason, it is possible to reduce the loss of power and improve the radiation efficiency.
  • FIG. 13 is a cross-sectional view showing a configuration of a structure according to an eighth embodiment, which corresponds to FIG. 8 in the fifth embodiment.
  • the structure according to this embodiment has the same configuration as the structure according to the fifth embodiment except for the following points.
  • the fourth conductor 410 is formed on the second insulating layer 620, and instead, the third conductor 300 is formed on the insulating layer 612.
  • the via 500 is embedded in the insulating layer 612.
  • the second conductor 200 also has an opening 202, and the via 400 penetrates the first insulating layer 610 and the second insulating layer 620 through the opening 202. Therefore, the via 400 can be connected to the fourth conductor 410 without conducting to the second conductor 200.
  • the same effect as that of the fifth embodiment can be obtained.
  • the effective dielectric constant of the stub is larger than when the third conductor 300 is formed on the surface. Therefore, the stub length can be shortened by the wavelength shortening effect, and the structure can be miniaturized.
  • FIG. 14 is a plan view showing the configuration of the structure according to the ninth embodiment.
  • the structure according to the present embodiment has the same configuration as the structure according to any one of the first to eighth embodiments except that the second conductor 200 has a two-dimensional array.
  • one of the second conductors 200 located at the end of the array of the plurality of second conductors 200, specifically, the second conductor 200 located at the closest corner of the feed conductor 220 is a reference. It is determined as the second conductor 200c. The second conductors 200 adjacent to each other are determined to be closer to the reference second conductor 200 c as the first second conductors 200.
  • the second conductors 200 may be adjacent to each other in the vertical direction (first direction) in the drawing or adjacent to each other in the horizontal direction (second direction) in the drawing.
  • the second conductors 200 located on the lower side in the figure become the first second conductors 200
  • the second conductors 200 adjacent to each other in the lateral direction in the figure
  • the second conductor 200 located on the left side in the figure becomes the first second conductor 200.
  • the arrangement of the first second conductor 200 and the second second conductor 200 is not limited to such an example. For example, there is no problem even if the directions of adjacent stubs are reversed.
  • FIG. 15 is a plan view showing the configuration of the structure according to the tenth embodiment.
  • the structure according to the present embodiment includes the structure according to the first embodiment except that the third conductor 300 is formed in the same layer as the second conductor 200 and does not have the via 500. It is the same composition.
  • the plurality of second conductors 200 have recesses 204 except for the second conductors 200 connected to the feed conductors 220.
  • the second conductor 200 has a rectangular shape, and the recess 204 is formed on the side closer to the feed conductor 220 in the second conductor 200.
  • the third conductor 300 is integrally formed with the second conductor 200, and the inner side of the recess 204 of the second conductor 200 located next to the side of the second conductor 200 on the side far from the feed conductor 220. It is stretched up.
  • the end of the third conductor 300 is an open end and is not connected to the recess 204.
  • the third conductor 300 constitutes an open stub having the recess 204 as a return path.
  • the third conductor 300 and the second conductor 200 located around the recess 204 constitute a coplanar line.
  • the positions where the recess 204 and the third conductor 200 are formed may be interchanged with respect to the example shown in FIG.
  • FIG. 16 is a plan view showing a modification of FIG.
  • the end of the third conductor 300 is connected to the bottom of the recess 204.
  • the third conductor 300 constitutes a short stub.
  • the same effects as those of the second embodiment can be obtained by this embodiment. Further, since the third conductor 300 is formed in the same layer as the second conductor 200, it is not necessary to form the via 500, and the number of layers required for the structure can be reduced. Therefore, the manufacturing cost of the structure can be further lowered.
  • FIG. 17 is a plan view showing the structure of a structural body according to the eleventh embodiment.
  • the present embodiment is the same as the structure according to the tenth embodiment except for the following points.
  • the second conductor 200 does not have the recess 204.
  • the second conductors 200 are arranged in the X direction in the drawing.
  • the third conductor 300 extends from the side of the first second conductor 200 facing the second conductor in the direction intersecting the X direction in the drawing.
  • the 2nd conductor 200 has a rectangle.
  • the third conductor 300 is integrally formed with the second conductor 200 on the side of the second conductor 200 that is far from the feed conductor 220.
  • the third conductor 300 extends in a direction substantially parallel to the above-described side of the second conductor 200, that is, in a direction orthogonal to the X direction.
  • the second conductor 200 also has a fifth conductor 310 on the side closer to the feed conductor 220.
  • the fifth conductor 310 extends opposite to the third conductor 300 of the adjacent second conductor 200, and the third conductor 300 and the fifth conductor 310 form a balanced transmission line.
  • the third conductor 300 and the fifth conductor 310 are preferably parallel to each other and have the same length.
  • the balanced transmission line formed by the third and fifth conductors functions as an open stub.
  • FIG. 18 is a plan view showing a modification of FIG.
  • the end of the third conductor 300 is connected to the end of the fifth conductor 310. That is, the third conductor 300 and the fifth conductor 310 constitute a short stub.
  • the lengths of the third conductor 300 and the fifth conductor 310 are ⁇ / 4 or more and less than ⁇ / 2 when the structure is used as a left-handed metamaterial, When the structure is operated as a zero-order resonant antenna, it is ⁇ / 2.
  • FIG. 19 is a plan view showing a configuration of a structure according to a twelfth embodiment.
  • the structure according to the present embodiment is the same as the structure according to the eleventh embodiment except that the width of the second conductor 200 is substantially the same as the width of the third conductor 300 and the fifth conductor 310. It is.
  • FIG. 20 is a plan view showing a modification of FIG.
  • the end of the third conductor 300 is connected to the end of the fifth conductor 310. That is, the third conductor 300 and the fifth conductor 310 constitute a short stub.
  • FIG. 21 is a plan view showing a configuration of a structure according to a thirteenth embodiment.
  • the via 400 is illustrated for the sake of explanation.
  • the structure includes a first conductor 100, a second conductor 200, and a plurality of slits 320.
  • the second conductor 200 is linear, and is integrally formed with, for example, the feeding conductor 220.
  • the slits 320 are provided repeatedly, for example, periodically, in a direction intersecting the second conductor 200, for example, in a direction orthogonal thereto.
  • the vias 400 are also provided between the slits 320 and outside the array of the slits 320.
  • the slit 320 constitutes a slot line together with the first conductor 100.
  • This slot line functions as a short stub. For this reason, also in this embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
  • FIG. 22 is a plan view showing a configuration of a structure according to a fourteenth embodiment.
  • the structure according to the present embodiment is the same as the structure according to the twelfth embodiment except that the first conductor 100 is divided into a plurality of parts.
  • one first conductor 100 is provided for each via 400.
  • a gap is provided between the first conductors 100 adjacent to each other, and this gap functions as a slit 320.
  • the slit 320 constitutes a slot line together with the first conductor 100.
  • This slot line functions as an open stub.
  • the length of this open stub is as described in the second embodiment. Also in this embodiment, the same effect as that of the second embodiment can be obtained.
  • the third conductor 300 does not have to extend linearly, for example, may extend in a spiral shape as shown in FIG. 23, or as shown in FIG. It may extend in a shape, that is, in a zigzag.

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Abstract

　第２導体（２００）は、第１導体（１００）に対向し、繰り返し配置されている。複数のビア（４００）は、複数の第２導体（２００）それぞれに設けられ、第１導体（１００）と第２導体（２００）の間にインダクタンス成分を与える。第３導体（３００）は、第１の第２導体（２００）にビア（５００）を介して接続し、当該第１の第２導体（２００）の隣に位置する第２の第２導体（２００）に対向することにより、第２の第２導体（２００）との間で伝送線路を構成する。すなわち第３導体（３００）は、第２の第２導体（２００）とともにスタブとして機能する。

Description

構造体
　本発明は、メタマテリアルとしての特性を示す構造体に関する。
　近年、特定の構造を有する導体パターンを周期的に配置すること（以下、メタマテリアルと記載）で電磁波の伝播特性を制御できることが明らかになっている。メタマテリアルを使用することで、例えばアンテナの小型化・薄型化を図ることができる。
　メタマテリアルには、いわゆる右手系、左手系、及び右手・左手複合系がある。これらのうち右手・左手複合系のメタマテリアルをアンテナとして使用する場合、０次共振の帯域幅を広帯域化すると、アンテナの帯域が広がるため好ましい。０次共振の帯域幅を広帯域化するためには、直列回路の共振周波数をシャント回路の共振周波数に一致させる、いわゆる「バランス条件」を満たすように設計することが好ましい。
　一方、特許文献１には、メタマテリアルの一例であるＥＢＧ（Electromagnetic Band Gap）の動作周波数帯域を低くするために、複数の金属小板それぞれの間を、キャパシタンス要素、具体的にはチップキャパシタンスを介して電気的に接続することが開示されている。
特開２００８－２８８７７０号公報
　メタマテリアルの０次共振を、バランス条件を満たしながら低周波化することは、メタマテリアルの用途を広げる上で重要である。メタマテリアルの０次共振を、バランス条件を満たしながら低周波化するには、シャント回路にあわせて直列回路の共振周波数を低周波化させればよい。このため、特許文献１に記載の方法を用いても、バランス条件を満たしながらメタマテリアルの０次共振を低周波化することができる。しかし特許文献１に記載の方法では、複数の金属小板それぞれの間にチップキャパシタンスを実装する必要があったため、製造コストが高くなってしまうという問題があった。
　本発明の目的は、低コストに直列回路の共振周波数を低周波化することができる構造体を提供することにある。
　本発明によれば、前記第１導体に対向し、繰り返し配置されている複数の第２導体と、
　複数の前記第２導体それぞれに少なくとも一つずつ設けられ、前記第１導体と前記第２導体の間にインダクタンス成分を与えるインダクタンス要素と、
　第１の前記第２導体に電気的に接続し、当該第１の第２導体の隣に位置する第２の前記第２導体に対向する第３導体と、
を備える構造体が提供される。
　本発明によれば、第１導体と、
　前記第１導体に対向している第２導体と、
　前記第１導体に繰り返し設けられ、前記第２導体と交わる方向に延伸しているスリットと、
を備える構造体が提供される。
　本発明によれば、低コストに直列回路の共振周波数を低周波化することができる構造体を提供することができる。
　上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。
第１の実施形態にかかる構造体の構成を示す斜視図である。 図１のＡ－Ａ´断面図である。 図２に示した単位セルの等価回路図である。 第２の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図である。 第３の実施形態に係る構造体の構成を示す斜視図である。 図５のＡ－Ａ´断面図である。 第４の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図である。 第５の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図である。 第４導体のパターンを示す平面図である。 図８に示した構造体における単位セルの等価回路図である。 第６の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図である。 第７の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図である。 第８の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図である。 第９の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。 第１０の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。 図１５の変形例を示す平面図である。 第１１の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。 図１７の変形例を示す平面図である。 第１２の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。 図１９の変形例を示す平面図である。 第１３の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。 第１４の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。 第１の実施形態にかかる構造体の変形例を示す平面図である。 第１の実施形態にかかる構造体の変形例を示す平面図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。尚、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。
　図１は、第１の実施形態にかかる構造体の構成を示す斜視図であり、図２は図１のＡ－Ａ´断面図である。なお図２において、説明の都合上後述するビア４００を図示している。この構造体は、第１導体１００、複数の第２導体２００、複数のビア（インダクタンス要素）４００、及び第３導体３００を備える。複数の第２導体２００は、第１導体１００に対向し、繰り返し、例えば周期的に配置されている。複数のビア４００は、複数の第２導体２００それぞれに少なくとも一つずつ設けられており、第１導体１００と第２導体２００の間にインダクタンス成分を与える。本実施形態においてビア４００は、一端が第１導体１００に接続しており、他端が第２導体２００に接続している。第３導体３００は、第１の第２導体２００にビア５００を介して接続し、当該第１の第２導体２００の隣に位置する第２の第２導体２００に対向することにより、第２の第２導体２００との間で伝送線路を構成する。本実施形態では第３導体３００は、第２の第２導体２００とともにスタブとして機能する。すなわち第３導体３００は、第２の第２導体２００をリターンパスとするマイクロストリップラインを形成している。本実施形態において第２導体２００は３つ以上設けられており、第３導体３００は、少なくとも一組の互いに隣り合う第２導体２００の間に設けられている。また互いに隣り合う２つの第２導体２００のうち、後述する給電用導体２２０に近い第２導体２００が、第１の第２導体２００として定められている。以下、詳細に説明する。
　第１導体１００はシート状に延在しており、例えばＣｕ膜などの金属膜である。第１導体１００の上には第１絶縁層６１０が設けられている。第２導体２００は、例えばＣｕ膜などの金属膜であり、第１絶縁層６１０上に第１の方向（図中Ｘ方向）に沿って繰り返し設けられている。複数のビア４００は、第１絶縁層６１０を貫通している。図２においてビア４００は、図中Ｘ方向において第２導体２００の中央部に接続しているが、ビア４００が第２導体２００に接続する場所はこれに限定されない。
　複数の第２導体２００及び第１絶縁層６１０の上には、第２絶縁層６２０が設けられている。第３導体３００は、例えばＣｕ膜などの金属膜であり、第２絶縁層６２０上に繰り返し、例えば周期的に設けられている。本実施形態では、第３導体３００は、第２導体２００を介して第１導体１００とは反対側に位置している。そして第３導体３００は、一端が第１の第２導体２００と電気的に接続しており、他端が第２の第２導体２００と重なる領域に延伸している。第３導体３００の他端は第２の第２導体に対して開放端になっているため、第３導体３００はオープンスタブとして機能する。
　ビア５００は、第２絶縁層６２０を貫通しており、一端が第２導体２００に接続しており、他端が第３導体３００の一端に接続している。図２においてビア５００は、図中Ｘ方向において、第２導体２００の端部、すなわちビア４００と重ならない場所で第２導体２００に接続している。
　なお、図１に示すように本実施形態では、一組の第２導体２００に対して２組のビア５００及び第３導体３００が形成されているが、ビア５００及び第３導体３００の数はこれに限定されない。また第３導体３００は、例えば直線状に延伸する導体パターンであるが、これに限定されない。
　以上のように、第１導体１００は第１導体層に形成され、複数の第２導体２００は、第１導体層の上に位置する第２導体層に形成され、複数の第３導体３００は、第２導体層の上に位置する第３導体層に形成されている。
　また第２導体層には給電用導体２２０が形成されている。給電用導体２２０は、第２導体２００の配列の一端に位置する第２導体２００に、電気的に接続している。給電用導体２２０は、第２導体２００に直接接続してもよいし、容量結合してもよい。給電用導体２２０は第１導体１００に対向しているため、第１導体１００とともに給電線路を構成する。このため、本実施形態に係る構造体は共振器アンテナ（０次共振アンテナ）として機能する。なお構造体に入力する信号の波長をλとしたとき、第３導体３００のうち第2の第2導体２００に対抗している部分の長さは、λ／４である。ただし構造体を左手系メタマテリアルとして使用するときにはλ／４以下であればよい。
　そして本実施形態に係る構造体は、単位セル１０が繰り返し、例えば周期的に配置されていることになる。単位セル１０は、第１導体１００、ビア４００、第１の第２導体２００の半分、第２の第２導体２００の半分、ビア５００、及び第３導体３００により構成されている。単位セル１０が繰り返し配置されることにより、構造体の給電線路以外の部分はメタマテリアルとして機能する。
　ここで「繰り返し」単位セル１０を配置する場合、互いに隣り合う単位セル１０において、同一のビアの間隔（中心間距離）が、ノイズとして想定している電磁波の波長λの１／２以内となるようにするのが好ましい。また「繰り返し」には、いずれかの単位セル１０において構成の一部が欠落している場合も含まれる。また単位セル１０が２次元配列を有している場合には、「繰り返し」には単位セル１０が部分的に欠落している場合も含まれる。また「周期的」には、一部の単位セル１０において構成要素の一部がずれている場合や、一部の単位セル１０そのものの配置がずれている場合も含まれる。すなわち厳密な意味での周期性が崩れた場合においても、単位セル１０が繰り返し配置されている場合には、メタマテリアルとしての特性を得ることができるため、「周期性」にはある程度の欠陥が許容される。なおこれらの欠陥が生じる要因としては、単位セル１０の間に配線やビアを通す場合、既存の配線レイアウトにメタマテリアル構造を追加する場合において既存のビアやパターンによって単位セル１０が配置できない場合、製造誤差、及び既存のビアやパターンを単位セル１０の一部として用いる場合などが考えられる。
　図３は、図２に示した単位セル１０の等価回路図である。第１導体１００と第２導体２００は対向しているため、これらの間には容量ＣＲが形成される。また第１導体１００と第２導体２００はビア４００によって接続されているため、第１導体１００と第２導体２００の間には、ビア４００に起因したインダクタンスＬＬが形成される。このため、第１導体１００と第２導体２００の間には、容量ＣＲ及びインダクタンスＬＬを有するシャント回路Ｓが構成される。
　一方、第１の第２導体２００ａと第２の第２導体２００ｂは端部が互いに対向しているため、この部分で容量ＣＬが形成される。また第１の第２導体２００ａはインダクタンスＬＲを有している。このため、第１の第２導体２００ａと第２の第２導体２００ｂの間には、容量ＣＬとインダクタンスＬＲを有する直列回路Ｄが形成される。
　そして第３導体３００は、第２の第２導体２００ｂをリターンパスとするオープンスタブを形成しているため、直列回路Ｄには、このオープンスタブの入力インピーダンスが付加される。
　次に、本実施形態の作用及び効果について説明する。本実施形態では、第３導体３００と第２の第２導体２００ｂの間でオープンスタブが形成されている。このオープンスタブの長さが、動作周波数における波長の１／４より短い場合、オープンスタブの入力インピーダンスは容量性となるため、第１の第２導体２００ａと第２の第２導体２００ｂの間に大きな容量を与えることができる。したがって、上記条件を満たす周波数範囲で本実施形態は左手系メタマテリアルとして動作し、例えば－１次、－２次共振を用いた小型共振器アンテナや、負の屈折率を用いた漏れ波アンテナとして用いることができる。
　また、オープンスタブの長さが、動作周波数における波長の１／４に近い場合、オープンスタブの入力インピーダンスはＬＣ直列共振状態と等しくなる。特に、インダクタンスＬＲが小さく、無視できる場合には、直列回路Ｄの共振周波数はほぼオープンスタブの共振周波数と等しくなるため、直列回路Ｄの共振周波数をオープンスタブの長さを変えることで容易に制御することができる。したがって、本実施形態によって容易に直列回路Ｄの共振周波数をシャント回路Ｓの共振周波数に一致させる「バランス条件」を満たすことができ、共振器アンテナの特性を向上させることができる。
　さらに、本実施形態ではオープンスタブ長を長くすることで共振周波数を低周波化することができるため、チップインダクタなどの個別部品を実装する場合に比べて低コストに低周波化を実現することが可能である。したがって本実施形態によって容易かつ低コストにバランス条件を満たしながら０次共振周波数を低周波化することができる。その結果、本実施形態によって、より低い帯域で動作する０次共振アンテナを低コストに提供することが可能となる。
　図４は、第２の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図であり、第１の実施形態における図２に相当している。本実施形態に係る構造体は、複数のビア５１０を有している点を除いて第１の実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　ビア５１０は第２絶縁層６２０を貫通しており、第３導体３００の他端と第２の第２導体２００とを接続している。ビア５１０を設けることにより、第３導体３００と第２の第２導体２００によって構成されるスタブは、ショートスタブとして機能する。なお構造体に入力する信号の波長をλとしたとき、第３導体３００のうち第２の第２導体２００に対抗している部分の長さは、λ／２である。ただし構造体を左手系メタマテリアルとして使用するときにはλ／４以上λ／２以下であればよい。すなわちショートスタブの長さが、動作周波数における波長の１／４以上１／２以下である場合、ショートスタブの入力インピーダンスは容量性となるため、第１の第２導体２００ａと第２の第２導体２００ｂの間に大きな容量を与えることができる。したがって、上記条件を満たす周波数範囲で本実施形態は左手系メタマテリアルとして動作し、例えば－１次、－２次共振を用いた小型共振器アンテナや、負の屈折率を用いた漏れ波アンテナとして用いることができる。
　また、ショートスタブの長さが、動作周波数における波長の１／２に近い場合、ショートスタブの入力インピーダンスはＬＣ直列共振状態と等しくなる。特に、インダクタンスＬＲが小さく、無視できる場合には、直列回路Ｄの共振周波数はほぼショートスタブの共振周波数と等しくなるため、直列回路Ｄの共振周波数をショートスタブの長さを変えることで容易に制御することができる。したがって、本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　図５は、第３の実施形態に係る構造体の構成を示す斜視図であり、図６は図５のＡ－Ａ´断面図である。この構造体は、給電用導体２４０を有している点を除いて、第１又は第２の実施形態に係る構造体と同様の構成である。なお図６は、第１の実施形態と同様の場合を図示している。
　給電用導体２４０は第２導体層に形成されており、第２導体２００の配列の他端に位置する第２導体２００に、電気的に接続している。すなわち給電用導体２２０と給電用導体２４０の間には、複数の第２導体２００が位置している。給電用導体２２０は、第２導体２００に直接接続してもよいし、容量結合してもよい。
　このような構成において、図５及び図６に示した構造体は右手・左手複合線路として機能し、例えば漏洩波アンテナとして利用することができる。図６は給電用導体２２０から電力を入力した場合の漏洩波の放射方向を示した図である。図６の構造体は、０次共振周波数より低周波側では左手系メタマテリアルとして動作し、屈折率が負の値となるため、漏洩波は電力の進行方向に対して後方に屈折して放射される。一方、０次共振周波数より高周波側では右手系メタマテリアルとして動作し、屈折率が正の値となるため、漏洩波は電力の進行方向に対して前方に屈折して放射される。また０次共振周波数においては構造体に対して垂直な方向に屈折して放射される。したがって動作周波数を変更することで漏洩波の放射方向を、前方から後方まで変更することが可能となる。
　本実施形態によって周波数を変更することで放射方向を広角に走査できる漏洩波アンテナを、低コストに提供することができる。また、本実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　図７は、第４の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図であり、第１の実施形態における図２に相当している。本実施形態に係る構造体は、第３導電層の上に第２導電層が位置している点を除いて、第１の実施形態または第２の実施形態に係る構造体と同様の構成である。なお図７は、第１の実施形態と同様の場合を図示している。
　本実施形態において、第２導電層を構成する給電用導体２２０及び複数の第２導体２００は、第２絶縁層６２０上に形成されている。そして第３導電層を構成する第３導体３００は、第１絶縁層６１０上に形成されている。すなわち第３導体３００は、第１導体１００と第２導体２００の間に位置している。またビア４００は第１絶縁層６１０及び第２絶縁層６２０を貫通している。
　本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。また本実施形態によれば、第３導体３００が絶縁層内部に形成されるため、表面に形成する場合に比べて、スタブの実効誘電率が大きくなる。このため、波長短縮効果によってスタブ長を短くすることができ、構造の小型化が可能となる。
　図８は、第５の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図であり、第１の実施形態における図２に相当している。本実施形態に係る構造体は、以下の点を除いて、第１の実施形態または第２の実施形態に係る構造体と同様の構成である。なお図７は、第１の実施形態と同様の場合を図示している。
　まず、第１絶縁層６１０は、絶縁層６１２と絶縁層６１４をこの順に積層した構造であり、給電用導体２２０及び複数の第２導体２００は、絶縁層６１４上に形成されている。またビア４００は、絶縁層６１２を貫通しているが絶縁層６１４には達していない。
　そして絶縁層６１２上には第４導体４１０が形成されている。第４導体４１０は、配線状の導体パターンである。第４導体４１０は、一端がビア４００の他端に接続しており、他端が開放端になっている。このため本実施形態では、ビア４００は、直流的には第２導体２００に接続していない。
　図９は、第４導体４１０のパターンを示す平面図である。本図に示す例では、第４導体４１０はスパイラル状に延伸している。そして第４導体４１０は、スパイラルの中心に位置する端部がビア４００に接続している。第４導体４１０が形成するスパイラルは、全面が第２導体２００に対向しており、第２導体２００をリターンパスとするオープンスタブを構成している。
　図１０は、図８に示した構造体における単位セル１０の等価回路図である。本図に示す等価回路は、シャント回路Ｓが、第４導体４１０と第１の第２導体２００ａによって構成されるオープンスタブを有している点を除いて、第１の実施形態において図３に示した等価回路と同様の構成である。
　本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、シャント回路Ｓがオープンスタブを有しているため、スタブ長を長くすることで容易にシャント回路Ｓの共振周波数を低周波化することができる。
　図１１は、第６の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図であり、第５の実施形態における図８に相当している。本実施形態に係る構造体は、以下の点を除いて第５の実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　まず、第２導電層を構成する給電用導体２２０及び複数の第２導体２００は、第２絶縁層６２０上に形成されている。そして第３導電層を構成する第３導体３００は、第１絶縁層６１０上に形成されている。
　また第４導体４１０は第１絶縁層６１０上、すなわち第３導体３００と同一層に形成されている。このため、ビア４００は第１絶縁層６１０のみを貫通している。なお第１絶縁層６１０は、第５の実施形態と異なり、２層構造になっている必要はない。
　本実施形態によっても、第５の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、第４導体４１０を第３導体３００と同一層に形成することができるため、構造体に必要な層数を少なくすることができる。また、第３導体３００が絶縁層内部に形成されるため、第３導体３００を表面に形成する場合に比べてスタブの実効誘電率が大きくなる。このため、波長短縮効果によってスタブ長を短くすることができ、構造の小型化が可能となる。　
　図１２は、第７の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図であり、第５の実施形態における図８に相当している。本実施形態に係る構造体は、以下の点を除いて第５の実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　まず、第４導体４１０は第２絶縁層６２０上、すなわち第３導体と同一層に形成されている。また第２導体２００は開口２０２を有しており、ビア４００は、この開口２０２を通って第１絶縁層６１０及び第２絶縁層６２０を貫通している。このためビア４００は、第２導体２００と導通することなく第４導体４１０に接続することができる。なお第１絶縁層６１０は、第５の実施形態と異なり、２層構造になっている必要はない。
　本実施形態によっても、第５の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、第４導体４１０を第３導体３００と同一層に形成することができるため、構造体に必要な層数を少なくすることができる。また、本実施形態によれば、第３導体３００、第４導体４１０が表面に形成されるため、内層に形成する場合に比べて、スタブにおける誘電損失が小さくなる。このため、電力の損失を小さくして放射効率を向上させることが可能となる。
　図１３は、第８の実施形態に係る構造体の構成を示す断面図であり、第５の実施形態における図８に相当している。本実施形態に係る構造体は、以下の点を除いて第５の実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　まず第４導体４１０は第２絶縁層６２０上に形成されており、その代わりに第３導体３００は絶縁層６１２上に形成されている。そしてビア５００は絶縁層６１２に埋め込まれている。
　また第２導体２００は開口２０２を有しており、ビア４００は、この開口２０２を通って第１絶縁層６１０及び第２絶縁層６２０を貫通している。このため、ビア４００は、第２導体２００と導通することなく第４導体４１０に接続することができる。
　本実施形態によっても、第５の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、第３導体３００が絶縁層内部に形成されるため、第３導体３００を表面に形成する場合に比べてスタブの実効誘電率が大きくなる。このため、波長短縮効果によってスタブ長を短くすることができ、構造の小型化が可能となる。
　図１４は、第９の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。本実施形態に係る構造体は、第２導体２００が２次元配列を有している点を除いて、第１～第８のいずれかの実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　本実施形態において、複数の第２導体２００の配列の端部に位置する第２導体２００の一つ、具体的には給電用導体２２０の最も近くの角に位置する第２導体２００は、基準第２導体２００ｃとして定められている。そして互いに隣り合う第２導体２００は、基準第２導体２００ｃに近いほうが、第１の第２導体２００として定められている。
　より詳細には、第２導体２００は、図中縦方向（第１の方向）で互いに隣接する場合と、図中横方向（第２の方向）で互いに隣接する場合がある。そして図中縦方向に互いに隣接する第２導体２００においては、図中下側に位置する第２導体２００が第１の第２導体２００になり、図中横方向に互いに隣接する第２導体２００においては、図中左側に位置する第２導体２００が第１の第２導体２００になる。ただし、第１の第２導体２００と第２の第２導体２００の配列はこのような例に限定されず、例えば隣り合うスタブの向きが逆になっても問題はない。
　本実施形態によっても、第１～第８の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　図１５は、第１０の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。本実施形態に係る構造体は、第３導体３００が第２導体２００と同一層に形成されており、かつビア５００を有していない点を除いて、第１の実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　詳細には、複数の第２導体２００は、給電用導体２２０に接続している第２導体２００を除いて、凹部２０４を有している。第２導体２００は矩形を有しており、凹部２０４は、第２導体２００のうち給電用導体２２０に近い側の辺に形成されている。そして第３導体３００は、第２導体２００と一体的に形成されており、第２導体２００のうち給電用導体２２０から遠い側の辺から、隣に位置する第２導体２００の凹部２０４の内側まで延伸している。なお本図に示す例において第３導体３００の端部は開放端になっており、凹部２０４には接続していない。すなわち第３導体３００は凹部２０４をリターンパスとするオープンスタブを構成している。具体的には、第３導体３００と凹部２０４の周囲に位置する第2導体２００はコプレナー線路を構成している。なお図１５に示す例に対して、凹部２０４と第３導体２００が形成される位置が入れ替わってもよい。
　図１６は、図１５の変形例を示す平面図である。本図に示す例において第３導体３００の端部は、凹部２０４の底辺に接続している。この場合、第３導体３００はショートスタブを構成する。
　本実施形態によっても第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。また第３導体３００が第２導体２００と同一層に形成されているため、ビア５００を形成する必要がなくなり、かつ構造体に必要な層数を少なくすることができる。従って構造体の製造コストをさらに低くすることができる。
　図１７は、第１１の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。本実施形態は、以下の点を除いて第１０の実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　まず、第２導体２００は凹部２０４を有していない。そして第２導体２００は図中Ｘ方向に並んでいる。そして第３導体３００は、第１の第２導体２００のうち第２の第２導体に対向する辺から、図中Ｘ方向と交わる方向に延伸している。
　詳細には、第２導体２００は矩形を有している。第３導体３００は、第２導体２００のうち給電用導体２２０から遠い側の辺に、第２導体２００と一体的に形成されている。第３導体３００は、第２導体２００の上述した辺と略平行な方向、すなわちＸ方向と直交する方向に延伸している。
　また第２導体２００は、給電用導体２２０に近い側の辺に、第５導体３１０を有している。第５導体３１０は、隣に位置する第２導体２００が有する第３導体３００と対向して延伸しており、第３導体３００および第５導体３１０によって平衡型伝送線路を形成している。第３導体３００および第５導体３１０は、互いに平行かつ同じ長さとなることが好ましい。第３導体および第５導体が形成する平衡型伝送線路はオープンスタブとして機能する。構造体に入力する信号の波長をλとしたとき、第３導体３００及び第５導体３１０の長さは、構造体を左手系メタマテリアルとして使用するときにはλ／４未満であり、構造体を０次共振アンテナとして動作させる場合はλ／４である。
　図１８は、図１７の変形例を示す平面図である。本図に示す例において第３導体３００の端部は、第５導体３１０の端部に接続している。すなわち第３導体３００は、第５導体３１０とともにショートスタブを構成している。構造体に入力する信号の波長をλとしたとき、第３導体３００及び第５導体３１０の長さは、構造体を左手系メタマテリアルとして使用するときにはλ／４以上λ／２未満であり、構造体を０次共振アンテナとして動作させる場合はλ／２である。
　本実施形態によっても、第１０の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　図１９は、第１２の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。本実施形態に係る構造体は、第２導体２００の幅が第３導体３００及び第５導体３１０の幅とほぼ同じである点を除いて、第１１の実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　図２０は、図１９の変形例を示す平面図である。本図に示す例において第３導体３００の端部は、第５導体３１０の端部に接続している。すなわち第３導体３００は、第５導体３１０とともにショートスタブを構成している。
　本実施形態によっても、第１１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　図２１は、第１３の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。本図では、説明のためビア４００を図示している。この構造体は、第１導体１００、第２導体２００、及び複数のスリット３２０を備えている。本実施形態において第２導体２００は線状であり、例えば給電用導体２２０と一体的に形成される。
　スリット３２０は、第２導体２００と交わる方向、例えば直交する方向に繰り返し、例えば周期的に設けられている。またビア４００は、各スリット３２０の間、及びスリット３２０の配列の外側にも設けられている。
　このような構成において、スリット３２０は、第１導体１００と共にスロット線路を構成する。このスロット線路はショートスタブとして機能する。このため、本実施形態においても第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　図２２は、第１４の実施形態に係る構造体の構成を示す平面図である。本実施形態に係る構造体は、第１導体１００が複数に分割されている点を除いて、第１２の実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　詳細には、第１導体１００はビア４００一つに付き一つずつ設けられている。そして互いに隣り合う第１導体１００に隙間が設けられているが、この隙間がスリット３２０として機能する。
　このような構成において、スリット３２０は、第１導体１００と共にスロット線路を構成する。このスロット線路はオープンスタブとして機能する。このオープンスタブの長さは、第２の実施形態に説明したとおりである。そして本実施形態においても第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　以上、図面を参照して本発明の実施形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な構成を採用することもできる。例えば、第１の実施形態などにおいて第３導体３００は直線状に延伸している必要はなく、例えば図２３に示すようにスパイラル形状に延伸していてもよいし、図２４に示すようにミアンダ形状すなわちジグザグに延伸していてもよい。
　この出願は、２０１０年３月１９日に出願された日本出願特願２０１０－６５１８３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (23)

  1. 　第１導体と、
    　前記第１導体に対向し、繰り返し配置されている複数の第２導体と、
    　複数の前記第２導体それぞれに少なくとも一つずつ設けられ、前記第１導体と前記第２導体の間にインダクタンス成分を与えるインダクタンス要素と、
    　第１の前記第２導体に電気的に接続し、当該第１の第２導体の隣に位置する第２の前記第２導体に対向する第３導体と、
    を備える構造体。
  2. 　請求項１に記載の構造体において、
    　前記第３導体は、前記第２の第２導体をリターンパスとする伝送線路を形成する構造体。
  3. 　請求項２に記載の構造体において、
    　前記伝送線路はマイクロストリップラインである構造体。
  4. 　請求項２に記載の構造体において、
    　前記伝送線路はコプレナー線路である構造体。
  5. 　請求項２に記載の構造体において、
    　前記伝送線路は平衡型伝送線路である構造体。
  6. 　請求項１～５のいずれか一項に記載の構造体において、
    　前記第２導体は３つ以上設けられており、
    　前記第３導体は、全ての互いに隣り合う前記第２導体の間に設けられている構造体。
  7. 　請求項１～６のいずれか一項に記載の構造体において、
    　前記第３導体は、前記第２導体を介して前記第１導体とは反対側に位置している構造体。
  8. 　請求項１～６のいずれか一項に記載の構造体において、
    　前記第３導体は、前記第１導体と前記第２導体の間に位置している構造体。
  9. 　請求項１～６のいずれか一項に記載の構造体において、
    　前記第３導体は、前記第２導体と同一層に形成されている構造体。
  10. 　請求項９に記載の構造体において、
    　前記第２の第２導体は、前記第１の第２導体に対向する辺に凹部を有しており、
    　前記第３導体は、前記第１の第２導体から前記凹部の内側までに延伸している構造体。
  11. 　請求項１０に記載の構造体において、
    　前記第１の第２導体と前記第２の第２導体は、第１の方向に並んでおり、
    　前記第３導体は、前記第１の第２導体のうち前記第２の第２導体に対向する辺から、前記第１の方向と交わる方向に延伸している構造体。
  12. 　第１導体と、
    　前記第１導体に対向している第２導体と、
    　前記第１導体に繰り返し設けられ、前記第２導体と交わる方向に延伸しているスリットと、
    を備える構造体。
  13. 　請求項１２に記載の構造体において、
    　前記スリットが設けられた部分において、前記第１導体は伝送線路を形成する構造体。
  14. 　請求項１２に記載の構造体において、
    　前記伝送線路はスロット線路である構造体。
  15. 　請求項２，１３，１４のいずれか一項に記載の構造体において、
    　前記伝送線路はオープン端を有している構造体。
  16. 　請求項１５に記載の構造体において、
    　前記第１導体及び複数の前記第２導体には信号が入力され、
    　前記信号の波長をλとした場合、前記伝送線路の長さはλ／４以下である構造体。
  17. 　請求項２，１３，１４のいずれか一項に記載の構造体において、
    　前記伝送線路は両端がショートしている構造体。
  18. 　請求項１７に記載の構造体において、
    　前記第１導体及び複数の前記第２導体には信号が入力され、
    　前記信号の波長をλとした場合、前記伝送線路の長さはλ／４以上λ／２以下である構造体。
  19. 　請求項１～１８のいずれか一項に記載の構造体において、
    　前記インダクタンス要素は、
    　　一端が前記第１導体に接続するビアと、
    　　前記ビアの他端に接続し、前記第２導体とは異なる層に形成され、前記第２導体に対向する第４導体と、
    を備える構造体。
  20. 　請求項１～１９のいずれか一項に記載の構造体において、
    　前記複数の第２導体の配列の端部に位置する前記第２導体の一つは、基準となる基準第２導体として定められており
    　互いに隣り合う前記第２導体は、前記基準第２導体に近いほうが、前記第１の第２導体として定められている構造体。
  21. 　請求項２，１３，１４のいずれか一項に記載の構造体において、
    　前記構造体はアンテナの少なくとも一部であり、
    　前記第１導体及び前記複数の第２導体の配列の端部に位置する前記第２導体に接続する給電線路をさらに備える構造体。
  22. 　請求項２１に記載の構造体において、
    　前記伝送線路はオープン端を有しており、
    　前記給電線路に入力される信号の波長をλとしたときに、前記伝送線路の長さはλ／４である構造体。
  23. 　請求項２１に記載の構造体において、
    　前記伝送線路は両端がショートしており、
    　前記給電線路に入力される信号の波長をλとしたときに、前記伝送線路の長さはλ／２である構造体。
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Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013089992A (ja) * 2011-10-13 2013-05-13 Yagi Antenna Co Ltd スパイラルアンテナ
JP2013239956A (ja) * 2012-05-16 2013-11-28 Nippon Soken Inc メタマテリアルアンテナ
WO2014025425A3 (en) * 2012-05-09 2014-07-10 Duke University Metamaterial devices and methods of using the same
US9411042B2 (en) 2012-05-09 2016-08-09 Duke University Multi-sensor compressive imaging
JP2018061137A (ja) * 2016-10-05 2018-04-12 株式会社Ｓｏｋｅｎ アンテナ装置
CN108258431A (zh) * 2017-12-30 2018-07-06 天津大学 一种设有开缝的工字型左手材料
CN108258430A (zh) * 2017-12-30 2018-07-06 天津大学 一种开缝工字型左手材料
WO2018174026A1 (ja) * 2017-03-21 2018-09-27 京セラ株式会社 構造体、アンテナ、無線通信モジュール、および無線通信機器
US10359513B2 (en) 2017-05-03 2019-07-23 Elwha Llc Dynamic-metamaterial coded-aperture imaging
WO2020040259A1 (ja) * 2018-08-24 2020-02-27 京セラ株式会社 構造体、アンテナ、無線通信モジュールおよび無線通信機器
CN112002970A (zh) * 2020-07-23 2020-11-27 南京邮电大学 一种微型化毫米波片上带通滤波器
US11271310B2 (en) 2019-04-10 2022-03-08 Denso Corporation Antenna device
US12009609B2 (en) 2019-03-26 2024-06-11 Denso Corporation Antenna device
US12013476B2 (en) 2019-04-26 2024-06-18 Denso Corporation Positioning system

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014174153A1 (en) * 2013-04-24 2014-10-30 Teknologian Tutkimuskeskus Vtt Rfid system with transmission line antenna and related methods
CN106299685B (zh) * 2015-06-26 2019-07-05 上海莫仕连接器有限公司 天线系统
CN108718001A (zh) * 2018-04-25 2018-10-30 电子科技大学 一种基于液晶材料的波束可调漏波天线
JP6926174B2 (ja) * 2019-11-26 2021-08-25 京セラ株式会社 アンテナ、無線通信モジュール及び無線通信機器
JP7298517B2 (ja) * 2020-03-05 2023-06-27 株式会社デンソー 電子装置
GB2608374B (en) * 2021-06-28 2024-01-10 Far Field Exploits Ltd A radiofrequency antenna
WO2023047329A1 (en) * 2021-09-21 2023-03-30 National Research Council Of Canada Inverted conductive paths on a substrate

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007088883A (ja) * 2005-09-22 2007-04-05 Mitsubishi Electric Corp アンテナ装置
JP2008211676A (ja) * 2007-02-27 2008-09-11 Mitsubishi Materials Corp アンテナ装置
JP2008306495A (ja) * 2007-06-07 2008-12-18 Nippon Signal Co Ltd:The アンテナ
WO2010013496A1 (ja) * 2008-08-01 2010-02-04 日本電気株式会社 構造体、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、アレイアンテナ、電子装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006157646A (ja) * 2004-11-30 2006-06-15 Sony Corp 配線基板
JP4192194B2 (ja) * 2005-03-09 2008-12-03 日本電信電話株式会社 マトリクススイッチ
KR100731544B1 (ko) * 2006-04-13 2007-06-22 한국전자통신연구원 다층배선 코플래너 웨이브가이드
JP4906585B2 (ja) 2007-05-16 2012-03-28 三菱電機株式会社 Ｅｂｇマテリアル
JP5380919B2 (ja) * 2008-06-24 2014-01-08 日本電気株式会社 導波路構造およびプリント配線板
KR101489182B1 (ko) * 2008-12-31 2015-02-11 삼성전자주식회사 무한 파장 안테나 장치

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007088883A (ja) * 2005-09-22 2007-04-05 Mitsubishi Electric Corp アンテナ装置
JP2008211676A (ja) * 2007-02-27 2008-09-11 Mitsubishi Materials Corp アンテナ装置
JP2008306495A (ja) * 2007-06-07 2008-12-18 Nippon Signal Co Ltd:The アンテナ
WO2010013496A1 (ja) * 2008-08-01 2010-02-04 日本電気株式会社 構造体、プリント基板、アンテナ、伝送線路導波管変換器、アレイアンテナ、電子装置

Cited By (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013089992A (ja) * 2011-10-13 2013-05-13 Yagi Antenna Co Ltd スパイラルアンテナ
US9411042B2 (en) 2012-05-09 2016-08-09 Duke University Multi-sensor compressive imaging
WO2014025425A3 (en) * 2012-05-09 2014-07-10 Duke University Metamaterial devices and methods of using the same
US10109080B2 (en) 2012-05-09 2018-10-23 Duke University Multi-sensor compressive imaging
US10386479B2 (en) 2012-05-09 2019-08-20 Duke University Metamaterial devices and methods of using the same
US10416302B2 (en) 2012-05-09 2019-09-17 Duke University Metamaterial devices and methods of using the same
JP2013239956A (ja) * 2012-05-16 2013-11-28 Nippon Soken Inc メタマテリアルアンテナ
JP2018061137A (ja) * 2016-10-05 2018-04-12 株式会社Ｓｏｋｅｎ アンテナ装置
US11005171B2 (en) 2016-10-05 2021-05-11 Denso Corporation Antenna device
US10910728B2 (en) 2017-03-21 2021-02-02 Kyocera Corporation Structure, antenna, wireless communication module, and wireless communication device
WO2018174026A1 (ja) * 2017-03-21 2018-09-27 京セラ株式会社 構造体、アンテナ、無線通信モジュール、および無線通信機器
JP6401892B1 (ja) * 2017-03-21 2018-10-10 京セラ株式会社 アンテナ、無線通信モジュール、および無線通信機器
US10359513B2 (en) 2017-05-03 2019-07-23 Elwha Llc Dynamic-metamaterial coded-aperture imaging
CN108258430A (zh) * 2017-12-30 2018-07-06 天津大学 一种开缝工字型左手材料
CN108258431A (zh) * 2017-12-30 2018-07-06 天津大学 一种设有开缝的工字型左手材料
WO2020040259A1 (ja) * 2018-08-24 2020-02-27 京セラ株式会社 構造体、アンテナ、無線通信モジュールおよび無線通信機器
CN112640206A (zh) * 2018-08-24 2021-04-09 京瓷株式会社 构造体、天线、无线通信模块以及无线通信设备
JPWO2020040259A1 (ja) * 2018-08-24 2021-08-26 京セラ株式会社 構造体、アンテナ、無線通信モジュールおよび無線通信機器
JP7057426B2 (ja) 2018-08-24 2022-04-19 京セラ株式会社 構造体、アンテナ、無線通信モジュールおよび無線通信機器
US11611155B2 (en) 2018-08-24 2023-03-21 Kyocera Corporation Structure, antenna, wireless communication module, and wireless communication device
CN112640206B (zh) * 2018-08-24 2023-11-21 京瓷株式会社 谐振构造体、天线、无线通信模块以及无线通信设备
US12009609B2 (en) 2019-03-26 2024-06-11 Denso Corporation Antenna device
US11271310B2 (en) 2019-04-10 2022-03-08 Denso Corporation Antenna device
US12013476B2 (en) 2019-04-26 2024-06-18 Denso Corporation Positioning system
CN112002970A (zh) * 2020-07-23 2020-11-27 南京邮电大学 一种微型化毫米波片上带通滤波器

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