WO2011032778A1 - Leistungshalbleitermodul und leistungshalbleiterschaltungsanordnung - Google Patents

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Andreas Schoenknecht
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Definitions

  • the invention relates to a power semiconductor module and a power semiconductor circuit arrangement.
  • An inverter comprises at least one power semiconductor module with semiconductor components in the form of power semiconductor switches-in the following referred to as power switches-such as MOSFETs, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) or MCTs (MOS Controlled Thyristor), for example. usually in combination with freewheeling diodes.
  • power switches such as MOSFETs, IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) or MCTs (MOS Controlled Thyristor), for example.
  • MOSFETs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • MCTs MOS Controlled Thyristor
  • suitable module-internal interconnection different circuit variants, such as individual switches, half bridges, full bridges or even choppers can be realized.
  • the individual circuit breakers are usually carried out in the form of semiconductor chips, which are arranged on a substrate, usually a DCB ceramic substrate.
  • the diodes required for the respective circuit variant can be integrated in the circuit breaker chips or designed as separate diode chips.
  • the parallel circuit can be realized within a power semiconductor module, so that a plurality of parallel-connected power switches are arranged on the substrate.
  • a plurality of power semiconductor modules, each with a substrate with power switches arranged thereon, can be connected in parallel.
  • a parallel connection of power semiconductor modules has the advantage that a plurality of decoupled Kommut ist iste be formed, resulting in a reduction of overvoltage spikes.
  • a synchronous driving of parallel-connected power semiconductor modules is difficult, since the contact resistances of the control lines, in particular with increasing life, under different circumstances change, which leads to an increasing increase in the time difference during switching of the individual semiconductor chips.
  • Inductances in the commutation circuit cause overvoltage spikes on the circuit breakers. Since the maximum blocking voltage of the individual circuit breakers is limited, excessively large overvoltages destroy the circuit breakers. In order to be able to optimally utilize the chip area of the power switches and possibly the separate diodes, the inductance in the commutation circuit must be kept as low as possible. The inductance is approximately proportional to the area which the respective commutation current must surround in the commutation circuit.
  • An electrically unbalanced arrangement of the diodes can eventually cause the current to turn off immediately after the circuit breaker is turned off is not evenly distributed to the diodes, which can lead to overloading of individual diodes. In extreme cases, it may even happen that a single diode takes over the entire current of all circuit breakers connected in parallel, namely directly after the commutation process. This problem is exacerbated by the fact that power diodes below about 75 ° C have a negative temperature coefficient, which leads at low temperatures to an already more heavily loaded by the switching diode even in stationary operation compared to the other parallel connected diodes increased current leads. Finally, an electrically asymmetrical arrangement of the diodes can lead to a shortening of the service life of the power semiconductor module.
  • FIG. 1 shows a simplified equivalent circuit diagram of a commutation circuit with the essential parasitic equivalent inductances. These are composed of inductors Lzk1 and Lzk2 in an intermediate circuit capacitor 1, the inductors Lverbl and Lverb2 of supply lines 2 between the intermediate circuit capacitor 1 and a power semiconductor module 3 and the inductors LmoduM and Lmodul2 within the power semiconductor module 3. The sum of all inductances is approximately proportional to the area defined by the commutation circuit.
  • a power semiconductor circuit arrangement in which the positive and negative power connection is in each case reduced by a number of voltage peaks for the purpose of reducing voltage peaks caused by rapid switching operations.
  • at least two sub-terminals is formed, which are provided adjacent to each other closely and parallel to each other.
  • the present invention provides a power semiconductor module having a substrate, preferably a DCB ceramic substrate, and at least two power semiconductor switches arranged in parallel on the substrate.
  • the power semiconductor switches are preferably designed as IGBT, MOSFET or MCT semiconductor chips.
  • at least one intermediate circuit connection is provided for connecting the power semiconductor switches to a first supply voltage potential and at least two intermediate circuit connections for connecting the power semiconductor switches to a second supply voltage potential, one of the supply voltage potentials being negative and the other positive.
  • the power semiconductor module can have any number of further circuit elements, in particular diodes, which can either be integrated in the circuit breaker chips or can also be embodied as separate semiconductor chips. A partial integration in the circuit breaker chips is possible.
  • the power semiconductor module may comprise, for example, individual switches, half bridges, full bridges or even choppers.
  • a conventional power semiconductor module with a plurality of circuit breakers connected in parallel each comprises an intermediate circuit connection with a first positive supply voltage potential of the intermediate circuit and with a second negative supply voltage connection of the intermediate circuit. Splitting at least one of these connections into at least two sub-connections results in at least two connection pairs. Since the current in each case flows over the path with the lowest inductance, this results in at least two decoupled commutation circuits, whereby the current is divided among the individual commutation circuits. When divided into N partial connections, there are accordingly N decoupled commutation circuits. This only flows over the individual inductances of each commutation circuit 1 / N times the original commutation current. Assuming equal commutation circuit inductances, the formula
  • a DC link connection with a positive supply voltage potential and a DC link connection with a negative supply voltage potential are arranged directly adjacent to the substrate.
  • the DC link connections are arranged as close as possible to each other in order to minimize in this way the inductance generated by the terminal pairs.
  • the dielectric strength is the limiting factor, and this can be additionally increased by using an insulating film between the two terminals.
  • the invention further provides a power semiconductor circuit arrangement in which the two-circuit connections of a power semiconductor module according to the invention are electrically connected via leads to at least one intermediate circuit capacitor. In this case, a separate supply line is provided for each of the two-circuit connections, which is led from the intermediate circuit capacitor to the power semiconductor module.
  • a DC link connection with a positive potential and a DC link connection with a negative potential are arranged directly adjacent to the power semiconductor module and the supply lines connected thereto are routed as far as possible to the DC link capacitor. In this way, the inductance generated by the leads can be reduced.
  • 3 is a simplified schematic representation of a first embodiment of a power semiconductor module according to the invention with two positive and negative supply voltage terminals
  • 4 is a simplified schematic representation of a second embodiment of a power semiconductor module according to the invention having a positive and two negative supply voltage terminals
  • FIG. 5 is a simplified schematic representation of a third embodiment of a power semiconductor module according to the invention, each with four positive and negative supply voltage terminals and
  • FIG. 6 is a simplified schematic representation of a fourth embodiment of a power semiconductor module according to the invention with two positive and three negative supply voltage terminals,
  • FIG. 2 shows a simplified equivalent circuit diagram of a power semiconductor module 20 according to the invention for use in an inverter.
  • the power semiconductor module 20 comprises a parallel connection of N switching paths, each consisting of a series connection of a high-side circuit breaker 21 -1 to 21 -N and a low-side circuit breaker 22-1 to 22-N, wherein each power switch 21 and 22 each have a diode connected in parallel.
  • the terminals of the high-side power switches 21 remote from the low-side switches 22 are connected to a positive supply voltage potential.
  • two intermediate circuit connections T + a and T + b are provided, wherein one of the connections, in the illustrated example the connection T + b, is advantageously contacted in the region of a first external switching path, in the example of the left outer switching path. Whereas the second connection, in the illustrated example, the connection T + a, is advantageously contacted in the region of the outer switching path remote from the first switching path, in the example of the right outer switching path.
  • the terminals of the low-side power switches 22 facing away from the high-side power switches 21 are connected to a negative supply voltage potential.
  • connection Ta two intermediate circuit connections Ta and T-b are provided, wherein in turn one of the connections, in the example shown the connection Ta, is advantageously contacted in the region of the first external switching path, in the example of the leftmost switching path.
  • connection Tb advantageously haft in the range of the remote from the first switching path outer switching path, in the example of the right outer switching path is contacted.
  • connection 23 The connections between the high-side power switches 21 and the low-side power switches 22 and between the respective associated diodes are connected to one another and form a phase connection 23.
  • FIGS. 3 to 6 show various embodiments of a power semiconductor module according to the invention.
  • the invention will be described by way of example with reference to a half-bridge power semiconductor module. But the module-internal interconnection can also be chosen differently without influencing the invention, so that, for example, individual switch modules with or without a separate freewheeling diode, chopper modules or also full-bridge modules can be realized.
  • FIG. 3 shows a simplified schematic illustration of a first embodiment of a power semiconductor module 30 according to the invention.
  • Three potential surfaces T +, T- or phase are provided on a substrate 31, preferably a DCB ceramic substrate.
  • parallel-connected power switch chips 32-1 1 to 32-M1 and M diode chips 33-1 1 to 33-M1 are provided in the area of the phase potential area M and in the area of the potential area T + with a positive supply voltage potential M parallel circuit breaker chips 32-12 to 32-M2 and M associated diode chips 33-12 to 33-N2.
  • the collector sides of the power switch chips 32 are respectively on Phase potential surface or the potential surface T + soldered.
  • the further connections between the individual chips and with the other potential surfaces are made via bonding wires, not shown.
  • the presentation of control lines for the circuit breaker chips has been omitted for reasons of simplicity.
  • the terminals of the power semiconductor module 30 are realized for example via stamped grid.
  • a phase connection 34 is provided, which is electrically connected to the phase potential surface and can form, for example, the output of an inverter.
  • the potential surfaces T- and T + are electrically connected to two DC-bus connections T-a and T-b or T + a and T + b, respectively, via which the power semiconductor module 30 can be connected to an intermediate circuit having at least one DC link capacitor.
  • the intermediate circuit connections are designed in such a way that, on the one hand, they each lie in the region of the outer switching paths of the parallel-connected circuit breakers and, on the other hand, an intermediate circuit connection with a positive supply voltage potential and a DC link connection with a negative supply voltage potential are arranged directly adjacent to the substrate 31.
  • the second embodiment of a power semiconductor module according to the invention shown in FIG. 4 differs from the embodiment illustrated in FIG. 3 only in that the two adjacent DC link connections T + a and T + b have been combined mechanically to form a common intermediate circuit connection T + ab.
  • the mechanical combination of two adjacent DC link connections with negative voltage potential is possible. It is also conceivable to combine more than two adjacent DC link connections with the same voltage potential.
  • FIG. 5 shows a further embodiment of a power semiconductor module according to the invention, wherein, in contrast to the embodiment shown in FIG. 3, not two, but four partial connections T + a to T + d and T-a to T-d per supply voltage potential are provided.
  • This represents a further improvement in terms of overvoltage spikes, symmetrical switching of the power switches and homogeneous current transfer of the diodes when switching off the power switch.
  • two potential surfaces T + and phase are also provided.
  • the module-internal design is irrelevant to the applicability of the invention, so that the chosen design has essentially technical reasons.
  • the embodiment shown in FIG. 6 differs from the embodiment according to FIG. 5 only in that the respectively adjacent DC link connections T + a and T + b go to a connection T + ab, Tb and Tc to a connection T-bc and T + c and T + d to a terminal T + cd have been mechanically combined, so that ultimately three DC link connections for connecting the circuit breaker with a negative supply voltage potential and two DC link connections for connecting the circuit breaker with a positive supply voltage potential arise.
  • any other number of partial connections is also possible.
  • the intermediate circuit connections were led out in each case on one side of the power semiconductor module.
  • decisive influence on the circuit design will have the possibility of a connection with lowest possible inductance to the intermediate circuit capacitor (s).

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Leistungshalbleitermodul mit einem Substrat (31), mindest zwei auf dem Substrat (31) angeordneten, parallel geschalteten Leistungshalbleiterschaltern (32), mindestens einem Zwischenkreisanschluss (T+a; T+b; T+ab) zum Verbinden der Leistungshalbleiterschalter mit einem ersten Versorgungsspannungspotenzial und mindestens zwei Zwischenkreisanschlüssen (T-a, T-b); T zum Verbinden der Leistungshalbleiterschalter (32) mit einem zweiten Versorgungsspannungspotenzial, wobei eines der Versorgungsspannungspotenziale negativ und das andere positiv ist.

Description

Beschreibung
Titel
Leistungshalbleitermodul und Leistungshalbleiterschaltungsanordnung
Die Erfindung betrifft ein Leistungshalbleitermodul und eine Leistungshalbleiter- schaltungsanordnung.
Stand der Technik
Für den Antrieb in Hybrid- oder Elektrofahrzeugen werden in der Regel Drehfeldmaschinen eingesetzt, welche in Verbindung mit Wechselrichtern - häufig auch als Inverter bezeichnet - betrieben werden. Ein Wechselrichter umfasst mindestens ein Leistungshalbleitermodul mit Halbleiterbauelementen in Gestalt von Leistungshalbleiterschaltern - im Folgenden kurz Leistungsschalter genannt - , wie beispielsweise MOSFETs (metal oxide semiconductor field-effect transis- tors), IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) oder MCTs (MOS Controlled Thyristor), in aller Regel in Kombination mit Freilaufdioden. Durch geeignete modulinterne Verschaltung können verschiedene Schaltungsvarianten, wie Einzelschalter, Halbbrücken, Vollbrücken oder auch Chopper realisiert werden. Die einzelnen Leistungsschalter werden üblicher weise in Form von Halbleiterchips ausgeführt, welche auf einem Substrat, üblicher weise einem DCB- Keramiksubstrat, angeordnet werden. Die für die jeweilige Schaltungsvariante erforderlichen Dioden können in die Leistungsschalter-Chips integriert oder als separate Dioden-Chips ausgeführt sein. Auch eine teilweise Integration ist möglich.
Um die an einen Wechselrichter, insbesondere bei Einsatz in einem Hybridfahrzeug, gestellten Anforderungen hinsichtlich Zwischenkreisspannung und Phasenstrom über die geforderte Lebensdauer erfüllen zu können, müssen mehrere Leistungsschalter parallel geschaltet werden. Die Parallelschaltung kann dabei innerhalb eines Leistungshalbleitermoduls realisiert sein, so dass auf dem Substrat mehrere parallel geschaltete Leistungsschalter angeordnet sind. Alternativ dazu können auch mehrere Leistungshalbleitermodule mit je einem Substrat mit darauf angeordneten Leistungsschaltern parallel geschaltet werden.
Eine Parallelschaltung von Leistungshalbleitermodulen hat dabei den Vorteil, dass mehrere voneinander entkoppelte Kommutierungsstromkreise gebildet werden, was zu einer Reduzierung von Überspannungsspitzen führt. Insbesondere bei Schaltfrequenzen von über 1 kHz ist jedoch ein synchrones Ansteuern von parallel geschalteten Leistungshalbleitermodulen schwierig, da sich die Kontaktwiderstände der Steuerleitungen, insbesondere mit zunehmender Lebensdauer, unter Umständen unterschiedlich stark verändern, was zu einer zunehmenden Erhöhung der Zeitdifferenz beim Schalten der einzelnen Halbleiterchips führt.
Bei der Entwicklung von Leistungshalbleitermodulen mit mehreren parallel geschalteten Leistungsschaltern innerhalb eines Moduls ergeben sich jedoch auch besondere Herausforderungen.
Durch Induktivitäten im Kommutierungskreis werden Überspannungsspitzen an den Leistungsschaltern hervorgerufen. Da die maximale Blockierspannung der einzelnen Leistungsschalter begrenzt ist, führen zu große Überspannungen zu einer Zerstörung der Leistungsschalter. Um die Chipfläche der Leistungsschalter und gegebenenfalls der separaten Dioden optimal ausnutzen zu können, muss die Induktivität im Kommutierungskreis so gering wie möglich gehalten werden. Die Induktivität ist dabei näherungsweise proportional zu der Fläche, welche der jeweilige Kommutierungsstrom im Kommutierungskreis umschließen muss.
Bedingt durch eine elektrisch unsymmetrische Anordnung der einzelnen Leistungsschalter auf dem Substrat des Moduls und den daraus resultierenden unterschiedlichen Weglängen zu den einzelnen Leistungsschaltern kann es weiterhin zu nicht gleichzeitigem oder synchronem Ein- und/oder Ausschalten der einzelnen Leistungsschalter kommen. Die Folge ist eine ungleichmäßige Verteilung der Belastung unter den Leistungsschaltern, was zu einer Überlastung einzelner Leistungsschalter und damit letztendlich zu einer Verkürzung der Lebensdauer des Leistungshalbleitermoduls führen kann.
Eine elektrisch unsymmetrische Anordnung der Dioden kann schließlich dazu führen, dass der Strom sich direkt nach einem Abschalten der Leistungsschalter nicht gleichmäßig auf die Dioden aufteilt, was zu einer Überbelastung einzelner Dioden führen kann. Im Extremfall kann es sogar vorkommen, dass eine einzige Diode kurzzeitig, nämlich direkt nach dem Kommutierungsvorgang, den gesamten Strom aller parallel geschalteten Leistungsschalter übernimmt. Verschärft wird diese Problematik noch dadurch, dass Leistungsdioden unterhalb von ca. 75° C einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweisen, was bei niedrigen Temperaturen dazu führt, dass eine ohnehin durch das Schalten stärker belastete Diaode auch im stationären betrieb einen im Vergleich zu den anderen parallel geschalteten Dioden erhöhten Strom führt. Letztendlich kann auch eine elektrisch unsymmetrische Anordnung der Dioden zu einer Verkürzung der Lebensdauer des Leistungshalbleitermoduls führen.
Um eine Zerstörung von Leistungsschalter-Chips aufgrund von Überspannungsspitzen zu vermeiden, gibt es grundsätzlich zwei Ansätze. Einerseits kann die Sperrspannung der Leistungsschalter-Chips erhöht werden. Andererseits kann die Induktivität im Kommutierungskreis verringert werden. Da eine Erhöhung der Sperrspannung technologisch bedingt zu höheren Verlusten im Leistungsschalter-Chip führt und damit bei gleicher Spezifikation des Wechselrichters die erforderliche Chipfläche steigt, wird in der Regel versucht, die Induktivität im Kommutierungskreis zu verringern.
Die Höhe der Überspannungsspitzen wird durch die vom Kommutierungsstrom aufgespannte Fläche und damit überwiegend von der Induktivität im Kommutierungskreis bestimmt. Figur 1 zeigt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Kommutierungskreises mit den wesentlichen parasitären Ersatzinduktivitäten. Diese setzen sich zusammen aus Induktivitäten Lzk1 und Lzk2 in einem Zwischen- kreiskondensator 1 , den Induktivitäten Lverbl und Lverb2 von Zuleitungen 2 zwischen dem Zwischenkreiskondensator 1 und einem Leistungshalbleitermodul 3 sowie den Induktivitäten LmoduM und Lmodul2 innerhalb des Leistungshalbleitermoduls 3. Die Summe aller Induktivitäten ist dabei näherungsweise proportional zu der durch den Kommutierungsstromkreis aufgespannten Fläche.
Aus der DE 42 40 501 A1 ist eine Leistungshalbleiter-Schaltungsanordnung bekannt, bei der zur Reduktion von durch schnelle Schaltvorgänge bedingten Spannungsspitzen der positive und negative Stromanschluss jeweils durch min- destens zwei Teilanschlüsse ausgebildet ist, welche eng benachbart nebeneinander und zueinander parallel vorgesehen sind.
Offenbarung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung schafft ein Leistungshalbleitermodul mit einem Substrat, vorzugsweise einem DCB-keramiksubstrat, und mindest zwei auf dem Substrat angeordneten, parallel geschalteten Leistungshalbleiterschaltern. Die Leistungshalbleiterschalter sind vorzugsweise als IGBT-, MOSFET- oder MCT- Halbleiterchips ausgeführt. Außerdem sind erfindungsgemäß mindestens ein Zwischenkreisanschluss zum Verbinden der Leistungshalbleiterschalter mit einem ersten Versorgungsspannungspotenzial und mindestens zwei Zwischen- kreisanschlüssen zum Verbinden der Leistungshalbleiterschalter mit einem zweiten Versorgungsspannungspotenzial vorgesehen, wobei eines der Versorgungs- spannungspotenziale negativ und das andere positiv ist. Das Leistungshalbleitermodul kann dabei eine beliebige Anzahl von weiteren Schaltungselementen, insbesondere Dioden aufweisen, die entweder in die Leistungsschalter-Chips integriert sein können oder auch als separate Halbleiterchips ausgeführt sein können. Auch eine teilweise Integration in die Leistungsschalter-Chips ist möglich. Durch individuelle Verschaltung der einzelnen Schaltungselemente kann das Leistungshalbleitermodul beispielsweise Einzelschalter, Halbbrücken, Vollbrücken oder auch Chopper umfassen.
Ein herkömmliches Leistungshalbleitermodul mit mehreren parallel geschalteten Leistungsschaltern umfasst je einen Zwischenkreisanschluss mit einem ersten positiven Versorgungsspannungspotenzial des Zwischenkreises und mit einem zweiten negativen Versorgungsspannungsanschlusses des Zwischenkreises. Durch das Aufspalten mindestens eines dieser Anschlüsse in mindestens zwei Teilanschlüsse entstehen mindestens zwei Anschlusspaare. Da der Strom jeweils über den Pfad mit der niedrigsten Induktivität fließt, ergeben sich daraus mindestens zwei entkoppelte Kommutierungskreise, wobei sich der Strom auf die einzelnen Kommutierungskreise aufteilt. Bei der Aufteilung in N Teilanschlüsse ergeben sich dementsprechend N entkoppelte Kommutierungskreise. Damit fließt über die einzelnen Induktivitäten eines jeden Kommutierungskreises nur noch das 1/N-fache des ursprünglichen Kommutierungsstromes. Unter der Annahme gleicher Kommutierungskreisinduktivitäten wird entsprechend der Formel
Modul —
dt die Überspannung, welche innerhalb des Leistungshalbleitermoduls an den einzelnen Leistungsschaltern entsteht um den Faktor 1/N reduziert. Durch das Aufspalten mindestens eines dieser Anschlüsse in mindestens zwei Teilanschlüsse wird auch eine verbesserte Symmetrie der Anbindung der einzelnen Leistungsschalter-Chips an den Zwischenkreis mit mindestens einem Zwischenkreiskon- densator erreicht. Der für ein symmetrisches Ansteuern der Leistungsschalter bedeutende und durch schnelle Stromänderungen während eines Kommutierungsvorganges hervorgerufene Spannungsversatz an den Emitter- oder Source- Anschlüssen der Leistungsschalter kann durch eine solche Anordnung im Idealfall vollständig eliminiert werden. Dadurch wird im Vergleich zu Leistungshalbleitermodulen, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt sind, auf einfache Weise die Synchronität der Ansteuerung und damit der Ausnutzung der Chipfläche der einzelnen Leistungsschalter erheblich gesteigert.
Des Weiteren ist durch die Entkopplung der einzelnen Kommutierungsstromkreise auch eine homogene Stromübernahme parallel geschalteter Dioden beim Abschalten der Leistungsschalter gewährleistet, so dass eine Überbelastung einzelner Dioden vermieden wird.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung sind jeweils ein Zwischenkreisan- schluss mit positivem Versorgungsspannungspotenzial und ein Zwischenkreis- anschluss mit negativem Versorgungsspannungspotenzial unmittelbar benachbart auf dem Substrat angeordnet. Die Zwischenkreisanschlüsse werden dabei so nahe wie möglich zueinander angeordnet, um auf diese Weise die durch die Anschlusspaare erzeugte Induktivität zu minimieren. Dabei stellt die Spannungsfestigkeit den begrenzenden Faktor dar, wobei diese durch Verwendung einer Isolationsfolie zwischen den beiden Anschlüssen auch zusätzlich gesteigert werden kann. Die Erfindung schafft weiterhin eine Leistungshalbleiterschaltungsanordnung bei der die Zweischenkreisanschlüsse eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls über Zuleitungen mit mindestens einem Zwischenkreiskondensator elektrisch verbunden sind. Dabei ist für jeden der Zweischenkreisanschlüsse eine eigene Zuleitung vorgesehen, welche von dem Zwischenkreiskondensator bis zum Leistungshalbleitermodul geführt ist.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der Leistungshalbleiterschaltungs- anordnung sind an dem Leistungshalbleitermodul jeweils ein Zwischenkreisan- schluss mit positivem Potenzial und ein Zwischenkreisanschluss mit negativem Potenzial unmittelbar benachbart angeordnet und die daran angeschlossenen Zuleitungen möglichst parallel bis zum Zwischenkreiskondensator geführt. Auf diese Weise kann auch die durch die Zuleitungen erzeugte Induktivität reduziert werden.
Weitere Merkmale und Vorteile von Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung mit Bezug auf die beigefügten Figuren.
Kurze Beschreibung der Figuren Es zeigen
Fig. 1 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Kommutierungskreises mit den wesentlichen parasitären Ersatzinduktivitäten,
Fig. 2 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls,
Fig. 3 eine vereinfachte schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls mit jeweils zwei positiven und negativen Versorgungsspannungsanschlüssen, Fig. 4 eine vereinfachte schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls mit einem positiven und zwei negativen Versorgungsspannungsanschlüssen,
Fig. 5 eine vereinfachte schematische Darstellung einer dritten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls mit jeweils vier positiven und negativen Versorgungsspannungsanschlüssen und
Fig. 6 eine vereinfachte schematische Darstellung einer vierten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls mit zwei positiven und drei negativen Versorgungsspannungsanschlüssen,
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Figur 2 zeigt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls 20 zur Verwendung in einem Wechselrichter. Das Leistungshalbleitermodul 20 umfasst dabei eine Parallelschaltung von N Schaltpfaden, welche jeweils aus einer Reihenschaltung eines High-Side- Leistungsschalters 21 -1 bis 21 -N und eines Low-Side-Leistungsschalters 22-1 bis 22-N besteht, wobei jedem Leistungsschalter 21 und 22 jeweils eine Diode parallel geschaltet ist. Die den Low-Side-Schaltern 22 jeweils abgewandten Anschlüsse der High-Side-Leistungsschalter 21 sind mit einem positiven Versor- gungsspannungspotenzial verbunden. Dazu sind zwei Zwischenkreisanschlüsse T+a und T+b vorgesehen, wobei einer der Anschlüsse, im dargestellten Beispiel der Anschluss T+b, vorteilhaft im Bereich eines ersten außenliegenden Schaltpfades, im Beispiel des links außen liegenden Schaltpfades, kontaktiert ist. Wohingegen der zweite Anschluss, im dargestellten Beispiel der Anschluss T+a, vorteilhaft im Bereich des von dem ersten Schaltpfad entfernt liegenden äußeren Schaltpfades, im Beispiel des rechts außen liegenden Schaltpfades, kontaktiert ist. Die den High-Side-Leistungsschaltern 21 jeweils abgewandten Anschlüsse der Low-Side-Leistungsschalter 22 sind mit einem negativen Versorgungsspan- nungspotenzial verbunden. Dazu sind zwei Zwischenkreisanschlüsse T-a und T- b vorgesehen, wobei wiederum einer der Anschlüsse, im dargestellten Beispiel der Anschluss T-a, vorteilhaft im Bereich des ersten außenliegenden Schaltpfades, im Beispiel des links außen liegenden Schaltpfades, kontaktiert ist. Wohingegen der zweite Anschluss, im dargestellten Beispiel der Anschluss T-b, vorteil- haft im Bereich des von dem ersten Schaltpfad entfernt liegenden äußeren Schaltpfades, im Beispiel des rechts außen liegenden Schaltpfades, kontaktiert ist.
Die Anschlüsse zwischen den High-Side-Leistungsschaltern 21 und den Low- Side-Leistungsschaltern 22 sowie zwischen den jeweils zugeordneten Dioden sind miteinander verbunden und bilden einen Phasenanschluss 23.
Durch diese Beschaltung wird erreicht, dass über die Modulinduktivitäten LModuiia, I-Moduiib, l-Modui2a und LModui2b jeweils nur noch der halbe Strom I/2 fließt. Gegenüber einem aus dem Stand der Technik bekannten Leistungshalbleitermodul mit jeweils nur einem Zwischenkreisanschluss für positives bzw. negatives Versor- gungsspannungspotenzial. verringert sich der Strom in den Kommutierungskreisinduktivitäten damit um den Faktor 2. Geht man in erster Näherung von identischen Werten der Modulinduktivitäten LModuiia, LModuiib, LModui2a und LModui2b aus, so verringert sich die Überspannungsspitze durch diese Maßnahme ebenfalls ungefähr um den Faktor 2.
Die Figuren 3 bis 6 zeigen verschiedene Ausführungsformen eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls. Die Erfindung wird dabei beispielhaft anhand eines Halbbrücken-Leistungshalbleitermoduls beschrieben. Die modulinterne Verschaltung kann aber ohne Einfluss auf die Erfindung auch anders gewählt werden, so dass beispielsweise Einzelschaltermodule mit oder ohne separater Freilaufdiode, Choppermodule oder auch Vollbrückenmodule, realisiert werden.
Figur 3 zeigt eine vereinfachte schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls 30. Auf einem Substrat 31 , vorzugsweise einem DCB-Keramiksubstrat sind drei Potenzialflächen T+, T- bzw. Phase vorgesehen. Entsprechend des beispielhaft gewählten Halbbrückenmoduls sind im Bereich der Phasenpotenzialfläche M parallel geschaltete Leistungsschalter-Chips 32-1 1 bis 32-M1 sowie M zugeordnete Dioden- Chips 33-1 1 bis 33-M1 vorgesehen und im Bereich der Potenzialfläche T+ mit einem positiven Versorgungsspannungspotenzial M parallel geschaltete Leistungsschalter-Chips 32-12 bis 32-M2 sowie M zugeordnete Dioden-Chips 33-12 bis 33-N2. Die Kollektorseiten der Leistungsschalter-Chips 32 sind jeweils auf der Phasenpotenzialfläche bzw. der Potenzialfläche T+ angelötet. Die weiteren Verbindungen zwischen den einzelnen Chips sowie mit den übrigen Potenzialflächen erfolgen über nicht dargestellte Bonddrähte. Auch auf die Darstellung von Steuerleitungen für die Leistungsschalter-Chips wurde aus Gründen der Vereinfachung verzichtet.
Die Anschlüsse des Leistungshalbleitermoduls 30 sind beispielsweise über Stanzgitter realisiert. Dabei ist ein Phasenanschluss 34 vorgesehen, welcher elektrisch mit der Phasenpotenzialfläche verbunden ist und zum Beispiel den Ausgang eines Wechselrichters bilden kann. Die Potenzialflächen T- und T+ sind jeweils mit zwei Zwischenkreisanschlüssen T-a und T-b bzw. T+a und T+b elektrisch verbunden, über welche das Leistungshalbleitermodul 30 mit einem Zwischenkreis mit mindestens einem Zwischenkreiskondensator verbindbar ist. Die Zwischenkreisanschlüsse sind dabei so ausgeführt, dass sie einerseits jeweils im Bereich der äußeren Schaltpfade der parallel geschalteten Leistungsschalter liegen und andererseits jeweils ein Zwischenkreisanschluss mit positivem Versor- gungsspannungspotenzial und ein Zwischenkreisanschluss mit negativem ver- sorgungsspannungspotenzial unmittelbar benachbart auf dem Substrat 31 angeordnet sind.
Ist, wie aus dem Stand der Technik bekannt, ein Leistungshalbleitermodul nur mit jeweils einem Zwischenkreisanschluss für positive bzw. negative Versorgungsspannung ausgestattet, hat der gesamte Kommutierungsstrom über große Teile des Moduls hinweg den gleichen Verlauf. Gemäß der Formel
führt dies aufgrund der Kopplung der Stromkreise der einzelnen Leistungsschalter-Chips zu relativ hohen Überspannungsspitzen. Weiterhin kommt es während des Kommutierungsvorgangs zu einer relativ großen Potenzialverschiebung über den Emitter- und/oder Source-Anschlüssen der Leistungsschalter. Dadurch hat jeder Emitter- bzw. Drain-Anschluss während des Kommutierungsvorgangs ein anderes Potenzial. Da für die Ansteuerung eines Leistungsschalters die Spannung zwischen Gate und Emitter bzw. Source von großer Bedeutung ist, führt dies zwangsläufig zu einem Ein- und Ausschalten der Leistungsschalter zu un- terschiedlichen Zeitpunkten und damit zu einer ungleichmäßigen Belastung der Halbleiterchips. Dieses Problem kann durch eine Aufspaltung der Zwischenkreisanschlusse in mehrere Teilanschlüsse und die damit verbundene Erzeugung entkoppelter Kommutierungskreise vermieden werden.
In Figur 3 sind schematisch und stark vereinfacht auch zwei Stromkreise dargestellt, welche sich an den beiden äußeren Schaltungspfaden der Parallelschaltung ausbilden. Dabei ist deutlich erkennbar, dass sich zwei magnetisch entkoppelte Stromkreise ausprägen. Dieser Effekt führt unter der Voraussetzung einer gleich bleibenden Modulinduktivität im Kommutierungskreis zu der bereits beschriebenen Halbierung der Überspannungsspitzen. Wird des weiteren eine e- lektrisch symmetrische Ankopplung Zwischenkreisanschlüsse an den oder die Zwischenkreiskondensator/en vorausgesetzt, so ergibt sich auch eine identische Verschiebung des Emitterpotenzials der Leistungsschalter. Somit ist ein nahezu exakt gleichzeitiges Schalten von Leistungsschaltern erreichbar. Des Weiteren wird der Strom aller parallel geschalteter Leistungsschalter beim Abschalten im Extremfall nicht mehr nur von einer Diode, sondern zumindest von einer diode pro entkoppeltem Kommutierungskreis, im dargestellten Beispiel also von zwei Dioden übernommen.
Die in Figur 4 dargestellte zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls unterscheidet sich von der in Figur 3 dargestellten Ausführungsform lediglich darin, dass die beiden nebeneinander liegenden Zwischenkreisanschlüsse T+a und T+b mechanisch zu einem gemeinsamen Zwi- schenkreisanschluss T+ab zusammengefasst wurden. Auch für den Fall der Zusammenfassung benachbarter Zwischenkreisanschlüsse mit gleichem Spannungspotenzial ist aber vorteilhaft darauf zu achten, dass jeweils ein Zwischen- kreisanschluss mit dem jeweils inversen Versorgungspannungspotenzial unmittelbar benachbart angeordnet ist. Bei entsprechender Ausgestaltung des Moduls und seiner Zwischenkreisanschlüsse ist selbstverständlich auch die mechanische Zusammenfassung zweier nebeneinander liegender Zwischenkreisanschlüsse mit negativem Spannungspotenzial möglich. Auch die Zusammenfassung von mehr als zwei benachbart liegenden Zwischenkreisanschlüssen mit gleichem Spannungspotenzial ist denkbar. Sind die Zwischenkreisanschlüsse für positive und negative Versorgungsspannung jeweils in N Teilanschlüsse aufgespaltet, so ergeben sich ohne die Zusammenfassung von benachbarten Zwischenkreisanschlüssen N entkoppelte Kommutierungskreise, über deren Induktivitäten jeweils nur noch das 1/N-fache des ursprünglichen Kommutierungsstromes fließt. Durch die mechanische Zusammenfassung von Zwischenkreisanschlüssen ist es möglich, ein Leistungshalbleitermodul zu realisieren, welches zumindest für eines der beiden Versor- gungsspannungspotenziale nur K Teilanschlüsse, mit K<N, aufweist und dennoch N entkoppelte Kommutierungskreise erzeugt.
In Figur 5 ist eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Leistungshalbleitermoduls dargestellt, wobei im Gegensatz zu der in Figur 3 dargestellten Ausführungsform nicht zwei, sondern vier Teilanschlüsse T+a bis T+d und T-a bis T-d pro Versorgungsspannungspotenzial vorgesehen sind. Dies stellt eine weitere Verbesserung hinsichtlich Überspannungsspitzen, symmetrischem Schalten der Leistungsschalter und homogener Stromübernahme der Dioden beim Abschalten der Leistungsschalter dar. Im Gegensatz zu der Ausführungsform gemäß Figur 3 sind auch jeweils zwei Potenzialflächen T+ und Phase vorgesehen. Das modulinterne Design ist jedoch für die Anwendbarkeit der Erfindung unerheblich, so dass das gewählte Design im Wesentlichen zeichentechnische Gründe hat.
Die in Figur 6 dargestellte Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform gemäß Figur 5 lediglich darin, dass die jeweils benachbarten Zwischenkreisanschlüsse T+a und T+b zu einem Anschluss T+ab, T-b und T-c zu einem Anschluss T-bc sowie T+c und T+d zu einem Anschluss T+cd mechanisch zusammengefasst wurden, so dass sich letztendlich drei Zwischenkreisanschlüsse zum Verbinden der Leistungsschalter mit einem negativen Versorgungsspannungspotenzial und zwei Zwischenkreisanschlüsse zum Verbinden der Leistungsschalter mit einem positiven Versorgungsspannungspotenzial ergeben.
Neben den dargestellten Ausführungsformen mit jeweils zwei oder vier Teilanschlüssen ist auch jede andere beliebige Anzahl von Teilanschlüssen (größer 1 ) möglich. Bei den dargestellten Ausführungsformen der Erfindung wurden die Zwischen- kreisanschlüsse jeweils auf einer Seite des Leistungshalbleitermoduls herausgeführt. Alternativ dazu ist es auch möglich die Anschlüsse auf mehreren verschiedenen Seiten des Moduls heraus zu führen. Dies ist lediglich eine Frage des Schaltungsdesigns und hat keinen Einfluss auf die erfindungsgemäße Idee. Entscheidenden Einfluss auf das Schaltungsdesign wird es aber haben, dass eine möglichst niederinduktive Verbindung zu dem oder den Zwischenkreiskondensa- tor/en möglich ist.

Claims

Ansprüche
1 . Leistungshalbleitermodul mit
- einem Substrat (31 ),
- mindestens zwei auf dem Substrat (31 ) angeordneten, parallel geschalteten Leistungshalbleiterschaltern (32),
- mindestens einem Zwischenkreisanschluss (T+a; T+b; T+ab) zum Verbinden der Leistungshalbleiterschalter mit einem ersten Versorgungs- spannungspotenzial und
- mindestens zwei Zwischenkreisanschlüssen (T-a, T-b) zum Verbinden der Leistungshalbleiterschalter (32) mit einem zweiten Versorgungsspan- nungspotenzial, wobei eines der Versorgungsspannungspotenziale negativ und das andere positiv ist.
2. Leistungshalbleitermodul nach Anspruch 1 , wobei das Substrat (31 ) ein DCB- Keramiksubstrat ist.
3. Leistungshalbleitermodul nach einem der Ansprüche 1 oder 4, wobei die Leistungshalbleiterschalter (32) als IGBT-, MOSFET- oder MCT- Halbleiterchips ausgeführt sind.
4. Leistungshalbleitermodul nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Leistungshalbleitermodul (30) einen Phasenspannungsanschluss (34) aufweist und als Wechselrichter ausgestaltet ist.
5. Leistungshalbleitermodul nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei jeweils ein Zwischenkreisanschluss (T+) mit positivem Versorgungsspannungspo- tenzial und ein Zwischenkreisanschluss (T-) mit negativem Versorgungs- spannungspotenzial unmittelbar benachbart auf dem Substrat (31 ) angeordnet sind. Leistungshalbleiterschaltungsanordnung mit einem Leistungshalbleitermodul (30) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 und mindestens einem Zwischenkreiskondensator (1 ), welcher über Zuleitungen (2) mit den Zwischenkreisan- schlüssen (Τ+, T-) des Leistungshalbleitermoduls (30) elektrisch verbunden ist, wobei für jeden der Zweischenkreisanschlüsse (Τ+, T-) eine eigene Zuleitung vorgesehen ist, welche von dem Zwischenkreiskondensator (1 ) bis zum Leistungshalbleitermodul (30) geführt ist.
Leistungshalbleiterschaltungsanordnung nach Anspruch 6, wobei an dem Leistungshalbleitermodul (30) jeweils ein Zwischenkreisanschluss (T+) mit positivem Potenzial und ein Zwischenkreisanschluss (T-) mit negativem Potenzial unmittelbar benachbart angeordnet sind und die daran angeschlossenen Zuleitungen (2) möglichst parallel bis zum Zwischenkreiskondensator (1 ) geführt sind.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8637964B2 (en) * 2011-10-26 2014-01-28 Infineon Technologies Ag Low stray inductance power module
CN107958905B (zh) * 2017-12-11 2024-06-21 柳州臻驱电控科技有限公司 功率半导体模块衬底

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0427143A2 (de) * 1989-11-07 1991-05-15 IXYS Semiconductor GmbH Leistungshalbleitermodul
EP0443378A2 (de) * 1990-02-20 1991-08-28 R e h m Schweisstechnik GmbH u. Co. Elektronischer Leistungsschalter
US5170337A (en) * 1992-01-29 1992-12-08 General Electric Company Low-inductance package for multiple paralleled devices operating at high frequency
DE4240501A1 (de) 1992-12-02 1994-06-09 Export Contor Ausenhandelsgese Leistungshalbleiter-Schaltungsanordnung
WO2002069482A1 (de) * 2001-02-28 2002-09-06 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsaufbau für eine schaltung zum schalten von strömen
WO2007002589A2 (en) * 2005-06-24 2007-01-04 International Rectifier Corporation Semiconductor half-bridge module with low inductance

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5731970A (en) * 1989-12-22 1998-03-24 Hitachi, Ltd. Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device
US5172310A (en) * 1991-07-10 1992-12-15 U.S. Windpower, Inc. Low impedance bus for power electronics
JP3277524B2 (ja) * 1991-09-17 2002-04-22 株式会社日立製作所 半導体スイッチ回路及びインバータ装置
US5544038A (en) * 1992-09-21 1996-08-06 General Electric Company Synchronous rectifier package for high-efficiency operation
JP2001128467A (ja) * 1999-10-27 2001-05-11 Hitachi Ltd 電力変換装置
DE10237561C1 (de) * 2002-08-16 2003-10-16 Semikron Elektronik Gmbh Induktivitätsarme Schaltungsanordnung bzw. Schaltungsaufbau für Leistungshalbleitermodule
JP4115882B2 (ja) * 2003-05-14 2008-07-09 株式会社ルネサステクノロジ 半導体装置
JP4565879B2 (ja) * 2004-04-19 2010-10-20 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
DE102004059313B3 (de) * 2004-12-09 2006-05-04 Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg Leistungshalbleitermodul mit verringerten parasitären Induktivitäten
JP4875977B2 (ja) * 2006-12-27 2012-02-15 日本インター株式会社 パワーモジュール

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0427143A2 (de) * 1989-11-07 1991-05-15 IXYS Semiconductor GmbH Leistungshalbleitermodul
EP0443378A2 (de) * 1990-02-20 1991-08-28 R e h m Schweisstechnik GmbH u. Co. Elektronischer Leistungsschalter
US5170337A (en) * 1992-01-29 1992-12-08 General Electric Company Low-inductance package for multiple paralleled devices operating at high frequency
DE4240501A1 (de) 1992-12-02 1994-06-09 Export Contor Ausenhandelsgese Leistungshalbleiter-Schaltungsanordnung
WO2002069482A1 (de) * 2001-02-28 2002-09-06 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsaufbau für eine schaltung zum schalten von strömen
WO2007002589A2 (en) * 2005-06-24 2007-01-04 International Rectifier Corporation Semiconductor half-bridge module with low inductance

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