WO2011024337A1 - デジタル-アナログ変換器およびデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置 - Google Patents
デジタル-アナログ変換器およびデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置 Download PDFInfo
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Abstract
製造ばらつきによる変換精度の低下を招かずに、高精度なDA変換を行え、しかも回路規模、消費電流の増大も防ぐ。 抵抗素子R1~RNからなるリング状抵抗回路1を設け、接続回路2、3により基準電圧端子Vref1、Vref2が接続されるリング状抵抗回路1のノード、接続回路4によりアナログ信号出力端子Voutに接続されるリング状抵抗回路1のノード、開放回路5により開放されるリング状抵抗回路1のノードをデジタル信号のAD変換毎に巡回させる。その巡回方法の1つは、1つ前の変換でアナログ信号出力端子Voutと抵抗素子群の接続に用いていた接続回路4の状態と同じ状態に、今回の変換時に2つの基準電圧端子Vref1、Vref2と抵抗素子群とを接続する接続回路2、3の状態を設定する。また抵抗素子間を接続する開放回路5については上記2つの基準電圧端子と抵抗素子群とを接続する接続回路2、3の状態とは逆の状態に設定する。
Description
本発明は、デジタル信号をアナログ信号に変換するための演算を行うデジタル-アナログ変換器(以下、DA変換器と記す)およびそれを用いたデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置(以下、デルタシグマ型DA変換装置と記す)に関するものであり、特に製造バラツキによる抵抗ミスマッチの低減に関するものである。
デジタル信号をアナログ信号に変換するDA変換器には様々な構成がある。その中の一例として、図4のような抵抗ストリング型DA変換器が一般的に知られている。この抵抗ストリング型DA変換器は、2つの基準電圧端子Vref1、Vref2の間に、必要な分解能に応じた個数の抵抗素子群(抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)を直列に配置することで構成される。抵抗素子間のそれぞれのノードは、スイッチS1、S2、・・・、SN-1を介してアナログ信号出力端子Voutに接続される。変換対象の入力デジタル信号の値に応じて、これらのスイッチS1、S2、・・・、SN-1のうちオンにする一つのスイッチを選択することによって、基準電圧端子Vref1、Vref2の電圧差を(N-1)分圧したアナログ出力電圧が得られる。
抵抗ストリング型DA変換器の特徴としては、微分非直線性誤差が小さく、単調性に優れていること、製造ばらつきによる積分非直線性誤差が大きいことが挙げられる。積分非直線性誤差が大きいことは、出力波形の歪みの悪化に繋がる。
また、他の例として、図5のような抵抗型DA変換器がある。この抵抗型DA変換器は、2つの基準電圧端子Vref1、Vref2と、必要な分解能に応じた、同じ抵抗値Rを持つ抵抗素子群(抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)と、抵抗素子群の一端と基準電圧端子Vref1および基準電圧端子Vref2のいずれか一方とを変換対象のデジタル信号の値に応じて選択的に接続する制御を行う1ビットDA変換器DA1、DA2、・・・、DANとからなる。
今、ある入力信号D1、D2、・・・、DNが入力され、1ビットDA変換器DA1、DA2、・・・、DAkが基準電圧端子Vref2の電圧を出力し、1ビットDA変換器DAk+1、DAk+2、・・・、DANが基準電圧端子Vref1の電圧を出力したと仮定する。この時、アナログ信号出力端子Voutと基準電圧端子Vref1の間には抵抗素子R1、R2、・・・、Rkが並列に接続され、アナログ信号出力端子Voutと基準電圧端子Vref2の間には抵抗素子Rk+1、Rk+2、・・・、RNが並列に接続されるので、アナログ信号出力端子Voutでは2つの抵抗値
R/k、R/(N-k)
により分圧された電圧が得られる。
R/k、R/(N-k)
により分圧された電圧が得られる。
上記した図5のような抵抗型DA変換器においては、製造ばらつきによる影響を低減する方法として、特許文献1に示すDynamic Element Matching(DEM)という手法が知られている。DEMとは、DA変換器の出力ノードを巡回させることで、製造ばらつきによるミスマッチ、すなわち抵抗値Rのばらつきをランダマイズし、歪み特性の改善を図る手法である。
上記抵抗型DA変換器において、抵抗素子群(抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)が製造ばらつきによるミスマッチを持っていると仮定すると、実際に得られる電圧は、そのばらつきにより所望の電圧からずれてしまい、出力信号の歪みは悪化する。しかし、先に紹介したDEMを用いることにより、先の例と同じようにk個の抵抗素子が基準電圧端子Vref1に、(N-k)個の抵抗素子が基準電圧端子Vref2に接続される場合においても、変換の度に異なる抵抗素子k個が基準電圧端子Vref1に接続され、同様に異なる抵抗素子(N-k)個が基準電圧端子Vref2に接続されるため、製造ばらつきによるミスマッチがランダマイズされ、歪みの悪化が低減される。
このように、図5の抵抗型DA変換器では、DEMを用いることで製造ばらつきによる歪みの悪化を低減することができる。しかし、一方で、基準電圧端子Vref1、Vref2の持つ抵抗成分がDA変換器の分圧に用いられている2つの並列抵抗素子群に対して直列に繋がってしまうため、DA変換器を流れる電流値が理想値からずれてしまい、歪みが悪化するという別の課題も存在する。
この問題に対しては、特許文献2に示すように、電流補償回路を用いることで歪みの悪化を低減できることが知られている。電流補償回路は、電流値にデータ依存性のあるDA変換器に、DA変換器と同じ電流特性を持つ電流補償回路を並列に接続し、電流補償回路をDA変換器と逆相で動作させることで、流れる電流値の合計を一定に保つ手法である。しかし、この手法の問題点としては、回路規模が約2倍になることと、回路を流れる電流値が約2倍になることが挙げられる。なお、抵抗ストリング型DA変換器では、流れる電流は常に一定となるため、このような課題は発生しない。
ところで、高速な変換を必要としない場合、低消費電力かつ高精度な変換を実現しやすいことから、図6のようなデルタシグマ型DA変換装置がよく用いられている。このデルタシグマ型DA変換装置は、デジタル入力Dinを補間するデジタル補間フィルタ10と、デジタル補間フィルタ10から出力されるデジタル信号のデルタシグマ変調を行うデルタシグマ変調器20と、デルタシグマ変調器20の出力信号をデジタル-アナログ変換する、上記抵抗型DA変換器に代表される一般的なDA変換器30とによって構成される。DA変換器30からアナログ出力Aoutが出力される。
デジタル補間フィルタ10では、あるサンプリング周波数fs、nビットのデジタル入力信号DINに対し、折り返しを防止しながら、あるオーバーサンプリング周波数fosのデジタル信号を出力する。なお、オーバーサンプリング周波数fosは、オーバーサンプリング率OSRによって、サンプリング周波数fsとの間に、
fos = OSR × fs
の関係を持っている。オーバーサンプリング周波数fosとしては、一般的に64fs、128fs等の周波数が用いられる。
fos = OSR × fs
の関係を持っている。オーバーサンプリング周波数fosとしては、一般的に64fs、128fs等の周波数が用いられる。
デルタシグマ変調器20は、デジタル補間フィルタ10から得られたデジタル信号に対してノイズシェイピングを施し、サンプリング周波数fsより高い周波数のより低分解能のデジタル信号へと変換する。
DA変換器30は、デルタシグマ変調器20から得られた高周波数、低分解能のデジタル信号をDA変換し、アナログ信号を出力する。
上記のように、デルタシグマ型DA変換装置を用いることで、高精度なDA変換を行うことができる。しかし、デルタシグマ型DA変換装置内のDA変換器30に製造ばらつきやデジタルデータ入力に依存する電流値の変動が存在すると、変換誤差が生じ、意図した変換精度が得られなくなってしまう。
そこで、先に紹介したDEMや電流補償回路を用い、図7のような構成とすることで、変換精度を保つことがなされている。図7において、符号40はDEM回路を示し、符号50は電流補償回路付DA変換器を示している。
しかし、上記抵抗型DA変換器と同様に、変換精度が改善する一方で、回路規模と消費電流とが増加するというトレードオフが存在する。
図4に示した抵抗ストリング型DA変換器は、微分非直線性誤差が小さく、単調性に優れ、広く用いられている回路である。しかし、半導体集積回路の製造ばらつきの影響などによって、直列に配置した抵抗素子の抵抗値にばらつきが生じると、抵抗素子のミスマッチによって出力電圧が所望の電圧からずれてしまう。その結果、DA変換器の積分非直線性誤差が大きくなり、出力信号の歪みが悪化するという課題がある。
また、図5に示した抵抗型DA変換器を用いれば、DEMを用いることで製造ばらつきの影響を低減できることが知られている。しかし、この抵抗型DA変換器には、電流値のデータ依存性による歪みの悪化という別の課題が存在する。この課題の対処法としては、電流補償回路の挿入が知られているが、この手法を用いると回路面積、消費電流が約2倍になってしまう。
また、図6に示すデルタシグマ型DA変換装置では、製造ばらつきや電流値の変動によって変換精度が低下してしまう。図7に示すように、DEM回路と電流補償回路との挿入によってその影響を低減することはできるが、回路規模や消費電流が増加してしまう。
半導体プロセスにおける製造ばらつきは避けることのできない課題であり、またDA変換器の小型化および低消費電力化を目指すため、より簡素な構造によって製造ばらつきの影響を低減する設計手法が求められる。
したがって、本発明の目的は、製造ばらつきによる変換精度の低下を招くことなく、高精度なDA変換を行え、しかも回路規模、消費電流の増大も防ぐことができるDA変換器およびデルタシグマ型DA変換装置を提供することである。
上記課題を解決するために、本発明のDA変換器は、複数個の抵抗素子からなる抵抗回路と、第1および第2の基準電圧端子と、アナログ信号出力端子と、前記抵抗回路のいずれかのノードに前記第1の基準電圧端子を選択的に接続する第1の接続回路と、前記抵抗回路のいずれかのノードに前記第2の基準電圧端子を選択的に接続する第2の接続回路と、前記抵抗回路における、前記第1の基準電圧端子が接続されたノードから前記第2の基準電圧端子が接続されたノードへ至る経路中の、デジタル-アナログ変換対象となるデジタル信号の値に対応したいずれかのノードに前記アナログ信号出力端子を選択的に接続する第3の接続回路とを備えることを特徴とする。
この構成によれば、第1および第2の接続回路によって第1の基準電圧端子および第2の基準電圧端子が接続される抵抗回路のノードがそれぞれ変更され、それに対応して第3の接続回路によってアナログ信号出力端子が接続される抵抗回路のノードが変更されるので、製造ばらつきによる変換精度の低下を招くことなく、高精度なDA変換を行える。しかも、第1、第2および第3の接続回路が必要となるものの、抵抗型DA変換器のようなDEM回路や電流補償回路が不要で回路規模、消費電流の増大も防ぐことができる。
上記構成のDA変換器においては、抵抗回路は、リング状に接続された複数個の抵抗素子からなるリング状抵抗回路であり、リング状抵抗回路のいずれかのノードで抵抗素子間の接続を選択的に開放する開放回路を備えることが好ましい。
この構成によれば、複数個の抵抗素子をリング状に接続してリング状抵抗回路を構成し、第1および第2の接続回路によって第1の基準電圧端子および第2の基準電圧端子が接続されるリング状抵抗回路のノードがそれぞれ変更され、それに対応して第3の接続回路によってアナログ信号出力端子が接続されるリング状抵抗回路のノードが変更され、開放回路によってリング状抵抗回路のいずれかのノードの位置で抵抗素子間の接続が開放されるので、製造ばらつきによる変換精度の低下を招くことなく、高精度なDA変換を行える。しかも、第1、第2および第3の接続回路と開放回路とが必要となるものの、抵抗型DA変換器のようなDEM回路や電流補償回路が不要で回路規模、消費電流の増大も防ぐことができる。
また、開放回路を有するDA変換器においては、第1および第2の接続回路によって第1の基準電圧端子および第2の基準電圧端子が接続されるリング状抵抗回路のノードがそれぞれ変更され、それに対応して第3の接続回路によって出力端子が接続されるリング状抵抗回路のノードが変更され、開放回路によってリング状抵抗回路における、第2の基準電圧端子が接続されたノードから第1の基準電圧端子が接続されたノードへ戻る経路中のいずれかのノードの位置で抵抗素子間の接続が開放されることが好ましい。
この構成によれば、複数個の抵抗素子をリング状に接続してリング状抵抗回路を構成し、第1および第2の接続回路によって第1の基準電圧端子および第2の基準電圧端子が接続されるリング状抵抗回路のノードがそれぞれ変更され、それに対応して第3の接続回路によってアナログ信号出力端子が接続されるリング状抵抗回路のノードが変更され、開放回路によってリング状抵抗回路における、第2の基準電圧端子が接続されたノードから第1の基準電圧端子が接続されたノードへ戻る経路中のいずれかのノードの位置で抵抗素子間の接続が開放されるので、製造ばらつきによる変換精度の低下を招くことなく、高精度なDA変換を行える。しかも、第1、第2および第3の接続回路と開放回路とが必要となるものの、抵抗型DA変換器のようなDEM回路や電流補償回路が不要で回路規模、消費電流の増大も防ぐことができる。
上記構成のDA変換器においては、第1の接続回路は、リング状抵抗回路の各ノードと第1の基準電圧端子との間にそれぞれ接続された第1のスイッチ群からなり、第2の接続回路は、リング状抵抗回路の各ノードと第2の基準電圧端子との間にそれぞれ接続された第2のスイッチ群からなり、第3の接続回路は、リング状抵抗回路の各ノードとアナログ信号出力端子との間にそれぞれ接続された第3のスイッチ群からなり、開放回路は、リング状抵抗回路において、隣接する抵抗素子同士の間にそれぞれ挿入された第4のスイッチ群からなり、第1の接続回路は、第4のスイッチ群の各スイッチの一端側でリング状抵抗回路の各ノードに接続され、第2および第3の接続回路は、第4のスイッチ群の各スイッチの他端側でリング状抵抗回路の各ノードに接続され、第1、第2、第3および第4のスイッチ群を構成する各スイッチは、変換対象となるデジタル信号に応じて、短絡状態と開放状態とが切り替えられることが好ましい。
上記構成のDA変換器においては、リング状抵抗回路において、第1の基準電圧端子が接続されるノードと第2の基準電圧端子が接続されるノードとアナログ信号出力端子が接続されるノードと抵抗素子間が開放されるノードとをそれぞれ巡回させることが好ましい。
また、リング状抵抗回路において、第1の基準電圧端子が接続されるノードと第2の基準電圧端子が接続されるノードとアナログ信号出力端子が接続されるノードと抵抗素子間が開放されるノードとをそれぞれ巡回させる構成においては、巡回は例えば以下のように行うことが好ましい。すなわち、デジタル-アナログ変換対象となるデジタル信号が時系列的に入力される場合において、前回のデジタル-アナログ変換時においてデジタル信号の値に対応してアナログ信号出力端子に接続されたリング状抵抗回路のノードを、今回のアナログ-デジタル変換時において第1および第2の基準電圧端子のいずれか一方が接続されるノードとする巡回を行うことが好ましい。
また、上記のように、第1の基準電圧端子が接続されるノードと第2の基準電圧端子が接続されるノードとを巡回させる場合に、リング状抵抗回路において、第1および第2の基準電圧端子のいずれか一方が接続されるノードから見て、第1および第2の基準電圧端子に接続される両ノード間の抵抗値が最大となるノードを、第1および第2の基準電圧端子のいずれか他方が接続されるノードとすることが好ましい。
また、上記のように、第1の基準電圧端子が接続されるノードと第2の基準電圧端子が接続されるノードとを巡回させる場合に、リング状抵抗回路において、第4のスイッチ群によって抵抗素子間が開放されるノードの一側の抵抗素子の開放端を第1の基準電圧端子が接続されるノードとし、抵抗素子間が開放されるノードの他側の抵抗素子の開放端を第2の基準電圧端子が接続されるノードとしてもよい。
本発明のデルタシグマ型DA変換装置は、所定のサンプリング周波数でサンプリングされた第1のデジタル信号をアナログ信号に変換するデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置であって、第1のデジタル信号を補間して、サンプリング周波数より高い周波数の第2のデジタル信号に変換するデジタル補間フィルタと、第2のデジタル信号をノイズシェイピングして、より低ビット数の第3のデジタル信号に変換するデルタシグマ変調器と、第3のデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル-アナログ変換器と、を備えている。
そして、デジタル-アナログ変換器は、リング状に接続された複数個の抵抗素子からなるリング状抵抗回路と、第1および第2の基準電圧端子と、アナログ信号出力端子と、リング状抵抗回路のいずれかのノードに第1の基準電圧端子を選択的に接続する第1の接続回路と、リング状抵抗回路のいずれかのノードに第2の基準電圧端子を選択的に接続する第2の接続回路と、リング状抵抗回路における、第1の基準電圧端子が接続されたノードから第2の基準電圧端子が接続されたノードへ至る経路中の、デジタル-アナログ変換対象となるデジタル信号の値に対応したいずれかのノードにアナログ信号出力端子を選択的に接続する第3の接続回路と、リング状抵抗回路のいずれかのノードの位置で抵抗素子間の接続を選択的に開放する開放回路とを備え、第1および第2の接続回路によって第1の基準電圧端子および第2の基準電圧端子が接続されるリング状抵抗回路のノードがそれぞれ変更され、それに対応して第3の接続回路によってアナログ信号出力端子が接続されるリング状抵抗回路のノードが変更され、開放回路によってリング状抵抗回路における、第2の基準電圧端子が接続されたノードから第1の基準電圧端子が接続されたノードへ戻る経路中のいずれかのノードの位置で抵抗素子間の接続が開放される。
この構成によれば、本発明のDA変換器と同様の作用効果を奏する。
上記構成のデルタシグマ型DA変換装置においては、第1の接続回路は、リング状抵抗回路の各ノードと第1の基準電圧端子との間にそれぞれ接続された第1のスイッチ群からなり、第2の接続回路は、リング状抵抗回路の各ノードと第2の基準電圧端子との間にそれぞれ接続された第2のスイッチ群からなり、第3の接続回路は、リング状抵抗回路の各ノードとアナログ信号出力端子との間にそれぞれ接続された第3のスイッチ群からなり、開放回路は、リング状抵抗回路において、隣接する抵抗素子同士の間にそれぞれ挿入された第4のスイッチ群からなり、第1の接続回路は、第4のスイッチ群の各スイッチの一端側でリング状抵抗回路の各ノードに接続され、第2および第3の接続回路は、第4のスイッチ群の各スイッチの他端側でリング状抵抗回路の各ノードに接続され、第1、第2、第3および第4のスイッチ群を構成する各スイッチは、変換対象となるデジタル信号に応じて、短絡状態と開放状態とが切り替えられることが好ましい。
上記構成のデルタシグマ型DA変換装置においては、デコーダは、製造ばらつきによる影響をランダマイズするように、第1、第2、第3および第4のスイッチ群を切り替えることが好ましい。
また、上記構成のデルタシグマ型DA変換装置においては、デコーダは、常に同じスイッチ群が選択されないように、第1、第2、第3および第4のスイッチ群を切り替えることが好ましい。
本発明のDA変換器によれば、複数個の抵抗素子をリング状に接続してリング状抵抗回路を構成し、第1および第2の接続回路によって第1の基準電圧端子および第2の基準電圧端子が接続されるリング状抵抗回路のノードがそれぞれ変更され、それに対応して第3の接続回路によってアナログ信号出力端子が接続されるリング状抵抗回路のノードが変更され、開放回路によってリング状抵抗回路における、第2の基準電圧端子が接続されたノードから第1の基準電圧端子が接続されたノードへ戻る経路中のいずれかのノードの位置で抵抗素子間の接続が開放されるので、製造ばらつきによる変換精度の低下を招くことなく、高精度なDA変換を行える。しかも、第1、第2および第3の接続回路が必要となるものの、抵抗型DA変換器のようなDEM回路や電流補償回路が不要で回路規模、消費電流の増大も防ぐことができる。
また、本発明のデルタシグマ型DA変換装置によれば、上記した本発明のDA変換器を用いて構成されるので、上記本発明のDA変換器と同様の作用効果を奏する。
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
(実施の形態1)
本発明の実施の形態1のDA変換器は、図1に示すように、リング状に接続された複数個の抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなるリング状抵抗回路1と、第1および第2の基準電圧端子Vref1、Vref2と、アナログ信号出力端子Voutと、リング状抵抗回路1のいずれかのノード(抵抗素子R1、R2、・・・、RN同士の接続点)に第1の基準電圧端子Vref1を選択的に接続する第1の接続回路2と、リング状抵抗回路1のいずれかのノードに第2の基準電圧端子Vref2を選択的に接続する第2の接続回路3と、リング状抵抗回路1における、第1の基準電圧端子Vref1が接続されたノードから第2の基準電圧端子Vref2が接続されたノードへ至る経路中の、デジタル-アナログ変換対象となるデジタル信号の値に対応したいずれかのノードにアナログ信号出力端子Voutを選択的に接続する第3の接続回路4と、リング状抵抗回路1のいずれかのノードの位置で抵抗素子R1、R2、・・・、RN間の接続を選択的に開放する開放回路5とを備えている。
本発明の実施の形態1のDA変換器は、図1に示すように、リング状に接続された複数個の抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなるリング状抵抗回路1と、第1および第2の基準電圧端子Vref1、Vref2と、アナログ信号出力端子Voutと、リング状抵抗回路1のいずれかのノード(抵抗素子R1、R2、・・・、RN同士の接続点)に第1の基準電圧端子Vref1を選択的に接続する第1の接続回路2と、リング状抵抗回路1のいずれかのノードに第2の基準電圧端子Vref2を選択的に接続する第2の接続回路3と、リング状抵抗回路1における、第1の基準電圧端子Vref1が接続されたノードから第2の基準電圧端子Vref2が接続されたノードへ至る経路中の、デジタル-アナログ変換対象となるデジタル信号の値に対応したいずれかのノードにアナログ信号出力端子Voutを選択的に接続する第3の接続回路4と、リング状抵抗回路1のいずれかのノードの位置で抵抗素子R1、R2、・・・、RN間の接続を選択的に開放する開放回路5とを備えている。
そして、このDA変換器では、第1および第2の接続回路2、3によって第1の基準電圧端子Vref1および第2の基準電圧端子Vref2が接続されるリング状抵抗回路1のノードがそれぞれ変更され、開放回路5によってリング状抵抗回路1における、第2の基準電圧端子Vref2が接続されたノードから第1の基準電圧端子Vref1が接続されたノードへ戻る経路中のいずれかのノードの位置で抵抗素子R1、R2、・・・、RN間の接続が開放され、それに対応して第3の接続回路によってアナログ信号出力端子Voutが接続されるリング状抵抗回路1のノードが変更される。
上記構成のDA変換器においては、第1の接続回路2は、リング状抵抗回路1の各ノードと第1の基準電圧端子Vref1との間にそれぞれ接続された第1のスイッチ群(スイッチSd_1、Sd_2、・・・、Sd_Nからなる)からなる。第2の接続回路3は、リング状抵抗回路1の各ノードと第2の基準電圧端子Vref2との間にそれぞれ接続された第2のスイッチ群(スイッチSg_1、Sg_2、・・・、Sg_Nからなる)からなる。第3の接続回路4は、リング状抵抗回路1の各ノードとアナログ信号出力端子Voutとの間にそれぞれ接続された第3のスイッチ群(スイッチSo_1、So_2、・・・、So_Nからなる)からなる。開放回路5は、リング状抵抗回路1において、隣接する抵抗素子R1、R2、・・・、RN同士の間にそれぞれ挿入された第4のスイッチ群(スイッチSr_1、Sr_2、・・・、Sr_Nからなる)からなる。
第1の接続回路2は、開放回路5となる第4のスイッチ群の各スイッチSr_1、Sr_2、・・・、Sr_Nの一端側でリング状抵抗回路1の各ノードに接続される。第2および第3の接続回路3、4は、開放回路5となる第4のスイッチ群の各スイッチSr_1、Sr_2、・・・、Sr_Nの他端側でリング状抵抗回路1の各ノードに接続される。そして、第1、第2、第3および第4のスイッチ群を構成する各スイッチは、変換対象となるデジタル信号に応じて、短絡状態と開放状態とが切り替えられる。
また、上記構成のDA変換器においては、リング状抵抗回路1において、第1の基準電圧端子Vref1が接続されるノードと第2の基準電圧端子Vref2が接続されるノードとアナログ信号出力端子Voutが接続されるノードと抵抗素子R1、R2、・・・、RN間が開放されるノードとを一つのデジタル信号のDA変換を行う毎にそれぞれ巡回させる構成としている。
また、巡回は例えば以下のように行われる。すなわち、デジタル-アナログ変換対象となるデジタル信号が時系列的に入力される場合において、前回のデジタル-アナログ変換時においてデジタル信号の値に対応してアナログ信号出力端子Voutに接続されたリング状抵抗回路1のノードを、今回のアナログ-デジタル変換時において第1および第2の基準電圧端子Vref1、Vref2のいずれか一方が接続されるノードとする巡回を行っている。
また、上記のように、第1の基準電圧端子Vref1が接続されるノードと第2の基準電圧端子Vref2が接続されるノードとを巡回させる場合に、リング状抵抗回路1において、第1および第2の基準電圧端子Vref1、Vref2のいずれか一方が接続されるノードから見て、第1および第2の基準電圧端子Vref1、Vref2に接続される両ノード間の抵抗値が最大となるノードを、第1および第2の基準電圧端子Vref1、Vref2のいずれか他方が接続されるノードとしている。
また、上記のように、第1の基準電圧端子Vref1が接続されるノードと第2の基準電圧端子Vref2が接続されるノードとを巡回させる場合に、リング状抵抗回路1において、開放回路5となる第4のスイッチ群(スイッチSr_1、Sr_2、・・・、Sr_Nからなる)によって抵抗素子R1、R2、・・・、RN間が開放されるいずれか一つのノードの一側の抵抗素子の開放端を第1の基準電圧端子Vref1が接続されるノードとし、抵抗素子間が開放されるノードの他側の抵抗素子の開放端を第2の基準電圧端子Vref2が接続されるノードとしている。
以下、この実施の形態1のDA変換器についてさらに詳細に説明する。このDA変換器は、高電圧が供給される基準電圧端子Vref1、低電圧が供給される基準電圧端子Vref2と、DA変換のための必要な分解能に応じた個数の、同じ抵抗値Rを持つ抵抗素子群(リング状(ループ状)に接続された抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)と、基準電圧端子Vref1と抵抗素子群とを接続するスイッチ群(スイッチSd_1、Sd_2、・・・、Sd_Nからなる)と、基準電圧端子Vref2と抵抗素子群とを接続するスイッチ群(スイッチSg_1、Sg_2、・・・、Sg_Nからなる)と、リング状に接続された抵抗素子R1、R2、・・・、RNにおいて互いに隣接した抵抗素子同士の間に各々挿入されたスイッチ群(スイッチSr_1、Sr_2、・・・、Sr_Nからなる)と、アナログ信号出力端子Voutと抵抗素子群とを接続するスイッチ群(スイッチSo_1、So_2、・・・、So_Nからなる)とからなる。
抵抗素子とそれぞれのスイッチは、(N-1)値のDA変換器の場合、それぞれN個ある。k番目の抵抗素子Rkは、一方の端子がk番目のスイッチSg_k、Sr_k、So_kに接続され、他方の端子が(k+1)番目のスイッチSd_k+1、Sr_k+1に接続されている。k番目のスイッチSd_kは、一方の端子が基準電圧端子Vref1に接続され、他方の端子が(k-1)番目の抵抗素子Rk-1とk番目のスイッチSr_kとに接続されている。k番目のスイッチSg_kは、一方の端子が基準電圧端子Vref2に接続され、他方の端子がk番目の抵抗素子Rkと、k番目のスイッチSr_k、So_kとに接続されている。k番目のスイッチSr_kは、一方の端子が(k-1)番目の抵抗素子Rk-1とk番目のスイッチSd_kとに接続され、他方の端子がk番目の抵抗素子Rkと、k番目のスイッチSg_k、So_kとに接続されている。k番目のスイッチSo_kは、一方の端子がk番目の抵抗素子Rkと、k番目のスイッチSr_k、Sg_kとに接続され、他方の端子がアナログ信号出力端子Voutに接続されている。
本発明の実施の形態1のDA変換器は、各スイッチSd_1、Sd_2、・・・、Sd_N、Sg_1、Sg_2、・・・、Sg_N、Sr_1、Sr_2、・・・、Sr_N、So_1、So_2、・・・、So_Nを制御することによって、図4に示した抵抗ストリング型DA変換器と同様に、基準電圧端子Vref1と基準電圧端子Vref2の電圧差を(N-1)分圧した電圧を得ることができる。
この電圧を得るためのスイッチSd_1、Sd_2、・・・、Sd_N、Sg_1、Sg_2、・・・、Sg_N、Sr_1、Sr_2、・・・、Sr_N、So_1、So_2、・・・、So_Nの制御について、以下に説明する。
今、基準電圧端子Vref1と抵抗素子群とを接続するスイッチ群において、k番目のスイッチSd_kが短絡され、他のN-1個のスイッチSd_1、Sd_2、・・・、Sd_k-1、Sd_k+1、・・・、Sd_Nが開放されており、基準電圧端子Vref2と抵抗素子群を接続するスイッチ群においても、k番目のスイッチSg_kが短絡され、他のN-1個のスイッチSg_1、Sg_2、・・・、Sg_k-1、Sg_k+1、・・・、Sg_Nが開放されているとする。この時、抵抗素子同士を接続するスイッチ群では、k番目のスイッチSr_kが開放され、他のN-1個のスイッチSr_1、Sr_2、・・・、Sr_k-1、Sr_k+1、・・・、Sr_Nは短絡される。
本発明のDA変換器において、図4に示した従来の抵抗ストリング型DA変換器における、抵抗素子Rl-1と抵抗素子Rlの間の電圧に相当する電圧を取り出す際には、(k+l)をNで割った余りをmとすると、アナログ信号出力端子Voutと抵抗素子群を接続するスイッチ群のm番目のスイッチSo_mが短絡され、他のN-1個のスイッチSo_1、So_2、・・・、So_ m -1、So_m+1、・・・、So_Nは開放される。
このようにスイッチを制御することで、この実施の形態1のDA変換器において、スイッチSd_kに接続されている抵抗素子Rk-1が従来の抵抗ストリング型DA変換器における抵抗素子RNに、スイッチSg_kに接続されている抵抗素子Rkが従来の抵抗ストリング型DA変換器における抵抗素子R1に、スイッチSo_mに接続されている抵抗素子Rm-1、Rmがそれぞれ従来の抵抗ストリング型DA変換器における抵抗素子Rl-1、Rlに相当し、所望の電圧を取り出すことができる。
このように構成した結果、図1に示す本発明の実施の形態1のDA変換器において、基準電圧端子Vref1と抵抗素子群(抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)とを接続するスイッチ群(スイッチSd_1、Sd_2、・・・、Sd_Nからなる)、基準電圧端子Vref2と抵抗素子群(抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)とを接続するスイッチ群(スイッチSg_1、Sg_2、・・・、Sg_Nからなる)、抵抗素子群(抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)の隣り合う抵抗素子同士を接続するスイッチ群(スイッチSr_1、Sr_2、・・・、Sr_Nからなる)、および、アナログ信号出力端子Voutと抵抗素子群(抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)とを接続するスイッチ群(スイッチSo_1、So_2、・・・、So_Nからなる)によって、2つの基準電圧端子Vref1、Vref2と、分圧によってDA変換を行う抵抗素子群(抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)との接続点を巡回させることにより、製造ばらつきによる影響をランダマイズできる。また、本発明の実施の形態1のDA変換器は、抵抗ストリング型DA変換器と同様の動作原理によりDA変換を行うので、基準電圧端子の抵抗成分の影響によって電流値が変化することはない。
以上のように、この実施の形態1によれば、複数個の抵抗素子R1、R2、・・・、RNをリング状に接続してリング状抵抗回路1を構成し、第1および第2の接続回路2、3によって第1の基準電圧端子Vref1および第2の基準電圧端子Vref2が接続されるリング状抵抗回路1のノードがそれぞれ変更され、開放回路5によって抵抗素子間の接続が開放されるノードが変更され、それに対応して第3の接続回路4によってアナログ信号出力端子Voutが接続されるリング状抵抗回路1のノードが変更されるので、製造ばらつきによる変換精度の低下を招くことなく、高精度なDA変換を行える。しかも、第1、第2および第3の接続回路2、3、4と、開放回路5とが追加されるものの、抵抗型DA変換器のようなDEM回路や電流補償回路が不要で回路規模、消費電流の増大も防ぐことができる。
すなわち、本発明の実施の形態1のDA変換器はDEMと同様に製造ばらつきによる影響をランダマイズし、積分非直線性誤差の増大、歪みの悪化を低減できる。また、デジタルデータ入力による電流値の変化もなく、電流補償回路の挿入による回路規模、消費電流の増大も防ぐことができる。
本発明の具体的実施例として、7値のDA変換を行う図2のようなDA変換装置の動作を説明する。図2の実施例では、デジタル入力Din、具体的には、3ビットのデジタル信号D1、D2、D3を図1に示したDA変換器を駆動するための各スイッチの制御信号に変換するデコーダ60と、図1に示したDA変換器70とからなる。DA変換器70からアナログ出力Aoutが出力される。
デコーダ60は、3ビットのデジタル信号D1、D2、D3を入力とし、8つのデジタル信号Dv_1、Dv_2、・・・、Dv_8と、8つのデジタル信号Dr_1、Dr_2、・・・、Dr_8と、8つのデジタル信号Do_1、Do_2、・・・、Do_8とを出力する。
デジタル信号Dv_1、Dv_2、・・・、Dv_8は、DA変換器70において、各基準電圧端子Vref1、Vref2と抵抗素子群(抵抗素子R1、R2、・・・、RNからなる)を接続するスイッチ群(スイッチSd_1、Sd_2、・・・、Sd_8からなる)とスイッチ群(スイッチSg_1、Sg_2、・・・、Sg_8からなる)の制御信号として用いられる。
デジタル信号Dr_1、Dr_2、・・・、Dr_8は、DA変換器70において、抵抗素子同士を接続するスイッチ群(スイッチSr_1、Sr_2、・・・、Sr_8からなる)の制御信号として用いられる。
デジタル信号Do_1、Do_2、・・・、Do_8は、アナログ信号出力端子Voutと抵抗素子群を接続するスイッチ群(スイッチSo_1、So_2、・・・、So_8からなる)の制御信号として用いられる。
デコーダ60は、ある法則を持ってデジタル入力信号をデコードし、常に同じスイッチが選択されないようなデジタル信号を出力する。
デコーダの入力として、例えば“011”、“110”、“100”、“011”、“101”、“011”、“100”、“010”、“001”、“110”というデジタル信号を連続して変換する場合を考える。
今、デコーダ60は、「1つ前の変換でDo_k=1の時、今回の変換でDv_k=1とし、1つ前の変換でDo_l=0の時、今回の変換でDv_l=0とする」という変換法則を持っているとする。なお、簡単のため、DA変換器70の2つの基準電圧端子Vref1、Vref2について、基準電圧端子Vref1の電圧を1、基準電圧端子Vref2の電圧を0とする。この時のデコーダ60のデジタル出力、DA変換器70のアナログ出力を表1に示す。
デジタル信号Dv_1、Dv_2、・・・、Dv_8は、1つ前の変換のデジタル信号Do_1、Do_2、・・・、Do_8をそのまま用いており、デジタル信号Dr_1、Dr_2、・・・、Dr_8は、デジタル信号Dv_1、Dv_2、・・・、Dv_8が反転されたものである。デジタル信号Do_1、Do_2、・・・、Do_8は、デコーダ60に入力されるデジタル信号D1、D2、D3によって定まる所望のアナログ出力を変換するため、抵抗ストリング型DA変換器と同じ要領で決められる。
簡単に言えば、この巡回方法は、1つ前の変換でアナログ信号出力端子Voutと抵抗素子群の接続に用いていたスイッチの番号と、次の変換で2つの基準電圧端子Vref1、Vref2と抵抗素子群とを接続するスイッチの番号を同じとし、また抵抗素子間を接続するスイッチについては上記2つの基準電圧端子と抵抗素子群とを接続するスイッチとは逆の制御を行うことで、実現できる。
以上のように、本発明の実施の形態1のDA変換器を用いることで、基準電圧端子Vref1と抵抗素子群を接続するスイッチSd_1、Sd_2、・・・、Sd_N、基準電圧端子Vref2と抵抗素子群を接続するスイッチSg_1、Sg_2、・・・、Sg_N、アナログ信号出力端子Voutと抵抗素子群を接続するスイッチSo_1、So_2、・・・、So_Nを巡回させながら、抵抗ストリング型DA変換器と同じ仕組みでアナログ信号を取り出すことができる。すなわち、本発明ではリング状に接続された複数の抵抗素子において、2つの基準電圧端子Vref1、Vref2との接続点を巡回させることで、抵抗ストリング型DA変換器と同様の仕組みでDA変換を行う。その結果、そのため、製造ばらつきによる影響をランダマイズし、積分非直線性の増大、歪みの悪化を低減でき、また、デジタルデータ入力による電流値の変化もないため、電流補償回路の挿入による回路規模、消費電流の増大も防ぐことができる。
なお、上述のDA変換器は、基準電圧端子Vref1、Vref2の電圧を直接出力させることにより、9値のDA変換器として用いることもできる。また、上述の説明では7値のDA変換を例として示したが、DA変換の分解能はいくつであっても良い。また、デコーダの制御については、実施例で示した巡回方法以外にいくつも考えることができ、例えば、特許文献3のように、DEMに関する文献に書かれているものを応用することができる。
また、上記の実施の形態では、抵抗素子間の接続を開放するノードと、第1および第2の基準電圧端子に接続するノードとが同じノードであったが、同じノードである必要はない。つまり、抵抗素子群の全ての抵抗素子の直列回路の両端以外のノードに第1および第2の基準電圧端子の何れか少なくとも一方を接続する構成であってもよい。この場合、第1および第2の基準電圧端子が接続されたノードより外側に位置する抵抗素子は、DA変換に寄与しない状態となる。
なお、上記の実施の形態では、リング状抵抗回路1のいずれかのノードを開放回路5で選択的に開放するようにしたが、抵抗回路を複数個の抵抗の直列回路で構成し、開放回路を省いたものを実施例としてあげることができる。この構成は、リング状抵抗回路における開放ノードを固定したものと等価である。
(実施の形態2)
つぎに、本発明のDA変換器を用いた実施の形態2のデルタシグマ型DA変換装置について、図3を用いて説明する。図3のデルタシグマ型DA変換装置は、所定のサンプリング周波数でサンプリングされた第1のデジタル信号をアナログ信号に変換するデルタシグマ型DA変換装置であり、入力された第1のデジタル信号すなわちデジタル入力Dinを補間して、サンプリング周波数より高い周波数の第2のデジタル信号に変換するデジタル補間フィルタ80と、第2のデジタル信号をノイズシェイピングして、より低ビット数の第3のデジタル信号に変換するデルタシグマ変調器90と、デルタシグマ変調器90から出力される第3のデジタル信号をデコードするデコーダ100と、デコーダ100の出力を駆動信号として第3のデジタル信号をアナログ信号すなわちアナログ出力Aoutに変換するDA変換器110とを備えている。そして、デコーダ100およびデジタル-アナログ変換器110は、実施の形態1で説明したものが使用される。
つぎに、本発明のDA変換器を用いた実施の形態2のデルタシグマ型DA変換装置について、図3を用いて説明する。図3のデルタシグマ型DA変換装置は、所定のサンプリング周波数でサンプリングされた第1のデジタル信号をアナログ信号に変換するデルタシグマ型DA変換装置であり、入力された第1のデジタル信号すなわちデジタル入力Dinを補間して、サンプリング周波数より高い周波数の第2のデジタル信号に変換するデジタル補間フィルタ80と、第2のデジタル信号をノイズシェイピングして、より低ビット数の第3のデジタル信号に変換するデルタシグマ変調器90と、デルタシグマ変調器90から出力される第3のデジタル信号をデコードするデコーダ100と、デコーダ100の出力を駆動信号として第3のデジタル信号をアナログ信号すなわちアナログ出力Aoutに変換するDA変換器110とを備えている。そして、デコーダ100およびデジタル-アナログ変換器110は、実施の形態1で説明したものが使用される。
デジタル補間フィルタ80は、図7および図8で示したものと同じ構成で、あるサンプリング周波数fs、nビットのデジタル入力信号に対し、折り返しを防止しながら、あるオーバーサンプリング周波数fosのデジタル信号を出力する。なお、オーバーサンプリング周波数fosは、オーバーサンプリング率OSRによって
fos = OSR × fs
の関係を持っている。オーバーサンプリング周波数fosとしては、一般的に64fs、128fs等の周波数が用いられる。
fos = OSR × fs
の関係を持っている。オーバーサンプリング周波数fosとしては、一般的に64fs、128fs等の周波数が用いられる。
デルタシグマ変調器90は、図7および図8で示したものと同じ構成で、デジタル補間フィルタ80から得られたデータを、サンプリング周波数fsより高い周波数によってより低分解能のデータへと変換し、また同時にノイズシェイピングが施される。さらに、デコーダ100では、デルタシグマ変調器90から得られた高周波数、低分解能のデータをデコーダ100によって本発明のDA変換器110を駆動するデジタル信号に変換し、本発明のDA変換器110では、デコーダ100の出力に基づいて、デルタシグマ変調器90から得られた高周波数、低分解能のデータに対応したアナログ信号を出力する。
この実施の形態2によれば、実施の形態1で述べたように、このDA変換器は、製造ばらつきや電流値の変化による変換誤差の悪化を低減できるので、デルタシグマ型DA変換装置にこのDA変換器を使用することで、製造ばらつきによる変換精度の低下を招くことなく、高精度なDA変換を行える。また、電流補償回路が不要なため、回路規模、消費電流の増大も防ぐことができる。
本発明にかかるDA変換器およびデルタシグマ変調型DA変換装置は、製造ばらつきや電流値の変化による変換誤差の悪化を低減でき、製造ばらつきによる変換精度の低下を招くことなく、高精度なDA変換を行え、また電流補償回路が不要なため、回路規模、消費電流の増大も防ぐことができるという効果を有し、デジタル音楽プレーヤなどにおけるDA変換処理回路として有用である。
1 リング状抵抗回路
2 第1の接続回路
3 第2の接続回路
4 第3の接続回路
5 開放回路
80 デジタル補間フィルタ
90 デルタシグマ変調器
100 デコーダ
110 DA変換器
Vref1 第1の基準電圧端子
Vref2 第2の基準電圧端子
R1、R2、・・・、RN 抵抗素子
Sd_1、Sd_2、・・・、Sd_N スイッチ
Sg_1、Sg_2、・・・、Sg_N スイッチ
So_1、So_2、・・・、So_N スイッチ
Sr_1、Sr_2、・・・、Sr_N スイッチ
2 第1の接続回路
3 第2の接続回路
4 第3の接続回路
5 開放回路
80 デジタル補間フィルタ
90 デルタシグマ変調器
100 デコーダ
110 DA変換器
Vref1 第1の基準電圧端子
Vref2 第2の基準電圧端子
R1、R2、・・・、RN 抵抗素子
Sd_1、Sd_2、・・・、Sd_N スイッチ
Sg_1、Sg_2、・・・、Sg_N スイッチ
So_1、So_2、・・・、So_N スイッチ
Sr_1、Sr_2、・・・、Sr_N スイッチ
Claims (12)
- 複数個の抵抗素子からなる抵抗回路と、
第1および第2の基準電圧端子と、
アナログ信号出力端子と、
前記抵抗回路のいずれかのノードに前記第1の基準電圧端子を選択的に接続する第1の接続回路と、
前記抵抗回路のいずれかのノードに前記第2の基準電圧端子を選択的に接続する第2の接続回路と、
前記抵抗回路における、前記第1の基準電圧端子が接続されたノードから前記第2の基準電圧端子が接続されたノードへ至る経路中の、デジタル-アナログ変換対象となるデジタル信号の値に対応したいずれかのノードに前記アナログ信号出力端子を選択的に接続する第3の接続回路とを備えたデジタル-アナログ変換器。 - 前記抵抗回路は、リング状に接続された複数個の抵抗素子からなるリング状抵抗回路であり、前記リング状抵抗回路のいずれかのノードで抵抗素子間の接続を選択的に開放する開放回路を備えた請求項1記載のデジタル-アナログ変換器。
- 前記第1および第2の接続回路によって前記第1の基準電圧端子および前記第2の基準電圧端子が接続される前記リング状抵抗回路のノードがそれぞれ変更され、それに対応して前記第3の接続回路によって前記出力端子が接続される前記リング状抵抗回路のノードが変更され、前記開放回路によって前記リング状抵抗回路における、前記第2の基準電圧端子が接続されたノードから前記第1の基準電圧端子が接続されたノードへ戻る経路中のいずれかのノードの位置で抵抗素子間の接続が開放される請求項2記載のデジタル-アナログ変換器。
- 前記第1の接続回路は、前記リング状抵抗回路の各ノードと前記第1の基準電圧端子との間にそれぞれ接続された第1のスイッチ群からなり、
前記第2の接続回路は、前記リング状抵抗回路の各ノードと前記第2の基準電圧端子との間にそれぞれ接続された第2のスイッチ群からなり、
前記第3の接続回路は、前記リング状抵抗回路の各ノードと前記アナログ信号出力端子との間にそれぞれ接続された第3のスイッチ群からなり、
前記開放回路は、前記リング状抵抗回路において、隣接する抵抗素子同士の間にそれぞれ挿入された第4のスイッチ群からなり、
前記第1の接続回路は、前記第4のスイッチ群の各スイッチの一端側で前記リング状抵抗回路の各ノードに接続され、
前記第2および第3の接続回路は、前記第4のスイッチ群の各スイッチの他端側で前記リング状抵抗回路の各ノードに接続され、
前記第1、第2、第3および第4のスイッチ群を構成する各スイッチは、前記変換対象となるデジタル信号に応じて、短絡状態と開放状態とが切り替えられる請求項3記載のデジタル-アナログ変換器。 - 前記リング状抵抗回路において、前記第1の基準電圧端子が接続されるノードと前記第2の基準電圧端子が接続されるノードと前記アナログ信号出力端子が接続されるノードと抵抗素子間が開放されるノードとをそれぞれ巡回させる請求項3記載のデジタル-アナログ変換器。
- 前記デジタル-アナログ変換対象となるデジタル信号は時系列的に入力され、前回のデジタル-アナログ変換時においてデジタル信号の値に対応して前記アナログ信号出力端子に接続された前記リング状抵抗回路のノードを、今回のアナログ-デジタル変換時において前記第1および第2の基準電圧端子のいずれか一方が接続されるノードとする請求項5記載のデジタル-アナログ変換器。
- 前記リング状抵抗回路において、前記第1および第2の基準電圧端子のいずれか一方が接続されるノードから見て、前記第1および第2の基準電圧端子に接続される両ノード間の抵抗値が最大となるノードを、前記第1および第2の基準電圧端子のいずれか他方が接続されるノードとする請求項5、6のいずれか1項記載のデジタル-アナログ変換器。
- 前記リング状抵抗回路において、前記第4のスイッチ群によって抵抗素子間が開放されるノードの一側の抵抗素子の開放端を前記第1の基準電圧端子が接続されるノードとし、前記抵抗素子間が開放されるノードの他側の抵抗素子の開放端を前記第2の基準電圧端子が接続されるノードとした請求項5、6のいずれか1項記載のデジタル-アナログ変換器。
- 所定のサンプリング周波数でサンプリングされた第1のデジタル信号をアナログ信号に変換するデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置であって、
前記第1のデジタル信号を補間して、前記サンプリング周波数より高い周波数の第2のデジタル信号に変換するデジタル補間フィルタと、
前記第2のデジタル信号をノイズシェイピングして、より低ビット数の第3のデジタル信号に変換するデルタシグマ変調器と、
前記第3のデジタル信号を前記アナログ信号に変換するデジタル-アナログ変換器と、を備え、
前記デジタル-アナログ変換器は、
リング状に接続された複数個の抵抗素子からなるリング状抵抗回路と、
第1および第2の基準電圧端子と、
アナログ信号出力端子と、
前記リング状抵抗回路のいずれかのノードに前記第1の基準電圧端子を選択的に接続する第1の接続回路と、
前記リング状抵抗回路のいずれかのノードに前記第2の基準電圧端子を選択的に接続する第2の接続回路と、
前記リング状抵抗回路における、前記第1の基準電圧端子が接続されたノードから前記第2の基準電圧端子が接続されたノードへ至る経路中の、デジタル-アナログ変換対象となるデジタル信号の値に対応したいずれかのノードに前記アナログ信号出力端子を選択的に接続する第3の接続回路と、
前記リング状抵抗回路のいずれかのノードの位置で抵抗素子間の接続を選択的に開放する開放回路とを備え、
前記第1および第2の接続回路によって前記第1の基準電圧端子および前記第2の基準電圧端子が接続される前記リング状抵抗回路のノードがそれぞれ変更され、それに対応して前記第3の接続回路によって前記アナログ信号出力端子が接続される前記リング状抵抗回路のノードが変更され、前記開放回路によって前記リング状抵抗回路における、前記第2の基準電圧端子が接続されたノードから前記第1の基準電圧端子が接続されたノードへ戻る経路中のいずれかのノードの位置で抵抗素子間の接続が開放されることを特徴とするデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置。 - 前記第1の接続回路は、前記リング状抵抗回路の各ノードと前記第1の基準電圧端子との間にそれぞれ接続された第1のスイッチ群からなり、
前記第2の接続回路は、前記リング状抵抗回路の各ノードと前記第2の基準電圧端子との間にそれぞれ接続された第2のスイッチ群からなり、
前記第3の接続回路は、前記リング状抵抗回路の各ノードと前記アナログ信号出力端子との間にそれぞれ接続された第3のスイッチ群からなり、
前記開放回路は、前記リング状抵抗回路において、隣接する抵抗素子同士の間にそれぞれ挿入された第4のスイッチ群からなり、
前記第1の接続回路は、前記第4のスイッチ群の各スイッチの一端側で前記リング状抵抗回路の各ノードに接続され、
前記第2および第3の接続回路は、前記第4のスイッチ群の各スイッチの他端側で前記リング状抵抗回路の各ノードに接続され、
前記第1、第2、第3および第4のスイッチ群を構成する各スイッチは、前記変換対象となるデジタル信号に応じて、短絡状態と開放状態とが切り替えられる請求項9記載のデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置。 - 前記デコーダは、製造ばらつきによる影響をランダマイズするように、前記第1、第2、第3および第4のスイッチ群を切り替える請求項10記載のデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置。
- 前記デコーダは、常に同じスイッチ群が選択されないように、前記第1、第2、第3および第4のスイッチ群を切り替える請求項10記載のデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009-196946 | 2009-08-27 | ||
JP2009196946 | 2009-08-27 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2011024337A1 true WO2011024337A1 (ja) | 2011-03-03 |
Family
ID=43627461
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2010/002108 WO2011024337A1 (ja) | 2009-08-27 | 2010-03-25 | デジタル-アナログ変換器およびデルタシグマ型デジタル-アナログ変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
WO (1) | WO2011024337A1 (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002009621A (ja) * | 2000-06-22 | 2002-01-11 | Mitsubishi Electric Corp | D/aコンバ−タ |
-
2010
- 2010-03-25 WO PCT/JP2010/002108 patent/WO2011024337A1/ja active Application Filing
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application |
Ref document number: 10811397 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |
|
NENP | Non-entry into the national phase |
Ref country code: DE |
|
122 | Ep: pct application non-entry in european phase |
Ref document number: 10811397 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |
|
NENP | Non-entry into the national phase |
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