WO2010147197A1 - 高周波モジュール - Google Patents

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Murata Manufacturing Co Ltd
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    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0458—Arrangements for matching and coupling between power amplifier and antenna or between amplifying stages

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency module that switches and transmits a plurality of types of high-frequency signals.
  • various high-frequency modules have been devised that include a plurality of SAW filters so that a plurality of communication signals using different frequency bands can be transmitted and received even when a single antenna is used.
  • a circuit that transmits a communication signal in another frequency band has a frequency to be transmitted / received as a high-frequency module unless the phase is close to 180 ° with respect to the communication signal in the frequency band to be transmitted / received. Transmission loss of communication signals in the band becomes large.
  • a phase adjustment circuit is inserted in a connection line between the SAW filter and the switch or diplexer side to adjust the phase.
  • a filter element such as a SAW filter in each of a plurality of frequency bands, and a filter element having a characteristic corresponding to each frequency band must be used.
  • a communication signal of a predetermined frequency band different from the frequency band that passes through these filter elements is transmitted and received by a circuit that is demultiplexed with respect to the circuit including these filter elements, the phase characteristics of each filter element are different.
  • the size becomes large.
  • the elements constituting each phase adjustment circuit are likely to be close to each other, and the isolation between the phase adjustment circuits is reduced. Also have.
  • an object of the present invention is to provide a simple structure and a small high-frequency module capable of reducing a loss with respect to a communication signal having a predetermined frequency band different from a frequency band passing through these filter elements, even if the structure includes a plurality of filter elements. Is to realize.
  • the present invention relates to a high-frequency module that transmits and receives communication signals composed of a plurality of different frequency bands using a single antenna.
  • the high-frequency module includes a diplexer, a switch element, a first filter element, and a second filter element.
  • the diplexer demultiplexes the first frequency band communication signal, the second frequency band communication signal, and the third frequency band communication signal.
  • the switch element switches between transmission / reception of the first frequency band signal and transmission / reception of the second frequency band signal.
  • the first filter element is inserted between the input / output port of the first frequency band signal and the switch element, and passes through the first frequency band.
  • the second filter element is inserted between the input / output port of the second frequency band signal and the switch element, and uses the second frequency band as a pass band.
  • the first reflection phase in the third frequency band of the first filter element alone viewed from the switch element side and the third frequency band of the second filter element alone viewed from the switch element side.
  • the switch element and the first filter The first transmission line connecting the elements has a longer line length than the second transmission line connecting the switch element and the second filter element.
  • the diplexer of the high frequency module of the present invention is formed by an element mounted on a circuit board and a circuit electrode pattern formed on the circuit board.
  • the switch element, the first filter element, and the second filter element are mounted elements that are mounted on the circuit board.
  • the first transmission line and the second transmission line are formed by electrode patterns formed at different positions on the circuit board when the circuit board is viewed from the mounting surface side of the mounting type element.
  • the diplexer of the high frequency module of the present invention is formed by an element mounted on a circuit board and a circuit electrode pattern formed on the circuit board.
  • the switch element, the first filter element, and the second filter element are mounted elements that are mounted on the circuit board.
  • the 2nd transmission line consists of an electrode pattern formed in the mounting surface of the mounting type
  • the first transmission line is formed by the electrode pattern formed on the mounting surface of the mounting element of the circuit board and the electrode pattern of the interior.
  • the first transmission line is formed by using the inner layer electrode together with the electrode pattern on the mounting surface, so that the line length can be made longer than that of the second transmission line consisting only of the electrode pattern on the mounting surface. Moreover, since the freedom degree of the routing pattern of a 1st transmission line becomes high, it is hard to be influenced by the positional relationship of a switch element and each filter element, and can route each transmission line easily.
  • first filter element and the second filter element of the high-frequency module according to the present invention are mounted at spaced positions on the mounting surface.
  • the isolation between the filter elements can be improved. Furthermore, since these are separated, if the switch element is arranged at a position close to the first filter element, the difference between the first transmission line and the second transmission line can be easily increased.
  • first filter element and the second filter element of the high-frequency module of the present invention are SAW filters.
  • This configuration shows a specific configuration of the first filter element and the second filter element.
  • the third filter element is disposed between the first filter element and the second filter element on the mounting surface of the circuit board.
  • another third filter element is disposed between the first filter element and the second filter element, thereby further suppressing the coupling between the first filter element and the second filter element.
  • a communication signal of a predetermined frequency band different from the pass band of a plurality of filter elements that transmit communication signals of different frequency bands is demultiplexed to a circuit having these filter elements.
  • transmission loss can be suppressed when transmitted by another circuit.
  • the transmission line 101 is made longer than the transmission line 102 and the transmission line 101 is made shorter than the transmission line 102.
  • 1 is a mounting diagram illustrating a schematic configuration of a high-frequency switch module 1 according to an embodiment of the present invention. It is a mounting diagram for explaining a pattern of a transmission line 101 ′ using an inner layer electrode of a laminated circuit board.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of the high-frequency switch module 1 of the present embodiment.
  • the high frequency switch module 1 includes SAW filters 11, 12, 13, 14, a switch element 20, a first diplexer 30, and a second diplexer 40.
  • the high-frequency switch module 1 includes an antenna connection port ANT0 and communication signal input / output ports P1, P2, P3, and P4.
  • the communication signal input / output ports P1, P2, P3, and P4 are ports for inputting and outputting communication signals of different frequency bands.
  • the communication signal input / output port P1 inputs / outputs a GSM1900 communication signal
  • the communication signal input / output port P2 inputs / outputs a GSM1800 communication signal.
  • the communication signal input / output port P3 outputs a GPS signal
  • the communication signal input / output port P4 inputs / outputs a GSM850 communication signal.
  • GSM1900 communication signal, GSM1800 communication signal, GPS signal, and GSM850 communication signal will be specifically shown.
  • the GSM1900 communication signal, the GSM1800 communication signal, the GSM850 communication signal, and the GPS signal are signals having frequencies of 1900 MHz band, 1800 MHz band, 850 MHz band, and 1500 MHz band, respectively.
  • the second diplexer 40 is connected to the antenna connection port ANT0.
  • the second diplexer 40 includes a capacitor C401 and an inductor L402 and a resonance circuit of the capacitor C402.
  • the capacitor C401 and the inductor L402 are connected, and the connection line between the capacitor C401 and the inductor L402 is connected to the antenna connection port ANT0.
  • a capacitor C402 is connected between the end of the inductor L402 opposite to the antenna connection port ANT0 and the ground.
  • the capacitor C401 is a high-pass filter that passes the GPS signal, the GSM1900 communication signal, and the GSM1800 communication signal
  • the resonance circuit that includes the inductor L402 and the capacitor C402 is a low-pass filter that passes the GSM850 communication signal.
  • the SAW filter 14 is connected to the low-pass filter side of the second diplexer 40, that is, the connection point side of the inductor L402 and the capacitor C402.
  • the SAW filter 14 is a filter whose pass band is the frequency band of the GSM850 communication signal.
  • the end of the SAW filter 14 opposite to the second diplexer 40 is connected to the communication signal input / output port P4.
  • the first diplexer 30 is connected to the high-pass filter side of the second diplexer 40, that is, the end of the capacitor C401 opposite to the antenna connection port ANT0.
  • the first diplexer 30 includes a resonance circuit of a capacitor C301 and an inductor L301, and a resonance circuit of an inductor L302 and a capacitor C302.
  • a connection line between the capacitor C301 and the inductor L302 is connected to the capacitor C401 of the second diplexer 40.
  • An inductor L301 is connected between the end of the capacitor C301 opposite to the connection side of the second diplexer 40 and the ground.
  • a capacitor C302 is connected between the end of the inductor L302 opposite to the connection side of the second diplexer 40 and the ground.
  • the resonance circuit of the capacitor C301 and the inductor L301 is a high-pass filter that passes the GSM1900 communication signal and the GSM1800 communication signal
  • the resonance circuit of the inductor L302 and the capacitor C302 is a low-pass filter that passes the GPS signal.
  • the SAW filter 13 is connected to the low pass filter side of the first diplexer 30, that is, the connection point side of the inductor L302 and the capacitor C302.
  • the SAW filter 13 is a filter whose pass band is the frequency band of the GPS signal.
  • the end of the SAW filter 13 opposite to the first diplexer 30 is connected to the communication signal input / output port P3.
  • the switch element 20 is connected to the high-pass filter side of the first diplexer 30, that is, the connection point side between the capacitor C301 and the inductor L301.
  • the switch element 20 is an element that switches between the plurality of selection ports 201 and 202 with respect to the common port 200 by an external control voltage signal.
  • the common port 200 of the switch element 20 is connected to a high-pass filter of the first diplexer 30, that is, a connection point between the capacitor C301 and the inductor L301.
  • the first selection port 201 of the switch element 20 is connected to the SAW filter 11 via the transmission line 101.
  • the SAW filter 11 is a filter whose pass band is the frequency band of the GSM1900 communication signal.
  • the end of the SAW filter 11 opposite to the switch element 20 is connected to the communication signal input / output port P1.
  • the second selection port 202 of the switch element 20 is connected to the SAW filter 12 via the transmission line 102.
  • the SAW filter 12 is a filter whose pass band is the frequency band of the GSM1800 communication signal.
  • the end of the SAW filter 12 opposite to the switch element 20 is connected to the communication signal input / output port P2.
  • the GSM850 communication signal is transmitted between the antenna connection port ANT0 and the communication signal input / output port P4 by the second diplexer 40.
  • the GPS signal is transmitted between the antenna connection port ANT0 and the communication signal input / output port P3 by the first diplexer 30 and the second diplexer 40.
  • the GSM1800 communication signal is transmitted to the antenna connection port ANT0 by the switch element 20, the first diplexer 30, and the second diplexer 40 in a state where the common port 200 and the second selection port 202 are controlled to be conductive by the switch element 20. It is transmitted to and from the communication signal input / output port P2.
  • the GSM1900 communication signal is transmitted to the antenna connection port ANT0 by the switch element 20, the first diplexer 30, and the second diplexer 40 in a state where the common port 200 and the first selection port 201 are controlled to be conductive by the switch element 20. It is transmitted to and from the communication signal input / output port P1.
  • the reflection phase of the first diplexer 30 viewed from the switch element 20 side must be adjusted so that the GPS signal does not leak from the first diplexer 30 to the switch element 20 side. Therefore, in the high frequency switch module 1 of the present embodiment, the line length of the transmission line 101 that connects the switch element 20 and the SAW filter 11 and the switch element 20 and the SAW filter 12 are connected in order to adjust the reflection phase.
  • the transmission line 102 is appropriately set by changing the line length.
  • the reflection phases of the SAW filter 11 and the SAW filter 12 are capacitive, so that the line lengths of the transmission lines 101 and 102 functioning as inductors are reduced. This is because the reflection phase can be improved by adjusting. Furthermore, this adjustment does not have a line length such that the phase of the switch element 20 changes greatly, and both the SAW filter 11 for GSM1900 communication signals and the SAW filter 12 for GSM1800 communication signals having different characteristics are used. This is because the reflection phase must be adjusted.
  • the line length of the transmission line 101 is formed longer than the line length of the transmission line 102 based on the following theory.
  • FIG. 2 shows characteristics of the SAW filter 11 and the SAW filter 12, and characteristic changes when a transmission line having a line length set for reflection phase adjustment is arranged between the switch element 20 and each SAW filter.
  • a dotted line indicates a reflection characteristic when the SAW filter is viewed from the switch element 20 when each SAW filter is connected, and a solid line indicates a reflection characteristic when the SAW filter is viewed from the switch element 20 when a transmission line is added. It is.
  • the markers described in each Smith chart indicate the reflection phase at the frequency of the GPS signal, the inverted black triangle ( ⁇ ) marker indicates the reflection phase of the SAW filter alone, and the inverted white triangle ( ⁇ ) marker indicates the transmission line. This is the reflection phase when arranged.
  • FIG. 2A shows the reflection characteristics of the SAW filter 11
  • FIG. 2B shows the reflection characteristics of the SAW filter 12.
  • the reflection phase of the SAW filter alone is the SAW filter 11.
  • the SAW filter 12 is closer to the short side in the Smith chart. Therefore, when two SAW filters having such reflection characteristics are used, the SAW filter 12 is disposed closer to the switch element 20 than the SAW filter 11, and the switch element 20 and the SAW filter 12 are disposed between the SAW filter 12 and the SAW filter 12.
  • the transmission line 101 between the switch element 20 and the SAW filter 11 is formed longer than the transmission line 102.
  • the reflection phase at the frequency of the GPS signal when the SAW filter 11 side is viewed from the switch element 20 changes to the short side in the Smith chart.
  • the transmission line 102 between the switch element 20 and the SAW filter 12 is formed shorter than the transmission line 101, the GPS signal frequency when the SAW filter 12 side is viewed from the switch element 20 is used. The amount of change is smaller than the reflection phase when the SAW filter 11 is seen.
  • the reflection phase characteristic of the SAW filter alone with respect to the GPS signal can be reduced to SAW. Further significant deterioration of the reflection phase of the SAW filter 12 worse than the filter 11 is suppressed, and the reflection phase characteristic of the SAW filter 11 with respect to the GPS signal in the SAW filter alone is better than that of the SAW filter 12. It can be suppressed to about the phase.
  • the degree of deterioration of the reflection phase of the SAW filter 11 with respect to the GPS signal is less than the degree of deterioration of the reflection phase of the SAW filter 12 with respect to the GPS signal, in consideration of the line length of the transmission line that is substantially negligible in circuit formation.
  • the reflection phase characteristic with respect to the GPS signal as the high frequency switch module 1 can be improved.
  • FIG. 3 shows a case where the transmission line 101 has a line length longer than that of the transmission line 102 in the case of the Smith chart characteristics as shown in FIG.
  • the antenna connection port ANT0 and the communication signal input / output port P3 (GPS signal input / output port) when the transmission line 102 is shorter when the transmission line 102 is longer than the transmission line 101.
  • FIG. 6 is a characteristic diagram showing pass characteristics.
  • the solid line indicates a case where the line length of the transmission line 101 is shorter than the line length of the transmission line 102
  • the dotted line indicates a case where the transmission line 101 is longer than the transmission line 102.
  • the transmission characteristics are improved by making the transmission line 101 longer than the transmission line 102.
  • the line lengths of these transmission lines 101 and 102 do not take into account only the frequency band of the GPS signal, but the phase adjustment between the switch element 20 and the SAW filter 11 for the GSM1900 communication signal and the switch element for the GSM1800 communication signal. 20 is set in consideration of the phase adjustment between the SAW filter 12 and the SAW filter 12. Thereby, favorable pass characteristics can be obtained for each of the GPS signal, the GSM1900 communication signal, and the GSM1800 communication signal.
  • the improvement of the reflection phase and the passing characteristic as described above can be realized by using only the two transmission lines 101 and 102 and adjusting the lengths of these lines.
  • a high-frequency switch module with good characteristics capable of transmitting and receiving communication signals in a plurality of frequency bands to one antenna can be realized with a simple configuration and a small size.
  • FIG. 4 is a mounting diagram showing a schematic configuration of the high-frequency switch module 1 of the present embodiment.
  • the high-frequency switch module 1 of this embodiment is realized by an electrode pattern and a mounting component formed on a laminated circuit board formed by laminating a plurality of insulating layers. Specifically, electrode patterns constituting the above-described circuit pattern are formed on the top surface 1U and the inner layer of the laminated circuit board. Further, on the top surface 1U of the multilayer circuit board, mounting lands for various discrete components for realizing the circuit of the above-described high-frequency switch module 1 are formed. At this time, the mounting land for the switch element 20 is formed so as to be close to the mounting land for the SAW filter 12, and the mounting land for the SAW filter 11 is the mounting land for the switch element 20 and the SAW filter 12. It is formed away from. Further, on the top surface 1U of the multilayer circuit board, lands for mounting the SAW filters 13 and 14 are formed, and further, lands for mounting capacitors and inductors constituting the circuit shown in FIG. 1 are formed. .
  • the switch element 20 is mounted on the land for the switch element 20, the SAW filters 11 to 14 are mounted on the lands for the SAW filters 11 to 14, respectively, and the lands for capacitors and inductors are respectively corresponding to the lands. Capacitors and inductors composed of discrete chip components are mounted. The inductor and the capacitor may be realized by an inner layer electrode of the multilayer circuit board.
  • the land for the first selection port 201 of the switch element 20 and the land of the connection terminal 111 to the switch element 20 of the SAW filter 11 are connected by an electrode pattern, thereby the transmission line 101 of FIG. Is formed.
  • the land for the second selection port 202 of the switch element 20 and the land of the connection terminal 121 to the switch element 20 of the SAW filter 12 are connected by an electrode pattern, whereby the transmission line 102 of FIG. It is formed.
  • the land for the switch element 20 and the land for the SAW filter 12 are formed close to each other, and the land for the SAW filter 11 is formed so as to be separated from the land, so that the electrode pattern forming the transmission line 101 is formed. Is longer than the electrode pattern forming the transmission line 102.
  • the line length of the transmission line 101 can be made longer than the line length of the transmission line 102 as described above, and the high-frequency switch can be set by appropriately setting each line length while maintaining this short / long relationship.
  • the reflection phase and the pass characteristic with respect to the GPS signal as the module 1 can be improved.
  • the electrode pattern forming the transmission line 101 and the electrode pattern forming the transmission line 102 are formed on the top surface 1U of the laminated circuit board, these electrode patterns are arranged on the electrode surface along the laminating direction. It does not have a shape that faces each other. Accordingly, the isolation between the electrode pattern forming the transmission line 101 and the electrode pattern forming the transmission line 102 is improved, and more excellent reflection phase characteristics and transmission characteristics can be realized, and there is no need to consider the stray capacitance. It becomes easy to design so as to obtain such characteristics.
  • the SAW filter 11 and the SAW filter 12 are arranged apart from each other, the isolation between these SAW filters can be improved.
  • the SAW filter 13 different from these is disposed between the SAW filter 11 and the SAW filter 12 on the mounting surface, the electromagnetic field between the elements between the first filter element and the second filter element. Coupling and electromagnetic coupling between mounting lands are further suppressed. Thereby, the isolation between the SAW filter 11 and the SAW filter 12 can be further improved.
  • FIG. 5 is a mounting diagram for explaining the pattern of the transmission line 101 ′ using the inner layer electrode of the multilayer circuit board.
  • the transmission line 101 ′ whose line length should be relatively long includes an electrode pattern portion formed on the top surface 1 ⁇ / b> U, a portion formed by the inner layer electrode, and a via hole connecting these in the stacking direction. It consists of.
  • the transmission line 102 'whose line length should be relatively short is composed of an electrode pattern formed only on the top surface 1U. In the case of such a configuration, the transmission line 102 ′ and the transmission line 101 ′ can be routed so as not to contact each other while intersecting when viewed from the top surface 1 ⁇ / b> U side. As a result, as shown in FIG.
  • Lines 101 ′ and 102 ′ can be formed. Furthermore, by forming the transmission line 101 ′ in a plurality of layers and forming the transmission line 102 ′ only in one layer, it is easy to increase the line length of the transmission line 101 ′ relative to the transmission line 102 ′. Thereby, the design and formation of the transmission lines 101 ′ and 102 ′ can be facilitated.
  • the transmission line 101 ′ is formed in a plurality of layers, and the transmission line 101 ′ and the transmission line 102 ′ are not crossed in the stacking direction, thereby improving the isolation between the transmission lines. You can also.
  • the filter circuit includes a plurality of filter elements each having a different frequency band as a pass band, a switch circuit, and a diplexer. If it is a high frequency switch module, the above-mentioned composition is applicable.
  • the GSM1900 communication signal, the GSM1800 communication signal, the GPS signal, and the GSM850 communication signal are switched as an example by a single antenna, but other frequency combinations may be used.
  • 1-high frequency switch module 11-14-SAW filter, 20-switch element, 30, 40-diplexer, 101, 101 ', 102, 102'-transmission line, 1U-top surface of laminated circuit board

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Abstract

　複数のフィルタ素子で通過する周波数帯域とは異なる所定周波数帯域の通信信号に対する損失を低減する。高周波スイッチモジュールは、ＧＰＳ信号の受信とＧＳＭ１８００通信信号およびＧＳＭ１９００通信信号の送受信を行う第１ダイプレクサ（３０）と、ＧＳＭ１８００の送受信とＧＳＭ１９００通信信号の送受信とを切り替えるスイッチ素子（２０）とを備える。スイッチ素子（２０）には、ＧＳＭ１９００通信信号の周波数帯域を通過帯域とするＳＡＷフィルタ（１１）と、ＧＳＭ１８００通信信号の周波数帯域を通過帯域とするＳＡＷフィルタ（１２）とが接続される。この際、ＧＰＳ信号に対してスイッチ素子２０から見て反射位相がオープンに近い側のＳＡＷフィルタ（１１）に対する接続用の伝送線路（１０１）の線路長を、ＳＡＷフィルタ（１２）に対する接続用の伝送線路（１０２）の線路長よりも長く形成する。

Description

高周波モジュール
　この発明は、複数種類の高周波信号を切り替えて送受信する高周波モジュールに関するものである。
　従来、複数のＳＡＷフィルタを備えることで、一つのアンテナを用いても異なる周波数帯域を利用する複数の通信信号を送受信できる高周波モジュールが、各種考案されている。このような高周波モジュールでは、他の周波数帯域の通信信号を伝送する回路は、送受信すべき周波数帯域の通信信号に対して位相が１８０°近傍になっていなければ、高周波モジュールとして当該送受信すべき周波数帯域の通信信号の伝送損失が大きくなってしまう。このような問題を解決する方法として、例えば特許文献１の高周波モジュールに示すように、ＳＡＷフィルタとスイッチやダイプレクサ側との接続ラインに位相調整回路を挿入し、位相を調整している。
特開２００３－８７０７６号公報
　しかしながら、特許文献１に示すような高周波モジュールでは、積層部品の全体に亘り位相調整回路を形成しているので、さらにスイッチ素子を実装する等の追加素子を高周波モジュールに実装する場合、モジュール寸法が大型化してしまうという課題を有する。
　さらには、このような高周波モジュールでは、複数の周波数帯域のそれぞれにＳＡＷフィルタ等のフィルタ素子を用いる必要があり、それぞれの周波数帯域に応じた特性のフィルタ素子を用いなければならない。ここで、これらフィルタ素子で通過する周波数帯域とは異なる所定周波数帯域の通信信号を、これらフィルタ素子を備える回路に対して分波された回路で送受信する場合、各フィルタ素子の位相特性が異なるので、それぞれのフィルタ素子の通過特性を劣化させることなく、前記所定周波数帯域に対する各フィルタ素子の反射位相を全て加味して、それぞれの位相調整回路を設けなければならず、設計が難しくなるとともに、モジュール寸法が大きくなってしまうという課題も有する。また、さらに、このように複数の位相調整回路を小型積層モジュールで形成しようとすると、各位相調整回路を構成する素子同士が近接しやすく、位相調整回路間のアイソレーションが低下してしまうという課題も有する。
　したがって、本発明の目的は、複数のフィルタ素子を備える構造であっても、これらフィルタ素子で通過する周波数帯域とは異なる所定周波数帯域の通信信号に対する損失を低減できる簡素な構造且つ小型の高周波モジュールを実現することにある。
　この発明は、一つのアンテナを用いてそれぞれに異なる複数種類の周波数帯域からなる通信信号を送受信する高周波モジュールに関するものである。この高周波モジュールは、ダイプレクサ、スイッチ素子、第１フィルタ素子、第２フィルタ素子を備える。ダイプレクサは、第１周波数帯域通信信号および第２周波数帯域通信信号と、第３周波数帯域通信信号とを分波する。スイッチ素子は、第１周波数帯域信号の送受信と第２周波数帯域信号の送受信とを切り替える。第１フィルタ素子は、第１周波数帯域信号の入出力ポートとスイッチ素子との間に挿入され、第１周波数帯域を通過帯域する。第２フィルタ素子は、第２周波数帯域信号の入出力ポートとスイッチ素子との間に挿入され、第２周波数帯域を通過帯域とする。
　このような構成において、さらに、スイッチ素子側から見た第１フィルタ素子単体の第３周波数帯域での第１反射位相と、スイッチ素子側から見た第２フィルタ素子単体の第３周波数帯域での第２反射位相とが、ともにスミスチャート上における容量性であって、且つ第２反射位相が第１反射位相に対して、スミスチャート上でショート側に存在する場合に、スイッチ素子と第１フィルタ素子とを接続する第１伝送線路は、スイッチ素子と第２フィルタ素子とを接続する第２伝送線路よりも線路長が長く形成されている。
　この構成では、各スイッチ素子の反射位相がオープンに近づく程、目的とする第３周波数帯域の通信信号の伝送損失が低減して通過特性が向上され、各スイッチ素子の反射位相がショートに近づく程、第３周波数帯域の通信信号の伝送損失が増加して通過特性が劣化することを考慮している。そして、単体の反射位相としてショートに近い側の第２フィルタ素子とスイッチ素子との間の第２伝送線路の線路長に対して、単体の反射位相としてオープンに近い側の第１フィルタ素子とスイッチ素子との間の第１伝送線路の線路長を長くすることで、スイッチ素子から双方のフィルタ素子側を見た反射位相が大幅にショートに近づくことを防止できる。この際、これらの位相調整は、第１伝送線路および第２伝送線路のみで行われるので、高周波モジュールの構成要素を少なくすることできる。
　また、この発明の高周波モジュールのダイプレクサは、回路基板に実装された素子および該回路基板に形成された回路電極パターンにより形成される。スイッチ素子、第１フィルタ素子、および第２フィルタ素子は、回路基板上に実装される実装型素子である。そして、第１伝送線路と第２伝送線路とは、回路基板を実装型素子の実装面側から見て、回路基板の異なる位置に形成された電極パターンからなる。
　この構成では、具体的な上述の高周波モジュールの機構的実現方法を示したものであり、このような回路基板で実現することで形状が簡素化され、高周波モジュールを小型に形成することができる。この際、第１伝送線路と第２伝送線路とのそれぞれの電極面が、対向する位置関係にならないので、これら第１伝送線路と第２伝送線路とのアイソレーションを向上でき、所望とする反射位相を実現しやすい。
　また、この発明の高周波モジュールのダイプレクサは、回路基板に実装された素子および該回路基板に形成された回路電極パターンにより形成される。スイッチ素子、第１フィルタ素子、および第２フィルタ素子は、回路基板上に実装される実装型素子である。そして、第２伝送線路は回路基板の実装型素子の実装面に形成された電極パターンからなる。一方、第１伝送線路は回路基板の実装型素子の実装面に形成された電極パターンと内装の電極パターンとにより形成される。
　この構成では、実装面の電極パターンとともに内層電極も用いて第１伝送線路を形成することで、実装面の電極パターンのみからなる第２伝送線路よりも線路長を長くしやすい。また、第１伝送線路の引き回しパターンの自由度が高くなるので、スイッチ素子と各フィルタ素子との位置関係に影響され難く、それぞれの伝送線路を容易に引き回すことができる。
　また、この発明の高周波モジュールの第１フィルタ素子と第２フィルタ素子とは、実装面の離間した位置に実装されている。
　この構成では、第１フィルタ素子と第２フィルタ素子とが離間されていることで、フィルタ素子間のアイソレーションを向上することができる。さらに、これらが離間していることで、第１フィルタ素子に近い位置へスイッチ素子を配置すれば、第１伝送線路と第２伝送線路との差を、容易に、より大きくすることができる。
　また、この発明の高周波モジュールの第１フィルタ素子および第２フィルタ素子は、ＳＡＷフィルタである。
　この構成では、第１フィルタ素子および第２フィルタ素子の具体的構成を示すものである。
　また、この発明の高周波モジュールは、回路基板の実装面における第１フィルタ素子と第２フィルタ素子との間に、第３フィルタ素子が配置されている。
　この構成では、第１フィルタ素子と第２フィルタ素子との間に、別の第３フィルタ素子が配置されることで、さらに第１フィルタ素子と第２フィルタ素子との間の結合が抑制される。
　本発明の構成を用いることで、それぞれに異なる周波数帯域の通信信号を伝送する複数のフィルタ素子の通過帯域とは異なる所定周波数帯域の通信信号が、これらフィルタ素子を有する回路に対して分波された他の回路で伝送される際に、伝送損失を抑制することができる。これにより、一つのアンテナに対して、それぞれの周波数帯域の通信信号を切り替えて低損失で送受信する高周波モジュールを簡素且つ小型に実現することができる。
本発明の実施形態の高周波スイッチモジュール１の回路図である。 ＳＡＷフィルタ１１とＳＡＷフィルタ１２の単体特性と、スイッチ素子２０と各ＳＡＷフィルタとの間に反射位相調整のために線路長を設定した伝送線路を配置した場合との特性変化を示すものである。 図２に示すようなスミスチャートの特性の場合における伝送線路１０１の線路長を伝送線路１０２の線路長よりも長くした場合と、伝送線路１０１の線路長を伝送線路１０２の線路長よりも短くした場合とのアンテナ接続ポートＡＮＴ０と通信信号入出力ポートＰ３（ＧＰＳ信号用入出力ポート）との間の通過特性を示した特性図である。 本発明の実施形態の高周波スイッチモジュール１の概略構成を示す実装図である。 積層回路基板の内層電極を用いた伝送線路１０１’のパターンを説明するための実装図である。
　本発明の実施形態に係る高周波スイッチモジュールについて、図を参照して説明する。
　図１は本実施形態の高周波スイッチモジュール１の回路図である。
　高周波スイッチモジュール１は、ＳＡＷフィルタ１１，１２，１３，１４、スイッチ素子２０、第１ダイプレクサ３０、第２ダイプレクサ４０を備える。
　高周波スイッチモジュール１は、アンテナ接続ポートＡＮＴ０、通信信号入出力ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４を備える。
　アンテナ接続ポートＡＮＴ０には、外部のアンテナＡＮＴが接続している。通信信号入出力ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４は、それぞれに異なる周波数帯域の通信信号を入出力するポートである。例えば、通信信号入出力ポートＰ１はＧＳＭ１９００通信信号を入出力し、通信信号入出力ポートＰ２はＧＳＭ１８００通信信号を入出力する。通信信号入出力ポートＰ３はＧＰＳ信号を出力し、通信信号入出力ポートＰ４はＧＳＭ８５０通信信号を入出力する。以下の説明では、具体的に、これらＧＳＭ１９００通信信号、ＧＳＭ１８００通信信号、ＧＰＳ信号、ＧＳＭ８５０通信信号を用いた例を示す。なお、ＧＳＭ１９００通信信号、ＧＳＭ１８００通信信号、ＧＳＭ８５０通信信号、およびＧＰＳ信号は、それぞれ１９００ＭＨｚ帯、１８００ＭＨｚ帯、８５０ＭＨｚ帯、および１５００ＭＨｚ帯の周波数を有する信号である。
　高周波スイッチモジュール１内の回路としては、アンテナ接続ポートＡＮＴ０には、第２ダイプレクサ４０が接続している。第２ダイプレクサ４０は、キャパシタＣ４０１と、インダクタＬ４０２およびキャパシタＣ４０２の共振回路とを備える。キャパシタＣ４０１とインダクタＬ４０２とは接続し、これらキャパシタＣ４０１とインダクタＬ４０２との接続ラインは、アンテナ接続ポートＡＮＴ０に接続している。インダクタＬ４０２のアンテナ接続ポートＡＮＴ０と反対側の端部とグランドとの間には、キャパシタＣ４０２が接続している。このような構成において、キャパシタＣ４０１が、ＧＰＳ信号、ＧＳＭ１９００通信信号およびＧＳＭ１８００通信信号を通過させるハイパスフィルタであり、インダクタＬ４０２とキャパシタＣ４０２とからなる共振回路がＧＳＭ８５０通信信号を通過させるローパスフィルタである。
　第２ダイプレクサ４０のローパスフィルタ側、すなわちインダクタＬ４０２とキャパシタＣ４０２との接続点側には、ＳＡＷフィルタ１４が接続している。ＳＡＷフィルタ１４は、ＧＳＭ８５０通信信号の周波数帯域を通過帯域とするフィルタである。そして、ＳＡＷフィルタ１４の第２ダイプレクサ４０と反対側の端部は通信信号入出力ポートＰ４に接続している。
　第２ダイプレクサ４０のハイパスフィルタ側、すなわちキャパシタＣ４０１のアンテナ接続ポートＡＮＴ０と反対側の端部には、第１ダイプレクサ３０が接続している。
　第１ダイプレクサ３０は、キャパシタＣ３０１およびインダクタＬ３０１の共振回路と、インダクタＬ３０２およびキャパシタＣ３０２の共振回路とを備える。キャパシタＣ３０１とインダクタＬ３０２との接続ラインは、第２ダイプレクサ４０のキャパシタＣ４０１に接続している。キャパシタＣ３０１の第２ダイプレクサ４０接続側に対して反対側の端部とグランドとの間には、インダクタＬ３０１が接続している。インダクタＬ３０２の第２ダイプレクサ４０接続側に対して反対側の端部とグランドとの間には、キャパシタＣ３０２が接続している。このような構成において、キャパシタＣ３０１およびインダクタＬ３０１の共振回路が、ＧＳＭ１９００通信信号およびＧＳＭ１８００通信信号を通過させるハイパスフィルタであり、インダクタＬ３０２およびキャパシタＣ３０２の共振回路が、ＧＰＳ信号を通過させるローパスフィルタである。
　第１ダイプレクサ３０のローパスフィルタ側、すなわちインダクタＬ３０２とキャパシタＣ３０２との接続点側には、ＳＡＷフィルタ１３が接続している。ＳＡＷフィルタ１３は、ＧＰＳ信号の周波数帯域を通過帯域とするフィルタである。そして、ＳＡＷフィルタ１３の第１ダイプレクサ３０と反対側の端部は通信信号入出力ポートＰ３に接続している。
　第１ダイプレクサ３０のハイパスフィルタ側、すなわちキャパシタＣ３０１とインダクタＬ３０１との接続点側には、スイッチ素子２０が接続している。
　スイッチ素子２０は、外部からの制御電圧信号により、共通ポート２００に対して複数の選択ポート２０１，２０２を切り替えて導通させる素子である。スイッチ素子２０の共通ポート２００は、第１ダイプレクサ３０のハイパスフィルタすなわちキャパシタＣ３０１とインダクタＬ３０１との接続点に接続している。
　スイッチ素子２０の第１選択ポート２０１は、伝送線路１０１を介してＳＡＷフィルタ１１に接続している。ＳＡＷフィルタ１１は、ＧＳＭ１９００通信信号の周波数帯域を通過帯域とするフィルタである。そして、ＳＡＷフィルタ１１のスイッチ素子２０と反対側の端部は通信信号入出力ポートＰ１に接続している。
　スイッチ素子２０の第２選択ポート２０２は、伝送線路１０２を介してＳＡＷフィルタ１２に接続している。ＳＡＷフィルタ１２は、ＧＳＭ１８００通信信号の周波数帯域を通過帯域とするフィルタである。そして、ＳＡＷフィルタ１２のスイッチ素子２０と反対側の端部は通信信号入出力ポートＰ２に接続している。
　このような回路構成とすることで、ＧＳＭ８５０通信信号は、第２ダイプレクサ４０により、アンテナ接続ポートＡＮＴ０と通信信号入出力ポートＰ４との間で伝送される。また、ＧＰＳ信号は、第１ダイプレクサ３０と第２ダイプレクサ４０とにより、アンテナ接続ポートＡＮＴ０と通信信号入出力ポートＰ３との間で伝送される。
　また、ＧＳＭ１８００通信信号は、スイッチ素子２０により共通ポート２００と第２選択ポート２０２とが導通制御された状態で、スイッチ素子２０、第１ダイプレクサ３０および第２ダイプレクサ４０とにより、アンテナ接続ポートＡＮＴ０と通信信号入出力ポートＰ２との間で伝送される。
　また、ＧＳＭ１９００通信信号は、スイッチ素子２０により共通ポート２００と第１選択ポート２０１とが導通制御された状態で、スイッチ素子２０、第１ダイプレクサ３０および第２ダイプレクサ４０とにより、アンテナ接続ポートＡＮＴ０と通信信号入出力ポートＰ１との間で伝送される。
　ところで、このような回路構成の場合、ＧＰＳ信号が第１ダイプレクサ３０からスイッチ素子２０側へ漏洩しないように、第１ダイプレクサ３０からスイッチ素子２０側を見た反射位相の調整を行わなければならない。そこで、本実施形態の高周波スイッチモジュール１では、反射位相を調整するために、スイッチ素子２０とＳＡＷフィルタ１１とを接続する伝送線路１０１の線路長と、スイッチ素子２０とＳＡＷフィルタ１２とを接続する伝送線路１０２の線路長とを異ならせて適宜設定する。この調整は、第１ダイプレクサ３０で分波されるＧＰＳ信号の周波数帯域において、ＳＡＷフィルタ１１およびＳＡＷフィルタ１２の反射位相が容量性を有するため、インダクタとして機能する伝送線路１０１，１０２の線路長を調整することで反射位相を改善できることによる。さらに、この調整は、スイッチ素子２０自体は位相が大幅に変化するような線路長を有さず、特性の異なるＧＳＭ１９００通信信号用のＳＡＷフィルタ１１とＧＳＭ１８００通信信号用のＳＡＷフィルタ１２の双方に対して反射位相を調整しなければならないことによる。
　この場合、例えば、本実施形態の例では、次に示す理論に基づいて、伝送線路１０１の線路長を伝送線路１０２の線路長よりも長く形成する。
　図２は、ＳＡＷフィルタ１１とＳＡＷフィルタ１２の単体特性と、スイッチ素子２０と各ＳＡＷフィルタとの間に反射位相調整のために線路長を設定した伝送線路を配置した場合との特性変化を示すものである。点線は各ＳＡＷフィルタを接続した場合のスイッチ素子２０から各ＳＡＷフィルタ側を見た反射特性、実線は伝送線路を付加した場合のスイッチ素子２０から各ＳＡＷフィルタ側を見た反射特性を示すスミスチャートである。また、各スミスチャートに記載したマーカは、ＧＰＳ信号の周波数における反射位相を示しており、逆黒三角（▼）マーカはＳＡＷフィルタ単体での反射位相、逆白三角（▽）マーカは伝送線路を配置した場合の反射位相である。
　図２（Ａ）はＳＡＷフィルタ１１の反射特性、図２（Ｂ）はＳＡＷフィルタ１２の反射特性を示しているが、これらの特性から分かるように、ＳＡＷフィルタ単体時の反射位相はＳＡＷフィルタ１１よりもＳＡＷフィルタ１２の方が、スミスチャートにおけるショート側に近い。そのため、このような反射特性を有する２個のＳＡＷフィルタを用いる場合には、ＳＡＷフィルタ１１よりもＳＡＷフィルタ１２を、スイッチ素子２０に近い側に配置し、スイッチ素子２０とＳＡＷフィルタ１２との間の伝送線路１０２よりも、スイッチ素子２０とＳＡＷフィルタ１１との間の伝送線路１０１の方を長く形成する。
　これにより、スイッチ素子２０からＳＡＷフィルタ１１側を見た場合のＧＰＳ信号の周波数での反射位相は、スミスチャートにおけるショート側へ変化する。
　これに対し、スイッチ素子２０とＳＡＷフィルタ１２との間の伝送線路１０２は、伝送線路１０１よりも短く形成されているので、スイッチ素子２０からＳＡＷフィルタ１２側を見た場合のＧＰＳ信号の周波数での反射位相は、上述のＳＡＷフィルタ１１側を見た反射位相よりも、変化量が小さくなる。
　このように、ＳＡＷフィルタ１１に接続する伝送線路１０１の線路長を、ＳＡＷフィルタ１２に接続する伝送線路１０２の線路長よりも長くすることで、ＳＡＷフィルタ単体でのＧＰＳ信号に対する反射位相特性がＳＡＷフィルタ１１よりも悪いＳＡＷフィルタ１２の反射位相のさらなる大幅な悪化を抑圧し、ＳＡＷフィルタ単体でのＧＰＳ信号に対する反射位相特性がＳＡＷフィルタ１２よりも良いＳＡＷフィルタ１１の反射位相をＳＡＷフィルタ１２の反射位相程度に抑えることができる。これにより、回路形成上実質的に無視できない伝送線路の線路長を考慮した状態で、ＳＡＷフィルタ１１のＧＰＳ信号に対する反射位相の悪化度合いは、ＳＡＷフィルタ１２のＧＰＳ信号に対する反射位相の悪化度合いよりも悪くなるものの、高周波スイッチモジュール１としてのＧＰＳ信号に対する反射位相特性を改善することができる。
　図３は、図２に示すようなスミスチャートの特性の場合における伝送線路１０１の線路長を伝送線路１０２の線路長よりも長くした場合と、伝送線路１０１の線路長を伝送線路１０２の線路長よりも短くした場合（伝送線路１０２の線路長を伝送線路１０１の線路長よりも長くした場合）とのアンテナ接続ポートＡＮＴ０と通信信号入出力ポートＰ３（ＧＰＳ信号用入出力ポート）との間の通過特性を示した特性図である。図３において、実線は伝送線路１０１の線路長が伝送線路１０２の線路長よりも短い場合を示し、点線は伝送線路１０１が伝送線路１０２よりも長い場合を示す。
　図３に示すように、伝送線路１０１の線路長を伝送線路１０２の線路長よりも長くすることで、通過特性が改善される。
　なお、これら伝送線路１０１，１０２の線路長は、ＧＰＳ信号の周波数帯域のみを加味するのではなく、ＧＳＭ１９００通信信号に対するスイッチ素子２０とＳＡＷフィルタ１１との間の位相調整およびＧＳＭ１８００通信信号に対するスイッチ素子２０とＳＡＷフィルタ１２との間の位相調整をも加味して設定される。これにより、ＧＰＳ信号、ＧＳＭ１９００通信信号、およびＧＳＭ１８００通信信号のそれぞれに対して良好な通過特性を得ることができる。
　さらに、上述のような反射位相および通過特性の改善を、二本の伝送線路１０１，１０２のみを用い、これらの線路長を調整するだけで実現できる。これにより、一つのアンテナに対して複数の周波数帯域の通信信号を送受信できる良好な特性の高周波スイッチモジュールを、簡素な構成且つ小型で実現できる。
　次に、このような回路構成の高周波スイッチモジュール１の機構的構成について、図４を参照して説明する。図４は本実施形態の高周波スイッチモジュール１の概略構成を示す実装図である。
　本実施形態の高周波スイッチモジュール１は、複数の絶縁層を積層してなる積層回路基板に形成された電極パターンと実装部品とにより実現される。具体的には、積層回路基板の天面１Ｕと内層には、上述の回路パターンを構成する電極パターンが形成されている。また、積層回路基板の天面１Ｕには、上述の高周波スイッチモジュール１の回路を実現するための各種ディスクリート部品の実装用ランドが形成されている。この際、スイッチ素子２０の実装用ランドはＳＡＷフィルタ１２の実装用ランドに近接するように形成されており、さらに、ＳＡＷフィルタ１１の実装用ランドは、スイッチ素子２０およびＳＡＷフィルタ１２の実装用ランドから離間して形成される。また、積層回路基板の天面１Ｕには、ＳＡＷフィルタ１３，１４の実装用ランドが形成されており、さらには、図１に示す回路を構成するキャパシタやインダクタを実装するランドが形成されている。
　そして、スイッチ素子２０用のランドにはスイッチ素子２０が実装され、ＳＡＷフィルタ１１～１４用のランドには、それぞれＳＡＷフィルタ１１～１４が実装され、キャパシタやインダクタ用のランドには、それぞれに対応するディスクリートチップ部品からなるキャパシタやインダクタが実装される。なお、インダクタやキャパシタは、積層回路基板の内層電極により実現しても良い。
　ここで、スイッチ素子２０の第１選択ポート２０１用のランドとＳＡＷフィルタ１１のスイッチ素子２０への接続端子１１１のランドとは、電極パターンで接続されており、これにより、図１の伝送線路１０１が形成される。
　また、スイッチ素子２０の第２選択ポート２０２用のランドとＳＡＷフィルタ１２のスイッチ素子２０への接続端子１２１のランドとは、電極パターンで接続されており、これにより、図１の伝送線路１０２が形成される。
　そして、上述のようにスイッチ素子２０用ランドとＳＡＷフィルタ１２用ランドとが近接して形成され、ＳＡＷフィルタ１１用ランドがこれらに離間して形成されているので、伝送線路１０１を形成する電極パターンは、伝送線路１０２を形成する電極パターンよりも長くなる。これにより、上述のように伝送線路１０１の線路長を伝送線路１０２の線路長よりも長くすることができ、この長短の関係を維持しながら、それぞれの線路長を適宜設定することで、高周波スイッチモジュール１としてのＧＰＳ信号に対する反射位相および通過特性を改善することができる。
　さらに、これら伝送線路１０１を形成する電極パターンと、伝送線路１０２を形成する電極パターンとは、積層回路基板の天面１Ｕに形成されているので、これらの電極パターンが積層方向に沿って電極面同士が対向するような形状にならない。したがって、伝送線路１０１を形成する電極パターンと、伝送線路１０２を形成する電極パターンとのアイソレーションが向上し、より優れた反射位相特性および通過特性を実現できるとともに、浮遊容量と考慮する必要が無く、このような特性が得られるように設計することが容易となる。
　また、ＳＡＷフィルタ１１とＳＡＷフィルタ１２とが離間されて配置されるので、これらのＳＡＷフィルタ間でのアイソレーションを向上することができる。
　また、実装面におけるＳＡＷフィルタ１１とＳＡＷフィルタ１２との間に、これらとは別のＳＡＷフィルタ１３が配置されるので、第１フィルタ素子と第２フィルタ素子との間の素子間での電磁界的な結合や実装用ランド間での電磁界的な結合が、さらに抑制される。これにより、ＳＡＷフィルタ１１とＳＡＷフィルタ１２との間のアイソレーションをさらに向上することができる。
　なお、上述の説明では、伝送線路１０１と伝送線路１０２とを、ともに積層回路基板の天面１Ｕに形成する例を示したが、相対的に長く形成する方の伝送線路を積層回路基板の内層電極を利用して形成しても良い。図５は、積層回路基板の内層電極を用いた伝送線路１０１’のパターンを説明するための実装図である。
　図５に示すように、線路長を相対的に長くすべき伝送線路１０１’は、天面１Ｕに形成された電極パターン部分と、内層電極で形成された部分とこれらを積層方向に接続するビアホールとからなる。一方、線路長を相対的に短くすべき伝送線路１０２’は天面１Ｕにのみ形成された電極パターンからなる。このような構成にした場合、伝送線路１０２’と伝送線路１０１’とを天面１Ｕ側から見て交差させながらも、実質的には接触させないように引き回すことができる。これにより、図５に示すように、ＳＡＷフィルタ１１に対して第１選択ポート２０１用のランドが第２選択ポート２０２用のランドよりも遠い側に存在しても、容易な回路電極パターンで伝送線路１０１’，１０２’を形成することができる。さらに、伝送線路１０１’を複数層に形成し、伝送線路１０２’を一層のみに形成することで、伝送線路１０２’に対して相対的に伝送線路１０１’の線路長を長くし易い。これにより、伝送線路１０１’，１０２’の設計および形成を容易にすることができる。
　また、さらに、伝送線路１０１’を複数層で形成した上で、伝送線路１０１’と伝送線路１０２’とが積層方向で交差しないようにすることで、上述の伝送線路間のアイソレーションを向上することもできる。
　なお、上述の説明では、ＳＡＷフィルタを用いた例を示したが、他のフィルタ素子を用いた場合でも、それぞれ異なる周波数帯域を通過帯域とする複数のフィルタ素子と、スイッチ回路とダイプレクサとからなら高周波スイッチモジュールであれば、上述の構成を適用できる。
　また、上述の説明では、ＧＳＭ１９００通信信号、ＧＳＭ１８００通信信号、ＧＰＳ信号、ＧＳＭ８５０通信信号を一つのアンテナで切り替える高周波スイッチモジュールを例に示したが、他の周波数の組み合わせであってもよい。
１－高周波スイッチモジュール、１１～１４－ＳＡＷフィルタ、２０－スイッチ素子、３０、４０－ダイプレクサ、１０１，１０１’，１０２，１０２’－伝送線路、１Ｕ－積層回路基板の天面

Claims (6)

  1. 　一つのアンテナを用いてそれぞれに異なる複数種類の周波数帯域からなる通信信号を送受信する高周波モジュールであって、
    　第１周波数帯域通信信号および第２周波数帯域通信信号と、第３周波数帯域通信信号とを分波するダイプレクサと、
    　前記第１周波数帯域信号の送受信と前記第２周波数帯域信号の送受信とを切り替えるスイッチ素子と、
    　前記第１周波数帯域信号の入出力ポートと前記スイッチ素子との間に挿入され、前記第１周波数帯域を通過する第１フィルタ素子、および前記第２周波数帯域信号の入出力ポートと前記スイッチ素子との間に挿入され、前記第２周波数帯域を通過する第２フィルタ素子と、
    　前記スイッチ素子から見た前記第１フィルタ素子単体の前記第３周波数帯域での第１反射位相と前記スイッチ素子から見た前記第２フィルタ素子単体の前記第３周波数帯域での第２反射位相とが、ともにスミスチャート上における容量性であって、且つ第２反射位相が第１反射位相に対して、スミスチャート上でショート側に存在する場合に、
    　前記スイッチ素子と前記第１フィルタ素子とを接続する第１伝送線路の線路長は、前記スイッチ素子と前記第２フィルタ素子とを接続する第２伝送線路の線路長よりも長い、高周波モジュール。
  2. 　請求項１に記載の高周波モジュールであって、
    　前記ダイプレクサは、回路基板に実装された素子および該回路基板に形成された回路電極パターンにより形成され、
    　前記スイッチ素子、前記第１フィルタ素子、および前記第２フィルタ素子は、前記回路基板上に実装される実装型素子であり、
    　前記第１伝送線路と前記第２伝送線路とは、前記回路基板を前記実装型素子の実装面側から見て、前記回路基板の異なる位置に形成された電極パターンからなる、高周波モジュール。
  3. 　請求項１または請求項２に記載の高周波モジュールであって、
    　前記ダイプレクサは、回路基板に実装された素子および該回路基板に形成された回路電極パターンにより形成され、
    　前記スイッチ素子、前記第１フィルタ素子、および前記第２フィルタ素子は、前記回路基板上に実装される実装型素子であり、
    　前記第２伝送線路は前記回路基板の前記実装型素子の実装面に形成された電極パターンからなり、
    　前記第１伝送線路は前記回路基板の前記実装型素子の実装面に形成された電極パターンと内装された電極パターンとにより形成される、高周波モジュール。
  4. 　請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の高周波モジュールであって、
    　前記第１フィルタ素子と前記第２フィルタ素子とは、前記実装面の離間した位置に実装されている、高周波モジュール。
  5. 　請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の高周波モジュールであって、
    　前記第１フィルタ素子および前記第２フィルタ素子は、ＳＡＷフィルタである、高周波モジュール。
  6. 　請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の高周波モジュールであって、
    　前記回路基板の前記実装面における前記第１フィルタ素子と前記第２フィルタ素子との間に、第３フィルタ素子が配置されている、高周波モジュール。
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