WO2010110131A1 - タグリーダ装置およびデータ復調方法 - Google Patents

タグリーダ装置およびデータ復調方法 Download PDF

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WO2010110131A1
WO2010110131A1 PCT/JP2010/054458 JP2010054458W WO2010110131A1 WO 2010110131 A1 WO2010110131 A1 WO 2010110131A1 JP 2010054458 W JP2010054458 W JP 2010054458W WO 2010110131 A1 WO2010110131 A1 WO 2010110131A1
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distortion
data
likelihood
group delay
unit
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PCT/JP2010/054458
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English (en)
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Inventor
明 栗田
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三菱電機株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K7/00—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns
    • G06K7/10—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation
    • G06K7/10009—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns by electromagnetic radiation, e.g. optical sensing; by corpuscular radiation sensing by radiation using wavelengths larger than 0.1 mm, e.g. radio-waves or microwaves
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference

Definitions

  • the present invention relates to a tag reader device and a data demodulation method in a passive RFID (Radio Frequency IDentification) system.
  • the tag reader device transmits CW (Continuous Wave) to the tag, and the tag side changes its reflection coefficient with respect to the transmitted CW to generate ON / OFF. By doing so, the ID information embedded in the own tag is returned to the reader device. Since such a passive RFID system does not require a battery to be built in the tag side, the tag can be realized at a low cost and in a small size, and has started to be used in various fields such as logistics management and entrance / exit management. ing.
  • CW Continuous Wave
  • the EPC Global C1G2 Class 1 Generation 2
  • the mirror subcarrier method is defined as one of the reply methods from the tag.
  • the tag reader device since it is assumed that out-of-band suppression other than the reception frequency channel is ideally performed because the tag reader device replies from the tag in a frequency channel different from the frequency channel that performs CW transmission, There is an advantage that a serious interference problem between the tag reader devices can be avoided.
  • Patent Document 1 describes a technique in which a digital demodulator performs a correlation operation.
  • a digital band-pass filter may be used as an out-of-band suppression method in the digital demodulation unit, but due to quantization errors due to the number of quantization bits. There is a possibility that a sufficient out-of-band suppression amount cannot be obtained.
  • a method of applying a high-order analog bandpass filter having a steep cutoff characteristic before generating a digital signal by A / D (Analog / Digital) conversion is conceivable. Since an analog bandpass filter does not cause a quantization error, there is an advantage that a steep attenuation characteristic can be obtained compared to a digital filter. However, this method has a problem that reception characteristics deteriorate due to distortion of a reception waveform caused by group delay distortion peculiar to an analog filter.
  • the present invention has been made in view of the above, and it is possible to avoid the influence of interference from other reader devices and avoid deterioration of reception characteristics without increasing the circuit scale and power consumption. It is an object to obtain a tag reader device and a data demodulation method.
  • the present invention provides a tag reader device including a filter that suppresses an out-of-band component of a received signal from a tag in an RFID system, for each unit of predetermined transmission data
  • a group delay distortion position determining unit that determines a distortion position that is a position where the influence of the group delay distortion generated by the filter is large and identifies whether the received signal is a signal corresponding to the distortion position; Comparison result between a received signal at a position other than the distortion position identified by the group delay distortion position determination means and an expected transmission data pattern for each unit of the transmission data excluding a value corresponding to the distortion position.
  • data demodulating means for performing data demodulating processing based on the above.
  • the group delay distortion position detecting means discriminates the received signal into a signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large and other positions, and the data demodulating means detects the group from the transmission signal pattern candidates. Since data demodulation processing is performed using a pattern that masks signal positions where the influence of delay distortion is relatively large, the influence of interference from other reader devices is avoided without increasing the circuit scale and power consumption, In addition, there is an effect that it is possible to avoid deterioration of reception characteristics.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a functional configuration example of a receiving circuit according to a first embodiment of a tag reader device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a functional configuration example of the digital demodulation unit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the concept of how group delay distortion occurs.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a signal pattern of a mirror subcarrier signal.
  • FIG. 5A is a diagram illustrating an example of a signal position pattern used for data demodulation.
  • FIG. 5B is a diagram of an example of a signal position pattern used for data demodulation.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a functional configuration example of the digital demodulation unit according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a functional configuration example of a receiving circuit according to a first embodiment of a tag reader device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a functional configuration example of the digital de
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a functional configuration example of the digital demodulation unit according to the third embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a functional configuration example of the digital demodulation unit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a functional configuration example of the digital demodulation unit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a functional configuration example of the digital demodulation unit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a functional configuration example of the digital demodulation unit according to the fifth embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a functional configuration example of a receiving circuit according to a first embodiment of a tag reader device according to the present invention.
  • the reception circuit of the tag reader device of the present embodiment is an analog bandpass filter that is a filter for suppressing interference from other frequency channels with respect to a reception signal input as an analog baseband signal.
  • 11-1 and 11-2 A / D converters 12-1 and 12-2 for converting the received signal whose interference is suppressed by the analog bandpass filter 11 into a digital baseband signal, and a digital baseband signal.
  • a digital demodulator 13 for demodulating data.
  • the analog band pass filters 11-1 and 11-2 perform processing on the in-phase component (Ich) and the quadrature component (Qch) of the input analog baseband signal, respectively.
  • the A / D converters 12-1 and 12-2 process the received signals processed by the analog bandpass filters 11-1 and 11-2, respectively, for the in-phase component (Ich) and quadrature component (Qch) of the digital baseband signal.
  • To the digital demodulator 13 the digital demodulator 13.
  • the tag reader device of the present embodiment is a device that functions as a reader device in a passive RFID system that employs the mirror subcarrier method, and transmits a CW to the tag and uses a frequency channel different from the CW transmitted to the tag.
  • the mirror subcarrier signal returned from the tag is received, and the received signal is demodulated to obtain information transmitted from the tag.
  • FIG. 1 shows a part of the receiving circuit that demodulates the mirror subcarrier signal among the functions of the tag reader device.
  • FIG. 2 is a diagram showing a functional configuration example of the digital demodulator 13 in the present invention.
  • the digital demodulation unit 13 of the present embodiment selects the in-phase component (Ich) and the quadrature component (Qch) of the digital baseband signal based on the respective power information or the like, or both components
  • An IQ selecting / synthesizing unit 21 and a frame head position detecting unit 22 that detects a frame head position such as a preamble from a digital baseband signal and detects the frame head position.
  • the digital demodulator 13 of the present embodiment further counts the number of chips based on the frame head position detected by the frame head position detector 22, and determines a position where the group delay distortion is relatively large and other positions.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the concept of how group delay distortion occurs.
  • the upper diagram of FIG. 3 shows the frequency spectrum of each signal transmitted and received by the mirror subcarrier method, and the lower diagram shows the group delay characteristic of the analog bandpass filter of the tag reader device.
  • a transmission signal A in the figure indicates CW transmitted from the tag reader device to the tag
  • a mirror subcarrier signal B indicates a return signal transmitted from the tag to the tackle device
  • a group delay distortion C indicates analog bandpass. This distortion is caused by using a filter.
  • the group delay distortion C Since the group delay distortion C is prominently generated at both ends of the analog bandpass filter pass bandwidth, the effect of the group delay distortion becomes smaller as the band of the analog bandpass filter is narrowed to improve the interference suppression performance. Appears more prominently.
  • a method for improving the reception characteristic deterioration due to the group delay distortion will be described.
  • the analog bandpass filters 11-1 and 11-2 of the tag reader apparatus suppress interference from other frequency channels with respect to Ich and Qch of the received signal input as analog baseband signals.
  • the A / D converter 12 converts the analog baseband signals after being processed by the analog bandpass filters 11-1 and 11-2 into digital baseband signals, respectively.
  • the digital demodulator 13 demodulates data based on the digital baseband signal.
  • the IQ selector / synthesizer 21 performs either a digital baseband signal Ich or Qch selection process, or an Ich and Qch synthesis process.
  • a specific selection processing method for either Ich or Qch for example, there is a method of obtaining respective power values of Ich and Qch and selecting a component that is determined to have a large power value and high reliability.
  • the digital demodulator 13 performs such a selection process or combines the signals of Ich and Qch without selecting either Ich or Qch, thereby utilizing the information of both components for reliability. To improve the composition.
  • the frame head position detection unit 22 detects the frame head position by detecting information such as a preamble and a unique word arranged at the head of the normal frame based on the digital baseband signal.
  • the timing reproduction unit 24 reproduces timing information of one data unit that is a reference for data demodulation by performing a specific operation on the digital baseband signal. As a specific example of this specific calculation, for example, by performing DFT (Discrete Fourier Transform) processing on a digital baseband signal, the symbol point phase value based on the clock frequency of the device itself , And information on which position the symbol timing of the received signal exists is generated to reproduce the timing information of one data unit.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • the group delay distortion position detector 23 is a signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large in the data portion of the digital baseband signal, or other position (signal position where the influence of the group delay distortion is relatively small). To identify. Hereinafter, this identification method will be described in detail.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a signal pattern of a mirror subcarrier signal.
  • FIG. 4 shows a signal pattern when the value of M, which is a parameter that defines the spreading factor of the mirror subcarrier scheme, is 8.
  • M which is a parameter that defines the spreading factor of the mirror subcarrier scheme
  • the influence of the group delay distortion caused by the analog bandpass filter becomes noticeable at the signal position (dotted line frame portion in FIG. 4) where the two chips are continuously L or H.
  • the two chips are continuously L or H.
  • symbols C0 to C15 are allocated from the top to 16 chips representing 1 bit, a lot of group delay distortion occurs at bit boundaries, that is, at C0 and C15. .
  • bit “1” a large group delay distortion occurs in C7 and C8. Therefore, a signal position where a large group delay distortion is generated and easily affected is identified as a signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large and is not used for data demodulation.
  • FIGS. 5A and 5B are diagrams showing examples of signal position patterns used for data demodulation.
  • FIGS. 5A and 5B show examples of signal position patterns used for data demodulation for 16 chips each representing 1 bit.
  • portions marked with X are not used for data demodulation.
  • the signal position (the part identified as the signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large) is shown.
  • FIG. 5A both the position where the group delay distortion is large at the bit “0” and the position where the group delay distortion is large at the bit “1”, that is, either the bit “0” or the bit “1”.
  • the data demodulation pattern in the case where C0, C7, C8, and C15, where the group delay distortion is large, is not used for demodulation is shown.
  • FIG. 5B shows a case where a position where the group delay distortion is large for each bit is not used for demodulation, that is, C0 and C15 are demodulated for bit “0”, and C7 and C8 are demodulated for bit “1”. The data demodulation pattern when not used is shown.
  • bit “0” (1) transmits the pattern “HLHL HLHL HLHLHL HLHL”, and (2) transmits “LHLH LHLH LHLH”. (3) of bit “1” indicates the case of transmitting the pattern “HLHL HLHL LHLH LHLH”, and (4) indicates the case of transmitting “LHLH LHLH HLHL HLHL”, respectively. Yes.
  • the perfect coincidence data demodulator 25 detects a delimiter for each symbol of the digital baseband signal based on the timing information, and a signal at a signal position where the influence of the group delay distortion identified by the group delay distortion position detector 23 is relatively small. And a pattern (data demodulation pattern) that masks signal positions that have a relatively large influence from the transmission signal pattern candidates that are held, and determines whether or not they match completely, thereby determining the data demodulation. Perform the process.
  • the demodulation process of the exact data demodulator 25 will be described with a specific example.
  • bit “0” chip sequence “HLHL HLHL HLHL HLHL HLHL HLHL”
  • bit “0” chip sequence “HLHL HLHL HLHL HLHL HLHL”
  • an error due to group delay distortion occurs in C0 and C15
  • the sequence “LLHL HLHL HLHL HLHL A case of erroneously receiving “HLHH” will be described.
  • the total number of target chips used for verification is 12 chips except for 4 chips to be masked.
  • the sequence “LLHL HLHL HLHL HLHH” received using these 12 chips is verified, the number of mismatches with the pattern (1) is 0 chips (0/12), and the number of mismatches with the pattern (2) Is 12 chips (12/12), and the mismatches with the patterns (3) and (4) are both 6 chips (6/12), and the pattern with the completely matched pattern (1) has been transmitted. It is determined that the bit information transmitted is “0”.
  • the total number of target chips used for verification is 14 chips except for 2 chips to be masked.
  • the number of mismatches with the pattern (1) is 0 chip (0/14)
  • the number of mismatches with the pattern (2) is 14 chips ( 14/14)
  • the number of mismatches with the patterns (3) and (4) is 7 chips (7/14)
  • the completely matched pattern (1) is transmitted. It is determined that the transmitted bit information is “0”.
  • the positions masked as signal positions that have a relatively large influence of group delay distortion are common in the patterns (1) to (4).
  • the group delay distortion position detection unit 23 may identify these four positions as signal positions where the influence of the group delay distortion is relatively large.
  • bit “0” and bit “1” are used.
  • the masking position is different. Therefore, in the case of the example in FIG. 5B, when the group delay distortion position detection unit 23 identifies, for example, a position where the bit “0” is masked (a signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large) is identified. Information for identifying whether the information is the information identified with respect to the masked position of bit “1” or not. Then, the exact match data demodulator 25 does not use a signal position, which has a relatively large influence of delay distortion corresponding to the pattern to be compared based on the information, for the complete match comparison.
  • the number of mismatches with the pattern (1) is 1 chip (1/12)
  • the number of mismatches with the pattern (2) is 11 chips (11/12)
  • the number of mismatches with the pattern (3) is 5 chips (5/12)
  • the number of mismatches with the pattern (4) is 7 chips (7/12).
  • the completely matched data demodulator 25 determines that demodulation is impossible, outputs an error pulse, and discards the corresponding frame.
  • the perfect coincidence data demodulator 25 does not output an error pulse at this time, but randomly determines whether the bit is “0” or “1”, and performs CRC (Cyclic Redundancy Check) to be performed later. An error may be detected by checking the above.
  • Ich and Qch are input separately as baseband signals, and A / D conversion is separately performed for each of Ich and Qch.
  • the present invention is not limited to this, and IF ( In the case of an IF sampling format input in the state of an Intermediate Frequency signal, the IF signal may be A / D converted to perform the same processing.
  • M 8.
  • the group delay distortion position detection unit 23 discriminates from the digital baseband signal a signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large and other positions, and complete coincidence data demodulation.
  • the unit 25 uses a pattern in which a signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large is masked from the transmission signal pattern candidates on the digital baseband signal at a position other than the signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large. To make an exact match. Therefore, it is possible to avoid the influence of interference from other reader devices and to avoid the deterioration of reception characteristics.
  • FIG. FIG. 6 is a diagram illustrating a functional configuration example of a digital demodulation unit according to the second embodiment of the tag reader device according to the present invention.
  • the configuration of the receiving circuit of the tag reader device of the present embodiment is the same as that of the first embodiment except that the digital demodulator 13 of the first embodiment is replaced with a digital demodulator 13a.
  • the operations of the receiving circuits other than the digital demodulator 13a of the present embodiment are the same as those of the first embodiment.
  • Embodiment 1 a different part from Embodiment 1 is demonstrated.
  • the digital demodulator 13a of the present embodiment is implemented except that the exact match data demodulator 25 of the digital demodulator 13 of the first embodiment is replaced with a maximum likelihood determination type data demodulator 26.
  • the maximum likelihood determination type data demodulator 26 of the present embodiment is assumed by using a digital baseband signal at a position other than the signal position where the influence of the group delay distortion identified by the group delay distortion position detector 23 is relatively large. The signal pattern having the highest degree of coincidence among the candidate signal patterns is assumed as demodulated data.
  • the maximum likelihood determination type data demodulator 26 uses a digital baseband signal at a signal position (a signal position with a relatively small group delay distortion) that has a relatively large influence of the group delay distortion identified by the group delay distortion position detector 23.
  • the demodulating process is performed by using, as demodulated data, a signal pattern having the highest degree of coincidence with a candidate signal pattern in which a position other than the signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large is masked.
  • the demodulation process will be described with a specific example.
  • the total number of target chips used for collation is 12 chips
  • the number of mismatches with the pattern of (1) is 2 chips (2/12)
  • the number of mismatches with the pattern is 10 chips (10/12)
  • the number of mismatches with the patterns (3) and (4) is 6 chips (6/12)
  • the maximum likelihood determination type data demodulator 26 determines that the pattern (1) having the highest degree of coincidence is a transmitted pattern, and determines that the transmitted bit information is “0”. Also in the case of using the data demodulation pattern of FIG. 5B, the pattern having the highest degree of coincidence is similarly determined as the transmitted pattern.
  • the demodulation cannot be performed when an error occurs at a position other than the position where the distortion is likely to occur due to the group delay.
  • the distortion is likely to occur due to the group delay. Even if some errors occur at positions other than the position, data demodulation can be performed by determining that the most probable pattern is transmission data.
  • demodulation error processing As a specific example, a bit “0” (chip sequence “HLHL HLHL HLHL HLHL HLHL”) is transmitted from the tag to the tag reader device, an error occurs in C4, C10, C11, C12, C13, and the sequence “HLHL LLHL HLLH LHHL” Will be described. Since the description is about demodulation error processing, in this example, the ease of error regarding a position where the group delay distortion is large is not considered.
  • the number of mismatches with the pattern of (1) and the pattern of (3) is 5 chips (5/12), and the pattern of (2) and the pattern of (4)
  • the number of mismatches is 11 chips (11/12), and is the number of mismatches between the pattern (1) and the pattern (2), so is the transmitted pattern bit “0”? It is in a state where it cannot be determined whether the bit is “1”.
  • the maximum likelihood determination type data demodulator 26 may output an error pulse and discard the corresponding frame. Alternatively, at this time, an error pulse may not be generated, and it may be determined whether the bit is “0” or “1” at random, and an error is detected by CRC check or the like performed later.
  • the operations of the present embodiment other than those described above are the same as those of the first embodiment.
  • the group delay distortion position detection unit 23 identifies the signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large and other positions, and determines the maximum likelihood determination.
  • the data demodulator 26 matches the digital baseband signal at a position other than the signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large with the signal pattern candidate masking the signal position where the influence of the group delay distortion is relatively large.
  • the signal pattern with the highest degree is used as demodulated data. Therefore, the same effects as those of the first embodiment can be obtained, and demodulated data can be obtained even when an error occurs at a position other than the position where distortion is likely to occur due to group delay. Can be improved.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a functional configuration example of the digital demodulator of the third embodiment of the tag reader device according to the present invention.
  • the configuration of the receiving circuit of the tag reader device of the present embodiment is the same as that of the first embodiment except that the digital demodulator 13 of the first embodiment is replaced with a digital demodulator 13b.
  • the operations of the receiving circuits other than the digital demodulator 13b of the present embodiment are the same as those of the first embodiment.
  • Embodiment 1 a different part from Embodiment 1 is demonstrated.
  • the digital demodulator 13b of the present embodiment replaces the exact match data demodulator 25 of the digital demodulator 13 of the first embodiment with a maximum likelihood decision soft decision data demodulator 27, Except for the addition of another likelihood setting unit 28, this is the same as the digital demodulation unit 13 of the first embodiment.
  • the position-specific likelihood setting unit 28 of the present embodiment sets a low likelihood for a signal position with a relatively large group delay distortion identified by the group delay distortion position detection unit 23, and a signal with a relatively small group delay distortion. A high likelihood is set for the position.
  • the maximum likelihood determination type soft decision data demodulating unit 27 weights and synthesizes the baseband digital signal based on the position-specific likelihood information set in the position-specific likelihood setting unit 28 and assumes the position.
  • the signal pattern with the highest combined likelihood value among the signal pattern candidates to be processed is set as demodulated data.
  • the position-specific likelihood setting unit 28 defines the likelihood of information as the likelihood, and calculates the likelihood of each signal position based on the received signal.
  • this likelihood calculation method a low likelihood is set for a signal position having a relatively large group delay distortion identified by the group delay distortion position detection unit 23, and the group delay distortion is relatively small.
  • a method of setting a high likelihood is adopted for the signal position.
  • the likelihood of a signal position with a relatively large group delay distortion is set to ⁇ (0 ⁇ ⁇ 1), and a relatively small signal position (a position other than a signal position with a relatively large group delay distortion). ) Is set to 1.
  • an appropriate value of ⁇ be set in advance according to the order of the analog bandpass filter.
  • ⁇ is set to a smaller order.
  • the maximum likelihood determination type soft decision data demodulating unit 27 synthesizes the digital baseband signal by weighting each signal position based on the position-specific likelihood information set by the position-specific likelihood setting unit 28 and is assumed. The signal pattern with the highest combined likelihood value is selected as demodulated data.
  • the demodulation process will be described with a specific example.
  • the portions marked with x are not used for demodulation, but have different weighting coefficients.
  • the number of chips handled as a signal position having a relatively large group delay distortion is indicated by an x mark.
  • each chip is compared with a transmission pattern candidate, and the likelihoods of the matched chips are added together to obtain a total likelihood.
  • the total likelihood value when the pattern of (1) is assumed is 10.4 (10.4 / 12.8)
  • the total likelihood value when the pattern of (2) is assumed is 2. 4 (2.4 / 12.8)
  • the total likelihood value when the patterns of (3) and (4) are assumed is 6.4 (6.4 / 12.8). It is determined that the pattern (1), which is a high-frequency pattern, is a transmitted pattern, and the transmitted bit information is determined to be “0”. Also in the case of using the data demodulation pattern of FIG. 5B, the pattern having the highest degree of coincidence is similarly determined as the transmitted pattern.
  • the maximum likelihood determination soft decision data demodulator 27 An error pulse is output and the corresponding frame is discarded.
  • an error pulse may not be output, but a bit “0” or a bit “1” may be randomly determined, and an error may be detected by a CRC check or the like performed later.
  • the position-specific likelihood setting unit 28 sets the likelihood ⁇ of a signal position having a relatively large group delay distortion smaller than other positions, and the maximum likelihood determination type soft decision data demodulating unit. 27 synthesizes a digital baseband signal based on the set likelihood, compares the combined signal with a candidate transmission pattern, and transmits a pattern having the largest total likelihood of matching chips. Judged that it was a pattern. Therefore, the same effects as those of the first embodiment can be obtained, and an appropriate value of ⁇ can be set in accordance with the order of the analog bandpass filter that influences the magnitude of the group delay distortion. It is possible to optimize the degree of influence on data demodulation of a large signal position, and the accuracy of data demodulation can be improved.
  • FIG. 8 to 10 are diagrams showing an example of the functional configuration of the digital demodulator of the fourth embodiment of the tag reader device according to the present invention.
  • the configuration of the receiving circuit of the tag reader device of the present embodiment is the same as that of the first embodiment, except that the digital demodulator 13 of the first embodiment is replaced with one of the digital demodulator 13c, 13d, 13e.
  • the operations of the receiving circuits other than the digital demodulation units 13c, 13d, and 13e in the present embodiment are the same as those in the first embodiment.
  • Embodiment 1 a different part from Embodiment 1 is demonstrated.
  • the digital demodulator 13c of the present embodiment is different from the digital demodulator 13 of the first embodiment except that the timing recovery unit 24 of the digital demodulator 13 is replaced with a timing recovery unit 24a and an operation stop signal generator 29 is added. Is the same as that of the digital demodulator 13 of the first embodiment.
  • the calculation stop signal creation unit 29 creates a calculation stop signal that instructs the timing reproduction unit 24a to stop operation at a signal position with a relatively large group delay distortion identified by the group delay distortion position detection unit 23. . When receiving the calculation stop signal, the timing reproducing unit 24a stops the calculation.
  • the digital demodulator 13d of this embodiment replaces the timing recovery unit 24 of the digital demodulator 13a of the second embodiment with a timing recovery unit 24a and adds an operation stop signal generator 29. Except for this, it is the same as the digital demodulator 13a of the second embodiment.
  • the timing reproduction unit 24a and the calculation stop signal generation unit 29 are the same as the timing reproduction unit 24a and the calculation stop signal generation unit 29 of the digital demodulation unit 13c in FIG.
  • the digital demodulator 13e of the present embodiment replaces the timing recovery unit 24 of the digital demodulator 13b of the third embodiment with a timing recovery unit 24a, and adds an operation stop signal creation unit 29. Except this, it is the same as the digital demodulator 13b of the third embodiment.
  • the timing reproduction unit 24a and the calculation stop signal generation unit 29 are the same as the timing reproduction unit 24a and the calculation stop signal generation unit 29 of the digital demodulation unit 13c in FIG.
  • IQ selection / synthesis unit 21 frame head position detection unit 22, group delay distortion position detection unit 23, timing reproduction unit 24a, exact match type data demodulation unit 25, maximum likelihood determination type data demodulation unit 26, maximum likelihood determination type soft decision Since the operations of the data demodulator 27 and the position-specific likelihood setting unit 28 are the same as those in the first, second, or third embodiment, the description thereof is omitted.
  • the timing reproducing unit 24a performs predetermined arithmetic processing on the received signal (digital baseband signal) to reproduce timing information of one data unit that is a reference for data demodulation. To do.
  • the timing reproduction unit 24a when receiving the calculation stop signal output from the calculation stop signal creation unit 29, the timing reproduction unit 24a stops the calculation for obtaining the symbol timing and stops updating the calculation value. That is, at the signal position where the group delay distortion is relatively large, the calculation using the received signal (digital baseband signal) is not performed, and the symbol timing is reproduced using the immediately preceding calculated value.
  • the timing reproduction unit 24a restarts the calculation based on the received signal and updates the calculation value.
  • the timing recovery unit calculation is stopped at the signal position where the group delay distortion is large, thereby avoiding the deterioration of the symbol timing estimation accuracy due to the group delay distortion generated in the analog bandpass filter. And the accuracy of data demodulation can be improved.
  • FIG. FIG. 11 is a diagram illustrating a functional configuration example of a digital demodulation unit according to the fifth embodiment of the tag reader device according to the present invention.
  • the configuration of the receiving circuit of the tag reader device of the present embodiment is the same as that of the third embodiment except that the digital demodulator 13b of the third embodiment is replaced with a digital demodulator 13f.
  • the operation of the receiving circuit other than the digital demodulator 13f of the present embodiment is the same as that of the third embodiment.
  • Embodiment 3 a different part from Embodiment 3 is demonstrated.
  • the digital demodulating unit 13f of the present embodiment is different from the digital demodulating unit 13b of the third embodiment except that the timing reproducing unit 24 is replaced with a timing reproducing unit 24b and an operation weighting information creating unit 30 is added. Is the same as that of the digital demodulator 13b of the third embodiment.
  • the calculation weighting information creating unit 30 of the present embodiment creates weighting information for updating the calculation value generated by the timing reproduction unit 24b based on the likelihood for each position set by the position-specific likelihood setting unit 28. .
  • the calculation weighting information creation unit 30 creates weighting information for the timing reproduction unit 24b to update the calculation value based on the likelihood for each position set by the position-specific likelihood setting unit 28.
  • the timing reproducing unit 24b reproduces timing information of one data unit that is a reference for data demodulation by performing a specific calculation on the received signal. Based on the weighting process.
  • the calculation value generation in the timing reproduction process performs an averaging process based on a certain time constant in order to reduce the deterioration of the calculation value accuracy due to instantaneous noise generation.
  • ⁇ is set as the weighting information at the time of the averaging process, and ⁇ is set according to the likelihood for each position set by the position-specific likelihood setting unit 28, that is, the group delay distortion.
  • ⁇ 0.2 is set for a signal position with a relatively small group delay distortion
  • the relationship between ⁇ set by the position-specific likelihood setting unit 28 and the calculation weight information creation unit 30 is determined in advance, and ⁇ is determined from ⁇ based on the relationship.
  • calculated value at time n and the X n calculated value Y n after the averaging process, for example, can be expressed by the following equation (1).
  • Y n (1 ⁇ ) Y n ⁇ 1 + ⁇ X n (1)
  • the degree of influence of the calculated value X1 on the averaged output Y1 is greater when the group delay distortion is relatively larger than when the group delay distortion is relatively small. It can be confirmed that becomes smaller.
  • the accuracy of the operation value can be improved comprehensively.
  • the calculation weighting information creating unit 30 creates the weighting information based on the likelihood set by the position-specific likelihood setting unit 28.
  • the present invention is not limited to this. Based on the result identified by the detection unit 23, the weighting information may be generated so that ⁇ is set to a small value at a signal position having a relatively large group delay distortion.
  • the calculation weighting information creating unit 30 sets the weighting information used in the timing reproduction process to be smaller at a signal position with a relatively large group delay distortion than at a signal position with a relatively small group delay distortion. I did it. Then, the timing reproduction unit 24b reflects the corresponding calculation value on the calculation value averaging process based on the weighting information. Therefore, the same effects as those of the first embodiment can be obtained, the deterioration of the symbol timing estimation accuracy due to the group delay distortion generated in the analog bandpass filter can be avoided, and the accuracy of data demodulation can be improved.
  • the tag reader device and the data demodulation method according to the present invention are useful for a passive RFID system, and are particularly suitable for a system in which group delay distortion due to the characteristics of an analog filter occurs.

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Abstract

　タグからの受信信号の帯域外成分を抑制するフィルタを備えるタグリーダ装置であって、所定の送信データの単位ごとに、フィルタによって生じる群遅延歪みの影響が大きい位置である歪み位置を定めておき、受信信号を、歪み位置に対応する信号であるか否かを識別する群遅延歪み位置検出部２３と、歪み位置以外の位置の受信信号と、その歪み位置に対応する値を除いた送信データの単位ごとの想定される送信データパターンの候補と、の比較結果に基づいてデータ復調処理を実施する完全一致型データ復調部２５と、を備える。

Description

タグリーダ装置およびデータ復調方法
　本発明は、パッシブ型ＲＦＩＤ（Radio　Frequency　IDentification）システムにおけるタグリーダ装置およびデータ復調方法に関する。
　パッシブ型ＲＦＩＤ（Radio　Frequency　IDentification）システムでは、タグリーダ装置がタグにＣＷ（Continuous　Wave）を送信し、タグ側は、送信されてきたＣＷに対して自身の反射係数を変化させてＯＮ／ＯＦＦを生成することにより、自タグ内に埋め込まれているＩＤ情報をリーダ装置へと返信する。このようなパッシブ型ＲＦＩＤシステムは、タグ側に電池を内蔵する必要がないことから、タグを安価でかつ小さく実現することができ、物流管理や入退場管理など、様々な分野で利用が開始されている。
　なかでも、ＵＨＦ（Ultra　High　Frequency）帯の電波を用いたＲＦＩＤシステムでは、タグリーダ装置－タグ間の通信規約（エアプロトコル）として、EPC　Global　C1G2（Class1　Generation2）規格が規定されている。この規格では、タグからの返信方式の１つとして、ミラーサブキャリア方式が規定されている。ミラーサブキャリア方式では、タグリーダ装置がＣＷの送信を行う周波数チャネルとは別の周波数チャネルでタグからの返信を行うため、受信周波数チャネル以外の帯域外抑圧が理想的に行われると仮定した場合、タグリーダ装置間の深刻な干渉問題が回避できるという利点がある。タグリーダ装置がミラーサブキャリア信号を復調する従来の手法として、例えば下記特許文献１にディジタル復調部が相関演算を行う手法が記載されている。
特開２００８－１５４１７８号公報
　しかしながら、上記従来のタグリーダ装置では、受信側が相関演算を実施し続ける必要がある。そのため、ディジタル回路規模や消費電力が増大する、という問題がある。また、相関系列の比較的短い相関演算による帯域外抑圧のみでは、抑圧量が不十分で、パッシブ型ＲＦＩＤシステムでは深刻となる他リーダ装置からの干渉の影響が回避困難となり、ミラーサブキャリア方式を用いることによる利点が十分に発揮できない可能性がある、という問題がある。
　また、ディジタル復調部における帯域外抑圧の手法としては、相関演算を行う手法以外に、ディジタルバンドパスフィルタの適用による手法も考えられるが、量子化ビット数の制約に起因する量子化誤差が原因で、十分な帯域外抑圧量が得られない可能性がある。
　さらに、別の手法として、Ａ／Ｄ（Analog／Digital）変換によりディジタル信号を生成する前に、急峻な遮断特性を有した高次のアナログバンドパスフィルタを適用する手法が考えられる。アナログバンドパスフィルタでは量子化誤差が発生しないため、ディジタルフィルタよりも急峻な減衰特性が得られる利点がある。しかしながら、この手法では、アナログフィルタ特有の群遅延歪みが発生して受信波形が歪むことにより、受信特性が劣化する、という問題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回路規模や消費電力を増大させずに、他リーダ装置からの干渉の影響を回避し、かつ、受信特性の劣化を回避することができるタグリーダ装置およびデータ復調方法を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ＲＦＩＤシステムにおいて、タグからの受信信号の帯域外成分を抑制するフィルタを備えるタグリーダ装置であって、所定の送信データの単位ごとに、前記フィルタによって生じる群遅延歪みの影響が大きい位置である歪み位置を定めておき、受信信号を、歪み位置に対応する信号であるか否かを識別する群遅延歪み位置判定手段と、前記群遅延歪み位置判定手段が識別した歪み位置以外の位置の受信信号と、その歪み位置に対応する値をそれぞれ除いた前記送信データの単位ごとの想定される送信データパターンの候補と、の比較結果に基づいてデータ復調処理を実施するデータ復調手段と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、群遅延歪み位置検出手段が、受信信号を、群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置とそれ以外の位置に識別し、データ復調手段が、送信信号パターンの候補から群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置をマスクしたパターンを用いてデータ復調処理を行うようにしたので、回路規模や消費電力を増大させずに、他リーダ装置からの干渉の影響を回避し、かつ、受信特性の劣化を回避することができる、という効果を奏する。
図１は、本発明にかかるタグリーダ装置の実施の形態１の受信回路の機能構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。 図３は、群遅延歪みが発生する様子の概念を示す図である。 図４は、ミラーサブキャリア信号の信号パターンの一例を示す図である。 図５－１は、データ復調に用いる信号位置のパターンの一例を示す図である。 図５－２は、データ復調に用いる信号位置のパターンの一例を示す図である。 図６は、実施の形態２のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。 図７は、実施の形態３のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。 図８は、実施の形態４のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。 図９は、実施の形態４のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態４のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。 図１１は、実施の形態５のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。
　以下に、本発明にかかるタグリーダ装置およびデータ復調方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかるタグリーダ装置の実施の形態１の受信回路の機能構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態のタグリーダ装置の受信回路は、アナログベースバンド信号として入力される受信信号に対して他周波数チャネルからの干渉を抑圧するためのフィルタであるアナログバンドパスフィルタ１１－１，１１－２と、アナログバンドパスフィルタ１１が干渉を抑圧した受信信号をディジタルベースバンド信号へ変換するＡ／Ｄ変換器１２－１，１２－２と、ディジタルベースバンド信号に基づいてデータを復調するディジタル復調部１３と、で構成される。
　アナログバンドパスフィルタ１１－１，１１－２は、入力されるアナログベースバンド信号の同相成分（Ｉｃｈ），直交成分（Ｑｃｈ）に対してそれぞれ処理を実施する。また、Ａ／Ｄ変換器１２－１，１２－２は、アナログバンドパスフィルタ１１－１，１１－２がそれぞれ処理した受信信号をディジタルベースバンド信号の同相成分（Ｉｃｈ），直交成分（Ｑｃｈ）としてディジタル復調部１３に出力する。
　本実施の形態のタグリーダ装置は、ミラーサブキャリア方式を採用するパッシブ型ＲＦＩＤシステムにおいて、リーダ装置として機能する装置であり、タグにＣＷを送信し、タグへ送信するＣＷとは別の周波数チャネルでタグから返送されるミラーサブキャリア信号を受信して、受信した信号をデータ復調してタグから送信された情報を取得する。図１では、タグリーダ装置の機能のうち、ミラーサブキャリア信号の復調を行う受信回路の部分を示している。
　また、図２は、本発明におけるディジタル復調部１３の機能構成例を示す図である。図２に示すように、本実施の形態のディジタル復調部１３は、ディジタルベースバンド信号の同相成分（Ｉｃｈ），直交成分（Ｑｃｈ）をそれぞれの電力情報等に基づいて選択する、または、両成分の合成を行うＩＱ選択／合成部２１と、ディジタルベースバンド信号からプリアンブル等のフレーム先頭位置を示す部分を検出し、フレーム先頭位置を検出するフレーム先頭位置検出部２２と、を備える。また、本実施の形態のディジタル復調部１３は、さらに、フレーム先頭位置検出部２２が検出したフレーム先頭位置を基準にチップ数を数えて、群遅延歪みが比較的大きい位置とそれ以外の位置とを識別する群遅延歪み位置検出部２３と、ディジタルベースバンド信号に対してある特定の演算を行うことにより、データ復調の基準となる１データ単位のタイミング情報を再生するタイミング再生部２４と、ディジタルベースバンド信号とタイミング情報に基づいて、群遅延歪み位置検出部２３が識別した群遅延歪みの比較的大きい信号位置を除いて、信号パターン候補のいずれかとパターンが完全に一致するかを検査することによりデータ復調を行う完全一致型データ復調部２５と、を備える。
　ここで、従来のタグリーダ装置の受信機が、アナログバンドパスフィルタを用いて帯域外成分を抑圧する際に生じる群遅延歪みについて説明する。図３は、群遅延歪みが発生する様子の概念を示す図である。図３の上図は、ミラーサブキャリア方式で送受信される各信号の周波数スペクトルを示し、下図は、タグリーダ装置のアナログバンドパスフィルタの群遅延特性を示している。また、図中の送信信号Ａは、タグリーダ装置がタグへ伝送するＣＷを示し、ミラーサブキャリア信号Ｂは、タグからタクリーダ装置に送信される返送信号を示し、群遅延歪みＣは、アナログバンドパスフィルタを用いることにより生じる歪みである。
　群遅延歪みＣは、アナログバンドパスフィルタ通過帯域幅の両端で顕著に発生するため、干渉抑圧性能を高めようとしてアナログバンドパスフィルタの帯域を狭帯域にすればするほど、群遅延歪みの影響はより顕著に現れる。本実施の形態では、この群遅延歪みによる受信特性劣化を改善する方法について述べる。
　つぎに、本実施の形態の動作を説明する。タグリーダ装置のアナログバンドパスフィルタ１１－１，１１－２は、アナログベースバンド信号として入力される受信信号のＩｃｈ，Ｑｃｈに対してそれぞれ他周波数チャネルからの干渉を抑圧する。Ａ／Ｄ変換器１２は、アナログバンドパスフィルタ１１－１，１１－２の処理後のアナログベースバンド信号をそれぞれディジタルベースバンド信号へ変換する。そして、ディジタル復調部１３は、ディジタルベースバンド信号に基づいてデータの復調を行う。
　ディジタル復調部１３では、まず、ＩＱ選択／合成部２１が、ディジタルベースバンド信号のＩｃｈとＱｃｈのいずれかの選択処理、またはＩｃｈとＱｃｈの合成処理を実施する。具体的なＩｃｈとＱｃｈのいずれかの選択処理方法としては、たとえば、ＩｃｈとＱｃｈのそれぞれの電力値を求め、電力値が大きく信頼性が高いと判断される成分を選択する方法がある。ディジタル復調部１３は、このような選択処理を実施するか、または、ＩｃｈとＱｃｈのいずれかを選択せず、ＩｃｈとＱｃｈの信号を合成することにより、両成分の情報を活用して信頼性を高める合成処理を行う。
　フレーム先頭位置検出部２２は、ディジタルベースバンド信号に基づいて通常フレームの先頭に配置されるプリアンブルやユニークワード等の情報を検出することにより、フレーム先頭位置を検出する。タイミング再生部２４は、ディジタルベースバンド信号に対してある特定の演算を行うことにより、データ復調の基準となる１データ単位のタイミング情報を再生する。この特定の演算の具体例としては、例えば、ディジタルベースバンド信号に対してＤＦＴ（Discrete　Fourier　Transform）処理を施すことにより、自装置が有しているクロック周波数を基準とした場合のシンボル点位相値を算出し、受信信号のシンボルタイミングがどの位置に存在するかの情報を生成することにより１データ単位のタイミング情報を再生する。
　群遅延歪み位置検出部２３は、ディジタルベースバンド信号のデータ部分について、群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置であるか、それ以外の位置（群遅延歪みの影響が比較的小さい信号位置）であるか、を識別する。以下、この識別方法について詳細に説明する。図４は、ミラーサブキャリア信号の信号パターンの一例を示す図である。図４では、ミラーサブキャリア方式の拡散率を規定するパラメータであるＭの値が８の場合の信号パターンを示している。なお、EPC　Global　C1G2規格には、Ｍ＝８の他にＭ＝４，Ｍ＝２の場合が規定されており、Ｍ＝４，Ｍ＝２の場合も以下の方法を同様に適用できる。
　図４に示すように、Ｍ＝８の場合のミラーサブキャリア信号では、１ビットは１６チップで表現され、ビット“０”または“１”を送信する際には、それぞれ以下のチップ系列が送信される。
　・ビット“０”を送信する場合
チップ系列「ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ」または「ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ」を送信する。
　・ビット“１”を送信する場合
チップ系列「ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ」または「ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ」を送信する。
　アナログバンドパスフィルタによって生じる群遅延歪みの影響は、２チップ連続ＬまたはＨとなる信号位置（図４中の点線枠部分）で顕著となる。具体的には、１ビットを表現する１６チップに対して先頭から記号Ｃ０～Ｃ１５を割り振った場合、ビット“０”については、ビットの境目、すなわち、Ｃ０，Ｃ１５で群遅延歪みが多く発生する。また、ビット“１”に関しては、Ｃ７，Ｃ８に群遅延歪みが多く発生する。そこで、群遅延歪みが多く発生し影響が出やすい信号位置を、群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置として識別し、データ復調に用いないようにする。
　図５－１，５－２は、データ復調に用いる信号位置のパターンの一例を示す図である。図５－１，５－２では、それぞれ１ビットを表現する１６チップについて、データ復調に用いる信号位置のパターンの例を示しており、図中、×印がついている箇所はデータ復調に用いない信号位置（群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置として識別された部分）を示している。図５－１では、ビット“０”で群遅延歪みが大きい位置と、ビット“１”で群遅延歪みが大きい位置と、の両方の位置、すなわち、ビット“０”，ビット“１”のいずれかで群遅延歪みが大きい位置であるＣ０，Ｃ７，Ｃ８，Ｃ１５を復調に用いない場合のデータ復調パターンを示している。また、図５－２は、ビットごとにそれぞれで群遅延歪みが大きい位置を復調に使用しない場合、すなわち、ビット“０”ではＣ０とＣ１５を、ビット“１”ではＣ７とＣ８をそれぞれ復調に用いない場合のデータ復調パターンを示している。
　また、図５－１，５－２では、ビット“０”の（１）は、「ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ」のパターンを送信する場合を、（２）は、「ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ」を送信する場合を、それぞれ示し、ビット“１”の（３）は、「ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ」のパターンを送信する場合を、（４）は、「ＬＨＬＨ　ＬＨＬＨ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ」を送信する場合を、それぞれ示している。
　完全一致型データ復調部２５は、タイミング情報に基づいてディジタルベースバンド信号のシンボルごとの区切りを検出し、群遅延歪み位置検出部２３が識別した群遅延歪みの影響が比較的小さい信号位置の信号と、保持している送信信号パターンの候補から影響が比較的大きい信号位置をマスクしたパターン（データ復調パターン）と、を比較し、完全一致であるか否かを判定することにより、データの復調処理を実施する。以下、その完全一致型データ復調部２５の復調処理について具体例を挙げて説明する。ここでは、例として、タグからタグリーダ装置へビット“０”（チップ系列「ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ」）を送信した場合に、Ｃ０とＣ１５に群遅延歪みによる誤りが発生して、系列「ＬＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＨ」と誤って受信する場合について説明する。
　図５－１に示したデータ復調パターンを用いる場合、照合に用いる対象チップ数は、マスクする４チップを除き全部で１２チップである。この１２チップを用いて受信した系列「ＬＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＨ」の照合を行うと、（１）のパターンとの不一致数は０チップ（０／１２）であり、（２）のパターンとの不一致数は１２チップ（１２／１２）であり、（３），（４）のパターンとの不一致は、共に６チップ（６／１２）となり、完全に一致する（１）のパターンが送信されてきたパターンであると判定し、送信されてきたビット情報は“０”であると判定する。
　つぎに、図５－２に示したデータ復調パターンを用いる場合、上記と同じく「ＬＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＨ」と受信したとする。この場合、照合に用いる対象チップ数は、マスクする２チップを除き全部で１４チップである。この１４チップを用いて「ＬＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＨ」の照合を行うと、（１）のパターンとの不一致数は０チップ（０／１４）であり、（２）パターンとの不一致数は１４チップ（１４／１４）であり、（３），（４）のパターンとの不一致数は、共に７チップ（７／１４）となり、完全に一致する（１）のパターンが送信されてきたパターンであると判定し、送信されてきたビット情報は“０”であると判定する。
　なお、図５－１に示したデータ復調パターンを用いる場合には、（１）～（４）のパターンで、群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置としてマスクする位置が共通であるため、群遅延歪み位置検出部２３は、これらの４つの位置を群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置として識別すればよいが、図５－２の例では、ビット“０”とビット“１”とでマスクする位置が異なる。したがって、図５－２の例の場合は、群遅延歪み位置検出部２３が識別する際に、たとえば、ビット“０”のマスクする位置（群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置）について識別した情報と、ビット“１”のマスクする位置について識別した情報と、のどちらであるかを識別するための情報を渡す。そして、完全一致型データ復調部２５は、その情報に基づいて比較するパターンに対応する遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置を完全一致の比較に用いないようにする。
　このように、群遅延歪みの大きい信号位置に対して、たとえば、図５－１，５－２に示したようにマスク処理を行うことにより、アナログバンドパスフィルタで発生する群遅延歪みの影響を回避することができ、データ復調の精度を向上させることができる。
　つづいて、本実施の形態の復調エラー処理について説明する。具体例として、タグからタグリーダ装置へビット“０”（チップ系列「ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ」）を送信し、Ｃ０，Ｃ１４，Ｃ１５に誤りが発生して、系列「ＬＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＬＨ」として受信した場合を説明する。
　図５－１に示したデータ復調パターンを用いる場合、（１）のパターンとの不一致数は１チップ（１／１２）であり、（２）のパターンとの不一致数は１１チップ（１１／１２）であり、（３）のパターンとの不一致数は５チップ（５／１２）であり、（４）のパターンとの不一致数は７チップ（７／１２）となる。この場合は、完全一致となるパターンが存在しないため、完全一致型データ復調部２５は、復調不能と判定して、エラーパルスを出力して、該当フレームを破棄する。または、完全一致型データ復調部２５は、この時点ではエラーパルスは出力せずに、ビット“０”であるかビット“１”であるかをランダムに判定し、後に行うＣＲＣ（Cyclic　Redundancy　Check）のチェック等によりエラーを検出するようにしてもよい。
　なお、本実施の形態では、ベースバンド信号がＩｃｈとＱｃｈが別に入力され、ＩｃｈとＱｃｈのそれぞれに対して別にＡ／Ｄ変換を行う場合を例に説明したが、これに限らず、ＩＦ（Intermediate　Frequency）信号の状態で入力されるＩＦサンプリングの形式の場合に、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して、同様の処理を行うようにしてもよい。また、本実施の形態では、Ｍ＝８としたが、これに限らず、Ｍ＝４（１ビットを８チップで表現）やＭ＝２（１ビットを４チップで表現）の場合にも、本実施の形態と同様の処理を行うことができる。
　以上のように、本実施の形態では、群遅延歪み位置検出部２３が、ディジタルベースバンド信号から群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置とそれ以外の位置を識別し、完全一致型データ復調部２５が、送信信号パターンの候補から群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置をマスクしたパターンを用いて、群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置以外の位置のディジタルベースバンド信号に対して完全一致の判定を行うようにした。そのため、他リーダ装置からの干渉の影響を回避し、かつ、受信特性の劣化を回避することができる。
実施の形態２．
　図６は、本発明にかかるタグリーダ装置の実施の形態２のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。本実施の形態のタグリーダ装置の受信回路の構成は、実施の形態１のディジタル復調部１３をディジタル復調部１３ａに替える以外は実施の形態１と同様である。また、本実施の形態のディジタル復調部１３ａ以外の受信回路の動作は、実施の形態１と同様である。以下、実施の形態１と異なる部分について説明する。
　図６に示すように、本実施の形態のディジタル復調部１３ａは、実施の形態１のディジタル復調部１３の完全一致型データ復調部２５を最尤判定型データ復調部２６に替える以外は、実施の形態１のディジタル復調部１３と同様である。本実施の形態の最尤判定型データ復調部２６は、群遅延歪み位置検出部２３が識別した群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置以外の位置のディジタルベースバンド信号を用いて、想定される信号パターン候補の中で最も一致度が高い信号パターンを復調データとする。
　つづいて、本実施の形態の動作を説明する。ＩＱ選択／合成部２１、フレーム先頭位置検出部２２、群遅延歪み位置検出部２３、タイミング再生部２４の動作は、実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
　最尤判定型データ復調部２６は、群遅延歪み位置検出部２３が識別した群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置（群遅延歪みの比較的小さい信号位置）のディジタルベースバンド信号を用いて、群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置以外の位置をマスクした信号パターンの候補と一致度の最も高い信号パターンを復調データとすることにより、復調処理を実施する。以下、その復調処理について具体例を挙げて説明する。例えば、タグからタグリーダ装置へビット“０”（チップ系列「ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ」）を送信し、Ｃ０，Ｃ１，Ｃ１４，Ｃ１５に誤りが発生して、系列「ＬＨＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＬＨ」と受信した場合について説明する。
　図５－１のデータ復調パターンを用いる場合、照合に用いる対象チップ数は全部で１２チップであり、（１）のパターンとの不一致数は２チップ（２／１２）であり、（２）のパターンとの不一致数は１０チップ（１０／１２）であり、（３），（４）のパターンとの不一致数は共に６チップ（６／１２）であり、完全一致となるパターンが存在しない。最尤判定型データ復調部２６は、最も一致度の高いパターンである（１）のパターンが送信されたパターンであると判定し、送信されてきたビット情報は“０”であると判定する。図５－２のデータ復調パターンを用いる場合についても、同様に最も一致度の高いパターンを送信されたパターンと判定する。
　実施の形態１で説明した完全一致による復調では、群遅延により歪みが生じやすい位置以外の位置で誤りが生じた場合に復調できなかったが、本実施の形態では、群遅延により歪みが生じやすい位置以外の位置で多少の誤りが発生した場合でも、最も確からしいパターンが送信データであると判定することにより、データ復調を実施することができる。
　つぎに、本実施の形態の復調エラー処理を説明する。具体例として、タグからタグリーダ装置へビット“０”（チップ系列「ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ」）を送信し、Ｃ４，Ｃ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３に誤りが発生して、系列「ＨＬＨＬ　ＬＬＨＬ　ＨＬＬＨ　ＬＨＨＬ」として受信したした場合について説明する。なお、復調エラー処理に関する説明であるため、本例では、群遅延歪みが大きい位置に関する誤り易さは考慮していない。
　図５－１のデータ復調パターンを用いる場合、（１）のパターンおよび（３）のパターンとの不一致数は共に５チップ（５／１２）であり、（２）のパターンおよび（４）のパターンとの不一致数は共に１１チップ（１１／１２）であり、（１）のパターンと（２）のパターンとで不一致数が同一となることにより、送信されたパターンがビット“０”であるのかビット“１”であるのかが判定できない状態に陥る。このように判定不能に陥った場合には、最尤判定型データ復調部２６は、エラーパルスを出力して、該当フレームを破棄する形にしてもよい。または、この時点ではエラーパルスは発生せずに、ビット“０”かビット“１”か、をランダムに判定し、後に行うＣＲＣのチェック等によりエラーを検出する形にしてもよい。以上述べた以外の本実施の形態の動作は、実施の形態１と同様である。
　以上のように、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、群遅延歪み位置検出部２３は群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置とそれ以外の位置を識別し、最尤判定型データ復調部２６は、群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置以外の位置のディジタルベースバンド信号と、群遅延歪みの影響が比較的大きい信号位置をマスクした信号パターンの候補と、の一致度の最も高い信号パターンを復調データとするようにした。そのため、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、群遅延により歪みが生じやすい位置以外の位置で誤りが生じた場合にも復調データを求めることができ、実施の形態１より復調精度を向上させることができる。
実施の形態３．
　図７は、本発明にかかるタグリーダ装置の実施の形態３のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。本実施の形態のタグリーダ装置の受信回路の構成は、実施の形態１のディジタル復調部１３をディジタル復調部１３ｂに替える以外は実施の形態１と同様である。また、本実施の形態のディジタル復調部１３ｂ以外の受信回路の動作は、実施の形態１と同様である。以下、実施の形態１と異なる部分について説明する。
　図７に示すように、本実施の形態のディジタル復調部１３ｂは、実施の形態１のディジタル復調部１３の完全一致型データ復調部２５を最尤判定型軟判定データ復調部２７に替え、位置別尤度設定部２８を追加する以外は、実施の形態１のディジタル復調部１３と同様である。本実施の形態の位置別尤度設定部２８は、群遅延歪み位置検出部２３が識別した群遅延歪みの比較的大きい信号位置に関しては低い尤度を設定し、群遅延歪みの比較的小さい信号位置に関しては高い尤度を設定する。また、最尤判定型軟判定データ復調部２７は、位置別尤度設定部２８において設定した位置別尤度情報に基づいて、ベースバンドディジタル信号に対して位置に重み付けを施して合成し、想定される信号パターン候補の中で最も合成尤度値が高い信号パターンを復調データとする。
　つづいて、本実施の形態の動作を説明する。ＩＱ選択／合成部２１、フレーム先頭位置検出部２２、群遅延歪み位置検出部２３、タイミング再生部２４の動作は、実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
　位置別尤度設定部２８は、情報の確からしさを尤度として定義し、受信信号に基づいて各信号位置の尤度を算出する。本実施の形態では、この尤度算出方法として、群遅延歪み位置検出部２３が識別した群遅延歪みの比較的大きい信号位置に対しては低い尤度を設定し、群遅延歪みの比較的小さい信号位置に関しては高い尤度を設定する方法を採用する。
　具体的には、例えば、群遅延歪みの比較的大きい信号位置の尤度はα（０＜α＜１）に設定し、比較的小さい信号位置（群遅延歪みの比較的大きい信号位置以外の位置）の尤度は１に設定する。このときαの値は、アナログバンドパスフィルタの次数により予め適切な値を設定しておくことが望ましい。通常、同じカットオフ周波数で比較した場合、アナログバンドパスフィルタの次数を大きくすればするほど群遅延歪みの影響は大きくなるため、次数が比較的大きいフィルタを用いる場合にはαは小さめに、次数が比較的小さいフィルタを用いる場合にはαは大きめに設定することが望ましい。
　最尤判定型軟判定データ復調部２７は、位置別尤度設定部２８が設定した位置別尤度情報に基づき、ディジタルベースバンド信号に対して各信号位置の重み付けを施して合成し、想定される信号パターン候補の中で最も合成尤度値が高い信号パターンを復調データとする。以下、その復調処理について具体例を挙げて説明する。
　図５－１のデータ復調パターンを用いる場合、本実施の形態では、×印の部分は、復調に用いないのではなく、重み付けの係数が異なることになる。たとえば、群遅延歪みの比較的大きい信号位置の尤度をα＝０．２と設定する場合、図５－１の場合は、群遅延歪みが比較的大きい信号位置として扱うチップ数は×印をつけた４チップであり、これらの信号位置の尤度αを０．２に設定し、それ以外の位置はα＝１と設定する。そして、チップごとに送信パターン候補と比較し、一致したチップの尤度を合算して合計尤度とする。合計尤度値は、１６チップが完全一致した場合に最大値４×０．２＋１２×１．０＝１２．８をとる。
　例として、タグからタグリーダ装置へビット“０”（チップ系列「ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ」）を送信し、Ｃ０，Ｃ１，Ｃ１４，Ｃ１５に誤りが発生して、系列「ＬＨＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＨＬ　ＨＬＬＨ」として受信した場合について考える。この場合、（１）のパターンを想定した場合の合計尤度値は１０．４（１０．４／１２．８）であり、（２）のパターンを想定した場合の合計尤度値は２．４（２．４／１２．８）であり、（３），（４）のパターンを想定した場合の合計尤度値は共に６．４（６．４／１２．８）であり、最も尤度の高いパターンである（１）のパターンを、送信されたパターンであると判定し、送信されたビット情報は“０”であると判定する。図５－２のデータ復調パターンを用いる場合についても、同様に最も一致度の高いパターンを送信されたパターンと判定する。
　なお、たとえば、ビット“０”の場合とビット“１”の場合とで合計尤度値が完全に一致し、判定不能に陥った場合には、最尤判定型軟判定データ復調部２７は、エラーパルスを出力して、該当フレームを破棄する。または、この時点ではエラーパルスは出力せずに、ビット“０”かビット“１”か、をランダムに判定し、後に行うＣＲＣのチェック等によりエラーを検出するようにしてもよい。
　以上のように、本実施の形態では、位置別尤度設定部２８が群遅延歪みの比較的大きい信号位置の尤度αを他の位置より小さく設定し、最尤判定型軟判定データ復調部２７は、設定された尤度に基づいてディジタルベースバンド信号を合成して、合成後の信号と送信パターンの候補とを比較し、一致するチップの尤度の合計が最も大きくなるパターンを送信されたパターンと判定するようにした。そのため、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、群遅延歪みの大きさを左右するアナログバンドパスフィルタの次数等に合わせて適切なαの値を設定することができ、群遅延歪みの大きい信号位置のデータ復調への影響度を最適化することが可能となり、データ復調の精度を向上させることができる。
実施の形態４．
　図８～１０は、本発明にかかるタグリーダ装置の実施の形態４のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。本実施の形態のタグリーダ装置の受信回路の構成は、実施の形態１のディジタル復調部１３をディジタル復調部１３ｃ，１３ｄ，１３ｅのいずれかに替える以外は実施の形態１と同様である。また、本実施の形態のディジタル復調部１３ｃ，１３ｄ，１３ｅ以外の受信回路の動作は、実施の形態１と同様である。以下、実施の形態１と異なる部分について説明する。
　図８に示すように、本実施の形態のディジタル復調部１３ｃは、実施の形態１のディジタル復調部１３のタイミング再生部２４をタイミング再生部２４ａに替え、演算停止信号作成部２９を追加する以外は、実施の形態１のディジタル復調部１３と同様である。本実施の形態の演算停止信号作成部２９は、群遅延歪み位置検出部２３が識別した群遅延歪みの比較的大きい信号位置で、タイミング再生部２４ａの動作停止を指示する演算停止信号を作成する。タイミング再生部２４ａは、演算停止信号を受け取った場合は演算を停止する。
　また、図９に示すように、本実施の形態のディジタル復調部１３ｄは、実施の形態２のディジタル復調部１３ａのタイミング再生部２４をタイミング再生部２４ａに替え、演算停止信号作成部２９を追加する以外は、実施の形態２のディジタル復調部１３ａと同様である。タイミング再生部２４ａ，演算停止信号作成部２９は、図８のディジタル復調部１３ｃのタイミング再生部２４ａ，演算停止信号作成部２９と同様である。
　また、図１０に示すように、本実施の形態のディジタル復調部１３ｅは、実施の形態３のディジタル復調部１３ｂのタイミング再生部２４をタイミング再生部２４ａに替え、演算停止信号作成部２９を追加する以外は、実施の形態３のディジタル復調部１３ｂと同様である。タイミング再生部２４ａ，演算停止信号作成部２９は、図８のディジタル復調部１３ｃのタイミング再生部２４ａ，演算停止信号作成部２９と同様である。
　つづいて、本実施の形態の動作を説明する。ＩＱ選択／合成部２１、フレーム先頭位置検出部２２、群遅延歪み位置検出部２３、タイミング再生部２４ａ、完全一致型データ復調部２５、最尤判定型データ復調部２６、最尤判定型軟判定データ復調部２７、位置別尤度設定部２８の動作は、実施の形態１、２または３と同様であるため説明を省略する。
　タイミング再生部２４ａは、実施の形態１～３と同様に、受信信号（ディジタルベースバンド信号）に対して所定の演算処理を施すことにより、データ復調の基準となる１データ単位のタイミング情報を再生する。本実施の形態では、タイミング再生部２４ａは、演算停止信号作成部２９から出力された演算停止信号を受信すると、シンボルタイミングを求める演算を停止し、演算値の更新を停止する。すなわち、群遅延歪みの比較的大きい信号位置では受信信号（ディジタルベースバンド信号）を用いた演算を行わず、直前の演算値を用いてシンボルタイミングを再生することになる。また、タイミング再生部２４ａは、演算停止信号を所定の期間受信しない場合には、受信信号に基づく演算を再開し、演算値を更新する。
　群遅延歪みの比較的大きい信号位置では、タイミング再生部２４ａの演算精度が低下する可能性があるが、このように演算を停止することにより、その演算精度の低下の影響を避けることができる。以上述べた以外の本実施の形態の動作は、実施の形態１、２または３と同様である。
　以上のように、本実施の形態では、群遅延歪みの大きい信号位置において、タイミング再生部の演算を停止することにより、アナログバンドパスフィルタで発生する群遅延歪みによるシンボルタイミング推定精度の劣化を回避することが可能となり、データ復調の精度を向上させることができる。
実施の形態５．
　図１１は、本発明にかかるタグリーダ装置の実施の形態５のディジタル復調部の機能構成例を示す図である。本実施の形態のタグリーダ装置の受信回路の構成は、実施の形態３のディジタル復調部１３ｂをディジタル復調部１３ｆに替える以外は実施の形態３と同様である。また、本実施の形態のディジタル復調部１３ｆ以外の受信回路の動作は、実施の形態３と同様である。以下、実施の形態３と異なる部分について説明する。
　図１１に示すように、本実施の形態のディジタル復調部１３ｆは、実施の形態３のディジタル復調部１３ｂのタイミング再生部２４をタイミング再生部２４ｂに替え、演算重み付け情報作成部３０を追加する以外は、実施の形態３のディジタル復調部１３ｂと同様である。本実施の形態の演算重み付け情報作成部３０は、位置別尤度設定部２８が設定した位置ごとの尤度に基づき、タイミング再生部２４ｂで生成する演算値を更新する際の重み付け情報を作成する。
　つづいて、本実施の形態の動作を説明する。ＩＱ選択／合成部２１、フレーム先頭位置検出部２２、群遅延歪み位置検出部２３、最尤判定型軟判定データ復調部２７、位置別尤度設定部２８の動作は、実施の形態３と同様であるため、説明を省略する。
　演算重み付け情報作成部３０は、位置別尤度設定部２８が設定した位置ごとの尤度に基づき、タイミング再生部２４ｂが演算値を更新する際の重み付け情報を作成する。タイミング再生部２４ｂは、受信信号に対してある特定の演算を行うことにより、データ復調の基準となる１データ単位のタイミング情報を再生するが、この演算結果である演算値に対して重み付け情報に基づいて重み付け処理を行う。
　以下、具体例を挙げて演算重み付け情報作成部３０の処理を説明する。通常、タイミング再生処理の演算値生成は、瞬間的な雑音の発生による演算値精度の劣化を軽減するために、ある時定数に基づいた平均化処理を実施する。本実施の形態では、この平均化処理時の重み付け情報をβとし、位置別尤度設定部２８が設定した位置ごとの尤度、すなわち、群遅延歪みの大小によりβを設定する手法をとる。一例として、群遅延歪みが比較的小さい信号位置に関してはβ＝０．２とし、群遅延歪みが比較的大きい信号位置に関してはβ＝０．０５と設定する。位置別尤度設定部２８が設定したαと演算重み付け情報作成部３０の関係は、あらかじめ定めておきその関係に基づいてαからβを決定する。
　時刻ｎでの演算値をＸnとした場合、平均化処理後の演算値Ｙnは、例えば以下の式（１）で表すことができる。
　　Ｙn＝（１－β）Ｙn-1＋βＸn　　　　　　　　　　　　　　　…（１）
　時刻ｎ＝１での演算値をＸ1とすると、平均化出力Ｙ1は、Ｘ1を算出前の平均化出力Ｙ0とＸ1を用いて表現することができる。たとえば、Ｘ1に重畳されている群遅延歪みが比較的小さい位置での演算の結果である場合には、β＝０．２に設定することから、Ｙ1は以下の式（２）に従って算出できる。
　　Ｙ1＝（１－０．２）Ｙ0＋０．２Ｘ1＝０．８Ｙ0＋０．２Ｘ1　…（２）
　また、演算値Ｘ1に重畳されている群遅延歪みが比較的大きい位置での演算の結果である場合には、β＝０．０５に設定することから、Ｙ1は以下のように算出できる。
　　Ｙ1＝（１－０．０５）Ｙ0＋０．０５Ｘ1＝０．９５Ｙ0＋０．０５Ｘ1　
…（３）
　上記の式（２）および式（３）により、群遅延歪みが比較的大きい場合の方が、群遅延歪みが比較的小さい場合と比較して、平均化出力Ｙ1への演算値Ｘ1の影響度が小さくなることが確認できる。このように、歪みの大きいＸ1は平均化出力として反映されにくく、歪みの小さいＸ1は平均化出力として反映され易くなることにより、総合的に見て、演算値の精度を向上することができる。
　なお、本実施の形態では、演算重み付け情報作成部３０は、位置別尤度設定部２８の設定した尤度に基づいて重み付け情報を作成するようにしたが、これに限らず、群遅延歪み位置検出部２３の識別した結果に基づいて、群遅延歪みの比較的大きい信号位置でβを小さい値とするよう重み付け情報を作成するようにしてもよい。
　以上のように、本実施の形態では、演算重み付け情報作成部３０が、タイミング再生処理で用いる重み付け情報を群遅延歪みの比較的大きい信号位置では群遅延歪みの比較的小さい信号位置より小さく設定するようにした。そして、タイミング再生部２４ｂは、重み付け情報に基づいて対応する演算値を演算値の平均化処理に反映するようにした。そのため、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、アナログバンドパスフィルタで発生する群遅延歪みによるシンボルタイミング推定精度の劣化を回避することができ、データ復調の精度を向上させることができる。
　以上のように、本発明にかかるタグリーダ装置およびデータ復調方法は、パッシブ型ＲＦＩＤシステムに有用であり、特に、アナログフィルタの特性に起因する群遅延歪みが発生するシステムに適している。
　１１－１，１１－２　アナログバンドパスフィルタ
　１２－１，１２－２　Ａ／Ｄ変換器
　１３，１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄ，１３ｅ，１３ｆ　ディジタル復調部
　２１　ＩＱ選択／合成部
　２２　フレーム先頭位置検出部
　２３　群遅延歪み位置検出部
　２４，２４ａ，２４ｂ　タイミング再生部
　２５　完全一致型データ復調部
　２６　最尤判定型データ復調部
　２７　最尤判定型軟判定データ復調部
　２８　位置別尤度設定部
　２９　演算停止信号作成部
　３０　演算重み付け情報作成部

Claims (11)

  1. 　ＲＦＩＤシステムにおいて、タグからの受信信号の帯域外成分を抑制するフィルタを備えるタグリーダ装置であって、
    　所定の送信データの単位ごとに、前記フィルタによって生じる群遅延歪みの影響が大きい位置である歪み位置を定めておき、
    　受信信号を、歪み位置に対応する信号であるか否かを識別する群遅延歪み位置判定手段と、
    　前記群遅延歪み位置判定手段が識別した歪み位置以外の位置の受信信号と、その歪み位置に対応する値をそれぞれ除いた前記送信データの単位ごとの想定される送信データパターンの候補と、の比較結果に基づいてデータ復調処理を実施するデータ復調手段と、
    　を備えることを特徴とするタグリーダ装置。
  2. 　前記データ復調手段は、前記比較結果が完全一致した場合に、一致した送信データパターンの候補を復調データとすることを特徴とする請求項１に記載のタグリーダ装置。
  3. 　前記データ復調手段は、前記比較結果に基づいて、最も一致度の高い送信データパターンの候補を復調データとすることを特徴とする請求項１に記載のタグリーダ装置。
  4. 　ＲＦＩＤシステムにおいて、タグからの受信信号の帯域外成分を抑制するフィルタを備えるタグリーダ装置であって、
    　所定の送信データの単位ごとに、前記フィルタによって生じる群遅延歪みの影響が大きい位置である歪み位置を定めておき、
    　受信信号を、歪み位置に対応する信号であるか否かを識別する群遅延歪み位置判定手段と、
    　歪み位置に対する尤度と歪み位置以外の位置に対する尤度とを、歪み位置以外の位置に対する尤度が歪み位置に対する尤度より高くなるよう設定する位置別尤度設定手段と、
    　受信信号と前記送信データの単位ごとの想定される送信データパターンの候補との比較結果、および前記位置別尤度設定手段が設定した尤度、に基づいてデータ復調処理を実施するデータ復調手段と、
    　を備えることを特徴とするタグリーダ装置。
  5. 　前記尤度を、前記フィルタの次数に基づいて設定することを特徴とする請求項４に記載のタグリーダ装置。
  6. 　前記データ復調手段は、前記送信データの単位ごとの想定される送信データパターンの候補ごとに、前記比較結果が一致した場合、その位置に対応する尤度を加算し、加算結果の最も大きい送信データパターンの候補を復調データとすることを特徴とする請求項４または５に記載のタグリーダ装置。
  7. 　受信信号に基づいて、前記データ復調手段がデータ復調の基準とするタイミング情報を再生するタイミング再生手段と、
    　歪み位置で、前記タイミング再生手段の処理の停止を指示するための演算停止信号を作成する演算停止信号作成手段と、
    　をさらに備え、
    　前記タイミング再生手段は、前記演算停止信号を受信した場合には、その位置に対応する受信信号に基づく前記タイミング情報の更新を行わないことを特徴とする請求項１～６のいずれか１つに記載のタグリーダ装置。
  8. 　受信信号に基づいて、前記データ復調手段がデータ復調の基準とするタイミング情報を再生するタイミング再生手段と、
    　前記位置別尤度設定手段が設定した尤度に基づいて、タイミング情報再生処理の演算で用いる位置ごとの重み付け係数である演算重み係数を求める演算重み付け手段と、
    　をさらに備え、
    　前記タイミング再生手段は、前記受信信号に所定の演算を実施して演算値を求め、複数の演算値を用いて所定の処理を実施することによりタイミング情報を再生することとし、前記演算重み係数に基づいて、対応する位置の受信信号を用いて求めた演算値に重み付けを実施し、前記所定の処理を、複数の重み付け後の演算値を用いて実施することを特徴とする請求項４、５または６に記載のタグリーダ装置。
  9. 　歪み位置を、想定される送信データパターンの候補ごとの同一データが連続する位置に基づいて定めることを特徴とする請求項１～８のいずれか１つに記載のタグリーダ装置。
  10. 　ＲＦＩＤシステムにおいて、タグからの受信信号の帯域外成分を抑制するフィルタを備えるタグリーダ装置におけるデータ復調方法であって、
    　所定の送信データの単位ごとに、前記フィルタによって生じる群遅延歪みの影響が大きい位置である歪み位置を定める歪み位置設定ステップと、
    　受信信号を、歪み位置に対応する信号であるか否かを識別する群遅延歪み位置判定ステップと、
    　前記群遅延歪み位置判定ステップで識別した歪み位置以外の位置の受信信号と、歪み位置に対応する値をそれぞれ除いた前記送信データの単位ごとの想定される送信データパターンの候補と、の比較結果に基づいてデータ復調処理を実施するデータ復調ステップと、
    　を含むことを特徴とするデータ復調方法。
  11. 　ＲＦＩＤシステムにおいて、タグからの受信信号の帯域外成分を抑制するフィルタを備えるタグリーダ装置におけるデータ復調方法であって、
    　所定の送信データの単位ごとに、前記フィルタによって生じる群遅延歪みの影響が大きい位置である歪み位置を定める歪み位置設定ステップと、
    　受信信号を、歪み位置に対応する信号であるか否かを識別する群遅延歪み位置判定ステップと、
    　歪み位置に対する尤度と歪み位置以外の位置に対する尤度とを、歪み位置以外の位置に対する尤度が歪み位置に対する尤度より高くなるよう設定する位置別尤度設定ステップと、
    　受信信号と前記送信データの単位ごとの想定される送信データパターンの候補との比較結果、および前記位置別尤度設定ステップで設定した尤度、に基づいてデータ復調処理を実施するデータ復調ステップと、
    　を含むことを特徴とするデータ復調方法。
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