WO2009153840A1 - 光送信器及び光送信器の制御方法 - Google Patents

光送信器及び光送信器の制御方法 Download PDF

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葛上寛
石川智久
田中智登
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富士通株式会社
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    • G—PHYSICS
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    • G02F2203/00—Function characteristic
    • G02F2203/20—Intrinsic phase difference, i.e. optical bias, of an optical modulator; Methods for the pre-set thereof

Definitions

  • the present invention relates to an optical transmitter used in an optical communication system.
  • an optical transmitter modulates light from a laser with an external modulator.
  • an interferometer type modulator As the external modulator, an interferometer type modulator is known.
  • the interferometer-type modulator changes the bias voltage in a non-modulation state, the output light of the interferometer-type modulator exhibits a periodic attenuation characteristic. Therefore, in order to increase the degree of modulation, the interferometer type modulator needs to perform modulation between the peak and bottom values of the attenuation characteristic of the interferometer type modulator or between the values. For this reason, when optical modulation is performed by the interferometer type modulator, the optical transmitter needs to control the amplitude voltage of the modulation signal and its bias voltage so as to fall between the peak and bottom values of the attenuation characteristic.
  • An automatic bias control circuit is known as a circuit for controlling a bias voltage of an interferometric modulator.
  • the ABC circuit superimposes the low frequency signal on the modulation signal, extracts the low frequency signal component from the output light component of the modulator, compares the superimposed low frequency signal with the low frequency signal component extracted from the output light, and controls the bias voltage To do.
  • Such an optical transmitter including an ABC circuit is described in Patent Document 1. JP 2004-20839 A
  • a laser diode is used as a light source for transmitting light input to the interferometric modulator of the optical transmitter.
  • the laser diode power increases nonlinearly up to the target optical power. For this reason, even if the light source is turned on, it does not emit light immediately.
  • the target optical power is about 13 dBm (about 20 mW) and the response time constant of the ABC circuit of the optical modulator is designed to be about 200 msec.
  • the response time constant of the ABC circuit is 200 sec.
  • the optical transmitter when the optical transmitter is started, it takes time to lock the bias voltage depending on the rising of the light source that transmits the light input to the interferometric modulator.
  • An object of the present invention is to provide an optical transmitter including an interferometer type modulator that has a short bias voltage lock time.
  • a light source an optical modulator that modulates light from the light source with an interferometer using a modulation signal, and an ABC circuit that controls a bias voltage applied to the optical modulator.
  • the transmitter is controlled so that the loop gain of the ABC circuit becomes a constant value even if the output power of the light source changes.
  • the response time constant of the bias voltage of the modulation signal is set. Can be shortened.
  • Diagram showing the configuration of the optical transmitter Diagram showing the relationship between loop gain and response time constant The figure which shows the concrete structure of each part of FIG. The figure which shows the waveform of each part of FIG.
  • the figure which shows the time chart of the characteristic of each part of the optical modulator of the structure of FIG. The figure which shows the concrete structure of each part of FIG. Time chart of characteristics of each part of optical modulator configured as shown in FIG.
  • the figure which shows the concrete structure of each part of FIG. The figure which shows the waveform of each part of FIG.
  • the figure which shows the concrete structure of each part of FIG. The figure which shows the waveform of each part of FIG.
  • the figure which shows the waveform of each part of FIG. The figure which shows the example comprised with the processing apparatus 6
  • the figure which shows the example comprised with the processing apparatus 6 The figure which shows the structure of the processing apparatus 6
  • Optical Transmitter 2 Light Source 21 LD Module 210 Laser 211 PD for Monitor 24 Current-voltage conversion circuit 25 Low-pass filter 26 Reference voltage 23 Comparator 22 LD driver 3 Optical modulator 31 Mach-Zehnder type modulator 310 Electrode 32 Output waveguide 33 Monitor waveguide 34 Monitor PD 4 Automatic bias control circuit (ABC circuit) 41 Modulation driver 42 Low-frequency signal source 43 Phase comparator 44 Low-pass filter 45A, 45B Variable gain amplifier 46 Band-pass filter 47 Current-voltage converter 48 Bias supply 5A, 5B Gain controller 51 Optical output comparator 51 52 Reference value holding unit 53 Switching unit 54 Timer
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of the optical transmitter 1.
  • the optical transmitter 1 includes a light source 2, an optical modulator 3, an automatic bias control circuit (ABC circuit) 4, and a gain control unit 5.
  • the light source 2 generates light.
  • the generated light is input to the optical modulator 3.
  • the optical modulator 3 inputs the light from the light source 2 to a modulator configured with a Mach-Zehnder interferometer. Further, the optical modulator 3 modulates light from the light source 2 by adding a modulation signal to the electrode of the modulator.
  • the ABC circuit 4 superimposes a low frequency signal on the modulation signal applied to the optical modulator 3.
  • the ABC circuit 4 extracts a low frequency signal component from the output light component of the modulator, compares the low frequency signal superimposed on the modulation signal with the low frequency signal component extracted from the output light, and applies the bias voltage to the optical modulator 3.
  • the ABC circuit 4 includes a gain variable unit that varies the loop gain of bias voltage control.
  • the gain control unit 5 controls the loop gain of the ABC circuit to be a constant value even when the output power of the light source 2 changes.
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship between loop gain and response time constant. Characteristic A shows when the optical output power is normal (about 13 dBm), and characteristic B shows a state where the optical output power is 30 dB smaller than normal. 2 that the loop gain of the ABC circuit 4 is small when the output of the light source 2 is small, and the loop gain of the ABC circuit 4 is large when the output of the light source 2 is small. Further, FIG. 2 shows that the response time constant ⁇ is long when the optical output power is small, and the response time constant ⁇ is short when the optical output power is large.
  • the gain control unit 5 increases the loop gain so as to be the normal loop gain of the ABC circuit 4.
  • the optical transmitter 1 can shorten the response time constant until the bias voltage is set by increasing the loop gain so as to be the normal loop gain.
  • the loop gain also becomes larger than the preset loop loop gain. In this case, it reacts too sensitively to the rise of the light source 2. If it reacts too sensitively, the bias control voltage causes chattering. Therefore, in this case, the bias control voltage may not be stabilized. In the embodiment of FIG. 1, the normal loop gain is maintained corresponding to the change in the output power of the light source 2.
  • the light source 2 includes a laser diode (LD) module 21, an LD driver 22, a comparator 23, a current-voltage conversion circuit 24, a low-pass filter 25, and a reference voltage 26.
  • the LD module 21 includes a laser 210 and a monitoring photodiode (monitoring PD) 211.
  • the LD driver 22 supplies current to the LD module 21, the LD module 21 outputs laser light.
  • the monitor PD 211 monitors the rear output of the LD module 21.
  • the current-voltage conversion circuit 24 converts the output current of the monitoring PD 211 into a voltage.
  • the low-pass filter 25 converts the voltage component converted by the current-voltage conversion circuit 24 into a DC component.
  • the comparator 23 compares the reference voltage 26 with the output voltage of the low pass filter 25.
  • the comparison result of the comparator 23 is supplied to the LD driver 22.
  • the LD driver 22 keeps the output power of the LD 210 constant based on the comparison result of the comparator 23.
  • the optical modulator 3 includes a Mach-Zehnder type modulator 31, an electrode 310, an output waveguide 32, a monitor waveguide 33, and a monitor PD 34.
  • Light from the light source 2 is input to the Mach-Zehnder type modulator 31.
  • the Mach-Zehnder modulator 31 splits the input light into two optical paths, and then couples the light in the two optical paths to cause optical interference.
  • An electrode 310 is formed on one of the branched optical paths of the Mach-Zehnder type modulator 31.
  • a modulation signal and a bias voltage are supplied from the ABC circuit 4 to the electrode 310.
  • the output waveguide 32 and the monitor waveguide 33 receive the output light from the Mach-Zehnder modulator 31.
  • the output waveguide 32 outputs light to the transmission line.
  • the monitor PD 34 is provided at the end of the monitor waveguide 33. The monitor PD 34 converts the output light of the Mach-Zehnder modulator 31 into a current.
  • the ABC circuit 4 includes a modulation driver unit 41, a low-frequency signal source unit 42, a phase comparison unit 43, a low-pass filter unit 44, a variable gain amplification unit 45A, a band-pass filter unit 46, a current-voltage conversion circuit 47, and a bias supply unit 48. ing.
  • the modulation driver unit 41 superimposes the low frequency signal from the low frequency signal source unit 42 on the modulation signal (input signal), and supplies the modulation signal on which the low frequency signal is superimposed on the electrode 310 of the Mach-Zehnder type modulator 31.
  • FIG. 4A and FIG. 4B show the modulation signal on which the signal is superimposed.
  • the current-voltage conversion circuit 47 converts the monitor current from the monitor PD 34 into a voltage.
  • the monitor current from the monitor PD 34 is in the state of e in FIG.
  • the band-pass filter unit 46 extracts a low frequency component from the voltage converted by the current / voltage conversion circuit 47.
  • the extracted low frequency component is d in FIG.
  • the output of the band pass filter unit 46 is input to the variable gain amplification unit 45A.
  • the variable gain amplifying unit 45 A gives a predetermined gain to the voltage from the current-voltage conversion circuit 47 and outputs it to the phase comparison unit 43.
  • the signal gained by the variable gain amplifying unit 45A is c in FIG.
  • the phase comparison unit 43 compares the low frequency signal from the low frequency signal source unit 42 with the signal from the variable gain amplification unit 45 ⁇ / b> A and outputs the comparison result to the low pass filter unit 44.
  • the low-pass filter unit 44 converts the output from the phase comparison unit 43 into a direct current component and outputs it to the bias supply unit 48.
  • the bias supply unit 48 changes the bias voltage based on the output of the low-pass filter unit 44 and supplies the bias voltage to the electrode 310 of the Mach-Zehnder modulator 31.
  • the gain control unit 5A is a specific example of the gain control unit 5 of FIG.
  • the gain control unit 5A includes an optical output comparison unit 51 and a reference value holding unit 52.
  • the light output comparison unit 51 compares the output of the current-voltage conversion circuit 24 of the light source 2 with the reference value of the reference value holding unit 52, and the loop gain of the ABC control circuit 4 is constant even if the output power of the light source 2 changes.
  • a signal for controlling the gain of the variable gain amplifying unit 45A in the ABC control circuit 4 is output so as to be a value.
  • FIG. 5 shows a time chart of characteristics of each part of the optical modulator configured as shown in FIG.
  • FIG. 5A shows the laser current.
  • FIG. 5B shows the laser power.
  • FIG. 5C shows the bias voltage.
  • FIG. 5D shows the loop gain.
  • FIG. 5E shows the gain of the variable gain amplifier.
  • FIG. 5F shows the optical transmitter output.
  • the LD current injection starts at t0, but the current of the LD 210 in FIG.
  • the LD current in FIG. 5A rises and the LD current exceeds the threshold at t1, the LD 210 starts to emit light.
  • the LD 210 is extinguished or has extremely low output power. Even if the gain variable amplification section 45A increases the gain in the period between t0 and t1, it is difficult to obtain a steady-state loop gain. Further, even if a sufficient loop gain is obtained by the variable gain amplifying unit 45A, oscillation or the like occurs with a slight fluctuation in light output. Accordingly, the gain control of the variable gain amplifying unit 45A is not performed during the period between t0 and t1.
  • the optical output comparison unit 51 in the gain control unit 5A performs gain variable amplification.
  • the gain of the unit 45A is increased to the value of a1.
  • the loop gain of the ABC circuit 4 becomes the same value as in the steady state.
  • the LD output P1 in FIG. 5B which is the control start timing, is preferably set to ⁇ 10 dB to ⁇ 20 dB of the target optical output power from the general dynamic range of the variable gain amplifier.
  • the gain of the variable gain amplifying unit 45A is calculated by the following equation.
  • ampG setLG ⁇ setMONITOR / currentMONITOR (1)
  • ampG is the gain of the variable gain amplification unit
  • setLG is the steady-state loop gain
  • setMONITOR is the value of the monitor PD 211 in the steady state
  • currentMONITOR is the current value of the monitor PD 211.
  • the gain of the variable gain amplifying unit 45A is gradually decreased in inverse proportion to the light output that increases with time so as not to exceed the steady-state loop gain. This is because ringing may occur if the loop gain at steady state is exceeded.
  • the bias voltage of the Mach-Zehnder type external modulator converges to the optimum value, and the optical waveform is stabilized.
  • the gain of the variable gain amplifying unit 45A is gradually reduced according to the equation (1).
  • FIG. 6 is different from FIG. 3 in the configuration of the gain controller 5A.
  • 6 includes a light output comparison unit 51, a reference value holding unit 52, a switching unit 53, and a timer 54.
  • the light output comparison unit 51 compares the output of the current-voltage conversion circuit 24 of the light source 2 with the reference value of the reference value holding unit 52, and the loop gain of the ABC control circuit 4 is constant even if the output power of the light source 2 changes.
  • a signal for controlling the gain of the variable gain amplifying unit 45A in the ABC control circuit 4 is output so as to be a value.
  • the output signal of the optical output comparison unit 51 is input to the switching unit 53.
  • the timer 54 is activated when the optical output comparison unit 51 starts control, and when a predetermined time has elapsed from the activation, the timer 54 controls the switching unit 53 and outputs a control signal output from the optical output comparison unit 51 to the variable gain amplification unit 45A. Shut off.
  • the gain control unit 5 ⁇ / b> A sets the gain of the variable gain amplification unit 45 ⁇ / b> A of the ABC circuit for a predetermined time from when the output from the monitoring PD 211 provided in the light source 2 reaches a predetermined value. Change.
  • FIG. 7 shows a time chart of the characteristics of each part of the optical modulator configured as shown in FIG.
  • FIG. 7A shows the laser current.
  • FIG. 7B shows the laser power.
  • FIG. 7C shows the bias voltage.
  • FIG. 7D shows the loop gain.
  • FIG. 7E shows the gain of the variable gain amplifier.
  • FIG. 7F shows the optical transmitter output.
  • LD current injection is started as shown in FIG. 7A.
  • the LD current exceeds the threshold current, and the LD 210 starts to emit light as shown in FIG. 7B.
  • the gain control unit 5A increases the gain of the variable gain amplification unit 45A according to the LD output light as shown in FIG. 7E.
  • the bias voltage of the Mach-Zehnder type external modulator converges to the optimum value, and the optical waveform is stabilized, so that the bias voltage of the optical modulator 1 is stabilized at the optimum point.
  • the gain of the variable gain amplifying unit 45A is restored. The time from t2 to t3 is set in the timer 54 after calculation or experiment.
  • the loop gain 7 is operated when the gain of the variable gain amplifying unit 45A is gradually reduced, the loop gain temporarily exceeds a steady value due to a control delay of the variable gain amplifying unit 45A, and the ringing is performed. This is to prevent the occurrence of the above.
  • the bias voltage After the bias voltage has converged to the optimum point, there is no problem even if the loop gain and response time constant are reduced. If the time from t2 to t3 is 400 msec, which is about twice the response time constant, the bias voltage of the Mach-Zehnder modulator 31 converges to the optimum point.
  • variable gain amplification unit 45A of the ABC circuit 4 of FIG. 6 is a variable gain amplification unit 45B.
  • variable gain amplification section 45B is provided between the modulation driver section 41 and the low frequency signal source section 42 and amplifies the low frequency signal that is the output of the low frequency signal source section 42. Further, in FIG. 8, the output of the bandpass filter unit 46 is directly input to the phase comparison unit 43. That is, the gain control unit 5A controls the gain of the low frequency signal component by the gain variable amplification unit 45B of the ABC circuit.
  • the operation of the optical modulator 1 in FIG. 8 is the same as the time chart in FIG. In FIG. 8, since the variable gain amplification unit 45B amplifies the low frequency signal, the superimposed low frequency signal becomes larger than that in FIG. 4 during the period from t2 to t3 in FIG. 7, as shown in FIG. Yes. Even if the low-frequency signal is varied as shown in FIG. 8, the loop gain of the ABC circuit can be controlled.
  • t2 in FIG. 7, that is, the LD output P1 at the control start timing is the target optical output power from the general dynamic range of the gain variable amplifying unit 45B and the superposition rate limit of the low frequency signal. It is better to set to about -10 dB.
  • FIG. 10 A specific configuration of each part in FIG. 1 will be described with reference to FIG. 10, the same parts as those in FIGS. 1 and 6 are denoted by the same reference numerals. The description of the same part as in FIG. 6 is omitted.
  • the gain controller 5A of FIG. 6 is a gain controller 5B.
  • the gain control unit 5B uses the voltage output of the current-voltage conversion circuit 47 of the ABC circuit 4 as an input of the light output comparison unit 51 instead of the monitor of the light source 2.
  • the gain control unit 5B is otherwise the same as the gain control unit 5A in FIG. Therefore, the operation time chart is the same as FIG.
  • FIG. 11 differs from FIG. 10 in the configuration of the gain control unit 5B.
  • the switching unit 54 cuts off the control signal output from the optical output comparison unit 51 to the variable gain amplification unit 45A.
  • FIG. 12 shows an example in which a part of the functions of the ABC circuit 4 and the light source 2 of FIG. 1 and the gain control unit 5 are configured by a processing device 6 such as a central processing unit CPU or a microprocessor unit (MPU). 12, the same members as those in FIGS. 1 and 3 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • a processing device 6 such as a central processing unit CPU or a microprocessor unit (MPU). 12
  • CPU central processing unit
  • MPU microprocessor unit
  • the amplifier 461 amplifies the output from the bandpass filter unit 46 to a level that the analog-digital converter 462 can receive.
  • the analog-digital converter 462 converts the output from the amplifier 461 into a digital signal.
  • the digital information digitally converted by the analog-digital converter 462 is input to the input interface 62 of the processing device 6.
  • the rectangular wave signal from the low frequency signal source 42 is fed to the input interface 64 of the processing unit 6.
  • the processing device 6 performs a phase comparison process 43 ⁇ / b> C using information from the input interface 64 and digital information input to the input interface 62.
  • the phase comparison process result is subjected to a variable gain amplification process 45C for varying the gain according to the light emission amount of the LD 210.
  • the result of the variable gain amplification process is smoothed by the low pass filter process 44C.
  • the smoothed value is supplied to the bias supply unit 48C via the output interface 63.
  • the bias supply unit 48C includes a digital-analog converter 482 and an amplifier 481.
  • the digital / analog converter 482 outputs an analog signal based on the digital information from the output interface 63.
  • the output of the digital-analog converter 482 is amplified by the amplifier 481 and supplied to the electrode 310 as a bias voltage.
  • the digital-analog converter 482 converts the low-frequency signal information subjected to the low-pass filter processing 421 into an analog value.
  • the analog-converted low frequency signal is amplified by the amplifier 423 via the capacitor 424.
  • the low frequency signal amplified by the amplifier 423 is input to the modulation driver 41.
  • the modulation driver 41 superimposes the low frequency signal on the modulation signal and supplies the modulation signal to the electrode 310.
  • the current from the monitor PD 211 is converted into a digital value by the analog-digital converter 24C.
  • the current value digitally converted by the analog-digital converter 24C is input to the input interface 66 of the processing device 6.
  • the digitally converted current value is compared with a reference value by the comparison process 23C, and is input to the digital / analog converter 22C via the output interface 67.
  • the digital-analog converter 22C converts the result of the comparison process into an analog value and supplies it to the laser 210.
  • the current value digitally converted by the analog-digital converter 24C is made to correspond to the output of the laser 210 in the gain control process 5c, and the value of the gain performed in the variable gain amplification process 45C is determined.
  • the gain determined in the gain control process 5c is performed at a timing corresponding to the laser power in FIG. 5E or 7E.
  • the control process is performed from the input interface 66 based on the value of the monitor PD 211, but the gain control process 5c determines the gain value to be performed in the variable gain amplification process 45C based on the information from the input interface 62. Also good. Further, the variable gain amplification processing 45C may perform processing based on information from the input interface 62 before the phase comparison processing 43C. Further, the variable gain amplification processing 45C may perform processing based on information from the filter processing 44C.
  • FIG. 13 is a modification of FIG. 12, and the same members as those in FIG.
  • variable gain amplification process 45C performs an operation so that the output of the filter process 421 is amplified.
  • the control process is performed from the input interface 66 based on the value of the monitor PD 211, but the gain control process 5c determines the gain value to be performed in the variable gain amplification process 45C based on the information from the input interface 62. Also good.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration of the processing device 6 of FIGS. 12 and 13.
  • the processing device 6 includes a calculation unit 61, input interfaces 62, 64, 66, output interfaces 63, 65, 67, and a processing program storage unit 68.
  • the processing program storage unit 68 stores processing programs for phase comparison processing 43C, low-pass filter processing 44C, variable gain amplification processing 45C, low-pass filter processing 421, comparison processing 23C, and gain control processing 5c.
  • the calculation unit 61 calculates information from each input interface from the processing program storage unit 68 in a predetermined order, and outputs information from each output interface.

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Abstract

　光送信器は光を発生する光源と、変調信号を用いて干渉計で光源からの光を変調する光変調器と、変調信号に低周波信号を重畳し、変調器の出力光成分から低周波信号成分を取り出し、変調信号に重畳した低周波信号と出力光から取り出した低周波信号成分を比較して光変調器に与えるバイアス電圧を制御し、制御のループ利得を可変する利得可変増幅部を備えた自動バイアス制御回路と、光源の出力パワーが変化しても自動バイアス制御回路のループ利得が一定の値になるように自動バイアス制御回路の利得可変増幅部を制御する利得制御部とを備える。

Description

光送信器及び光送信器の制御方法
　本発明は光通信システムに用いられる光送信器に関する。
　近年、高速に信号を変調するため、光送信器はレーザからの光を外部変調器で変調している。外部変調器は干渉計型の変調器が知られている。干渉計型変調器は無変調状態でバイアス電圧を変化させた場合に、干渉計型変調器の出力光は周期的な減衰特性を示す。従って、干渉計型変調器は変調度を高くするために、干渉計型変調器の減衰特性のピークとボトムの値またはその間で変調を行う必要がある。このため、干渉計型変調器で光変調を行う場合、減衰特性のピークとボトムの値またはその間に入るように、光送信器は変調信号の振幅電圧とそのバイアス電圧を制御する必要がある。
　自動バイアス制御回路（ＡＢＣ回路）は干渉計型変調器のバイアス電圧を制御する回路として知られている。ＡＢＣ回路は変調信号に低周波信号を重畳し、変調器の出力光成分から低周波信号成分を取り出し、重畳した低周波信号と出力光から取り出した低周波信号成分を比較してバイアス電圧を制御する。このような、ＡＢＣ回路を備えた光送信器は特許文献１に記載されている。
特開２００４－２０８３９号公報
　ＡＢＣ回路を備えた光送信器は干渉計型変調器に入力される光パワーが小さいと光変調器の出力光成分が小さくなる。干渉計型変調器に入力される光パワーが小さい場合、ＡＢＣ回路が干渉計型変調器の出力光から取り出した低周波成分の振幅も小さくなる。
　一方、光送信器の干渉計型変調器に入力される光を送る光源はレーザダイオードを用いる。レーザダイオードは目的とする光パワーまでは非線形にパワーが上昇する。このため、光源のパワーをオンしてもすぐに発光しない。
　例えば、目的とする光パワーが約１３ｄＢｍ（約２０ｍＷ）で、光変調器のＡＢＣ回路の応答時定数が２００ｍｓｅｃ程度に設計されているとする。光変調器の光源の立ち上がり時は出力パワーが３０ｄＢ低い場合が想定される。この場合は、ＡＢＣ回路の応答時定数は２００ｓｅｃになる。
　従って、光送信器の立ち上げ時は、干渉計型変調器に入力される光を送る光源の立ち上がりに依存して、バイアス電圧をロックするのに時間がかかる。
　本発明の目的は、バイアス電圧のロック時間が短い干渉計型変調器を備えた光送信器を提供することである。
　上記の目的を達成するため、光源と、変調信号を用いて干渉計で該光源からの光を変調する光変調器と、該光変調器に与えるバイアス電圧を制御するＡＢＣ回路とを備えた光送信器において、該光源の出力パワーが変化しても該ＡＢＣ回路のループ利得が一定の値になるように制御する。
　実施形態によれば、ＡＢＣ回路のループ利得をレーザの出力パワーの変化に対応させて制御することで、干渉計型変調器を備えた光送信器において、変調信号のバイアス電圧の応答時定数を短くすることができる。
光送信器の構成を示す図 ループ利得と応答時定数の関係を示す図 図１の各部の具体的な構成を示す図 図１の各部の波形を示す図 図３の構成の光変調器各部の特性のタイムチャートを示す図 図１の各部の具体的な構成を示す図 図６の構成の光変調器各部の特性のタイムチャート 図１の各部の具体的な構成を示す図 図８の各部の波形を示す図 図１の各部の具体的な構成を示す図 図１の各部の波形を示す図 処理装置６で構成した例を示す図 処理装置６で構成した例を示す図 処理装置６の構成を示す図
符号の説明
１　光送信器
２　光源
２１　ＬＤモジュール
２１０　レーザ
２１１　モニタ用ＰＤ
２４　電流電圧変換回路
２５　ローパスフィルタ
２６　参照電圧
２３　比較器
２２　ＬＤドライバ
３　光変調器
３１　マッハツェンダ型変調器
３１０　電極
３２　出力導波路
３３　モニタ用導波路
３４　モニタ用ＰＤ
４　自動バイアス制御回路（ＡＢＣ回路）
４１　変調ドライバ部
４２　低周波信号源部
４３　位相比較部
４４　ローパスフィルタ部
４５Ａ、４５Ｂ　利得可変増幅部
４６　バンドパスフィルタ部
４７　電流電圧変換回路
４８　バイアス供給部
５Ａ、５Ｂ　利得制御部
５１　光出力比較部
５２　参照値保持部
５３　切替部
５４　タイマー
　以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
　図１は光送信器１の構成を示す図である。光送信器１は光源２、光変調器３、自動バイアス制御回路（ＡＢＣ回路）４と利得制御部５を有している。光源２は光を発生する。発生した光は光変調器３に入力される。光変調器３は光源２からの光をマッハツェンダ型干渉計で構成した変調器に入力する。さらに、光変調器３は変調信号を変調器の電極に加え光源２からの光を変調する。ＡＢＣ回路４は光変調器３に加えられる変調信号に低周波信号を重畳している。さらに、ＡＢＣ回路４は変調器の出力光成分から低周波信号成分を取り出し、変調信号に重畳した低周波信号と出力光から取り出した低周波信号成分を比較して光変調器３に与えるバイアス電圧を制御する。ＡＢＣ回路４はバイアス電圧制御のループ利得を可変する利得可変部を備えている。利得制御部５は光源２の出力パワーが変化してもＡＢＣ回路のループ利得が一定の値になるように制御する。
　図２はループ利得と応答時定数の関係を示す図である。特性Ａは光出力電力が通常時（約１３ｄＢｍ）の時を示し、特性Ｂは通常時より光出力電力が３０ｄＢ小さい状態を示している。図２からは光源２の出力が小さい場合はＡＢＣ回路４のループ利得が小さく、光源２の出力が小さい場合はＡＢＣ回路４のループ利得が大きいことが分かる。さらに、図２からは光出力電力が小さい時は応答時定数τが長く、光出力電力が大きい時は応答時定数τが短いことが判る。
　従って、光送信器１の光源２の立ち上がり時の通常ループ利得よりループ利得が小さい時においては、利得制御部５がＡＢＣ回路４の通常ループ利得となるようにループ利得を上げる。光源２の光パワーが小さく、ループ利得が小さい時に、通常ループ利得となるようにループ利得を上げることで、光送信器１はバイアス電圧を設定するまでの応答時定数を短くすることができる。
　一方、上記の状態で、光原２の光パワーが大きくなるとループ利得も予め設定したつ状ループ利得より大きくなる。この場合は光源２の立ち上がりに敏感に反応しすぎる。敏感に反応しすぎた場合、バイアス制御電圧がチャッタリングを起こす。従って、この場合はバイアス制御電圧が逆に安定しなくなる恐れがある。図１の実施例では光源２の出力パワーの変化に対応させて、通常ループ利得を維持するようにする。
　図３を用いて図１の各部の具体的な構成の説明を行う。図３において、図１と同一部は同一番号で示している。
　光源２はレーザダイオード（ＬＤ）モジュール２１、ＬＤドライバ２２、比較器２３、電流電圧変換回路２４、ローパスフィルタ２５、参照電圧２６を備えている。さらに、ＬＤモジュール２１はレーザ２１０とモニタ用フォトダイオード（モニタ用ＰＤ）２１１を備えている。ＬＤドライバ２２がＬＤモジュール２１に電流を供給することで、ＬＤモジュール２１はレーザ光を出力する。モニタ用ＰＤ２１１はＬＤモジュール２１の後方出力をモニタする。電流電圧変換回路２４はモニタ用ＰＤ２１１の出力電流を電圧に変換する。ローパスフィルタ２５は電流電圧変換回路２４で変換された電圧成分を直流成分に変換する。比較器２３は参照電圧２６とローパスフィルタ２５の出力電圧を比較する。比較器２３の比較結果はＬＤドライバ２２供給される。ＬＤドライバ２２は比較器２３の比較結果を基にＬＤ２１０の出力パワーを一定に保つ。
　光変調器３はマッハツェンダ型変調器３１、電極３１０、出力導波路３２、モニタ用導波路３３とモニタ用ＰＤ３４を備えている。光源２からの光はマッハツェンダ型変調器３１に入力される。マッハツェンダ型変調器３１は入力した光を２つの光路に分岐させた後に、２つの光路の光を結合することで光干渉させる。マッハツェンダ型変調器３１の分岐した光路の一方には電極３１０が構成されている。電極３１０には変調信号とバイアス電圧がＡＢＣ回路４から供給される。出力導波路３２とモニタ用導波路３３はマッハツェンダ型変調器３１の出力光を入力する。出力導波路３２は光を伝送路に出力する。モニタ用ＰＤ３４はモニタ用導波路３３の端部に設けられている。モニタ用ＰＤ３４はマッハツェンダ型変調器３１の出力光を電流に変換する。
　ＡＢＣ回路４は変調ドライバ部４１、低周波信号源部４２、位相比較部４３、ローパスフィルタ部４４、利得可変増幅部４５Ａ、バンドパスフィルタ部４６、電流電圧変換回路４７とバイアス供給部４８を備えている。変調ドライバ部４１は変調信号（入力信号）に低周波信号源部４２からの低周波信号を重畳し、マッハツェンダ型変調器３１の電極３１０に低周波信号が重畳された変調信号を供給する。図４のａおよび図４のｂが重畳された変調信号を示している。電流電圧変換回路４７はモニタ用ＰＤ３４からのモニタ電流を電圧に変換する。モニタ用ＰＤ３４からのモニタ電流は図４のｅの状態である。電流電圧変換回路４７で変換された電圧はバンドパスフィルタ部４６で低周波成分が取り出される。取り出した低周波成分は図４のｄである。バンドパスフィルタ部４６の出力は利得可変増幅部４５Ａに入力される。利得可変増幅部４５Ａは電流電圧変換回路４７からの電圧に所定の利得を与え、位相比較部４３に出力する。利得可変増幅部４５Ａにより利得を得た信号は図４のｃである。位相比較部４３は低周波信号源部４２からの低周波信号と利得可変増幅部４５Ａからの信号を比較し、比較結果をローパスフィルタ部４４に出力する。ローパスフィルタ部４４は位相比較部４３からの出力を直流成分にし、バイアス供給部４８に出力する。バイアス供給部４８はローパスフィルタ部４４の出力に基づきバイアス電圧を変化させ、マッハツェンダ型変調器３１の電極３１０にバイアス電圧を供給する。
　利得制御部５Ａは図１の利得制御部５の具体例である。利得制御部５Ａは光出力比較部５１と参照値保持部５２を備えている。光出力比較部５１は光源２の電流電圧変換回路２４の出力と参照値保持部５２の参照値とを比較し、光源２の出力パワーが変化してもＡＢＣ制御回路４のループ利得が一定の値になるように、ＡＢＣ制御回路４内の利得可変増幅部４５Ａの利得を制御する信号を出力する。
　図５は図３の構成の光変調器各部の特性のタイムチャートを示している。図５Ａはレーザ電流を示している。図５Ｂはレーザパワーを示している。図５Ｃはバイアス電圧を示している。図５Ｄはループ利得を示している。図５Ｅは利得可変増幅器の利得を示している。図５Ｆは光送信器出力を示している。
　光源２の起動において、ｔ０でＬＤ電流の注入を開始するが、図３のＬＤ２１０の電流は閾値以下のため発光しない。図５ＡのＬＤ電流が上昇し、ｔ１でＬＤ電流が閾値を超えたときＬＤ２１０は発光を開始する。
　ｔ０からｔ１の間の期間は、図５Ｂに示したように、ＬＤ２１０は消光または極低い出力電力である。ｔ０からｔ１の間の期間において、利得可変増幅部４５Ａが利得を大きくしたとしても、定常値のループ利得を得ることが難しい。また、仮に、利得可変増幅部４５Ａにより、十分なループ利得が得られたとしても僅かな光出力変動で発振などが発生する。従ってｔ０からｔ１の間の期間は利得可変増幅部４５Ａの利得制御は行わない。
　ｔ２において、図５ＡのＬＤ電流の増加に伴い、図５ＢのＬＤ出力電力をモニタするモニタ用ＰＤ２１１がＬＤ２１０の出力Ｐ１を検出した時、利得制御部５Ａ内の光出力比較部５１が利得可変増幅部４５Ａの利得をａ１の値まで上げる。図５Ｄに示すように、利得可変増幅部４５Ａの利得の上昇で、ＡＢＣ回路４のループ利得は定常時と同値となる。
　これにより、定常時と同じ応答時定数の２００ｍｓｅｃ程度を得ことができる。このとき制御開始タイミングである図５ＢのＬＤ出力Ｐ１は、利得可変アンプの一般的なダイナミックレンジから、目標光出力電力の－１０ｄＢ～－２０ｄＢに設定すると良い。
　また、利得可変増幅部４５Ａの利得は以下の式で算出する。
ampG=setLG×setMONITOR/currentMONITOR　・・・　式（１）
ａｍｐＧは利得可変増幅部の利得、ｓｅｔＬＧは定常時ループ利得、ｓｅｔＭＯＮＩＴＯＲは定常時のモニタ用ＰＤ２１１の値、ｃｕｒｒｅｎｔＭＯＮＩＴＯＲは現在のモニタ用ＰＤ２１１の値をそれぞれ示している。
　図５および式（１）で示されるように、利得可変増幅部４５Ａの利得は、定常時ループ利得を超えないよう、時間とともに増加する光出力に反比例して漸減させる。これは、定常時ループ利得を超えてしまうとリンギングが発生する場合があるからである。
　図５ｃのｔ３において、光出力の上昇に伴い、マッハツェンダ型外部変調器のバイアス電圧は最適値に収束し、光波形は安定する。利得可変増幅部４５Ａの利得は式（１）に従って漸減される。
　図６を用いて図１の各部の具体的な構成の説明を行う。図６において、図１及び図３と同一部は同一番号で示している。図３と同一の部分はその説明を省略する。図６は利得制御部５Ａの構成が図３とは異なっている。
　図６の利得制御部５Ａは光出力比較部５１、参照値保持部５２、切替部５３とタイマー５４を備えている。
　光出力比較部５１は光源２の電流電圧変換回路２４の出力と参照値保持部５２の参照値とを比較し、光源２の出力パワーが変化してもＡＢＣ制御回路４のループ利得が一定の値になるように、ＡＢＣ制御回路４内の利得可変増幅部４５Ａの利得を制御する信号を出力する。光出力比較部５１の出力信号は切替部５３に入力される。タイマー５４は光出力比較部５１が制御を開始すると起動し、起動から所定の時間が経過すると、切替部５３を制御し、光出力比較部５１から利得可変増幅部４５Ａに出力している制御信号を遮断する。
　すなわち、光送信器１において、利得制御部５Ａは光源２に設けられたモニタ用ＰＤ２１１からの出力が所定の値なった時点から所定の時間の間、ＡＢＣ回路の利得可変増幅部４５Ａの利得を変化させる。
　図７は図６の構成の光変調器各部の特性のタイムチャートを示している。図７Ａはレーザ電流を示している。図７Ｂはレーザパワーを示している。図７Ｃはバイアス電圧を示している。図７Ｄはループ利得を示している。図７Ｅは利得可変増幅器の利得を示している。図７Ｆは光送信器出力を示している。
　ｔ０では図７ＡのようにＬＤ電流の注入を開始する。ｔ１ではＬＤ電流が閾値電流を超え、図７ＢのようにＬＤ２１０の発光が始まる。ｔ２ではモニタ用ＰＤ２１１にて図７ＢのようにＬＤ２１０の発光が始まったことを検出すると、図７Ｅのように、利得制御部５Ａが、ＬＤ出力光に応じて、利得可変増幅部４５Ａの利得を可変する。ｔ３では図７Ｃに示すように、マッハツェンダ型外部変調器のバイアス電圧は最適値に収束し、光波形が安定することで、光変調器１のバイアス電圧が最適点に安定する。さらに、ｔ３では図７Ｅに示すように利得可変増幅部４５Ａの利得を元に戻す。ｔ２からｔ３までの時間は計算または実験等を行いタイマー５４にセットしておく。
　図７のように動作させるのは利得可変増幅部４５Ａの利得を漸減させていった場合において、利得可変増幅部４５Ａの制御遅れなどから、ループ利得が一時的に定常値を超えてしまい、リンギングが発生するのを防止するためである。バイアス電圧が最適点に収束した後はループ利得、応答時定数を落としても問題ない。ｔ２～ｔ３　の時間は、応答時定数の２倍程度の４００ｍｓｅｃを確保すれば、マッハツェンダ型変調器３１のバイアス電圧は最適点に収束している。
　図８を用いて図１の各部の具体的な構成の説明を行う。図８において、図１及び図６と同一部は同一番号で示している。図６と同一の部分はその説明を省略する。図８は図６のＡＢＣ回路４の利得可変増幅部４５Ａが利得可変増幅部４５Ｂとなっている。
　利得可変増幅部４５Ｂは変調ドライバ部４１と低周波信号源部４２の間に設けられ、低周波信号源部４２の出力である低周波信号を増幅している。さらに、図８はバンドパスフィルタ部４６の出力が位相比較部４３に直接入力している。　すなわち、利得制御部５ＡはＡＢＣ回路の利得可変増幅部４５Ｂで低周波信号成分の利得を制御している。
　図８の光変調器１の動作は図７のタイムチャートと同様の動作を行っている。図８では利得可変増幅部４５Ｂが低周波信号を増幅しているので、図７のｔ２からｔ３の時間は図９にａ示すように、重畳された低周波信号が図４よりも大きくなっている。図８のように低周波信号を可変してもＡＢＣ回路のループ利得は制御することができる。
　図８の光変調器１において、図７のｔ２、すなわち、制御開始タイミングのＬＤ出力Ｐ１は、利得可変増幅部４５Ｂ一般的なダイナミックレンジ、および低周波信号の重畳率限界から、目標光出力電力の－１０ｄＢ程度に設定すると良い。
　図１０を用いて図１の各部の具体的な構成の説明を行う。図１０において、図１及び図６と同一部は同一番号で示している。図６と同一の部分はその説明を省略する。図１０は図６の利得制御部５Ａが利得制御部５Ｂとなっている。
　利得制御部５ＢはＡＢＣ回路４の電流電圧変換回路４７の電圧出力を光源２のモニタの代わりとして、光出力比較部５１の入力としている。利得制御部５Ｂはその他については図６の利得制御部５Ａと同じである。従って、動作タイムチャートは図７と同じになる。
　図１１を用いて図１の各部の具体的な構成の説明を行う。図１１において、図１及び図１０と同一部は同一番号で示している。図１０と同一の部分はその説明を省略する。図１１は図１０と利得制御部５Ｂの構成が異なっている。
　図１１の利得制御部５ＢはＡＢＣ回路４のバンドパスフィルタ部４６の出力をタイマー５４の代わりとして用いている。マッハツェンダ型変調器３１のバイアス電圧が最適点に収束すると、バンドパスフィルタ部４６からの低周波信号は消失する。この低周波信号の消失をタイマー５４のトリガの代わりとして用いている。従って、切替部５４は低周波信号は消失したことを受けて、光出力比較部５１から利得可変増幅部４５Ａに出力している制御信号を遮断する。
　図１２は図１のＡＢＣ回路４と光源２の一部の機能と利得制御部５を中央処理装置ＣＰＵまたはマイクロプロセッサユニット（ＭＰＵ）などの処理装置６で構成した例を示している。図１２において図１及び図３と同一部材は同一番号を付し、その説明は省略する。
　増幅器４６１はバンドパスフィルタ部４６からの出力をアナログデジタル変換器４６２が受信可能なレベルに増幅する。アナログデジタル変換器４６２は増幅器４６１からの出力をデジタル信号に変換する。アナログデジタル変換器４６２でデジタル変換されたデジタル情報は処理装置６の入力インターフェース６２に入力される。低周波信号源４２からの矩形波信号は処理部６の入力インターフェース６４に有力される。処理装置６は入力インターフェース６４からの情報と入力インターフェース６２に入力されたデジタル情報で位相比較処理４３Ｃを行う。位相比較処理結果は利得可変増幅処理４５ＣによりＬＤ２１０の発光量に応じて利得を可変する処理を行われる。利得可変増幅処理の結果はローパスフィルタ処理４４Ｃにより平滑化される。平滑化された値は出力インターフェース６３を介して、バイアス供給部４８Ｃに供給される。バイアス供給部４８Ｃはデジタルアナログ変換器４８２と増幅器４８１を備えている。デジタルアナログ変換器４８２は出力インターフェース６３からのデジタル情報に基づきアナログ信号を出力する。デジタルアナログ変換器４８２の出力は増幅器４８１で増幅され電極３１０にバイアス電圧として供給される。
　インターフェース６４からの矩形波信号の情報はローパスフィルタ処理４２１が行われ、デジタルアナログ変換器４８２に出力される。デジタルアナログ変換器４８２はローパスフィルタ処理４２１された低周波信号の情報をアナログ値に変換する。アナログ変換された低周波信号はコンデンサ４２４を介して、増幅器４２３で増幅される。増幅器４２３で増幅された低周波信号は変調ドライバ４１に入力される。変調ドライバ４１は低周波信号を変調信号に重畳し、電極３１０に変調信号を供給する。
　モニタ用ＰＤ２１１からの電流はアナログデジタル変換器２４Ｃでデジタル値に変換される。アナログデジタル変換器２４Ｃでデジタル変換された電流値は処理装置６の入力インターフェース６６に入力される。デジタル変換された電流値は比較処理２３Ｃにより基準の値と比較され、出力インターフェース６７を介して、デジタルアナログ変換器２２Ｃに入力される。デジタルアナログ変換器２２Ｃは比較処理の結果をアナログ値に変換して、レーザ２１０に供給する。
　また、アナログデジタル変換器２４Ｃでデジタル変換された電流値は利得制御処理５ｃにてレーザ２１０の出力に対応させて、利得可変増幅処理４５Ｃで行われる利得の値を決める。利得制御処理５ｃで決める利得は図５Ｅまたは図７Ｅのレーザパワーに対応したタイミングで行われる。
　図１２では入力インターフェース６６からモニタ用ＰＤ２１１の値を基に制御処理を行ったが、利得制御処理５ｃは入力インターフェース６２からの情報を基に利得可変増幅処理４５Ｃで行われる利得の値を決めてもよい。さらに、利得可変増幅処理４５Ｃは位相比較処理４３Ｃの前に入力インターフェース６２からの情報に基づいて処理を行っても良い。また、利得可変増幅処理４５Ｃはフィルタ処理４４Ｃからの情報に基づいて処理を行っても良い。
　図１３は図１２の変形例で、図１２と同一部材は同一番号を付し、その説明を省略する。
　図１３は利得可変増幅処理４５Ｃがフィルタ処理４２１の出力を増幅するよう演算を行っている。図１３では入力インターフェース６６からモニタ用ＰＤ２１１の値を基に制御処理を行ったが、利得制御処理５ｃは入力インターフェース６２からの情報を基に利得可変増幅処理４５Ｃで行われる利得の値を決めてもよい。
　図１４は図１２及び図１３の処理装置６の構成を示す図である。処理装置６は演算部６１、入力インターフェース６２、６４、６６、出力インターフェース６３、６５、６７と処理プログラム格納部６８を備えている。処理プログラム格納部６８は位相比較処理４３Ｃ、ローパスフィルタ処理４４Ｃ、利得可変増幅処理４５Ｃ、ローパスフィルタ処理４２１、比較処理２３Ｃと利得制御処理５ｃの処理プログラムが記憶されている。
　演算部６１は処理プログラム格納部６８から所定の順番で各入力インターフェースからの情報を演算し、各出力インターフェースから情報の出力を行う。

Claims (7)

  1. 　光を発生する光源と、
    　変調信号を用いて干渉計で該光源からの光を変調する光変調器と、
    　該変調信号に低周波信号を重畳し、該変調器の出力光成分から低周波信号成分を取り出し、該変調信号に重畳した該低周波信号と出力光から取り出した該低周波信号成分を比較して該光変調器に与えるバイアス電圧を制御し、該制御のループ利得を可変する利得可変増幅部を備えた自動バイアス制御回路と、
    　該光源の出力パワーが変化しても該自動バイアス制御回路のループ利得が一定の値になるように該自動バイアス制御回路の利得可変増幅部を制御する利得制御部と
    を備えたことを特徴とする光送信器。
  2. 　請求項１記載の光送信器において、該利得制御部は該光源に設けられたモニタからの出力に基づいて、該自動バイアス制御回路の該利得可変増幅部の利得を変化させることを特徴とする光送信器。
  3. 　請求項１記載の光送信器において、該利得制御部は該光源に設けられたモニタからの出力が所定の値なった時点から所定の時間の間、該自動バイアス制御回路の該利得可変増幅部の利得を変化させることを特徴とする光送信器。
  4. 　請求項１記載の光送信器において、該利得制御部は該自動バイアス制御回路で受信した該変調器の出力光成分の値に基づいて該自動バイアス制御回路の該利得可変増幅部の利得を変化させることを特徴とする光送信器。
  5. 　請求項１記載の光送信器において、該利得制御部は該自動バイアス制御回路で受信した該変調器の出力光成分の値が所定の値なった時点から所定の時間の間、該自動バイアス制御回路の該利得可変増幅部の利得を変化させることを特徴とする光送信器。
  6. 　請求項１記載の光送信器において、該利得制御部は該自動バイアス制御回路の該利得可変増幅部で該低周波信号成分の利得を制御することを特徴とする光送信器。
  7. 　光を発生する光源と、変調信号を用いて干渉計で該光源からの光を変調する光変調器と、該変調信号に低周波信号を重畳し、該変調器の出力光成分から低周波信号成分を取り出し、重畳した該低周波信号と出力光から取り出した該低周波信号成分を比較して該光変調器に与えるバイアス電圧を制御する自動バイアス制御回路とを備えた光送信器において、
    　該光源の出力パワーが変化しても該自動バイアス制御回路のループ利得が一定の値になるように制御することを特徴とする光送信器の制御方法。
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