WO2009096414A1 - 電気回路 - Google Patents

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WO2009096414A1
WO2009096414A1 PCT/JP2009/051330 JP2009051330W WO2009096414A1 WO 2009096414 A1 WO2009096414 A1 WO 2009096414A1 JP 2009051330 W JP2009051330 W JP 2009051330W WO 2009096414 A1 WO2009096414 A1 WO 2009096414A1
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circuit
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current
impedance
voltage
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PCT/JP2009/051330
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hitoshi Yamano
Sumiaki Hinamoto
Original Assignee
Idec Corporation
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B45/50—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED] responsive to malfunctions or undesirable behaviour of LEDs; responsive to LED life; Protective circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Definitions

  • the present invention relates to an electric circuit for connecting a constant current power source and a detachable functional element driven by electric power from the constant current power source to prevent the functional element from being destroyed in accordance with the detachment of the functional element.
  • a resistor and the LED are connected in series to a constant voltage power source, and the current flowing through the LED is adjusted by the resistor, as shown in FIG.
  • a current limiting circuit is connected in series between the constant voltage power source 1 and the LED 2, and the current flowing through the LED is adjusted by the current limiting circuit.
  • the resistor and the current limiting circuit are connected in series, the resistor and the current limiting circuit inserted during normal driving of the LED serve as a load, causing energy loss.
  • a conventional general power supply is provided with a capacitor between a reference potential end and an output end in order to supply a stable voltage or current or reduce fluctuation due to noise or the like (for example, , See Patent Document 1).
  • the capacitor accumulates charges according to the capacity of the capacitor and the output voltage of the constant current power source. Even after the operation is stopped, the charge is accumulated until the charge is completely discharged by natural discharge.
  • the constant current power source 1 and the LED 2 are connected by wiring. .
  • the LED 2 when the LED 2 is mounted in a state where charges are accumulated in the capacitor C1, the LED 2 is damaged or deteriorated. This is because only a current having a predetermined current value is supplied from the current limiting circuit, but since the electric charge accumulated in the capacitor C1 is instantaneously discharged when the LED 2 is mounted, an extremely large current (instantaneous) This is because current flows.
  • the capacitor is connected between the output terminal and the reference potential terminal.
  • constant current power supplies having a capacitance between the output terminal and the reference potential terminal.
  • the case of the light emitting device has been described.
  • general electric devices including a detachable functional element driven by a constant current power source.
  • the functional element is prevented from being destroyed or deteriorated immediately after power interruption from the constant current power supply or during the supply of power, and the impedance of the functional element during normal driving is prevented. Suppress the increase.
  • an electric circuit for electrically connecting a constant current power source including a capacitance between an output terminal and a reference potential terminal, and a detachable functional element that expresses a predetermined function based on power from the constant current power source.
  • An element destruction prevention circuit including a first circuit end connected to the output terminal of the constant current power source via the functional element and a second circuit terminal connected to the reference potential terminal of the constant current power source;
  • the element destruction prevention circuit is A state in which the first circuit end and the output end of the constant current power source are not electrically connected due to the removal of the functional element is referred to as a disconnected state, and the first circuit end and the The state where the output terminal is electrically connected is defined as the connection state.
  • the impedance between the first circuit end and the second circuit end is increased to the disconnected impedance in a self-aligned manner
  • the impedance between the first circuit end and the second circuit end is reduced to a connected impedance lower than the disconnected impedance in a self-aligned manner. It is characterized by that.
  • the charge accumulated in the capacitor element is discharged immediately after the transition to the connected state, the impedance between the first circuit end and the second circuit end is completely changed to the connected impedance. Since it is started before the change is completed (in the case of substantially no impedance at the time of non-connection), it is possible to suppress a sudden change in the discharge current based on the discharge. As a result, the functional element can be prevented from being damaged or deteriorated immediately after the power supply from a general constant current power supply is cut off or due to the attachment or detachment of the functional element during power supply.
  • the element destruction in which the impedance between the first circuit end and the second circuit end is changed to a low impedance (impedance at the time of connection). Since power is supplied through the prevention circuit, energy loss due to the load of the element destruction prevention circuit can be reduced.
  • An electric circuit includes a constant current power source including a capacitance between an output terminal and a reference potential terminal, and a detachable functional element that exhibits a predetermined function based on electric power from the constant current power source.
  • a state in which the first circuit end and the output end of the constant current power supply are not electrically connected due to the removal of the functional element is referred to as a “non-connection state”, and the first circuit end and the output are attached by mounting the functional element.
  • a state in which the ends are electrically connected is referred to as a “connected state”.
  • the “reference potential” is a common potential that serves as a voltage reference between the constant current power supply and the element destruction prevention circuit, and is usually a ground potential.
  • “connected to the reference potential terminal of the constant current power supply” is not limited to the case where they are specifically connected by wiring, and the constant current power supply and the element destruction prevention circuit may be individually grounded. Means.
  • the element destruction prevention circuit increases the impedance between the first circuit end and the second circuit end to the non-connection impedance in a self-aligning manner in accordance with the state transition from the connected state to the non-connected state. Further, the element destruction prevention circuit self-aligns the impedance between the first circuit end and the second circuit end to a connection impedance lower than the non-connection impedance in accordance with the state transition from the non-connection state to the connection state. To decrease.
  • “in a self-aligned manner” is determined according to a circuit state, for example, a voltage value at a predetermined location or a current value at a predetermined location without performing a human operation other than mounting of a functional element. Means.
  • the discharge of the electric charge accumulated in the electrostatic capacitance is performed immediately after the state transition to the connected state, before the impedance between the first circuit end and the second circuit end has completely changed to the connected impedance (substantially). (Impedance when not connected).
  • an element destruction prevention circuit for example, a circuit that increases the internal resistance of an electrical device when a functional element is mounted in a self-aligned manner compared to the normal driving state of the functional element, a circuit that gradually discharges, Those combinational circuits are mentioned.
  • the discharge amount (moving charge amount) in that case is generally a constant amount corresponding to the accumulated charge amount and the drive voltage of the functional element regardless of the presence or absence of the element breakdown prevention circuit.
  • the peak value of the discharge current can be reduced by increasing the value or by slowly discharging the discharge current. As a result, it is possible to suppress destruction and breakage of the functional element due to excessive current flow.
  • the discharge current is superimposed on the supply current from the power supply circuit excluding the element destruction prevention circuit and becomes a larger value. Therefore, the reduction rate of the discharge current in the element destruction prevention circuit is increased. It needs to be bigger.
  • the element destruction prevention circuit is A current inflow end connected to the functional element, a current outflow end connected to the reference potential end of the constant current power source, and a control end for changing a resistance between the current inflow end and the current outflow end;
  • a switching element comprising: A voltage-dependent switching control circuit for controlling the voltage at the control end based on a change in the voltage at the current inflow end of the switching element;
  • Including The switching control circuit comprises: Based on a change in voltage at the current inflow end of the switching element in response to the state transition to the non-connected state, a resistance between the current inflow end and the current outflow end is set at a predetermined connection in the connected state.
  • a resistance between the current inflow end and the current outflow end is determined from the non-connection resistance value to the connection. It is preferable that the hour resistance value be changed.
  • Switching element means an element that can selectively develop at least two different resistance values, and may be a binary selection element, a multi-value selection element, or a continuous The element which takes the value which changes to may be sufficient.
  • the switching element include an element that can control a resistance value by an electric action such as a transistor, an element that can control a resistance value by an optical action such as a photocoupler, and an element that can control a resistance value by a magnetic action.
  • the “current inflow end” is a terminal into which current flows in (terminal through which electrons flow out), and in the case of a transistor, means a drain end or a collector end.
  • the “current outflow end” is a terminal through which current flows out (terminal through which electrons flow), and in the case of a transistor, means a source end or an emitter end.
  • the “control end” is a terminal to which a current signal or a voltage signal for changing a resistance value between the current inflow end and the current outflow end is input. Means the end.
  • the impedance between the first circuit end and the second circuit end is changed by controlling the resistance value by the switching element, it is simply and surely between the first circuit end and the second circuit end.
  • the impedance can be changed.
  • the resistance value is controlled based on the change in the voltage at the current inflow end of the switching element, the impedance between the first circuit end and the second circuit end can be controlled in a self-aligned manner easily and reliably.
  • the element destruction prevention circuit is A current inflow end connected to the functional element, a current outflow end connected to the reference potential end of the constant current power source, and a control end for controlling a resistance value between the current inflow end and the current outflow end
  • a switching element comprising: A current-dependent switching control circuit that controls the voltage at the control end based on a change in current flowing into the current inflow end of the switching element; Including The switching control circuit comprises: A resistance between the current inflow end and the current outflow end based on a change in the current flowing into the first circuit end according to the state transition to the non-connected state is a predetermined connection-time resistance in the connected state.
  • the resistance between the current inflow end and the current outflow end is changed from the non-connected resistance value to the connected state. It is preferable that the resistance value be changed.
  • the impedance between the first circuit end and the second circuit end is changed by controlling the resistance value by the switching element, it is simply and surely between the first circuit end and the second circuit end.
  • the impedance can be changed. Further, since the resistance value is controlled based on the change in the current flowing into the first circuit end, the impedance between the first circuit end and the second circuit end can be controlled in a self-aligned manner easily and reliably.
  • a low-impedance promoting circuit for changing the impedance between the first circuit end and the second circuit end to an impedance lower than the connection-time impedance according to the state transition to the connection state is preferable to include the structure. Specifically, for example, there is no change in which the resistance between the current inflow end and the current outflow end of the switching element is changed to a resistance value lower than the connection resistance value in accordance with the state transition to the connection state.
  • a configuration further including a resistance circuit may be mentioned.
  • the element destruction prevention circuit further includes a high-impedance promoting circuit that speeds up a change in impedance between the first circuit end and the second circuit end accompanying the state transition to the non-connected state. It is preferable. Specifically, for example, a configuration further includes a high-resistance promoting circuit that speeds up a change in resistance between the current inflow end and the current outflow end of the switching element accompanying the state transition to the disconnected state. Is mentioned.
  • the impedance between the first circuit end and the second circuit end is increased at high speed (higher impedance) when the state is shifted to the disconnected state.
  • the switching element can be completely switched to the OFF state at high speed, even if the transition to the connected state or the transition to the disconnected state is repeated in a short period of time. Destruction and deterioration of the functional element can be suppressed. As a result, it is possible to suppress destruction and deterioration due to chattering and unexpected attachment / detachment when attaching / detaching the functional element.
  • the element destruction prevention circuit is A current inflow end connected to the functional element, a current outflow end connected to the reference potential end of the constant current power source, and a control end for changing a resistance between the current inflow end and the current outflow end;
  • a switching element comprising: An additional circuit end connected to the output end of the constant current power source in the process of mounting the functional element; Based on a change in the voltage at the additional circuit end in response to the state transition to the disconnected state, the resistance between the current inflow end and the current outflow end is determined from the predetermined connected resistance value in the connected state.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 1 also shows the constant current power supply 1 and the LED 2 together with the element destruction prevention circuit 10.
  • the switch SW ⁇ b> 1 is not a switch element provided separately from the LED 2, but is a virtual switch for representing a transition between the connected state and the non-connected state of the LED 2.
  • a socket (not shown) that includes a first input / output terminal and a second input / output terminal that are electrically connected to the output end (upper wiring end) of the constant current power source 1 and that detachably fixes the LED 2;
  • the first input / output terminal and the second input / output terminal are electrically connected by attaching the LED 2 to the socket, and the LED 2 is removed from the socket to electrically connect the terminals.
  • the switch SW1 in the following various embodiments.
  • the constant current power source 1 is connected in series with a DC power source V as an electromotive force circuit and the DC power source V, and a current supplied from the DC power source V is set to a predetermined maximum current value or less. It includes a current limiting circuit for limiting, and a DC power supply V connected in series and an electrolytic capacitor C1 (a kind of [electrostatic capacity]) connected in parallel to the current limiting circuit. The low potential side of the DC power supply V is grounded.
  • the electrolytic capacitor C1 When the constant current power supply 1 is in an on state (power supply state), the electrolytic capacitor C1 has a capacitance value and a voltage value of the output voltage V0 (potential difference with respect to the ground potential) of the constant current power supply 1 (for example, 30 [V ( The charge ([accumulated charge]) corresponding to the voltage (volt)])) is accumulated. Further, even when the constant current power supply 1 is in the off state (power supply stop state), the accumulated charge is attenuated by natural discharge, but the charge is accumulated for a long time from the transition to the off state.
  • the LED 2 emits light when a voltage equal to or higher than a predetermined drive threshold voltage value VF (for example, 20 [V]) is applied, and the light emission luminance increases as the supplied current value increases. If a current exceeding the rated maximum current value (for example, 5 [A (ampere)]) is supplied, the LED 2 itself is destroyed and does not emit light, or a part thereof is damaged and normal light emission cannot be performed. To do.
  • the electromotive voltage of the DC power supply V is equal to or higher than the drive threshold voltage value VF, and the current value (for example, 1 [A]) of the output current I0 from the current limiting circuit is smaller than the rated maximum current value of the LED 2.
  • the electric field capacitor C1 reduces the influence even if the DC power supply V, the output voltage V0 of the current limiting circuit, the output current I0, etc. fluctuate suddenly in the steady driving state of the LED 2, and outputs from the constant current power supply 1. It is suppressed that the voltage becomes equal to or lower than the drive threshold voltage value VF of the LED 2 and the output current I 0 exceeds the rated maximum current value of the LED 2. In addition, the destruction and breakage of the DC power supply V and the current limiting circuit due to the flyback current associated with the transition from the connected state to the disconnected state due to the removal of the LED 2 are suppressed.
  • the electric field capacitor C1 is provided between the output terminal of the constant current power source 1 and the reference potential terminal, but a capacitive element such as the electric field capacitor C1 is actually connected.
  • the capacitance may be inherent in the DC power supply V or the current limiting circuit.
  • the electromotive force circuit which converts the alternating current power supplied from the outside into direct current power may be sufficient, It may be an electromotive force circuit that converts DC power supplied from the outside into a predetermined voltage or the like.
  • the element destruction prevention circuit 10 includes a cathode end of the LED 2 opposite to the constant current power source 1 and a ground potential end (lower wiring end; [reference potential end]) of the constant current power source 1. ) Is connected only to the transient current suppression circuit 11.
  • the transient current suppression circuit 11 is based on the voltage at the drain end of the LED 2 and the field transistor Q1 (a kind of [current inflow end] and [first circuit end]), and the abrupt change of the transient current after the transition to the connected state. Suppress.
  • the “transient current after transition to the connected state” means a current flowing through the LED 2 in the transition period after the transition to the connected state due to the mounting of the LED 2 until the steady state is reached.
  • the transient current is caused by the current supplied from the DC power source V through the current limiting circuit (hereinafter referred to as “basic current”) and the discharge of the electrolytic capacitor C1.
  • the current is the same as the current resulting from the discharge of the electrolytic capacitor C1.
  • the transient current suppression circuit 11 is a field effect transistor Q1 (a kind of “switching element”) and a gate control circuit that suppresses the transient current and controls the voltage at the gate terminal (a kind of [control terminal]) of the field effect transistor Q1. (A kind of “voltage-dependent switching control circuit”).
  • the drain terminal (a kind of [current inflow end]) of the field effect transistor Q1 is connected to the LED 2, and the source end (a kind of [current outflow end]) is connected to the ground potential terminal.
  • the gate control circuit includes a resistor R1 that connects the gate end of the field effect transistor Q1 and one end of the LED 2, a capacitor C2 that connects the gate end and the ground potential end, and a resistor R2 that connects the gate end and the ground potential end.
  • the resistor R1 and the capacitor C2 mainly constitute a circuit unit that suppresses the transient current and controls the transition of the field effect transistor Q1 to the on state, and the resistor R2 mainly enters the off state of the field effect transistor Q1.
  • a circuit unit for controlling the transition of the circuit is configured.
  • FIG. 2 is a timing chart qualitatively showing an example of the operation of the element breakdown suppression circuit 10, FIG. 2 (A) shows the time transition of the current flowing through the LED 2, and FIG. 2 (B) is between the terminals of the capacitor C 2. The time transition of the voltage is shown, and FIG. 2C shows the time transition of the source-drain resistance of the field effect transistor Q1.
  • FIG. 2 only the operation in the case of shifting from the non-connected state to the connected state in accordance with the mounting of the LED 2 is shown.
  • FIG. 2A for reference, the time transition of the current flowing in the LED when the transient current suppression circuit 11 is not provided is indicated by a one-dot chain line. The same applies to timing charts referred to in other embodiments described later.
  • the constant current power supply 1 is turned on as shown in FIG. 1 due to the removal of the LED 2, and after a predetermined time has elapsed since the LED 2 is removed and moved to the non-connected state (the SW1 is turned off).
  • the voltage value of the voltage VC2 across the capacitor C2 is Vs [V]
  • the field effect transistor Q1 is in the ON state, and its source / drain
  • the resistance value of the resistance RQ1 is Rs [ ⁇ ].
  • the current value of the transient current ILED is a minute value In [A].
  • the transient current suppression circuit 11 is not provided and the cathode end of the LED 2 is connected to the ground potential end of the constant current power source 1, the steady drive of the LED 2 is performed as shown by a one-dot chain line in FIG.
  • the capacitor C2 With the passage of time from the transition to the connected state, as shown in FIG. 2B, the capacitor C2 is charged by the transient current, and the voltage VC2 of the capacitor C2 is changed from Vn [V] to Vs. It gradually increases to [V] (time ts). Thereafter, the voltage VC2 of the capacitor C2 maintains Vs [V].
  • the resistance value between the source and the drain becomes as shown in FIG. It gradually decreases from Rn [ ⁇ ] to Rs [ ⁇ ] (time ts). Thereafter, the resistance value between the source and the drain maintains Rs [ ⁇ ]. Note that the resistance value of the source-drain resistance RQ1 does not substantially begin to decrease until the gate voltage of the field effect transistor Q1 exceeds a predetermined threshold voltage.
  • the current value of the transient current ILED is such that, in the initial stage of the transient period, a current path is formed through the resistor R2 after the supply of the transient current ILED is started. Since the shunt component of the transient current ILED flowing through the path increases as the voltage VC2 of the capacitor C2 increases, it slightly increases from In [A]. In this initial stage, since the field effect transistor Q1 is maintained in the off state, the resistance value of the source-drain resistance RQ1 is larger than the combined resistance value of the resistance R1 and the resistance R2 connected in series. Since it is much larger, it hardly functions as a current path for the transient current ILED.
  • the field effect transistor Q1 is used as a current path of the transient current ILED.
  • the current path through the resistor R1 and the resistor R2 is more dominant than the current path through the resistor R1, and as shown in FIG. 2A, according to the sharp decrease in the resistance value of the source-drain resistor RQ1. It increases steeply until Is [A] (time ts). Thereafter, a steady current having a current value of Is [A] is supplied to the LED 2.
  • the resistance having a resistance value Rs [ ⁇ ] which is substantially smaller than the combined resistance of the resistors R 1 and R 2 in place of the transient current suppression circuit 11. Is formed between the LED 2 and the ground potential terminal of the constant current power supply 1 to form a closed circuit.
  • the capacitor C2 starts discharging through the resistor R2.
  • the resistance value of the source-drain resistance RQ1 increases from Rs [ ⁇ ] to Rn [ ⁇ ] in accordance with the decrease in the voltage value of the gate voltage of the field effect transistor Q1 accompanying the decrease in the potential VC2 across the capacitor C2. Thereafter, Rn [ ⁇ ] is maintained.
  • a resistor connected in series as a main current path of the transient current at the beginning of the transition period after the transition to the connection state by mounting the LED 2
  • the current path through R1 and the capacitor C2 is formed, and the resistance value of the source-drain resistance RQ1 of the field effect transistor Q1 that becomes the main current path of the transient current thereafter gradually decreases.
  • the formation of the main path of the transient current and the formation of the main current path of the steady current are based on the circuit state of the element breakdown prevention circuit 10 itself, specifically according to the voltage between the elements of the field effect transistor Q1 and LED2. Since it is automatically performed based on the control of the field effect transistor Q1, it is not necessary to perform an artificial work other than the attaching / detaching work in replacing the LED 2 or the like. Furthermore, the circuit configuration of the element breakdown prevention circuit 10 can be simplified by using the capacitor C2 for suppressing a rapid change in the transient current for controlling the gate voltage of the field effect transistor Q1.
  • the transient current suppression circuit 11 includes the field effect transistor Q1, the resistor R1, the resistor R2, and the capacitor C1 has been described.
  • the main current path of the steady current in the steady state of the connected state is the electric field in the on state. Even if the current path is through the effect transistor Q1, and the main current path of the transient current is a path other than the field effect transistor Q1 and at least through the resistance element at least in the initial transition period of the connection state. Good.
  • the capacitor C2 constitutes a part of a circuit for preventing a steep change in the transient current and a part of a circuit for controlling the gate voltage of the field effect transistor Q1.
  • each circuit may include a capacitor individually.
  • the element destruction prevention circuit according to the second embodiment has a configuration that can reduce the load caused by the element destruction prevention circuit itself in the steady state of the connected state, as compared with the element destruction prevention circuit 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to the second embodiment.
  • the element destruction prevention circuit 20 of this embodiment has the same configuration as the element destruction prevention circuit 10 (see FIG. 1) in the first embodiment except that the resistance destruction circuit 22 is included.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the element breakdown prevention circuit 20 further increases the voltage value of the gate voltage of the field effect transistor Q1 in the steady connection state to lower the resistance value of the resistance between the source and the drain, thereby substantially eliminating resistance.
  • 22 (a kind of [low impedance reduction promoting circuit]: a kind of a part of the “voltage-dependent switching control circuit”).
  • the on-state control of the field effect transistor Q1 is performed with the aid of both the circuit unit including the resistor R1 and the capacitor C2 and the non-resistance circuit 22.
  • the non-resistance circuit 22 includes a circuit unit including a Zener diode ZD1, a resistor R3, and a resistor R4 arranged in series so as to connect the output terminal of the constant current power supply 1 and the ground potential terminal, and the output terminal and the ground potential terminal.
  • a circuit portion including a diode D1 that connects the gate end of the field effect transistor Q1.
  • the emitter end of the transistor Q2 is connected to the resistor R2, and the base end is connected between the elements of the resistor R3 and the resistor R4.
  • the circuit unit including the Zener diode ZD1, the resistor R3, and the resistor R4 mainly controls the state transition between the on state and the off state of the transistor Q2 in accordance with the change in the output voltage V0.
  • the other circuit part mainly constitutes a circuit part for controlling the state transition from the field effect transistor Q1 to the on state in accordance with the transition of the transistor Q2 to the off state.
  • the Zener diode ZD1 maintains a breakthrough voltage
  • the transistor Q2 includes a resistor R3 and a resistor R4 obtained by dividing the voltage obtained by subtracting the breakthrough voltage of the Zener diode ZD1 from the output voltage V0 by the resistor R3 and the resistor R4.
  • the on state is maintained by the voltage value between the elements.
  • both ends of the electrolytic capacitor C1 are in the steady state of the connected state after a predetermined time has elapsed since the constant current power source 1 is in the on state and the LED 2 is attached to shift to the connected state (SW1 on state).
  • the voltage is V0 [V] which is the same as the output voltage value of the constant current power source 1
  • the voltage value of the voltage VC2 across the capacitor C2 is Vs [V]
  • the field-effect transistor Q1 is in the on state
  • the effective resistance value of the drain-to-drain resistance is Rs ′ [ ⁇ (ohm)].
  • the current through the Zener diode ZD1, the current through the transistor Q2, and the current through the diode D1 are substantially cut off.
  • Various circuit elements are selected so as to realize the steady-state operation in such a disconnected state or a connected state.
  • FIG. 4 is a timing chart qualitatively showing an example of the operation of the element breakdown prevention circuit 20
  • FIG. 4A shows the time transition of the current flowing through the LED
  • FIG. 4B shows the capacitor C2.
  • FIG. 4C shows the time transition of the resistance between the source and the drain of the field effect transistor.
  • the resistance value of the source-drain resistance RQ1 decreases, the combined resistance outside the constant current power supply 1 decreases, so the voltage value of the output voltage V0 decreases.
  • the voltage between the source and the drain of the field effect transistor Q1 decreases until it becomes the same as the voltage between the source and the gate at which the field effect transistor Q1 can be kept on.
  • the voltage value of the output voltage V0 decreases, the voltage value becomes smaller than the breakthrough voltage value of the Zener diode ZD1, and the current from the output terminal to the Zener diode ZD1 is cut off (time ts).
  • the voltage between the resistors R3 and R4 becomes substantially the ground potential, and the transistor Q2 is turned off.
  • the capacitor C2 is further charged by the current supplied through the resistor R5, the resistor R6, and the diode D1, and the voltage VC2 across the capacitor C2 becomes Vs ′ [ V] further increases (time ts ′). Thereafter, the voltage VC2 of the capacitor C2 is maintained at Vs' [V]. Further, by this charging, the resistance value of the source-drain resistance RQ1 of the field effect transistor Q1 is reduced to Rs ′ [ ⁇ ] (Rs ⁇ 0) (time ts ′). Thereafter, the source-drain resistance RQ1 is maintained at Rs ′ [ ⁇ ]. Note that the change in the current value of the transient current ILED is qualitatively the same as in the case of the first embodiment.
  • the resistance value of the source-drain resistance RQ1 of the field effect transistor Q1 can be further reduced as compared with the case of the element breakdown prevention circuit 10 of the first embodiment. Therefore, an increase in load caused by the element destruction prevention circuit 20 in the normal driving of the LED 2 can be further suppressed.
  • the resistance value of the source-drain resistance RQ1 of the field effect transistor Q1 can be substantially 0 [ ⁇ ], compared with the conventional configuration in which the element breakdown prevention circuit 20 is not provided (see FIG. 12B). Thus, an increase in load caused by the element breakdown prevention circuit 20 can be suppressed extremely well.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating an example of an element breakdown prevention circuit according to the third embodiment.
  • the element breakdown prevention circuit 40 of this embodiment shown in FIG. 5 includes a high resistance promotion circuit 43 (a kind of [high impedance enhancement circuit]: a part of a “voltage-dependent switching control circuit”). Except for this, the configuration is the same as the element destruction prevention circuit 20 (see FIG. 3) in the second embodiment. In the following, the same components as those of the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the high resistance promotion circuit 43 is a circuit for forcibly discharging the capacitor C2 in the transient current suppression circuit 11 mainly.
  • the transition control of the field effect transistor Q1 to the off state is performed with the aid of both the circuit unit including the resistor R2 and the high resistance promoting circuit 43.
  • the high-resistance promoting circuit 43 is faster than discharging the capacitor C2 by the resistor R2 in the transient current suppression circuit 11 based on the voltage at the circuit end of the transient current suppression circuit 11 connected to the LED 2. It is a circuit that causes the discharge.
  • a circuit unit including a resistor R10 and a resistor R8 arranged in series so as to connect the circuit end of the transient current suppressing circuit 11 connected to the LED 2 and the ground potential end of the constant current power supply 1;
  • a circuit unit including a transistor Q3 and a resistor R7 which are arranged in series so as to connect between the elements of the resistors R5 and R6 and the ground potential terminal and are controlled according to the voltage between the elements of the resistors R8 and R10.
  • a circuit portion composed of a capacitor C3 and a resistor R9 arranged in series so as to connect between the elements of the resistor R7 and the transistor Q3 and the ground potential end, and a cathode end (resistor of the resistor D9 of the non-resistance circuit 22) R1 and resistor R2) and a ground potential terminal are connected to each other, and a circuit unit including a transistor Q4 controlled according to the voltage between the capacitor C3 and the resistor R9.
  • the collector terminal of the transistor Q3 is connected to the resistor R7, the emitter terminal is connected to the ground potential terminal of the constant current power supply 1, and the base terminal is connected between the elements of the resistor R10 and the resistor R8.
  • the collector end of the transistor Q4 is connected between the diode D1 and the capacitor C2 in the transient current suppression circuit 11.
  • the transistor Q3 In the stationary phase of the non-connected state shown in FIG. 5, the transistor Q3 is in the off state, and the transistor Q4 is also in the off state because the transistor Q3 is in the off state.
  • Other circuit states are the same as those in the second embodiment.
  • the transistor Q3 In the steady state of the connected state, the transistor Q3 is in an on state, and the transistor Q4 is also in an off state. Further, the voltage value of the output voltage V0 of the constant current power supply 1 in the non-connected state is larger than that in the connected state.
  • the capacitor C2 can be discharged at high speed. However, since the capacitor C3 exists, the on state of the transistor Q4 is temporary, and once it is turned on, it is automatically turned off again. More specifically, since the DC component is blocked by the capacitor C3, the change in the output voltage V0 due to the presence or absence of the LED 2 flows from the capacitor C3 to the base end of the transistor Q4 through the resistor R5 and the resistor R7, and the transistor Q4 is turned on. Let When the change in the output voltage V0 is eliminated, the current from the resistors R5, R7, and the capacitor C3 is eliminated, so that the transistor Q4 is turned off.
  • the transistor Q4 is turned on only during the change of the output voltage V0 at the moment when the state transitions from the connected state to the non-connected state, and when the output voltage V0 is stable even in the non-connected state, The off state is maintained.
  • the output voltage V0 decreases and supply of transient current is started via the resistors R1 and R10.
  • the shunt current of the transient current flowing through the resistor R10 increases, the base voltage of the transistor Q3 increases, and when the current value of the shunt current of the transient current exceeds a predetermined current value, the transistor Q3 is turned on.
  • the capacitor C3 is substantially completely discharged in accordance with the transition of the transistor Q3 to the ON state, and the base voltage of the transistor Q4 becomes substantially the ground potential along with this discharge.
  • the transistor Q4 is surely shifted to the off state.
  • the operation after the transition to the connected state is executed as in the second embodiment.
  • the LED 2 is temporarily connected to the connected state when the LED 2 is mounted, then the connected state is changed to the non-connected state, and then the connected state is again transferred in a short time.
  • the high resistance promoting circuit 43 is not provided, the field effect transistor Q1 is turned on by the transition to the connected state, and then the discharge of the capacitor C2 is turned off by the discharge of the capacitor C2 although the transition is made to the non-connected state. If sufficient time is not secured for shifting to the state, the field effect transistor Q1 is turned on when the transition to the connection state is made again, and the LED 2 is connected. It is also conceivable that a steep increase in transient current cannot be sufficiently suppressed.
  • the capacitor C2 can be discharged at a high speed when shifted to the disconnected state, that is, the field effect transistor Q1 can be shifted to the complete OFF state at a high speed. Even under circumstances, the destruction and deterioration of the LED 2 can be suppressed.
  • the element destruction prevention circuit 40 can suppress the destruction and deterioration of the LED 2 due to chattering and repeated attachment / detachment when the LED is attached / detached, as compared with the case of the element destruction prevention circuit 20 of the second embodiment.
  • the resistor R2 in the transient current suppression circuit 11 may be omitted.
  • a diode D2 is provided between the first circuit end and the resistor R1.
  • a correction resistor R11 may be provided between the first circuit end and the drain end of the field effect transistor Q1.
  • the high resistance increasing circuit according to the present invention is a switching element. Any configuration can be used as long as the transition from the on state to the off state of the (field effect transistor Q1) can be accelerated.
  • the element breakdown prevention circuit according to the fourth embodiment is configured to control the switching element (field effect transistor Q1) based on the voltage as in the first to third embodiments.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to the fourth embodiment.
  • the transistor Q4 shifts to an on state in accordance with a change in voltage at the cathode end of the LED2.
  • the transistor Q4 shifts to the on state, the voltage between the resistor R14 and the collector terminal of the transistor Q4 decreases, the base voltage of the transistor Q5 becomes substantially the ground potential, and the transistor Q5 shifts to the off state.
  • the voltage between the elements of the resistor R15 and the resistor R16 in the circuit composed of the resistor R15, the resistor R16, and the capacitor C4 increases gently.
  • the gate voltage of the field effect transistor Q1 increases, and when it exceeds a predetermined value, the field effect transistor Q1 shifts to the on state. Then, it becomes a stationary phase of a connection state.
  • FIG. 8 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to the fifth embodiment.
  • the element breakdown prevention circuit 70 of the present embodiment includes a field effect transistor Q1 ([switching element]) and a gate voltage of the field effect transistor Q1 composed of elements other than the field effect transistor Q1. And a gate control circuit (a kind of [current-dependent gate control circuit]).
  • the transient current suppression circuit 71 mainly suppresses the transient current and turns on the field effect transistor Q1 in the same manner as the transient current suppression circuit 11 (see FIG. 1).
  • the high resistance enhancement circuit 73 (a kind of [high impedance enhancement circuit]) changes the state of the field effect transistor Q1 to the OFF state, similarly to the high resistance enhancement circuit 43 (see FIG. 5). This circuit speeds up.
  • the transistor Q7 In the steady state of the non-connected state shown in FIG. 8, the transistor Q7 is in the off state, and the voltage divided by the resistor R21 and the resistor R19 of the output voltage V0 is applied to the base end of the transistor Q6, whereby the transistor Q6 is in an on state, and the transistor Q1 is in an off state when the transistor Q6 is in an on state.
  • the transistor Q7 As the transistor Q7 is turned on, the voltage value of the base voltage of the transistor Q6 (same as the voltage VR19 of the resistor R19) is substantially reduced from V1 [V] to ground as shown in FIG. The potential is (V0 [V]), and the transistor Q6 is turned off. Due to the transition of the transistor Q6 to the OFF state, charging of the capacitor C2 is started via the resistor R1, and the voltage VC2 across the capacitor C2 increases as shown in FIG. 9C. Note that when the transistor Q6 is in the ON state, the current flowing through the resistor R1 substantially flows only through the transistor Q6. As shown in FIG.
  • the field effect transistor Q1 is turned on when the gate voltage of the field effect transistor Q1 (same as the voltage VC2 across the capacitor C2) increases and becomes higher than a predetermined voltage. After the transition to the state, the field effect transistor Q1 is turned on, and the resistance value of the source-drain resistance RQ1 of the field effect transistor Q1 decreases to Rs ′ [ ⁇ ] as the gate voltage increases.
  • a current path through the resistor R18 and the resistor 20 is formed as a main current path of the transient current in the initial stage of the transition period after the transition to the connection state by the mounting of the LED 2.
  • the resistance value of the source-drain resistance RQ1 of the field effect transistor Q1 that becomes the main current path of the transient current thereafter gradually decreases, it is possible to suppress a sudden change in the transient current, It is possible to prevent an instantaneous current exceeding the rated maximum current value of the LED 2 and the current value Is [A] in a steady state of the connected state from flowing.
  • the LED 2 can be prevented from being damaged or deteriorated.
  • a current path passing between the source and the drain of the field effect transistor Q1 in the on state is formed as a main current path of the steady current.
  • the increase of the load by the element destruction prevention circuit 70 in driving the LED 2 can be suppressed. Thereby, an increase in power consumption and heat generation can be suppressed.
  • the formation of the main path of the transient current and the formation of the main current path of the steady current are based on the circuit state of the element breakdown prevention circuit 70, specifically, the control of the field effect transistor Q1 according to the output current from the LED 2. Since it is automatically performed on the basis of this, it is not necessary to perform an artificial work other than the attaching / detaching work in replacing the LED 2 or the like.
  • the transient current suppression circuit is configured by the field effect transistor Q1, the resistor R1, the resistor R2, and the capacitor C2 has been described.
  • the field effect in which the main current path of the steady current in the steady state of the connected state is the on state.
  • the current path may be through the transistor Q1
  • the main current path of the transient current may be a path other than the field effect transistor Q1 and at least through the resistance element at least in the initial transition period of the connection state.
  • the capacitor C2 constitutes a part of a circuit for preventing a steep change in the transient current and a part of a circuit for controlling the gate voltage of the field effect transistor Q1.
  • each circuit may include a capacitor individually.
  • the element breakdown prevention circuit according to the sixth embodiment has a configuration that suppresses transient currents by using a change in mechanical connection state.
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to the sixth embodiment.
  • the element breakdown prevention circuit 80 of this embodiment is composed of only the transient current suppression circuit 81.
  • the transient current suppression circuit 81 includes a field effect transistor Q1 ([switching element]) and an element other than the field effect transistor Q1, and a gate for controlling the gate voltage of the field effect transistor Q1.
  • a control circuit (a kind of [voltage-dependent gate control circuit]).
  • the transient current suppression circuit 81 mainly suppresses the transient current and turns on the field effect transistor Q1 in the same manner as the transient current suppression circuit 11 (see FIG. 1).
  • This is a circuit that controls the transition to the OFF state and the transition to the OFF state.
  • the resistor R1 constituting the current supply path to the capacitor C2 that substantially controls the gate voltage of the field effect transistor Q1 of the transient current suppression circuit 11 (see FIG. 1) is a separate contact P4. .
  • the contact P2 and the contact P4 are first contacted (t0). Thereafter, the contact P1 and the contact P3 come into contact (t0 '), and the mounting of the LED 2 is completed.
  • the contact P2 and the contact P4 come into contact, a transient current flows through the resistor R1 and the capacitor C2, and charging of the capacitor C2 is started as shown in FIG. Since the transient current flows out through the resistor R1 and the capacitor C2, a sharp increase in the transient current can be reduced. Thereafter, the state transitions from the non-connected state to the connected state by contact between the contact P1 and the contact P3.
  • the contact P1 and the contact P3 are contacted after the contact P2 and the contact P4 are contacted.
  • the contact P1 and the contact P3 are contacted first, and then the contact P2 and the contact P4 are contacted.
  • It may be a configuration in which the Even in this case, the same control can be performed qualitatively as in the case described above, and substantially the same effect can be obtained.
  • the contact between the contact P2 and the contact P4 may be performed substantially simultaneously with the contact between the contact P1 and the contact P3. Even in this case, the same control can be performed qualitatively as in the case described above, and substantially the same effect can be obtained.
  • the functional element is an LED has been described, but another light emitting element may be used.
  • the functional element is not limited to the light emitting element, but may be an electric element that exhibits other functions other than various types of light emission.
  • the element destruction prevention circuit is arranged on the secondary side of the functional element (the cathode side of the LED)
  • the primary side of the functional element the anode of the LED
  • the configuration may be arranged on the side).
  • the element destruction prevention circuit has been described.
  • various electric devices incorporating the element destruction prevention circuit may be used.
  • an element destruction prevention circuit an adapter that is connected between a general constant current power source and a general electric device to make a functional element included in the electric device detachable, or an element destruction Power supply device integrating a prevention circuit and a constant current power supply, an electric device integrating an element destruction prevention circuit and a functional element, and an electric device integrating an element destruction prevention circuit, a constant current power supply and a functional element Is mentioned.
  • the effect of the present invention is enhanced when the functional element is a large current type functional element driven with a large current. Therefore, as an electric equipment, it is preferable that they are LED illumination provided with high current type LED, LED light, LED signboard, and LED indicator lamp.
  • the present invention relates to an adapter for connecting a constant current power source and an electric device having a functional element, a constant current power supply device, an electric device having a functional element such as a light emitting element, for example, a lighting device that illuminates a wide area or a narrow area (illumination). , Light), characters, figures, patterns, images, and display devices (signboards, indicator lamps, image display devices) that display images and videos.
  • a functional element such as a light emitting element
  • a lighting device that illuminates a wide area or a narrow area (illumination).
  • Light characters, figures, patterns, images, and display devices (signboards, indicator lamps, image display devices) that display images and videos.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to the first embodiment.
  • 4 is a timing chart qualitatively illustrating an example of the operation of the element breakdown prevention circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to Embodiment 2. 9 is a timing chart qualitatively illustrating an example of the operation of the element breakdown prevention circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to Embodiment 3.
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a modification of the element destruction prevention circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to Embodiment 4.
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a modification of the element destruction prevention circuit according to the third embodiment.
  • 10 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to Embodiment 5.
  • 10 is a timing chart qualitatively illustrating an example of the operation of the element breakdown prevention circuit according to the fifth embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram illustrating an example of an element destruction prevention circuit according to Embodiment 6.
  • 10 is a timing chart qualitatively illustrating an example of the operation of the element breakdown prevention circuit according to the sixth embodiment.
  • A) represents an electrical configuration of a conventional typical LED device using a constant voltage power source
  • (B) represents a circuit representing an electrical configuration of a conventional typical LED device using a constant current power source.
  • Constant current power supply 2 LED (functional element) 10, 20, 40, 50, 60, 70, 80: Element destruction prevention circuits 11, 31, 71, 81: Transient current suppression circuit 22: Non-resistance circuit (low impedance reduction circuit) 43, 73: High resistance enhancement circuit (high impedance enhancement circuit) Q1: Field effect transistor (switching element)

Abstract

　定電流電源からの駆動電力の遮断直後や駆動電力の供給中における機能素子の着脱によって機能素子が破壊や劣化することを抑制する。 　出力端と基準電位端との間に静電容量を含む定電流電源１と着脱自在な機能素子２とを電気的に接続する電気回路において、機能素子２を介して定電流電源１の出力端に接続される第１回路端及び定電流電源１の基準電位端に接続される第２回路端を含み、機能素子２の装着された接続状態から機能素子２の抜脱された非接続状態への移行に応じて回路端間のインピーダンスを非接続時インピーダンスにまで増加させ、接続状態移行に応じて回路端間のインピーダンスを接続時インピーダンスにまで減少させる素子破壊防止回路１０を含む構成とする。

Description

電気回路
　本発明は、定電流電源と定電流電源からの電力で駆動する着脱自在な機能素子とを接続する電気回路において、機能素子の着脱に応じた機能素子の破壊を防止する電気回路に関する。
　従来の典型的な発光装置において、ＬＥＤを点灯させるために、定電圧電源に抵抗とＬＥＤを直列に接続して、抵抗によってＬＥＤに流れる電流を調整したり、図１２（Ａ）に示されたように定電圧電源１とＬＥＤ２との間に電流制限回路を直列に接続して、電流制限回路によってＬＥＤに流れる電流を調整したりしていた。しかし、このように、抵抗や電流制限回路を直列に接続するとＬＥＤの通常駆動時に挿入した抵抗や電流制限回路が負荷となり、エネルギー損失を発生させていた。
　近年になり、ＬＥＤの高輝度化が進み、従来の表示用のＬＥＤとは異なり、大電流で駆動する必要が生じてきた。このように大電流で駆動される場合には、従来の典型的な発光装置と同様の構成とすれば、挿入される抵抗や電流制限回路による負荷に基づくエネルギー損失が増大する。このようなエネルギー損失を低減すると共に小型化を促進するために、定電圧電源に代えて定電流電源が用いられることが増えてきた。
　なお、従来の一般的な電源には、安定した電圧や電流を供給するためや、ノイズ等による変動を低減するために、基準電位端と出力端との間にコンデンサが設けられている（例えば、特許文献１参照）。このコンデンサには、定電流電源の作動中にはコンデンサの容量と定電流電源の出力電圧に応じた電荷が蓄積される。なお、作動停止後であっても自然放電によって電荷が完全に放出されるまでは、電荷が蓄積されている。
　一般的な定電流電源１からの電力によってＬＥＤ２を点灯させる従来の典型的な発光装置では、図１２（Ｂ）に示されたように、定電流電源１とＬＥＤ２とが配線で接続されている。このような場合には、コンデンサＣ１に電荷が蓄積されている状態において、ＬＥＤ２が装着されるとＬＥＤ２が破損したり、劣化したりする。これは、電流制限回路からは所定の電流値の電流しか供給されないが、コンデンサＣ１に蓄積されている電荷はＬＥＤ２を装着する際に瞬時に放電されるために、瞬間的に極めて大きな電流（瞬時電流）となって流れるからである。
特開２００４－１１９０７８号公報
　ＬＥＤの破壊や劣化を防止するためには、定電流電源の作動を停止させてから所定の時間だけ待ってから行えばよい。しかし、大電流で駆動するＬＥＤの場合、コンデンサＣ１に蓄積される電荷量も倍増し、自然放電の完了を待つのは現実的な解決策ではなくなってきた。また、非常灯等の緊急事態の発生を報知するための発光装置においては、その監視を行っている機器等が稼働している限りにおいて、安全確保のために決して非常灯を消灯することはできない。したがって、非常灯を構成する全部又は一部のＬＥＤの交換のためにそれらの機器等を停止することは避けなければならず、定電流電源を作動させたままでＬＥＤの交換をできる装置が熱望されていた。また、複数の発色のＬＥＤを多数配置して図形や模様や画像を形成させる場合には、発光色や配置場所を目視で確認しながら作業できるように、定電流電源を作動させたままでＬＥＤを交換できる装置が熱望されていた。　
　上記においてはコンデンサが出力端と基準電位端との間を接続している場合について説明したが、出力端と基準電位端との間に静電容量を有する定電流電源の全般についても同様である。また、上記においては発光装置の場合について説明したが、定電流電源によって駆動される着脱自在な機能素子を備える電気機器の一般についても同様である。
　そこで、本発明に係る電気回路では、定電流電源からの電力遮断直後や電力供給中における機能素子の着脱によって機能素子が破壊や劣化することを防止すると共に、機能素子の通常駆動時におけるインピーダンスの増加を抑制する。
　上記の課題を解決するために、本発明に係る電気回路は、
　出力端と基準電位端と間に静電容量を含む定電流電源と、前記定電流電源からの電力に基づいて所定の機能を発現する着脱自在な機能素子とを電気的に接続する電気回路であって、
　前記機能素子を介して前記定電流電源の前記出力端に接続される第１回路端及び前記定電流電源の前記基準電位端に接続される第２回路端を含む素子破壊防止回路を備え、
　前記素子破壊防止回路が、
　前記機能素子の抜脱により前記第１回路端と前記定電流電源の前記出力端とが電気的に接続されていない状態を非接続状態とし、前記機能素子の装着により前記第１回路端と前記出力端とが電気的に接続されている状態を接続状態として、
　前記接続状態から前記非接続状態への状態移行に応じて、前記第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に非接続時インピーダンスにまで増加させ、
　前記非接続状態から前記接続状態への状態移行に応じて、前記第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に前記非接続インピーダンスより低い接続時インピーダンスにまで減少させることを特徴としている。
　本発明に係る電気回路であれば、容量素子の蓄積電荷の放電は、接続状態への状態移行の直後において第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスが接続時インピーダンスへ完全に変化し終える前（実質的に非接続時インピーダンスの場合）に開始されるために、放電に基づく放電電流が急峻に変化することを抑制できる。これによって、一般的な定電流電源からの電力供給の遮断直後や電力供給中における機能素子の着脱によって機能素子が破損されたり、劣化したりすることを抑制できる。また、機能素子が装着され、機能素子が通常状態で駆動している場合には、第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスが低インピーダンス（接続時インピーダンス）に変化した素子破壊防止回路を介して電力が供給されるために、素子破壊防止回路の負荷によるエネルギー損失を低減できる。
　本発明に係る電気機器の最良の形態について説明する。なお、本発明の概念的な構成について説明した後に、具体的な構成について図面を参照しながら説明する。
　本発明に係る電気回路は、出力端と基準電位端との間に静電容量を含む定電流電源と、定電流電源からの電力に基づいて所定の機能を発現する着脱自在な機能素子とを電気的に接続する電気回路であって、機能素子を介して定電流電源の前記出力端に接続される第１回路端及び定電流電源の基準電位端に接続される第２回路端を含む素子破壊防止回路を備えている。機能素子の抜脱により第１回路端と定電流電源の出力端とが電気的に接続されていない状態を「非接続状態」と称し、前記機能素子の装着により前記第１回路端と前記出力端とが電気的に接続されている状態を「接続状態」と称する。
　「基準電位」とは、定電流電源と素子破壊防止回路とで電圧の基準となる共通の電位であって、通常、接地電位である。また、「定電流電源の基準電位端に接続され」とは、具体的に配線によって接続されている場合に限らず、定電流電源と素子破壊防止回路とが個別に接地されていてもよいことを意味する。
　素子破壊防止回路は、接続状態から非接続状態への状態移行に応じて、第１回路端と第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に非接続時インピーダンスにまで増加させる。また、素子破壊防止回路は、非接続状態から接続状態への状態移行に応じて、第１回路端と第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に非接続インピーダンスより低い接続時インピーダンスにまで減少させる。ここで、「自己整合的に」とは、機能素子の装着以外の人的操作をすることなく回路状態、例えば、所定の箇所の電圧値や所定の箇所の電流値に応じて決定されることを意味する。なお、静電容量に蓄積された電荷の放電は、接続状態への状態移行の直後において、第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスが接続時インピーダンスへ変化し終える前（実質的に非接続時インピーダンス）に開始される。
　素子破壊防止回路としては、例えば、機能素子の装着時における電気機器の内部抵抗を自己整合的に機能素子の通常の駆動状態の場合よりも大きくする回路や、放電自体を緩やかにさせる回路や、それらの組合せ回路が挙げられる。
　素子破壊防止回路がない場合には、定電流電源が非作動状態であっても蓄積電荷の少なくとも一部は瞬時に放電されるために、放電電流の時間変化は極めて時間幅の狭い尖塔（ピーク）波形となり、その最大値（ピーク値）は定常駆動状態における駆動電流値を遥かに越える値となる。しかし、その場合の放電量（移動電荷量）は、素子破壊防止回路の有無に関わらず、概ね、蓄積電荷量や機能素子の駆動電圧に応じた一定量であるために、電気機器の内部抵抗を大きくしたり、緩やかに放電させたりすれば、放電電流のピーク値が低減される。これによって、過剰な電流が流れることによる機能素子の破壊や破損を抑制できることとなる。また、定電流電源が作動状態であれば、素子破壊防止回路を除く電源回路からの供給電流に放電電流が重畳して更に大きな値となるために、素子破壊防止回路における放電電流の低減率を大きくする必要がある。
　前記素子破壊防止回路が、
　前記機能素子に接続される電流流入端と、前記定電流電源の前記基準電位端と接続される電流流出端と、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を変化させる制御端とを備えるスイッチング素子と、
　前記スイッチング素子の前記電流流入端の電圧の変化に基づいて、前記制御端の電圧を制御する電圧依存型のスイッチング制御回路と、
を含み、
　前記スイッチング制御回路が、
　前記非接続状態への状態移行に応じた前記スイッチング素子の前記電流流入端の電圧の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記接続状態における所定の接続時抵抗値から前記接続時抵抗値より大きい所定の非接続時抵抗値に変化させ、
　前記接続状態への状態移行に応じた前記スイッチング素子の前記電流流入端の電圧の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記非接続時抵抗値から前記接続時抵抗値に変化させる構成であることが好ましい。
　「スイッチング素子」とは、少なくとも２つの異なる抵抗値を選択的に発現できる素子を意味し、２値選択する素子であってもよいし、多値選択する素子であってもよいし、連続的に変化する値をとる素子であってもよい。スイッチング素子としては、例えば、トランジスタ等の電気作用によって抵抗値を制御できる素子や、フォトカプラ等の光作用によって抵抗値を制御できる素子や、磁気作用によって抵抗値を制御できる素子が挙げられる。「電流流入端」とは、電流が流入する端子（電子が流出する端子）であって、トランジスタの場合であればドレイン端やコレクタ端を意味する。「電流流出端」とは、電流が流出する端子（電子が流入する端子）であって、トランジスタの場合であればソース端やエミッタ端を意味する。また、「制御端」とは、電流流入端と電流流出端との間の抵抗値を変更するための電流信号又は電圧信号が入力される端子であり、トランジスタの場合であればゲート端やベース端を意味する。
　この構成であれば、第１回路端と第２回路端との間のインピーダンスをスイッチング素子による抵抗値の制御によって変化させるために、簡便かつ確実に第１回路端と第２回路端との間のインピーダンスを変化させることができる。また、スイッチング素子の電流流入端の電圧の変化に基づいて抵抗値を制御するために、簡便かつ確実に第１回路端と第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に制御できる。
　前記素子破壊防止回路が、
　前記機能素子に接続された電流流入端と、前記定電流電源の前記基準電位端に接続された電流流出端と、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗値を制御する制御端とを備えるスイッチング素子と、
　前記スイッチング素子の前記電流流入端へ流入する電流の変化に基づいて、前記制御端の電圧を制御する電流依存型のスイッチング制御回路と、
を含み、
　前記スイッチング制御回路が、
　前記非接続状態への状態移行に応じた前記第１回路端に流入する電流の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記接続状態における所定の接続時抵抗値から前記接続時抵抗値より大きい所定の非接続時抵抗値に変化させ、
　前記接続状態への状態移行に応じた前記第１回路端に流入する電流の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記非接続時抵抗値から前記接続時抵抗値に変化させる構成であることが好ましい。
　この構成であれば、第１回路端と第２回路端との間のインピーダンスをスイッチング素子による抵抗値の制御によって変化させるために、簡便かつ確実に第１回路端と第２回路端との間のインピーダンスを変化させることができる。また、第１回路端に流入する電流の変化に基づいて抵抗値を制御するために、簡便かつ確実に第１回路端と第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に制御できる。
　前記素子破壊防止回路が、前記接続状態への状態移行に応じて前記第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスを前記接続時インピーダンスより低いインピーダンスに変化させる低インピーダンス化促進回路を更に含む構成であることが好ましい。具体的には、例えば、前記接続状態への状態移行に応じて前記スイッチング素子の前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記接続時抵抗値より低い抵抗値にまで変化させる無抵抗化回路を更に含む構成が挙げられる。
　この構成であれば、機能素子の通常の駆動時における素子破壊防止回路に起因する負荷の増加を更に抑制できる。更に、その負荷の増加を実質的に防止することもできる。
　前記素子破壊防止回路が、前記非接続状態への状態移行に伴う前記第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスの変化を高速化する高インピーダンス化促進回路を更に含む構成であることが好ましい。具体的には、例えば、前記非接続状態への状態移行に伴う前記スイッチング素子の前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗の変化を高速化する高抵抗化促進回路を更に含む構成が挙げられる。
　この構成であれば、非接続状態へ移行した場合に第１回路端と第２回路端との間のインピーダンス（電流流入端と電流流出端との間の抵抗）を高速で高インピーダンス化（高抵抗化）できるために、具体的には、スイッチング素子の完全なオフ状態への移行を高速で行えるために、短期間において接続状態への移行や非接続状態への移行が繰り返されたとしても機能素子の破壊や劣化を抑制できる。これによって、機能素子の着脱時におけるチャタリングや不測の着脱の繰り返しに起因する破壊や劣化も抑制できる。
　前記素子破壊防止回路が、
　前記機能素子に接続される電流流入端と、前記定電流電源の前記基準電位端と接続される電流流出端と、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を変化させる制御端とを備えるスイッチング素子と、
　前記機能素子の装着過程において前記定電流電源の前記出力端に接続される付加回路端を更に含み、
　前記非接続状態への状態移行に応じた前記付加回路端の電圧の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記接続状態における所定の接続時抵抗値から前記接続時抵抗値より大きい所定の非接続時抵抗値に変化させ、
　前記接続状態への状態移行に応じた前記付加回路端の電圧の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記非接続時抵抗値から前記接続時抵抗値に変化させる構成であることが好ましい。
　この構成であれば、機能素子の通常の駆動時における素子破壊防止回路に起因する負荷の増加を更に抑制できる。更に、その負荷の増加を実質的に防止することもできる。
　ここで、本発明に係る素子破壊防止回路の具体的な形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下においては、機能素子がＬＥＤである場合を一例として挙げて、その種々の形態について説明する。
　〔実施形態１〕
　実施形態１の素子破壊防止回路について説明する。図１は、実施形態１に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図である。図１には、素子破壊防止回路１０と共に定電流電源１及びＬＥＤ２も示されている。なお、図１において、スイッチＳＷ１は、ＬＥＤ２とは別に設けられたスイッチ素子ではなく、ＬＥＤ２の接続状態と非接続状態との間の移行を表すための仮想的なスイッチである。例えば、定電流電源１の出力端（上側配線端）と電気的に接続された第１入出力端子及び第２入出力端子を含み、ＬＥＤ２を着脱自在に固定するソケット（図示せず）と、ＬＥＤ２とで構成されており、ＬＥＤ２をソケットに装着することによって第１入出力端子と第２入出力端子とが電気的に接続され、ＬＥＤ２をソケットから抜脱することによってそれらの端子間が電気的に断絶される場合が挙げられる。したがって、スイッチＳＷ１がオン状態である場合は、ＬＥＤ２が素子破壊防止回路１０に電気的に接続されている接続状態を意味し、オフ状態である場合には、ＬＥＤ２が素子破壊防止回路１０に電気的に接続されていない非接続状態を意味する。以下の各種の実施形態におけるスイッチＳＷ１についても同様とする。
　素子破壊防止回路１０の説明に先立ち、定電流電源１及びＬＥＤ２について説明する。定電流電源１は、図１に示されたように、起電力回路としての直流電源Ｖと、直流電源Ｖと直列に接続され、直流電源Ｖから供給される電流を所定の最大電流値以下に制限する電流制限回路と、直列に接続された直流電源Ｖ及び電流制限回路に対して並列に接続された電解コンデンサＣ１（〔静電容量〕の一種）とを含んでいる。直流電源Ｖの低電位側は接地されている。定電流電源１がオン状態（電力供給状態）である場合には、電解コンデンサＣ１にはその容量と定電流電源１の出力電圧Ｖ０（接地電位に対する電位差）の電圧値（例えば、３０〔Ｖ（ボルト）〕）とに応じた電荷（〔蓄積電荷〕）が蓄積されている。また、定電流電源１のオフ状態（電力供給停止状態）においても、自然放電によって蓄積電荷は減衰するものの、オフ状態への移行から長時間に渡り電荷が蓄積されている。ＬＥＤ２は、所定の駆動閾電圧値ＶＦ（例えば、２０〔Ｖ〕）以上の電圧が印加された場合に発光し、その発光輝度は供給される電流値が大きくなるについて大きくなる。なお、定格最大電流値（例えば、５〔Ａ（アンペア）〕）を超える電流が供給されるとＬＥＤ２自体が破壊されて発光しなくなったり、その一部が損傷して正常な発光ができなくなったりする。直流電源Ｖの起電圧は駆動閾電圧値ＶＦ以上であり、電流制限回路からの出力電流Ｉ０の電流値（例えば、１〔Ａ〕）は、ＬＥＤ２の定格最大電流値よりも小さい値である。電界コンデンサＣ１は、ＬＥＤ２の定常駆動状態において、直流電源Ｖや電流制限回路の出力電圧Ｖ０や出力電流Ｉ０等が急激に変動をしたとしてもその影響を緩和して、定電流電源１からの出力電圧がＬＥＤ２の駆動閾電圧値ＶＦ以下になることやその出力電流Ｉ０がＬＥＤ２の定格最大電流値を越えて大きくなることを抑制している。また、ＬＥＤ２の抜脱による接続状態から非接続状態への移行に伴うフライバック電流による直流電源Ｖや電流制限回路の破壊や破損を抑制している。なお、図１には、定電流電源１の出力端と基準電位端との間に電界コンデンサＣ１が設けられている場合が示されているが、電界コンデンサＣ１等の容量素子が実際には接続されておらず、直流電源Ｖや電流制限回路に静電容量が内在している場合であってもよい。また、図１には、起電力回路として直流電源Ｖが設けられている場合が示されているが、外部から供給される交流電力を直流電力に変換する起電力回路であってもよいし、外部から供給される直流電力を所定の電圧等に変換する起電力回路であってもよい。
　素子破壊防止回路１０は、図１に示されたように、定電流電源１と反対側のＬＥＤ２のカソード端と定電流電源１の接地電位端（下側配線端；〔基準電位端〕の一種）とを接続する過渡電流抑制回路１１のみで構成されている。過渡電流抑制回路１１は、ＬＥＤ２と電界トランジスタＱ１のドレイン端（〔電流流入端〕及び〔第１回路端〕の一種）の電圧に基づいて、接続状態への移行後における過渡電流の急激な変化を抑制する。ここで、「接続状態への移行後における過渡電流」とは、ＬＥＤ２の装着による接続状態への移行後であって定常状態に至るまでの過渡期においてＬＥＤ２に流れる電流を意味する。過渡電流は、定電流電源１がオン状態である場合には、電流制限回路を介して直流電源Ｖから供給される電流（以下、「基本電流」と称す）と電解コンデンサＣ１の放電に起因する電流（「放電電流」）との総和電流であり、定電流電源１がオフ状態（電力供給停止状態）である場合には、電解コンデンサＣ１の放電に起因する電流と同一である。なお、以下においては、定電流電源１のオン状態におけるＬＥＤ２の装着によるＬＥＤ２の破壊や劣化を防止できる場合には、定電流電源１のオフ状態におけるＬＥＤ２の装着によるＬＥＤ２の破壊や劣化は直流電源Ｖから供給される電流の影響がないために確実に防止できるために、定電流電源１のオン状態においてＬＥＤ２を装着する場合についてのみ詳細に説明する。
　過渡電流抑制回路１１は、電界効果トランジスタＱ１（「スイッチング素子」の一種）と、過渡電流を抑制すると共に電界効果トランジスタＱ１のゲート端（〔制御端〕の一種）の電圧を制御するゲート制御回路（「電圧依存型のスイッチング制御回路」の一種）とで構成されている。電界効果トランジスタＱ１のドレイン端（〔電流流入端〕の一種）はＬＥＤ２と接続され、ソース端（〔電流流出端〕の一種）は接地電位端と接続されている。ゲート制御回路は、電界効果トランジスタＱ１のゲート端とＬＥＤ２の一端とを接続する抵抗Ｒ１と、ゲート端と接地電位端とを接続するコンデンサＣ２と、ゲート端と接地電位端とを接続する抵抗Ｒ２とを含んでいる。抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２は、主に、過渡電流を抑制すると共に電界効果トランジスタＱ１のオン状態への移行を制御する回路部を構成し、抵抗Ｒ２は、主に、電界効果トランジスタＱ１のオフ状態への移行を制御する回路部を構成する。
　ここで、素子破壊抑制回路１０（過渡電流抑制回路１１）の動作について説明する。図２は、素子破壊抑制回路１０の動作の一例を定性的に表すタイミングチャートであり、図２（Ａ）がＬＥＤ２に流れる電流の時間推移を表し、図２（Ｂ）がコンデンサＣ２の端子間電圧の時間推移を表し、図２（Ｃ）が電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間抵抗の時間推移を表している。なお、図２においては、ＬＥＤ２の装着に応じて非接続状態から接続状態へ移行する場合の動作のみが示されている。また、図２（Ａ）には、参考のために、過渡電流抑制回路１１を設けない場合にＬＥＤに流れる電流の時間推移が一点鎖線で示されている。これらは、後述する他の実施形態において参照するタイミングチャートにおいても同様である。
　まず、ＬＥＤ２の抜脱によって、図１に示されたように定電流電源１がオン状態であり、かつＬＥＤ２の抜脱によって非接続状態（ＳＷ１のオフ状態）に移行してから所定の時間の経過後である非接続状態の定常期において、電解コンデンサＣ１の電圧は定電流電源１の出力電圧Ｖ０の電圧値と同一であり、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の電圧値はＶｎ〔Ｖ〕（Ｖｎ＝０）であり、電界効果トランジスタＱ１がオフ状態であってそのソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値はＲｎ〔Ω（オーム）〕である。一方、定電流電源１がオン状態であり、かつＬＥＤ２の装着によって接続状態（ＳＷ１のオン状態）に移行してから所定の時間の経過後である接続状態の定常期において、電解コンデンサＣ１の電圧は定電流電源１の出力電圧値と同一のＶ０〔Ｖ〕であり、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の電圧値はＶｓ〔Ｖ〕であり、電界効果トランジスタＱ１がオン状態であってそのソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値はＲｓ〔Ω〕である。
　ＬＥＤ２の装着が開始されて、非接続状態から接続状態へ移行すると（時刻ｔ０）、電界効果トランジスタＱ１のソース端及びドレイン端との間が開放されている場合に相当する接続移行直後閉回路に、直流電源Ｖに起因する基本電流及び電解コンデンサＣ１に起因する放電電流とを含む過渡電流の供給が開始される。
　過渡電流の供給が開始されたとしても、接続移行直後閉回路において直列に接続された抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２によって、ＬＥＤ２に流れる過渡電流の急激な増加が抑制されることになる。したがって、接続状態への移行直後において、図２（Ａ）に示されたように、過渡電流ＩＬＥＤの電流値は微少値Ｉｎ〔Ａ〕である。なお、過渡電流抑制回路１１がなくＬＥＤ２のカソード端が定電流電源１の接地電位端に接続されている場合には、図２（Ａ）に一点鎖線で示されたように、ＬＥＤ２の定常駆動時における出力電流Ｉ０の電流値Ｉｓ〔Ａ〕（例えば、Ｉｓ＝１）を遥かに越える電流値を最大値Ｉｍ〔Ａ〕（例えば、Ｉｍ＝２８）とする尖塔波形の瞬時電流が流れる。
　接続状態への移行からの時間の経過に伴って、図２（Ｂ）に示されたように、過渡電流によってコンデンサＣ２が充電されることとなり、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２がＶｎ〔Ｖ〕からＶｓ〔Ｖ〕まで徐々に増加する（時刻ｔｓ）。その後、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２はＶｓ〔Ｖ〕を維持する。
　また、この充電に応じて電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧（コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２と同じ）が増加することによって、図２（Ｃ）に示されたように、ソース・ドレイン間の抵抗値が、Ｒｎ〔Ω〕からＲｓ〔Ω〕まで徐々に減少する（時刻ｔｓ）。その後、ソース・ドレイン間の抵抗値はＲｓ〔Ω〕を維持する。なお、電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧が所定の閾電圧を越えるまでは、実質的にソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値は減少を始めない。
　過渡電流ＩＬＥＤの電流値は、図２（Ａ）に示されたように、過渡期の初期段階においては、過渡電流ＩＬＥＤの供給開始の後に抵抗Ｒ２を介した電流路が形成されると共にその電流路を介して流れる過渡電流ＩＬＥＤの分流成分がコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２の増加に伴って増加するために、Ｉｎ〔Ａ〕から微増する。なお、この初期段階においては、電界効果トランジスタＱ１はオフ状態を維持しているために、ソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値は直列に接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との合成抵抗値よりも遥かに大きいために、過渡電流ＩＬＥＤの電流路として殆ど機能しない。しかし、その後、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２の増加に伴うソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値が抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との合成抵抗値よりも小さくなると、過渡電流ＩＬＥＤの電流路として電界効果トランジスタＱ１を介した電流路が抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を介した電流路よりも支配的になり、図２（Ａ）に示されたように、ソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値の急峻な減少に応じてＩｓ〔Ａ〕まで急峻に増加する（時刻ｔｓ）。その後、ＬＥＤ２には電流値がＩｓ〔Ａ〕である定常電流が供給される。
　ＬＥＤ２に定常電流が供給されている接続状態の定常期においては、実質的に、過渡電流抑制回路１１に代えて抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の合成抵抗よりも遥かに小さい抵抗値Ｒｓ〔Ω〕の抵抗をＬＥＤ２と定電流電源１の接地電位端との間に設けた場合に相当する閉回路が形成される。
　一方、ＬＥＤ２の抜脱が開始されて接続状態から非接続状態へ移行すると、コンデンサＣ２が抵抗Ｒ２を介して放電を開始する。この放電によって、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２がＶｓ〔Ｖ〕からＶｎ（＝０）〔Ｖ〕に減少し、その後はＶｎ〔Ｖ〕を維持する。また、コンデンサＣ２の両端電位ＶＣ２の減少に伴う電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧の電圧値の減少に応じて、ソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値が、Ｒｓ〔Ω〕からＲｎ〔Ω〕に増加し、その後はＲｎ〔Ω〕を維持する。
　本形態の素子破壊防止回路１０（過渡電流抑制回路１１）であれば、ＬＥＤ２の装着による接続状態への移行後の過渡期の初期において、過渡電流の主電流路として、直列に接続された抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２を介する電流路が形成されること、及び、その後の過渡電流の主電流路となっていく電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値が序々に減少していくことによって、急激な過渡電流の変化を抑制でき、ＬＥＤ２の定格最大電流値、実質的に接続状態の定常期の電流値Ｉｓ〔Ａ〕を越える瞬時電流が流れることを防止できる。これによって、定電流電源１が電力供給状態である場合にＬＥＤ２を着脱したとしてもＬＥＤ２が破損や劣化することを防止できる。また、ＬＥＤ２の装着による接続状態への移行後の定常期において、定常電流の主電流路として、オン状態である電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間を介する電流路が形成されることによって、通常のＬＥＤ２の駆動における素子破壊防止回路１０自体による負荷の増大を抑制できる。これによって、消費電力の増大や発熱等も抑制できる。過渡電流の主経路の形成や定常電流の主電流路の形成が、素子破壊防止回路１０自体の回路状態に基づいて、具体的には、電界効果トランジスタＱ１とＬＥＤ２との素子間の電圧に応じた電界効果トランジスタＱ１の制御に基づいて自動的に行われるために、ＬＥＤ２の交換等においてその着脱作業以外の人為的な作業を行う必要がなくなる。更に、過渡電流の急激な変化を抑制するためのコンデンサＣ２を電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧の制御に援用することによって、素子破壊防止回路１０の回路構成を簡素化できる。
　上記においては、過渡電流抑制回路１１が電界効果トランジスタＱ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ１で構成される場合について説明したが、接続状態の定常期における定常電流の主電流路がオン状態の電界効果トランジスタＱ１を介する電流路となり、接続状態の過渡期の少なくとも初期において、過渡電流の主電流路が電界効果トランジスタＱ１以外の経路であって少なくとも抵抗素子を介する電流路となる構成であってもよい。また、上記においては、コンデンサＣ２を過渡電流の急峻な変化を防止するための回路を構成する一部の素子と、電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧を制御するための回路との一部を構成する素子として兼用して回路構成の簡素化を図ったが各回路で個別にコンデンサを含む構成であってもよい。
　〔実施形態２〕
　実施形態２に係る素子破壊防止回路は、実施形態１に係る素子破壊防止回路１０よりも接続状態の定常期における素子破壊防止回路自身による負荷を低減できる構成である。図３は、実施形態２に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図である。本形態の素子破壊防止回路２０は、無抵抗化回路２２を含むこと以外は、上記の実施形態１における素子破壊防止回路１０（図１参照）と同一の構成である。以下においては、実施形態１と同一の構成部分については同一の参照符号を付すこととし、その詳細な説明は省略する。
　素子破壊防止回路２０は、定常接続状態における電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧の電圧値を更に増加させてソース・ドレイン間抵抗の抵抗値を低下させて、実質的に無抵抗化する無抵抗化回路２２（〔低インピーダンス化促進回路〕の一種：「電圧依存型のスイッチング制御回路」の一部の一種）を更に含んでいる。本形態においては、電界効果トランジスタＱ１のオン状態への移行制御は、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２からなる回路部と無抵抗化回路２２との双方の援用によって行われる。
　無抵抗化回路２２は、定電流電源１の出力端と接地電位端とを接続するように直列に配置されたツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４を含む回路部と、出力端と接地電位端とを接続するように直列に配置された抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６及びトランジスタＱ２、抵抗Ｒ５と抵抗６との素子間と接地電位端とを接続するツェナーダイオードＺＤ２、抵抗６とトランジスタＱ２との素子間と電界効果トランジスタＱ１のゲート端とを接続するダイオードＤ１を含む回路部とで構成されている。トランジスタＱ２のエミッタ端は抵抗Ｒ２と接続され、ベース端は抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との素子間と接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４を含む回路部は、主に、出力電圧Ｖ０の変化に応じてトランジスタＱ２のオン状態とオフ状態との間の状態移行を制御する。他の回路部は、主に、トランジスタＱ２のオフ状態への移行に応じて、電界効果トランジスタＱ１のからオン状態への状態移行を制御する回路部を構成する。
　図３に示された非接続状態の定常状態において、電解コンデンサＣ１の両端電圧は定電流電源１の出力電圧Ｖ０の電圧値と同一であり、コンデンサＣ２の端子間電圧ＶＣ２の電圧値はＶｎ〔Ｖ〕（Ｖｎ＝０）であり、電界効果トランジスタＱ１がオフ状態であってそのソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値はＲｎ〔Ω（オーム）〕である。また、ツェナーダイオードＺＤ１はブレークスルー電圧を維持しており、トランジスタＱ２は出力電圧Ｖ０からツェナーダイオードＺＤ１のブレークスルー電圧を減じた電圧を抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４で抵抗分割した抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との素子間の電圧値によってオン状態を維持している。
　一方、定電流電源１がオン状態であり、かつＬＥＤ２の装着によって接続状態（ＳＷ１のオン状態）に移行してから所定の時間の経過後である接続状態の定常期において、電解コンデンサＣ１の両端電圧は定電流電源１の出力電圧値と同一のＶ０〔Ｖ〕であり、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の電圧値はＶｓ〔Ｖ〕であり、電界効果トランジスタＱ１がオン状態であってそのソース・ドレイン間抵抗の実効的な抵抗値はＲｓ’〔Ω（オーム）〕である。また、ツェナーダイオードＺＤ１を介しての電流や、トランジスタＱ２を介しての電流や、ダイオードＤ１を介しての電流は実質的に遮断されている。なお、このような非接続状態や接続状態の定常期の動作が実現されるように各種の回路素子は選択されている。
　ここで、図４は、素子破壊防止回路２０の動作の一例を定性的に表すタイミングチャートであり、図４（Ａ）がＬＥＤに流れる電流の時間推移を表し、図４（Ｂ）がコンデンサＣ２の端子間電圧の時間推移を表し、図４（Ｃ）が電界効果トランジスタのソース・ドレイン間抵抗の時間推移を表している。
　ＬＥＤ２の装着が開始されて非接続状態から接続状態へ移行すると（時刻ｔ０）、過渡電流ＩＬＥＤの供給が開始されるが、上記の実施形態１の場合と同様の動作原理によってＬＥＤ２に流れる過渡電流ＩＬＥＤの急激な増加が抑制されることになる。接続状態への移行からの時間の経過に伴って、図４（Ｂ）に示されたように、過渡電流ＩＬＥＤによってコンデンサＣ２が充電されることとなり、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２がＶｎ〔Ｖ〕からＶｓ〔Ｖ〕まで徐々に増加する（時刻ｔｓ）。また、この充電に応じて電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧（コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２と同じ）の電圧値が増加することによって、図４（Ｃ）に示されたように、ソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値がＲｎ〔Ω〕からＲｓ〔Ω〕まで減少する（時刻ｔｓ）。ここまでの過渡現象は、上記の実施形態１の場合と定性的に同一である。
　ソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値の減少に伴って、定電流電源１の外部の合成抵抗が低下するために、出力電圧Ｖ０の電圧値が減少する。なお、このとき、電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧は、電界効果トランジスタＱ１がオン状態を保持できるソース・ゲート間の電圧と同一なるまで減少する。この出力電圧Ｖ０の電圧値の減少に伴って、その電圧値がツェナーダイオードＺＤ１のブレークスルー電圧値よりも小さくなり、出力端からツェナーダイオードＺＤ１への電流が遮断される（時刻ｔｓ）。この遮断によって、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との素子間の電圧が実質的に接地電位となり、トランジスタＱ２がオフ状態へ移行する。この移行によって、図４（Ｂ）に示されたように、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６及びダイオードＤ１を介して供給される電流によってコンデンサＣ２が更に充電されて、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２がＶｓ’〔Ｖ〕まで更に増加する（時刻ｔｓ’）。その後、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２はＶｓ’〔Ｖ〕に維持される。また、この充電によって、電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値はＲｓ’〔Ω〕（Ｒｓ≒０）まで減少する（時刻ｔｓ’）。その後、ソース・ドレイン間の抵抗ＲＱ１はＲｓ’〔Ω〕に維持される。なお、過渡電流ＩＬＥＤの電流値の変化は、上記の実施形態１の場合と定性的に同一である。
　本形態に係る素子破壊防止回路２０であれば、上記の実施形態１の素子破壊防止回路１０の場合に比べて、電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値を更に低下させることができるために、通常のＬＥＤ２の駆動における素子破壊防止回路２０に起因する負荷の増大を更に良好に抑制できる。また、電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値を実質的に０〔Ω〕にできるために、素子破壊防止回路２０を設けない従来の構成（図１２（Ｂ）参照）と比べて、素子破壊防止回路２０に起因する負荷の増加を極めて良好に抑制できることとなる。
　上記においては、図３に示された無抵抗化回路２２によって接続状態の定常期における電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧を無抵抗化回路２２を設けない場合よりも高い電圧値に制御する場合について説明したが、ゲート電圧の電圧値を高い電圧値に制御できる構成であればいかなる構成であってもよい。
　〔実施形態３〕
　実施形態３に係る素子破壊防止回路４０は、ＬＥＤ（機能素子）の装着や抜脱の際において接続状態から非接続状態への移行やその逆の移行が微少時間間隔で複数回発生したとしても、その装着や抜脱の際に機能素子が破壊や劣化することを防止できる構成である。図５は、実施形態３に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図である。図５に示された本形態の素子破壊防止回路４０は、高抵抗化促進回路４３（〔高インピーダンス化促進回路〕の一種：「電圧依存型のスイッチング制御回路」の一部の一種）を含むこと以外は、上記の実施形態２における素子破壊防止回路２０（図３参照）と同一の構成である。以下においては、実施形態２と同一の構成部分については同一の参照符号を付すこととし、その詳細な説明は省略する。
　高抵抗化促進回路４３は、主に、過渡電流抑制回路１１におけるコンデンサＣ２を強制的に放電させるための回路である。本形態においては、電界効果トランジスタＱ１のオフ状態への移行制御は、抵抗Ｒ２からなる回路部と高抵抗化促進回路４３との双方の援用によって行われる。具体的には、高抵抗化促進回路４３は、ＬＥＤ２と接続される過渡電流抑制回路１１の回路端の電圧に基づいて、過渡電流抑制回路１１における抵抗Ｒ２によってコンデンサＣ２を放電させるよりも高速にその放電を行わせる回路である。
　ＬＥＤ２と接続される過渡電流抑制回路１１の回路端と定電流電源１の接地電位端とを接続するように直列に配置された抵抗Ｒ１０及び抵抗Ｒ８からなる回路部と、無抵抗化回路２２の抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との素子間と接地電位端とを接続するように直列に配置され、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ１０との素子間の電圧に応じて制御されるトランジスタＱ３及び抵抗Ｒ７からなる回路部と、抵抗Ｒ７とトランジスタＱ３との素子間と接地電位端とを接続するように直列に配置されたコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ９からなる回路部と、無抵抗化回路２２のダイオードＤ１のカソード端（抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との素子間）と接地電位端とを接続し、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ９との素子間の電圧に応じて制御されるトランジスタＱ４からなる回路部とで構成されている。トランジスタＱ３のコレクタ端は抵抗Ｒ７に接続され、エミッタ端は定電流電源１の接地電位端に接続され、ベース端は抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ８との素子間に接続されている。トランジスタＱ４のコレクタ端はダイオードＤ１と過渡電流抑制回路１１におけるコンデンサＣ２との素子間に接続されている。
　図５に示された非接続状態の定常期において、トランジスタＱ３はオフ状態であり、また、トランジスタＱ３がオフ状態であるためにトランジスタＱ４もオフ状態である。その他の回路状態は、実施形態２の場合と同様である。一方、接続状態の定常期において、トランジスタＱ３はオン状態であり、また、トランジスタＱ４もオフ状態である。また、非接続状態における定電流電源１の出力電圧Ｖ０の電圧値は、接続状態の場合よりも大きい。
　接続状態から非接続状態に移行すると、抵抗Ｒ１や抵抗Ｒ１０を介しての電流が遮断される。抵抗Ｒ１を介しての電流の遮断によってコンデンサＣ２が抵抗Ｒ２を介して放電を開始する。なお、抵抗Ｒ２を介しては緩やかに放電が進行する。一方、抵抗Ｒ１０を介しての電流の遮断によって、トランジスタＱ３のベース電圧が実質的に接地電位となり、トランジスタＱ３がオフ状態に移行する。トランジスタＱ３がオフ状態へ移行することにより、トランジスタＱ４がオン状態へ移行し、トランジスタＱ４（コレクタ端及びエミッタ端の間）を介してコンデンサＣ２の放電が開始される。なお、トランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ間抵抗ＲＱ１は、抵抗Ｒ２よりも遥かに小さいために、コンデンサＣ２の放電を高速に行える。但し、コンデンサＣ３が存在するために、トランジスタＱ４のオン状態は一時的であり、一旦オン状態へ移行した後に再度オフ状態へ自動的に移行する。更に詳しくは、コンデンサＣ３で直流成分を遮断しているのでＬＥＤ２の有無による出力電圧Ｖ０の変化分が抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ７を通してコンデンサＣ３からトランジスタＱ４のベース端に流れ、トランジスタＱ４をオン状態に移行させる。出力電圧Ｖ０の変化がなくなると、抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ３からの電流がなくなるのでトランジスタＱ４はオフ状態へ移行する。これによって、接続状態から非接続状態に状態移行した瞬間の出力電圧Ｖ０の変化の間だけトランジスタＱ４がオン状態となり、非接続状態であっても出力電圧Ｖ０が安定した場合や、接続状態においてはオフ状態を維持している。
　逆に、非接続状態から接続状態に移行すると、出力電圧Ｖ０が低下すると共に、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ１０を介して過渡電流の供給が開始される。抵抗Ｒ１０を流れる過渡電流の分流が増加するとトランジスタＱ３のベース電圧が上昇し、過渡電流の分流の電流値が所定の電流値を超えると、トランジスタＱ３がオン状態へ移行する。トランジスタＱ３のオン状態への移行に応じてコンデンサＣ３が実質的に完全に放電し、この放電に伴ってトランジスタＱ４のベース電圧が実質的に接地電位となる。これによって、トランジスタＱ４が確実にオフ状態へと移行することとなる。これによって、上記の実施形態２と同様に接続状態への移行後の動作が実行される。
　ここで、ＬＥＤ２の装着の際に一旦接続状態に移行した後に、接続状態から非接続状態へ移行し、その後の短時間の間に再度接続状態に移行する場合について説明する。高抵抗化促進回路４３を設けていないときには、接続状態への移行によって電界効果トランジスタＱ１がオン状態へ移行し、その後、非接続状態へ移行したもののコンデンサＣ２の放電が電界効果トランジスタＱ１をオフ状態に移行させるために十分な時間が確保されていない場合には、再度接続状態へ移行した際に電界効果トランジスタＱ１がオン状態でＬＥＤ２が接続されることとなり、その接続状態への移行の際に過渡電流の急峻な増加を十分に抑制できないことも考えられる。しかし、本形態であれば、非接続状態へ移行した場合に高速でコンデンサＣ２の放電が行え、つまり、電界効果トランジスタＱ１の完全なオフ状態への移行を高速で行えるために、上記のような状況下であってもＬＥＤ２の破壊や劣化を抑制できる。
　本形態に係る素子破壊防止回路４０であれば、上記の実施形態２の素子破壊防止回路２０の場合に比べて、ＬＥＤの着脱時におけるチャタリングや着脱の繰り返しによるＬＥＤ２の破壊や劣化を抑制できる。
　上記においては、コンデンサＣ２の放電を過渡電流抑制回路１１と高抵抗化促進回路４３とを併用して行う場合について説明したが、高抵抗化促進回路４３のみにおいてコンデンサＣ２の放電を制御する構成とすることもできる。この場合、過渡電流抑制回路１１における抵抗Ｒ２はなくてもよい。また、図６に示された素子破壊防止回路５０のように、抵抗Ｒ２を設けず、電界効果トランジスタＱ１の制御を高精度で行うために、第１回路端と抵抗Ｒ１との間にダイオードＤ２を設けたり、第１回路端と電界効果トランジスタＱ１のドレイン端との間に補正抵抗Ｒ１１を設けたりしてもよい。
　上記においては、高抵抗化促進回路４３によって接続状態から非接続状態への移行の際にコンデンサＣ２の放電を高速化する場合について説明したが、本発明に係る高抵抗化促進回路は、スイッチング素子（電界効果トランジスタＱ１）のオン状態からオフ状態への移行を高速化できる構成であればいかなる構成であってもよい。
　〔実施形態４〕
　実施形態４に係る素子破壊防止回路は、上記の実施形態１～３の場合と同様に電圧に基づいてスイッチング素子（電界効果トランジスタＱ１）を制御する構成である。図７は、実施形態４に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図である。
　図７に示された素子破壊防止回路６０では、接続状態へ移行すると、まず、過渡電流が抵抗Ｒ１２を介して流れる。なお、抵抗Ｒ１２を介して流れる電流は微少値であり、これによって、過渡電流の急激な変化を抑制している。また、ＬＥＤ２のカソード端における電圧の変化に応じて、トランジスタＱ４がオン状態へ移行する。トランジスタＱ４がオン状態へ移行すると、抵抗Ｒ１４とトランジスタＱ４のコレクタ端との間の電圧が低下して、トランジスタＱ５のベース電圧が実質的に接地電位となり、トランジスタＱ５がオフ状態へ移行する。これによって、抵抗Ｒ１５、抵抗Ｒ１６及びコンデンサＣ４で構成される回路における抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６との素子間電圧がなだらかに増加する。これに応じて、電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧が増加し、所定の値を超えると、電界効果トランジスタＱ１がオン状態に移行する。その後、接続状態の定常期となる。
　逆に、非接続状態へ移行すると、抵抗Ｒ１３及び抵抗Ｒ１２を流れる電流が遮断され、トランジスタＱ４のベース電圧が実質的に接地電位となる。これによって、トランジスタＱ４がオフ状態に移行する。また、トランジスタＱ４のオフ移行に応じてトランジスタＱ５がオン状態に移行し、その後、非接続状態の定常期となる。
　上記の構成であっても、実質的に上記の実施形態１～３と同様の効果を奏することとなる。
　〔実施形態５〕
　実施形態５に係る素子破壊防止回路は、上記の実施形態１～４の場合と異なり、電流に基づいてスイッチング素子を制御する構成である。図８は、実施形態５に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図である。本形態の素子破壊防止回路７０は、図８に示されたように、電界効果トランジスタＱ１（〔スイッチング素子〕）と、電界効果トランジスタＱ１以外の素子で構成された、電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧を制御するゲート制御回路（〔電流依存型のゲート制御回路〕の一種）とで構成されている。なお、素子破壊防止回路７０において、過渡電流抑制回路７１は、上述の過渡電流抑制回路１１（図１参照）と同様に、主に、過渡電流を抑制すると共に、電界効果トランジスタＱ１のオン状態への移行及びオフ状態への状態移行の基本制御を行う回路である。また、高抵抗化促進回路７３（〔高インピーダンス化促進回路〕の一種）は、上述の高抵抗化促進回路４３（図５参照）と同様に、電界効果トランジスタＱ１のオフ状態への状態移行を高速化する回路である。
　図８に示された非接続状態の定常状態において、トランジスタＱ７はオフ状態であり、出力電圧Ｖ０の抵抗Ｒ２１及び抵抗Ｒ１９により分圧された電圧がトランジスタＱ６のベース端に印加されることによってトランジスタＱ６はオン状態であり、トランジスタＱ６がオン状態であることによってトランジスタＱ１がオフ状態である。
　非接続状態から接続状態へ移行する（ｔ０）と、図９（Ｄ）に示されたように、トランジスタＱ１がオフ状態であるために、Ｒ１８及びＲ２０に過渡電流が流れ始める。抵抗Ｒ１８や抵抗Ｒ２０を介して過渡電流が流れ出すために過渡電流の急峻な増加を低減できる。過渡電流の増加に伴い抵抗Ｒ１８における降下電圧が増加し、これに伴ってトランジスタＱ７のベース電圧が増加する。ベース電圧が増加して所定の電圧値以上となると、トランジスタＱ７がオン状態に移行する。トランジスタＱ７のオン状態への移行に伴って、図９（Ａ）に示されたようにトランジスタＱ６のベース電圧（抵抗Ｒ１９の電圧ＶＲ１９と同じ）の電圧値が実質的にＶ１〔Ｖ〕から接地電位（Ｖ０〔Ｖ〕）となり、トランジスタＱ６がオフ状態に移行する。トランジスタＱ６のオフ状態への移行によって、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ２の充電が開始されて、図９（Ｃ）に示されたように、コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が増加する。なお、トランジスタＱ６がオン状態である場合には、抵抗Ｒ１を流れる電流は実質的にトランジスタＱ６のみを介して流れる。図９（Ｄ）に示されたように、電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧（コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２と同じ）が増加して、そのゲート電圧が所定の電圧以上となると電界効果トランジスタＱ１がオン状態に移行し、電界効果トランジスタＱ１のオン状態への移行後は、そのゲート電圧の増加に伴って電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値がＲｓ’〔Ω〕まで減少する。
　本形態の素子破壊防止回路７０であれば、ＬＥＤ２の装着による接続状態への移行後の過渡期の初期において、過渡電流の主電流路として、抵抗Ｒ１８及び抵抗２０を介する電流路が形成されること、及び、その後の、過渡電流の主電流路となっていく電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１の抵抗値が徐々減少していくことによって、急峻な過渡電流の変化を抑制でき、ＬＥＤ２の定格最大電流値、実質的に接続状態の定常期の電流値Ｉｓ〔Ａ〕を越える瞬時電流が流れることを防止できる。これによって、定電流電源１が電力供給状態である場合にＬＥＤ２を着脱したとしてもＬＥＤ２が破損や劣化することを防止できる。また、ＬＥＤ２の装着による接続状態への移行後の定常期において、定常電流の主電流路として、オン状態である電界効果トランジスタＱ１のソース・ドレイン間を介する電流路が形成されることによって、通常のＬＥＤ２の駆動における素子破壊防止回路７０による負荷の増大を抑制できる。これによって、消費電力の増大や発熱等も抑制できる。過渡電流の主経路の形成や定常電流の主電流路の形成が、素子破壊防止回路７０の回路状態に基づいて、具体的には、ＬＥＤ２からの出力電流に応じた電界効果トランジスタＱ１の制御に基づいて自動的に行われるために、ＬＥＤ２の交換等においてその着脱作業以外の人為的な作業を行う必要がなくなる。
　上記においては、過渡電流抑制回路が電界効果トランジスタＱ１、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２で構成される場合について説明したが、接続状態の定常期における定常電流の主電流路がオン状態の電界効果トランジスタＱ１を介する電流路となり、接続状態の過渡期の少なくとも初期において、過渡電流の主電流路が電界効果トランジスタＱ１以外の経路であって少なくとも抵抗素子を介する電流路となる構成であってもよい。また、上記においては、コンデンサＣ２を過渡電流の急峻な変化を防止するための回路を構成する一部の素子と、電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧を制御するための回路との一部を構成する素子として兼用して回路構成の簡素化を図ったが各回路で個別にコンデンサを含む構成であってもよい。
　〔実施形態６〕
　実施形態６に係る素子破壊防止回路は、機構的な接続状態の変化を援用して過渡電流を抑制する構成である。図１０は、実施形態６に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図である。本形態の素子破壊防止回路８０は、過渡電流抑制回路８１のみで構成されている。過渡電流抑制回路８１は、図１０に示されたように、電界効果トランジスタＱ１（〔スイッチング素子〕）と、電界効果トランジスタＱ１以外の素子で構成され、電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧を制御するゲート制御回路（〔電圧依存型のゲート制御回路〕の一種）とで構成されている。なお、素子破壊防止回路８０において、過渡電流抑制回路８１は、上述の過渡電流抑制回路１１（図１参照）と同様に、主に、過渡電流を抑制すると共に、電界効果トランジスタＱ１のオン状態への移行及びオフ状態への状態移行の制御を行う回路である。なお、過渡電流抑制回路１１（図１参照）の電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧を実質的に制御することとなるコンデンサＣ２への電流供給路を構成する抵抗Ｒ１を別接点Ｐ４とした構成である。
　ＬＥＤ２の装着が開始されると、まず、接点Ｐ２と接点Ｐ４が接触する（ｔ０）。その後、接点Ｐ１と接点Ｐ３が接触して（ｔ０’）、ＬＥＤ２の装着が完了する。接点Ｐ２と接点Ｐ４とが接触すると、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２を介して過渡電流が流れ、図１１（Ｂ）に示されたように、コンデンサＣ２への充電が開始される。抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２を介して過渡電流が流れ出すために過渡電流の急峻な増加を低減できる。その後に、接点Ｐ１と接点Ｐ３との接触によって非接続状態から接続状態へ状態移行する。なお、この状態移行においては、既に、過渡電流の流れる閉回路が形成されているために瞬時電流の影響はほとんどない。その後の動作は、図１１（Ａ）～（Ｃ）に示されたように、上記の実施形態１における過渡現象と定性的に同一である。なお、素子破壊防止回路８０の抵抗Ｒ１の一端（電界効果トランジスタＱ１のゲート端に接続されている側と反対側）がＬＥＤ２のアノード端に接続されているため、抵抗Ｒ１の一端がＬＥＤのカソード端に接続されている素子破壊防止回路１０（図１参照）に比べて、電界効果トランジスタＱ１のゲート電圧を高くすることができ、それによりソース・ドレイン間抵抗ＲＱ１を低くすることができる。
　上記においては、接点Ｐ２と接点Ｐ４とが接触した後に、接点Ｐ１と接点Ｐ３とが接触する場合について説明したが、接点Ｐ１と接点Ｐ３とを先に接触させて、その後、接点Ｐ２と接点Ｐ４とを接触させる構成であってもよい。この場合においても、上記の場合と定性的に同一の制御が行え、実質的に同一の効果を奏する。また、接点Ｐ２と接点Ｐ４との接触を、接点Ｐ１と接点Ｐ３との接触と実質的に同時に行ってもよい。この場合においても、上記の場合と定性的に同一の制御が行え、実質的に同一の効果を奏する。
　上記の実施形態１～６においては、機能素子が、ＬＥＤである場合について説明したが、他の発光素子であってもよい。更に、機能素子は、発光素子に限らず各種の発光以外の他の機能を発現する電気素子であってもよい。
　また、上記の実施形態１～６においては、素子破壊防止回路が機能素子の２次側（ＬＥＤのカソード側）に配置されている場合について説明したが、機能素子の１次側（ＬＥＤのアノード側）に配置される構成であっても構わない。
　上記においては、素子破壊防止回路について説明したが、本発明においては、素子破壊防止回路を内蔵する各種の電気機器であってもよい。具体的には、例えば、素子破壊防止回路を含み、一般的な定電流電源と一般的な電気機器との間に接続して電気機器に含まれる機能素子を着脱自在にさせるアダプタや、素子破壊防止回路と定電流電源とを一体化した電源装置や、素子破壊防止回路と機能素子とを一体化した電気機器や、素子破壊防止回路と定電流電源及び機能素子とを一体化させた電気機器が挙げられる。なお、機能素子が大電流で駆動される大電流型機能素子である場合に本発明の効果が大きくなる。したがって、電気機器としては、大電流型ＬＥＤを備えたＬＥＤ照明、ＬＥＤライト、ＬＥＤ看板、ＬＥＤ表示灯であることが好ましい。
　本発明は、定電流電源と機能素子を備えた電気機器とを接続するアダプタ、定電流電源装置、発光素子等の機能素子を備えた電気機器、例えば、広域や狭域を照らす照明機器（照明、ライト）、文字や図形や模様や画像や映像を表示する表示機器（看板、表示灯、画像表示装置）等の発光装置に利用できる。
実施形態１に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図。 実施形態１に係る素子破壊防止回路の動作の一例を定性的に表すタイミングチャート。 実施形態２に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図。 実施形態２に係る素子破壊防止回路の動作の一例を定性的に表すタイミングチャート。 実施形態３に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図。 実施形態３に係る素子破壊防止回路の変形例を表す回路図。 実施形態４に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図。 実施形態５に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図。 実施形態５に係る素子破壊防止回路の動作の一例を定性的に表すタイミングチャート。 実施形態６に係る素子破壊防止回路の一例を表す回路図。 実施形態６に係る素子破壊防止回路の動作の一例を定性的に表すタイミングチャート。 （Ａ）が定電圧電源を用いた従来の典型的なＬＥＤ装置の電気的な構成を表し、（Ｂ）が定電流電源を用いた従来の典型的なＬＥＤ装置の電気的な構成を表す回路図。
符号の説明
　１：　定電流電源
　２：　ＬＥＤ（機能素子）
１０，２０，４０，５０，６０，７０，８０：　素子破壊防止回路
１１，３１，７１，８１：　過渡電流抑制回路
２２：　無抵抗化回路（低インピーダンス化促進回路）
４３，７３：　高抵抗化促進回路（高インピーダンス化促進回路）
Ｑ１：　電界効果トランジスタ（スイッチング素子）

Claims (7)

  1. 　出力端と基準電位端との間に静電容量を含む定電流電源と、前記定電流電源からの電力に基づいて所定の機能を発現する着脱自在な機能素子とを電気的に接続する電気回路であって、
    　前記機能素子を介して前記定電流電源の前記出力端に接続される第１回路端及び前記定電流電源の前記基準電位端に接続される第２回路端を含む素子破壊防止回路を備え、
    　前記素子破壊防止回路が、
    　前記機能素子の抜脱により前記第１回路端と前記定電流電源の前記出力端とが電気的に接続されていない状態を非接続状態とし、前記機能素子の装着により前記第１回路端と前記出力端とが電気的に接続されている状態を接続状態として、
    　前記接続状態から前記非接続状態への状態移行に応じて、前記第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に非接続時インピーダンスにまで増加させ、
    　前記非接続状態から前記接続状態への状態移行に応じて、前記第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に前記非接続インピーダンスより低い接続時インピーダンスにまで減少させることを特徴とする電気回路。
  2. 　前記素子破壊防止回路が、
    　前記機能素子に接続される電流流入端と、前記定電流電源の前記基準電位端と接続される電流流出端と、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を変化させる制御端とを備えるスイッチング素子と、
    　前記スイッチング素子の前記電流流入端の電圧の変化に基づいて、前記制御端の電圧を制御する電圧依存型のスイッチング制御回路と、
    を含み、
    　前記スイッチング制御回路が、
    　前記非接続状態への状態移行に応じた前記スイッチング素子の前記電流流入端の電圧の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記接続状態における所定の接続時抵抗値から前記接続時抵抗値より大きい所定の非接続時抵抗値に変化させ、
    　前記接続状態への状態移行に応じた前記スイッチング素子の前記電流流入端の電圧の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記非接続時抵抗値から前記接続時抵抗値に変化させる請求項１に記載の電気回路。
  3. 　前記素子破壊防止回路が、
    　前記機能素子に接続された電流流入端と、前記定電流電源の前記基準電位端に接続された電流流出端と、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗値を制御する制御端とを備えるスイッチング素子と、
    　前記スイッチング素子の前記電流流入端へ流入する電流の変化に基づいて、前記制御端の電圧を制御する電流依存型のスイッチング制御回路と、
    を含み、
    　前記スイッチング制御回路が、
    　前記非接続状態への状態移行に応じた前記第１回路端に流入する電流の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記接続状態における所定の接続時抵抗値から前記接続時抵抗値より大きい所定の非接続時抵抗値に変化させ、
    　前記接続状態への状態移行に応じた前記第１回路端に流入する電流の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記非接続時抵抗値から前記接続時抵抗値に変化させる請求項１に記載の電気回路。
  4. 　前記素子破壊防止回路が、前記接続状態への状態移行に応じて前記第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスを前記接続時インピーダンスより低いインピーダンスにまで変化させる低インピーダンス化促進回路を更に含む請求項２に記載の電気回路。
  5. 　前記素子破壊防止回路が、前記非接続状態への状態移行に伴う前記第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスの変化を高速化する高インピーダンス化促進回路を更に含む請求項２～４のいずれか一項に記載の電気回路。
  6. 　前記素子破壊防止回路が、
    　前記機能素子に接続される電流流入端と、前記定電流電源の前記基準電位端と接続される電流流出端と、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を変化させる制御端とを備えるスイッチング素子と、
    　前記機能素子の装着過程において前記定電流電源の前記出力端に接続される付加回路端を更に含み、
    　前記非接続状態への状態移行に応じた前記付加回路端の電圧の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記接続状態における所定の接続時抵抗値から前記接続時抵抗値より大きい所定の非接続時抵抗値に変化させ、
    　前記接続状態への状態移行に応じた前記付加回路端の電圧の変化に基づいて、前記電流流入端と前記電流流出端との間の抵抗を前記非接続時抵抗値から前記接続時抵抗値に変化させる請求項１に記載の電気回路。
  7. 　出力端と基準電位端との間に静電容量を含む定電流電源と、前記定電流電源からの電力に基づいて所定の機能を発現する着脱自在な機能素子とを電気的に接続する電気回路であって、
    　前記定電流電源と前記機能素子との間に設けられた素子破壊防止回路を備え、
    　前記機能素子が装着されていない状態を非接続状態とし、前記機能素子が装着されている状態を接続状態として、
    　前記接続状態から前記非接続状態への状態移行に応じて、前記素子破壊防止回路の第１回路端と第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に非接続時インピーダンスにまで増加させ、
    　前記非接続状態から前記接続状態への状態移行に応じて、前記第１回路端と前記第２回路端との間のインピーダンスを自己整合的に前記非接続インピーダンスより低い接続時インピーダンスにまで減少させることを特徴とする電気回路。
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