WO2008000401A1 - Optischer empfänger für den empfang eines signals mit m-wertiger sternförmiger quadraturamplitudenmodulation mit differenzieller phasenkodierung und dessen verwendung - Google Patents

Optischer empfänger für den empfang eines signals mit m-wertiger sternförmiger quadraturamplitudenmodulation mit differenzieller phasenkodierung und dessen verwendung Download PDF

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    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/389—Demodulator circuits; Receiver circuits with separate demodulation for the phase and amplitude components

Definitions

  • Optical receiver for receiving a signal with M-ary star-shaped quadrature amplitude modulation with differential phase encoding and its use
  • Phase detection path is divided into an in-phase signal path for generating InPhase signals and a quadrature signal path for generating quadrature signals and in-phase signal path and quadrature signal path and amplitude detection path are connected to an electrical evaluation unit for demodulating the received data signal , and on applications of the receiver.
  • symbols encode a certain number of bits and assign the optical carrier a specific amplitude and phase.
  • M-DPSK M-valued differential phase modulation
  • all symbols lie on one and the same constellation circle (M symbols with one (A) amplitude state and P phase states).
  • QAM quadrature amplitude modulation
  • P phase states
  • phase In order to enable asynchronous differential demodulation on the receiver side, in both cases the phase must be coded differentially by an encoder at the transmitter end so that the phase information is contained in the difference of two successive phase states in the data signal.
  • M-valued QAM signals with differential phase shift can be transmitted, for example, in optical access, metro and wide area networks.
  • the standard method for data transmission in optical networks is intensity modulation or OOK (on-off keying), in which only the intensity of the light is modulated as an optical data carrier or light is switched on and off.
  • OOK on-off keying
  • ASK-DQPSK or also star-shaped 8-QAM
  • Receiveiver sensitivity, chromatic dispersion tolerance and optimum receiver bandwidths for 40 Gbit / s 8-level optical ASK-DQPSK and optical 8-DPSK (in Proc.
  • the received data signal is optically split on two signal paths.
  • One signal path is formed as an amplitude detection path and the other as a phase detection path.
  • the phase detection path is optically split into an in-phase signal path for generating InPhase signals and a quadrature signal path for generating quadrature signals. Both paths lead to an electrical evaluation unit for the reconstruction of the received data signal.
  • PS Cho et al., Publication IV "Investigation of 2-b / s / Hz 40-Gb / s DWDM Transmission Over 4 x 100 Km SMF-28 Fiber Using RZ-DQPSK and Polarization Multiplexing" (in IEEE Photonic Technology Letters, Vol. 16, No. 2, pp. 656-658, 2004) that for the conversion of the differentially encoded phase information into an intensity modulation instead of two DLI also a 2x4-90 ° hybrid can be used, wherein in one input of the hybrid, the undelayed optical data signal and in the other input of the hybrid the symbol data delayed optical data signal is fed in.
  • optical direct reception is also understood as a “self-heterodyne reception” of the data signal with its delayed copy can be.
  • the same principle is also used in the publication V of A. Meijerink et al: "Balanced Optical Phase Diversity Receivers for
  • An alternative to direct optical reception is the optical transmission reception.
  • the signal light is superimposed with the light of a local laser (local oscillator) before being detected by the photodiode.
  • the heterodyne reception is very well suited for the reception of optical signals with higher-order modulation.
  • the heterodyne reception offers the advantage that compensation of the chromatic dispersion by linear electrical filtering is possible and electrical channel separation can be performed by low-pass filtering in the reception of optical wavelength-division multiplexed (WDM) signals.
  • WDM optical wavelength-division multiplexed
  • the superposition reception is complicated by the frequency synchronization of signal and local laser (controllable, for example, by an automatic frequency control loop), the control of the polarization (manageable by the polarization diversity method) and the phase noise.
  • the overlay receipt basically offers two variants.
  • heterodyne reception the frequencies of the signal and local lasers do not match, and the signal is converted to an intermediate electrical frequency.
  • the reception of higher quality optical PSK and DPSK and QAM signals is possible here when using an electrical phase locked loop.
  • heterodyne reception has disadvantages in WDM and at high data rates because the required components must operate at very high frequencies. Therefore, interest in recent years has focused on optical homodyne reception.
  • the frequency of the signal and local laser are exactly the same, and the information of the optical signal is converted directly into the baseband.
  • the Phase noise can be controlled here by an optical phase locked loop (OPLL), as also described in publication III.
  • OPLL optical phase locked loop
  • Phase noise compensation through the use of a digital phase estimation module.
  • This variant is described, for example, in Publication VI by M. Seimetz: "Performance of Coherent Optical Square 16-QAM Systems Based on IQ Transmitters and Homodyne Receivers with Digital Phase Estimation” (in Proc. NFOEC 2006, paper NWA4).
  • phase diversity homodyne reception Another possibility of reception is given by the phase diversity homodyne reception.
  • Phase noise is elegantly compensated by a special electrical network. About 15-20 years ago this method was extensively studied for binary modulation formats (binary amplitude keying 2-ASK, binary frequency keying 2-FSK, binary differential phase keying 2-DPSK).
  • 2-ASK binary amplitude keying
  • 2-FSK binary frequency keying
  • 2-DPSK binary differential phase keying
  • phase diversity principle was taken up and extended in the previously cited publication V in connection with coherent-multiplex optical systems, in which case an electrical compensation network for M-valued DPSK methods was presented, which, however, is within a self-homodyne - Receiver was used for the possible reception of coherent multiplexed signals.
  • the object of the present invention is to provide a structure for a generic receiver of the type mentioned, with which the reception of any differential phase-coded star-shaped QAM data signals is made possible.
  • star-shaped QAM data signals should also be able to be detected if the number of phase states is greater than four (P> 4).
  • the receiving principle according to the invention is intended to be universally applicable so that it can be applied not only to the optical direct reception, but also for optical phase diversity heterodyne reception.
  • phase diversity homodyne reception can be extended to the reception of star-shaped QAM signals with differential phase coding by providing a parallel path for intensity detection.
  • the output signals of the electrical compensation network still provide usable information for detecting the differential phase information in the presence of a plurality of amplitude states.
  • the optical receiver is characterized by 1. an arrangement of a normalizer and subsequently a symbol discriminator and a data reconstruction logic in the electrical evaluation unit, and either
  • the invention is therefore fundamentally characterized in that a further component is arranged in the electrical evaluation unit in addition to a symbol decision and a data reconstruction logic.
  • the normalizer With the normalizer, symbols that lie on different circles can be normalized to a common constellation circle. Subsequently, only a simple symbol decision as in DPSK formats must be taken to detect the phase information in Symbolentscheider. For this type of processing is a coupling of the amplitude path with both the normalizer and with the Symbol decision maker required. If only one connection of the amplitude detection path with the normalizer is provided, an in-phase / quadrature decision or an amplitude / phase decision can be made in the symbol decision-maker even without direct knowledge of the amplitude information.
  • the measures mentioned in the electrical evaluation unit make it possible to receive data signals of arbitrarily higher value modulated with the M-valued star-shaped quadrature amplitude modulation with differential phase coding in principle for different optical receivers.
  • an embodiment of the optical receiver as a direct receiver is advantageously possible, in which case an amplitude detection path and a direct reception-based phase detection path are provided.
  • Phase modulation PM is converted into an intensity modulation IM, which can then be detected by the differential signal detectors can be realized either with delay interferometers (DLI) or with the help of a 2x4 90 ° hybrid and a symbol retarder by the length of a symbol duration before one of the hybrid inputs , Two subsequent ones
  • Differential signal detectors then provide the in-phase and quadrature signals, which are then further processed with the described processing in the optical receiver according to the invention.
  • an optical phase shifter can advantageously also be provided in front of one of the hybrid inputs, with which the received constellation diagram can then be rotated as desired.
  • an optical receiver according to the invention can also be formed as a phase diversity heterodyne receiver by arranging a 2x4-90 ° hybrid in the phase detection path with a local oscillator at one of the two hybrid inputs. Furthermore, a subsequent arrangement of one differential signal detector and one low-pass filter is provided on each of two outputs of the 2x4-90 ° hybrid.
  • Equations (1) and (2) P s (f) represents the optical signal power at time t, Ps (t-Ts) is the power of the optical signal delayed by one symbol duration, and ⁇ (f) is the differential phase of two consecutive ones symbols.
  • the detected in-phase and quadrature photocurrents l (t), Q (t) are thus proportional to the current and delayed by a symbol duration amplitude and the current phase difference.
  • Previously shown direct optical receivers for star-shaped QAM with up to four phase states come to the following ways to recover the amplitude and differential phase information:
  • the amplitude is detected via a separate path.
  • the constellation diagram is rotated by 45 °.
  • the resulting difference phases are detected by threshold decisions at zero upon evaluation of the in-phase and quadrature photocurrents. In the presence of only four differential phases (45 °, 135 °, 225 °, 315 °), this method is sufficient.
  • the polarity of the in-phase and quadrature signals is important, and any values of current and delayed amplitude whose product is positive in each case allow detection of the difference phase for decision thresholds at zero.
  • the evaluation of the in-phase and quadrature signals can not be performed by a single threshold at zero per signal, but to recover the information now several thresholds per signal are necessary. These are not at zero either.
  • the in-phase and quadrature signals are determined by a mix of information (the current and previous amplitudes, as well as the difference phase), see Equations (1) and (2), recovery of fixed threshold information is no extra Measures no longer possible. Therefore, in the optical receiver according to the invention, a normalization of the photocurrents is performed in a normalizer.
  • the normalization consists in a division of the detected photocurrents with the current and delayed by a symbol duration amplitude, so then all the symbols are on a single constellation.
  • the amplitude information available from the amplitude detection path is used.
  • the difference phase information can easily be recovered by a standard IQ decision as in the pure DPSK formats.
  • the amplitude information is available anyway via a decision of the data signal from the amplitude detection path.
  • the normalization consists only in a division of the detected photocurrents by the delayed amplitude. This eliminates the unwanted factor of the delayed amplitude in Equations (1) and (2), and the original constellation diagram of the QAM is available for a standard QAM decision.
  • the data signal from the amplitude detection path is used, which in this case does not have to be used directly for amplitude decision.
  • the amplitude information is decided via the amplitude detection path.
  • Information of the difference phase can - regardless of the amplitude path - on the performance of an ARG operation in which the angle of real and Imaginary part of a complex number determined will be determined from the in-phase and quadrature signals. This can be realized with the help of digital signal processing.
  • the claimed three new variants which can be extended to the detection of star-shaped QAM signals with any number of phase states in a direct receiver, the optical direct reception, but are also applicable to a heterodyne receiver, in particular for the phase diversity homodyne reception.
  • This type of receiver has hitherto been known in the prior art only for M-valued DPSK without additional amplitude detection path and for arbitrarily higher-order DPSK only in connection with self-homodyne reception. It will now be shown below that by providing the same components as in a direct receiver, a heterodyne receiver for higher-quality QAM can also be upgraded.
  • phase diversity homodyne reception only for binary modulation methods and self-homodyne reception are also known for higher-order DPSK methods.
  • an amplitude detection path for detecting the intensity of the received data signal via a coupler is also provided for the first time-as in the case of the direct receiver for star-shaped QAM.
  • the received data signal is fed into a 2x4-90 ° hybrid, where it is superimposed with the signal of a local laser (LO).
  • LO local laser
  • Ps (O) again represents the optical signal power at time f
  • Pi_o ⁇ is the power of the local laser at time t
  • ⁇ is the frequency deviation of signal and local laser
  • ⁇ ( ⁇ represents the Modulation phase
  • ⁇ N (0 describes an additional, time-varying phase offset due to a zero phase deviation of signal and LO as well as phase noise
  • ⁇ (t) is also the current modulation difference phase of two consecutive symbols.
  • Equations (1) and (2) correspond to direct reception.
  • the detected in-phase and quadrature photocurrents, which have now been freed from phase noise, are thus, after passing through the electronic network, as in the case of direct reception, proportional to the current amplitude delayed by one symbol duration and the current difference phase.
  • here can be the same Constructional concepts for the recovery of amplitude and differential phase information are applied as previously proposed in the direct receiver.
  • the amplitude is detected via the amplitude detection path and the additional information is simultaneously used for normalization to a constellation circle, whereupon subsequently the differential phase information can also be determined via IQ decision as in DPSK.
  • the information from the amplitude detection path is used for normalization by performing a division by the delayed amplitude and then subsequently an IQ decision or amplitude / phase decision is made on the received QAM constellation.
  • the third alternative uses the amplitude detection path for direct amplitude detection and determines the difference phase over performing an ARG operation.
  • the 2x4-90 ° hybrid as a multimode interference (MMI) coupler together with the two differential receivers on a chip.
  • MMI multimode interference
  • Direct receiver can also be the input side 3 dB coupler and the symbol delay before one of the hybrid inputs and also a phase shifter integrated in front of one of the hybrid inputs. With this additional phase shifter, it is possible to arbitrarily rotate the received constellation diagram and thus to realize different decision mechanisms. If the use of a 2x4 90 ° hybrid is to be avoided in the phase diversity receiver, in a further embodiment, in principle, a three-arm configuration using a 3x3 coupler is also possible. The in-phase and quadrature signals can then be formed via adequate electrical processing, as also known from publication V.
  • phase diversity homodyne receiver as a WDM receiver is a particular advantage of the invention.
  • a desired channel are selected. Since the channel separation is done by electrical filtering, a high selectivity can be achieved.
  • optical filters for channel selection as they must be used in the direct reception, can be dispensed with entirely.
  • a module for electronic dispersion compensation can be provided, with which a theoretically ideal, but limited in practice by the design of the filter in the performance compensation of the chromatic dispersion can be achieved.
  • the preservation of temporal phase information is a particular advantage compared to direct reception.
  • the electronic network for compensating the phase noise in the phase diversity receiver according to the invention can be realized in principle with analog components or with digital signal processing. In the case of homodyne reception, attention must also be paid to matching frequencies of signal and local laser. Deviations lead to a loss of performance. It may then be necessary to guarantee the equality of frequencies by additional effort. For example, an automatic frequency-locked loop (AFC loop) or a digital estimate of the frequency deviation can be used for this purpose.
  • a further advantage of the receivers proposed by the invention is that the entire receiver structure has a structure independent of the modulation format up to the decision makers at the same symbol rate. This makes the use of the receivers in adaptive systems conceivable, wherein different modulation formats can be realized by solely adapting the final decision electronics and data reconstruction logic. Conceivable is both the modular exchange modulation-specific electronic modules as well as the parallel design for different modulation formats by arrays of electronic modules.
  • Modulation formats allow the use in optical long-distance, metro and access networks.
  • Figure 2 shows an embodiment as a direct optical receiver
  • Figure 3 shows an embodiment as a direct optical receiver
  • Figure 5 shows an embodiment as a direct optical receiver and a
  • FIG. 6 shows an embodiment as phase diversity homodyne
  • FIG. 7 shows an embodiment as phase diversity homodyne
  • FIG. 8 shows an embodiment as phase diversity homodyne
  • FIG. 1 shows a constellation diagram of a star-shaped 16QAM with eight phase states.
  • FIG. 2 shows the optical receiver OE according to the invention in the form of a direct optical receiver DD.
  • the received data signal Star-M QAM is split via a first optical coupler KP1 onto an amplitude detection path ADP and a phase detection path PDP.
  • ADP is a photodiode PD, which detects the incoming optical data signal and converts its amplitude or intensity into a corresponding electrical current.
  • PDP a second optical coupler KP2 (in the selected embodiment with a uniform 3 dB signal division) is arranged, which divides the received data signal on an in-phase signal path IPS and a quadrature signal path QS.
  • a delay interferometer DLM DLI2 as a PM-IM converter PIW and a differential signal detector DE1, DE2 are arranged one behind the other.
  • DLM delay interferometers
  • DLI2 only one input, but both outputs are used.
  • T s the delay by the symbol duration
  • the optical in-phase and quadrature signals are respectively detected via two photodiodes and converted via a differential amplifier into corresponding electrical currents.
  • the parallel reconstructed data stream back in one serial data stream data bits backwards.
  • the parallel amplitude detection path ADP or its electrical output signal is supplied both to the normalizer NORM as from the symbol separator SE, so that the amplitude information is directly available on both components.
  • the normalization of the different phase and amplitude states already explained above is performed on a common constellation circle (the mathematical operation is illustrated in the inset in FIG. 1, where T 8 denotes the symbol duration, I (t) the in-phase Signal, Q (t) the quadrature signal and Ps (t) the light intensity of the optical data signal Star-M QAM).
  • the symbol discriminator SE performs a simple IQ decision (as in DPSK) to reconstruct the phase information, and obtains the amplitude information directly from the signal of the amplitude detection path ADP.
  • FIG. 3 likewise shows an embodiment of the optical receiver OE according to the invention as a direct receiver DD.
  • the PM-IM converter PIW is designed as a 2x4-90 ° hybrid HY with an additional symbol retarder SV around the symbol duration T 8 in front of one of the inputs of the 2x4-90 ° hybrid HY.
  • the 2x4-90 ° hybrid HY can be implemented as a multimode interference coupler MMI.
  • an additional phase shift may be provided for any rotation of the constellation circle.
  • a phase shifter PS in front of one of the two inputs of 2x4-90 ° hybrid HY arranged.
  • the phase shifter PS is only an option.
  • FIG. 4 likewise shows a direct receiver DD according to FIG. 3, but here with a simple normalization.
  • the amplitude detection path ADP is only connected to the normalizer NORM.
  • a simple division is performed only with the amplitude delayed by the symbol duration Ts.
  • Amplitude and phase information are obtained by means of IQ decision in the symbol decision SE based on the reconstructed QAM constellation. The correspondence of this construction with a phase diversity homodyne receiver is shown in FIG.
  • FIG. 5 shows a direct receiver DD according to FIG. 3 or 4, in which the amplitude detection path is guided only to the symbol discriminator SE.
  • the phase detection takes place via an ARG operator ARG, in which the angle between the in-phase signal l (t) is determined as a real part and the quadrature signal Q (t) as an imaginary part of a complex number.
  • ARG operator ARG in which the angle between the in-phase signal l (t) is determined as a real part and the quadrature signal Q (t) as an imaginary part of a complex number.
  • FIGS. 6, 7 and 8 show embodiments corresponding to FIGS. 2, 4 and 5 for a homodyne heterodyne receiver HD.
  • the phase detection path PDP is started by a 2x4-90 ° hybrid HY, to whose second input a signal of a local oscillator LO is given.
  • Two outputs each of the 2x4-90 ° hybrids HY lead to the in-phase signal path IPS and to the quadrature signal path QS.
  • a differential signal detector DE1, DE2 and subsequently a low-pass filter TP1, TP2 are arranged in each case.
  • the outputs of the two low-pass filters TP1, TP2 are followed by an electronic network NW for further processing of the phase noise disturbed in-phase and quadrature signals l * (t), Q * (t), in which the in-phase signal l (t) by a self-multiplication of the Phase signal l * (t) and quadrature signal Q * (t) with their copies delayed by the symbol duration Ts and a subsequent addition and the quadrature signal Q (t) by a cross-multiplication of the in-phase signal l * ( t) and quadrature signal Q * (t) are obtained with their delayed by the symbol duration T s copies and a subsequent subtraction.
  • the two outputs of the electronic network NW then again encounter the normalizer NORM (FIGS.
  • the fundamental conception according to the invention can be used for the demodulation of M-valued, in particular higher-value, star-shaped quadrature amplitude modulation with differential phase coding.

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Abstract

Optischer Empfänger (OE) für den Empfang eines optischen Datensignals (STAR-M QAM), mit einer optischen Aufteilung des empfangenen Datensignals (STAR-M QAM) auf zwei Signalpfade, von denen der eine als Amplitudendetektionspfad (ADP) und der andere als Phasendetektionspfad (PDP) ausgebildet ist, wobei der Phasendetektionspfad (PDP) in einen In- Phase-Signalpfad (IPS) zur Erzeugung von In-Phase-Signalen (l(t)) und einen Quadratur-Signalpfad (QS) zur Erzeugung von Quadratur-Signalen (Q(t)) aufgeteilt ist und In-Phase-Signalpfad (IPS) und Quadratur-Signalpfad (QS) sowie Amplitudendetektionspfad (ADP) mit einer Auswertungseinheit (AWE) zur Demodulation des empfangenen Datensignals (STAR-M QAM) verbunden sind, bei welchem entweder ein Normalisierer (NORM) und nachfolgend ein Symbolentscheider (SE) und eine Datenrekonstruktionslogik (DRL) in der Auswertungseinheit (AWE) angeordnet ist, wobei eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads (ADP) zumindest mit dem Normalisierer (NORM) vorgesehen ist, und der Normalisierer (NORM) dazu vorgesehen ist, die In-Phase- und Quadratur-Signale (l(t), Q(t)) unter Zuhilfenahme des Signals aus dem Amplitudendetektionspfad (ADP) zu normieren und der Symbolentscheider (SE) dazu ausgebildet ist, die Symbolentscheidungen aus den normierten In-Phase- und Quadratur-Signalen sowie optional zusätzlich aus dem Signal des Amplitudendetektionspfads (ADP) zu treffen, oder vor der Datenrekonstruktionslogik (DRL) in der Auswertungseinheit (AWE) ein ARG-Operator (ARG) und nachfolgend ein Symbolentscheider (SE) angeordnet ist, wobei eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads (ADP) zumindest mit dem Symbolentscheider (SE) vorgesehen ist und mittels des ARG-Operators (ARG) aus den In-Phase- und Quadratur-Signalen (l(t), Q(t)) ein Winkel bestimmbar ist und im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung unter Verwendung des Signals aus dem Amplitudendetektionspfad (ADP) und durch Phasenentscheidung aus dem Ausgangssignal des ARG-Operators (ARG) getroffen werden kann.

Description

Anmelderin
Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V.
Optischer Empfänger für den Empfang eines Signals mit M-wertiger sternförmiger Quadraturamplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung und dessen Verwendung
Beschreibung
Die Erfindung bezieht sich auf einen optischen Empfänger für den Empfang eines optischen Datensignals, das durch Anwendung der M-wertigen sternförmigen Quadraturamplitudenmodulation (QAM) mit differenzieller Phasenkodierung aus einzelnen Symbolen mit Länge der Symboldauer besteht und eine Amplitudeninformation und eine differenzielle Phaseninformation enthält, mit einer optischen Aufteilung des empfangenen Datensignals auf zwei Signalpfade, von denen der eine als Amplitudendetektionspfad und der andere als Phasendetektionspfad ausgebildet ist, wobei der
Phasendetektionspfad in einen In-Phase-Signalpfad zur Erzeugung von InPhase-Signalen und einen Quadratur-Signalpfad zur Erzeugung von Quadratur-Signalen aufgeteilt ist und In-Phase-Signalpfad und Quadratur- Signalpfad sowie Amplitudendetektionspfad mit einer elektrischen Auswertungseinheit zur Demodulation des empfangenen Datensignals verbunden sind, und auf Anwendungen des Empfängers.
In der modernen optischen Übertragungstechnik werden zur effizienten Nutzung der optischen Bandbreite und zur Verbesserung der Übertragungs- eigenschaften komplexe, höherwertige Modulationsverfahren angewendet. Dabei kodieren Symbole eine bestimme Anzahl von Bits und weisen dem optischen Träger eine bestimmte Amplitude und Phase zu. Bei der M-wertigen differenziellen Phasenmodulation (M-DPSK) liegen alle Symbole auf ein und demselben Konstellationskreis (M Symbole mit einem (A) Amplitudenzustand und P Phasenzuständen). Bei der M-wertigen sternförmigen Quadraturamplitudenmodulation (QAM) mit differenzieller Phasenkodierung hingegen existieren nicht nur mehrere (P) Phasenzustände, sondern auch unterschiedliche Amplituden, sodass die Symbole auf mehrere zum Ursprung konzentrische Konstellationskreise verteilt sind. Um empfängerseitig eine asynchrone differenzielle Demodulation zu ermöglichen, muss in beiden Fällen sendeseitig die Phase durch einen Enkoder differenziell kodiert werden, sodass die Phaseninformation in der Differenz zweier aufeinander folgender Phasenzustände im Datensignal enthalten ist. Eine sternförmige 16QAM kann beispielsweise 16 Symbole mit P=8 unterschiedlichen Phasenzuständen und zwei verschiedenen Amplitudenzuständen A=2 definieren. M-wertige QAM- Signale mit differenzieller Phasentastung können beispielsweise in optischen Access-, Metro- und Weitverkehrsnetzen übertragen werden.
Stand der Technik
Das Standardverfahren zur Datenübertragung in optischen Netzen ist die Intensitätsmodulation oder auch OOK (On-Off-Keying), bei der lediglich die Intensität des Lichts als optischem Datenträger moduliert bzw. Licht ein- und ausgeschaltet wird. In den letzten Jahren stieg jedoch das Interesse an alternativen Modulationsformaten für die optische Übertragung, zum einen, um die spektrale Effizienz der Übertragung zu steigern, und zum anderen, um die teilweise besseren Übertragungseigenschaften alternativer Verfahren nutzen zu können.
So wurde beispielsweise vor einigen Jahren die differenzielle binäre Phasenmodulation (DBPSK) in der Veröffentlichung I von M. Rohde et al: „Robustness of DPSK direct detection transmission format in Standard fiber WDM Systems" (in Electronic Letters, Vol. 36, pp. 1483-1484, 1999) als interessante Alternative zu 0OK mit verbesserter Toleranz gegenüber Faser- Nichtlinearitäten vorgeschlagen. Durch die Verwendung eines optischen Verzögerungs-Interferometers (Delay-Interferometer DLI) ist es dabei möglich, die differenziell kodierte Phaseninformation der optischen Welle vor der Photo- diodendetektion in eine Intensitätsmodulation zu wandeln und somit das phasenmodulierte optische Signal ohne die Verwendung eines Überlagerungsempfängers direkt zu detektieren. In den folgenden Jahren wurden dann zunehmend höherwertige Modulationsformate angewendet. Durch die Verwendung von zwei DLI unterschiedlicher Phasenverzögerung ist es möglich, die In- Phase- und Quadratur-Komponenten optischer Datensignale mit höherwertiger Phasenmodulation zu detektieren. Im Falle von 4-wertiger (M=P=4) differenziell kodierter Phasenmodulation (DQPSK) führt dieses Empfangsverfahren zu binären elektrischen Signalen im In-Phase- und Quadratur-Signalpfad. Bei 8- wertiger DPSK (M=P=8) ist eine Struktur mit vier DLI und binären elektrischen Signalen oder auch eine Struktur mit zwei DLI und mehrstufigen elektrischen Signalen möglich.
Durch die Realisierung eines zusätzlichen Armes zur Intensitätsdetektion können auch sternförmige QAM-Signale mit differenzieller Phasenkodierung detektiert werden, was jedoch bisher nur für Formate mit maximal vier
Phasenzuständen (P=4) gezeigt wurde. So ist beispielsweise der Empfang von ASK-DQPSK (oder auch sternförmige 8-QAM) beschrieben in der Veröffentlichung Il von M. Ohm und J. Speidel: "Receiver sensitivity, chromatic dispersion tolerance and optimal receiver bandwidths for 40 Gbit/s 8- level optical ASK-DQPSK and optical 8-DPSK" (in Proc. 6th Conference on Photonic Networks, Leipzig, Germany, May 2005, pp.211 -217) und der Empfang von so genannten 16-APSK Signalen (16-wertige Amplituden- und Phasenmodulation) mit jeweils vier Amplituden- und Phasenzuständen (P=4) in der Veröffentlichung III von K. Sekine et al: "Proposal and Demonstration of 10-Gsymbol/sec 16-ary (40 Gbit/s) Optical Modulation / Demodulation Scheme" (in Proc. ECOC 2004, paper We3.4.5, 2004). Von dieser Druckschrift, in der optischer Direktempfang für die bisher höherwertigste Quadraturamplituden-Modulation (QAM) beschrieben wird, geht die vorliegende Erfindung als nächstliegendem Stand der Technik aus. Offenbart wird in dieser Druckschrift ein optischer Empfänger für den Empfang eines optischen Datensignals, das durch Anwendung einer 16-wertigen sternförmigen Quadraturamplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung aus einzelnen Symbolen mit der Länge der Symboldauer besteht und eine Amplitudeninformation und eine differenzielle Phaseninformation enthält, wobei hier vier Amplitudenzustände und vier Phasenzustände (P=4) definiert sind. Dabei wird das empfangene Datensignals auf zwei Signalpfade optisch aufgeteilt. Der eine Signalpfad wird als Amplitudendetektionspfad und der andere als Phasendetektionspfad ausgebildet. Weiterhin wird noch der Phasendetektionspfad in einen In-Phase-Signalpfad zur Erzeugung von InPhase-Signalen und einen Quadratur-Signalpfad zur Erzeugung von Quadratur-Signalen optisch aufgeteilt. Beide Pfade führen zu einer elektrischen Auswertungseinheit zur Rekonstruktion des empfangenen Datensignals.
Des Weiteren wurde in der Veröffentlichung IV von P. S. Cho et al: „Investigation of 2-b/s/Hz 40-Gb/s DWDM Transmission Over 4 x 100 km SMF- 28 Fiber Using RZ-DQPSK and Polarization Multiplexing" (in IEEE Photonic Technology Letters, Vol. 16, No. 2, pp. 656-658, 2004) gezeigt, dass für die Konvertierung der differenziell kodierten Phaseninformation in eine Intensitätsmodulation anstelle von zwei DLI auch ein 2x4-90°-Hybrid verwendet werden kann, wobei in einen Eingang des Hybrids das nicht verzögerte optische Datensignal und in den anderen Eingang des Hybrids das um eine Symbolzeit verzögerte optische Datensignal eingespeist wird. Daraus geht hervor, dass der optische Direktempfang auch als ein „Selbst-Überlagerungsempfang" des Datensignals mit seiner verzögerten Kopie aufgefasst werden kann. Das gleiche Prinzip verwendet auch der in der Veröffentlichung V von A. Meijerink et al: "Balanced Optical Phase Diversity Receivers for
Coherence Multiplexing" (in J. of Lightwave Technol., Vol. 22, No.11 , pp. 2393- 2408, 2004) beschriebene Empfänger für den Empfang von M-DPSK- modulierten Kohärenz-Multiplex-Signalen.
Eine Alternative zum optischen Direktempfang stellt der optische Überlage- rungsempfang dar. Bei diesem Empfangsprinzip wird das Signallicht vor der Detektion durch die Photodiode mit dem Licht eines Lokallasers (Lokaloszillator) überlagert. Auf diese Weise ist es möglich, sämtliche datenrelevanten Informationen der optischen Lichtwelle (Amplitude, Frequenz, Phase und Polarisation) in den elektrischen Bereich zu übertragen. Durch deren Erhaltung eignet sich der Überlagerungsempfang sehr gut zum Empfang von optischen Signalen mit höherwertiger Modulation. Ferner bietet der Überlagerungsempfang den Vorteil, dass eine Kompensation der chromatischen Dispersion durch lineare elektrische Filterung möglich ist und eine elektrische Kanaltrennung durch Tiefpass-Filterung beim Empfang von optischen Wellenlängenmultiplex (WDM) Signalen vorgenommen werden kann. Schwierig hingegen gestaltet sich beim Überlagerungsempfang die Frequenzsynchronisation von Signal- und Lokallaser (regelbar beispielsweise durch eine automatische Frequenzregelschleife), die Kontrolle der Polarisation (handhabbar durch das Polarisations-Diversitäts-Verfahren) sowie das Phasenrauschen.
Der Überlagerungsempfang bietet grundsätzlich zwei Varianten. Beim Hetero- dynempfang stimmen die Frequenzen von Signal- und Lokallaser nicht überein, und das Signal wird auf eine elektrische Zwischenfrequenz umgesetzt. Der Empfang von höherwertigen optischen PSK- und DPSK- sowie von QAM- Signalen ist hier möglich bei Verwendung eines elektrischen Phasenregelkreises. Der Heterodynempfang hat jedoch Nachteile bei WDM sowie bei hohen Datenraten, weil die benötigten Komponenten bei sehr hohen Frequenzen arbeiten müssen. Deshalb fokussiert sich das Interesse in den letzten Jahren auf den optischen Homodynempfang. Hier stimmen Frequenz von Signal- und Lokallaser idealerweise exakt überein und die Information des optischen Signals wird direkt in das elektrische Basisband umgesetzt. Das Phasenrauschen kann hier durch einen optischen Phasenregelkreis (OPLL) beherrscht werden, wie er ebenfalls in der Veröffentlichung III beschrieben ist. Ein weitere Möglichkeit, die den Empfang von beliebigen QAM Signalen ermöglicht und neuerdings durch das Vorhandensein von digitaler Hochgeschwindigkeits-Signalverarbeitung zur Verfügung steht, ist die
Kompensation des Phasenrauschens durch die Verwendung eines Moduls zur digitalen Phasenschätzung. Diese Variante wird beispielsweise in der Veröffentlichung VI von M. Seimetz: „Performance of Coherent Optical Square- 16-QAM-Systems based on IQ-Transmitters and Homodyne Receivers with Digital Phase Estimation" (in Proc. NFOEC 2006, paper NWA4) beschrieben.
Eine weitere Empfangsmöglichkeit ist durch den Phasen-Diversitäts-Homodyn- Empfang gegeben. Das Phasenrauschen wird hier auf elegante Weise durch ein spezielles elektrisches Netzwerk kompensiert. Vor etwa 15-20 Jahren wurde dieses Verfahren intensiv für binäre Modulationsformate (binäre Amplitudentastung 2-ASK, binäre Frequenztastung 2-FSK, binäre differenzielle Phasentastung 2-DPSK) untersucht. Für 2-ASK reicht eine Quadrierung im InPhase und Quadratur-Signalpfad bei anschließender Addition der beiden quadrierten Signale zur Kompensation des Phasenrauschens aus. Bei 2-DPSK wird die Kompensation über eine elektrische Selbst-Multiplikation der In-Phase und Quadratur-Signale mit ihren um eine Symbolzeit verzögerten Kopien sowie einer folgenden Addition erreicht. Aufgegriffen und erweitert wurde das Phasen-Diversitäts-Prinzip in der schon zuvor zitierten Veröffentlichung V im Zusammenhang mit optischen Systemen mit Kohärenz-Multiplex, wobei hier ein elektrisches Kompensations-Netzwerk für M-wertige DPSK Verfahren vorgestellt wurde, welches allerdings innerhalb eines Selbst-Homodyn- empfängers zum möglichen Empfang von Kohärenz-Multiplex-Signalen verwendet wurde. Aufgabenstellung
Die Aufgabe für die vorliegende Erfindung ist darin zu sehen, eine Struktur für einen gattungsgemäßen Empfänger der eingangs genannten Art zur Verfügung zu stellen, mit der der Empfang von beliebigen differenziell phasenkodierten sternförmigen QAM-Datensignalen möglich gemacht wird. Insbesondere sollen sternförmige QAM-Datensignale auch detektiert werden können, wenn die Anzahl der Phasenzustände größer als vier ist (P>4). Das erfindungsgemäße Empfangsprinzip soll dabei so universell einsetzbar sein, dass es nicht nur auf den optischen Direktempfang, sondern auch für optischen Phasen-Diversitäts-Überlagerungsempfang angewendet werden kann.
Die Lösung dieser Aufgabe besteht in einem optischen Empfänger nach Anspruch 1 , dessen Verwendung nach Ansprüchen 19 und 20 und dem
Empfangsverfahren nach Anspruch 21. Vorteilhafte Weiterbildungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen, die im Folgenden im Zusammenhang mit der Erfindung näher erläutert werden. Insbesondere soll im Folgenden verdeutlicht werden, dass auch der Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfang durch Vorsehen eines parallelen Pfades zur Intensitätsdetektion auf den Empfang von sternförmigen QAM Signalen mit differenzieller Phasenkodierung ausgeweitet werden kann. Dazu ist zunächst nachzuweisen, dass die Ausgangssignale des elektrischen Kompensations-Netzwerks beim Vorhandensein mehrerer Amplitudenzustände überhaupt noch verwertbare Information zur Detektion der differenziellen Phaseninformation liefern.
Erfindungsgemäß ist der optische Empfänger gekennzeichnet durch 1. eine Anordnung eines Normalisierers und nachfolgend eines Symbolent- scheiders und einer Datenrekonstruktionslogik in der elektrischen Auswertungseinheit, und entweder
1.1 eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads sowohl mit dem Normalisierer als auch mit dem Symbolentscheider, wobei im Normalisierer die In-Phase- und Quadratur-Signale durch die aktuelle und die um die Symboldauer verzögerte Amplitudeninformation des empfangenen Datensignals dividiert werden und im Symbolentscheider die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung und durch Inphase/Quadratur- Phasenentscheidung getroffen werden, oder
1.2. eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads zumindest mit dem Normalisierer, wobei im Normalisierer die In-Phase und Quadratur-Signale nur durch die um die Symboldauer verzögerte Amplitudeninformation dividiert werden und im Symbolentscheider die Symbolentscheidungen über eine InPhase/Quadratur-Entscheidung oder eine Amplituden/Phasen-Entscheidung anhand der rekonstruierten QAM-Konstellation getroffen werden, oder 2. eine Anordnung eines ARG-Operators und nachfolgend eines Symbolent- scheiders und einer Datenrekonstruktionslogik in der elektrischen
Auswertungseinheit und eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads zumindest mit dem Symbolentscheider, wobei im ARG-Operator eine Winkelbestimmung der In-Phase- und Quadratur-Signale durchgeführt wird und im Symbolentscheider die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung und durch Phasenentscheidung aus dem Ausgangssignal des ARG-Operators getroffen werden.
Die Erfindung ist also grundlegend dadurch charakterisiert, dass in der_elektri- schen Auswertungseinheit neben einem Symbolentscheider und einer Datenrekonstruktionslogik noch eine weitere Komponente angeordnet ist.
Hierbei handelt es sich entweder um einen Normalisierer oder um einen ARG- Operator. Mit dem Normalisierer können Symbole, die auf unterschiedlichen Kreisen liegen, auf einen gemeinsamen Konstellationskreis normiert werden. Anschließend muss zur Detektion der Phaseninformation im Symbolentscheider nurmehr eine einfache Symbolentscheidung wie bei DPSK- Formaten getroffen werden. Für diese Art der Verarbeitung ist eine Kopplung des Amplitudenpfads sowohl mit dem Normalisierer als auch mit dem Symbolentscheider erforderlich. Ist nur eine Verbindung des Amplituden- detektionspfads mit dem Normalisierer vorgesehen, kann im Symbolentscheider auch ohne direkte Kenntnis der Amplitudeninformation eine InPhase/Quadratur-Entscheidung oder eine Amplituden/Phasen-Entscheidung getroffen werden. Bei einer Verbindung des Amplitudenpfads nur mit dem Symbolentscheider wird anstelle des Normalisierers ein ARG-Operator eingesetzt, der die Winkellage der In-Phase- und Quadratur-Signale bestimmt. In beiden Fällen kann aber der Amplitudenpfad zur Verfahrensvereinfachung und -Verbesserung auch mit der jeweils anderen Komponente verbunden sein.
Die genannten Maßnahmen in der elektrischen Auswertungseinheit machen den Empfang von beliebig höherwertig modulierten Datensignalen mit der M- wertigen sternförmigen Quadraturamplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung grundsätzlich für unterschiedliche optische Empfänger möglich.
Zum einen ist vorteilhaft eine Ausbildung des optischen Empfängers als Direktempfänger möglich, wobei dann ein Amplitudendetektionspfad sowie ein auf Direktempfang basierender Phasendetektionspfad bereitgestellt werden. Die PM-IM-Wandlung im Phasendetektionspfad, bei der die differenzielle
Phasenmodulation PM in eine Intensitätsmodulation IM umgewandelt wird, die dann von den Differenzsignaldetektoren detektiert werden kann, kann entweder mit Verzögerungs-Interferometern (DLI) oder auch mit Hilfe eines 2x4 90° Hybrids und einem Symbolverzögerer um die Länge einer Symboldauer vor einem der Hybrideingänge realisiert werden. Zwei nachfolgende
Differenzsignaldetektoren liefern dann die In-Phase- und Quadratur-Signale, die dann mit der beschriebenen Prozessierung in dem erfindungsgemäßen optischen Empfänger weiterverarbeitet werden. Des Weiteren kann vorteilhaft auch zusätzlich ein optischer Phasenschieber vor einem der Hybrideingänge vorgesehen sein, mit dem das empfangene Konstellationsdiagramm dann beliebig gedreht werden kann. Zum anderen lässt sich ein optischer Empfänger nach der Erfindung ebenso als Phasen-Diversitäts-Überlagerungsempfänger ausbilden, indem ein 2x4- 90°-Hybrid im Phasendetektionspfad mit einem Lokaloszillator an einem der beiden Hybrideingänge angeordnet wird. Weiterhin wird eine nachfolgende Anordnung von je einem Differenzsignaldetektor und einem Tiefpassfilter an jeweils zwei Ausgängen des 2x4-90°-Hybrids vorgesehen. Dem folgt eine Anordnung eines elektronischen Netzwerks, in dem das empfangene InPhase-Signal durch eine Selbstmultiplikation des In-Phase-Signals und Quadratur-Signals mit deren um die Symboldauer verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Addition und das empfangene Quadratur-Signal durch eine Überkreuzmultiplikation des In-Phase-Signals und Quadratur-Signals mit deren um die Symboldauer verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Subtraktion vom Phasenrauschen befreit werden.
Für beide Empfängerausführungen sind dann weitere, aus dem Stand der Technik an sich bekannte Modifikationen möglich.
Zunächst soll aber die Erfindung für die Ermöglichung des optischen Direktempfangs sternförmiger QAM-Datensignale mit beliebig vielen Phasenzu- ständen beschrieben werden.
Werden für den Phasendetektionspfad die detektierten In-Phase- und Quadratur-Photoströme am Ausgang der beiden Differenzempfänger (zuvor kann die bekannte DLI-Struktur oder auch die 2x4-90°-Hybrid-Struktur verwendet werden) berechnet, so ergibt sich, vereinfacht dargestellt, folgendes Ergebnis:
W ~ ylPS (t)Ps (*-Ts )∞s[Δφ(t)] (1 )
ß(0 ~ yjPs iήPs it-Ts ) sin [Δp (f )] (2) In Gleichung (1) und (2) stellt Ps(f) die optische Signalleistung zum Zeitpunkt t dar, Ps(t-Ts) ist die Leistung des um eine Symboldauer verzögerten optischen Signals und Δφ(f) ist die Differenzphase zweier aufeinander folgender Symbole. Die detektierten In-Phase- und Quadratur-Photoströme l(t), Q(t) sind somit proportional zu der aktuellen sowie um eine Symboldauer verzögerten Amplitude sowie der aktuellen Differenzphase.
Bisher gezeigte optische Direktempfänger für sternförmige QAM mit bis zu vier Phasenzuständen kommen auf folgendem Wege zur Rückgewinnung der Amplituden- und Differenzphasen-Information: Die Amplitude wird über einen separaten Pfad detektiert. Durch entsprechende Einstellung der Phasendifferenzen in den DLI bzw. entsprechende Einstellung der relativen Phase zwischen den beiden Eingängen des 2x4 90°-Hybrids wird das Konstellationsdiagramm um 45° gedreht. Die resultierenden Differenzphasen werden durch Schwellenentscheidungen bei Null bei Auswertung der In-Phase- und Quadratur-Photoströme detektiert. Beim Vorhandensein von nur vier Differenzphasen (45°, 135°, 225°, 315°) ist diese Methode ausreichend. Schwellenentscheidungen bei Null liefern dann eine eindeutige Wiedergewinnung der Dateninformation (45°: Sι=1 , SQ=1 , 135°: Si=O, SQ=1 , 225°: Si=O, SQ=O, 315°: Sι=1 , SQ=O, wobei Si die Entscheidung im In-Phase-Signalpfad und SQ die Entscheidung im Quadratur-Signalpfad repräsentiert). Dies wird deutlich, wenn man die Differenzphasen in die Gleichungen (1) und (2) einsetzt und dann die Entscheidung am In-Phase- und Quadratur-Signal durchführt. Bei nur vier Differenzphasen ist somit nur die Polarität der In-Phase- und Quadratur-Signale wichtig und beliebige Werte der aktuellen und verzögerten Amplitude, deren Produkt in jedem Fall positiv ist, erlauben eine Detektion der Differenzphase für Entscheiderschwellen bei Null.
Beim Vorhandensein von mehr als vier Differenzphasen kann die Auswertung der In-Phase- und Quadratur-Signale nicht mehr durch eine einzige Schwelle bei Null pro Signal durchgeführt werden, sondern zur Wiedergewinnung der Information sind nun mehrere Schwellen pro Signal notwendig. Diese liegen auch nicht mehr bei Null. Weil aber die In-Phase- und Quadratur-Signale durch einen Mix aus Informationen (die aktuelle und die vorherige Amplitude sowie die Differenzphase) bestimmt werden, siehe Gleichung (1) und (2), ist eine Rückgewinnung der Information mit festen Schwellen ohne zusätzliche Maß- nahmen nicht mehr möglich. Deshalb wird beim optischen Empfänger nach der Erfindung eine Normalisierung der Photoströme in einem Normalisierer vorgenommen.
In einer ersten Alternative der Erfindung besteht die Normalisierung in einer Division der detektierten Photoströme mit der aktuellen sowie um eine Symboldauer verzögerten Amplitude, sodass dann alle Symbole auf einem einzigen Konstellationskreis liegen. Dazu wird die aus dem Amplitudendetektionspfad zur Verfügung stehende Amplitudeninformation verwendet. Nach der Normalisierung kann die Differenzphasen-Information problemlos durch eine standardmäßige IQ-Entscheidung wie bei den puren DPSK-Formaten zurückgewonnen werden. Die Amplitudeninformation steht über eine Entscheidung des Datensignals aus dem Amplitudendetektionspfad ohnehin zur Verfügung.
In einer zweiten Alternative der Erfindung besteht die Normalisierung lediglich in einer Division der detektierten Photoströme durch die verzögerte Amplitude. Hiermit wird der ungewünschte Faktor der verzögerten Amplitude in Gleichung (1) und (2) beseitigt und das ursprüngliche Konstellationsdiagramm der QAM steht für eine standardmäßige QAM-Entscheidung zur Verfügung. Wiederum wird für die Normalisierung das Datensignal aus dem Amplitudendetektionspfad verwendet, was in diesem Fall aber nicht direkt zur Amplitudenentscheidung verwendet werden muss.
In der dritten Alternative, die keinen Normalisierer verwendet, wird die Amplitu- deninformation über den Amplitudendetektionspfad entschieden. Die
Information der Differenzphase kann - unabhängig vom Amplitudenpfad - über die Durchführung einer ARG-Operation, bei der der Winkel aus Real- und Imaginärteil einer komplexen Zahl ermittelt wird aus den In-Phase- und Quadratur-Signalen ermittelt werden. Dies ist mit Hilfe von digitaler Signalverarbeitung realisierbar.
Die beanspruchten drei neuen Varianten, mit denen bei einem Direktempfänger der optische Direktempfang auf die Detektion von sternförmigen QAM-Signalen mit beliebig vielen Phasenzuständen ausgeweitet werden kann, sind aber auch auf einen Überlagerungsempfänger, insbesondere für den Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfang, anwendbar. Dieser Empfängertyp ist bisher im Stand der Technik nur für M-wertige DPSK ohne zusätzlichen Amplitudendetektionspfad und für beliebig höherwertige DPSK auch nur im Zusammenhang mit Selbsthomodyn-Empfang bekannt. Im Folgenden wird nun gezeigt, dass durch Vorsehen derselben Komponenten wie bei einem Direktempfänger auch ein Überlagerungsempfänger für höherwertige QAM ertüchtigt werden kann.
Aus dem Stand der Technik sind ein Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfang nur für binäre Modulationsverfahren und ein Selbst-Homodyn-Empfang auch für höherwertige DPSK Verfahren bekannt. Bei dem mit der Erfindung beanspruchten Phasen-Diversitäts-Überlagerungsempfänger für sternförmige QAM mit differenzieller Phasencodierung wird erstmals - wie beim Direktempfänger für sternförmige QAM - ebenfalls ein Amplitudendetektionspfad zur Detektion der Intensität des empfangenen Datensignals über einen Koppler zur Verfügung gestellt. Über den parallelen Phasendetektionspfad wird das empfangene Datensignal in einen 2x4-90° Hybrid eingespeist, wo es mit dem Signal eines Lokallasers (LO) überlagert wird. Die Ausgänge des Hybrids werden von zwei Differenzempfängern detektiert. Die resultierenden In-Phase- und Quadratur-Signale können - vereinfacht dargestellt - mit folgenden Gleichungen beschrieben werden:
/*(0 ~
Figure imgf000015_0001
(t)+ ΔφN (t)] (3) Q*(t) ^ yIPs (t)PLO sm[^ωt + φ(t)+AφN(t)]. (4)
In Gleichung (3) und (4) stellt Ps(O wiederum die optische Signalleistung zum Zeitpunkt f dar, Pi_o(ή ist die Leistung des lokalen Lasers zum Zeitpunkt t, Δω ist die Frequenzabweichung von Signal- und Lokallaser, φ(ή repräsentiert die Modulationsphase und ΔψN (0 beschreibt einen zusätzlichen, zeitlich veränderlichen Phasenoffset, bedingt durch eine Nullphasenabweichung von Signal und LO sowie durch das Phasenrauschen. Zur Beseitigung dieses ungewünschten Phasenoffsets wird ein elektronisches Netzwerk verwendet, wie es auch schon in Veröffentlichung V vorgestellt wurde. Bei Berechnung der gesamten Struktur ergeben sich unter der Annahme von exakter Frequenzsynchronisation an den Ausgängen des elektronischen Netzwerks - vereinfacht dargestellt - die folgenden vom Phasenrauschen befreiten Photoströme:
l{t) ^Ps (t)Ps {t-Ts )Pw cos[Δ<?(0] (5)
0(0 „ JPs (t)Ps (t-Ts )Pw sin[Δ^(r)] (6)
Wie in den Gleichungen (1) und (2) ist auch hier Δφ(t) die aktuelle Modulations- Differenzphase zweier aufeinander folgender Symbole. Das überraschende, weil keinesfalls zwangsläufige oder selbstverständliche und zugleich sehr erfreuliche Ergebnis ist, dass die Gleichungen (5) und (6) - bis auf den konstanten und nicht störenden Term der Lokallaserleistung - den
Gleichungen (1) und (2) beim Direktempfang entsprechen. Die nun vom Phasenrauschen befreiten detektierten In-Phase- und Quadratur-Photoströme sind, nach Durchlaufen des elektronischen Netzwerks, wie beim Direktempfang also proportional zu der aktuellen sowie um eine Symboldauer verzögerten Amplitude sowie der aktuellen Differenzphase. Somit können hier die gleichen baulichen Konzepte zur Wiedergewinnung von Amplituden- und Differenzphasen-Information angewendet werden wie zuvor schon beim Direktempfänger vorgeschlagen wurde.
In der ersten Alternative wird die Amplitude über den Amplitudendetektions- pfad detektiert und die Zusatzinformation gleichzeitig zur Normalisierung auf einen Konstellationskreis genutzt, worauf dann anschließend auch die Differenzphasen-Information über IQ-Entscheidung wie bei DPSK bestimmt werden kann. In der zweiten Alternative wird die Information aus dem Amplitudendetektionspfad zur Normalisierung über die Durchführung einer Division durch die verzögerte Amplitude benutzt und dann anschließend eine IQ-Entscheidung oder Amplituden-/Phasenentscheidung über die empfangene QAM-Konstellation durchgeführt. Die dritte Alternative nutzt den Amplitudendetektionspfad zur direkten Amplitudendetektion und bestimmt die Differenzphase über die Durchführung einer ARG-Operation.
Im Falle der direkten Amplitudenentscheidung über den Amplitudendetektionspfad kann es außerdem vorteilhaft sein, die Amplitude ebenfalls über ein Überlagerungsempfangs-Verfahren zu detektieren. Dies wird in einer weiteren Ausführungsform beansprucht.
Sowohl für den Direktempfänger als auch für den Phasen-Diversitäts- Homodyn-Empfänger ist es weiterhin vorteilhaft, den 2x4-90°-Hybrid als Multimode Interferenz (MMI) Koppler zusammen mit den beiden Differenzempfängern auf einem Chip zu integrieren. Für den optischen
Direktempfänger kann ebenfalls der eingangsseitige 3dB-Koppler sowie die Symbolverzögerung vor einem der Hybrid-Eingänge und ferner ein Phasenschieber vor einem der Hybrid-Eingänge mit integriert werden. Mit diesem zusätzlichen Phasenschieber ist es möglich, das empfangene Konstellationsdiagramm beliebig zu drehen und somit unterschiedliche Entscheidungsmechanismen zu realisieren. Soll beim Phasen-Diversitäts-Empfänger die Verwendung eines 2x4 90° Hybrids vermieden werden, ist in einer weiteren Ausführungsform prinzipiell auch eine dreiarmige Konfiguration unter Verwendung eines 3x3 Kopplers möglich. Die In-Phase- und Quadratur-Signale können dann über adäquate elektrische Prozessierung gebildet werden, wie auch aus Veröffentlichung V bekannt.
Der mögliche Einsatz des Phasen-Diversitäts-Homodyn-Empfängers nach der Erfindung als WDM-Empfänger stellt einen besonderen Vorteil der Erfindung dar. Durch Abstimmen des Lokallasers auf die Frequenz des gewünschten Kanals und Tiefpassfilterung der detektierten In-Phase- und Quadratur- Photoströme kann ein gewünschter Kanal selektiert werden. Da die Kanaltrennung durch elektrische Filterung erfolgt, kann dabei eine hohe Trennschärfe erzielt werden. Auf optische Filter zur Kanalselektion, wie sie beim Direktempfang verwendet werden müssen, kann gänzlich verzichtet werden. Ebenfalls vorteilhaft ist, dass optional ein Modul zur elektronischen Dispersionskompensation vorgesehen werden kann, mit dem eine theoretisch ideale, in der Praxis aber durch die Auslegung der Filter in der Performance begrenzte Kompensation der chromatischen Dispersion erreicht werden kann. Die Erhaltung der zeitlichen Phaseninformation ist hierbei ein besonderer Vorteil im Vergleich zum Direktempfang.
Das elektronische Netzwerk zur Kompensation des Phasenrauschens beim Phasen-Diversitäts-Empfänger nach der Erfindung kann prinzipiell mit analogen Komponenten oder auch mit digitaler Signalverarbeitung realisiert werden. Dabei ist beim Homodynempfang ebenfalls auf übereinstimmende Frequenzen von Signal- und Lokallaser zu achten. Abweichungen führen zu einem Performance-Verlust. Eventuell muss die Frequenzgleichheit daher durch zusätzlichen Aufwand garantiert werden. Hierfür kann beispielsweise eine automatische Frequenzregelschleife (AFC Loop) oder auch eine digitale Schätzung der Frequenzabweichung verwendet werden. Ein weiterer Vorteil der mit der Erfindung vorgeschlagenen Empfänger liegt darin, dass die gesamte Empfängerstruktur bis hin zu den Entscheidern bei gleicher Symbolrate einen vom Modulationsformat unabhängigen Aufbau hat. Dies macht den Einsatz der Empfänger in adaptiven Systemen denkbar, wobei unterschiedliche Modulationsformate durch alleinige Anpassung der abschließenden Entscheiderelektronik sowie Datenrekonstruktions-Logik realisiert werden können. Denkbar ist sowohl der modulare Austausch modulationsspezifischer elektronischer Module als auch die parallele Auslegung für unterschiedliche Modulationsformate durch Arrays von Elektronik-Modulen.
Zukünftige Untersuchungen werden zeigen, welche Modulationsformate in welchen Netzsegmenten besonders sinnvoll einsetzbar sind. Die Flexibilität des mit der Erfindung vorgeschlagenen Empfängers bezüglich der
Modulationsformate ermöglicht den Einsatz in optischen Weitverkehrs-, Metro und Zugangsnetzen.
Ausführungsbeispiele
Zum weiteren Verständnis des optischen Empfängers nach der Erfindung für den Empfang eines optischen Datensignals, das durch Anwendung der M- wertigen sternförmigen Quadraturamplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung aus einzelnen Symbole der Länge der Symboldauer besteht und eine Amplitudeninformation und eine differenzielle Phaseninformation enthält, werden im Folgenden beispielhaft einzelne Ausführungsformen anhand der schematischen Figuren erläutert. Dabei zeigt die Figur 1 aus dem Stand der Technik: ein Konstellationsdiagramm einer sternförmigen 16-QAM mit acht Phasenzuständen,
Figur 2 eine Ausführungsform als optischer Direktempfänger
(Konfiguration mit zwei DLI) mit einer Normalisierung auf einen Konstellationskreis und einer IQ-Entscheidung der
Phaseninformation,
Figur 3 eine Ausführungsform als optischer Direktempfänger
(Konfiguration mit 2x4 90° Hybrid und zusätzlichem Phasenschieber vor einem der Hybrid-Eingänge) mit einer Normalisierung auf einen Konstellationskreis und einer IQ-
Entscheidung der Phaseninformation,
Figur 4 eine Ausführungsform als optischer Direktempfänger mit einer einfachen Normalisierung sowie einer Entscheidung der rekonstruierten QAM-Konstellation bei Verwendung der Struktur mit 2x4 90°-Hybrid,
Figur 5 eine Ausführungsform als optischer Direktempfänger und einer
Bestimmung der Phaseninformation nach Durchführung einer ARG-Operation bei Verwendung der Struktur mit 2x4 90°- Hybrid, Figur 6 eine Ausführungsform als Phasen-Diversitäts-Homodyn-
Empfänger mit einer Normalisierung auf einen Konstellationskreis und einer IQ-Entscheidung der Phaseninformation,
Figur 7 eine Ausführungsform als Phasen-Diversitäts-Homodyn-
Empfänger mit einer einfachen Normalisierung und einer Entscheidung der rekonstruierten QAM-Konstellation und
Figur 8 eine Ausführungsform als Phasen-Diversitäts-Homodyn-
Empfänger mit einer Bestimmung der Phaseninformation nach Durchführung einer ARG-Operation.
Die Figur 1 zeigt ein Konstellationsdiagramm einer sternförmigen 16QAM mit acht Phasenzuständen. Mit einem derartig höherwertigen Modulations- verfahren (M= Anzahl des Symbole = 8) kodierte Datensignale können erstmals mit dem optischen Empfänger nach der Erfindung ohne weiteres empfangen und einwandfrei dekodiert werden.
Die Figur 2 zeigt den optischen Empfänger OE nach der Erfindung in der Ausbildung eines optischen Direktempfängers DD. Das empfangene Datensignal Star-M QAM wird über einen ersten optischen Koppler KP1 auf einen Amplitudendetektionspfad ADP und einen Phasendetektionspfad PDP aufgeteilt. Im Amplitudendetektionspfad ADP befindet sich eine Photodiode PD, die das ankommende optische Datensignal detektiert und dessen Amplitude bzw. Intensität in einen entsprechenden elektrischen Strom umwandelt. Im Phasendetektionspfad PDP ist einer zweiter optischer Koppler KP2 (im gewählten Ausführungsbeispiel mit einer gleichmäßigen 3 dB- Signalaufteilung) angeordnet, der das empfangene Datensignal auf einen In- Phase-Signalpfad IPS und einen Quadratur-Signalpfad QS aufteilt. In beiden Pfaden sind hintereinander jeweils ein Verzögerungs-Interferometer DLM , DLI2 als PM-IM-Wandler PIW und ein Differenzsignaldetektor DE1, DE2 angeordnet. Bei den Verzögerungs-Interferometem DLM , DLI2 werden nur ein Eingang, aber beide Ausgänge benutzt. In einem Pfad des DLM , DLI2 wird die Verzögerung um die Symboldauer Ts, im jeweils anderen Pfad die
Phasenverschiebung des In-Phase-Signals φt bzw. des Quadratur-Signals φQ eingestellt. In den Differenzsignaldetektoren DE1 , DE2 werden die optischen In-Phase- und Quadratursignale jeweils über zwei Photodioden detektiert und über einen Differenzverstärker in entsprechende elektrische Ströme umgesetzt.
In der elektrischen Auswertungseinheit AWE sind hinter den beiden Differenzsignaldetektoren DE1 , DE2 in Reihe ein Normalisierer NORM, ein Symbolentscheider SE, eine Daten-Rekonstruktionslogik DRL und - im gewählten Ausführungsbeispiel, da nur optional - ein Multiplexer MUX angeordnet, der den parallelen rekonstruierten Datenstrom wieder in einen seriellen Datenstrom Daten-Bits rückwandelt. Der parallele Amplituden- detektionspfad ADP bzw. dessen elektrisches Ausgangssignal wird sowohl dem Normalisierer NORM als aus dem Symbolentscheider SE zugeführt, sodass die Amplitudeninformation an beiden Komponenten direkt zur Verfügung steht.
Im Normalisierer NORM wird die oben bereits erläuterte Normalisierung der unterschiedlichen Phasen- und Amplitudenzustände auf einen gemeinsamen Konstellationskreis durchgeführt (die mathematische Operation ist in dem Einschub in der Figur 1 dargestellt, dabei bezeichnet T8 die Symboldauer, l(t) das In-Phase-Signal, Q(t) das Quadratur-Signal und Ps(t) die Lichtintensität des optischen Datensignals Star-M QAM). Der Symbolentscheider SE führt zur Rekonstruktion der Phaseninformation eine einfache IQ-Entscheidung (wie bei DPSK) durch, und ermittelt die Amplitudeninformation direkt aus dem Signal des Amplitudendetektionspfads ADP.
Die Entsprechung dieses Aufbaus mit einem Homodyn-Empfänger ist in der Figur 6 aufgezeigt. Die nachfolgenden Figuren weisen einen grundsätzlich zur Figur 2 analogen Aufbau auf. Dort jeweils nicht erwähnte oder angezeigte Bezugszeichen sind entsprechend der Figur 2 zu entnehmen oder in deren Zusammenhang erläutert.
In der Figur 3 ist ebenfalls eine Ausführungsform des optischen Empfängers OE, nach der Erfindung als Direktempfänger DD dargestellt. Im Unterschied zu der Ausführungsform gemäß Figur 2 ist der PM-IM-Wandler PIW jedoch als 2x4-90°-Hybrid HY mit einem zusätzlichen Symbolverzögerer SV um die Symboldauer T8 vor einem der Eingänge des 2x4-90°-Hybrid HY ausgeführt. Der 2x4-90°-Hybrid HY kann als Multimode Interferenz Koppler MMI realisiert werden. Im gezeigten Ausführungsbeispiel kann eine zusätzliche Phasen- Verschiebung zur beliebigen Drehung des Konstellationskreises vorgesehen sein. Hierzu ist ein Phasenschieber PS vor einem der beiden Eingänge des 2x4-90°-Hybrid HY angeordnet. Dabei ist der Phasenschieber PS jedoch nur als Option anzusehen.
Die Figur 4 zeigt ebenfalls einen Direktempfänger DD gemäß Figur 3, hier jedoch mit einer einfachen Normalisierung. Dazu ist der Amplituden- detektionspfad ADP nur noch mit dem Normalisierer NORM verbunden. Es wird eine einfache Division nur mit der um die Symboldauer Ts verzögerten Amplitude durchgeführt. Amplituden- und Phaseninformation werden mittels IQ-Entscheidung im Symbolentscheider SE anhand der rekonstruierten QAM- Konstellation gewonnen. Die Entsprechung dieses Aufbaus mit einem Phasen- Diversitäts-Homodyn-Empfänger ist in der Figur 7 aufgezeigt.
In der Figur 5 ist ein Direktempfänger DD gemäß Figur 3 oder 4 dargestellt, bei dem der Amplitudendetektionspfad nur auf den Symbolentscheider SE geführt ist. Die Phasendetektion erfolgt über einen ARG-Operator ARG, in dem der Winkel zwischen dem In-Phase-Signal l(t) als Realteil und dem Quadratur- Signal Q(t) als Imaginärteil einer komplexen Zahl ermittelt wird. Die Entsprechung dieses Aufbaus mit einem Homodyn-Empfänger ist in der Figur 8 aufgezeigt.
Die Figuren 6, 7 und 8 zeigen zu den Figuren 2, 4 und 5 entsprechende Ausführungsformen für einen Homodyn-Überlagerungsempfänger HD. Dabei wird der Phasendetektionspfad PDP von einem 2x4-90°-Hybrid HY begonnen, auf dessen zweiten Eingang ein Signal eines Lokaloszillators LO gegeben wird. Jeweils zwei Ausgänge des 2x4-90°-Hybrids HY führen zum In-Phase- Signalpfad IPS und zum Quadratur-Signalpfad QS. In beiden Pfaden sind jeweils ein Differenzsignaldetektor DE1, DE2 und nachfolgend ein Tiefpassfilter TP1 , TP2 angeordnet. An die Ausgänge der beiden Tiefpassfilter TP1 , TP2 schließt sich ein elektronisches Netzwerk NW zur Weiterverarbeitung der vom Phasenrauschen gestörten In-Phase- und Quadratur-Signale l*(t), Q*(t) an, in dem das In-Phase-Signal l(t) durch eine Selbstmultiplikation des In- Phase-Signals l*(t) und Quadratur-Signals Q*(t) mit deren um die Symboldauer Ts verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Addition und das Quadratur-Signal Q(t) durch eine Überkreuzmultiplikation des In-Phase-Signals l*(t) und Quadratur-Signals Q*(t) mit deren um die Symboldauer Ts verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Subtraktion gewonnen werden. Die beiden Ausgänge des elektronischen Netzwerks NW treffen dann je nach Ausführungsform wieder auf den Normalisierer NORM (Figuren 6 und 7) oder den ARG-Operator ARG (Figur 8). Es kann also auch bei dem Homodyn- Überlagerungsempfänger HD die grundsätzliche Konzeption nach der Erfindung zur Demodulation von M-wertiger, insbesondere höherwertiger sternförmiger Quadraturamplitudenmodulation mit differenzieller Phasenkodierung verwendet werden.
Bezugszeichenliste
ADP Amplitudendetθktionspfad
ARG ARG-Operator
AWE elektrische Auswertungseinheit
DD optischer Direktempfänger
DE Differenzsignaldetektor (Balanced Detektor)
DLI Verzögerungs-Interferometer
DRL Daten-Rekonstruktionslogik
HD Homodyn-Überlagerungsempfänger
HY 2x4-90°-Hybrid
"(t) In-Phase-Signal i*(t) empfangenes In-Phase-Signal beim HD, gestört durch
Phasenrauschen
IPS In-Phase-Signalpfad
KP optischer Koppler
LO Lokaloszillator
MMI Multi-Mode-Interferenzkoppler
MUX Multiplexer
NORM Normalisierer
NW elektronisches Netzwerk
OE optischer Empfänger
PD Photodiode
PDP Phasendetektionspfad
PS Phasenschieber
PIW PM-IM-Wandler
Q(t) Quadratur-Signal
Q*(t) empfangenes Quadratur-Signal beim HD, gestört durch
Phasenrauschen
QS Quadratur-Signalpfad
SV Symbolverzögerer TP Tiefpassfilter
Ts Symboldauer
SE Symbolentscheider
Star-M QAM empfangenes Datensignal mit sternförmiger QAM- Modulation

Claims

Patentansprüche
1. Optischer Empfänger (OE) für den Empfang eines optischen Datensignals (STAR-M QAM), mit einer optischen Aufteilung des empfangenen Datensignals (STAR-M QAM) auf zwei Signalpfade, von denen der eine als Amplitudendetektionspfad (ADP) und der andere als Phasendetektionspfad (PDP) ausgebildet ist, wobei der Phasendetektionspfad (PDP) in einen InPhase-Signalpfad (IPS) zur Erzeugung von In-Phase-Signalen (l(t)) und einen Quadratur-Signalpfad (QS) zur Erzeugung von Quadratur-Signalen (Q(t)) aufgeteilt ist und In-Phase-Signalpfad (IPS) und Quadratur-Signalpfad (QS) sowie Amplitudendetektionspfad (ADP) mit einer Auswertungseinheit (AWE) zur Demodulation des empfangenen Datensignals (STAR-M QAM) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass entweder ein Normalisierer (NORM) und nachfolgend ein Symbolentscheider (SE) und eine Datenrekonstruktionslogik (DRL) in der Auswertungseinheit (AWE) angeordnet ist, wobei eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads (ADP) zumindest mit dem Normalisierer (NORM) vorgesehen ist, und der Normalisierer (NORM) dazu vorgesehen ist, die In-Phase- und Quadratur- Signale (l(t), Q(t)) unter Zuhilfenahme des Signals aus dem Amplitudendetektionspfad (ADP) zu normieren und der Symbolentscheider (SE) dazu ausgebildet ist, die Symbolentscheidungen aus den normierten In-Phase- und Quadratur- Signalen sowie optional zusätzlich aus dem Signal des Amplitudendetektionspfads (ADP) zu treffen, oder vor der Datenrekonstruktionslogik (DRL) in der Auswertungseinheit
(AWE) ein ARG-Operator (ARG) und nachfolgend ein Symbolentscheider (SE) angeordnet ist, wobei eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads (ADP) zumindest mit dem Symbolentscheider (SE) vorgesehen ist und mittels des ARG-Operators (ARG) aus den In-Phase- und Quadratur-Signalen (l(t), Q(t)) ein Winkel bestimmbar ist und im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung unter Verwendung des Signals aus dem Amplitudendetektionspfad (ADP) und durch Phasenentscheidung aus dem Ausgangssignal des ARG-Operators (ARG) getroffen werden kann.
2. Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass eine Verbindung des Amplitudendetektionspfads (ADP) sowohl mit dem Normalisierer (NORM) als auch mit dem Symbolentscheider (SE) vorgesehen ist, wobei im Normalisierer (NORM) die In-Phase- und Quadratur-Signale (l(t), Q(t)) durch die aktuelle und die um die Symboldauer (Ts) verzögerte Amplitudeninformation des empfangenen Datensignals (STAR M-QAM) dividierbar und somit auf einen Kreis normierbar sind, und im
Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung unter Verwendung des Signals aus dem Amplitudendetektionspfad (ADP) und durch Phasenentscheidung aus den normierten In-Phase- und Quadratur-Signalen treffbar sind.
3. Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Normalisierer (NORM) dafür eingerichtet ist, die In-Phase und Quadratur-Signale (l(t), Q(t)) nur durch die um die Symboldauer (Ts) verzögerte Amplitudeninformation zu dividieren und im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen anhand der rekonstruierten QAM- Konstellation treffbar sind.
4. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch eine Ausbildung als Direktempfänger (DD) mit einer Anordnung eines optischen Kopplers (KP2) im Phasendetektionspfad (PDP) zur Bildung des InPhase-Signalpfads (IPS) und des Quadratur-Signalpfads (QS) und einem PM- IM-Wandler (PIW) mit zwei aktiven Eingängen und vier Ausgängen und einem nachfolgenden Differenzsignaldetektor (DE) sowohl im In-Phase-Signalpfad (IPS) als auch im Quadratur-Signalpfad (QS).
5. Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Ausbildung des PM-IM-Wandler (PIW) mit zwei Verzögerungs- Interferometern (DLI) oder mit einem 2x4-90°-Hybrid (HY) und einem Symbolverzögerer (SV) vor einem der beiden Eingänge des 2x4-90°-Hybrids (HY).
6. Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Phasenschieber (PS) vor einem Eingang des 2x4-90°- Hybrids (HY).
7. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch eine eingangsseitige, zusätzliche Anordnung eines optischen Verstärkers und nachfolgend eines optischen Bandpassfilters zur Verbesserung der Empfängerempfindlichkeit.
8. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 1-3, gekennzeichnet durch eine Ausbildung als Phasen-Diversitäts-Überlagerungsempfänger mit einer Anordnung eines 2x4-90°-Hybrids (HY) im Phasendetektionspfad (PDP) mit einem Lokaloszillator (LO) an einem der beiden Eingänge des 2x4-90°-Hybrids (HY), einer nachfolgenden Anordnung von je einem Differenzsignaldetektor (DE1 , DE2) an jeweils zwei Ausgängen des 2x4-90°-Hybrids (HY) und einer nachfolgenden Anordnung eines elektronischen Netzwerks (NW), in dem das vom Phasenrauschen befreite In-Phase-Signal (l(t)) durch eine Selbstmultiplikation des In-Phase-Signals (f (t)) und Quadratur-Signals (Q*(t)) mit deren um die Symboldauer (Ts) verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Addition und das vom Phasenrauschen befreite Quadratur- Signal (Q(t)) durch eine Überkreuzmultiplikation des In-Phase-Signals (l*(t)) und Quadratur-Signals (Q*(t)) mit deren um die Symboldauer (Ts) verzögerten Kopien sowie einer anschließenden Subtraktion gebildet werden.
9. Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Ausbildung als Phasen-Diversitäts-Homodynempfänger (HD) durch eine Frequenzeinstellung des Lokaloszillators (LO) auf die Trägerfrequenz des optischen Datensignals (STAR-M QAM).
10. Optischer Empfänger (OE) nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eines Frequenzoffsetregelung zwischen der Frequenz des Lokaloszillators (LO) und der Trägerfrequenz des Datensignals (STAR-M QAM) durch eine automatische Frequenzregelschleife oder ein digitales Modul zur Schätzung und Korrektur des Frequenzoffsets.
11. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 8 bis 10, gekennzeichnet durch einen Tiefpassfilter (TP1 , TP2) hinter jedem Differenzsignaldetektor (DE1 , DE2).
12. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 8 bis 11 , gekennzeichnet durch eine digitale Ausbildung des elektronischen Netzwerks (NW).
13. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 8 bis 12, gekennzeichnet durch eine zusätzliche Verwendung eines Entstörmoduls zur Kompensation von Störeffekten der optischen Übertragung.
14. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 8 bis 13, gekennzeichnet durch
Auslegung des Phasendetektionspfads (PDP) nach dem Polarisations- Diversitäts-Verfahren für Polarisationsunabhängigkeit.
15. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 8 bis 14, gekennzeichnet durch eine Anordnung einer direkt detektierenden Photodiode (PD) im Amplitudendetektionspfad (ADP) oder durch eine kohärente Amplitudendetektion mittels eines beliebigen Überlagerungsempfangs- Verfahrens.
16. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 8 bis 15, gekennzeichnet durch den Austausch des 2x4 90° Hybrids (HY) und der beiden
Differenzsignaldetektoren (DE) gegen einen 3x3 Koppler und drei Differenzsignaldetektoren (DE), aus deren Ausgangssignalen dann durch entsprechende Prozessierung das In-Phase-Signal (f (t)) und das Quadratur- Signal (Q*(t)) gebildet werden.
17. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 15, gekennzeichnet durch eine Ausbildung des 2x4-90°-Hybrids (HY) als Multi-Mode-Interferenz-Koppler (MMI).
18. Optischer Empfänger (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 17, gekennzeichnet durch einen integrierten Aufbau von zwei oder mehreren optischen und/oder elektrischen Komponenten auf einem gemeinsamen Chip.
19. Verwendung eines optischen Empfängers (OE) nach einem der Ansprüche 8 bis 18, als abstimmbarer WDM-Empfänger zur Selektion von optischen WDM-Kanälen, wobei der gewünschte Kanal homodyn ins Basisband umgesetzt wird und durch Tiefpassfilter (TP1 , TP2) im In-Phase- und Quadratur-Signalpfad (IPS, QS) hinter den Differenzsignaldetektoren (DE1 , DE2) von den anderen Kanälen getrennt wird.
20. Verwendung des optischen Empfängers (OE) nach einem der Ansprüche 1 bis 18 als modulationsformat-flexibler Empfänger in adaptiven optischen Systemen, wobei die Symbolentscheider (SE) und die Daten-Rekonstruktions- Logik (DRL) modulationsspezifisch angepasst werden und diese entweder mobil vorhanden und gegeneinander manuell austauschbar oder parallel stationär in einem Array vorhanden und individuell elektrisch ansteuerbar sind.
21. Verfahren zum Empfang eines optischen Datensignals (STAR-M QAM), mit einer optischen Aufteilung des empfangenen Datensignals (STAR-M QAM) auf zwei Signalpfade, von denen der eine als Amplitudendetektionspfad (ADP) und der andere als Phasendetektionspfad (PDP) ausgebildet ist, wobei der Phasendetektionspfad (PDP) in einen In-Phase-Signalpfad (IPS) zur Erzeugung von In-Phase-Signalen (l(t)) und einen Quadratur-Signalpfad (QS) zur Erzeugung von Quadratur-Signalen (Q(t)) aufgeteilt ist und In-Phase- Signalpfad (IPS) und Quadratur-Signalpfad (QS) sowie Amplitudendetektionspfad (ADP) mit einer Auswertungseinheit (AWE) zur Demodulation des empfangenen Datensignals (STAR-M QAM) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass entweder das Signal des Amplitudendetektionspfads (ADP) zumindest in einem Normalisierer (NORM) verarbeitet wird, wobei im Normalisierer (NORM) die In-Phase- und Quadratur-Signale (l(t), Q(t)) unter Zuhilfenahme des Signals aus dem Amplitudendetektionspfad normiert werden und das Ausgangssignal des Normalisierers nachfolgend in einem Symbolentscheider (SE) und einer Datenrekonstruktionslogik (DRL) weiterverarbeitet wird, wobei im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen aus den normierten In- Phase- und Quadratursignalen sowie optional zusätzlich aus dem Signal des Amplitudendetektionspfad getroffen werden oder vor der Datenrekonstruktionslogik (DRL) in der Auswertungseinheit (AWE) ein ARG-Operator (ARG) und nachfolgend ein Symbolentscheider (SE) angeordnet ist, wobei der Amplitudendetektionspfads (ADP) zumindest mit dem Symbolentscheider (SE) verbunden ist und mittels des ARG-Operators (ARG) aus den In-Phase- und Quadratur-Signalen (l(t), Q(t)) ein Winkel bestimmt wird und im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung unter Verwendung des Signals aus dem Amplitudendetektionspfad (ADP) und durch Phasenentscheidung aus dem Ausgangssignal des ARG-Operators (ARG) getroffen wird.
22. Verfahren zum Empfang eines optischen Datensignals (STAR-M QAM) nach Anspruch 21 , dadurch gekennzeichnet, dass eine Verarbeitung des Signals des Amplitudendetektionspfades (ADP) sowohl im Normalisierer (NORM) als auch im Symbolentscheider (SE) erfolgt, wobei im Normalisierer (NORM) die In-Phase- und Quadratur-Signale (l(t), Q(t)) durch die aktuelle und die um die Symboldauer (Ts) verzögerte Amplitudeninformation des empfangenen Datensignals (STAR M-QAM) dividiert und somit auf einen Kreis normiert werden und im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen durch Amplitudenentscheidung unter Verwendung des Signals aus dem Amplitudendetektionspfades (ADP) und durch Phasenentscheidung aus den normierten In-Phase/Quadratur-Signalen getroffen werden.
23. Verfahren zum Empfang eines optischen Datensignals (STAR-M QAM) nach Anspruch 21 , dadurch gekennzeichnet, dass im Normalisierer (NORM) die In-Phase und Quadratur-Signale (l(t), Q(t)) nur durch die um die Symboldauer (Ts) verzögerte Amplitudeninformation dividiert werden und im Symbolentscheider (SE) die Symbolentscheidungen anhand der rekonstruierten QAM-Konstellation getroffen werden.
PCT/EP2007/005549 2006-06-29 2007-06-23 Optischer empfänger für den empfang eines signals mit m-wertiger sternförmiger quadraturamplitudenmodulation mit differenzieller phasenkodierung und dessen verwendung Ceased WO2008000401A1 (de)

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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100003036A1 (en) * 2008-07-03 2010-01-07 Fujitsu Limited Communication apparatus and signal reception method
US20100054759A1 (en) * 2008-08-29 2010-03-04 Fujitsu Limited Method for Electric Power Supply of Optical Receiver, Digital Signal Processing Circuit, and Optical Receiver

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1825215B1 (de) * 2004-12-14 2013-10-30 Luna Innovations, Inc. Kompensation von zeitlich veränderlichen phasenwechseln bei interferometrischen messungen
US20090214224A1 (en) * 2007-04-03 2009-08-27 Celight, Inc. Method and apparatus for coherent analog rf photonic transmission
EP2208296A1 (de) * 2007-10-09 2010-07-21 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Empfangsvorrichtung und verfahren zur elektronischen rauschkompensation bei der phasenmodulierten optischen übertragung
DE102008005791B3 (de) 2008-01-23 2009-11-19 Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. Verfahren zur atmosphärischen optischen Freiraumübertragung von digitalen Signalen und Empfänger für das Verfahren
US8014686B2 (en) 2008-03-20 2011-09-06 Infinera Corporation Polarization demultiplexing optical receiver using polarization oversampling and electronic polarization tracking
DE102008019066B4 (de) * 2008-04-15 2010-04-29 Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. Verfahren zur atmosphärischen optischen Freiraumübertragung von digitalen Signalen und Empfänger für das Verfahren
JP5272686B2 (ja) * 2008-11-28 2013-08-28 富士通株式会社 光受信器、光受信回路および光受信方法
CN102687429B (zh) * 2009-11-11 2016-08-03 瑞典爱立信有限公司 全光相位调制的数据信号再生
DE102010004285A1 (de) 2010-01-11 2011-07-14 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V., 80686 Netzelement
EP2381593B1 (de) * 2010-04-21 2014-06-25 Alcatel Lucent Leistungseinstellung von gleichphasigen und Quadraturkomponenten an einem kohärenten optischen Empfänger
EP2381595B1 (de) * 2010-04-21 2012-06-20 Alcatel Lucent Phasenverschiebungskompensierung an einem kohärenten optischen Empfänger
US8908809B2 (en) * 2010-12-15 2014-12-09 At&T Intellectual Property I, L.P. Complexity reduced feed forward carrier recovery methods for M-QAM modulation formats
US8849130B2 (en) * 2011-09-20 2014-09-30 Alcatel Lucent Coherent optical receivers for colorless reception
JP5571741B2 (ja) 2012-06-19 2014-08-13 日本電信電話株式会社 光モジュール
KR20140068533A (ko) * 2012-11-28 2014-06-09 한국전자통신연구원 다채널 광수신기 모듈
US9344239B2 (en) * 2013-04-22 2016-05-17 Futurewei Technologies, Inc. Allocating orthogonal frequency-division multiple access (OFDMA) resources in ethernet passive optical network(PON) over coaxial (EPOC)
EP3175561B1 (de) * 2014-07-29 2020-01-01 Corning Incorporated Rein optisches md-demultiplexen
US20210302579A1 (en) * 2020-03-30 2021-09-30 Xin Jin Group doppler sensor over optical carrier
RU2761760C1 (ru) * 2021-03-05 2021-12-13 Валерий Константинович Любезнов Способ и устройство для приема и детектирования оптического манипулированного сигнала сканирования заданной области
WO2023119673A1 (ja) * 2021-12-24 2023-06-29 学校法人明治大学 評価装置、光受信器、光通信システム、プログラム及び評価方法
US20240183714A1 (en) * 2022-12-01 2024-06-06 Technion Research & Development Foundation Limited Optical frequency sensors based on pre-modulated quadrature-self-heterodyne inteferometry
ES2993096B2 (es) * 2023-06-20 2025-04-30 Consejo Superior Investigacion Dispositivo y procedimiento de demodulacion asistida por tono piloto en sistemas de comunicacion optica coherente
CN119522545B (zh) 2023-06-22 2026-01-13 学校法人明治大学 控制装置、补偿装置、程序以及控制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030198478A1 (en) * 2002-04-23 2003-10-23 Quellan, Inc. Method and system for generating and decoding a bandwidth efficient multi-level signal
US20040042802A1 (en) * 2002-09-03 2004-03-04 Keangpo Ho Optical receiver having compensation for Kerr effect phase noise

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5898737A (en) * 1995-10-16 1999-04-27 Lockheed Martin Corporation Adaptive digital symbol recovery for amplitude phased keyed digital communication systems
US7167651B2 (en) * 2000-09-26 2007-01-23 Celight, Inc. System and method for code division multiplexed optical communication
WO2003028252A1 (en) * 2001-09-26 2003-04-03 Celight, Inc. System and method for orthogonal frequency division multiplexed optical communication
US7315575B2 (en) * 2004-03-08 2008-01-01 Nortel Networks Limited Equalization strategy for dual-polarization optical transport system
JP4170298B2 (ja) * 2005-01-31 2008-10-22 富士通株式会社 差分４位相偏移変調方式に対応した光受信器および光受信方法
JP4648093B2 (ja) * 2005-05-31 2011-03-09 株式会社日立製作所 光伝送装置および集積回路装置
US7747177B2 (en) * 2005-08-15 2010-06-29 Alcatel-Lucent Usa Inc. Coherent phase-shift-keying

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030198478A1 (en) * 2002-04-23 2003-10-23 Quellan, Inc. Method and system for generating and decoding a bandwidth efficient multi-level signal
US20040042802A1 (en) * 2002-09-03 2004-03-04 Keangpo Ho Optical receiver having compensation for Kerr effect phase noise

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SEKINE K ET AL: "PROPOSAL AND DEMONSTRATION OF 10-GSYMBOL/SEC 16-ARY (40 GBIT/S) OPTICAL MODULATION/DEMODULATION SCHEME", IOOC-ECOC. EUROPEAN CONFERENCE ON OPTICAL COMMUNICATION ECOC. INTERNATIONAL CONFERENCE ON INTEGRATED OPTICS AND OPTICAL FIBRE COMMUNICATION IOOC, XX, XX, vol. 3, 5 September 2004 (2004-09-05), pages 424 - 425, XP001248752 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100003036A1 (en) * 2008-07-03 2010-01-07 Fujitsu Limited Communication apparatus and signal reception method
US8306439B2 (en) * 2008-07-03 2012-11-06 Fujitsu Limited Communication apparatus and signal reception method
US20100054759A1 (en) * 2008-08-29 2010-03-04 Fujitsu Limited Method for Electric Power Supply of Optical Receiver, Digital Signal Processing Circuit, and Optical Receiver
US8744278B2 (en) * 2008-08-29 2014-06-03 Fujitsu Limited Method for electric power supply of optical receiver, digital signal processing circuit, and optical receiver

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