DE602005000356T2

DE602005000356T2 - Vorrichtung und Verfahren zur Erhöhung der spektralen Effizienz von binärcodierten Digitalsignalen

Info

Publication number: DE602005000356T2
Application number: DE602005000356T
Authority: DE
Inventors: Jean Gerardus Leonardus Jennen
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2004-09-02
Filing date: 2005-09-01
Publication date: 2007-09-27
Anticipated expiration: 2025-09-02
Also published as: EP1633061A1; EP1633061B1; DE602005000356D1; US7421204B2; US20060045539A1

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft das Gebiet der Kommunikationssysteme, und insbesondere ein Verfahren und System zum Verbessern der Spektraleffizienz eines binär codierten Digitalsignals für die optische Übertragung.
Allgemeiner Stand der Technik
Um den heutigen Bedarf an kosteneffektiver Kommunikation mit hoher Geschwindigkeit zu erfüllen, sind optische Übertragungssysteme, die eine erhöhte Datenkapazität aufweisen, äußerst wünschenswert. Ein Ansatz, der in modernen Hochkapazitäts-Übertragungssystemen benutzt wird, um die Gesamtdatenrate von Übertragungssystemen zu erhöhen, ist die Benutzung eines Verfahrens namens Dichtes Wellenlängenmultiplex (DWDM). Bei DWDM wird eine optische Übertragungsverbindung in mehrere Kanäle eingeteilt, wobei jeder Kanal seine eigene Zentralfrequenz aufweist. Daten, die auf einem bestimmten Kanal übertragen werden, werden dann durch Modulieren des optischen Trägers auf der Zentralfrequenz des Kanals beeinflusst. An dem Empfänger wird ein Bandpassfilter, der auf die Zentralfrequenz des Kanals eingestellt ist, benutzt, um das übertragene Signal zu erfassen und zu demodulieren. Durch Kombinieren mehrerer Kanäle in dieser Weise wird die Gesamtdatenkapazität der optischen Verbindung erhöht. Eine Beschränkung in der Erhöhung der Datenverarbeitungs-Gesamtkapazität von optischen DWDM-Übertragungssystemen ist allerdings das Ausmaß der Separation, die zwischen benachbarten Kanälen benötigt wird und dazu ausreicht, die kanalübergreifende Interferenz auf ein akzeptables Niveau zu senken. Kanalseparationen im Bereich von 50 GHz-100 GHz werden häufig benutzt, ausreichende Separation zu erreichen.
Allerdings liegt die mittlere Datenrate, die gegenwärtig in üblichen optischen Übertragungssystemen erreichbar ist, immer noch mehrere Größenordnungen unter der Gesamtkapazität von Lichtwellenleitern. Mit anderen Worten, die Spektraleffizienz (definiert als das Verhältnis zwischen der Gesamtbitrate, die über die optische Verbindung übertragen wird, und der gesamten optischen Bandbreite) von üblichen Übertragungssystemen ist aus zahlreichen Gründen nicht maximiert. Erstens senkt die Notwendigkeit, eine Kanalseparation von 50 bis 100 GHz aufrechtzuerhalten, um die Interferenz zwischen den Kanälen zu senken, die Anzahl der Kanäle, die an der optischen Verbindung gemultiplext werden können. Auf diese Weise wird die Gesamtbitrate der optischen Verbindung reduziert, wodurch die Spektraleffizienz des Übertragungssystems reduziert wird. Da außerdem die Dispersion und Nichtlinearitäten in der optischen Verbindung die Modulationsbandbreite begrenzen, und also die Bitrate eines jeweiligen Signalkanals, wird die Spektraleffizienz des Systems gesenkt. Deshalb sind robuste und kosteneffiziente Modulationsformate zum Erhöhen der Spektraleffizienz für optische Übertragungssysteme hochinteressant.
Beispielsweise wurden spektral effiziente Signalisierungsverfahren, wie z.B. duobinäres Signalisieren, in dem Bemühen untersucht, die Spektralbandbreite zu senken, die für jeden einzelnen Kanal benötigt wird, so dass mehr Kanäle durch eine optische Verbindung unterstützt werden können. Bei der duobinären Signalisierung wird die benötigte spektrale Bandbreite für einen Kanal reduziert, indem die Phase der Ausgangsdatensymbole manipuliert wird, die über den Kanal übertragen werden. Bei dem duobinären Verfahren bestehen die auszugebenden Daten aus einer Kombination aus Nullen und Einsen. Bei verschiedenen duobinären Signalisierungsanordnungen wird die Phase der Ausgangsdatensymbole wie folgt ausgewählt: 1en in dem Eingangsdatenstrom, die durch eine gerade Anzahl von 0en separiert sind, weisen eine identische Phase in dem duobinären Signalausgang auf, während 1en, die durch eine ungerade Zahl von 0en separiert sind, eine entgegengesetzte Phase zu derjenigen der zuvor ausgegebenen 1 aufweisen. Beispielsweise wird die Eingangsdatenabfolge {1, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 1} in einen duobinären Signalausgang von {1, 1, 0, –1, 0, 0, –1, –1} umgewandelt, wobei –1 ein Datenbit bezeichnet, das eine entgegengesetzte Phase zu einem 1-Datenbit aufweist. Obwohl die duobinäre Signalisierung die Spektraleffizienz des Übertragungssystems erhöht, indem die Spektralbandbreite gesenkt wird, die für einen Kanal benötigt wird, ist eine Verbesserung der Bandbreiteneffizienz durch duobinäre Signalisierung auf einen Faktor der Quadratwurzel von zwei (2) begrenzt, und es erfolgt keine Verbesserung der Toleranz des Signals gegenüber nichtlinearen Effekten, die durch die Übertragung des Signals auf einem optischen Weg verursacht werden.
US-Patentschrift Nr. 6,694,104 namens Variable-Rate Communication System with Optimal Filtering offenbart ein Kommunikationssystem mit einem variablen Bitratensender, der Digitaldaten mit einer ersten oder zweiten Bitrate erzeugt, und einem variablen Bitratenempfänger, der die Digitaldaten empfängt. In einer Ausführungsform verarbeitet das Senderfilter einen modulierten Lichtstrahl. Das Senderfilter weist eine Übertragungsfunktion auf, um den Sender in spektraler und zeitlicher Hinsicht an einen Empfänger anzupassen.
US-Patentanmeldung 2003/0189745 namens Optical Single Sideband Transmitter offenbart das Erzeugen eines einzigen seitenbandmodulierten optischen Impulszugs durch Betreiben eines optischen Mach-Zehnder-Modulators mit Sinuswellentaktsignalen einer Laserquelle, die um 90° phasenverschoben zueinander angeordnet waren. Der erzeugte Impulszug gelangt in einen optischen Modulator, wo er mit einem NRZ-Datensignal moduliert wird, und durch ein optisches Schmalbandfilter gefiltert wird, um eins von zwei Seitenbändern zu erhalten.
Kurzdarstellung der Erfindung
Ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung sind in den unabhängigen Ansprüchen aufgeführt, auf die der Leser hiermit verwiesen wird. Bevorzugte Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen aufgeführt.
Die vorliegende Erfindung befasst sich mit verschiedenen Mängeln des Stands der Technik, indem ein Verfahren und System zum Verbessern der Spektraleffizienz eines binär codierten Digitalsignals bereitgestellt werden, während gleichzeitig die Verzerrung des optischen Signals begrenzt wird, die durch optische nichtlineare Effekte, die während der Übertragung in einem optischen Übertragungssystem induziert werden.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist ein Verfahren zum Verbessern der Spektraleffizienz eines binär codierten Signals Folgendes auf: Codieren einer empfangenen Binärbitabfolge, die ein binär codiertes Digitalsignal darstellt, um die Binärbitabfolge in eine Serie von rechteckigen Impulsen mit unterschiedlichen Wiederholungsraten umzuwandeln, Modulieren eines Dauerstrichträgersignals über ein Steuersignal, das das codierte Signal darstellt, und Durchführen einer einseitigen Bandfilterung des modulierten Trägersignals, um ein resultierendes moduliertes Trägersignal zu erzeugen, das eine normierte Frequenzabweichung von einer Zentralfrequenz des resultierenden modulierten Trägersignals aufweist.
In einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist ein System mit einer erhöhten optischen Spektraleffizienz übertragener binär codierter Signale Folgendes auf: wenigstens einen Codierschaltkreis zum Codieren einer Eingangsbinärbitabfolge derart, dass die Eingangsbinärbitabfolge in eine Serie von rechteckigen Impulsen umgewandelt wird, die unterschiedliche Wiederholungsraten aufweisen, und um ein Steuersignal bereitzustellen, das die Codierung darstellt, wenigstens eine Dauerstrichquelle zur Bereitstellung eines Dauerstrichträgersignals, wenigstens einen optischen Modulator zum Empfangen des Steuersignals und zum Modulieren des Dauerstrichträgersignals gemäß dem Steuersignal, und wenigstens ein optisches Schmalbandfilter zum Filtern des modulierten optischen Signals, um ein resultierendes moduliertes Trägersignal zu erzeugen, das eine normierte Frequenzabweichung von einer Zentralfrequenz des resultierenden modulierten Trägersignals aufweist.
Kurze Beschreibung der Figuren
Die Lehren der vorliegenden Erfindung lassen sich unter Berücksichtigung der folgenden genauen Beschreibung zusammen mit den begleitenden Figuren leicht nachvollziehen, wobei:
1 ein Blockdiagramm der höheren Ebene eines üblichen DWDM-Übertragungssystems zeigt;
2 ein Blockdiagramm der höheren Ebene eines DWDM-Übertragungssystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
3 ein Blockdiagramm der höheren Ebene einer Ausführungsform eines Codierungs- und Impulsformungsschaltkreises zeigt, der geeignet ist für die Benutzung in dem System aus 2, und eine entsprechende graphische Darstellung einer Ausführungsform der MSK-Codierung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 eine graphische Darstellung einer beispielhaften Ausgabe eines Empfängers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt; und
5 ein Blockdiagramm der höheren Ebene eines MSK- Demodulators zeigt, das eine balancierte Detektion gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
Zum erleichterten Verständnis wurden, wo immer möglich, identische Bezugszeichen verwendet, um identisch Elemente zu bezeichnen, die den Figuren gemeinsam sind.
Genaue Beschreibung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung stellt in vorteilhafter Weise ein Verfahren und System zum Verbessern der Spektraleffizienz eines binär codierten Digitalsignals bereit, wobei gleichzeitig die Verzerrung des optischen Signals begrenzt wird, die durch optische nichtlineare Effekte während der Übertragung induziert wird. Obwohl verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung hier in Bezug auf Dichte Wellenlängenmultiplex-(DWDM)-Übertragungssysteme beschrieben sind, sollten die spezifischen Ausführungsformen nicht als Begrenzung des Umfangs der Erfindung verstanden werden. Fachleute werden verstehen und durch die Lehren der vorliegenden Erfindung erkennen, dass das Verfahren und System der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise in verschiedenen anderen Übertragungssystemen implementiert werden kann, wie z.B. Einkanalübertragungssystemen usw.
1 zeigt ein Blockdiagramm der höheren Ebene eines üblichen DWDM-Übertragungssystems. Das übliche DWDM-Übertragungssystem 100 aus 1 weist eine Modulatorsteuerung 102, einen DFB-(Distributed Feedback)-Laser 105, einen Amplitudenmodulator 110, einen N × 1 Wellenlängenmultiplex-(WDM)-Multiplexer 120, eine optische Verbindung 130, einen 1 × N Wellenlängenmultiplex-(WDM)-Demultiplexer 140, und N Direktempfänger 150 auf.
Bei dem DWDM-Übertragungssystem 100 aus 1 wird der DFB-Laser 105 über den Amplitudenmodulator 110 mit Hilfe von Ein-Aus-Umtastung (On/Off Keying – OOK) moduliert, um einen Datenstrom von 10 Gbit/s zu erzeugen. Obwohl 1 nur eine einzige Kombination von DFB-Laser 105 und Modulator 110 zeigt, ist der WDM-Multiplexer 120 aus 1 dazu in der Lage, N Kanäle zu empfangen, und kann also Daten von N DFB-Laser/Modulator-Kombinationen empfangen. Die modulierten Daten werden an den WDM-Multiplexer 120 übertragen, wo die Daten zu einem einzigen WDM-Signal kombiniert und an die optische Verbindung 130 übertragen werden. Die optische Verbindung 130 aus 1 kann so einfach sein wie ein einzelnes Segment eines Lichtwellenleiters, oder so komplex wie eine Unterwasserverbindung mit kaskadierten Segmenten von Leiter, Verstärker, Inline- und Vorverstärkern, und Entzerrern. Die Signale von der optischen Verbindung werden an den 1 × N-Wellenlängenmultiplex-(WDM)-Demultiplexer 140 übertragen, wo die Signale in jeweilige Kanäle unterteilt und an jeweilige Direktempfänger 150 übertragen werden. Wie in dem in 1 gezeigten üblichen System sichtbar, implementiert das DWDM-Übertragungssystem 100 ein einziges Erfassungsmittel (d.h. über die Direktempfänger 150).
Allerdings leiden übliche Übertragungssysteme, die Amplitudenmodulationsformate implementieren, wie das DWDM-Übertragungssystem 100 aus 1, das ein OOK-Modulationsformat implementiert, an vielen Mängeln, die die Kapazität solcher Systeme beschränken. Beispielsweise gehören zu den wichtigsten Mängeln, die die Kapazität (d.h. die Anzahl von Kanälen mal der Bitrate mal der Verbindungsdistanz) üblicher Systeme begrenzen, Nebensignaleffekte benachbarter Kanäle, Rauschen, chromatische Dispersion, und nichtlineare Effekte wie eine Selbstphasenmodulation. Die vorliegende Erfindung führt zu einer höheren Bandbreitenkapazität, indem ein Modulationsformat mit verbesserter Spektraleffizienz benutzt wird (weniger Signalnebeneffekte, Rauschen und Dispersion) und reduzierter Amplitudenmodulation, was nichtlineare Effekte reduziert.
Beispielsweise stellt 2 ein Blockdiagramm höherer Ebene eines DWDM-Übertragungssystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Das DWDM-Übertragungssystem 200 aus 2 weist zu Erläuterungszwecken 2N optische Kanäle auf (im Vergleich zu N optischen Kanälen bei dem üblichen DWDM-Übertragungssystem 100 aus 1). Zur erleichterten Darstellung und Erläuterung sind jedoch nur die Komponenten eines ersten der 2N Kanäle in dem DWDM-Übertragungssystem 200 aus 2 gezeigt. Auf diese Weise sind die Beschreibung und Funktion der Komponenten des ersten der 2N Kanäle, die unten beschrieben sind, als repräsentativ für jeden der Kanäle zu verstehen. Der gezeigte erste Kanal des DWDM-Übertragungssystems 200 aus 2 weist zu Erläuterungszwecken einen Codierungs- und Impulsformungsschaltkreis 202, eine Dauerstrichquelle (zu Erläuterungszwecken einen DFB-Laser) 210, einen optischen Modulator 212, ein optisches Schmalbandfilter 215, einen 2N × 1 Wellenlängenmultiplex-(WDM)-Multiplexer 220, eine optische Verbindung 230, einen 1 × 2N Wellenlängenmultiplex-(WDM)-Demultiplexer 240, einen MSK-(Minimum Shift Keying)-Demodulator 260, und einen Direktempfänger (zu Erläuterungszwecken eine Photodiode) 250 auf.
Der Codierungs- und Impulsformungsschaltkreis 202 des DWDM-Übertragungssystems 200 aus 2 weist zu Erläuterungszwecken einen Differenzcodierer 204, einen Wandler 206 zum Erzeugen antipodaler Quadratursignale, und einen Selektor 208 zum Bereitstellen eines Steuersignals für den optischen Modulator 212 auf.
Der MSK-Demodulator 260 des DWDM-Übertragungssystems 200 aus 2 weist zu Erläuterungszwecken einen Mach-Zehnder-Interferometer (MZI) 262 auf, der zwei optische Wege P1 und P2 aufweist. Einer der optischen Wege des MZI 262 (zu Erläuterungszwecken der optische Weg P1) weist eine optische Verzögerungsvorrichtung 264 auf, während ein anderer der optischen Wege des MZI 262 (zu Erläuterungszwecken der optische Weg P2) einen Phasenverschieber 267 aufweist. Der Ausgang des MZI 262 des MSK-Demodulators 260 wird an den Empfänger 250 übertragen.
Der MSK-Demodulator 260 weist außerdem einen Rückkopplungsweg 265 auf, um eine Phasenverriegelung zwischen den optischen Wegen P1 und P2 in Bezug auf eine resultierende Zentralfrequenz des SSB-gefilterten optischen Signals (das an späterer Stelle genauer beschrieben werden soll) zu erreichen. Bei dem MSK-Demodulator 260 aus 2 weist der Rückkopplungsweg 265 den einstellbaren Phasenverschieber 267 zu Erläuterungszwecken an dem zweiten Weg P2 auf. Die Phasenverriegelung des Rückkopplungswegs 265 wird durch Rückkoppeln eines Anteils des Ausgangs des Empfängers 250 an den einstellbaren optischen Phasenverschieber 267 erreicht, um den einstellbaren optischen Phasenverschieber 267 dazu zu veranlassen, die Phase des optischen Signals an dem zweiten Weg P2 einzustellen. Obwohl bei dem MSK-Demodulator 260 aus 2 nur eine einzige optische Verzögerungsvorrichtung an nur einem der optischen Wege, zu Erläuterungszwecken Weg P1 des MZI 262, dargestellt ist, werden Fachleute, die durch die Lehren der vorliegenden Erfindung informiert sind, verstehen, dass bei einem DWDM-Übertragungssystem der vorliegenden Erfindung jeder optische Weg keine, eine oder mehrere optische Verzögerungsvorrichtungen oder jede Kombination derselben gemäß der vorliegenden Erfindung aufweisen kann. Ebenso werden Fachleute, die durch die Lehren der vorliegenden Erfindung informiert sind, verstehen, dass, obwohl bei dem MSK-Demodulator 260 aus
2 eine einzelne optische Phasenverschiebungsvorrichtung an nur einem der optischen Wege, zu Erläuterungszwecken Weg P2 des MZI 262, darstellt ist, bei einem DWDM-Übertragungssystem der vorliegenden Erfindung jeder optische Weg keine, eine oder mehrere optische Phasenverschiebungsvorrichtungen oder jede Kombination derselben gemäß der vorliegenden Erfindung aufweisen kann.
Bei dem DWDM-Übertragungssystem 200 aus 2 werden Eingangsdaten in der Form eines binär codierten Signals durch den Codierungs- und Impulsformungsschaltkreis 202 derart codiert, dass die Binärbitabfolge in eine Abfolge rechteckiger Impulse mit unterschiedlichen Wiederholungsraten umgewandelt wird. Insbesondere zeigt 3 ein Funktionsdiagramm der höheren Ebene einer Ausführungsform eines Codierungs- und Impulsformungsschaltkreises, der zur Benutzung in dem System aus 2 geeignet ist, und eine entsprechende graphische Darstellung einer Ausführungsform der MSK-Codierung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Ein Grundgedanke der Codierung der vorliegenden Erfindung beruht auf der Modulation des elektrischen Felds des DFB-Lasers 210, entweder durch Phasenmodulation oder durch Amplitudenmodulation.
Bei dem Codierungs- und Impulsformungsschaltkreis 202, wie er in 3 gezeigt ist, wird ein binär codiertes Eingangsdigitalsignal von dem Differenzcodierer 204 empfangen. Zu Erläuterungszwecken weist der Differenzcodierer einen Modulo-2-Addierer 304 und eine Einzelbitverzögerung 306 auf, derart, dass die Codiererausgangsabfolge gleich dem logischen exklusiven ODER der Stromeingangsabfolge und der einzelbitverzögerten Ausgangsabfolge ist. Das Datensignal von dem Differenzcodierer 204 wird an den Wandler 206 übertragen, um antipodale Quadratursignale der empfangenen Daten zu erzeugen. Zu Erläuterungszwecken weist der Wandler 206 zwei Daten-Flipflops 308 und 310 auf, die jeweils das differenzcodierte Signal an ihren Dateneingängen empfangen. Zwei komplementäre Taktsignale bei halber Bitrate (CLI und CLQ) werden benutzt, um die geraden (I) und ungeraden (Q) Bits des differenzcodierten Signals zu erfassen. Die erzeugten antipodalen Quadratursignale werden an den Selektor 208 übertragen, und der Selektor 208 stellt ein Steuersignal an den optischen Modulator 212 bereit. Wie in 3 gezeigt, wird die Eingangsdaten-Binärbitabfolge in eine Serie von rechteckigen Impulsen mit unterschiedlichen Wiederholungsraten umgewandelt. Bei der Codierung der vorliegenden Erfindung wird das Datensignal D in antipodale Quadratursignale I und Q umgewandelt, um eine Phasenkontinuität sicherzustellen.
Das Steuersignal von dem Codierungs- und Impulsformungsschaltkreis 202 wird an den optischen Modulator 212 übertragen, um den Modulator dazu zu veranlassen, die codierten Eingangsdaten, wie oben beschrieben, auf ein Trägersignal des DFB-Lasers 210 zu modulieren. Gemäß der vorliegenden Erfindung kann das Trägersignal des DFB-Lasers 210 phasenmoduliert oder amplitudenmoduliert sein. Beispielsweise kann das elektrische Feld des DFB-Lasers 210, das gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung phasenmoduliert ist, gemäß den folgenden Gleichungen eins (1) und zwei (2) gekennzeichnet sein:
Ebenso kann das elektrische Feld des DFB-Lasers 210, das gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung amplitudenmoduliert ist, gemäß den folgenden Gleichungen drei (3) und vier (4) gekennzeichnet sein:
In den oben stehenden Gleichungen 1 bis 4 bezeichnet E_MSK(t) das elektrische Feld des DFB-Lasers 210 nach der Modulation, wobei A die Feldamplitude des optischen Signals vor der Modulation darstellt, ω_o bezeichnet die Frequenz des Signals von dem DFB-Laser 210, r_b = 1/T_b stellt die Datenbitrate dar, und Θ ist eine beliebige Phasenverschiebung, die gleichmäßig über das Intervall [0, 2π] verteilt ist. Insbesondere stellen die Gleichungen (1) und (3) das elektrische Feld eines modulierten optischen Signals dar, wenn ein Modulationssignal(code) mit logischem Tief (L, d_n = 0) benutzt wird, während die Gleichungen (2) und (4) das elektrische Feld eines modulierten optischen Signals darstellen, wenn ein Modulationssignal(code) mit logischem Tief (H, d_n = 1) benutzt wird. Bei den Gleichungen 1 bis 4 oben entsprechen die logischen Stufen L und H jeweils einer logischen Null (0) bzw. einer logischen Eins (1) für die Amplitudenmodulation, und einer 0 bzw. π für die Phasenmodulation, wobei jedoch Fachleute verstehen werden, dass die logischen Stufen, die L und H zugewiesen werden, umgekehrt werden können. Insbesondere würde die Anwendung einer gleichen Phasenverschiebung gleichzeitig auf L und H in Bezug auf die in 3 dargestellten Signale zu demselben Verhalten der gesamten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung führen. Außerdem werden Fachleute verstehen, dass die Signale L und H und ihre logischen Komplemente an den Dateneingängen (D₀ bis D₃) des Selektors 208 ausgetauscht werden können. In einer solchen Ausführungsform müsste berücksichtigt werden, dass die Ausgangsdaten umgekehrt wären.
Das modulierte optische Signal wird an das optische Schmalbandfilter 215 übertragen. Das optische Schmalbandfilter 215 des DWDM-Übertragungssystems 200 führt eine Einzelseitenband-(Single Side Band – SSB)-Filterung des modulierten optischen Signals durch, derart, dass die umgewandelten rechteckigen Frequenzimpulse eine normierte Frequenzabweichung von einer zentralen Wellenlänge des gefilterten, modulierten optischen Trägers aufweisen. Gemäß der vorliegenden Erfindung kann die SSB-Filterung auf jeder der Seiten (d.h. der rechten Seite oder der linken Seite) der umgewandelten rechteckigen optischen Impulse stattfinden. Die SSB-Filterung der vorliegenden Erfindung wird implementiert, um ein MSK-(Minimum Shift Keying)-moduliertes optisches Signal zu erzeugen.
Insbesondere wird in dem DWDM-Übertragungssystem 200 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zum Verbessern der Spektraleffizienz ein Frequenzumtastungs-(FSK)-Modulationsformat durch den Codierungs- und Impulsformungsschaltkreis 202 implementiert, um Daten auf das Trägersignal des DFB-Lasers 210 zu modulieren. Das heißt, Trägersignale von dem DFB-Laser 210 werden derart codiert, dass eine Binärbitabfolge in eine Serie rechteckiger Frequenzimpulse mit einer normierten Frequenzabweichung von einer Zentralfrequenz umgewandelt wird, die der Bitrate der Binärbitabfolge entspricht. Beispielsweise wird in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Binärbitabfolge in eine Serie rechteckiger Frequenzimpulse mit einer normierten Frequenzabweichung von 0,5 in Bezug auf die Bitrate umgewandelt. Das heißt, wenn f₀ als die Zentralfrequenz definiert wird, wird eine logische Eins durch f₀ + 0,25 mal die Bitrate dargestellt, und eine logische Null wird durch f₀ – 0,25 mal die Bitrate dargestellt.
Im Folgenden wird MSK erzielt, indem die übertragenen Frequenzimpulse mit einem Schmalbandfilter, wie z.B. dem optischen Schmalbandfilter 215 aus 2, geformt werden. Je nach der gewählten Kanalbeabstandung kann in alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die Funktion des optischen Schmalbandfilters 215 in dem WDM-Multiplexer 220 enthalten sein. Das heißt, der WDM-Multiplexer 220 kann dazu dienen, die modulierten optischen Impulse wie oben beschrieben mit Hilfe des Schmalbandfilters 215 zu filtern.
Der Vorteil der MSK-Codierung der vorliegenden Erfindung ist ihre überlegene Spektraleffizienz gegenüber gegenwärtig benutzten Modulationsformaten. Die MSK-Codierung erlaubt eine enge Kanalbeabstandung, und es kann wenigstens eine doppelte oder sogar vierfache Übertragungskapazität in einem Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung erzielt werden, wie z.B. dem DWDM-Übertragungssystem 200 aus 2, gegenüber üblichen Übertragungssystemen, wie z.B. dem üblichen DWDM-Übertragungssystem 100 aus 1.
Nach der SSB-Filterung der vorliegenden Erfindung mit Hilfe beispielsweise des optischen Schmalbandfilters 215 des DWDM-Übertragungssystems 200 an einer Führungskante der rechteckigen optischen Impulse werden die verbleibenden optischen Frequenzen in einer Ausführungsform durch ω_o + π r_b und ω_o + 2π r_b beschrieben. In einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die andere Seite der rechteckigen optischen Impulse (d.h. die Hinterkante der rechteckigen optischen Impulse) durch das optische Schmalbandfilter 215 gefiltert werden, und auf diese weise können die verbleibenden optischen Frequenzen durch ω_o – π r_b und ω_o – 2π r_b charakterisiert sein. In der letztgenannten Ausführungsform muss der Ausgang des DWDM-Übertragungssystems 200 aus 2 manipuliert werden, um die Tatsache zu berücksichtigen, dass die Hinterkante der rechteckigen Impulse gefiltert wurde. Das elektrische Feld der gefilterten, modulierten optischen Signale kann gemäß den folgenden Gleichungen fünf (5) und sechs (6) für den Fall der Phasenmodulation bzw. der Amplitudenmodulation charakterisiert sein:
In den Gleichungen (5) und (6) stellen i_n und q_n die Quadraturinformationssymbole dar, die mit gleicher Wahrscheinlichkeit die Werte 0 und 1 annehmen.
Die MSK-Signale von den optischen Schmalbandfiltern 215 an jedem der 2N Kanäle des DWDM-Übertragungssystems 200 aus 2 werden an den WDM-Multiplexer 220 übertragen. Die MSK-Signale werden von dem WDM-Multiplexer 220 zu einem einzigen DWDM-Signal kombiniert, und an die optische Verbindung 230 übertragen. Die gemultiplexten MSK-Signale verbreiten sich entlang der optischen Verbindung, und werden an den Wellenlängenmultiplex(WDM)-Demultiplexer 240 übertragen, wo die MSK-Signale in jeweilige Kanäle separiert werden, und an die jeweiligen Direktempfänger 250 übertragen werden. Obwohl auch hier nur ein Direktempfänger 250 eines ersten Kanals des DWDM-Übertragungssystems 200 aus 2 gezeigt ist, kann das DWDM-Übertragungssystem 200 aus 2 wenigstens einen jeweiligen Direktempfänger für jeden der Kanäle aufweisen. Obwohl außerdem das DWDM-Übertragungssystem 200 aus 2 als 2N Kanäle aufweisend beschrieben ist, kann ein DWDM-Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung aufgrund der Verbesserungen der Spektraleffizienz eines binär codierten Digitalsignals in einem DWDM- Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung, wie hier beschrieben, im Gegensatz zu einem üblichen DWDM-Übertragungssystem, wie dem DWDM-Übertragungssystem 100 aus 1, bis zu 4N Kanäle aufweisen. Insbesondere beobachteten die Erfinder eine wenigstens vierfache Verbesserung der Spektraleffizienz eines binär codierten Digitalsignals in einem DWDM-Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung, gegenüber einem üblichen DWDM-Übertragungssystem das Amplitudenmodulationsformate implementiert.
Obwohl außerdem das DWDM-Übertragungssystem 200 aus 2 zu Erläuterungszwecken einen Codierungs- und Impulsformungsschaltkreis für jeden der 2N Kanäle aufweist, kann in einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein einziger Codierungs- und Impulsformungsschaltkreis für ein ganzes DWDM-Übertragungssystem der vorliegenden Erfindung implementiert sein. In einer solchen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung können die Trägersignale von jedem der 2N DFB-Laser mit Hilfe eines einzigen Codierungs- und Impulsformungsschaltkreises codiert werden. In einer solchen Ausführungsform können außerdem die Trägersignale von jedem der 2N DFB-Laser in leicht unterschiedlicher Weise codiert werden, um zwischen den verschiedenen Kanälen zu unterscheiden.
Erneut Bezug nehmend auf 2, wird an dem/den Direktempfänger(n) 250 über den MZI 262 eine MSK-Demodulation mit Hilfe des MSK-Demodulators 260 durchgeführt. Der Zeitunterschied zwischen den zwei optischen wegen P1, P2 ist als ΔT = T_b definiert. Wie zuvor beschrieben, ist in dem MSK-Demodulator 260 eine Rückkopplung erforderlich, um eine Phasenverriegelung zwischen den optischen Wegen P1 und P2 in Bezug auf die Zentralfrequenz sicherzustellen. Der Empfänger ist dazu in der Lage, die codierten Signale über den Mach-Zehnder-Interferometer (MZI) 262 mit einem freien Spektralbereich (FSR) zu empfangen, der der Bitrate des codierten optischen Signals entspricht (d.h. einer Wegdifferenz von der Größe einer Einzelbitverzögerung zwischen den zwei MZI-Verzweigungen). Beispielsweise können die elektrischen Felder nach der optischen Verzögerungsvorrichtung 264 an dem Weg P1 und der einstellbare optische Phasenverschieber 267 an Weg P2 des MZI 262 gemäß den folgenden Gleichungen sieben (7) bzw. acht (8) charakterisiert werden:
wobei A die Feldamplitude des optischen Signals an dem Eingang von MZI 262 darstellt, ω_c die Zentralfrequenz des gefilterten, modulierten optischen Signals darstellt, θ(t) die Phasenmodulation darstellt, die den übertragenen Daten entspricht, Θ eine beliebige Phasenverschiebung darstellt, die gleichmäßig über das Intervall [0, 2π] verteilt ist, T = T_b die Dauer eines einzelnen Bits darstellt, und φ die Phasenveränderung darstellt, die durch den einstellbaren optischen Phasenverschieber 267 an dem optischen Weg P2 erzeugt wird. Die Phase an dem optischen Weg P2 wird derart angepasst, dass ω_cT + φ = –π/2 + 2nπ, wobei n eine beliebige ganze Zahl ist. Auf diese Weise kann die optische Leistung an dem Empfänger 250 gemäß der folgenden Gleichung neun (9) charakterisiert werden:
4 zeigt eine graphische Darstellung einer beispielhaften Ausgabe eines Empfängers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wie z.B. des Empfängers 250 des DWDM-Übertragungssystems 200 aus 2. In 4 sind acht Eingangsdatenbits im Vergleich zu den verschiedenen Stufen eines binär codierten Eingangsdigitalsignals einschließlich der Codierungsstufe und der Empfangsstufe aufgezeichnet. 4 zeigt, dass die übertragenen Daten klar in dem optischen Wertebereich P(t) erkennbar sind, weshalb die Daten leicht wiederhergestellt werden können, beispielsweise mit Hilfe eines Diskriminators.
In einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird auf die Ausgabe des MZI eine balancierte Detektion angewandt. Der Erfinder stellte fest, dass eine balancierte Detektion gegenüber der Einzelverzweigungsdetektion, die in dem DWDM-Übertragungssystem 200 aus 2 gezeigt ist, eine Verbesserung der Empfängerempfindlichkeit von bis zu 3 dB ermöglicht, wobei allerdings eine zweite Photodiode erforderlich ist. Beispielsweise zeigt 5 ein Blockdiagramm der höheren Ebene eines MSK-Demodulators 560, der eine balancierte Detektion gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung implementiert. Der MSK-Demodulator 560 aus 5 weist zu Erläuterungszwecken ein Mach-Zehnder-Interferometer (MZI) 562 auf, das zwei optische Wege P1 und P2 aufweist. Bei dem MSK-Demodulator 560 weist einer der optischen Wege des MZI 562 (zu Erläuterungszwecken der optische Weg P1) eine optische Verzögerungsvorrichtung 564 auf. 5 zeigt außerdem einen balancierten Empfänger 550, der eine erste und eine zweite Photodiode 552 und 554 aufweist. Der MSK-Demodulator 560 weist außerdem einen Rückkopplungsweg 565 auf, um eine Phasenverriegelung zu erreichen. Bei dem MSK-Demodulator 560 aus 5 weist der Rückkopplungsweg 565 an dem zweiten Weg P2 einen einstellbaren optischen Phasenverschieber 569 auf. Die Phasenverriegelung des Rückkopplungsweg 565 wird durch Rückkopplung eines Anteils des Ausgangs des balancierten Empfängers 550 erreicht, um die Phase des optischen Signals auf dem zweiten weg P2 einzustellen.
Bei dem balancierten Detektionsverfahren der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, das in 5 gezeigt ist, kann die optische Leistung, die von der zweiten Photodiode 554 erfasst wird, gemäß der folgenden Gleichung zehn (10) charakterisiert werden:
In der oben stehenden Gleichung (10) spiegelt der Unterstrich in P_(t) die Tatsache wider, dass diese Leistung aufgrund der balancierten Detektion komplementär zu P(t) ist. An dem balancierten Empfänger werden P(t) und P_(t) voneinander subtrahiert, was zu einem Signal führt, das gegenüber dem Fall der oben beschriebenen einendigen Detektion eine doppelte Amplitude aufweist, was den Vorteil von 3 dB erklärt. Es ist jedoch zu beachten, dass die Phase an dem zweiten optischen Weg P2 des MZI 262 in alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung derart angepasst werden kann, dass ω_cT + φ = π/2 + 2nπ, wobei n eine beliebige ganze Zahl ist. In einer solchen Ausführungsform wäre die Ausgabe der Leistungssignale P(t) und P_(t) umgekehrt.
Die Implementierung der MSK-Vorcodierung führt wenigstens teilweise aufgrund des verdichteten Spektrums des MSK-Modulationsformats im Vergleich zu dem üblichen Ein-Aus-Umtasten (OOK) zu geringeren Bandbreitenanforderungen pro Kanal in einem DWDM-Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung. Beispielsweise sind bei MSK 99 % der Leistung in einer Bandbreite von 1,2 r_b enthalten, während OOK für dieselben 99 % der Leistung 20,6 r_b benötigt. Auf diese Weise kann die Anzahl der Kanäle in einem DWDM-Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu einem üblichen DWDM-Übertragungssystem, wie z.B. dem üblichen DWDM-Übertragungssystem 100 aus
1, verdoppelt oder sogar vervierfacht werden. Außerdem ist in einem DWDM-Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung eine Leistungsaufnahme eines modulierten optischen Signals nach einer idealen SSB-Filterung konstant. Dies eliminiert die Verzerrung des optischen Signals durch optische nichtlineare Effekte, wie z.B. Selbstphasenmodulation, während der Übertragung, da diese Effekte aufgrund von Amplitudenschwankungen auftreten.
Obwohl die vorangegangenen Erörterungen verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betrafen, ist es möglich, zu anderen und weiteren Ausführungsformen der Erfindung zu gelangen, ohne von ihrem Grundumfang abzuweichen. Deshalb ist der tatsächliche Umfang der Erfindung gemäß den folgenden Ansprüchen zu bestimmen.

Claims

Verfahren zum Erhöhen der optischen Spektraleffizienz von binär codierten Digitalsignalen, aufweisend: Codieren einer Binärbitabfolge, um die Binärbitabfolge in eine Serie von rechteckigen Impulsen mit unterschiedlichen Wiederholungsraten umzuwandeln; Modulieren eines Dauerstrichträgersignals über ein Steuersignal, das das codierte Signal darstellt, um ein moduliertes Trägersignal zu erzeugen; und Durchführen einer einseitigen Bandfilterung des modulierten Trägersignals, um ein resultierendes moduliertes Trägersignal zu erzeugen, das eine normierte Frequenzabweichung von einer Zentralfrequenz des resultierenden modulierten Trägersignals aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, außerdem aufweisend: Demodulieren des resultierenden modulierten Trägersignals, um aus diesem die Binärbitabfolge wiederherzustellen.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das resultierende modulierte Trägersignal mittels eines Mach-Zehnder-Interferometers demoduliert wird, das zwei optische Wege aufweist, wobei ein erster der zwei optischen Wege eine optische Verzögerungsvorrichtung enthält, und ein zweiter der zwei optischen Wege einen einstellbaren Phasenverschieber enthält.
Übertragungssystem mit einer erhöhten optischen Spektraleffizienz übertragener binär codierter Signale, aufweisend: wenigstens einen Schaltkreis zum Codieren einer Binärbitabfolge, um die Binärbitabfolge in eine Serie von rechteckigen Impulsen umzuwandeln, die unterschiedliche Wiederholungsraten aufweisen, und um ein Steuersignal bereitzustellen, das die Codierung darstellt; wenigstens eine Dauerstrichquelle zur Bereitstellung eines Dauerstrichträgersignals; wenigstens einen optischen Modulator zum Empfangen des Steuersignals und zum Modulieren des Dauerstrichträgersignals gemäß dem Steuersignal; und wenigstens ein optisches Einzelseitenbandfilter zum Filtern des modulierten Trägersignals, um ein resultierendes moduliertes Trägersignal zu erzeugen, das eine normierte Frequenzabweichung von einer Zentralfrequenz des resultierenden modulierten Trägersignals aufweist.
Übertragungssystem nach Anspruch 4, außerdem aufweisend: wenigstens einen Demodulator zum Demodulieren des resultierenden modulierten Trägersignals.
Übertragungssystem nach Anspruch 5, wobei das Übertragungssystem außerdem einen Empfänger zum Empfangen des demodulierten Trägersignals aufweist.
Übertragungssystem nach Anspruch 6, wobei der Demodulator ein Mach-Zehnder-Interferometer MZI und einen Rückkopplungsweg aufweist, wobei das MZI zwei optische Wege aufweist, wobei ein erster der zwei optischen Wege eine optische Verzögerungsvorrichtung enthält, und ein zweiter der zwei optischen Wege einen einstellbaren Phasenverschieber enthält, und wobei wenigstens ein Anteil eines Ausgangs des Empfängers über den Rückkopplungsweg an den einstellbaren Phasenverschieber zurückgeführt wird, um eine Phasenkopplung zwischen den zwei optischen Wegen des MZI in Bezug auf eine Zentralfrequenz des resultierenden modulierten Trägersignals zu erreichen.
Wellenlängenmultiplex-(WDM)-Übertragungssystem, das eine erhöhte Spektraleffizienz übertragener binär codierter Signale aufweist, aufweisend: mehrere optische Wege, wobei jeder der mehreren optischen Wege Folgendes enthält: wenigstens einen Codierungsschaltkreis zum Codieren einer Binärbitabfolge, um die Binärbitabfolge in eine Serie von rechteckigen Impulsen umzuwandeln, die unterschiedliche Wiederholungsraten aufweisen, und um ein Steuersignal bereitzustellen, das die Codierung darstellt; wenigstens eine Dauerstrichquelle zum Bereitstellen eines Dauerstrichträgersignals; wenigstens einen optischen Modulator zum Empfangen des Steuersignals und zum Modulieren des Trägersignals gemäß dem Steuersignal; und wenigstens ein optisches Einzelseitenbandfilter zum Filtern des modulierten Trägersignals, um ein resultierendes moduliertes Trägersignal zu erzeugen, das eine normierte Frequenzabweichung von einer Zentralfrequenz des resultierenden modulierten Trägersignals aufweist; einen WDM-Multiplexer zum Empfangen eines resultierenden modulierten Trägersignals von jedem der mehreren optischen Wege, und zum Multiplexen derselben in ein kombiniertes Signal; eine optische Verbindung zum Verbreiten des kombinierten Signals; einen WDM-Demultiplexer zum Aufteilen des kombinierten Signals in jeweilige optische Kanäle; wenigstens einen Demodulator zum Demodulieren der aufgeteilten optischen Kanäle; und wenigstens einen Empfänger zum Empfangen der demodulierten optischen Kanäle und zum Wiederherstellen der Eingangsbinärbitabfolgen aus diesen.
WDM-Übertragungssystem nach Anspruch 8, wobei jeder der mehreren optischen Wege einen jeweiligen Demodulator und Empfänger aufweist.
WDM-Übertragungssystem nach Anspruch 16, wobei die resultierenden modulierten Trägersignale ein Minimum-Shift-Keying-(MSK)-Modulationsformat aufweisen.