WO2007114126A1 - ノイズ低減回路及び方法 - Google Patents

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WO2007114126A1 PCT/JP2007/056545 JP2007056545W WO2007114126A1 WO 2007114126 A1 WO2007114126 A1 WO 2007114126A1 JP 2007056545 W JP2007056545 W JP 2007056545W WO 2007114126 A1 WO2007114126 A1 WO 2007114126A1
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supply line
noise reduction
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Naoki Komatsu
Hideki Iwaki
Toru Yamada
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a noise reduction circuit and method used for wireless communication devices such as mobile phones and wireless communication terminals, and to a signal amplifier and a wireless communication device using the noise reduction circuits.
  • a semiconductor integrated circuit device capable of reducing crosstalk due to induction without arranging many extra circuit elements is disclosed (for example, see Patent Document 2).
  • an active element such as an inverter that reverses the actual signal
  • the signal flow is reverse in one part of the signal path such that the signal path is folded back in parallel.
  • Form a plurality of parallel wiring portions No inverter is interposed in the middle of each parallel wiring part, and that part is a part of the actual wiring, and no extra circuit elements are required.
  • the parallel wiring part can mitigate and further suppress crosstalk to other wiring in the vicinity.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 59-107615.
  • Patent document 2 Unexamined-Japanese-Patent No. 2003-158238.
  • a transmission signal is amplified to the power necessary for wireless communication by an amplification circuit in a very small case, but the output signal of the amplification circuit is in the case. It is feared that it is an AC signal of the largest power class, and the output signal leaks to the power supply line circuit to become an interference signal to other devices and circuits.
  • Patent Document 1 the fluctuation of the reference potential can be suppressed, but since the negative phase output of the operational amplifier is used to suppress the fluctuation, power consumption has been reduced in recent years. It can not be adopted in electronic devices. In addition, a large number of parts such as parts for configuring an operational amplifier, parts for adjusting amplification factor, and parts for adjusting output potential are required, and it can not be adopted in recent electronic devices that are being miniaturized. It is.
  • the inverting amplifier needs to have a high linearity and an inverting amplifier without affecting the signal amplified in the previous stage of the inverting amplifier. It is unrealistic to add to the circuit for the purpose of canceling very weak signals. Furthermore, focusing on the signal leaking to the power supply line circuit of the amplifier, although the power supply line circuit is required for the inverting amplifier in Patent Document 1 and the noise is to be suppressed by the inverting amplifier, the reverse is true. The power supply line circuit of the inverting amplifier becomes a noise source. By the above, it is possible to suppress weak leakage signals as described in the above-mentioned publication. It was not possible.
  • An object of the present invention is to solve the above problems, and a noise reduction circuit and method capable of reducing noise with a simple configuration without impairing miniaturization and low power consumption, and the above noise reduction. It is an object of the present invention to provide a signal amplifier and a wireless communication device each using a circuit.
  • the noise reduction circuit according to the first invention is
  • a power supply circuit receives power supplied via a power supply line circuit, amplifies an input signal and outputs an output signal, and
  • a cancellation signal having substantially the same phase and amplitude as the leakage signal leaking to the power supply line circuit is generated.
  • signal adding means for substantially canceling the leak signal by adding the signal to the leak signal.
  • the signal addition means is a passive circuit composed of a plurality of passive elements.
  • the signal adding means uses a coupler which is disposed in proximity to each other so as to be electromagnetically coupled to each other and which forms a pair of transmission line forces.
  • the method is characterized by adding to the leaked signal.
  • the power supply line circuit the power supply line circuit
  • a low impedance section for substantially short-circuiting and grounding the leaked signal according to the frequency of the leaked signal
  • the signal addition means is characterized in that the leakage signal is added to the leakage signal at a position closer to the power supply than the low impedance section.
  • the high impedance section is a transmission line of 1Z4 wavelength length of the leakage signal
  • the low impedance section is a capacitor for passing a signal of the frequency of the leakage signal. It is characterized by being.
  • the signal addition means is formed on a substrate on which the signal amplification means is mounted.
  • a signal amplifier according to a second aspect of the invention is a signal amplifier provided with the above noise reduction circuit
  • a power supply terminal connected to the power supply line circuit
  • a wireless communication apparatus is a wireless communication apparatus provided with the above noise reduction circuit
  • transmission means is provided for transmitting the signal amplified by the signal amplification means.
  • a wireless communication apparatus is a wireless communication apparatus including receiving means for receiving a wireless signal having a predetermined frequency
  • a noise reduction circuit comprising:
  • the input signal is a rectangular wave signal
  • the power supply line circuit attenuates a leakage signal which is a part of the frequency component of the rectangular wave signal at the frequency of a radio signal used in the wireless communication apparatus or the frequency of an intermediate frequency or a baseband signal related thereto. It features.
  • a cancellation signal having substantially the same phase and substantially the same amplitude as the leakage signal leaking to the power supply line circuit is generated, and the above-mentioned cancellation signal is leaked. Substantially canceling the leaked signal by adding to the signal.
  • the noise reduction circuit and method of the present invention power is supplied through the power supply line and the power supply line circuit, and the input signal is amplified to output the output signal, and a part of the output signal is output.
  • a cancellation signal having substantially the same phase and substantially the same amplitude as the leakage signal leaking to the power supply line circuit is generated, and the cancellation signal is added to the leakage signal. , Substantially offset the leakage signal.
  • noise can be reduced significantly and effectively by a simple configuration without compromising the miniaturization and low power consumption.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication circuit of a mobile phone according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 A block diagram showing a detailed configuration of the noise reduction circuit 18 of FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of a noise reduction circuit 18a according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a detailed configuration of a noise reduction circuit 18b according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration of a noise reduction circuit 18c according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a detailed configuration of an example of the phase adjustment transmission lines 28c and 29d of FIG.
  • FIG. 7 A plan view showing a first application example when the noise reduction circuit 18c of FIG. 4 is applied to a printed wiring board 120. [FIG.
  • FIG. 8 is a plan view showing a second application example when the noise reduction circuit 18c of FIG. 4 is applied to a signal amplifier integrated circuit (hereinafter referred to as a signal amplifier IC) 125.
  • a signal amplifier IC signal amplifier integrated circuit
  • FIG. 9 is a longitudinal sectional view showing the embodiment of FIG. 7 when the coupler 28A of FIG. 4 is applied to a printed wiring board 120.
  • FIG. 9 is a longitudinal sectional view showing the embodiment of FIG. 7 when the coupler 28A of FIG. 4 is applied to a printed wiring board 120.
  • FIG. 10 A longitudinal sectional view showing a first modification when the coupler 28A of FIG. 4 is applied to a printed wiring board 120.
  • FIG. 11 is a longitudinal sectional view showing a second modification when the coupler 28A of FIG. 4 is applied to a printed wiring board 120.
  • FIG. 12 shows a third modification when the coupler 28A of FIG. 4 is applied to a printed wiring board 120.
  • FIG. 13 is a diagram showing a time waveform of a rectangular wave clock signal which is an input signal of the noise reduction circuit 18 of FIG. 2;
  • FIG. 14 is a diagram showing frequency characteristics of frequency components of the rectangular wave clock signal of FIG. 13;
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a simulation circuit substantially corresponding to the noise reduction circuit 18c of FIG. 5 used in the simulation by the present inventors.
  • FIG. 16 is a simulation result of FIG. 15 and showing a time waveform of a bias voltage with and without a noise reduction circuit for confirming a noise reduction effect.
  • FIG. 17 is a graph showing frequency characteristics of relative power of pass coefficients in the phase adjustment transmission lines 28c and 29d of FIG.
  • FIG. 18 is a graph showing the frequency characteristics of the phase of the pass coefficient in the phase adjustment transmission lines 28c and 29d shown in FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication circuit of a mobile phone according to a first embodiment of the present invention.
  • Fig. 1 mainly shows a circuit relating to transmission and reception of radio signals, and the mobile telephone 10 has an antenna 11, a circulator 12, a radio reception circuit 13, and a baseband signal processing circuit 14 for transmitting and receiving radio signals. And a wireless transmission circuit 15. At the time of reception in the mobile phone 10, nothing is received via the antenna 11.
  • the line signal is input to the wireless receiving circuit 13 through the circulator 13 and the wireless receiving circuit 13 executes processing such as low-pass frequency conversion and demodulation processing on the received wireless signal, and the baseband signal after demodulation is performed. Are output to the baseband signal processing circuit 14.
  • the baseband signal processing circuit 14 executes voice output, data processing and the like based on the input demodulated signal.
  • Wireless transmission circuit 100 is configured to include modulation circuit 16, driver circuit 17, and noise reduction circuit 18, and these circuits 16, 17, and 18 are driven by DC voltage Vcc of a DC voltage source. .
  • the baseband signal processed by the baseband signal processing circuit 14 is input to the wireless transmission circuit 100.
  • the modulation circuit 16 in the wireless transmission circuit 100 modulates a predetermined carrier signal according to the input baseband signal to generate a modulated radio signal, and the driver circuit 17, the noise reduction circuit 18 and the circulator 12 are generated.
  • the signal is output to the antenna 11 and transmitted from the antenna 11
  • the noise reduction circuit 18 includes a transistor circuit 21 that functions as a power amplifier and a cancellation signal addition circuit 25 that reduces noise, and the latter cancellation signal addition circuit 25 includes A part of the output signal from the transistor circuit 21 is acquired and attenuated. At this time, a cancellation signal having substantially the same phase and amplitude as the output signal leaking to the power supply line circuit of the transistor circuit 21 is generated, and the above-mentioned cancellation is performed on the output signal leaking to the power supply line circuit. Add the signal. Therefore, noise leaking from the noise reduction circuit 18 to the DC voltage source side can be suppressed.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the noise reduction circuit 18 of FIG.
  • the noise reduction circuit 18 includes a transistor circuit 21, impedance matching circuits 22 and 23, a power supply line circuit 24, and a cancellation signal addition circuit 25.
  • the power supply line circuit 24 includes a bypass capacitor 24a and a transmission line 24b.
  • the power supply line circuit 24 extends on the side opposite to the transistor circuit 21 with respect to the noise pass capacitor 24a, and is connected to the DC voltage source Vcc via the coupler 25b of the cancellation signal adder circuit 25. .
  • the transistor circuit 21 receives and amplifies a radio signal output from the driver circuit 17.
  • the amplified transmission radio signal S is a transmission radio signal transmitted from the antenna 11.
  • An impedance matching circuit 22 is provided on the input side of the transistor circuit 21 for matching the output impedance of the driver circuit 17 with the input impedance of the transistor circuit 21 to suppress the loss of the wireless signal of the driver circuit 17.
  • An impedance matching circuit 23 is provided to suppress noise.
  • the transistor circuit 21 and the impedance matching circuits 22 and 23 are configured to perform amplification and matching preset in the frequency band of the transmission radio signal S of the transistor circuit 21.
  • the power supply line circuit 24 is connected to the transistor circuit 21, and power supply power is supplied to the transistor circuit 21 from the DC voltage source Vcc via the power supply line circuit 24.
  • a transmission line 24b and a bypass capacitor 24a are connected between the transistor circuit 21 side and the DC voltage source Vcc in order to suppress a leakage signal from the transistor circuit 21.
  • one end of the bypass capacitor 24a is connected to the output terminal of the transistor circuit 21, while the other end of the bypass capacitor 24a is connected to the ground conductor (for example, the ground conductor 111 in FIG. 9 described later).
  • the signal in the frequency band of the transmission radio signal S is substantially shorted to the ground potential.
  • the bypass capacitor 24a forms a low impedance portion having a relatively low impedance with respect to the frequency band.
  • the phase adjustment transmission line 24 b is set to be a transmission line of 1Z4 wavelength with respect to the signal in the frequency band of the transmission wireless signal S, between the binost capacitor 24 a and the transistor circuit 21. It is done. Therefore, the power supply line circuit 24 is substantially open for signals in the frequency band of the transmission radio signal S to form a high impedance ⁇ having a relatively high impedance. For this reason, most of the transmission radio signal S of the transistor circuit 21 is transmitted to the force S impedance matching circuit 23, and a part is transmitted to the power supply line circuit 24 as a leakage signal.
  • leakage signal N ′ mostly flows to the ground conductor by the action of the bypass capacitor 24 a, a part of the leakage signal N ′ is connected to the DC voltage source Vcc by the power supply line circuit 24. It is transmitted. Therefore, if no measures are taken, an output signal (hereinafter referred to as a leakage signal N) leaking from the transmission line 24b to the DC voltage source Vcc can be generated.
  • a leakage signal N an output signal leaking from the transmission line 24b to the DC voltage source Vcc can be generated.
  • miniaturization and low power consumption are advanced, so even if the leakage signal N is weak, it can not be ignored.
  • the leakage signal N is canceled by the cancellation signal addition circuit 25 using a part of the transmission radio signal S as shown below.
  • the cancellation signal adder circuit 25 is a passive circuit configured to include couplers 25a and 25b and a signal line 25c.
  • the coupler 25a comprises a transmission line between the impedance matching circuit 23 and the antenna 11 and another transmission line arranged close to it so as to be electromagnetically coupled thereto. A part of the transmission radio signal S output from the impedance matching circuit 23 is acquired and output to the coupler 25b via the signal line 25c.
  • coupler 25b is a transmission line provided between Vinos capacitor 24a and DC voltage source Vcc, and another transmission line disposed in proximity thereto so as to be electromagnetically coupled thereto. It is configured with a road.
  • a part of the transmission radio signal S input to the coupler 25b from the coupler 25a via the signal line 25c is The line length and characteristic impedance of the power supply line circuit 24, and the line length and characteristic impedance of the signal line 25c of the impedance matching circuit 23 and the cancellation signal addition circuit 25 are adjusted in advance so as to be approximately in antiphase and approximately the same amplitude. ing.
  • the coupler 25b of the cancellation signal adder 25 adds the signal of a part of the transmission radio signal S acquired by the coupler 25a to the leakage signal N input from the power supply line circuit 24 to the coupler 25b.
  • the leakage signal N is suppressed and not transmitted to the DC voltage source Vcc.
  • the signal of the signal source of the leaked signal N is the transmission wireless signal S
  • the frequency bands of the transmission wireless signal S and the leaked signal N are the same band.
  • the transmission radio signal S of a certain frequency is output, the frequency of the leaked signal N is substantially the same. Therefore, by configuring the cancellation signal addition circuit 25 which is a passive circuit capable of adjusting the phase and the amplitude as in the present embodiment, a signal for canceling the leakage signal N can be easily added to the power supply line circuit 24. Can.
  • the transmission radio signal S is a signal that has been amplified by the transistor circuit 21, and the leakage signal N is a signal in which the leakage signal N ′ that has leaked to the power supply line circuit 24 is further attenuated. Therefore, the power of the leakage signal N is extremely small compared to the power of the transmission radio signal S.
  • the cancellation signal adder circuit 25 attenuates the power of the transmission radio signal S to generate a cancellation signal for canceling the leakage signal N can do. Therefore, it can be realized extremely easily by the passive circuit without requiring new power consumption such as an amplifier circuit to offset the leaked signal N.
  • the transmission line connected to the signal line 25c in the coupler 25b is in proximity so as to be electromagnetically coupled to the transmission line between the bypass capacitor 24a and the DC voltage source Vcc.
  • the impedance from the transistor circuit 21 to the power supply line circuit 24 side fluctuates.
  • the leakage signal N ′ leaking to the power supply line circuit 24 may increase.
  • a power supply line circuit including the bypass capacitor 24a and the transmission line 24b having a line length of 1 ⁇ 4 wavelength while the coupler 25b is connected between the VINOS capacitor 24a and the DC voltage source Vcc. 24 allows the leakage signal N to be further offset while maintaining the mechanism for suppressing the leakage of the leakage signal N to the power supply line circuit 24.
  • the cancellation signal adder circuit 25 does not consider the impedance when the transistor circuit 21 side is viewed from the bypass capacitor 24 a 25.
  • the configuration of the couplers 25b, 25a, etc. can be determined. That is, in the cancellation signal addition circuit 25, it becomes possible to determine the circuit configuration focusing only on the phase and amplitude of the leaked signal N, and it is possible to design the cancellation signal addition circuit 25 with extremely high degree of freedom. It is.
  • the configuration that enables design with a high degree of freedom is particularly important in the portable telephone 10 that is being miniaturized. That is, the substrate in the mobile phone 10 is small. Therefore, it is not easy to change the arrangement etc. after determining the parts other than the cancellation signal addition circuit 25.
  • the design freedom of the cancellation signal addition circuit 25 is high, it is easy to configure the cancellation signal addition circuit 25 without changing the parts other than the cancellation signal addition circuit 25. Therefore, the present invention can be easily applied even to a small electronic device.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the detailed configuration of the noise reduction circuit 18a according to the second embodiment of the present invention.
  • the noise reduction circuit 18a of FIG. 3 is characterized in that a cancellation signal summation circuit 26 is provided instead of the cancellation signal summation circuit 25 of FIG.
  • the cancellation signal addition circuit 26 is configured to include a capacitor 27, couplers 26a and 26b, and a signal line 26c. That is, a configuration is employed in which a part of the transmission radio signal S is acquired using the coupler 26a including the transmission line to the transmission level detection circuit 70.
  • the output terminal of the impedance matching circuit 23 is connected to the transmission level detection circuit 70 via the capacitor 27 and the coupler 26a, and part of the transmission radio signal S output from the impedance matching circuit 23 is The signal is supplied to a detector in the transmission level detection circuit 70 and is used to detect the level of the transmission radio signal S.
  • the cancellation signal addition circuit 26 is configured by a passive circuit.
  • the coupler 26a of the cancellation signal addition circuit 26 includes a transmission line between the capacitor 27 and the transmission level detection circuit 70 and a transmission line disposed in proximity thereto so as to be electromagnetically coupled thereto. Is connected to the coupler 26b via the signal line 26c. Therefore, a part of the transmission radio signal S transmitted from the capacitor 27 to the transmission level detection circuit 70 is acquired by the coupler 26a and transmitted to the coupler 26b via the signal line 26c.
  • the coupler 26 b of the cancellation signal summing circuit 26 is disposed in close proximity to the transmission line between the bypass capacitor 24 a and the DC voltage source Vcc so as to be electromagnetically coupled thereto.
  • the coupler 26b cancels the leakage signal N to reduce the leakage signal N by adding a part of the transmission radio signal S obtained by the coupler 26a to the leakage signal N. . That is, for the leakage signal N input from the power supply line circuit 24 to the coupler 26b, the signal of a part of the transmission radio signal S input to the coupler 26b from the coupler 26a via the signal line 26c is substantially reversed.
  • the line length and characteristic impedance of the power supply line circuit 24 and the line length and characteristic impedance of the impedance matching circuit 23, the coupler 26a and the signal line 26c are adjusted in advance so that they have the same phase and substantially the same amplitude. Therefore, the combiner 26b of the cancellation signal summing circuit 26 adds the part of the transmission radio signal S acquired by the combiner 26a to the leakage signal N input from the power supply line circuit 24 to the combiner 26b. Therefore, the leakage signal N is suppressed and not transmitted to the DC voltage source Vcc side.
  • the signal to be canceled can be easily added to the leaked signal N by the cancellation signal addition circuit 26 which is a passive circuit.
  • the cancellation signal addition circuit 26 which is a passive circuit.
  • no additional power consumption such as an amplifier circuit is required to offset the leaked signal N, and the circuit can be realized extremely easily by the receiving circuit.
  • the power supply line circuit 24 composed of the capacitor 24a and the transmission line 24b of 1Z4 wavelength is used to further suppress the leakage of the transmission radio signal S to the power supply line circuit 24 while maintaining the power consumption. It is possible to supply power to offset the With this configuration, it becomes possible to design the cancellation signal addition circuit 26 with a very high degree of freedom. However, due to the high degree of freedom in the design of the cancellation signal addition circuit, it becomes possible to configure the cancellation signal addition circuit by various circuits, and various configurations shown in FIG. 2 and FIG. 3 are adopted. It becomes possible.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the detailed configuration of the noise reduction circuit 18b according to the third embodiment of the present invention.
  • the noise reduction circuit 18 b of FIG. 4 is characterized by including a cancellation signal addition circuit 28 instead of the cancellation signal addition circuit 25.
  • the cancellation signal addition circuit 28 is configured to include transmission lines 28a, 28b, 28c, and 28d, and transmission lines 28c and 28b between the bypass capacitor 24a and the DC voltage source Vcc, and an impedance matching circuit. Transmission line between 23 and antenna 11
  • the attenuation and the phase of the transmission radio signal S are adjusted by changing the line lengths of the paths 28a and 28d and the distance between the wires (preferably, further, the characteristic impedance).
  • the connection point between transmission line 24 b and capacitor 24 a is connected to DC voltage source Vcc via transmission line 28 c and transmission line 28 b, while the output terminal of impedance matching circuit 23 is It is connected to the output terminal T2 to the antenna 11 via the transmission line 28d and the transmission line 28a.
  • the coupler 28A is configured to include a pair of transmission lines 28a and 28b disposed in close proximity so as to couple electromagnetically to each other, and mainly the transmission signal S is determined according to the distance between the wires and the parallel length. The amount of attenuation is adjusted.
  • the transmission line 28c is a transmission line for phase adjustment, and the line length and characteristic impedance of the transmission line 28c are adjusted so as to cancel each other.
  • the impedance matching circuit 23 is not provided with an independent circuit for obtaining a part of the transmission radio signal S using the transmission lines 28a and 28d between the impedance matching circuit 23 and the antenna 11.
  • the cancellation signal addition circuit 28 is configured together with the transmission lines 28b and 28c.
  • the leakage signal N is canceled with a part of the transmission radio signal S and is not transmitted to the DC voltage source Vcc. Further, as in the above-described embodiment, a signal that cancels out the leaked signal N can be easily added to the transmission line 28b on the power supply line circuit 24 side by the passive circuit. In addition, it can be realized extremely easily by the passive circuit without requiring new power consumption such as an amplifier circuit to offset the leaked signal N. Furthermore, while maintaining the mechanism of suppressing the power of the leakage signal N in which the transmission radio signal S leaks to the power supply line circuit 24 by the power supply line circuit 24, the leakage signal N is canceled using a part of the transmission radio signal S. It will be possible to supply power. With this configuration, it is possible to design the cancellation signal addition circuit 28 with extremely high degree of freedom.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the detailed configuration of the noise reduction circuit 18c according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the noise reduction circuit 18 c of FIG. 5 is characterized in that a cancellation signal addition circuit 29 is provided instead of the cancellation signal addition circuit 25 of FIG.
  • the cancellation signal addition circuits 29 are electromagnetically coupled to each other.
  • a pair of transmission lines 29a and 29c arranged in close proximity to each other, a pair of transmission lines 29d for phase adjustment and a pair of close arranged so as to be electromagnetically coupled to each other.
  • a part of the transmission radio signal S is acquired by the transmission line 29c of the coupler 29A, and the partial signal is transmitted to the transmission line 29e of the coupler 29B via the phase adjustment transmission line 29d.
  • Leakage signal N transmitted through transmission line 29b connected to power supply line circuit 24 by the adjustment of its phase and amplitude is canceled by the partial signal of the acquired transmission radio signal S, It is not transmitted to the DC voltage source Vcc side.
  • a signal that easily cancels the leaked signal N by the passive circuit can be added to the leaked signal N flowing through the power supply line circuit 24. Also, it can be realized extremely easily by the passive circuit without requiring new power consumption such as an amplifier circuit to offset the leakage signal N. Furthermore, the power supply line circuit 24 comprising the path capacitor 24a and the quarter wavelength transmission line 24b cancels the leaked signal N while maintaining a mechanism to suppress the leakage of the transmission radio signal S to the power supply line circuit 24. Power can be supplied. Furthermore, with this configuration, it becomes possible to design the cancellation signal addition circuit 29 with extremely high degree of freedom.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a detailed configuration of an example of the phase adjustment transmission lines 28 c and 29 d of FIG.
  • the phase adjustment transmission lines 28c and 29d are, for example, L-shaped circuits of a capacitor C1 and an inductor L1 as shown in FIG. 6, and by adjusting respective values of the capacitor C1 and the inductor L1, the phase shift is performed. Line length including magnitude, amplitude and characteristic impedance can be adjusted.
  • the simulation results of the electrical characteristics of the phase adjustment transmission lines 28c and 29d will be described in detail later.
  • the transmission line 29d may be a circuit including a resistor which is a series circuit of the capacitor C1 and the inductor L1.
  • the embodiments according to the present invention can be realized by the various circuits as described above, and the cancellation signal addition circuit 26-29 is a printed wiring board (dielectric substrate) on which the signal amplifier IC 125 is mounted. 110, and may be implemented internally to the signal amplifier IC 125, and various aspects may be employed, which will be described in detail below.
  • FIG. 7 is a plan view showing a first application example when the noise reduction circuit 18 c of FIG. 4 is applied to the printed wiring board 120. That is, FIG. 7 is a diagram illustrating the signal amplifier IC 125 mounted on the printed wiring board 110 and the circuits therearound, and in FIG. 67, the power supply terminal 125a and the output terminal 125b of the signal amplifier IC 125 are shown. Strip conductors 121, 122 on the printed circuit board 110 connected are shown.
  • microstrip line 121A is formed by strip conductor 121 and ground conductor 111 (see FIG. 9) formed on the back surface of printed wiring board 110, and strip conductor 122 and the back surface of printed wiring board 110.
  • a microstrip line 122A is configured by the formed ground conductor 111 (see FIG. 9).
  • the signal amplifier IC 125 shown in FIG. 7 is a circuit component incorporating the impedance matching circuits 22 and 23 and the transistor circuit 21 in the noise reduction circuit 18 shown in FIG.
  • the output terminal 125 b is connected between the matching circuit 23 and the output side of the impedance matching circuit 23. Therefore, in FIG. 7, the strip conductor 121 includes the transmission line 24b of the power supply line circuit 24 of FIG. 4, and the strip conductor 122 corresponds to the line conductor between the antenna 11 and the impedance matching circuit 23.
  • the bypass capacitor 24a is connected to a part of the strip conductor 121, and the strip conductor 121 between the bypass capacitor 24a and the output terminal of the transistor circuit 21, the wiring conductor in the signal amplifier IC 125 and the power supply terminal 125a are connected to the transmission line 24b. Equivalent to.
  • the other end of the bypass capacitor 24a is connected to the ground conductor 111 via a through hole conductor 80 filled in a through hole which penetrates the printed wiring board 110 in the thickness direction and is grounded. Therefore, in the first application example shown in FIG. 7, while adjusting the line length and the shape of the strip conductor 122 connected to the output terminal 125b, a part of the strip conductor 122 is electromagnetically coupled to the strip conductor 121.
  • the leakage signal N transmitted on the strip conductor 121 by the coupler 28 A is formed by a part of the signal of the transmission radio signal S transmitted on the strip conductor 122 by being arranged in proximity to constitute the coupler 28 A. cancel.
  • the leakage signal N leaking from the signal amplifier IC 125 to the power supply line circuit 24 is Even if it can not be ignored, the leaked signal N can be easily canceled out.
  • FIG. 8 is a plan view showing a second application example when the noise reduction circuit 18 c of FIG. 4 is applied to a signal amplifier IC 125.
  • the signal amplifier IC125 has a power supply terminal 125a and an output terminal 125b, and the signal amplifier IC125 is an impedance matching circuit 22, 23 shown in the noise reduction circuit 18 of FIG. 4, a transistor circuit 21 and a bypass capacitor 24a.
  • a circuit corresponding to the transmission line 24b and the cancellation signal addition circuit 25 is built in.
  • a strip conductor 123 including the transmission line 24b and the transmission line of the coupler 28A is formed between the transistor circuit 21 and the power supply terminal 125a.
  • a strip conductor 124 including the transmission line of the impedance matching circuit 23 and the coupler 28A is formed between the output terminal 125b and the output terminal 125b.
  • microstrip line 123A is constituted by strip conductor 123 and a ground conductor (not shown, corresponding to ground conductor 110 in FIG. 9 etc.) formed on the back surface of semiconductor substrate 110A
  • strip conductor 124 and A microstrip line 124A is constituted by a ground conductor (not shown, corresponding to the ground conductor 110 in FIG.
  • bypass capacitor 24a is connected to a part of strip conductor 123, and the other end is connected to the ground conductor through through hole conductor 80 filled in the through hole penetrating semiconductor substrate 110A in the thickness direction. Being grounded.
  • the impedance matching circuit 23 is composed of a part of the strip conductor 124 and capacitors 126 and 127 each of which has one end grounded via the through hole conductor 80.
  • the impedance matching circuit 23, the strip conductor 124, the strip conductor 123, and the coupler 28A disposed in close proximity to electromagnetically couple the two strip conductors 123 and 124 to each other.
  • the cancellation signal addition circuit 28 is configured.
  • the leakage signal N is substantially offset by adding a part of the transmission radio signal S to the leakage signal N at the coupler 28A. According to the above configuration, the leaked signal N can be prevented from leaking to the external circuit from the power supply terminal 125 a of the signal amplifier IC 125.
  • the noise reduction circuit according to the present invention may be configured by elements different from the circuit elements described in the above-described embodiments.
  • the transmission line 24b described above may be constituted by the strip conductors 121 and 122, but by connecting a circuit consisting of a choke coil and a bypass capacitor to the output terminal of the transistor circuit 21, it is possible to Alternatively, a circuit having high impedance may be configured.
  • the above-described passive circuit can be configured with various circuit elements in addition to the wiring patterns such as the strip conductors 121 to 124, and a combination of various elements of coil, capacitor, and resistor can be adopted.
  • the power using signal amplifier IC 125 is not limited to the above.
  • the signal amplifier is not formed in the IC, and the signal amplification using the field effect transistor is performed.
  • the width may be configured.
  • FIG. 9 is a longitudinal sectional view showing an example of the embodiment of FIG. 7 when the coupler 28 A of FIG. 4 is applied to a printed wiring board 120.
  • strip conductors 28as and 28bs of a pair of transmission lines of a coupler 28A are connected to each other on a printed wiring board 110 having a ground conductor 111 formed on the back surface. Formed in close juxtaposition to electromagnetically couple to the coffin!
  • the coupler 28A is configured by the above configuration.
  • FIG. 10 is a longitudinal sectional view showing a first modification when the coupler 28 A of FIG. 4 is applied to the printed wiring board 120.
  • strip conductors 28as and 28bs of a pair of transmission lines of coupler 28A are formed close to each other so as to be electromagnetically coupled to each other on printed wiring board 110 having ground conductor 111 formed on the back surface.
  • the strip conductor 28as is formed on the front surface of the printed wiring board 110, the dielectric layer 112 is formed thereon, and the strip conductor 28bs is formed directly on the strip conductor 28as. It is done.
  • the coupler 28 A is configured by the above configuration.
  • FIG. 11 is a longitudinal sectional view showing a second modified example when the coupler 28 A of FIG. 4 is applied to the printed wiring board 120.
  • the strip conductor 28bs is formed on the dielectric layer 112 at a position where the positional force immediately above the strip conductor 28as is also deviated.
  • the coupler 28A is configured by the above configuration.
  • FIG. 12 is a longitudinal sectional view showing a third modification when the coupler 28 A of FIG. 4 is applied to the printed wiring board 120.
  • the third modification of FIG. 12 is formed such that the pair of strip conductors 28as, 28bs of the connector 28A are orthogonal to each other!
  • the coupler 28A is configured by the above configuration.
  • the force showing a two-layer structure is not limited thereto.
  • the present invention is not limited to this, and a strip conductor 28 as, 28 bs may be formed in an arbitrary layer in a three or more layer structure.
  • the pair of strip conductors 28as, 28bs need not be parallel to each other, and may not have the same line width.
  • FIG. 13 is a diagram showing a time waveform of a rectangular wave clock signal which is an input signal of the noise reduction circuit 18 of FIG. 2, and FIG. 14 shows a frequency characteristic of a frequency component of the rectangular wave clock signal of FIG. FIG.
  • the clock signal has harmonic components and is relatively wide, as shown in FIG. 14, in the case of a rectangular wave clock signal as shown in FIG.
  • the above-mentioned radio such as the frequency band of the radio signal, the frequency band of the intermediate frequency intermediate frequency signal after low frequency conversion, and the frequency band of the baseband signal Interference may occur in the frequency band associated with the frequency band of the signal.
  • minute reception signal power can not be restored correctly, and for example, in the case of a portable telephone, it becomes impossible to make a call.
  • the power supply line circuit 24 operates as a filter circuit that removes only a predetermined frequency band or passes only a predetermined other frequency band.
  • the leakage signal N can be significantly reduced. It has a unique function and effect.
  • the transistor circuit 21 is a circuit such as a mixer provided in the wireless reception circuit 13 of the wireless communication device.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a simulation circuit substantially corresponding to the noise reduction circuit 18 c of FIG. 5 used in the simulation by the present inventors.
  • the simulation circuit is realized by harmonic balance analysis using a simulator ADS (Advanced Design System) manufactured by Agilent Technologies, and transmits the reference high frequency signal generator 30 including the internal output resistance Rr and the transmission.
  • ADS Advanced Design System
  • a coupler 39 is constituted by a pair of transmission lines 39a and 39b, and a cancellation signal adder circuit 60 is constituted by a transmission line 38, a capacitor C13 and a coupler 39.
  • the voltage waveform of the bias voltage was measured at the monitor point Tm, which is a connection point of the transmission lines 42 and 43.
  • FIG. 16 is a simulation result of FIG. 15, and is a waveform diagram showing a time waveform of a bias voltage with and without the noise reduction circuit 60 for confirming a noise reduction effect.
  • Figure 1 As apparent from 6, when the noise reduction circuit 60 is not present, superposition of the leakage signal N is recognized in the bias voltage. However, when the noise reduction circuit 60 is present, the leakage signal N is significantly reduced. I know that.
  • FIG. 17 is a graph showing the frequency characteristic of the relative power of the pass coefficient in the transmission line for phase adjustment of FIG. 6, and FIG. 18 shows the frequency characteristic of the phase of the transmission coefficient in the transmission line for phase adjustment of FIG. FIG.
  • the passing power can be changed according to the frequency, and the amount of phase shift can be changed.
  • the output signal amplified by the signal amplification means leaks to the power supply line circuit, part of the output signal is attenuated, and the phase difference and the amplitude are substantially opposite to that of the leaked output signal.
  • Noise is suppressed by adding the following signal. That is, the noise to be suppressed is a signal that an output signal amplified by the signal amplifier leaks to the power supply line circuit, and is a weak signal.
  • the signal generated by the signal addition means is generated from a part of the output signal after being amplified by the signal amplification means, and the output signal after the amplification is a signal having a large power.
  • an amplifier circuit is not necessary at all in order to generate the above-mentioned signals having substantially the same reverse phase and substantially the same amplitude, and the signal can be generated by attenuating the output signal. it can.
  • the signal can be generated by attenuating the output signal. it can.
  • it is possible to provide a circuit that cancels out an output signal that leaks to the power supply line circuit without accompanying power consumption.
  • parts for forming the amplifier circuit and the like are not necessary at all, and the signal adding means can be realized without inhibiting the circuit miniaturization. it can
  • the input signal is amplified using the power supplied via the power supply line circuit.
  • impedance matching or insert a filter in each line connected to the signal amplification means.
  • the present invention when an input signal is amplified to obtain an output signal, a signal leaking to the power supply line circuit is suppressed. Therefore, the signal may leak to the power supply line circuit.
  • the effect of the present invention is remarkable when the present invention is applied to the second amplification means, and the amplification means of a high frequency signal (for example, a signal of 30 MHz or more) is an applied example of the present invention.
  • the present mobile phones using the 800 MHz to 2 GHz band, the current wireless LANs using the 2 GHz and 5 GHz bands, and the like are suitable applications of the present invention.
  • the signal addition means acquires a part of the output signal from the signal amplification means. That is, in the present invention, although the output signal amplified by the signal amplification means is used to offset the output signal leaking from the signal amplification means, the former is an output signal to be obtained by amplification in the signal amplification means, and the latter is Generally, the former is much larger than the latter because it is an unnecessary noise. Therefore, the signal adding means can obtain a signal capable of sufficiently canceling the leaked signal only by obtaining a part of the output signal from the signal amplifying means.
  • the output signal from the above-mentioned signal amplification means can be attenuated, it is possible to simultaneously attenuate the signal by acquiring a part of the output signal as described above. It may be configured to obtain a part of the output signal and to further attenuate the signal whose power has been attenuated. Since such signal attenuation can be performed without receiving power supply, it is possible to realize the attenuation with a very simple configuration.
  • the signal generated by the signal addition means may be a signal having substantially the same phase and amplitude as the output signal leaking to the power supply line circuit. That is, It is sufficient if a signal can be generated to offset the output signal leaking to the power supply line circuit. Of course, if the output signal leaks to the power supply line circuit is exactly the same phase and the same amplitude as the output signal, the leaked signal can be offset. However, if it is difficult to accurately identify the phase or amplitude of the leaked signal, it is preferable if at least the leaked signal can be attenuated by adding V to the signal addition means, and at least the leaked signal!
  • the signal addition means can generate a signal having substantially the same phase and amplitude as the output signal leaking to the power supply line circuit.
  • the signal addition means can generate a signal having substantially the same phase and amplitude as the output signal leaking to the power supply line circuit by means of practically selectable wiring and parts.
  • the signal adding means may be a signal having the largest amplitude within the frequency band of the output signal leaking to the power supply line circuit. It may be configured to select a signal of the frequency to be suppressed most, such as a signal having a large transmission efficiency, and to add a signal of substantially the opposite phase and substantially the same amplitude to this signal.
  • the output signal leaking to the power supply line circuit is a part of the signal amplified by the signal amplification means, and substantially matches the frequency band of the amplified signal. Therefore, by offsetting the output signal leaking to the power supply line circuit by a part of the amplified signal, it is extremely easy to attenuate the leaked signal for the entire frequency band of the output signal leaking to the power supply line circuit. It is possible.
  • the signal adding means in the present invention may be configured by a passive circuit. That is, the passive circuit is a component of a circuit that does not have an amplification function, such as a resistor, a capacitor, and a coil. These components transmit the signal while applying attenuation and phase variation to the signal, but in the present invention, a part of the output signal having a large power is attenuated and leaked to the power supply line circuit. Since it is sufficient to generate a signal, it can be easily generated by passive circuits. Also, since it is a passive circuit, it is not necessary to supply power at all when generating this signal. Furthermore, since the signal adding means can be realized by simple components, the device can be easily miniaturized.
  • the passive circuit is a component of a circuit that does not have an amplification function, such as a resistor, a capacitor, and a coil.
  • the signal addition process can be performed only by the wiring.
  • An example of forming a stage may be adopted. That is, it is possible to adjust the phase and the amplitude of the output signal by adjusting the length and shape of the wiring, the distance between the closely arranged wirings, the parallel wiring length, etc. A part of the output signal of the means can be obtained and added to the power supply line circuit to cancel out the leaked output signal. According to this configuration, the signal addition means can be formed extremely easily.
  • the present invention may be applied to signal amplification means adopting a configuration for suppressing an output signal leaking to a power supply line circuit. That is, in the power supply line circuit, the leakage of the output signal can be suppressed by adjusting the impedance with respect to the frequency of the output signal. For example, in the power supply line circuit, the low impedance portion whose ground is substantially shorted to the frequency of the leaked output signal, and the power supply line circuit between the low impedance portion and the signal amplification means are leaked. And a high impedance portion which is substantially open to the frequency of the output signal.
  • the output signal leaking to the power supply line circuit can be suppressed by the high impedance portion and the low impedance portion.
  • the leaked output signal can not be completely set to "0", and part of the power leaks to the power supply side. Such leaks are becoming smaller and lower in power consumption, and their effects can not be ignored in recent electronic devices.
  • the present invention is applied to the configuration in which the leakage of the output signal is suppressed by the impedance as described above in the power supply line circuit, the leakage of the output signal to the power supply line circuit can be suppressed to an extremely small level. it can.
  • the signal generated by the signal addition means is added to the power supply side from the low impedance section. That is, in the power supply line circuit described above, since the signal leakage between the low impedance part and the high impedance part is prevented by preventing the leakage of the signal, the signal from the signal adding means is added to the power supply side from the low impedance part.
  • the combination of the low impedance part and the high impedance part can further suppress the signal leaking to the low power supply side while maintaining the mechanism for preventing the signal leakage.
  • the low impedance portion and the high impedance portion may be configured to suppress a signal leaking to the power supply line circuit by combining the two.
  • the impedance due to low impedance ⁇ can not be made “0” and the impedance due to high impedance ⁇ can not be infinite. .
  • the signal at the frequency of the output signal is substantially shorted to ground, and in the high impedance section, the signal at the frequency of the leaked output signal is substantially open. It is sufficient if the signal leaked can be suppressed.
  • the low impedance section is constituted by a capacitor that passes the signal of the frequency of the leaked output signal, and the output that leaks between the low impedance section and the signal amplification means
  • the high impedance section can be formed by forming a transmission line of 1Z4 wavelength length of the signal. According to this configuration, the low impedance portion and the high impedance portion can be configured by an extremely simple circuit.
  • the signal adding means adds the signals, thereby designing the signal adding means.
  • the degree of freedom can be extremely high. That is, when adopting a configuration in which the signal addition is performed on the power supply line circuit of the signal amplification means, in general, the impedance of the power supply line circuit seen from the signal amplification means fluctuates. It is necessary to do the design which matched.
  • the low impedance part is substantially shorted to the ground when the signal amplification means is viewed. Further, since the addition by the signal addition means is performed on the power supply side, the impedance seen from the signal amplification means hardly changes. Therefore, as long as the signal is added to the power supply side from the low impedance part, the circuit configuration in the signal adding means can be freely determined, and a design with extremely high degree of freedom can be performed.
  • the signal added by the signal addition means is the output signal.
  • the low impedance portion substantially shorts the ground even at the frequency of the signal to be added, since a part of the signal is acquired and attenuated. Therefore, it is possible to cancel the signal without leaking the signal added by the signal addition means to the signal amplification means side.
  • the noise reduction device can be applied to various signal amplification means.
  • the above-mentioned signal amplification means is provided as one component, and this component is mounted on a substrate, if a signal addition unit is formed on the substrate, the signal leaking from this component can be suppressed. . Therefore, it is possible to easily suppress the noise even when using a component that leaks the noise.
  • a component that does not leak noise according to the present invention.
  • a component comprising a signal amplification means and a signal addition means according to the present invention, and a power supply terminal connected to the above power supply line circuit and an output terminal for outputting the above output signal is configured. May be That is, the output signal leaking to the power supply line circuit is offset inside the component, and the power terminal output signal does not leak. Therefore, it is possible for the user of this component to supply the power supply terminal power and the predetermined power and obtain the output terminal power output signal without considering the leakage signal.
  • wireless communication devices such as mopile communication devices can be employed. That is, in a mono communication device, the transmission signal is obtained by the signal amplification means, and the transmission signal often has a large power in this device.
  • the mopile communication equipment has recently been miniaturized and reduced in power consumption, and the influence of the output signal amplified by the above signal amplification means may not be negligible. Therefore, if a mopile communication device comprising the signal amplification means of the present invention and the signal addition means is configured, it is possible to provide a small size, low power consumption mopile communication device without being affected by noise. is there.
  • the present invention can be applied to the method for realizing such an apparatus described in the case where the present invention is realized as an apparatus.
  • the substantial operation is the same as that of the above-described apparatus.
  • the noise reduction device as described above may be realized alone, applied to a certain method, or the same method may be applied to another device.
  • the idea of the invention is not limited to this, and may include various aspects.
  • the noise reduction circuit and method of the present invention power is supplied from the power supply through the power supply line circuit, and the input signal is amplified to output the output signal, and the output signal is output.
  • a cancellation signal that is substantially in antiphase and has approximately the same amplitude as the leakage signal leaking to the power supply line circuit is generated by acquiring and attenuating a part of the signal, and the attenuation signal is generated for the leakage signal.
  • the leakage signal is substantially offset by adding it.

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Abstract

　ノイズ低減回路において、トランジスタ回路（２１）は、直流電圧源（Ｖｃｃ）から電源ライン回路（２４）を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信号を出力する。相殺信号加算回路（２５）は、上記出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路（２４）に漏洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺する。

Description

明 細 書
ノイズ低減回路及び方法
技術分野
[0001] 本発明は、例えば携帯電話機、無線通信端末などの無線通信装置に用いられるノ ィズ低減回路及び方法、並びに、上記ノイズ低減回路をそれぞれ用いた信号増幅器 及び無線通信装置に関する。
背景技術
[0002] 携帯電話機などの電子機器においては、直流の電源によって電力を供給しながら 交流信号によって各種の機能を実現する回路が汎用的に利用されて 、る。このよう な回路においては特定の部位の基準電位が一定であることを前提とし、この基準電 位に対して交流信号を加えることによって信号の伝送や増幅等を行っている。従って 、基準電位に対して想定しないノイズが重畳されると、回路の動作が不安定になる。 このように、基準電位の変動を抑えるための方法として、演算増幅器によって正相出 力と逆相出力とを生成し、両者を基準電位に対して重畳することが知られている (例 えば、特許文献 1参照)。
[0003] また、余分な回路素子を多く配置しなくても誘導によるクロストークを低減可能な半 導体集積回路装置が開示されている (例えば、特許文献 2参照。 )0当該半導体集積 回路装置において、実信号を逆位相にするインバータなどの能動回素子を用いず、 信号経路を途中で折り返して並列させるというように、信号経路の一部に、信号の流 れる方向が互いに逆方向となるような複数の並列配線部分を形成する。各並列配線 部分の途中にはインバータが介在されず、その部分は実配線の一部であり、余計な 回路素子を要しない。並列配線部分の一方力 信号が伝達されると、途中でその信 号が折り返されて信号伝達方向が逆向きにされる。平行導線間に流れる電流の向き が逆であれば、電磁気の性質より、異方向の磁界が打ち消され、電磁波の発生が抑 制される。並列配線部分は近傍の他の配線へのクロストークを緩和しさらには抑制す ることがでさる。
[0004] 特許文献 1：特開昭 59— 107615号公報。 特許文献 2 :特開 2003— 158238号公報。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] 携帯電話機など、小型化、低消費電力化が進んで 、る近年の電子機器にお！、て は、極めて微弱な漏洩信号であってもその影響を無視できなくなつてきた。すなわち 、小型の電子機器においては内部の基板上の実装密度が高くなることから、低密度 に実装された回路と比較して微弱な漏洩信号の影響が相対的に大きくなつている。 また、低消費電力化に伴って直流電圧源の印加電圧が下がり、グラウンドに対する 基準電位も下がることによって、微弱な漏洩信号が基準電位に与える影響が相対的 に大きくなつている。
[0006] 特に、携帯電話機などの無線通信機器においては、極めて小型の筐体内で増幅 回路によって無線通信に必要な電力まで送信信号を増幅しているが、当該増幅回 路の出力信号は筐体内で最大級の電力の交流信号であり、当該出力信号が電源ラ イン回路に漏洩することによって他のデバイスや回路に対する妨害信号となることが 懸念される。
[0007] 上記特許文献 1においては、基準電位の変動を抑えることができるが、当該変動を 抑えるために演算増幅器の逆相出力を利用しているため、低消費電力化が進んで いる近年の電子機器においては採用することが不可能である。また、演算増幅器を 構成するための部品や増幅率、出力電位を調整するための部品など、多数の部品 が必要となり、小型化が進んでいる近年の電子機器においてはやはり採用すること が不可能である。
[0008] さらに、特許文献 1の方法を適用することを想定すると、反転増幅器には、当該反 転増幅器の前段で増幅した信号に影響を与えな 、ような線形性の高 、反転増幅器 が必要であり、極めて微弱な信号を相殺する目的で回路に追加することは非現実的 である。さらに、増幅器の電源ライン回路に漏洩する信号に着目すると、上記特許文 献 1においては反転増幅器に電源ライン回路が必要であり、反転増幅器によってノィ ズを抑えようとしているにもかかわらず、逆に当該反転増幅器の電源ライン回路がノィ ズ源となってしまう。以上により、上述の公報のようにして微弱な漏洩信号を抑えるこ とはできなかった。
[0009] 本発明の目的は以上の問題点を解決し、小型化、低消費電力化を損なうことなく簡 単な構成によってノイズを低減することができるノイズ低減回路及び方法、並びに、 上記ノイズ低減回路をそれぞれ用いた信号増幅器及び無線通信装置を提供するこ とにある。
課題を解決するための手段
[0010] 第 1の発明に係るノイズ低減回路は、
電源カゝら電源ライン回路を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信 号を出力する信号増幅手段と、
上記信号増幅手段力 の出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上 記電源ライン回路に漏洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺 信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏 洩信号を実質的に相殺する信号加算手段とを備えたことを特徴とする。
[0011] 上記ノイズ低減回路において、上記信号加算手段は、複数の受動素子にてなる受 動回路であることを特徴とする。
[0012] また、上記ノイズ低減回路において、上記信号加算手段は、互いに電磁的に結合 するように近接して配置された 1対の伝送線路力もなる結合器を用いて、上記相殺信 号を上記漏洩信号に対して加算することを特徴とすることを特徴とする。
[0013] さらに、上記ノイズ低減回路において、上記電源ライン回路は、
上記漏洩信号の周波数にぉ 、て、上記当該漏洩信号を略短絡接地する低インピ 一ダンス部と、
上記低インピーダンス部と上記信号増幅手段との間の接続点を、上記漏洩信号の 周波数において略開放状態とする高インピーダンス部とを備え、
上記信号加算手段は、上記低インピーダンス部より上記電源側の位置で、上記漏 洩信号を上記漏洩信号に対して加算することを特徴とする。
[0014] ここで、上記高インピーダンス部は上記漏洩信号の 1Z4波長の長さの伝送線路で あり、
上記低インピーダンス部は上記漏洩信号の周波数の信号を通過させるキャパシタ であることを特徴とする。
[0015] さらに、上記ノイズ低減回路において、上記信号加算手段は、上記信号増幅手段 が実装された基板に形成されたことを特徴とする。
[0016] 第 2の発明に係る信号増幅器は、上記ノイズ低減回路を備えた信号増幅器であつ て、
上記電源ライン回路に接続された電源端子と、
上記出力信号を出力する出力端子とを備えたことを特徴とする。
[0017] 第 3の発明に係る無線通信装置は、上記ノイズ低減回路を備えた無線通信装置で あって、
上記信号増幅手段によって増幅された信号を送信する送信手段を備えたことを特 徴とする。
[0018] 第 4の発明に係る無線通信装置は、所定の周波数を有する無線信号を受信する受 信手段を備えた無線通信装置において、
請求項 4又は 5記載のノイズ低減回路を備え、
上記入力信号は矩形波信号であり、
上記電源ライン回路は、上記無線通信装置で用いられる無線信号の周波数又は それに関連する中間周波数若しくはベースバンド信号の周波数において、上記矩形 波信号の周波数成分の一部である漏洩信号を減衰させることを特徴とする。
[0019] 第 4の発明に係るノイズ低減方法は、
電源カゝら電源ライン回路を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信 号を出力するステップと、
上記出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏 洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相 殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺 するステップとを含むことを特徴とする。
発明の効果
[0020] 本発明に係るノイズ低減回路及び方法によれば、電源カゝら電源ライン回路を介して 電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信号を出力し、上記出力信号の一部 を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏洩する漏洩信号に対し て略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号 に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺する。これにより、小型化 、低消費電力化を損なうことなく簡単な構成によってノイズを大幅にかつ有効的に低 減できる。
図面の簡単な説明
[図 1]本発明の第 1の実施形態に係る携帯電話機の無線通信回路の構成を示すプロ ック図である。
[図 2]図 1のノイズ低減回路 18の詳細構成を示すブロック図である。
[図 3]本発明の第 2の実施形態に係るノイズ低減回路 18aの詳細構成を示すブロック 図である。
[図 4]本発明の第 3の実施形態に係るノイズ低減回路 18bの詳細構成を示すブロック 図である。
[図 5]本発明の第 4の実施形態に係るノイズ低減回路 18cの詳細構成を示すブロック 図である。
[図 6]図 4の位相調整用伝送線路 28c, 29dの一例の詳細構成を示す回路図である
[図 7]図 4のノイズ低減回路 18cをプリント配線基板 120に適用したときの第 1の適用 例を示す平面図である。
[図 8]図 4のノイズ低減回路 18cを信号増幅器集積回路 (以下、信号増幅器 ICという 。） 125に適用したときの第 2の適用例を示す平面図である。
[図 9]図 4の結合器 28Aをプリント配線基板 120に適用したときの図 7の実施例を示 す縦断面図である。
[図 10]図 4の結合器 28Aをプリント配線基板 120に適用したときの第 1の変形例を示 す縦断面図である。
[図 11]図 4の結合器 28Aをプリント配線基板 120に適用したときの第 2の変形例を示 す縦断面図である。
[図 12]図 4の結合器 28Aをプリント配線基板 120に適用したときの第 3の変形例を示 す縦断面図である。
[図 13]図 2のノイズ低減回路 18の入力信号である矩形波のクロック信号の時間波形 を示す図である。
[図 14]図 13の矩形波のクロック信号の周波数成分の周波数特性を示す図である。
[図 15]本発明者らによるシミュレーションにおいて用いた、図 5のノイズ低減回路 18c に実質的に対応するシミュレーション回路の回路図である。
[図 16]図 15のシミュレーション結果であって、ノイズ低減効果を確認するためのノイズ 低減回路の有無のときのバイアス電圧の時間波形を示す波形図である。
[図 17]図 6の位相調整用伝送線路 28c, 29dにおける通過係数の相対電力の周波 数特性を示すグラフである。
[図 18]図 6の位相調整用伝送線路 28c, 29dにおける通過係数の位相の周波数特 性を示すグラフである。
符号の説明
10·· -携帯電話機、
11·· 'アンテナ、
12·· -サーキユレータ、
13·· -無線受信回路、
14·· -ベースバンド信号処理回路
15·· -無線送信回路、
16·· -変調回路、
17·· -ドライバ回路、
18·· -ノイズ低減回路、
21·· 'トランジスタ回路、
22, 23…インピーダンス整合回路、
24·· '電源ライン回路
24a …バイパスキャパシタ、
24b …伝送線路、
25, 26···相殺信号加算回路、 25a, 25b, 26a, 26b…結合器、
25c, 26c…信号線路、
27· · ·キャパシタ、
28, 29· · ·相殺信号加算回路、
28A, 29A, 29Β· · ·結合器、
28a, 28b, 28c, 28d, 29a, 29b, 29c, 29d, 29e…伝送線路、
28as, 28bs…ス卜！;ップ導体、
70…送信レベル検出回路、
80· · 'スルーホール導体、
110…プリント配線基板、
110A…半導体基板、
111…接地導体、
112…誘電体層、
121, 122, 123, 124· · ·ストリップ導体、
121A, 122A, 123A, 124Α· · ·マイクロストリップ線路、
125…信号増幅器 IC、
125a…電源端子、
125b…信号出力端子、
126, 127· · ·キヤノ シタ。
発明を実施するための最良の形態
[0023] 以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構 成要素にっ 、ては同一の符号を付して 、る。
[0024] 第 1の実施形態.
図 1は本発明の第 1の実施形態に係る携帯電話機の無線通信回路の構成を示す ブロック図である。図 1は、主として無線信号の送受信に関する回路を示しており、携 帯電話機 10は、無線信号の送受信を行うためにアンテナ 11と、サーキユレータ 12と 、無線受信回路 13と、ベースバンド信号処理回路 14と、無線送信回路 15とを備えて 構成される。携帯電話機 10において、受信時は、アンテナ 11を介して受信された無 線信号はサーキユレータ 13を介して無線受信回路 13に入力され、無線受信回路 13 は受信された無線信号に対して、低域周波数変換や復調処理などの処理を実行し、 復調後のベースバンド信号をベースバンド信号処理回路 14に出力する。ベースバン ド信号処理回路 14は入力される復調信号に基づいて、音声出力やデータ処理等を 実行する。
[0025] 無線送信回路 100は、変調回路 16と、ドライバ回路 17と、ノイズ低減回路 18とを備 えて構成され、これらの回路 16, 17, 18は直流電圧源の直流電圧 Vccによって駆動 される。携帯電話機 10において、送信時に、ベースバンド信号処理回路 14により処 理されたベースバンド信号が無線送信回路 100に入力される。無線送信回路 100内 の変調回路 16は、所定の搬送波信号を入力されるベースバンド信号に従って変調 することにより、変調された無線信号を発生して、ドライバ回路 17、ノイズ低減回路 18 及びサーキユレータ 12を介してアンテナ 11に出力され、アンテナ 11から送信される
[0026] ノイズ低減回路 18は、図 2に示すように、電力増幅器として機能するトランジスタ回 路 21と、ノイズを低減する相殺信号加算回路 25とを含み、後者の相殺信号加算回 路 25は、トランジスタ回路 21からの出力信号の一部を取得して減衰させる。このとき 、トランジスタ回路 21の電源ライン回路に漏洩する出力信号に対して、略逆位相か つ略同振幅となる相殺信号を生成し、当該電源ライン回路に漏洩する出力信号に対 して上記相殺信号を加算する。従って、ノイズ低減回路 18から直流電圧源側に漏洩 するノイズを抑えることができる。
[0027] 図 2は図 1のノイズ低減回路 18の詳細構成を示すブロック図である。図 2において、 ノイズ低減回路 18は、トランジスタ回路 21と、インピーダンス整合回路 22, 23と、電 源ライン回路 24と、相殺信号加算回路 25とを備えて構成される。なお、この例にお いて、電源ライン回路 24は、バイパスキャパシタ 24aと、伝送線路 24bとを含む。また 、ノ ィパスキャパシタ 24aからみて、トランジスタ回路 21と逆方向の側に電源ライン回 路 24が延在し、相殺信号加算回路 25の結合器 25bを介して直流電圧源 Vccに接続 されている。
[0028] トランジスタ回路 21は、ドライバ回路 17から出力される無線信号を入力して増幅す る増幅回路であり、増幅後の送信無線信号 Sはアンテナ 11から送信される送信無線 信号となる。トランジスタ回路 21の入力側には、ドライバ回路 17の出力インピーダン スと、トランジスタ回路 21の入力インピーダンスとを整合することによりドライバ回路 17 力もの無線信号の損失を抑えるためのインピーダンス整合回路 22が設けられる一方 、トランジスタ回路 21の出力側には、トランジスタ回路 21の出力インピーダンスと、結 合器 25aを介してアンテナ 11を見たときの出力インピーダンスとを整合させることによ り、伝送する無線信号の損失を抑えるためのインピーダンス整合回路 23が設けられ る。これらのトランジスタ回路 21と、インピーダンス整合回路 22, 23は、トランジスタ回 路 21の送信無線信号 Sの周波数帯域にて予め設定された増幅及び整合が行われる ように構成されている。
[0029] また、トランジスタ回路 21には電源ライン回路 24が接続されており、直流電圧源 Vc cから電源ライン回路 24を介してトランジスタ回路 21に電源電力が供給される。この 電源ライン回路 24は、トランジスタ回路 21からの漏洩信号を抑えるために、トランジス タ回路 21側から直流電圧源 Vccとの間に、伝送線路 24b、バイパスキャパシタ 24aが 接続されている。ここで、バイパスキャパシタ 24aの一端はトランジスタ回路 21の出力 端子に接続される一方、バイパスキャパシタ 24aの他端は接地導体 (例えば、後述す る図 9の接地導体 111である。）に接続され、上記送信無線信号 Sの周波数帯域にお ける信号を接地電位に略短絡する。これにより、バイパスキャパシタ 24aは当該周波 数帯域に対して比較的低いインピーダンスを有する低インピーダンス部を形成する。
[0030] また、位相調整用伝送線路 24bは、当該バイノスキャパシタ 24aとトランジスタ回路 21との間において、上記送信無線信号 Sの周波数帯域における信号に対して 1Z4 波長の伝送線路になるように設定されている。従って、上記送信無線信号 Sの周波 数帯域における信号に対し、電源ライン回路 24は略開放状態とされ、比較的高いィ ンピーダンスを有する高インピーダンス咅を形成する。このため、トランジスタ回路 21 の送信無線信号 Sは大半力 Sインピーダンス整合回路 23に伝達され、一部が漏洩信 号 として電源ライン回路 24側に伝達される。
[0031] この漏洩信号 N'は、バイパスキャパシタ 24aの作用により大半が接地導体に流れ るものの、当該漏洩信号 N'の一部は電源ライン回路 24によって直流電圧源 Vccに 伝達される。従って、何ら対策を施さなければ、伝送線路 24bから直流電圧源 Vcc側 に漏洩する出力信号 (以下、漏洩信号 Nという。）が発生し得る。ところが、本実施形 態のような携帯電話機 10では、小型化、低消費電力化が進んでいるため、漏洩信号 Nが微弱であっても無視することはできな 、。
[0032] そこで、本実施形態においては、相殺信号加算回路 25によって漏洩信号 Nを以下 に示すように、送信無線信号 Sの一部を用いて相殺する。相殺信号加算回路 25は、 結合器 25a, 25bと、信号線路 25cとを備えて構成される受動回路である。図 2にお いて、結合器 25aは、インピーダンス整合回路 23とアンテナ 11との間の伝送線路と、 それに対して電磁的に結合するように近接して配置された別の伝送線路とを備えて 構成され、インピーダンス整合回路 23から出力される送信無線信号 Sの一部を取得 して信号線路 25cを介して結合器 25bに出力する。
[0033] また、結合器 25bは、バイノスキャパシタ 24aと直流電圧源 Vccとの間に設けられた 伝送線路と、それに対して電磁的に結合するように近接して配置された別の伝送線 路とを備えて構成される。ここで、電源ライン回路 24から結合器 25bに入力される漏 洩信号 Nに対して、結合器 25aから信号線路 25cを介して結合器 25bに入力される 送信無線信号 Sの一部の信号が略逆位相かつ略同振幅となるように、電源ライン回 路 24の線路長及び特性インピーダンスと、インピーダンス整合回路 23及び相殺信号 加算回路 25の信号線路 25cの線路長及び特性インピーダンスとを予め調整されて いる。従って、相殺信号加算回路 25の結合器 25bは、電源ライン回路 24から結合器 25bに入力される漏洩信号 Nに、結合器 25aにより取得された送信無線信号 Sの一 部の信号を加算することにより、漏洩信号 Nは抑圧され直流電圧源 Vcc側に伝達さ れない。
[0034] また、本実施形態にお!ヽて、漏洩信号 Nの信号源の信号は送信無線信号 Sである ため、送信無線信号 Sと漏洩信号 Nとの周波数帯域は同じ帯域となる。また、ある周 波数の送信無線信号 Sが出力されているとき、漏洩信号 Nの周波数は略同一である 。従って、本実施形態のように、位相と振幅とを調整可能な受動回路である相殺信号 加算回路 25を構成することにより、容易に漏洩信号 Nを相殺する信号を電源ライン 回路 24に加算することができる。 [0035] さらに、送信無線信号 Sはトランジスタ回路 21によって増幅された後の信号であり、 漏洩信号 Nは電源ライン回路 24に漏洩した漏洩信号 N'がさらに減衰された信号で ある。従って、漏洩信号 Nの電力は送信無線信号 Sの電力と比較して極めて小さぐ 相殺信号加算回路 25によって送信無線信号 Sの電力を減衰させることによって漏洩 信号 Nを相殺するための相殺信号を生成することができる。このため、漏洩信号 Nを 相殺するために増幅回路等の新たな電力消費を必要とせず、受動回路によって極 めて簡単に実現することができる。
[0036] なお、本実施形態において、結合器 25bにおいて信号線路 25cに接続された伝送 線路は、バイパスキャパシタ 24aと直流電圧源 Vccとの間の伝送線路に対して電磁 的に結合するように近接に配置されて 、るため、トランジスタ回路 21の出力端子から 電源ライン回路 24を見たときのインピーダンスに影響を与えることなく漏洩信号 Nを ネ目殺することができる。
[0037] 例えば、バイパスキャパシタ 24aと伝送線路 24bとの接続点に、結合器 25bの伝送 線路を接続すると、トランジスタ回路 21から電源ライン回路 24側を見たインピーダン スが変動し、トランジスタ回路 21から電源ライン回路 24に漏洩する漏洩信号 N'が増 加するおそれがある。しかし、本実施形態においては、バイノスキャパシタ 24aと直流 電圧源 Vccとの間に結合器 25bを接続するとともに、バイパスキャパシタ 24a及び 1/ 4波長の線路長の伝送線路 24bにてなる電源ライン回路 24によって、電源ライン回 路 24に対する漏洩信号 Nの漏洩を抑える仕組みを維持しながら、さらに漏洩信号 N を相殺することができる。
[0038] また、バイパスキャパシタ 24aと直流電圧源 Vccとの間に結合器 25bを接続すること により、バイパスキャパシタ 24aからトランジスタ回路 21側を見たときのインピーダンス を考慮することなぐ相殺信号加算回路 25の結合器 25b, 25aなどの構成を決定す ることができる。すなわち、相殺信号加算回路 25においては、漏洩信号 Nの位相や 振幅のみに着目してその回路構成を決定することが可能になり、極めて高い自由度 で相殺信号加算回路 25を設計することが可能である。
[0039] このように、高い自由度で設計が可能である構成は、小型化が進んでいる携帯電 話機 10では特に重要である。すなわち、携帯電話機 10内の基板等は小型であるた め、相殺信号加算回路 25以外の部品を決定した後にその配置等を変更するのは容 易ではない。しかし、相殺信号加算回路 25の設計自由度が高ければ、当該相殺信 号加算回路 25以外の部品に変更を加えることなく相殺信号加算回路 25を構成する ことが容易である。従って、小型の電子機器であっても本発明を容易に適用可能で ある。
[0040] 第 2の実施形態.
本発明に係る実施形態においては、増幅後の送信無線信号 Sの一部を取得し、減 衰させること〖こよって、ノイズを相殺する信号を生成し、加算することができればよぐ 上述の実施形態以外にも種々の構成を採用可能である。図 3は本発明の第 2の実施 形態に係るノイズ低減回路 18aの詳細構成を示すブロック図である。図 3のノイズ低 減回路 18aは、図 2のノイズ低減回路 18に比較して、図 2の相殺信号加算回路 25の 代わりに、相殺信号加算回路 26を備えたことを特徴としている。図 3において、相殺 信号加算回路 26は、キャパシタ 27と、結合器 26a, 26bと、信号線路 26cとを備えて 構成される。すなわち、送信レベル検出回路 70への伝送線路を含む結合器 26aを 用いて、送信無線信号 Sの一部を取得する構成を採用している。以下、図 3の構成に ついて、図 2の相違点についてのみ詳述する。
[0041] 図 3において、インピーダンス整合回路 23の出力端子は、キャパシタ 27及び結合 器 26aを介して送信レベル検出回路 70に接続され、インピーダンス整合回路 23から 出力される送信無線信号 Sの一部が送信レベル検出回路 70内の検波器に供給され 、送信無線信号 Sのレベル検出に利用されている。
[0042] そこで、本実施形態においては、受動回路によって相殺信号加算回路 26を構成 する。相殺信号加算回路 26の結合器 26aは、キャパシタ 27と送信レベル検出回路 7 0との間の伝送線路と、それに対して電磁的に結合するように近接に配置された伝送 線路とを備え、後者の伝送線路は信号線路 26cを介して結合器 26bに接続される。 従って、キャパシタ 27から送信レベル検出回路 70に伝送される送信無線信号 Sの一 部を結合器 26aにより取得した後、信号線路 26cを介して結合器 26bに伝達する。
[0043] また、相殺信号加算回路 26の結合器 26bは、バイパスキャパシタ 24aと直流電圧 源 Vccとの間の伝送線路と、それに対して電磁的に結合するように近接して配置され た伝送線路とを備えて構成され、結合器 26bは漏洩信号 Nに、結合器 26aで取得し た送信無線信号 Sの一部を加算することにより、漏洩信号 Nを低減するように相殺す る。すなわち、電源ライン回路 24から結合器 26bに入力される漏洩信号 Nに対して、 結合器 26aから信号線路 26cを介して結合器 26bに入力される送信無線信号 Sの一 部の信号が略逆位相かつ略同振幅となるように、電源ライン回路 24の線路長及び特 性インピーダンスと、インピーダンス整合回路 23、結合器 26a及び信号線路 26cの線 路長及び特性インピーダンスとを予め調整されている。従って、相殺信号加算回路 2 6の結合器 26bは、電源ライン回路 24から結合器 26bに入力される漏洩信号 Nに、 結合器 26aにより取得された送信無線信号 Sの一部の信号を加算することにより、漏 洩信号 Nは抑圧され直流電圧源 Vcc側に伝達されな ヽ。
[0044] 本実施形態においても、上述の実施形態と同様に、受動回路である相殺信号加算 回路 26によって容易に漏洩信号 Nに対して、相殺する信号を加算することができる。 また、漏洩信号 Nを相殺するために増幅回路等の新たな電力消費を必要とせず、受 動回路によって極めて簡単に実現することができる。
[0045] さらに、キャパシタ 24a及び 1Z4波長の伝送線路 24bからなる電源ライン回路 24に よって送信無線信号 Sが電源ライン回路 24に漏洩する電力を抑える仕組みを維持し ながら、さら〖こ、漏洩信号 Nを相殺する電力を供給することが可能になる。この構成に 伴って、極めて高い自由度で相殺信号加算回路 26を設計することが可能になる。な お、相殺信号加算回路の設計自由度が高いことに起因して、各種の回路によって相 殺信号加算回路を構成することが可能になり、図 2や図 3に示す種々の構成を採用 することが可能になる。
[0046] 第 3の実施形態.
図 4は本発明の第 3の実施形態に係るノイズ低減回路 18bの詳細構成を示すプロ ック図である。図 4のノイズ低減回路 18bは、図 1のノイズ低減回路 18に比較して、相 殺信号加算回路 25の代わりに、相殺信号加算回路 28を備えて構成したことを特徴 としている。本実施形態においては、相殺信号加算回路 28は伝送線路 28a, 28b, 28c, 28dを備えて構成され、バイパスキャパシタ 24aと直流電圧源 Vccとの間の伝 送線路 28c, 28b、並びにインピーダンス整合回路 23とアンテナ 11との間の伝送線 路 28a, 28dの線路長、配線間距離 (なお、好ましくは、さらに特性インピーダンス）を 変化させることにより、送信無線信号 Sに対する減衰及び位相の調整を行っている。
[0047] 図 4において、伝送線路 24bとキャパシタ 24aとの接続点は、伝送線路 28c及び伝 送線路 28bとを介して直流電圧源 Vccに接続される一方、インピーダンス整合回路 2 3の出力端子は伝送線路 28d及び伝送線路 28aを介してアンテナ 11への出力端子 T2に接続されている。ここで、結合器 28Aは、互いに電磁的に結合するように近接 に配置された 1対の伝送線路 28a, 28bを備えて構成され、配線間距離、平行長によ つて主に送信信号 Sの減衰量が調整される。また、伝送線路 28cは位相調整用伝送 線路であり、互いに相殺されるように、伝送線路 28cの線路長及び特性インピーダン スが調整される。すなわち、本実施形態においては、インピーダンス整合回路 23とァ ンテナ 11との間の伝送線路 28a, 28dを用いて、送信無線信号 Sの一部を取得する 独立した回路を設けることなぐインピーダンス整合回路 23と、伝送線路 28b, 28cと ともに相殺信号加算回路 28を構成している。
[0048] 以上のように構成された相殺信号加算回路 28においては、漏洩信号 Nは送信無 線信号 Sの一部と相殺され、直流電圧源 Vcc側に伝達されることはない。また、上述 の実施形態と同様に、受動回路によって容易に、漏洩信号 Nを相殺する信号を、電 源ライン回路 24側の伝送線路 28bに加算することができる。また、漏洩信号 Nを相殺 するために増幅回路等の新たな電力消費を必要とせず、受動回路によって極めて簡 単に実現することができる。さらに、電源ライン回路 24によって、送信無線信号 Sが電 源ライン回路 24に漏洩する漏洩信号 Nの電力を抑える仕組みを維持しながら、漏洩 信号 Nを送信無線信号 Sの一部を用いて相殺する電力を供給することが可能になる 。この構成に伴って、極めて高い自由度で相殺信号加算回路 28を設計することが可 會 になる。
[0049] 第 4の実施形態.
図 5は本発明の第 4の実施形態に係るノイズ低減回路 18cの詳細構成を示すブロッ ク図である。図 5のノイズ低減回路 18cは、図 1のノイズ低減回路 18に比較して、図 1 の相殺信号加算回路 25に代えて、相殺信号加算回路 29を備えたことを特徴として いる。本実施形態においては、相殺信号加算回路 29は、互いに電磁的に結合する ように近接して配置された 1対の伝送線路 29a, 29cにてなる結合器 29Aと、位相調 整用伝送線路 29dと、互いに電磁的に結合するように近接して配置された 1対の伝 送線路 29b, 29eにてなる結合器 29Bとを備えて構成され、バイパスキャパシタ 24aと 直流電圧源 Vccとの間の伝送線路 29b、インピーダンス整合回路 23とアンテナ 11と の間の伝送線路 29a、並びに、これらの間に形成された伝送線路 29c, 29d, 29eの 線路長、配線間距離 (なお、好ましくはさらに特性インピーダンス)を調整することによ り、送信無線信号 Sに対する減衰及び位相の調整を行って!/、る。
[0050] 図 5において、結合器 29Aの伝送線路 29cにより送信無線信号 Sの一部を取得し、 その一部の信号を位相調整用伝送線路 29dを介して結合器 29Bの伝送線路 29eに 伝達し、その位相及び振幅を調整することにより、電源ライン回路 24に接続された伝 送線路 29bを伝送する漏洩信号 Nは、上記取得された送信無線信号 Sの一部の信 号により相殺され、直流電圧源 Vcc側に伝達されることはない。
[0051] 本実施形態においても、上述の実施形態と同様に、受動回路によって容易に漏洩 信号 Nを相殺する信号を、電源ライン回路 24を流れる漏洩信号 Nに加算することが できる。また、漏洩信号 Nを相殺するために増幅回路等の新たな電力消費を必要と せず、受動回路によって極めて簡単に実現することができる。さらに、ノ ィパスキャパ シタ 24a及び 1/4波長の伝送線路 24bにてなる電源ライン回路 24によって送信無 線信号 Sが電源ライン回路 24に漏洩する電力を抑える仕組みを維持しながら、漏洩 信号 Nを相殺する電力を供給することが可能になる。さらに、この構成に伴って、極 めて高い自由度で相殺信号加算回路 29を設計することが可能になる。
[0052] 図 6は図 4の位相調整用伝送線路 28c, 29dの一例の詳細構成を示す回路図であ る。位相調整用伝送線路 28c, 29dは例えば、図 6に示すように、キャパシタ C1とイン ダクタ L1との L型回路であり、キャパシタ C1とインダクタ L1の各値を調整することによ り、移相量を含む線路長、振幅及び特性インピーダンスを調整することができる。な お、当該位相調整用伝送線路 28c, 29dの電気的特性のシミュレーション結果は詳 細後述する。また、伝送線路 29dにおいては、キャパシタ C1とインダクタ L1の直列回 路でもよぐ抵抗を含む回路であってもよい。
[0053] プリント配線基板への適用例. 以上のように、本発明に係る各実施形態は上述のような各種回路によって実現可 能であり、相殺信号加算回路 26— 29は信号増幅器 IC125が実装されたプリント配 線基板 (誘電体基板） 110上で実現してもよいし、信号増幅器 IC125の内部で実現 してもよく種々の態様を採用可能であり、以下に詳述する。
[0054] 図 7は図 4のノイズ低減回路 18cをプリント配線基板 120に適用したときの第 1の適 用例を示す平面図である。すなわち、図 7は、プリント配線基板 110上に実装された 信号増幅器 IC125とその周辺の回路とを例示した図であり、図 67においては信号増 幅器 IC125の電源端子 125aと出力端子 125bとに接続されたプリント配線基板 110 上のストリップ導体 121, 122を示している。ここで、ストリップ導体 121と、プリント配 線基板 110の裏面に形成された接地導体 111 (図 9参照）とにより、マイクロストリップ 線路 121Aを構成し、ストリップ導体 122と、プリント配線基板 110の裏面に形成され た接地導体 111 (図 9参照）とにより、マイクロストリップ線路 122Aを構成している。
[0055] 図 7に示す信号増幅器 IC125は、図 4に示すノイズ低減回路 18においてインピー ダンス整合回路 22, 23とトランジスタ回路 21とを内蔵した回路部品であり、電源端子 125aはトランジスタ回路 21とインピーダンス整合回路 23との間に接続され、出力端 子 125bはインピーダンス整合回路 23の出力側に接続されている。従って、図 7にお いて、ストリップ導体 121は図 4の電源ライン回路 24の伝送線路 24bを含み、ストリツ プ導体 122はアンテナ 11とインピーダンス整合回路 23との間の線路導体に相当す る。ストリップ導体 121の一部にバイパスキャパシタ 24aが接続され、当該バイパスキ ャパシタ 24aとトランジスタ回路 21の出力端子との間のストリップ導体 121、信号増幅 器 IC125内の配線導体及び電源端子 125aが伝送線路 24bに相当する。なお、バイ パスキャパシタ 24aの他端はプリント配線基板 110を厚さ方向に貫通するスルーホー ルに充填されたスルーホール導体 80を介して接地導体 111に接続され接地される。 そこで、図 7に示す第 1の適用例においては、出力端子 125bに接続されたストリップ 導体 122の線路長や形状等を調整しながら、その一部でストリップ導体 121と電磁的 に結合するように近接に配置されて結合器 28Aを構成することにより、当該結合器 2 8Aにてストリップ導体 121上を伝送する漏洩信号 Nを、ストリップ導体 122上を伝送 する送信無線信号 Sの一部の信号で相殺する。 [0056] 以上のように構成された第 1の適用例によれば、任意の信号増幅器 IC 125を実装 したプリント配線基板 110において、信号増幅器 IC125から電源ライン回路 24側に 漏洩する漏洩信号 Nが無視できな 、場合であっても、容易に当該漏洩信号 Nを相殺 することができる。
[0057] 図 8は図 4のノイズ低減回路 18cを信号増幅器 IC125に適用したときの第 2の適用 例を示す平面図である。図 8に示すように、信号増幅器 IC 125内で漏洩信号 Nを相 殺し、信号増幅器 IC 125からノイズが漏洩しないように構成することも可能である。す なわち、信号増幅器 IC125は電源端子 125aと出力端子 125bとを備えており、信号 増幅器 IC125は、図 4のノイズ低減回路 18に示すインピーダンス整合回路 22, 23と トランジスタ回路 21とバイパスキャパシタ 24aと伝送線路 24bと相殺信号加算回路 25 とに相当する回路を内蔵して 、る。
[0058] 図 8の信号増幅器 IC125の半導体基板上において、トランジスタ回路 21と電源端 子 125aとの間に、伝送線路 24b及び結合器 28Aの伝送線路を含むストリップ導体 1 23が形成され、トランジスタ回路 21と出力端子 125bとの間に、インピーダンス整合 回路 23及び結合器 28Aの伝送線路を含むストリップ導体 124が形成される。ここで、 ストリップ導体 123と、半導体基板 110Aの裏面に形成された接地導体（図示せず。 図 9等の接地導体 110に対応する。）とによりマイクロストリップ線路 123Aを構成し、 ストリップ導体 124と、半導体基板 110Aの裏面に形成された接地導体（図示せず。 図 9等の接地導体 110に対応する。 )とによりマイクロストリップ線路 124Aを構成する 。なお、ストリップ導体 123の一部にバイパスキャパシタ 24aの一端が接続され、その 他端は、半導体基板 110Aを厚さ方向に貫通するスルーホールに充填されたスルー ホール導体 80を介して接地導体に接続されて接地される。インピーダンス整合回路 23は、ストリップ導体 124の一部と、各一端がスルーホール導体 80を介して接地され たキャパシタ 126, 127とにより構成されている。ここで、インピーダンス整合回路 23と 、ストリップ導体 124と、ストリップ導体 123と、 2本のストリップ導体 123, 124力 ^互!ヽ に電磁的に結合するように近接に配置されてなる結合器 28Aとにより相殺信号加算 回路 28を構成している。
[0059] なお、図 8において、インピーダンス整合回路 22の図示を省略している。ここで、ス トリップ導体 124の線路長や形状等を調整することにより、結合器 28Aにて漏洩信号 Nに、送信無線信号 Sの一部を加算することにより漏洩信号 Nを実質的に相殺する。 以上の構成によれば、信号増幅器 IC125の電源端子 125aより外部回路に漏洩信 号 Nが漏洩しな 、ようにできる。
[0060] また、上述の各実施形態で説明した回路要素と異なる要素によって本発明に係るノ ィズ低減回路を構成してもよい。例えば、上述の伝送線路 24bは、ストリップ導体 121 , 122によって構成してもよいが、トランジスタ回路 21の出力端子にチョークコイルと バイパスキャパシタとからなる回路を接続することによって送信無線信号 Sの周波数 に対して高インピーダンスとなる回路を構成してもよい。さらに、上述の受動回路はス トリップ導体 121— 124などの配線パターン以外にも各種の回路要素にて構成する ことが可能であり、コイル、キャパシタ、抵抗の各種要素の組み合わせを採用可能で ある。
[0061] なお、図 7及び図 8の適用例では、信号増幅器 IC125を用いている力 本発明はこ れに限らず、 IC内に信号増幅器を形成せず、電界効果トランジスタを用いて信号増 幅器を構成してもよい。
[0062] さらに、上述の例においては、電源ライン回路 24と相殺信号加算回路 25とがプリン ト配線基板 110又は半導体基板 110A上の同じ層にある例を説明した力 これらの 回路は異なる層に形成されていてもよい。すなわち、相殺信号加算回路 25によって 、インピーダンス整合回路 23とアンテナ 11との間のストリップ導体 121又は 123から バイパスキャパシタ 24aと直流電圧源 Vccとの間のストリップ導体等の配線へ電力を 伝達することができる限りにおいて、電源ライン回路 24と相殺信号加算回路 25とが 異なる層に形成されていてもよぐ種々の構成を採用可能である。むろん、電源ライン 回路 24と相殺信号加算回路 25とのいずれか 1つ又は双方がスルーホール導体 80 を介して複数の層に形成されていてもよい。以下に特に、結合器 28Aの実施例につ いて詳述する。
[0063] 図 9は図 4の結合器 28 Aをプリント配線基板 120に適用したときの図 7の実施形態 例を示す縦断面図である。図 9において、裏面に接地導体 111が形成されたプリント 配線基板 110上に結合器 28Aの 1対の伝送線路のストリップ導体 28as, 28bsが互 ヽに電磁的に結合するように近接して並置されて形成されて!、る。以上の構成により 、結合器 28Aを構成している。
[0064] 図 10は図 4の結合器 28Aをプリント配線基板 120に適用したときの第 1の変形例を 示す縦断面図である。図 10において、裏面に接地導体 111が形成されたプリント配 線基板 110上に結合器 28Aの 1対の伝送線路のストリップ導体 28as, 28bsが互い に電磁的に結合するように近接して形成されて ヽるが、プリント配線基板 110のおも て面上にストリップ導体 28asが形成され、その上に誘電体層 112が形成され、その 上にストリップ導体 28bsがストリップ導体 28asの直上の位置に形成されている。以上 の構成により、結合器 28 Aを構成している。
[0065] 図 11は図 4の結合器 28Aをプリント配線基板 120に適用したときの第 2の変形例を 示す縦断面図である。図 11の第 2の変形例は、図 10の第 1の変形例に比較して、誘 電体層 112上にストリップ導体 28bsがストリップ導体 28asの直上の位置力もずれた 位置に形成されている。以上の構成により、結合器 28Aを構成している。
[0066] 図 12は図 4の結合器 28Aをプリント配線基板 120に適用したときの第 3の変形例を 示す縦断面図である。図 12の第 3の変形例は、図 10の第 1の変形例に比較して、結 合器 28Aの 1対のストリップ導体 28as, 28bsが互いに直交するように形成されて!、る 。以上の構成により、結合器 28Aを構成している。
[0067] 図 9乃至図 12の例では、 2層構造を示している力 本発明はこれに限らず、 3層以 上の構造で任意の層にストリップ導体 28as, 28bsで形成してもよい。また、 1対のスト リップ導体 28as, 28bsは互いに平行である必要はなぐまた、同一の線路幅でなくて ちょい。
[0068] さらに、図 2のノイズ低減回路 18への入力信号が矩形波のクロック信号の場合につ いて以下に検討する。図 13は図 2のノイズ低減回路 18の入力信号である矩形波のク ロック信号の時間波形を示す図であり、図 14は図 13の矩形波のクロック信号の周波 数成分の周波数特性を示す図である。図 2のノイズ低減回路 18への入力信号力 図 13に示すような矩形波のクロック信号の場合においては、当該クロック信号は図 14 に示すように、高調波成分を含み比較的広!、周波数帯域にぉ 、て周波数成分を有 し、通信システムの周波数帯と上記クロック信号の高調波成分が重なる箇所では、通 信システムの回路 (特に、受信回路）に対して、無線信号の周波数帯、並びに、低域 周波数変換された後の中間周波数の中間周波信号の周波数帯、ベースバンド信号 の周波数帯などの上記無線信号の周波数帯に関連する周波数帯において、干渉を 与えるなど影響が発生する可能性がある。特に、受信周波数帯と上記クロック信号の 高調波成分とが重なる場合には、微小な受信信号電力を正しく復元できなくなり、例 えば携帯電話機の場合は通話できなくなる。クロック信号を増幅する場合、ノィァス 回路側には全ての高調波成分が漏洩するが、本実施形態に係るノイズ低減回路 18 , 18a, 18b, 18cを用いることにより、通信システムに影響する周波数帯のみ (電源ラ イン回路 24は上述のように、所定の周波数帯のみを除去し又は所定の別の周波数 帯のみを通過するフィルタ回路として動作するため）漏洩信号 Nを大幅に低減するこ とができるという特有の作用効果を有する。なお、この場合においては、例えば、トラ ンジスタ回路 21は無線通信装置の無線受信回路 13内に設けられた混合器などの 回路である。さらに、以上のように図 13及び図 1を参照して説明した適用例について は、例えば、ディジタル回路へも適用できる。
実施例
[0069] 図 15は本発明者らによるシミュレーションにおいて用いた、図 5のノイズ低減回路 1 8cに実質的に対応するシミュレーション回路の回路図である。図 15において、当該 シミュレーション回路は、アジレント社製のシミュレータ ADS (Advanced Design Syste m)を用いてハーモニックバランス解析法により実現したものであり、内部出力抵抗 Rr を含む基準高周波信号発生器 30と、伝送線路 31— 38, 39a, 39b, 40— 43と、電 界効果トランジスタ TR1, TR2と、抵抗 Rl l, R21と、キャパシタ CI 1— C13, C21と 、インダクタ Ll l, L21と、直流電圧源 51, 52と、負荷抵抗 Rとを備えて構成される。
し
ここで、 1対の伝送線路 39a, 39bにより結合器 39を構成し、伝送線路 38とキャパシ タ C13と結合器 39とにより相殺信号加算回路 60を構成している。以上のように構成 されたシミュレーション回路において、伝送線路 42, 43の接続点であるモニタ点 Tm でバイアス電圧の電圧波形を測定した。
[0070] 図 16は図 15のシミュレーション結果であって、ノイズ低減効果を確認するためのノ ィズ低減回路 60の有無のときのバイアス電圧の時間波形を示す波形図である。図 1 6から明らかなように、ノイズ低減回路 60が無い場合には、バイアス電圧において漏 洩信号 Nの重畳が認められるが、ノイズ低減回路 60が有る場合には、漏洩信号 Nが 大幅に低減されて 、ることがわかる。
[0071] 図 17は図 6の位相調整用伝送線路における通過係数の相対電力の周波数特性を 示すグラフであり、図 18は図 6の位相調整用伝送線路における通過係数の位相の周 波数特性を示すグラフである。図 17及び図 18から明らかなように、周波数に応じて 通過電力を変化でき、移相量を変化できることがわかる。
[0072] 本発明の実施形態のまとめ.
本発明によれば、信号増幅手段において増幅した出力信号が電源ライン回路に漏 洩する際に当該出力信号の一部を減衰させ、上記漏洩する出力信号に対して略逆 位相かつ略同振幅となる信号を加算することによってノイズを抑えている。すなわち、 抑えるべきノイズは信号増幅器によって増幅された出力信号が電源ライン回路に漏 洩する信号であり、微弱な信号である。一方、信号加算手段によって生成される信号 は、信号増幅手段によって増幅された後の出力信号の一部から生成され、当該増幅 後の出力信号は大きな電力を持つ信号である。
[0073] 従って、本発明における信号加算手段においては、上記略逆位相かつ略同振幅と なる信号を生成するために増幅回路は全く不要であり、出力信号を減衰させることに よって生成することができる。この結果、電力消費を伴うことなく電源ライン回路に漏 洩する出力信号を相殺する回路を提供することができる。また、上記略逆位相かつ 略同振幅となる信号を生成するにあたり、増幅回路等を形成するための部品は全く 不要であり、回路の小型化を阻害することなく信号加算手段を実現することができる
[0074] ここで、信号増幅手段としては、入力信号を増幅して出力信号を得る回路であれば よぐ電源ライン回路を介して供給された電力を利用して入力信号を増幅する。むろ ん、当該信号増幅手段に対して接続された各ラインにおいて適宜インピーダンス整 合を行ったり、フィルタを挿入することは可能である。
[0075] また、本発明では入力信号を増幅して出力信号を得る際に電源ライン回路に漏洩 する信号を抑えることとしている。従って、信号が電源ライン回路に漏洩するような信 号増幅手段を本発明の適用対象とすればその効果が顕著に現れ、高周波信号 (例 えば、 30MHz以上の信号)の増幅手段は本発明の適用対象例となる。このため、 8 00MHz〜2GHz帯を利用する現在の携帯電話機や 2GHz, 5GHz帯を利用する現 在の無線 LAN等は本発明の好適な適用対象である。
[0076] また、上記信号加算手段においては、上記信号増幅手段からの出力信号の一部を 取得する。すなわち、本発明においては、信号増幅手段によって増幅した出力信号 を用いて信号増幅手段力 漏洩する出力信号を相殺するが、信号増幅手段におい て前者は増幅によって取得すべき出力信号であり、後者は不要なノイズであるため、 一般に前者の方が後者よりはるかに大きい。従って、上記信号加算手段においては 、上記信号増幅手段からの出力信号の一部を取得するのみで、充分に上記漏洩す る信号を相殺可能な信号を取得することができる。
[0077] また、出力信号の一部を取得するためには種々の構成を採用可能であり、出力信 号を伝送する配線と導通する配線が必須というわけではない。すなわち、出力信号 が高周波信号であれば、当該出力信号が伝送される伝送線路の付近に信号加算手 段の一部となる回路を配線すれば、出力信号が当該信号加算手段の一部となる回 路に漏洩する。そこで、上記信号増幅手段の出力ラインとの導通を確保されていな い配線によって出力信号の一部を取得する構成を採用してもよい。この構成によれ ば、上記信号増幅手段の出力電力を過度に損なうことなく上記電源ライン回路に漏 洩する出力信号を相殺する信号を生成することができる。
[0078] また、上記信号加算手段においては、上記信号増幅手段からの出力信号を減衰さ せることができればよぐ上述のように出力信号の一部を取得することによって同時に 信号を減衰させる構成であってもよいし、出力信号の一部を取得して電力が減衰し た信号をさらに減衰させる構成であってもよい。このような信号の減衰は電源カも電 力の供給を受けることなく実施することができるので、極めて簡単な構成によって当 該減衰を実現可能である
[0079] さらに、上記信号加算手段によって生成する信号は、上記電源ライン回路に漏洩 する出力信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる信号であればよい。すなわち、 当該電源ライン回路に漏洩する出力信号を相殺する信号を生成することができれば よい。むろん、電源ライン回路に漏洩する出力信号に対して正確に逆位相かつ同振 幅となる信号であれば、当該漏洩する信号を相殺することができる。しかし、漏洩する 信号の位相や振幅を正確に特定することが困難なのであれば、信号加算手段にお V、て信号を加算して少なくとも上記漏洩する信号を減衰させることができればよ!/、。
[0080] この意味では、信号加算手段において上記電源ライン回路に漏洩する出力信号に 対して略逆位相かつ略同振幅となる信号を生成することができればよい。例えば、現 実的に選択可能な配線や部品等によって、上記電源ライン回路に漏洩する出力信 号に対して略逆位相かつ略同振幅となる信号を生成するように構成すればょ 、。
[0081] また、上記出力信号が所定の周波数帯域を有している場合もあるので、信号加算 手段においては、上記電源ライン回路に漏洩する出力信号における周波数帯域内 で最も振幅の大きな信号、最も伝達効率の大きな信号など、最も抑えたい周波数の 信号を選択し、この信号に対して略逆位相かつ略同振幅の信号を加算する構成とし てもよい。
[0082] なお、本発明において、上記電源ライン回路に漏洩する出力信号は、信号増幅手 段によって増幅された信号の一部であり、増幅された信号の周波数帯域と略一致し ている。従って、増幅された信号の一部によって電源ライン回路に漏洩する出力信 号を相殺することで、極めて容易に上記電源ライン回路に漏洩する出力信号の全周 波数帯域について漏洩信号を減衰させることが可能である。
[0083] さらに、本発明における信号加算手段を受動回路によって構成してもよい。すなわ ち、受動回路は、抵抗、キャパシタ、コイル等、増幅作用を持たない回路の構成要素 である。これらの構成要素は信号に対して減衰と位相の変動とを与えながら信号を伝 送するが、本発明においては、大きな電力を持つ出力信号の一部を減衰させて上記 電源ライン回路に漏洩する信号を生成すればよいので、受動回路によってこの信号 を容易に生成可能である。また、受動回路であることから、この信号の生成に際して 電源力もの電力供給が全く不要である。さらに、簡単な構成要素によって信号加算 手段を実現可能であるため、容易に機器を小型化することができる。
[0084] このように、受動回路で信号加算手段を構成する例として、配線のみで信号加算手 段を構成する例を採用してもよい。すなわち、配線の長さや形状、近接配置された配 線間の距離、並行配線長等を調整することによって出力信号の位相と振幅とを調整 することが可能であるため、当該配線によって上記信号増幅手段力 の出力信号の 一部を取得し、電源ライン回路に加算して上記漏洩する出力信号を相殺する構成と することができる。この構成によれば、極めて簡単に信号加算手段を形成することが できる。
[0085] なお、本発明は、電源ライン回路に漏洩する出力信号を抑えるための構成を採用 している信号増幅手段に適用してもよい。すなわち、電源ライン回路においては、出 力信号の周波数に対してインピーダンスを調整することで当該出力信号の漏洩を抑 えることができる。例えば、上記電源ライン回路において、上記漏洩する出力信号の 周波数にぉ ヽてグラウンドが略短絡される低インピーダンス部と、当該低インピーダ ンス部と上記信号増幅手段との間の電源ライン回路を上記漏洩する出力信号の周 波数に対して略開放とする高インピーダンス部とを形成する。
[0086] この構成によれば、高インピーダンス部と低インピーダンス部とによって上記電源ラ イン回路に漏洩する出力信号を抑えることができる。ところが、現実の回路部品によ つてこのような回路を構成したとしても、漏洩する出力信号を完全に" 0"にすることは できず、その電力の一部は電源側に漏洩してしまう。このような漏洩は、小型化、低 消費電力化が進んで 、る近年の電子機器にぉ 、て、その影響を無視できなくなって いる。
[0087] そこで、電源ライン回路において上述のようにインピーダンスによって出力信号の 漏洩を抑えている構成に対して本発明を適用すれば、電源ライン回路に対する出力 信号の漏洩を極めて小さなレベルに抑えることができる。このとき、上記信号加算手 段によって生成した信号を上記低インピーダンス部より電源側に加算する。すなわち 、上記電源ライン回路においては、低インピーダンス部と高インピーダンス部との糸且 み合わせによって信号の漏洩を防止して ヽるため、低インピーダンス部より電源側に 信号加算手段による信号を加算すれば、低インピーダンス部と高インピーダンス部と の組み合わせによって信号の漏洩を防止する仕組みを維持しながら、低インピーダ ンス部力 電源側に漏洩する信号をさらに抑えることができる。 [0088] なお、上記低インピーダンス部と高インピーダンス部とは、両者が組み合わされるこ とによって電源ライン回路に漏洩する信号を抑えるように構成されて 、ればよ 、。伹 し、実際の回路部品等によってこれらの低インピーダンス部と高インピーダンス部とを 構成しても、低インピーダンス咅によるインピーダンスを" 0",高インピーダンス咅によ るインピーダンスを無限大にすることはできない。この意味で、低インピーダンス部に おいては、出力信号の周波数における信号をグラウンドに対して略短絡、高インピー ダンス部においては、上記漏洩する出力信号の周波数における信号に対して略開 放となることによって漏洩する信号を抑えることができればよい。
[0089] このような構成としては、例えば、低インピーダンス部を上記漏洩する出力信号の周 波数の信号を通過させるキャパシタによって構成し、当該低インピーダンス部と信号 増幅手段との間を上記漏洩する出力信号の 1Z4波長の長さの伝送線路で構成す れば上記高インピーダンス部を形成することができる。この構成によれば、極めて簡 単な回路によって低インピーダンス部と高インピーダンス部とを構成することができる
[0090] なお、以上のように低インピーダンス部と高インピーダンス部との組み合わせによつ て信号の漏洩を防止する仕組みを維持しながら信号加算手段によって信号を加算 することにより、信号加算手段における設計の自由度を極めて高くすることができる。 すなわち、信号増幅手段の電源ライン回路に対して信号の加算を行う構成を採用す る場合、一般には、信号増幅手段から見た電源ライン回路のインピーダンスが変動 するため、信号増幅手段においてこの変動に合わせた設計を行う必要がある。
[0091] しかし、上述のように、上記低インピーダンス部より電源側に信号加算手段で生成し た信号を加算する構成であれば、信号増幅手段力 みるとグラウンドに略短絡されて いる低インピーダンス部より電源側に信号加算手段による加算が行われるため、信号 増幅手段から見たインピーダンスはほとんど変化しない。従って、低インピーダンス部 より電源側に信号を加算する限り、信号加算手段における回路構成は自由に決定す ることができ、極めて自由度の高い設計を行うことができる。
[0092] さらに、上記低インピーダンス部によって上記漏洩する出力信号の周波数において グラウンドが略短絡されるが、信号加算手段によって加算される信号は上記出力信 号の一部を取得して減衰させたものであるため、当該加算される信号の周波数にお いても低インピーダンス部によってグラウンドが略短絡される。従って、信号加算手段 によって加算される信号を信号増幅手段側に漏洩させることなぐ信号の相殺を行う ことができる。
[0093] さらに、本発明に係るノイズ低減装置は、各種の信号増幅手段に対して適用するこ とが可能である。例えば、一つの部品として上記信号増幅手段が提供され、この部品 が基板上に実装されている場合に当該基板に対して信号加算手段を形成すれば、 この部品から漏洩する信号を抑えることができる。従って、ノイズを漏洩させる部品を 使用した場合であっても容易にそのノイズを抑えることが可能である。
[0094] さらに、本発明によってノイズを漏洩させない部品を提供することも可能である。そ のための例として、本発明に係る信号増幅手段と信号加算手段を備えるとともに、上 記電源ライン回路に接続された電源端子と上記出力信号を出力する出力端子とを備 えた部品を構成してもよい。すなわち、この部品の内部にて電源ライン回路に漏洩す る出力信号が相殺されており、上記電源端子力 出力信号が漏洩することはない。 従って、この部品の利用者は漏洩信号を考慮することなく電源端子力 所定の電力 を供給し、出力端子力 出力信号を得ることが可能である。
[0095] さらに、本発明の適用対象の例としてモパイル通信機器などの無線通信装置を採 用可能である。すなわち、モノィル通信機器においては、信号増幅手段によって送 信信号を得ており、当該送信信号はこの機器内で大きな電力となる場合が多い。ま た、モパイル通信機器は、近年小型化、低消費電力化が進んでおり、上記信号増幅 手段によって増幅した出力信号による影響が無視できない場合もある。そこで、本発 明の信号増幅手段と信号加算手段とを備えたモパイル通信機器を構成すれば、ノィ ズの影響を受けることなく小型、低消費電力のモパイル通信機器を提供することが可 能である。
[0096] 以上においては、本発明が装置として実現される場合について説明した力 かかる 装置を実現する方法においても本発明を適用可能である。むろん、その実質的な動 作については上述した装置の場合と同様である。また、以上のようなノイズ低減装置 は単独で実現される場合もあるし、ある方法に適用され、あるいは同方法が他の機器 に組み込まれた状態で利用されることもあるなど、発明の思想としてはこれに限らず、 各種の態様を含むものである。
産業上の利用可能性
以上詳述したように、本発明に係るノイズ低減回路及び方法によれば、電源から電 源ライン回路を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信号を出力し、 上記出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏 洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相 殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺 する。これにより、小型化、低消費電力化を損なうことなく簡単な構成によってノイズを 大幅にかつ有効的に低減できる。従って、携帯電話機や GPS受信装置などの無線 通信装置に広く適用することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 電源力 電源ライン回路を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信 号を出力する信号増幅手段と、
上記信号増幅手段力 の出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上 記電源ライン回路に漏洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺 信号を生成し、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏 洩信号を実質的に相殺する信号加算手段とを備えたことを特徴とするノイズ低減回 路。
[2] 上記信号加算手段は、複数の受動素子にてなる受動回路であることを特徴とする 請求項 1記載のノイズ低減回路。
[3] 上記信号加算手段は、互いに電磁的に結合するように近接して配置された 1対の 伝送線路力もなる結合器を用いて、上記相殺信号を上記漏洩信号に対して加算す ることを特徴とすることを特徴とする請求項 1又は 2記載のノイズ低減回路。
[4] 上記電源ライン回路は、
上記漏洩信号の周波数にぉ 、て、上記当該漏洩信号を略短絡接地する低インピ 一ダンス部と、
上記低インピーダンス部と上記信号増幅手段との間の接続点を、上記漏洩信号の 周波数において略開放状態とする高インピーダンス部とを備え、
上記信号加算手段は、上記低インピーダンス部より上記電源側の位置で、上記漏 洩信号を上記漏洩信号に対して加算することを特徴とする請求項 1乃至 3のうちのい ずれ力 1つに記載のノイズ低減回路。
[5] 上記高インピーダンス部は上記漏洩信号の 1Z4波長の長さの伝送線路であり、 上記低インピーダンス部は上記漏洩信号の周波数の信号を通過させるキャパシタ であることを特徴とする請求項 4記載のノイズ低減回路。
[6] 上記信号加算手段は、上記信号増幅手段が実装された基板に形成されたことを特 徴とする請求項 1乃至 5のうちのいずれか 1つに記載のノイズ低減回路。
[7] 請求項 1乃至 6のうちのいずれ力 1つに記載のノイズ低減回路を備えた信号増幅器 であって、 上記電源ライン回路に接続された電源端子と、
上記出力信号を出力する出力端子とを備えたことを特徴とする信号増幅器。
[8] 請求項 1乃至 6のうちのいずれ力 1つに記載のノイズ低減回路を備えた無線通信装 置であって、
上記信号増幅手段によって増幅された信号を送信する送信手段を備えたことを特 徴とする無線通信装置。
[9] 所定の周波数を有する無線信号を受信する受信手段を備えた無線通信装置にお いて、
請求項 4又は 5記載のノイズ低減回路を備え、
上記入力信号は矩形波信号であり、
上記電源ライン回路は、上記無線通信装置で用いられる無線信号の周波数又は それに関連する中間周波数若しくはベースバンド信号の周波数において、上記矩形 波信号の周波数成分の一部である漏洩信号を減衰させることを特徴とする無線通信 装置。
[10] 電源力 電源ライン回路を介して電力の供給を受け、入力信号を増幅して出力信 号を出力するステップと、
上記出力信号の一部を取得して減衰させることによって、上記電源ライン回路に漏 洩する漏洩信号に対して略逆位相かつ略同振幅となる相殺信号を生成し、上記相 殺信号を上記漏洩信号に対して加算することにより、上記漏洩信号を実質的に相殺 するステップとを含むことを特徴とするノイズ低減方法。
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