WO2007105564A1

WO2007105564A1 - ジッタ測定装置、電子デバイス、及び試験装置

Info

Publication number: WO2007105564A1
Application number: PCT/JP2007/054450
Authority: WO
Inventors: Kiyotaka Ichiyama; Masahiro Ishida
Original assignee: Advantest Corporation
Priority date: 2006-03-10
Filing date: 2007-03-07
Publication date: 2007-09-20

Abstract

　被測定信号のジッタを測定するジッタ測定器であって、被測定信号の所定のエッジ毎に、略一定のパルス幅のパルスを出力して、被測定信号のジッタを復調した復調信号として出力するパルス発生器と、パルス発生器が出力した復調信号の直流成分を検出する直流成分検出部と、直流成分検出部が検出した復調信号の直流成分に基づいて、パルス発生器が出力するパルスのパルス幅を調整する調整部とを備えるジッタ測定器を提供する。

Description

明細書

ジッタ測定装置、電子デバイス、及び試験装置

技術分野

[0001] 本発明は、ジッタ測定装置、電子デバイス、及び試験装置に関する。特に本発明は

、測定ゲインを調整するジッタ測定装置に関する。本出願は、下記の米国特許出願に関連する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の一部とする。

出願番号 US11Z371, 849 出願曰 2006年 3月 10曰

出願番号 US11Z616, 038 出願日 2006年 12月 26日

背景技術

[0002] ジッタ測定器として、被測定信号の時間方向におけるジッタを、電圧信号に変換して出力する装置が考えられる。このとき、被測定信号のジッタ量 (タイミング変動）は、ジッタ測定器に固有の変換係数 (ジッタゲイン)で、電圧量に変換される。このため、ジッタ測定器におけるジッタゲインは既知であることが好まし、。ジッタゲインが既知であれば、ジッタ測定器が出力する電圧値を、ジッタゲインで除算することにより、時間軸におけるジッタ量を求めることができる。

[0003] ジッタ測定器におけるジッタゲインを求める方法として、被測定信号を測定する前に、既知のジッタ量を印力!]した基準信号をジッタ測定器に入力して、ジッタ測定器が出力する電圧値を測定する方法が考えられる。測定した電圧値と、既知のジッタ量との比から、ジッタ測定器のジッタゲインを予め推定することができる。

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] し力し、被測定信号の測定中に、 PVT (Process, Voltage, Temperature)変動がジッタ測定器に影響すると、ジッタ測定回路の素子の動作特性が動的に変化してしまう。このため、被測定信号の測定前に予め推定したジッタ測定器のゲインと、被測定信号の測定中におけるジッタ測定器のジッタゲインとの間に誤差が生じてしまう場合がある。 [0005] また、ジッタ測定器に入力する基準信号の周波数が高、場合、ジッタ測定器の外部から、ジッタ測定器の内部における測定回路までの伝送経路の LC成分等により、基準信号が劣化してしまう。このため、ジッタ測定器に入力される基準信号のジッタ量が既知の値力も変化してしま!/、、ジッタ測定器のジッタゲインを精度よく推定することが困難である。

[0006] このように、ジッタ測定器のジッタゲインを精度よく推定することが困難なため、被測定信号のジッタ量を精度よく測定することができないという問題が生じてしまう。

[0007] そこで本発明の一つの側面においては、上記の課題を解決することができるジッタ測定装置、電子デバイス、及び試験装置を提供することを目的とする。この目的は、請求の範囲における独立項に記載の特徴の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する。

課題を解決するための手段

[0008] 上記課題を解決するために、本発明の第 1の形態においては、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定器であって、被測定信号の所定のエッジ毎に、略一定のパルス幅のパルスを出力して、被測定信号のジッタを復調した復調信号として出力するパルス発生器と、パルス発生器が出力した復調信号の直流成分を検出する直流成分検出部と、直流成分検出部が検出した復調信号の直流成分に基づいて、パルス発生器が出力するパルスのパルス幅を調整する調整部とを備えるジッタ測定器を提供する。

[0009] 本発明の第 2の形態においては、上記第 1の形態におけるジッタ測定器が設けられた電子デバイスを提供する。

[0010] 本発明の第 3の形態においては、被測定信号のジッタを測定するジッタ測定器が設けられる電子デバイスであって、ジッタ測定器は、被測定信号の所定のエッジ毎に、略一定のパルス幅のパルスを出力して、被測定信号のジッタを復調した復調信号として出力するパルス発生器と、パルス発生器が出力した復調信号の直流成分を検出する直流成分検出部とを有し、電子デバイスは、直流成分検出部が検出した復調信号の直流成分を、電子デバイスの外部に設けられた調整部に出力する出力端子と、復調信号の直流成分のレベルと、予め設定される参照値との差分に応じて調整部が出力する制御信号を、電子デバイスの内部に入力し、パルス発生器が出力するパルスのパルス幅を調整させる入力端子とを備える電子デバイスを提供する。

[0011] 尚、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなぐこれらの特徴群のサブコンビネーションも又、発明となりうる。

発明の効果

[0012] 本発明によれば、温度変動等が生じた場合であっても、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。このため、被試験デバイス 600を精度よく試験することができる。

図面の簡単な説明

[0013] [図 1]図 1は、試験装置 100及び電子デバイス 200の構成の一例を示す図である。

[図 2]図 2は、図 1において説明した試験装置 100の動作の一例を示す図である。

[図 3]図 3は、復調器 230に入力される出力信号、及び復調器 230が出力する復調信号の波形の一例を示す図である。

[図 4]図 4は、 k周期目の復調信号の波形の一例を示す図である。

[図 5]図 5は、キャリブレーション段階 S440の処理の一例を示すフローチャートである

[図 6]図 6は、サイン波の周期ジッタを印加したクロックを、出力信号として復調器 230 に入力した場合における、復調器 230が出力する復調信号を用いて、 VDCと VLとの差分を変化させて復調器 230のゲイン Gをシミュレーション（Matlab)で求めた結果を示す。

[図 7]図 7は、復調器 230の構成の一例を示す図である。

[図 8]図 8は、復調器 230の構成の他の例を示す図である。

[図 9]図 9は、電子デバイス 200の構成の他の例を示す図である。

[図 10]図 10は、電子デバイス 200の構成の他の例を示す図である。

[図 11]図 11は、電子デバイス 200の構成の他の例を示す図である。

[図 12]図 12は、試験装置 100の構成の他の例を示す図である。

[図 13]図 13は、本発明の一つの実施形態に係るジッタ測定装置 400の構成の一例を示す図である。 [図 14]図 14は、ジッタ測定装置 400の他の構成例を示す図である。

[図 15]図 15A及び図 15Bは、調整部 440の構成例を示す図である。

[図 16]図 16は、ジッタ測定装置 400の他の構成例を示す図である。

[図 17]図 17は、ジッタ測定装置 400の他の構成例を示す図である。

[図 18]図 18は、ジッタ測定装置 400の他の構成例を示す図である。

[図 19]図 19Aは、積分器 260の構成の一例を示す図である。図 19Bは、積分器 260 の動作の一例を示すタイミングチャートである。

[図 20]図 20は、本発明の他の実施形態に係る試験装置 500の構成の一例を示す図である。

符号の説明

[0014] 100· · '試験装置、 110·· '測定部、 120·· '判定部、 130·· '積分器、 140· · '切替部、 200· · ·電子デバイス、 210· · ·動作回路、 220· · 'パッケージ部、 230· · '復調器、 232···遅延部、 234···位相検出部、 236···ミキサ、 240···出力部、 250··· 切替部、 260· · '積分器、 262· · 'ソース側トランジスタ、 264· · 'シンク側トランジスタ , 266·· 'ソース側電流源、 268· · 'シンク側電流源、 270· · 'コンデンサ、 300· ··キヤリブレーシヨン装置、 310· ··直流成分検出部、 320· · 'ゲイン算出部、 330· · 'キヤリブレーシヨン部、 340· · '制御部、 400· · ·ジッタ測定装置、 410· · 'パルス発生器、 412· ··可変遅延回路、 414· · '論理回路、 420· · '第 1フィルタ、 430· · ·直流成分検出部、 432· · '第 2フィルタ、 440· · '調整部、 442· · '差動増幅器、 444· · 'コンデンサ、 446·· ·伝送経路、 448、 450、 452、 454· · ·抵抗、 456·· ·差分回路、 458、 460· · ·直列抵抗、 462· ··半導体チップ、 470···出力端子、 472· · '入力端子、 5 00·· '試験装置、 600· · '被試験デバイス

発明を実施するための最良の形態

[0015] 以下、発明の実施の形態を通じて本発明の一つの側面を説明するが、以下の実施形態は請求の範隨こかかる発明を限定するものではなぐ又実施形態の中で説明されて、る特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らな、。

[0016] 図 1は、試験装置 100及び電子デバイス 200の構成の一例を示す図である。電子デバイス 200は、半導体回路等のデバイスであって、位相復調又は周波数復調された被測定信号を生成する。被測定信号は、例えば電子デバイス 200が外部に出力する信号であってよぐまた電子デバイス 200の内部において伝送する信号であってもよい。試験装置 100は、被測定信号に基づいて、電子デバイス 200の良否を判定する。

[0017] 電子デバイス 200は、動作回路 210、復調器 230、及びパッケージ部 220を備える。動作回路 210は、評価又は試験の対象となる回路であり、回路動作に基づく出力信号を出力する。例えば、動作回路 210は、クロック信号を生成する PLL回路であつてよぐその他の信号を発生するロジック回路又はアナログ回路であってもよい。

[0018] 復調器 230は、動作回路 210から出力信号を受け取り、出力信号の位相変調成分又は周波数変調成分を復調した復調信号を被測定信号として出力する。例えば復調器 230は、高周波数のキャリア信号を低周波数の変調成分で変調した出力信号から、低周波数の変調成分を抽出する。

[0019] パッケージ部 220は、動作回路 210及び復調器 230が内部に設けられる。例えばノッケージ部 220は、セラミック又は榭脂等により形成され、動作回路 210及び復調器 230を外部から絶縁する。また、ノッケージ部 220は、電子デバイス 200の内部と外部とを電気的に接続する端子を有する。例えば、パッケージ部 220は、動作回路 2 10が生成する出力信号を出力する端子を有してよぐ復調器 230が生成する信号を出力する端子を有していてもよい。また、パッケージ部 220は、動作回路 210及び復調器 230に対して共通の出力端子を有して、てもよ!/、。

[0020] このような構成により、電子デバイス 200は、低周波数の被測定信号で変調成分を出力することができる。このため、ノッケージ部 220の外部で被測定信号を計測した場合であっても、信号の劣化が小さぐ精度よく位相変調成分又は周波数変調成分を測定することができる。

[0021] 試験装置 100は、測定部 110、判定部 120、及びキャリブレーション装置 300を備える。測定部 110は、電子デバイス 200が出力する復調信号に基づいて、変調成分を測定する。例えば測定部 110は、当該復調信号をサンプリングすることにより、変調成分を測定してよい。また測定部 110は、当該サンプリング結果に基づいて、動作回路 210が出力する出力信号におけるジッタ量を算出してよい。この場合、出力信号に含まれる変調成分が、ジッタ成分に対応する。

[0022] 判定部 120は、測定部 110における測定結果に基づいて、電子デバイス 200の良否を判定する。例えば判定部 120は、測定部 110が測定したジッタ量に基づいて、電子デバイス 200の良否を判定してよ！、。

[0023] キャリブレーション装置 300は、復調器 230に対してキャリブレーションを行う。復調器 230は、入出力間に回路特性に応じたゲインを有するので、試験装置 100に入力される復調信号は、動作回路 210が出力する出力信号に含まれる変調成分に、復調器 230のゲインを乗じたものとなる。このため、キャリブレーション装置 300は、復調器 230のゲインを所定のゲインに調整し、測定部 110に変調成分を精度よく測定させる

[0024] キャリブレーション装置 300は、直流成分検出部 310、ゲイン算出部 320、キヤリブレーシヨン部 330、及び制御部 340を有する。直流成分検出部 310は、電子デバィス 200が出力する復調信号の直流成分を検出する。例えば、直流成分検出部 310 は、復調信号の平均電圧を、復調信号の直流成分として検出してよい。また、直流成分検出部 310は、測定部 110に入力される復調信号を分岐して受け取ってよい。

[0025] ゲイン算出部 320は、直流成分検出部 310が検出した直流成分に基づいて、復調器 230におけるゲインを算出する。キャリブレーション部 330は、ゲイン算出部 320が算出したゲインに基づいて、復調器 230に対してキャリブレーションを行う。当該キヤリブレーシヨンは、復調器 230に対して直接行ってよぐまた試験装置 100が測定する測定値を当該ゲインに基づいて補正することにより、復調器 230に対して間接的にキャリブレーションを行ってもよ、。

[0026] 本例におけるキャリブレーション部 330は、当該ゲインに基づいて、復調信号の測定値に乗算すべき補正値を算出し、判定部 120に通知する。例えばキヤリブレーション部 330は、当該ゲインの逆数を当該補正値として算出する。判定部 120は、当該補正値に基づいて、測定部 110が測定した測定値を補正することにより、復調器 23 0におけるゲインの影響を低減する。

[0027] このような処理により、動作回路 210が出力する変調成分を精度よく測定することができる。また、電子デバイス 200を精度よく試験することができる。 [0028] 制御部 340は、電子デバイス 200を制御し、復調信号を出力させる。例えば、電子デバイス 200は、実動作時に出力信号を外部に出力し、電子デバイス 200の試験時に復調信号を外部に出力する回路であってよい。この場合、制御部 340は、電子デバイス 200の試験時に、電子デバイス 200に復調信号を出力させる。

[0029] 図 2は、図 1において説明した試験装置 100の動作の一例を示す図である。まず出力制御段階 S400において、制御部 340は、電子デバイス 200に、復調信号を出力させる。次に、測定段階 S420において、測定部 110は、復調信号を測定する。

[0030] 次に、キャリブレーション段階 S440において、キャリブレーション装置 300は、復調器 230におけるゲインを算出する。またキャリブレーション装置 300は、当該ゲインに基づいて、キャリブレーションを行う。本例においては、キャリブレーション装置 300は、復調信号の直流成分に基づいてゲインを算出する。またキャリブレーション装置 30 0は、判定部 120に当該ゲインに基づく補正値を通知する。

[0031] 次に、判定段階 S460において、判定部 120は、測定部 110が測定した復調信号のジッタ量に基づいて、電子デバイス 200の良否を判定する。例えば判定部 120は、測定部 110が測定したジッタ量を、予め定められた判定値と比較することにより、電子デバイス 200の良否を判定してよ！、。

[0032] 図 3は、復調器 230に入力される出力信号、及び復調器 230が出力する復調信号の波形の一例を示す図である。図 3に示すように、出力信号は、周波数変調又は位相変調により、各サイクルにおけるパルスのタイミングは、キャリア周期（0、 Τ、 2Τ、 · · ·)に対してずれを有する。また、各パルス間の時間間隔は互いに異なる。

復調器 230は、出力信号のエッジに応じて、所定のパルス幅 Wのパルスを出力することにより、復調信号を出力する。本例において復調器 230は、出力信号の立ち上力 Sりエッジ毎に、当該ノルスを出力する。復調器 230は、当該パルスを生成するパルス発生器を有してよい。パルス発生器は、例えば遅延回路と論理回路とを組み合わせることにより容易に構成することができる。このような動作により、復調器 230は、出力信号のエッジ位置の情報 (変調成分)を抽出した復調信号を生成する。

[0033] 図 4は、 k周期目の復調信号の波形の一例を示す図である。 VHは復調信号が論理値 1を示す場合の電圧値を示し、 VLは復調信号が論理値 0を示す場合の電圧値を示す。また Tは復調信号の平均周期を示し、 Jkは k周期目の周期ジッタ量を示す。

[0034] 復調信号の k周期目の平均電圧は、下式で与えられる。

VH -W +VL(T + Jk-W) (VH-VL)W 1

Vk = ^ ^}- = VL + ^ ^} -

T+Jk T _{l +} Jk_

Τ

···式 (1)

[0035] ここで、 JkZTを Jk'とすると、式（1)は下式となる。 - _{= VL+} (VH-VL)W 1

T \+Jk'

…式 (2)

[0036] Jk'の絶対値が 0.1以下の場合、 l + Jk'

···式 (3)

と 1%以内の誤差で近似できる。式 (3)を式 (2)に代入し、下式が得られる _c Vk

…式 (4)

[0037] 式 (4)からわかるように、平均電圧は周期ジッタ Jk'に比例するので、復調信号を測定することにより、周期ジッタを測定することができる。測定部 110は、復調信号の平均電圧を測定することにより、周期ジッタを測定してよい。

[0038] また、タイミングジッタは、周期ジッタを累積加算した値と等しいので、周期ジッタを積分することによりタイミングジッタを求めることができる。測定部 110は、復調信号を積分した信号に基づいて、復調信号のタイミングジッタを測定してよい。この場合、測定部 110は、積分回路のゲインを予め通知されることが好ましい。積分回路のゲインにより、タイミングジッタを除算することにより、積分回路のばらつきの影響を排除することができる。 [0039] 式 (4)から、復調器 230におけるゲイン Gは、平均電圧と周期ジッタの比例係数として、下式で与えられる。

_G (VH - VL)W

_ T

· · ·式 (5)

[0040] ここで、パルス幅 Wは、プロセス変動、温度等によりばらつくので、電子デバイス 20 0毎にゲイン Gの値もばらついてしまう。キャリブレーション装置 300は、当該ばらつきをキャリブレーションする。

[0041] また、式 (4)の右辺第 2項は、ノルス幅 Wが一定であるので一定値をとる。一方、式

(4)の右辺第 1項は、周期ジッタ Jk'に比例しており、時間平均した値は零となる。よつて、式 (4)の右辺第 2項が復調信号の直流成分 VDCとなり、式 (4)は下式に変形される。

(VH - VL)W

VDC = VL + ^ ^J— = VL _ G

T

· · ·式 (6)

[0042] 式（6)から復調器 230のゲイン Gは、下式となる。 G = VL - VDC

· · ·式 (7)

[0043] 従って、復調信号が論理値 0を示す場合の電圧値 VL、及び復調信号の直流成分の電圧値 VDCを求めることで、復調器 230のゲイン Gを求めることができる。特に、 V L = 0 (GND)の場合、復調器 230のゲイン Gは、復調信号の直流成分の電圧値 VD Cカゝら求めることができる。直流成分検出部 310は、電圧値 VL及び VDCを測定してよい。また電圧値 VLが既知である場合、直流成分検出部 310は、電圧値 VDCを測定してよい。

[0044] ゲイン算出部 320は、直流成分検出部 310の測定結果に基づいて、式（7)を用いてゲイン Gを算出する。キャリブレーション部 330は、当該ゲイン Gに基づく補正係数を判定部 120に通知する。 [0045] 復調信号の周期ジッタ成分 (変調成分）は、復調器 230のゲイン Gに比例して増幅される。従って、測定部 110における周期ジッタの測定値をゲイン Gで除算することで、復調器 230に入力される出力信号の周期ジッタを測定することができる。この結果、復調器 230へのプロセス変動等の影響を排除してジッタを測定することができる。

[0046] プロセス変動によるゲインのばらつきは信号の周波数に依存せず、直流成分に基づくキャリブレーションでプロセス変動の影響を排除することができる。キヤリブレーシヨン部 330は、直流成分に基づいて算出した補正値を、全ての周波数帯域に適用してよい。

[0047] また、キャリブレーションは、試験開始前、または試験開始力電子デバイス 200の良否を判定する間であれば、いずれのタイミングで行ってもよい。また、測定部 110 がジッタ量を測定する場合に、キャリブレーション装置 300が平行してゲインを算出してもよい。

[0048] 図 5は、キャリブレーション段階 S440の処理の一例を示すフローチャートである。まず、制御部 340は、復調信号が論理値 0を示す場合の電圧値 VLが既知であるか否かを判定する（S442)。 VLが既知である場合、 S448の処理を行う。 VLが既知でない場合、制御部 340は、復調器 230に論理値 0の信号を出力させる (S444)。つまり、制御部 340は、電圧値を VLに固定した信号を復調器 230に出力させる。そして、直流成分検出部 310は、復調器 230が出力する信号の電圧値 VLを測定する（S446)

[0049] 次に、制御部 340は、復調器 230に復調信号を出力させる。また、直流成分検出部 310は、復調信号の直流成分を検出する（S448)。直流成分検出部 310は、復調信号の平均電圧を、当該直流成分として検出してよい。

[0050] 次に、ゲイン算出部 320は、論理値 0の電圧値 VL及び直流成分の電圧値 VDCに基づいて、復調器 230のゲイン Gを算出する（S450)。キャリブレーション部 330は、当該ゲインに基づ、てキャリブレーションを行う（S452)。

[0051] 図 6は、サイン波の周期ジッタを印加したクロックを、出力信号として復調器 230に入力した場合における、復調器 230が出力する復調信号を用いて、 VDCと VLとの差分を変化させて復調器 230のゲイン Gをシミュレーション（Matlab)で求めた結果を示す。本例においては、 VDCと VLとの差分が 0. 2V、 0. 4V、 0. 6V、 0. 8V、

IVのそれぞれの場合のゲインをプロットする。図 6に示すように、当該ゲインは原点と座標（1, 1)を通る直線上にプロットされ、式（7)が成立することが確認される。

[0052] 図 7は、復調器 230の構成の一例を示す図である。本例における復調器 230は、遅延部 232と位相検出部 234を有する。遅延部 232は、動作回路 210が出力する出力信号を受け取り、出力信号を所定の遅延時間で遅延させた遅延信号を生成する。遅延部 232における遅延時間は、上述したパルス幅 Wと略等しい。

[0053] 位相検出部 234は、動作回路 210が出力する出力信号と、遅延部 232が出力する遅延信号とを受け取り、出力信号と遅延信号との位相差に応じたパルス幅のパルスを出力し、復調信号を生成する。位相検出部 234は、例えば排他的論理和回路であつてよい。当該位相差は、遅延部 232における遅延時間と略等しいので、復調信号のパルス幅は当該遅延時間と略等し、。

[0054] 遅延部 232における遅延時間は、外部から制御できることが好ましい。この場合、キヤリブレーシヨン装置 300は、遅延部 232における遅延時間を制御することにより、復調器 230のゲインを調整してよい。式（5)に示すように、遅延部 232における遅延時間、即ち復調信号のパルス幅 Wを調整することにより、復調器 230のゲインを調整することができる。キャリブレーション装置 300は、復調器 230のゲインが最適値 (最大値）となるように遅延部 232における遅延時間を調整してよい。また、測定部 110は、キャリブレーション装置 300が遅延時間を調整した後に、復調信号を測定することが好ましい。

[0055] また、復調器 230の構成は、図 7に示した構成に限定されない。例えば出力信号を分周して遅延部 232及び位相検出部 234に入力する分周器を更に有してよい。また遅延部 232の出力を判定するインバータを更に有してよい。この場合、位相検出部 2 34は論理積回路であってよい。また、位相検出器 234は、位相周波数検出器であつてもよい。

[0056] 図 8は、復調器 230の構成の他の例を示す図である。本例における復調器 230は、遅延部 232及びミキサ 236を有する。遅延部 232は、動作回路 210が出力する出力信号を受け取り、出力信号を所定の遅延時間で遅延させた遅延信号を生成する。例えば遅延部 232は、出力信号を、 1Z4周期遅延させた遅延信号を生成する。ミキサ 236は、出力信号と遅延信号とを乗算し、復調信号を生成する。

[0057] 例えば位相変調された出力信号 f (t)は下式であらわされる。 f、t) = sin ω^ΐ + Α ϊ)

···式 (8)

但し、 ωθは出力信号のキャリア成分の角周波数を示し、 Δ φ (t)は位相変調成分を示す。

[0058] この場合、信号を 1Z4周期遅延させた遅延信号 g(t)は下式であらわされる。

…式 (9)

但し、 Τは出力信号のキャリア成分の周期を示す。

[0059] ミキサ 236が出力する復調信号は、式 (8)及び式 (9)に示す信号を乗算した信号であるので、復調信号 v(t)は下式であらわされる。

V ( ί) = sm 2ω₀ί + Α (ί) + Α \ t- - sm A0(t)-Ai Γ 4

ヽノノ 2

ヽノ

···式（10)

[0060] ここで、低域通過フィルタを用いて式（10)の右辺第 1項を除去することにより、復調信号 v(t)は下式となる。

···式 (11)

[0061] また、 Δ (t) - Δ (t TZ4)が十分に小さければ、式（11)は下式で近似でき

5

· · ·式（12)

[0062] 式（12)〖こ示すように、ミキサ 236の出力から、 1/4周期あたりのタイミングジッタの変動量 (すなわち、周期ジッタ）が求まる。よって、当該変動量を 1Z4周期毎に加算していくことで、出力信号のタイミングジッタを復調することができる。復調器 230は、式（10)の右辺第 1項を除去する低域通過フィルタを更に有してよい。また、キヤリブレーシヨン部 330は、復調器 230のゲインに基づいて、補正値を算出してよい。

[0063] 図 9は、電子デバイス 200の構成の他の例を示す図である。本例における電子デバイス 200は、図 1に示した電子デバイス 200の構成に加え、出力部 240を更に備える。他の構成要素は、図 1において同一の符号を付した構成要素と同一の機能を有してよい。

[0064] 出力部 240は、動作回路 210が出力する出力信号と、復調器 230が出力する復調信号とを受け取り、いずれかを選択して外部に出力する。例えば出力部 240は、電子デバイス 200の実動作時に出力信号を外部に出力し、電子デバイス 200の試験時に復調信号を外部に出力する。また、出力部 240は、通常時には出力信号を外部に出力し、外部から復調信号を出力する旨の指示があった場合に復調信号を外部に出力してもよい。

[0065] 図 10は、電子デバイス 200の構成の他の例を示す図である。本例における電子デバイス 200は、複数の動作回路 210、切替部 250、及び復調器 230を備える。複数の動作回路 210は、それぞれ出力信号を生成する。切替部 250は、複数の動作回路 210が出力する出力信号のうち、いずれの出力信号を復調器 230に入力する力を切り替える。例えば、切替部 250は、試験装置 100からいずれの動作回路 210の試験を行うかの指示を受け取り、当該指示に応じて出力信号を選択してよい。

[0066] 復調器 230は、入力される出力信号を復調した復調信号を出力する。復調器 230 は、図 9に示すように出力部 240を介して復調信号を外部に出力してよぐまた出力部 240を介さずに復調信号を外部に出力してもよい。

[0067] 図 11は、電子デバイス 200の構成の他の例を示す図である。本例における電子デバイス 200は、図 9に示した電子デバイス 200の構成に加え、積分器 260を更に備える。他の構成要素は、図 9において同一の符号を付した構成要素と同一の機能を有してよい。

[0068] 積分器 260は、復調器 230が出力する復調信号を積分する。例えば積分器 260は、復調信号が論理値 1を示す間、所定の充電電流で充電され、復調信号が論理値 0 を示す間、所定の放電電流で放電されるコンデンサであってよい。当該コンデンサの電圧値により、復調信号の積分値を検出することができる。

[0069] また、出力部 240は、動作回路 210が出力する出力信号、復調器 230が出力する復調信号、又は積分器 260が出力する信号のいずれかを選択して外部に出力する。例えば出力部 240は、電子デバイス 200の実動作時に出力信号を選択し、出力信号の周期ジッタを測定する場合に復調信号を選択し、出力信号のタイミングジッタを測定する場合に積分器 260の出力信号を選択してよい。

[0070] また、キャリブレーション部 330は、積分器 260のゲインが予め通知されることが好ましい。積分器 260が出力する信号の変調成分は、復調器 230及び積分器 260のゲインにより増幅されるので、キャリブレーション部 330は、測定した復調器 230のゲインに加え、積分器 260のゲインに更に基づいてキャリブレーションを行うことが好ましい。

[0071] 図 12は、試験装置 100の構成の他の例を示す図である。本例における試験装置 1 00は、図 1に示した試験装置 100の構成にカ卩え、積分器 130及び切替部 140を更に備える。この場合、電子デバイス 200は、図 11において説明した積分器 260を備えなくともよい。

[0072] 積分器 130は、電子デバイス 200が出力する復調信号を積分する。切替部 140は、復調信号又は積分器 130の出力信号のいずれかを選択して、測定部 110及び直流成分検出部 310に入力する。例えば切替部 140は、出力信号の周期ジッタを測定する場合に復調信号を選択し、出力信号のタイミングジッタを測定する場合に積分器 130の出力信号を選択してよい。また切替部 140は、復調器 230のゲインを測定する場合、復調信号を選択してよい。また、キャリブレーション部 330は、積分器 130のゲインが予め通知されることが好まし!/、。

[0073] 図 13は、本発明の一つの実施形態に係るジッタ測定装置 400の構成の一例を示す図である。ジッタ測定装置 400は、被測定信号のジッタを測定する装置であって、パルス発生器 410、第 1フィルタ 420、直流成分検出部 430、調整部 440を備える。

[0074] パルス発生器 410は、被測定信号の所定のエッジ毎に、略一定のパルス幅のパルスを出力して、被測定信号のジッタを復調した復調信号として出力する。例えばパルス発生器 410は、被測定信号の立ち上がりエッジ毎に、略一定のパルス幅のパルスを出力する。パルス発生器 410は、図 3に関連して説明した復調器 230と同一の機能及び構成を有してよい。本例におけるパルス発生器 410は、可変遅延回路 412及び論理回路 414を有する。

[0075] 可変遅延回路 412は、被測定信号を分岐して受け取り、設定される遅延量で被測定信号を遅延させた遅延信号を出力する。論理回路 414は、被測定信号と遅延信号とに基づいてパルスを出力して、復調信号として出力する。例えば論理回路 414 は、被測定信号及び遅延信号の排他的論理和を出力する回路であってよい。この場合、ノルス発生器 410は、被測定信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの双方に応じて、可変遅延回路 412における遅延量に略等しいパルス幅のパルスを出力する。

[0076] また論理回路 414は、被測定信号と、遅延信号を反転させた信号との論理積を出力する回路であってもよい。この場合、ノルス発生器 410は、図 3に示すように、被測定信号の立ち上がりエッジに応じて、可変遅延回路 412における遅延量に略等しいパルス幅のパルスを出力する。このような構成により、被測定信号の周期ジッタを復調した復調信号を出力することができる。例えば、復調信号における、被測定信号の周期毎の平均電圧の変動が、被測定信号の周期ジッタに対応する。

[0077] 第 1フィルタ 420は、パルス発生器 410が出力した復調信号の波形を平均化して出力する。例えば第 1フィルタ 420は、復調信号に対して、予め定められたカットオフ周波数より高、周波数成分を除去して通過させるローパスフィルタであってょ、。このような処理により、復調信号の波形を平均化して、周期ジッタを示す信号として出力することができる。第 1フィルタ 420のカットオフ周波数は、例えば被測定信号の周期毎の、復調信号の平均電圧変動を検出することができる程度の周波数に設定されてよい。

[0078] 直流成分検出部 430は、パルス発生器 410が出力する復調信号を分岐して受け取り、復調信号の直流成分を検出する。例えば、直流成分検出部 430は、復調信号に対して、所定のカットオフ周波数より大きい周波数の成分を除去してよい。本例における直流成分検出部 430は、第 2フィルタ 432を有する。

[0079] 第 2フィルタ 432は、復調信号を受け取り、復調信号の直流成分を通過させる。例えば第 2フィルタ 432は、復調信号に対して、予め定められたカットオフ周波数より高い周波数成分を除去して通過させるローパスフィルタであってよい。尚、第 2フィルタ 432のカットオフ周波数は、第 1フィルタ 420のカットオフ周波数より小さい。例えば、被測定信号に、被測定信号のキャリア周波数より小さい周波数のジッタが印加されている場合において、第 1フィルタ 420のカットオフ周波数は、被測定信号のキャリア周波数より小さぐジッタ成分の最大周波数より大きい周波数であってよい。また、第 2フィルタ 432のカットオフ周波数は、ジッタ成分の最大周波数より小さい周波数であってよい。また、第 2フィルタ 432のカットオフ周波数は、フィードバックループの応答周波数より十分小さ、ことが望ま U、。

[0080] 調整部 440は、直流成分検出部 430が検出した復調信号の直流成分に基づいて、パルス発生器 410が出力するパルスのパルス幅を調整する。例えば調整部 44は、復調信号の直流成分が、予め設定される参照値と略一致するように、パルス発生器 4 10が出力するパルスのパルス幅を調整する。例えば、調整部 440は、復調信号の直流成分のレベルと、参照値との差分に基づいて、可変遅延回路 412における遅延量を負帰還で制御することにより、パルス幅を調整してょ、。

[0081] 図 4において説明したように、復調信号の直流成分は、パルス発生器 410のゲインに依存する。このため、被測定信号の測定中に、復調信号の直流成分を参照値と一致するように、パルス発生部 410を動的に制御することにより、パルス発生器 410におけるジッタゲインの変動を防ぐことができる。

[0082] また、参照値は既知の値であるので、第 1フィルタ 420が出力する平均電圧の変動量を、当該参照値で除算することにより、被測定信号の周期ジッタを求めることができる。また、参照値を、所望のジッタゲインに応じた値に設定することにより、パルス発生器 410のジッタゲインを所望の値に設定してもよ、。

[0083] 以上のような構成により、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。参照値は、使用者が所望のジッタゲインに応じて予め設定する値であってょ、。

[0084] 図 14は、ジッタ測定装置 400の他の構成例を示す図である。本例におけるジッタ測定装置 400は、直流成分検出部 430が、第 1フィルタ 420が出力する復調信号を分岐して受け取る点で、図 13において説明したジッタ測定装置 400と異なる。他の機能及び構成は、図 13において説明したジッタ測定装置 400と同一であってよい。直流成分検出部 430が受け取る復調信号は、第 1フィルタ 420により一定の高周波成分が既に除去されて、るので、第 2フィルタ 432をより容易に設計することができる。

[0085] 図 15A及び図 15Bは、調整部 440の構成例を示す図である。図 15Aに示す調整部 440は、差動増幅器 442、伝送経路 446、及びコンデンサ 444を有する。差動増幅器 442は、直流成分検出部 430が出力する復調信号の直流成分と、参照値との差分に応じた電圧を、パルス発生器 410に出力する。差動増幅器 442は、当該差分を、略 1のゲインで出力する増幅器であってよい。

[0086] 伝送経路 446は、差動増幅器 442の出力端子と、可変遅延回路 412の制御端子とを電気的に接続する。可変遅延回路 412は、制御端子に入力される電圧に応じた遅延量を生じさせる回路であってよい。コンデンサ 444は、伝送経路 446と接地電位との間に設けられる。これにより、差動増幅器 442が出力する電圧を保持して可変遅延回路 412に供給できる。また、差動増幅器 442が出力する電圧の急峻な変動を低減することができる。

[0087] 図 15Bに示す調整部 440は、図 15Aに示した調整部 440の構成に加え、差分回路 456、及び抵抗 (448、 450、 452、 454)を更に有する。差分回路 456は、直流成分検出部 430と、差動増幅器 442との間に設けられ、直流成分検出部 430が出力する復調信号の直流成分のレベルと、所定のレベル V との差分を、復調信号の直流

LO

成分のレベルとして差動増幅器 442に供給する。ここで、所定のレベル V は、ノル

LO

ス発生器 410が出力する復調信号力論理を示すときのレベルである。

[0088] つまり、差分回路 456は、直流成分検出部 430が出力する復調信号の直流成分のレベルから、オフセット成分に相当するレベル V を減じて、差動増幅器 442に供給

LO

する。このような構成により、復調信号のオフセット成分を考慮せずに、差動増幅器 4 42に入力する参照値等を設定することができる。復調信号が L論理を示すときのレベル V は、パルス発生器 410が生成してよい。また、論理回路 414力レベル V

LO LO

を差分回路 456に供給してよい。例えば論理回路 414の L論理の出力レベルを規定する負側の電源電圧等を、差分回路 456に供給してよい。

[0089] 尚、抵抗 448は、レベル V を差分回路 456の負入力端子に供給する伝送経路に

LO

設けられる。また、抵抗 450は、直流成分検出部 430及び差分回路 456の正入力端子の間に設けられる。また、抵抗 454は、差分回路 456の出力端子及び負入力端子の間に設けられる。また、抵抗 452は、差分回路 456の正入力端子及び接地電位の間に設けられる。

[0090] 抵抗 448及び抵抗 450の抵抗値は略同一であってよい。また抵抗 454及び抵抗 4 52の抵抗値は略同一であってよい。この場合、差分回路 456は、抵抗 448及び抵抗 454の抵抗値の比に応じたゲインで、入力される電圧の差分を増幅して出力する。

[0091] 図 16は、ジッタ測定装置 400の他の構成例を示す図である。本例におけるジッタ測定装置 400は、図 13又は図 14に示したいずれかのジッタ測定装置 400の構成にカロえ、二つの直列抵抗（458、 460)を更に有してよい。図 16で 4は、図 13に示したジッタ測定装置 400に、二つの直列抵抗 (458、 460)を付加した構成を示す。また、ジッタ測定装置 400は、半導体チップ 462上に設けられる。

[0092] 二つの直列抵抗（458、 460)は、半導体チップ 462の内部において、正側の電源配線及び負側の電源配線との間に直列に設けられる。正側の電源配線及び負側の電源配線は、パルス発生器 410、第 1フィルタ 420、直流成分検出部 430、調整部 4 40等に、電源電力を供給する配線であってよい。

[0093] 二つの直列抵抗 (458、 460)は、正側の電源電圧（本例では VDD)及び負側の電源電圧 (本例では GND)を予め設定される抵抗比で分圧して生成した参照値を、調整部 440に供給する。二つの直列抵抗 (458、 460)は、外部力与えられる制御電圧により、抵抗値が設定可能な可変抵抗であってよい。二つの直列抵抗 (458、 460 )のそれぞれの抵抗値は、ジッタ測定装置 400が有するべきジッタゲインに応じた抵抗比となるように、予め設定される。このような構成により、温度変動等が生じた場合であっても、ジッタ測定装置 400のジッタゲインを略一定に維持することができる。

[0094] 図 17は、ジッタ測定装置 400の他の構成例を示す図である。本例におけるジッタ測定装置 400は、パルス発生器 410、第 1フィルタ 420、直流成分検出部 430、調整部 440、及び半導体チップ 462を備える。パルス発生器 410、第 1フィルタ 420、直流成分検出部 430、及び調整部 440の機能及び構成は、図 13又は図 14に関連して説明したノルス発生器 410、第 1フィルタ 420、直流成分検出部 430、及び調整部 4 40と同一であってよい。

[0095] また、パルス発生器 410、第 1フィルタ 420、直流成分検出部 430は、半導体チップ 462上に設けられる。これに対し、調整部 440は、半導体チップ 462の外部に設けられる。半導体チップ 462は、出力端子 470及び入力端子 472を有する。

[0096] 出力端子 470は、直流成分検出部 430が検出した復調信号の直流成分を、半導体チップ 462の外部に設けられた調整部 440に出力する。調整部 440は、復調信号の直流成分と、与えられる参照値との差分に応じた制御信号を出力する。入力端子は、当該制御信号を半導体チップ 462の内部に入力して、パルス発生器 410が出力するパルスのパルス幅を調整させる。

[0097] このように、ジッタ測定装置 400が半導体チップ 462に設けられる場合において、調整部 440を半導体チップ 462の外部に取り出すことにより、調整部 440の設定を容易に行うことができる。例えば調整部 440に与える参照値等を容易に調整することができる。また、ジッタ測定装置 400が、被試験デバイスの各出力ピンに対応して、半導体チップ 462の内部に複数設けられる場合、それぞれの調整部 440を半導体チップ 462の外部に取り出すことにより、調整部 440の設定を容易に行うことができる。

[0098] 図 18は、ジッタ測定装置 400の他の構成例を示す図である。本例におけるジッタ測定装置 400は、図 13から図 17において説明したいずれかのジッタ測定装置 400の構成に加え、積分器 260を更に備えてよい。積分器 260は、パルス発生器 410が出力するパルスを積分して、被測定信号のタイミングジッタを復調する。また、ジッタ測定装置 400は、第 1フィルタ 420に代えて、積分器 260を備えてもよい。積分器 260 は、図 11に関連して説明した積分器 260と同一の機能及び構成を有してよい。

[0099] 図 19Aは、積分器 260の構成の一例を示す図である。積分器 260は、ソース側電流源 266、ソース側トランジスタ 262、シンク側電流源 268、シンク側トランジスタ 264 、及びコンデンサ 270を有する。ソース側トランジスタ 262は、パルス発生器 410が出力する復調信号が H論理を示す間、ソース側電流源 266が生成するソース電流で、コンデンサ 270を充電する。また、シンク側トランジスタ 264は、パルス発生器 410が出力する復調信号が L論理を示す間、シンク側電流源 268が生成するシンク電流で、コンデンサ 270を放電する。このような構成により、タイミングジッタを、コンデンサ 27 0における電圧の変動として復調することができる。

[0100] 図 19Bは、積分器 260の動作の一例を示すタイミングチャートである。図 19Bにおいて、被測定信号の各サイクルの境界を、時刻 0、 T、 2Τ、 3Τ、 · · 'で示す。被測定信号にジッタが無い場合、例えば図 19Bの時刻 0及び Τのように、パルス発生器 410 は、被測定信号の各サイクルの境界に同期して、ノルスを出力する。このとき、図 19 Βに示すように、コンデンサ 270の電圧（タイミングジッタ）は、時刻 0、時刻 Τにおいて所定の基準レベルとなる。ソース側電流源 266及びシンク側電流源 268が生成する電流量は、被測定信号にジッタが無い場合に、被測定信号の各サイクルの境界におけるコンデンサ 270の電圧力略一定となるように設定されてよ!/、。

[0101] これに対し、被測定信号にジッタが有る場合、例えば図 19Bの時刻 2Τに示すように、パルス発生器 410が出力するパルスは、ジッタの無い被測定信号の各サイクルの境界に対して位相差 ΔΤ1を有する。位相差 ΔΤ1が、被測定信号の当該エッジにおけるタイミングジッタ量に対応する。

[0102] このとき、コンデンサ 270の電圧は、放電時間が ΔΤ1変化するので、基準レベルに対して、 ΔΤ1に応じた電圧差 Δ VIを有する。このため、電圧差 Δνΐは、被測定信号の当該エッジにおけるタイミングジッタ量に対応する。つまり、積分器 260は、時間単位のジッタ測定値を電圧単位のジッタ測定値に変換して出力する。このような構成により、被測定信号の各エッジのタイミングジッタを測定することができる。

[0103] 図 20は、本発明の他の実施形態に係る試験装置 500の構成の一例を示す図である。試験装置 500は、半導体チップ等の被試験デバイス 600の良否を判定する装置であって、ジッタ測定装置 400及び判定部 120を備える。判定部 120は、図 12に関連して説明した判定部 120と同一であってよい。

[0104] また、ジッタ測定装置 400は、図 13から図 19に関連して説明したジッタ測定装置 4 00と同一であってよい。ジッタ測定装置 400は、被試験デバイス 600が出力する被測定信号のジッタを測定する。

[0105] 判定部 120は、ジッタ測定装置 400が測定したジッタ量に基づ、て、被試験デバイス 600の良否を判定する。例えば判定部 120は、当該ジッタ量力予め定められた許容範囲内であるか否かに基づ、て、被試験デバイス 600の良否を判定してよ！、。

[0106] 本例における試験装置 500によれば、温度変動等が生じた場合であっても、被測定信号のジッタを精度よく測定することができる。このため、被試験デバイス 600を精度よく試験することができる。

[0107] 以上、本発明の一つの側面を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更又は改良を加えることができる。その様な変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載力も明らかである。

Claims

請求の範囲

[1] 被測定信号のジッタを測定するジッタ測定器であって、

前記被測定信号の所定のエッジ毎に、略一定のパルス幅のパルスを出力して、前記被測定信号のジッタを復調した復調信号として出力するパルス発生器と、前記パルス発生器が出力した前記復調信号の直流成分を検出する直流成分検出部と、

前記直流成分検出部が検出した前記復調信号の直流成分に基づいて、前記パルス発生器が出力するパルスの前記パルス幅を調整する調整部と

を備えるジッタ測定器。

[2] 前記調整部は、前記復調信号の直流成分が、予め設定される参照値と略一致するように、前記パルス幅を調整する

請求項 1に記載のジッタ測定器。

[3] 前記パルス発生器が出力する前記復調信号を受け取り、前記被測定信号のキヤリァ周波数の成分を除去して、前記復調信号の周期ジッタの成分を出力する第 1フィノレタを更に備え、

前記直流成分検出部は、前記パルス発生器が出力する前記復調信号を分岐して受け取り、前記復調信号の直流成分を通過させる第 2フィルタを有し、

前記調整部は、前記第 2フィルタが通過させた前記復調信号の直流成分のレベルと、前記参照値のレベルとの差分に基づいて、前記パルス幅を調整する

を有する請求項 2に記載のジッタ測定器。

[4] 前記第 1フィルタ及び前記第 2フィルタはローパスフィルタであり、前記第 1フィルタのカットオフ周波数は、前記第 2フィルタのカットオフ周波数より高い

請求項 3に記載のジッタ測定器。

[5] 前記パルス発生器が出力する前記復調信号を受け取り、前記被測定信号のキヤリァ周波数の成分を除去することにより、前記復調信号の周期ジッタの成分を出力する第 1フイノレタを更に備え、

前記直流成分検出部は、前記第 1フィルタが出力する前記復調信号を分岐して受け取り、前記復調信号の直流成分を通過させる第 2フィルタを有し、前記調整部は、前記第 2フィルタが通過させた前記復調信号の直流成分のレベルと、前記参照値のレベルとの差分に基づいて、前記パルス幅を調整する

を有する請求項 2に記載のジッタ測定器。

[6] 前記パルス発生器及び前記直流成分検出部は、半導体チップ上に設けられ、前記調整部は、前記半導体チップの外部に設けられる

請求項 3に記載のジッタ測定器。

[7] 前記パルス発生器及び前記直流成分検出部は、半導体チップ上に設けられ、前記ジッタ測定器は、

前記半導体チップの内部において、正側の電源配線及び負側の電源配線の間に直列に設けられ、正側の電源電圧及び負側の電源電圧を予め設定される抵抗比で分圧して前記参照値を生成する二つの直列抵抗を更に備える

請求項 2に記載のジッタ測定器。

[8] 前記調整部は、

前記直流成分検出部が出力する前記復調信号の直流成分と、前記参照値との差分に応じた電圧を、前記パルス発生器に出力する差動増幅器と、

前記差動増幅器及び前記パルス発生器を接続する伝送経路と、接地電位との間に設けられたキャパシタと

を有する請求項 2に記載のジッタ測定器。

[9] 前記直流成分検出部が出力する前記復調信号の直流成分のレベルと、前記パルス発生器が出力する前記復調信号が L論理を示す場合のレベルとの差分を、前記復調信号の直流成分のレベルとして前記調整部に供給する差分回路を更に備える請求項 2に記載のジッタ測定器。

[10] 請求項 1に記載の前記ジッタ測定器が設けられた電子デバイス。

[11] 被測定信号のジッタを測定するジッタ測定器が設けられる電子デバイスであって、前記ジッタ測定器は、

前記被測定信号の所定のエッジ毎に、略一定のパルス幅のパルスを出力して、前記被測定信号のジッタを復調した復調信号として出力するパルス発生器と、前記パルス発生器が出力した前記復調信号の直流成分を検出する直流成分検出部と

を有し、

前記電子デバイスは、

前記直流成分検出部が検出した前記復調信号の直流成分を、前記電子デバイスの外部に設けられた調整部に出力する出力端子と、

前記復調信号の直流成分のレベルと、予め設定される参照値との差分に応じて前記調整部が出力する制御信号を、前記電子デバイスの内部に入力し、前記パルス発生器が出力するパルスの前記パルス幅を調整させる入力端子と

を備える電子デバイス。