WO2007066432A1

WO2007066432A1 - 定着器駆動装置及び定着器駆動方法

Info

Publication number: WO2007066432A1
Application number: PCT/JP2006/315764
Authority: WO
Inventors: Tokuji Yuda
Original assignee: Harison Toshiba Lighting Corp.
Priority date: 2005-12-09
Filing date: 2006-08-09
Publication date: 2007-06-14
Also published as: CN101300531A; US20090245847A1; EP1959314A1; JP2007163603A

Abstract

電圧検出回路２１は、負荷ランプ１６の印加電圧を検出し、電流検出回路２２は整流器１４に流れる電流を検出する。制御部３１は、ゼロクロス検出部１５の出力を用いて、交流電源電圧の半周期における検出電圧及び検出電流から負荷ランプ１６の消費電力を算出する。制御部３１は、算出した消費電力に基づいてＰＷＭ制御の制御量を算出する。そして、制御部３１は、算出した制御量を交流電源電圧の次の半周期において固定的にドライブ回路１７に与える。これにより、交流電源電圧の半周期にはトランジスタＱ１のオンデューティは一定となり、整流器１４に流れる電流は正弦波形となる。こうして、回路の力率が改善され、効率のよいランプ駆動が可能である。定消費電力制御を行うと共に、回路の力率を向上させる。

Description

明細書

定着器駆動装置及び定着器駆動方法

技術分野

[0001] 本発明は、複写機等に好適な定着器駆動装置及び定着器駆動方法に関する。

背景技術

[0002] 従来、複写機等においては、定着器の加熱装置としてヒータランプが用いられている。このヒータランプへの給電方法として、商用交流電源からトライアツク等のスィッチを用いて給電を行う方法がある。し力しこの方法では、ランプに印加する交流電源電圧 (ランプ電圧)の変動によって、ヒータ温度も変動してしまう。

[0003] そこで、日本国特開平 5— 216358号公報（以下、文献 1という）においては、ヒータランプの温度制御を高精度に行うために、ランプ電圧を PWM制御する技術が開示されている。この提案においては、ランプ電圧を平滑ィ匕して得た値に基づいて、 PW M制御のオンデューティを変化させている。これにより、交流電源電圧の変動に拘わらず、安定した消費電力を得ることができ、ヒータ温度の安定ィ匕を図っている。

[0004] ところで、複写機の定着器においては、待機状態における消費電力を低減させることが要求されている。そこで、待機時には定着器のヒータランプをオフにし、コピー開始時にヒータランプをオンにする。この場合には、ヒータランプをオンにした後の短時間にヒータ温度を所望の設定温度に到達させるために、大電力を投入する必要がある。しかし、一般の電源配線力も機器が受電可能な最大電流には制限がある。このため、回路の力率及び効率を向上させて、ヒータ温度の立ち上がりを早くさせる必要がある。

[0005] し力しながら、文献 1の提案においては、商用交流電源電圧を整流回路によって整流し、整流出力（脈流）をスイッチングトランジスタによって PWM制御して、ランプに印加している。即ち、ランプに印加される電圧はエンベロープが脈流の矩形波であり、商用交流電源電圧の周期で振幅が変化したものとなる。そして、文献 1においては、ランプ電圧を平滑ィ匕して得た値を用いて PWM制御を行っており、脈流状のランプ電圧の振幅変化に応じて PWM制御におけるオンデューティーは変化してしまう。このため、文献 1の提案では、整流回路に流れる電流が変化して、歪を有する波形となる。即ち、回路力率が低下してしまい、ヒータ温度が所望の設定温度に到達するまでに比較的長時間を要してしまう。

[0006] 本発明は、高周波駆動によって交流電源電圧の変動に拘わらず安定した電力供給を可能にすると共に、回路力率を向上させることができる定着器駆動装置及び定着器駆動方法を提供することを目的とする。

発明の開示

課題を解決するための手段

[0007] 本発明に係る定着器駆動装置は、交流電源電圧を整流する整流器と、前記整流器の出力を負荷ランプに供給する電力供給部と、前記負荷ランプの消費電力を検出する消費電力検出部と、前記負荷ランプに一定電力を供給させるために、前記消費電力検出部の検出結果に基づいて前記電力供給部に対する制御量を算出する制御量算出部と、前記制御量算出部が算出した制御量を所定周期で固定的に前記電力供給部に設定する制御部と、を具備する。

[0008] また、本発明に係る定着器駆動方法は、交流電源電圧の整流器出力をスィッチングトランジスタによって断続的に負荷ランプに供給すると共に、前記スイッチングトランジスタのオンデューティーを PWM制御することで前記負荷ランプの調光を行う定着器駆動方法であって、前記 PWM制御の初期値を設定するステップと、前記負荷ランプの消費電力を取得するステップと、前記負荷ランプの消費電力に基づいて、前記交流電源電圧の半周期において前記 PWM制御の制御値を固定的に設定するステップとを具備する。

図面の簡単な説明

[0009] [図 1]本発明の一実施の形態に係る定着器駆動装置を示す回路図。

[図 2]各部の信号波形を示す波形図。

[図 3]本実施の形態における定消費電力制御を説明するためのフローチャート。発明を実施するための最良の形態

[0010] 以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図 1は本発明の第 1の実施の形態に係る定着器駆動装置を示す回路図である。

[0011] 本実施の形態においては、複写機の定着器のヒータを負荷ランプ 16によって構成した例について説明する。

[0012] 図 1において、電源端子 11, 12相互間には、例えば交流電源力の交流電源電圧が供給される。電源端子 11, 12を介して供給された電源電圧はノイズフィルタ 13 に与えられる。ノイズフィルタ 13は供給された電源電圧のノイズ分を除去する。ノイズフィルタ 13の出力端相互間には整流器 14が接続される。整流器 14は例えばダイォードブリッジによって構成された全波整流器である。

[0013] 整流器 14の出力端相互間には、フィルタチョーク L1及びコンデンサ C1によるノィズフィルタが設けられている。コンデンサ C1の両端には、整流器 14からの全波整流出力からノイズが除去された脈流電圧が生じる。

[0014] コンデンサ C1の両端は、ダイオード D1及びスイッチングトランジスタ Q1の直列回路が並列接続される。ダイオード D1の両端には負荷ランプ 16が並列接続されている。トランジスタ Q1はドライブ回路 17に制御されて、所定のデューティ比でオン，オフする。即ち、負荷ランプ 16に印加される電圧は、トランジスタ Q1のオン，オフに従つて断続され、負荷ランプ 16にはトランジスタ Q1のオンデューティに応じた実効電圧が供給される。

[0015] 本実施の形態においては、負荷ランプ 16を定電力制御するために、消費電力検出部 20及び制御部 30によるフィードバック制御を行っている。消費電力検出部 20は、電圧検出回路 21及び電流検出回路 22によって構成される。電圧検出回路 21は、コンデンサ C1の両端電圧を平滑ィ匕して、検出電圧として制御部 30に出力するようになっている。

[0016] 電流検出回路 22は、整流器 14の入力側に流れる電流を検出する。即ち、電流検出回路 22は、ノイズフィルタ 13と整流器 14との間の配線に設けられた変流器 23及び整流器 24を有している。変流器 23は整流器 14の入力側に流れる電流を検出し、整流器 24は変流器 23によって検出された交流電流を直流電流に変換する。電流検出回路 22からの検出電流は制御部 30に供給されるようになっている。

[0017] 制御部 30の計測部 32は、消費電力検出部 20からの検出電圧及び検出電流を計測して、負荷ランプ 16の消費電力を求めるようになつている。なお、消費電力検出部 20の検出電圧及び検出電流は、負荷ランプ 16の消費電力と回路ロスとの和である力通常、回路ロスは既知であり、計測部 32は、消費電力検出部 20の出力と既知の回路ロスとから負荷ランプ 16の消費電力を求めることができる。

[0018] 本実施の形態においては、制御部 30は、消費電力の計測タイミングを求めると共に、後述するように、トランジスタ Q1の制御タイミングを求めるために、ゼロクロス検出部 15の出力を利用している。ゼロクロス検出部 15は、整流器 14の出力端相互間に接続され、抵抗 Rl, R2、フォト力ブラの発光部 PT及び受光部 PR並びにツエナーダィオード DZ1によって構成されている。フォト力ブラの発光部 PTは、整流器 14の出力端の電圧が、ツエナーダイオード DZ1によって規定される所定のレベルの範囲内になることによって、発光する。フォト力ブラの受光部 PRは、フォト力ブラの発光部 PT が発光することによって導通し、検出信号を抵抗 R2を介して制御部 30に供給するようになつている。

[0019] 上述したように、整流器 14の出力は脈流である。ゼロクロス検出部 15は、整流器 1 4の出力がゼロクロス近傍の値となること、即ち、交流電源電圧の半周期毎に、ゼロクロス検出信号を制御部 30に出力するようになっている。

[0020] 制御部 30は、 CPU31を有しており、 CPU31は、制御部 30内の各部を制御する。

CPU31は、計測部 32を制御して、ゼロクロスタイミングを基準として、交流電源電圧の半周期内の複数のタイミングで、負荷ランプ 16の消費電力を計測させる。例えば、 CPU31は、計測部 32を制御して、ゼロクロスタイミング力数 m秒毎のサンプリングタイミングにおける検出電圧及び検出電流から、各サンプリングタイミングにおける消費電力を計測させる。

[0021] 本実施の形態においては、 CPU31は、消費電力の計測結果をー且計測値メモリ 3 3に与えて記憶させるようになつている。計測値メモリ 33は少なくとも交流電源電圧の半周期のサンプリングタイミングにおける消費電力の値を記憶することができるようになっている。

[0022] CPU31は、交流電源電圧の所定の半周期に求めた消費電力の値を計測値メモリ 33から読み出し、読み出した値を演算部 35に供給して、次の半周期における PWM 制御の制御量を算出させるようになつている。演算部 35は、交流電源電圧の所定の半周期に求めた消費電力の例えば平均値と、調光信号に応じた消費電力とに基づいて、トランジスタ Q1のオンデューティを設定する制御量 (設定値)を求める。なお、調光信号としては、設定温度をデジタル的に示すものであってもよぐアナログ的に示すものであってもよ、。

[0023] 本実施の形態においては、演算部 35は、交流電源電圧の所定の半周期の次の半周期において、固定的に設定値を算出する。 CPU31は算出された制御量 (設定値）を設定値メモリ 34に格納し、

、てドライブ回路 17に PWM制御信号として供給するようになって!/、る。ドライブ回路 17は制御部 31によって与えられた PW M制御信号に基づいて、トランジスタ Q1のオンデューティを設定する。これにより、本実施の形態においては、交流電源電圧の半周期の間、トランジスタ Q1のオンデューティは固定されるようになってヽる。

[0024] CPU31は、交流電源電圧の各半周期において、消費電力の算出及び PWM制御の制御量の算出を行い、半周期毎に設定値の変更を行う。なお、制御部 30には、負荷ランプ 16のオン，オフを指示するためのオン，オフ信号も与えられる。

[0025] 次に、このように構成された実施の形態の動作について図 2及び図 3を参照して説明する。図 2は各部の信号波形を示す波形図である。図 2 (a) , (b) , (d)〜(g)は、夫々図 1の（a) , (b) , (d)〜(g)における信号波形を示している。なお、図 2 (c)は従来と同様に、平滑ィ匕したランプ電圧に応じて逐次 PWM制御を行うものとした場合における整流器 14の入力側の電流の変化を示している。また、図 3は本実施の形態における定消費電力制御を説明するためのフローチャートである。

[0026] 電源端子 11, 12から供給された交流電源電圧は、ノイズフィルタ 13によってノイズが除去された後、整流器 14に供給される。整流器 14は全波整流によって、交流電圧を脈流に変換する。フィルタチョーク L1及びコンデンサ C1によって、整流器 14の出力のノイズが除去される。こうして、コンデンサ C1の両端には交流電源電圧の整流出力である脈流電圧が発生する。図 2 (b)の包絡線は負荷ランプ 16に印加される脈流を示している。

[0027] ここで、オン，オフ信号によってオンが指示されるものとする。 CPU31は、図 3のステツプ SIにおいて、 PWM制御のための初期値を設定し、ステップ S2において、ドライブ回路 17に設定初期値を PWM制御信号として出力する。これにより、ドライブ回路 17は所定のオンデューティでトランジスタ Q1を駆動する。即ち、コンデンサ C1の両端の脈流電圧が、トランジスタ Q1によって断続されて、負荷ランプ 16には、矩形波電圧が印加される。

[0028] なお、 PWM制御の制御量は、トランジスタ Q1のオンデューティに対応する。例えば、負荷ランプ 16のフル点灯で 1KWの電力を消費し、この場合のオンデューティの初期値が 100%であるものとする。また、待機状態においては、負荷ランプ 16の消費電力として例えば 0〜： LOOWを設定するためにオンデューティの初期値が 0〜20% であるものとする。調光量が待機状態とフル点灯との間の値である場合には、 CPU3 1は、調光信号に応じた消費電力に従って、オンデューティをリニアに変化させる。

[0029] この場合において、図 2 (a)の前半の高温制御指示に示すように、負荷ランプ 16の発生温度を比較的高くする調光信号が与えられるものとする。この場合には、ドライブ回路 17は、トランジスタ Q 1を比較的大き!/、オンデューティで駆動する。

[0030] 図 2 (b)の斜線領域は、トランジスタ Q1のオン期間を示しており、負荷ランプ 16に印加される電圧を示している。なお、トランジスタ Q1のオン，オフ周波数は、 20KHz 〜100KHz程度である。

[0031] 電圧検出回路 21はこの斜線領域の電圧を平滑化し、図 2 (d)に示す検出電圧を発生する。仮に、文献 1のように、この検出電圧のみを用いて PWM制御を行って、トランジスタ Q1のオンデューティを逐次変化させると、電圧の高い期間においてはオンデューティが小さくなり、電圧の低い期間においてはオンデューティが大きくなつて、図 2 (c)に示すように、整流器 14に流れる電流は歪んでしまう。そうすると、回路の力率が低下し、負荷ランプ 16の発生温度が所定の設定温度に到達するのに長時間を要してしまう。

[0032] これに対し、本実施の形態においては、 PWM制御の制御量を交流電源電圧の半周期の期間毎に変化させることで、回路の力率を向上させている。また、負荷ランプ 1 6に印加される電圧を検出するだけでなぐ整流器 14に流れる電流を検出することで、負荷ランプ 16の消費電力に応じた制御を可能にして、 PWM制御の精度を向上させている。

[0033] 即ち、 CPU31は、ゼロクロス検出部 15からのゼロクロス検出信号を用いて、負荷ランプ 16に印加される電圧のゼロクロスタイミングを取得する。次に、 CPU31は、ゼロクロスタイミングを基準として、整流器 14に入力される交流電圧の半周期内で複数のサンプリングタイミングを設定する。そして、 CPU31は計測部 32を制御して、各サンプリングタイミングにおける電圧検出回路 21の検出電圧及び電流検出回路 22の検出電流から、負荷ランプ 16の消費電力を算出する。

[0034] CPU31は、ステップ S3において、電圧検出回路 21からの検出電圧を取得し、ステップ S4において、電流検出回路 22からの検出電流を取得する。そして、ステップ S 5 において、検出電圧及び検出電流の積から消費電力を算出し、更に、既知の回路口スを減算することで、負荷ランプ 16の消費電力を求める。

[0035] CPU31は算出された消費電力のデータを計測値メモリ 33に与えて記憶させる (ステツプ S6)。 CPU31は全サンプルタイミングにおける消費電力を求めるまで、ステツプ S3〜S6の処理を繰り返す。全サンプル点の消費電力が求められると、処理をステップ S 8に移行する。

[0036] CPU31は、ステップ S8において演算部 35を制御して、交流電源電圧の半周期において設定する PWM制御の制御量を算出する。例えば、 CPU31は、交流電圧の半周期分の消費電力の平均値と、調光信号に応じて規定されている消費電力との差分を求め、差分に応じた制御量を求める。この制御量 (設定値)のデータは PWM制御値として設定値メモリ 34に格納される。

[0037] CPU31はステップ S9においてゼロクロスを検出する。ゼロクロス検出部 15は、整流器 14の出力のゼロクロスタイミングでゼロクロス検出信号を出力しており、 CPU31 はゼロクロス検出信号によって交流電源電圧の半周期の切換わりタイミングを検出する。 CPU31はゼロクロスを検出すると、処理をステップ S2に戻して、ステップ S8において算出した PWM制御値を読み出してドライブ回路 17に与える。

[0038] 例えば、図 2のタイミング t2においてゼロクロスが検出されると、図 2の期間 T2にお Vヽて収集した検出電圧及び検出電流に基づ！、て算出した PWM制御値を、ドライブ回路 17に固定的に供給する。こうして、次の半周期である期間 T3においては、ドライブ回路 17は、期間 T2の消費電流を用いて計算された PWM制御値に基づく固定のオンデューティで、トランジスタ Q1を駆動する。これにより、トランジスタ Q1は、交流電源電圧の半周期期間は、オンデューティが変化することなく固定されたオンデューティで駆動される。なお、図 2では、期間 T2, T3におけるオンデューティは略同一の例を示してある。

[0039] また、図 3の例では、制御部 31は、交流電源電圧の半周期において、負荷ランプ 1 6の消費電力の算出と PWM制御の制御量の算出とを時分割に行う例を示している力これらの処理を並行して同時に実施するようにしてもよい。こうして、制御部 31は、交流電源電圧の半周期毎に、 PWM制御の制御量を変更する。

[0040] 負荷ランプ 16に設定する発生温度を変化させる場合、即ち、調光信号が変化する場合でも、 PWM制御の制御量の変更は、交流電源電圧の半周期毎に行われる。例えば、図 2 (a)に示すように、交流電源電圧の所定の半周期の途中のタイミング tlにおいて、調光信号が変化する場合でも、この調光信号に応じた PWM制御は、図 2 (f )に示すように、交流電源電圧の次の半周期の開始タイミング t3において変更される。調光信号の低温制御指示に対して、実際の低温制御は、期間 T4以降に行われる

[0041] このように、本実施の形態においては、 PWM制御の制御量は交流電源電圧の半周期毎に変化する。交流電源電圧の半周期内では、 PWM制御の制御量は固定されており、整流器 14に流れる電流の変化は一定である。即ち、図 2 (g)に示すように、整流器 14には正弦波形の電流が流れることになる。これにより、回路の力率を向上させることができ、高効率のランプ駆動回路を構成することができる。こうして、例えば、負荷ランプ 16がオフ点灯の待機状態力も点灯状態に移行する場合でも、高出力の使用が可能となり、短時間に所望の設定温度に到達させることができる。

Claims

請求の範囲

[1] 交流電源電圧を整流する整流器と、

前記整流器の出力を負荷ランプに供給する電力供給部と、

前記負荷ランプの消費電力を検出する消費電力検出部と、

前記負荷ランプに一定電力を供給させるために、前記消費電力検出部の検出結果に基づいて前記電力供給部に対する制御量を算出する制御量算出部と、前記制御量算出部が算出した制御量を所定周期で固定的に前記電力供給部に設定する制御部と、

を具備する定着器駆動装置。

[2] 請求項 1の定着器駆動装置において、

前記制御部は、前記制御量算出部が算出した制御量を前記交流電源電圧の半周期において固定的に前記電力供給部に設定するもの。

[3] 請求項 1の定着器駆動装置において、

前記消費電力検出部は、

前記負荷ランプの印加電圧を検出する電圧検出部と、

前記整流器に流れる電流を前記整流器の入力側で検出する電流検出部と、を具備するもの。

[4] 請求項 3の定着器駆動装置にお、て、

前記消費電力検出部は、前記電圧検出部が検出した前記負荷ランプの印加電圧及び前記電流検出部が検出した前記整流器の入力側の電流の積と、既知の回路口スとから前記負荷ランプの消費電力を求めるもの。

[5] 請求項 2の定着器駆動装置において、

前記制御部は、前記交流電源電圧のゼロクロスタイミングを基準として、前記交流電源電圧の半周期の期間を規定するもの。

[6] 請求項 2の定着器駆動装置において、

前記消費電力検出部及び制御量算出部は、前記交流電源電圧のゼロクロスタイミングを基準として、前記交流電源電圧の半周期の期間に、前記負荷ランプの消費電力を検出して前記制御量を算出し、前記制御部は、前記消費電力検出部及び制御量算出部が消費電力の検出及び制御量の算出を行った前記半周期の期間の次の半周期の期間に、前記電力供給部に前記制御量を固定的に設定するもの。

[7] 請求項 6の定着器駆動装置において、

前記制御量算出部は、

前記交流電源電圧の半周期内で複数のサンプリングタイミングを設定して、各サンプリングタイミングにおける消費電力の平均値を求め、求めた消費電力の平均値と、前記負荷ランプの調光量を決定する調光信号に応じて規定されている消費電力との差分を求め、差分に応じた制御量を求めるもの。

[8] 請求項 1の定着器駆動装置において、

前記電力供給部は、前記整流器の出力を断続的に前記負荷ランプに供給するスィツチング素子を有し、

前記制御部は、前記制御量に基づ!、て前記スイッチング素子のオンデューティを変化させることで、前記負荷ランプの調光制御を行うもの。

[9] 交流電源電圧を整流する第 1の整流器と、

前記第 1の整流器の出力を平滑するコンデンサと、

前記コンデンサの出力端に接続されたダイオード及びスイッチングトランジスタによつて構成され、前記ダイオードの両端に前記コンデンサに発生した電圧を断続的に供給する電力供給部と、

前記ダイオードに並列接続されて前記電力供給部から電力が供給される負荷ランプと、

前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、

前記コンデンサの端子電圧を検出する電圧検出部と、

前記第 1の整流器の入力側に接続された変流器及び第 2の整流器によって構成され、前記第 1の整流器の入力側に流れる電流を検出する電流検出部と、

前記電圧検出部及び電流検出部の出力に基づいて、前記電力供給部のスィッチングトランジスタに対する制御量を算出する制御量算出部と、

前記制御量算出部が算出した制御量に基づいて前記ドライバを制御することにより、前記交流電源電圧の半周期において前記電力供給部のスイッチングトランジスタのオンデューティを固定的に設定する制御部と、

を具備する定着器駆動装置。

[10] 請求項 9の定着器駆動装置において、

前記第 1の整流器の出力端に接続されたフォト力ブラ及びツエナーダイオードを有し前記第 1の整流器の出力がゼロクロスするタイミングを検出するゼロクロス検出部を具備し、

前記制御部は、前記ゼロクロス検出部の検出結果を基準として、前記交流電源電圧の半周期において前記スイッチングトランジスタのオンデューティを決定するもの。

[11] 交流電源電圧の整流器出力をスイッチングトランジスタによって断続的に負荷ランプに供給すると共に、前記スイッチングトランジスタのオンデューティーを PWM制御することで前記負荷ランプの調光を行う定着器駆動方法であって、

前記 PWM制御の初期値を設定するステップと、

前記負荷ランプの消費電力を取得するステップと、

前記負荷ランプの消費電力に基づ!、て、前記交流電源電圧の半周期にお、て前記 PWM制御の制御値を固定的に設定するステップと

を具備する定着器駆動方法。

[12] 請求項 11の定着器駆動方法において、

前記負荷ランプの消費電力を取得するステップは、前記交流電源電圧の所定の半周期にお、て消費電力を取得し、

前記 PWM制御の制御値を固定的に設定するステップは、前記所定の半周期にお V、て取得された消費電力に基づ!/、て、前記所定の半周期の次の半周期にお、て前記 PWM制御の制御値を固定的に設定するもの。