WO2007037008A1

WO2007037008A1 - 送受信装置及び送受信方法

Info

Publication number: WO2007037008A1
Application number: PCT/JP2005/017968
Authority: WO
Inventors: Tetsuya Yano; Kazuhisa Obuchi
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2005-09-29
Filing date: 2005-09-29
Publication date: 2007-04-05
Also published as: JPWO2007037008A1; JP4401413B2

Abstract

　2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信装置において、HPSKデータ変調部において、連続する3ビット d0,d1,d2を用いてI、Q複素成分で構成される2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差が90°となるようにするデータ変調し、HPSK拡散系列と同一の信号点変化パターンを有するシンボルを順次発生し、該シンボルを順に無線送信する。

Description

明細書

送受信装置及び送受信方法

技術分野

[0001] 本発明は送受信装置及び送受信方法に係わり、特に 2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信装置の送信信号の PAPR (Peak to to Average Power Rati o)を小さくする送受信装置及び送受信方法に関する。

背景技術

[0002] 無線通信の送信器、特に移動局の送信器では、送信増幅器 (アンプ)の歪みのために送信信号の PAPR(Peak to Average Power Ratio)を小さくすることが重要である。 P APRとは送信信号のピーク電力値と平均電力値の比である。 PAPRが大き、場合には、アンプから出力される信号がひずんでしまい、信号をひずませないため入力信号を小さくすると出力も小さくなり信号の到達距離が短くなつてしまう。

[0003] 図 29は CDMA送信装置の概略構成図であり、送信信号発生装置 1は 2値の送信データを符号化 (例えばターボ符号化）して得られるビット列を出力し、 QPSKデータ変調部 2は連続する 2ビットを用いて I、 Q複素成分で構成されるシンボルを作成し、拡散部 3は該シンボルに所定の QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)拡散系列の拡散コードを乗算して拡散する。 QPSK拡散系列の拡散コードは C (i)+jC (00=1,2,· ··

1 2

)と表現され、拡散部 3はシンボルにこの拡散コードを複素乗算する。ただし、 C (0、 C

1

(0は PN系列である。ルートロールオフフィルタ 4は DA変換された拡散信号を平滑ィ匕

2

し、周波数変換部 5は入力信号の周波数をベースバンド周波数力無線周波数に変換し、送信増幅器 6は無線信号を増幅してアンテナ 7より送信する。送信電力増幅器 6の入出力特性は図 30の点線で示すように入力電力がある値 Pmax以上になると非直線性になる。この非直線特性により入力電力が Pmax以上になると非線形歪が発生し、隣接チャネルに信号が漏洩し、隣接妨害を生じる。

[0004] 送信増幅器 6における歪を減少するために前述のように PAPRを小さくすることが行なわれている。 PAPRを低減するために、従来の W-CDMA方式では、図 31に示すように拡散部 8において QPSK拡散系列に代わって HPSK(Hybrid Phase Shift Keying)の拡散系列を入力シンボルに乗算して拡散する。 HPSKの拡散系列を式であらわすと以下の式

[数 1]

C (り = d( )(l + (- 1)' C₂(2[〃2])

(i=0,l,2,3,……）（1)

になる。ただし、 [i/2]は小数点以下を切捨てた整数である。また、 C

1 (0、 C は

2 (0 PN系列である。この拡散系列 CG)は、展開すると

[数 2]

C(1) = C₁(1)(1- ;C₂(0))

となり、図 32に示すように、偶数番目力も奇数番目のチップへの信号点変化が必ず ±90

° になり (図 32(a)参照)、奇数番目から偶数番目のチップへの信号点変化が 0, 90, 1 80,

-90° のいずれか (ランダム)になる（図 32(b)参照)。偶数番目力も奇数番目のチップへの信号点変化が必ず ±90° 〖こなることは、 C(0)と C(l)のベクトル内積、あるいは C( 2)と C(3)のベクトル内積力^になることから理解される。たとえば、 C(0)と C(l)のベクトル内積を演算すると C (0) C (1) (1 -C (0)²)となり、 C (0), C (0)は ± 1であるから、このべ

1 1 2 1 2

タトル内積は 0となりチップ C(0)と C(l)が直交することがわかる。図 32(a),(b)では、着目チップが第 1象限に存在する場合であるが、何れの象限に存在しても同様である。なお、 QPSKの拡散系列における信号点変化は図 32(c)に示すように、偶数番目から奇数番目、奇数番目力偶数番目に関係なく 0, 90, 180, -90° のいずれかになる（ランダム)。

[0005] HPSKの拡散系列を用いることにより、拡散後の特に対角線方向の信号点変化が制限されるため、拡散率が 2以上 (SF≥2)の場合において PAPRを低減する効果が発生する。図 33は QPSK拡散系列で拡散した後の信号と HPSK拡散系列で拡散した後の信号の信号点変化説明図である。 QPSK拡散系列で拡散すると信号点変化はランダムであるため、図 33(a)に示すように対角線方向（180° )の信号点変化が多くなる。対角線方向の信号点変化に際してオーバシュートが大きくなるため、 QPSK拡散系列で拡散すると送信電力増幅器に入力する信号のピークが大きくなる。これに対して、 HPSK拡散系列で拡散すると信号点変化は 2回に 1回は ±90° となるためオーバシュートが小さくなり送信電力増幅器に入力する信号のピークが小さくなる。以上により、 HPSK拡散系列で拡散すると PAPRが低減する。

[0006] 図 34は QPSK拡散系列と HPSK拡散系列の PAPR比較図であり、ルートロールォフフィルタのロールオフファクタ =0.22とし、横軸に PAPR(dB)をとり、縦軸に CCDF(%)をとつたときの PAPR特性を示している。 CCDF (Complementary Cumulative Distribution Fu nction)は、累積確率を CDFとすると、 CCDF=100(%)— CDFである。図示の特性は、 Q PSKの場合、 PAPRが 4.9(dB)となる確率が 99.99(%)であることを表している。これは、 PAPRが 4.9(dB)を越える確率、換言すれば、入力信号が平均値に比べて 4.9(dB)以上の電力になる確率が 0.01(%)であることを意味する。一方、 HPSKの場合、 PAPRが 3. 3(dB)となる確率が 99.99(%) (CCDF=0,01)であることを表している。これは、 PAPRが 3 .3(dB)を越える確率、換言すれば、入力信号が平均値に比べて 3.3(dB)以上の電力になる確率が 0.01(%)であることを意味する。

以上より、 HPSK拡散系列によれば、 QPSK拡散系列に比べて 99.99% PAPR(CCDF= 0.01%となる点)で 1.6dBの PAPR低減効果が得られる。

以上のように、 HPSK拡散は PAPRを低減するのに有効な方式である力拡散率 SF 力 ^以上の場合に上記効果が発生する力拡散率 SF力^の場合には上記の PAPR低減効果がない。これは SF=1になると、拡散後のチップ系列の信号点変化が HPSK拡散系列の信号点変化を維持できなくなるからである。図 35は SF≥ 2の場合に拡散後のチップ系列の信号点変化が HPSK拡散系列の信号点変化を維持でき、 SF=1にお V、て維持できなくなる理由の説明図である。

[0007] 図 35(a)は SF=4の場合であり、 QPSKデータ変調により得られた 1番目シンボルに HP SK拡散系列の 4チップが乗算された場合であり、シンボルに信号点の位相変化がないから拡散後のチップ系列は HPSK拡散系列にしたがって信号点位相が変化し、 HP SK拡散系列の信号点位相変化を維持できる。図 35(b)は SF=2の場合であり、 QPSK データ変調により得られた 2シンボルに HPSK拡散系列の 4チップが乗算された場合であり、シンボル間ではランダムに信号点位相が変化して、るが、他では信号点位相が変化していない。このため、拡散後のチップ系列は HPSK拡散系列にしたがって信号点位相が変化し、 HPSK拡散系列の信号点位相変化を維持できる。図 35(c)は SF= 1の場合であり、 QPSKデータ変調により得られた 4シンボルに HPSK拡散系列の 4チップが乗算された場合であり、シンボル間でランダムに信号点位相が変化する。このため、拡散後のチップ系列は HPSK拡散系列の信号点変化を維持で

きなくなる。

[0008] 以上のように、拡散率 SF力 1の場合には HPSK拡散系列の信号点位相変化を維持できなくなり、 PAPR低減効果が発生しなくなり、 PAPR特性は図 34の QPSKの特性になってしまう。

そこで、図 36に示すように、 BPSKデータ変調部 9において、 QPSKデータ変調の代わりに BPSKデータ変調を行な、、 BPSKデータ変調により得られたシンボルに拡散部 8で HPSK拡散系列を乗算して拡散する。 BPSKデータ変調では、図 37 (a)に示すように、シンボル間において 0または 180^Q、信号点位相が変化するだけである。 SF=1の場合、この BPSKデータ変調により得られた 4シンボルに図 37(b)に示す HPSK拡散系列の 4チップを乗算すると、前述のように BPSKシンボル間で 0または 180°に信号点位相が変化するだけであるため、チップ系列の信号点位相変化は図 37(c)に示すようになり HPSK拡散系列の信号点位相変化を維持する。この結果、図 36の送信装置によれば、拡散率力 F=1であっても PAPRを低減することができる。しかし、図 36の送信装置 (BPSKデータ変調 +HPSK拡散系列)では、 BPSKデータ変調であるため 1シンボルあたり 1ビットとなり、図 31の送信装置（QPSKデータ変調 +HPSK拡散系列)に比べて伝送効率が悪くなる問題がある。なお、図 31の送信装置では、 1シンボルあたり 2ビットであるため、伝送効率が図 31の送信装置に比べて 2倍になる。

[0009] 以上まとめると、図 38に示すように、図 31の送信装置（QPSKデータ変調 +HPSK拡散系列)、図 36の送信装置 (BPSKデータ変調 +HPSK拡散系列)にはメリット、デメリットがある。すなわち、図 31の送信装置では SF=1の場合、伝送効率は 2ビット/シンボルと良いが、 PAPRが劣化する問題がある。一方、図 36の送信装置では PAPRは劣化しな、が、伝送効率が 1ビット/シンボルと悪、問題がある。

以上の従来技術に加えて別の従来技術として、 HPSKの条件を満足する直交コードを最適な状態で割り振ることが可能な CDMA拡散方法 (特許文献 1参照)が提案されているが、拡散率力 F=1の場合における上記問題点を解決するものではない。今後の移動通信では、拡散率が 1 (SF = 1)での運用も想定されており、 SF = 1の場合に伝送効率の低下を抑えると共に、 PAPRを低減する方式が求められている。

[0010] したがって、本発明の目的は伝送効率の低下を抑えると共に、 PAPRを低減する送信装置及び送信方法を提供することである。

本発明の別の目的は、 HPSK拡散系列を乗算することなくシンボルの信号点位相変化を HPSK拡散系列と同じようにする送信装置及び送信方法を提供することである。本発明の別の目的は、スクランブルコードをシンボルに乗算しても HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持できるようにする送信装置及び送信方法を提供することである。

本発明の別の目的は、 HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しつつ、受信状態に応じた最適なデータ変調方式を採用してデータ送信できるようにする送信装置及び送信方法を提供することである。

特許文献 1 :特開 2002— 33716号公報

発明の開示

[0011] ·第 1の送信装置

本発明は、 2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信装置であり、連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて I、 Q複素成分で構成される 2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差力 ¾0° となるようにするデータ変調部、前記シンボルを順に無線送信する無線送信部を備えて、る。このようにデータ変調 (HPSKデータ変調という)を行なうことにより HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を実現でき、図 31の送信装置 (SF≥ 2)と同一の PAPR特性を得ることができ、歪を減少できる。また、伝送効率は 3ビット /2シンボル (= 1.5ビット/シンボル)にでき、伝送効率の劣化を抑えることができる。

上記本発明の送信装置は、更に、 2値データをターボ符号ィ匕するターボ符号ィ匕部

、刖己

ターボ符号ィ匕部から出力する組織ビットが、前記 3ビット d0,dl,d2のうち復号に際して尤度が大きくなるビットに振り分けられるように、かつ、ノリティビットが残りのビットに振り分けられるようにターボ符号ィ匕部の出力ビットを並び替えて前記データ変調部に入力する並び替え部を備えている。このように、復号に際してパリティビットより重要な組織ビットを尤度が大きくなるビットに割り振ることにより、誤り訂正性能を向上して誤り率を減少することができる。

上記本発明の送信装置は、更に、前記 2値データに所定のスクランブルコードを乗算するスクランブル部を備え、前記データ変調部はスクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施し、受信装置は、前記送信部より送信されたシンボル信号を受信する無線受信部、連続する 2つの受信シンボルよりスクランブルコードが乗算された 3ビットのデータを復調する復調部、前記復調部の復調結果にデスクランブルコードを乗算して送信データを復調するデスクランブル部を備える。以上のように構成することにより、 HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しながら、スクランブル送信および受信ができ良好な PAPR特性を得ることができる。また、スクランブルコードを乗算することにより、データを送信したセルの識別 (基地局識別)、ユーザ識別ができる。

上記本発明の送信装置は、更に、前記データ変調結果に所定の BPSK ^クランプルコードを乗算するスクランブル部を備え、前記無線送信部はスクランブル結果を無線送信し、受信装置は、前記送信部より送信されたシンボル信号を受信する無線受信部、受信信号にデスクランブルコードを乗算するデスクランブル部、デスクランブルにより得られた連続する 2つのシンボルより 3ビットの送信データを復調する復調部を備えている。以上のように構成することにより、スクランブルコードを乗算しても HPSK 拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しながら送信および受信ができ PAPR特性を得ることができる。また、スクランブルコードを乗算することにより、データを送信したセルの識別 (基地局識別)、ユーザ識別ができる。

·第 2の送信装置

本発明の第 2の送信装置は、連続する 3ビットを用いて I、 Q複素成分で構成される 2 つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差が 90° となるように該 2つのシンボルを作成する第 1のデータ変調部、連続する 2以上のビットを用いて 1番目シンボルを作成する第 2のデータ変調部、前記第 1、第 2のいずれのデータ変調部から出力するシンボルを送信するカゝ決定する送信シンボル決定部、決定されたシンボルを送信する無線送信部を備えている。前記送信シンボル決定部は、通信相手からの受信信号の品質ある!/、は受信信号の電力あるいは通信相手からの指示に基づ、て、前記第 1、第 2のいずれのデータ変調部から出力するシンボルを送信する力決定する。この第 2の送信装置によれば、受信状態が悪い場合、第 1のデータ変調部から出力するシンボルを送信することにより、 HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持でき、これにより良好な PAPR特性を維持しつつ、伝送効率の低下を抑えながらデータ伝送ができる。また、受信状態が良い場合、第 2のデータ変調部から出力するシンボルを送信することにより、高速のデータ伝送を実現できる。

本発明の第 2の送信装置は、更に、前記 2値データに所定のスクランブルコードを乗算するスクランブル部を備え、前記第 1、第 2のデータ変調部はスクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施す。以上のように構成することにより、伝搬環境が悪い場合、スクランブルコードを乗算しても HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しながら、第 1データ変調部から出力するシンボルを送信でき、良好な PAPR特性を得ることができる。また、スクランブルコードを乗算することにより、データを送信したセルの識別 (基地局識別)、ユーザ識別ができる。

本発明の第 2の送信装置は、更に、前記第 1のデータ変調部の出力シンボルに BPS Kスクランブルコードを乗算する第 1のスクランブル部、前記第 2のデータ変調部の出カシンボルに HPSK^クランブルコードを乗算する第 2のスクランブル部を備え、前記無線送信部は、前記決定されたシンボルに対応するスクランブル結果を送信する。以上のように構成することにより、伝搬環境が悪い場合、スクランブルコードを乗算しても HPSK拡散系列と同

一の信号点位相変化を維持しながら、第 1データ変調部力出力するシンボルを送信でき、良好な PAPR特性を得ることができる。また、伝搬環境が良い場合、 HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しながら、第 1データ変調部力出力するシンボルを送信でき、良好な PAPR特性を得ることができる。さら〖こ、スクランブルコードを乗算することにより、データを送信したセルの識別 (基地局識別)、ユーザ識別ができる。また、前記第 1、第 2のデータ変調部の出力シンボルに、あるいは、前記第 1、第 2のスクランブル部の出力に、 BPSKチヤネライゼーシヨンコードを乗算してチヤネラィゼーシヨンする場合であっても HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持することがでさる。

•送信方法

本発明の送信方法は、 2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信方法であり、連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて I、 Q複素成分で構成される 2つのシンポルを作成すると共に、両シンボルの位相差力 ¾0° となるようにデータ変調するステツプ、前記作成したシンボルを順番に無線送信するステップを備えている。このデータ変調ステップにお、て、前記両シンボルのベクトル内積力^となるように各シンボルの I ,Q成分を前記連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて決定する。

上記本発明の送信方法は、更に、 2値データをターボ符号化するステップ、ターボ符号の組織ビットが、前記 3ビット d0,dl,d2のうち復号に際して尤度が大きくなるビットに振り分けられるように、かつ、ターボ符号のパリティビットが残りのビットに振り分けられるようにターボ符号ビットを並び替えるステップを有して、る。

上記本発明の送信方法は、更に、前記 2値データに所定のスクランブルコードを乗算するステップ、該スクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施して送信するステップ、前記送信されたシンボル信号を受信するステップ、連続する 2つの受信シンボルより前記スクランブルコードが乗算された 3ビットのデータを復調するステップ、前記復調結果にデスクランブルコードを乗算して送信データを復調するステップを備えて、る。上記本発明の送信方法は、更に、前記データ変調結果に所定のスクランブルコードを乗算するステップ、該スクランブル結果を無線送信するステップ、前記送信されたシンボル信号を受信するステップ、受信信号にデスクランブルコードを乗算するステップ、デスクランブルにより得られた連続する 2つのシンボルより 3ビットの送信データを復調するステップを備えて、る。

本発明の送信方法によれば、第 1の送信装置と同様の効果を奏することができる。図面の簡単な説明

[図 1]本発明の送信装置の構成図である。

[図 2]シンボル位相変化説明図である。

[図 3]QPSKデータ変調信号と HPSKデータ変調信号の信号点変化説明図である。

[図 4]HPSKデータ変調部の第 1実施例構成図である。

[図 5]HPSKデータ変調部の第 2実施例構成図である。

[図 6]HPSKデータ変調部の第 3実施例構成図である。

[図 7]HPSKデータ変調部の第 4実施例構成図である。

[図 8]本発明の効果説明図表である。

[図 9]受信装置の全体の構成例である。

[図 10]HPSKデータ変調して送信した場合にぉ、て、受信シンボルより 3ビットデータ d (0),d(l),d(2)を硬判定復調する場合の説明図である。

[図 11]硬判定により HPSK変調データを復調する HPSKデータ復調部の構成図である

[図 12]軟判定により HPSK変調データを復調する HPSKデータ復調部の構成図である

[図 13]軟判定により HPSK変調データを復調する HPSKデータ復調部の別の構成図である。

[図 14]軟判定復調 (近似する場合)の説明図である。

[図 15]送信データにパイロットデータを挿入して送信する場合の送信装置の要部ブロック図である。

[図 16]受信装置の要部ブロックである。 [図 17]送信データにパイロットデータを挿入し、かつ、スクランブル処理して送信する場合の送信装置の要部ブロック図である。

[図 18]受信装置の要部ブロックである。

[図 19]送信データにパイロットデータを挿入し、かつ、スクランブル処理して送信する場合の送信装置の要部ブロック図である。

[図 20]受信装置の要部ブロックである。

圆 21]第 3実施例の説明図である。

圆 22]伝搬環境に基づいてデータ変調方式を切り替える送信装置の例である。

[図 23]図 22の構成にスクランブル部を加えた第 2の送信装置の構成図である。

[図 24]データ変調後にスクランブル処理する送信装置の構成図である。

[図 25]データ変調後にチヤネライゼーシヨン処理とスクランブル処理する送信装置の構成図である。

圆 26]第 4実施例の送信装置の要部構成図である。

圆 27]ターボ符号器の構成図である。

[図 28]第 4実施例の説明図である。

[図 29]CDMA送信装置の概略構成図である。

圆 30]送信電力増幅器の入出力特性である。

[図 31]拡散部において HPSK(Hybrid Phase Shift Keying)の拡散系列を入力シンボルに乗算して拡散する CDMA送信装置の構成図である。

圆 32]HPSKの拡散系列の信号点位相変化説明図である。

圆 33]QPSK拡散系列で拡散した後の信号と HPSK拡散系列で拡散した後の信号の信号点変化説明図である。

[図 34]QPSK拡散系列と HPSK拡散系列の PAPR比較図である。

圆 35]SF≥2の場合に拡散後のチップ系列の信号点変化が HPSK拡散系列の信号点変化を維持でき、 SF=1にお、て維持できなくなる理由の説明図である。

[図 36]BPSKデータ変調後に拡散部において HPSK拡散系列を入力シンボルに乗算して拡散する CDMA送信装置の構成図である。

[図 37]SF=1にお!/、て BPSKデータ変調後に HPSK拡散系列を乗算しても HPSK拡散系列の信号点変化を維持できる理由説明図である。

[図 38]図 31の送信装置（QPSKデータ変調 +HPSK拡散系列)と図 36の送信装置 (BPS Kデータ変調 +HPSK拡散系列)のメリット、デメリット説明図表である。

発明を実施するための最良の形態

[0015] (A)第 1実施例

•送信装置の全体の構成

図 1は本発明の送信装置の構成図であり、送信信号発生装置 11は 2値の送信データを符号化 (例えばターボ符号化）して得られるビット列を出力し、 HPSKデータ変調部 12は連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて I、 Q複素成分で構成される 2つのシンボル s (2i),s(2i+l)を作成すると共に、両シンボルの位相差力 ¾0° となるようにする。 DA変換器 13は HPSK変調データをアナログ信号に DA変換し、ルートロールオフフィルタ 14は DA変換された拡散信号を平滑ィ匕し、無線送信部 15の周波数変換部 15aは入力信号の周波数をベースバンド周波数力無線周波数に変換し、送信増幅器 15bは無線信号を増幅してアンテナ 16より送信する。

[0016] HPSKデータ変調部 12は 2つのシンボル s(2i),s(2i+l)の位相差が 90° となるようにすることにより、出力シンボルの信号点変化を HPSK拡散系列と同じようする。すなわち、最初の 3ビットを用いて作成した 2シンボル s(2i ),s(2i+l)と、次の 3ビットを用いて作成した 2シンボル s(2i+2),s(2i+3)は無関係であるから、シンボル s(2i+l)、 s(2i+2)間の位相関係はランダムになる。したがって、 3ビットを用いて作成される 2つのシンボルの位相差が 90° となるようにすることにより、 HPSKデータ変調部 12は、 HPSK拡散系列と同じように、偶数番目のシンボル s(2i)から奇数番目のシンボル s(2i+l)への位相変化が必ず ±90° 〖こなり、奇数番目のシンボル s(2i+l)から偶数番目のシンボル s(2i+2)への位相変化が 0, 90, 180, -90° のいずれかになり (ランダムなり)、偶数番目のシンボル s(2i +2)から奇数番目のシンボル s(2i+3)への位相変化が必ず ±90° 〖こなるようにシンボルを作成して出力することができる。図 2はシンボル位相変化説明図であり、（a)はシンボル位相が隣接する象限にシフトする場合 (信号点変化が ±90° )の説明図、（b)はシンボル位相が任意の象限にシフトする場合 (信号点変化がランダム)の説明図である。 [0017] 図 3は QPSKデータ変調信号と HPSKデータ変調信号の信号点変化説明図である。 QPSKデータ変調された出力シンボルの信号点変化はランダムであるため、図 3(b)に示すように対角線方向（180° )の信号点変化が多くなる。対角線方向の信号変化に際してオーバシュ

ートが大きくなるため、送信電力増幅器 15bに入力する信号のピークが大きくなる。これに対して、 HPSKデータ変調された出力シンボルの信号点変化は図 3(a)に示すように 2回に 1回が ±90° となるため、オーバシュートが小さくなり送信電力増幅器 15bに入力する信号のピークが小さくなり、 PAPRを低減することができる。

•HPSKデータ変調部

連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて位相差が ±90° となるように 2つのシンボル s(0),s (1)を作成し、次の連続する 3ビット d(3), d(4), d(5)を用いて位相差が ±90° となるように 2つのシンボル s(2),s(3)を作成するための変換式は

[数 3]

5(0) = (0)(1+ jd(2)) = d(0) + jd(0)d(2)

s{l) = d{l){\- jd{2)) = d(l) - jd{l)d{2)

5(2) = £/(3)(l+ (5》 = d(3) + jd(3)d(5) (³)

5(3) = d(4)(l— ^(5》 = d(4)— jd(4)d(5)

であり、一般に

s{2k) = d (3 )(1 + jd (3k + 2)) = d (3k) + jd (3k)d (3k + 2) s{2k + l) = d (3k + ΐ)(1一 jd (3k + 2)) = d (3k + 1)— jd (3k + l)d (3k + 2) となる。

[0018] 偶数番目力奇数番目のシンボルへの信号点変化が必ず ±90° になることは、偶数番目シンボル s(2k)と奇数番目シンボル s(2k+ 1)のベクトル内積力^になることから理解される。すなわち、 s(2k)と s(2k+ l)のベクトル内積を演算すると d(3k)d(3k+ l) X ( 1 d(3k+2)²)となり、 d(3k)、 d(3k+ l)、（3k+2)…は ± 1であるから、このベクトル内積は 0となり偶数番目と奇数番目のシンボルは直交する。以上より、 HPSKデータ変調部 12は、偶数番目シンボル s(0)と奇数番目シンボル s(l)のベクトル内積力になるように連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて (3)式より各シンボルの I,Q成分を決定し、以後、順次新たな 3ビットを d0,dl,d2として (3)式より各シンボルの I,Q成分を決定して出力する。図 4は HPSKデータ変調部 12の第 1実施例構成図であり、次式

画 s(0) = d (0) + jd (0)d (2)

s(l) = d(l) - jd (l)d(2) ( により、偶数番目シンボル s(0)と奇数番目シンボル s(l)のベクトル内積が 0になるようにシンボルを作成して出力する。

[0019] 図 4において、 HPSKデータ変調部 12は、シリパラ変換部 12a、セレクタ 12b、 12c、乗算器 MLT1〜MLT4、加算器 ADD1を有している。シリパラ変換部 12aは順次入力する 3ビットのシリアルデータを並列データに変換し、 0番目シンボル s(0)の演算タイミングにおいて各セレクタ 12b、 12cは上側の入力を選択し (4)式の s(0)を演算して出力し、 1 番目シンボルでは各セレクタ 12b、 12cは下側の入力を選択して (4)式の s(l)として出力する。

図 5は HPSKデータ変調部 12の第 2実施例構成図であり、次式

[数 5] 0) = (0)(1+ (2》

) (2)) ⁽⁵⁾ により、偶数番目シンボル s(0)と奇数番目シンボル s(l)のベクトル内積が 0になるようにシンボルを作成して出力する。

[0020] 図 5において、 HPSKデータ変調部 12は、シリパラ変換部 12d、セレクタ 12e、乗算器 MLT5〜MLT6、加算器 ADD2を有している。シリパラ変換部 12dは順次入力する 3ビットのシリアルデータを並列データに変換し、セレクタ 12eは 0番目シンボル s(0)の演算タイミングにおいて上側の入力 d(0)を選択し,また乗算器 MLT5及び加算器 ADD2は 1 +jd(2)を演算し、乗算器 MLT6は (5)式の s(0)を演算して出力する。また、セレクタ 12eは 1番目シンボル s(l)の演算タイミングにおいて下側の入力 d(l)を選択し,また乗算器 M LT5及び加算器 ADD2は 1— jd(2)を演算し、乗算器 MLT6は (5)式の s(l)を演算して出力する。

図 6は HPSKデータ変調部 12の第 3実施例構成図であり、（4)ズ5)式とは異なる変換式 [数 6] 0)=尋 + )）

1) (2)(1—灣） ⁽⁶⁾ により、順次入力する 3ビットデータ d(0), d(l), d(2)を用いて偶数番目シンボル s(0)と奇数番目シンボル s(l)のベクトル内積が 0になるようにシンボルを作成して出力する。なお、 s(0)と s(l)のベクトル内積は d(l)d(2) X (1— d(0)²)であり、 d(0)は + 1または 1である力ベクトル内積は 0となる。

図 6において、 HPSKデータ変調部 12は、シリパラ変換部 12f、セレクタ 12g、乗算器 ML7〜MLT8、加算器 ADD3を有している。シリパラ変換部 12fは順次入力する 3ビットのシリアルデータを並列データに変換し、セレクタ 12gは 0番目シンボル s(0)の演算タイミングにおいて上側の入力 d(l)を選択し,また乗算器 MLT7及び加算器 ADD3は 1+j d(0)を演算し、乗算器 MLT8は (6)式の s(0)を演算して出力する。また、セレクタ 12fは 1 番目シンボル s(l)の演算タイミングにおいて下側の入力 d(2)を選択し,また乗算器 ML T7及び加算器 ADD3は 1— jd(0)を演算し、乗算器 MLT8は (6)式の s(l)を演算して出力する。

図 7は HPSKデータ変調部 12の第 4実施例構成図であり、変換式

[数 7] s(0) = d (0) + jd (2)

s{l) = d(l) - jd (0)d (l)d (2)

s{2) = d(3) + jd (5) (⁷)

s{3) ^ d (4) - jd (3)d (4)d (5) により、順次入力する 3ビットデータ d(0), d(l), d(2) ;d(3), d(4), (1(5);· ··.を用いて偶数番目シンボルと奇数番目シンボルのベクトル内積力^になるようにシンボルを作成して出力する。なお、 s(0)と s(l)のベクトル内積は

d(0)d(l) - d(0)d(l)d(2)² = d(0)d(l)(l - d(2)²)

であり、 d(2)は + 1または一 1であるからベクトル内積は 0となる。同様に s(2)と s(3)のベクトル内積も零になる。

[0022] ·第 1実施例の効果

図 8は本発明の効果説明図表であり、 HPSKデータ変調した本発明の特性と、図 31 で説明した QPSKデータ変調及び HPSK拡散系列により拡散した第 1従来例の特性、図 36で説明した BPSKデータ変調及び HPSK拡散系列により拡散した第 2従来例の特性とを比較するようにしてヽる。

図 8(a)は PAPRを同じにした場合の伝送効率の比較図表であり、本発明および第 2 従来技術において SF=1とし、第 1従来技術において拡散率 SF=2とした場合である。本発明及び第 2従来技術おいて、 SF=1ということは 1シンボル = 1チップである。本発明にお、て 3ビットで 2シンボルを作成して送信するから、伝送速度は 3ビット /2シンポル =3ビット /2チップ = 1.5 (ビット/チップ）になる。また、第 2従来技術では、 1ビットで 1 シンボルを作成して送信するから、伝送速度は 1ビット /1シンボル = 1ビット /1チップ = 1.0 (ビット/チップ）になる。また、第 1従来技術において、 SF=2ということは 1シンポル =2チップであり、第 1従来技術では 2ビットで 1シンボルを作成して送信するから、伝送速度は 2ビット /1シンボル =2ビット /2チップ = 1.0 (ビット/チップ）になる。すなわち、 PAPRを同じにすると第 1実施例の伝送効率が最も大きくなる。

図 8(b)は SF=1に揃えた場合の PAPR及び伝送効率の比較図表である。 99.99%PAP Rは第 1実施例及び第 2従来技術において 3.3dBとなる力第 2従来技術では 4.9dBとなり、第 1実施例の PAPR特性が第 1従来技術より良好になっている。伝送効率は第 1 実施例では 1.5ビット/シンボル、第 1従来技術では 2ビット/シンボル、第 2従来技術では 1ビット/シンボルとなり、第 1従来技術が最も高速になるが、第 1実施例の伝送効率は第 2従来技術よりも高速であり、しかも、伝送効率の低下を抑えている。

[0023] ，受信装置の構成

図 9は受信装置の全体の構成例であり、無線受信部 21はアンテナ 20で捕捉した無線信号を増幅した後、無線周波数力もベースバンド周波数に周波数変換する。ルートロールオフフィルタ 22は周波数変換により得られたベースバンド信号にルートロールオフフィルタ特性を付与し、 AD変はフィルタ出力信号を AD変換し、 HPSK データ復調部 24は順次入力する 2シンボルより 3ビットデータを復調する。復号部 25は復調データを用いて誤り訂正復号処理を行って復号結果を図示しな、処理部に入力する。

HPSKデータ復調部 24は、 AD変 23力次式

[数 8] r(0) = (0) ₊ ;>(0)

r(l) = (l) ₊ ;>(l) (⁸) で表現された 2つの受信シンボル r(0)、 r(l)を順次入力され、これらより 3ビットデータ d( 0),d(l),d(2)を復調して出力する。

，硬判定復調

図 10は (4)または (5)式により HPSKデータ変調して送信した場合において、受信シンボルより 3ビットデータ d(0),d(l),d(2)を硬判定復調する場合の説明図であり、（a)は偶数番目シンボルの復調説明図、（b)は奇数番目シンボルの復調説明図でぁリ、図中 aは受信信号レベルの平均値である。偶数番目シンボル（0番目シンボル) r(0)=x(0) +jy(0)が第 1〜第 4象限に存在するときの d(0),d(2)は (4)式より図 10の（a)に示す通りであり、 x(0),y(0)の正負により以下のように d(0),d(2)の値を硬判定できる。

[数 9] x(0)≥ 0 => d(0) = +l

x( ) < 0 → d(0) = -l

y( )≥ 0 → d(0)d(2) = +l → d(2) = +lx d(0) ⁽⁹⁾ y( ) < 0 = rf (0 (2) = -l => d (2) = -lxd (0)

また、奇数番目シンボル（1番目シンボル) r(l)=x(l)+jy(l)が第 1〜第 4象限に存在するときの d(l),d(2)は (4)式より図 10の (b)に示す通りであり、 x(l),y(l)の正負により以下のように d(l),d(2)の値を硬判定できる。

[数 10] d(l) = +1

= - 1

d(l)d(2) = -l =^> d(2) = -lx d(l)

d(l)d(2) = +l = d(2) = +lx d(l)

[0025] 図 11は HPSKデータ復調部 24の構成図であり、振り分け部 24aは 0番目シンボル r(0) =x(0)+jy(0)、 1番目シンボル r(l)=x(l)+jy(l)の実数部、虚数部をそれぞれ d(0)硬判定復調部 24b、第 1の d(2)硬判定復調部 24c、 d(l)硬判定復調部 24d、第 2の d(2)硬判定復調部 24eに入力する。 d(0)硬判定復調部 24bおよび第 1の d(2)硬判定復調部 24cは、 (9)式に従って d(0),d(2)を硬判定し、 d(l)硬判定復調部 24dおよび第 2の d(2)硬判定復調部 24eは、（10)式に従って d(l),d(2)を硬判定して出力する。セレクタ 24fは各部で硬判定された d(0),d(l),d(2)を選択して復号部に入力する。なお、 d(2)は 0番目シンボルおよび 1番目シンボルの両方力求まるから一方のみを選択して出力すればよい。

[0026] ·軟判定復調 (0シンボル目と 1シンボル目の受信信号双方力 d(0), d(l), d(2)の復調結果を求める場合）

送信側ではビット列 d(0), d(l), d(2)力もシンボル列 s(0), s(l)が生成される。 d(0), d( 1), d(2)の 8通りの全ての組み合わせに対する s(0), s(l)の組み合わせは以下の 8通りになる。

[表 1] 表 1： d(0)， d(l), d(2)の組み合せに対する s(0), s(l)の組み合わせ

(8)式に示すように、偶数番目（0シンボル目）の受信シンボルを r(0) = x(0) + jy(0), 奇数番目（1シンボル目）の受信シンボルを r(l) = x(l) + jy(l)としたとき、送信シンポル s(0), s(l)の実数成分、虚数成分がそれぞれ +1又は 1となる確率を以下のように表現する。すなわち、

s(0)の実数成分が +1である確率を p ，

+1

s(0)の実数成分が- 1である確率を p ，

-1

s(0)の虚数成分が +1である確率を q ，

+1

s(0)の虚数成分が- 1である確率を q ，

-1

s(l)の実数成分が +1である確率を r ，

+1

s(l)の実数成分が- 1である確率を r ，

-1

s(l)の虚数成分が +1である確率を s ,

+1

s(l)の虚数成分が- 1である確率を s ，

-1

と表現する。

これら確率 p , p , q , q , r , r , s , s は、平均受信レベル aおよび雑音分散 σ

" +1 - 1 +1 - 1 +1 - 1 +1 - 1

を用いて、それぞれ以下の式で与えられる。

[数 11]

( (I)

s _Λ = e 2

(llh)

Ιπσ'

このとき、表 1に示した組み合わせにより、送信ビット d(0), d(l), d(2)が +1, -1である確率はそれぞれ、以下の式で与えられる。

[数 12] d(0) = +1である確率

P{ (0) = +1) = p₊₁ - q₊₁ · r₊₁ · s.i + p₊₁ · q_ · r₊₁ · s_+i + p., · (？ ₊₁ - r_, -s_+l+p_+l- q_, - 丄■ s.,

(12a) d(0) = -1である確率

P{d (0) = -\) = ρ_,· q_, · r₊₁ ' + ρ · q₊₁ · r₊₁ · s₊₁ + p , · q ■ r_ · s₊₁ + · q_+i■ r_ ■ 5_,

(12b) d(l) = +1である確率

P{d (1) = +l) = >₊ q₊₁ · ₊₁ · s_, + p₊₁ · q_, · r₊₁ · 5₊₁ + p_, · q_, · r₊₁ · s_ + p., · q_+l · r₊₁ ' s₊₁

(12c) d(l) = -1である確率

尸 (1) = -l) = ρ₊₁ · q_+l · r s₊₁ + p_+l■ q__x · r_ · s__x + p__x■ q__x · r__x · s₊₁ + p,_x · q₊₁ · r__x · s_,

(I2d) d(2) = +lである確率

P{d (2) = +ΐ) = ₊₁· q_+l · r₊₁ · s_, + p₊₁ · q_+l · r__x · s₊₁ + p_, · q__x ' r₊₁ · s_, + p__x · q__x · r__x · s₊₁

(12e) d(2) = -1である確率

P{d(2) = -l) = p₊₁-q_₁-r₊₁-s₊₁+ p₊₁ · q__x ' r_, -s^ + p^- q₊₁ · r₊₁ · s₊₁ + p_, · q₊₁ · r_, ' s_,

(120

これらの式を用いて d(0), d(l), d(2)に対する対数尤度 Λ(0), Λ(1), Λ(2)を算出すると以下のようになる。

[数 13]

d(C)に対する対数尤度

P(d(0) = +1

A(0) = log

(0) = -l)

£±ι ' g±i ' ^r+i · ^s-i士 Ρ₊ι · g-i · ₊i · ^s ₊i + P₊i · gVi · f-i · 土 P₊₁ · q.i · r_, · P i " q-i · ^r ₊i · ^s-i ⁺ P-i ' q · f₊₁ · s₊₁ + ρ · q_, · r__x ' s_+l + p__t■ q_+l · r__x · s_,

(13a) d(1)に対する対数尤度

P · ' ^r,i ' ^s~i + P₊i · Q-i · r₊₁ · s₊₁ + p. · q_ ' · s_, + p_, · g_†1 ' r_+l · s₊₁ ₊i · · i · s+i + P+i · Li · f-i■ ^-i + P-i · q—i · i■ s_+l + p__x · q₊ · r, - 5_,

(13b) d(2)に対する対数尤度

P(rf(2) = +1

A(2) = log

P{d(2) = -l)

_ £±i ' g±i ' ^r ₊i · ^s-i土 P₊i； gnj； i； ±1土 P-i； g-i · r_+l · s_, + ρ__γ · g_, · r__x · s₊₁

P₊i · q_i · ^r ₊i · s₊₁ + p₊₁■ q__x■ r_ · s__x + p__x■ qr₊₁ · r_+l · s₊₁ + ρ__λ · q_+l · r—丄 · s_,

(13c) 図 12は軟判定により HPSK変調データを復調する HPSKデータ復調部 24の構成図であり、振り分け部 24mは 0番目シンボル r(0)=x(0)+jy(0)、 1番目シンボル r(l)=x(l)+jy( 1)の実数部、虚数部をそれぞれ p ，p 計算部 24n, q ,q 計算部 24_P, r ,r 計算部 24

+1 ?1 +1 ?1 +1 ?1 q, s ,s 計算部 24rに入力する。 ρ ,ρ 計算部 24n, q ,q 計算部 24p, r ,r 計算部 24

+1 ?1 +1 ?1 +1 ?1 +1 ?1 q, s ，s 計算部 24rは（lla)〜（llh)式に従って p , p , q , q , r , r , s , s を計算

+1 ?1 +1 ?1 +1 ?1 +1 ?1 +1 ?1 し、 d(0)対数尤度計算部 24s、 d(l)対数尤度計算部 24t、 d(2)対数尤度計算部 24uに入力する。 d(0)対数尤度計算部 24s、 d(l)対数尤度計算部 24t、 d(2)対数尤度計算部 24uはそれぞれ（13a), (13b), (13c)式に従って d(0)，d(l)，d(2)の軟判定の対数尤度 Λ(0)、 Λ(1)、 Λ(2)を計算して出力する。

なお、図示していないが、平均受信レベル aおよび雑音分散び²は受信信号の実数成分および虚数成分の振幅平均値やパイロット信号の振幅平均値の分散値など力測定する。

[0029] ·軟判定復調 (0シンボル目と 1シンボル目を分けて考える場合）

軟判定復調する場合、第 1送信ビット d(0)が +1である確率 P(d(0)=+1)及び— 1である確率 P(d(0)=— 1)は、図 10(a)より偶数番目（0シンボル目）の受信シンボル r(0)の実数部 x(0)と受信平均レベル aの差を用いて表現でき、雑音分散を σとすれば、次式で与えられる。

[数 14] 。)

d(0)= +1である確率 (14a) d(0)= -1である確率 P (14b)

また、第 3送信ビット d(2)が +1である確率 P(d(2)=+1)は、 0シンボル目の受信シンボル r(0)と第 1象限における平均受信シンボル点 S1 (図 10(a)参照)までの距離と、 0シンポル目の受信シンボル r(0)と第 3象限における平均受信シンボル点 S3までの距離で表現でき、雑音分散を σとすれば以下の (15a)式で与えられる。また、第 3送信ビット d(2) が 1である確率 P(d(2)=— 1)は、 0シンボル目の受信シンボル r(0)と第 2象限における平均受信シンボル点 S2までの距離と、 0シンボル目の受信シンボル r(0)と第 4象限における平均受信シンボル点 S4までの距離で表現でき、雑音分散を σとすれば以下の (15b)式で与えられる。

[0030] [数 15] d(2)= +lである確率

( 。)

(15a) d(2)=— 1である確率

(15b) なお、（15a)式右辺第 1項は受信シンボル r(0)と図 10(a)の第 1象限における平均シンボル点 S1間の距離に応じた確率であり、（15a)式第 2項は受信シンボル r(0)と第 3象限における平均シンボル点 S3間の距離に応じた確率である。同様に、（15b)式右辺第 1 項は受信シンボル r(0)と図 10(a)の第 4象限における平均シンボル点 S4間の距離に応じた確率であり、（15b)式第 2項は受信シンボル r(0)と第 2象限における平均シンボル点 S2間の距離に応じた確率である。

同様に、軟判定復調する場合、第 2送信ビット d(l)が +1である確率 P(d(l)=+1)及び— 1である確率 P(d(l)=—1)は、図 10(b)より奇数番目（1番目シンボル）の受信シンボル r (1)の実数部 x(l)と受信平均レベル aの差を用いて表現でき、雑音分散を σとすれば、次式で与えられる。

[数 16]

₁ ( ) -。)²

d(l)= +lである確率 ^Pi^d = +l) = ！ - e ^2σ' (16a)

■\! 2πσ

1 (x(l)₊a f

d(i)= -iである確率尸 (c?(l) = - 1) = I = e ^2σ de ) また、第 3送信ビット d(2)が +1である確率 P(d(2)=+1)は、 1番目シンボルの受信シンポル r(l)と第 2象限における平均受信シンボル点 S2(図 10(b)参照)までの距離と、 1番目シンボルの受信シンボル r(l)と第 4象限における平均受信シンボル点 S4までの距離で表現でき、雑音分散を σとすれば以下の (17a)式で与えられる。また、第 3送信ビット d( 2)がー 1である確率 P(d(2)=— 1)は、 1番目シンボルの受信シンボル r(l)と第 1象限における平均受信シンボル点 S1までの距離と、 1番目シンボルの受信シンボル r(l)と第 3 象限における平均受信シンボル点 S3までの距離で表現でき、雑音分散を σとすれば以下の (17b)式で与えられる。

[数 17] d(2)= +lである確率

(17a)

d(2)= -lである確率

(17b)

なお、（17a)式右辺第 1項は受信シンボル r(0)と図 10(b)の第 4象限における平均シンボル点 S4間の距離に応じた確率であり、（17a)式第 2項は受信シンボル r(l)と第 2象限における平均シンボル点 S2間の距離に応 2 οじ2た確率である。同様に、（17b)式右辺第 1 項は受信シンボル r(l)と図 10(b)の第 1象限における平均シンボル点 S1間の距離に応じた確率であり、（17b)式第 2項は受信シンボル r(l)と第 3象限における平均シンボル点 S3間の距離に応じた確率である。

次に（14 〜（15b)式を用いて第 1送信ビット d(0)に対する対数尤度 Λ(0)、第 3送信ビット d(2)に対する対数尤度 Λ (2)を算出すると以下のようになる。

0

[数 18] d(o)に対する対数尤度

2σ 4ax(0)

(18a)

2σ²

d(2)に対する対数尤度

' P{d(2) = ₊l) la + e la-

A₀(2) = log P{d(2) = -l)) ( 0)+。)²+ (0>—。)²

2 + e 2σ'

(18b) 同様に、（16a) （17b)式を用いて第 2送信ビット d(l)に対する対数尤度

Λ(1)、第 3送信ビット d(2)に対する対数尤度 Λ (2)を算出すると以下のようになる。

1

[数 19] d(l)に対する対数尤度

d(2)に対する対数尤度

第 3送信ビット d(2)に対する対数尤度 Λ (2)、は 0シンボル目力求めた値 Λ (2)と 1番

0 目シンボル力求めた値 Λ (2)の和となるから、次式により第 3送信ビット d(2)の対数尤

1

度 Λ (2)を算出する。

[数 20]

Λ(2) = Λ₀(2) ₊ Λ₁(2) 図 13は軟判定により HPSK変調データを復調する HPSKデータ復調部 24の構成図であり、振り分け部 24gは 0番目シンボル r(0)=x(0)+jy(0)、 1番目シンボル r(l)=x(l)+jy(l )の実数部、虚数部をそれぞれ d(0)軟判定部 24h d(l)軟判定部 24i d(2)軟判定部 24j に入力する。 d(0)軟判定部 24hおよび d(l)軟判定部 24iにおける d(0)対数尤度計算部 LLC0および d(l)対数尤度計算部 LLC1はそれぞれ、（18a)ズ 19a)式に従って d(0),d(l) の軟判定の対数尤度 Λ (0)、 Λ (1)を計算して出力する。 d(2)軟判定部 24jの第 1の d(2) 対数尤度計算部 LLC21は (18b)式により対数尤度 Λ (2)を計算し、第 2の d(2)対数尤

0

度計算部 LLC22は (19b)式により対数尤度 Λ (2)を計算し、加算部 ADUは (20)式によ

1

り第 3送信ビット d(2)の対数尤度 Λ (2)を計算して出力する。

，軟判定復調 (近似する場合）

第 1送信ビット d(0)に対する対数尤度は（18a)式により与えられ、第 2送信ビット d(l) に対する対数尤度は（19a)式により与えられるが、第 3送信ビット d(2)に対する対数尤度は（18b) ,(19b)、（20)式より与えられ、計算が複雑になる。そこで、第 3送信ビット d(2) に対する対数尤度の計算式を近似する。 0番目シンボルから求まる第 3送信ビット d(2)が +1である確率は、受信シンボル r (0) と第 1象限の平均受信シンボル点 SI間の距離と、受信シンボル r (0)と第 3象限の平均受信シンボル点 S3間の距離とに依存し、近、方の平均受信シンボル点までの距離に大きく依存する。そこで、図 14(a)に示すように直線 L1により複素平面を 2分し、受信シンボルが右上領域に存在する場合には、受信シンボルと平均受信シンボル点 S1間の距離のみより、すなわち、（17a)式の右辺第 1項により d(2)が +1である確率 P(d(2)=+

1)を計算し、受信シンボルが左下領域に存在する場合には、受信シンボルと平均受信シンボル点 S3間の距離のみより、すなわち、（17a)式の右辺第 2項により d(2)が +1 である確率 P(d(2)=+1)を計算する。

[0033] また、 0番目シンボル力求まる第 3送信ビット d(2)が 1である確率は、受信シンポル r (0)と第 2象限の平均受信シンボル点 S2間の距離と、受信シンボル r (0)と第 4象限の平均受信シンボル点 S4間の距離とに依存し、近、方の平均受信シンボル点までの距離に大きく依存する。そこで、図 14(b)に示すように直線 L2により複素平面を 2分し、受信シンボルが左上領域に存在する場合には、受信シンボルと平均受信シンボル点 S2間の距離のみより、すなわち、（17b)式の右辺第 2項により d(2)が—1である確率 P(d(2)=— 1)を計算し、受信シンボルが右下領域に存在する場合には、受信シンボルと平均受信シンボル点 S4間の距離のみより、すなわち、（17b)式の右辺第 1項により d(

2)が 1である確率 P(d(2)=— 1)を計算する。

[0034] 以上より、図 14 (c)に示すように、複素平面を領域（1)〜 (4)に分割し、 0番目の受信シンボル r(0)がどの領域に存在するかにより、 d(2)に対する対数尤度 Λ (2)を次式

0 により計算する。

[数 21] d(2)に対する対数尤度 Λο(2)：

|> 0)|≥ μ(ο)|かつ; ο)≥ ο((ι)の範囲) ¾場合

(21a)

(o)|≥ μ(ο)|かつ; v(o) < o((2)の範囲) ω場合

(21b)

4a (0) 2ひ²

(21c) (0)| < |;c(0)|かつ； c(0) < 0((⁴)の範囲) ©場合

(2 Id)

0番目のシンボルの場合と同様に、 1番目のシンボル r(l)がどの領域に存在するかにより、 d(2)に対する対数尤度 Λ (2)を次式により計算する。

[数 22] d(2)に対する対数尤度八）：

2

(22a)

4ax(l) 2 ²

(22b)

4 (1) (2)

2σ

(22c)

(22d) そして、最終的な d(2)に対する対数尤度 Λ (2)を 0シンボル目から求めた値 Λ (2)と 1

0 番目シンボル力も求めた値 Λ (2)の和として（20)式より計算して出力する。

1

なお、第 1〜第 3送信ビットの対数尤度に 4a/2 σ ²が含まれているが、すべてに共通に含まれているため軟判定データを用いた復号処理において 1とみなすことにより a σが未知であっても処理上何等の問題はない。

(Β)第 2実施例

•第 1の送受信装置図 15は送信データにパイロットデータを挿入して送信する場合の送信装置の要部ブロック図、図 16はその受信装置の要部ブロックである。

図 15の送信装置において、送信信号発生部 11は送信データに誤り訂正符号化処理を行

つてビット列で送出し、パイロット発生部 31はパイロットビットを発生する。パイロット多重部 32は送信データにパイロットデータを時分割多重多重して HPSKデータ変調部 1 2に入力する。以後、送信装置は図 1で説明したと同様にデータを送信する。

図 16の受信装置において、分離部 41は受信信号より送信データとパイロットデータを分離し、チャネル推定部 42はノィロットを用いて周知のチャネル推定演算を行なつてチャネル (伝搬路）を推定し、チャネル補償部 43は推定されたチャネル推定値を用 Vヽてチャネル補償を受信データに施して HPSKデータ復調部 24に入力する。以後、受信装置は図 9で説明したと同様の受信処理を行う。

·第 2の送受信装置

図 17は送信データにパイロットデータを挿入し、かつ、スクランブル処理して送信する場合の送信装置の要部ブロック図、図 18はその受信装置の要部ブロックであリ、図 15、図 16と同一部分には同一符号を付している。スクランブルコードはセルや基地局、あるいはユーザ (移動局）を識別するために送信側で固有のスクランブルコードを送信データに乗算して送信し、受信側でデスクランブル処理して送信元を識別するものである。

図 17の送信装置において、送信信号発生部 11は送信データに誤り訂正符号化処理を行ってビット列で送出し、パイロット発生部 31はノィロットビットを発生する。パイ口ット多重部 32は送信データにパイロットデータを時分割多重多重してスクランブル部 3 3に入力する。スクランブル部 33は固有のスクランブルコードを発生するスクランブルコード発生部 33aと該スクランブルコードを送信データに乗算して出力する乗算部 33b を備えて、る。 HPSKデータ変調部 12はスクランブル結果に対して HPSKデータ変調処理を行って送信する。

図 18の受信装置において、分離部 41は受信信号より送信データとパイロットデータを分離し、チャネル推定部 42はノィロットを用いて周知のチャネル推定演算を行なつてチャネル (伝搬路）を推定し、チャネル補償部 43は推定されたチャネル推定値を用 V、てチャネル補償を受信データに施して HPSKデータ復調部 24に入力する。っ、で、 HPSKデータ復調部 24は既に説明した方法で HPSKデータ復調処理を行い、デスクランブル部 44は HPSKデータ復調結果にスクランブルコードと同一のデスクランブルコードを乗算し、乗算結果を順次 1番目シンボル期間積分して送信データを復調して図示しない復号部に入力する。

·第 3の送受信装置

図 19は送信データにパイロットデータを挿入し、かつ、スクランブル処理して送信する場合の送信装置の要部ブロック図、図 20はその受信装置の要部ブロックであリ、図 17、図 18と同一部分には同一符号を付している。図 17、図 18と異なる点はスクランブル部 33とデスクランブル部 44の位置である。

図 19の送信装置において、送信信号発生部 11は送信データに誤り訂正符号化処理を行ってビット列で送出し、パイロット発生部 31はノィロットビットを発生する。パイ口ット多重部 32は送信データにパイロットデータを時分割多重して HPSKデータ変調部 12に入力する。 HPSKデータ変調部 12は送信データに対して HPSKデータ変調処理を行い、変調結果をスクランブル部 33に入力する。スクランブル部 33は固有のスクランブルコードを発生するスクランブルコード発生部 33aと該スクランブルコードをデータ変調結果に乗算して出力する乗算部 33bを備えており、乗算結果を図示しない無線送信部に入力して送信する。なお、図 19の送信装置では、スクランブルにより HPS K拡散系列と同一のシンボル位相変化が乱されな、ように、スクランブルコードを BPS Kスクランブルコードとする。拡散率 SF=1の場合、 HPSK系列に BPSK系列を乗算しても、 HPSK拡散系列のシンボル位相変化が乱されな、ことは図 37で説明済みである。図 20の受信装置において、分離部 41は受信信号より送信データとパイロットデータを分離し、チャネル推定部 42はノィロットを用いて周知のチャネル推定演算を行なつてチャネル (伝搬路)を推定し、チャネル推定値をチャネル補償部 43に入力する。以上と並行して、デスクランブル部 44は受信シンボルにスクランブルコードと同一の BPS Kデスクランプ

ルコードを乗算し、乗算結果を順次 1シンボル期間積分してチャネル補償部 43に入力する。チャネル補償部 43は推定されたチャネル推定値を用いてチャネル補償をデスクランブル結果に施して HPSKデータ復調部 24に入力する。 HPSKデータ復調部 24 は入力されたシンボルに HPSKデータ復調処理を行ヽ、復調結果を図示しな!ヽ復号部に入力する。

[0039] (C)第 3実施例

HPSKデータ変調して送信する第 1実施例の方法によれば、図 8で説明したように P APR特性を良好にして歪を減少できる。そこで、図 21 (a)に示すように相手通信装置 BSとの間の距離が遠くなつて受信状態が悪くなつたとき、第 1実施例による送信方法により送信し、距離が近づくにしたがってデータ変調方式を高速伝送可能な変調方式 QPSK→8PSK→16QAMに切り替える。あるいは、図 21 (b)に示すように相手通信装置 BSとの間の伝搬環境が悪い場合に第 1実施例による送信方法により送信し、伝搬環境が良好になるにしたがってデータ変調方式を高速伝送可能な変調方式 QPS K→8PSK→16QAMに切り替える。

[0040] ·第 1の送信装置

図 22は伝搬環境に基づいてデータ変調方式を切り替える送信装置の例であり、図 1の送信装置と同一部分には同一符号を付している。データ変調方式として第 1実施例の HPSKデータ変調、 QPSK変調方式、 8PSK変調方式、 16QAM変調方式を用意し、それぞれの変調方式で変調する HPSKデータ変調部 12、 QPSK変調部 51、 8PSK変調部 52、 16QAM変調部 53を設ける。

変調方式決定部 54は伝搬環境を相手通信装置力受信した受信信号の SN比あるいは受信電力あるいは誤り率などにより推定し、伝播環境に応じたデータ変調方式を決定する。変調方式切り替え制御部 55は変調方式切り替え部 56を制御して、該決定されたデータ変調方式でデータ変調する変調部力出力する変調データを選択して DA変換器 13に入力し、 DA変換器 13は HPSK変調データをアナログ信号に DA変換し、ルートロールオフフィルタ 14は DA変換された拡散信号を平滑ィ匕し、無線送信部 1 5入力信号の周波数をベースバンド周波数力無線周波数に変換し、無線信号を増幅してアンテナ 16より送信する。

すなわち、送信装置は、伝搬環境が最高レベルであれば、 16QAM変調部 53から出力するデータを選択して送信し、 2番目に伝搬環境が良好であれば 8PSK変調部 52から出力するデータを選択して送信し、 3番目に伝搬環境が良好であれば QPSK変調部 51から出力するデータを選択して送信し、伝搬環境が悪ければ HPSKデータ変調部 12から出力するデータを選択して送信する。

以上では、第 1実施例の HPSKデータ変調方式に加えて 3つのデータ変調方式を用意した場合であるが 3つである必要はなぐ高速伝送可能な 1つのデータ変調方式を用意するだけでも良い。また、変調方式決定部 54は伝搬環境を SN比あるいは受信電力あるいは誤り率などにより伝搬環境を推定してデータ変調方式を決定しているが、相手通信装置がデータ変調方式を通知するように構成することもできる。以上のことは以降の送信装置にも言えることである。

[0041] ·第 2の送信装置

図 23は図 22の構成にスクランブル部をカロえた第 2の送信装置の構成図であり、図 22と同一部分には同一符号を付している。

スクランブル部 57はスクランブルコード発生部 57aと該スクランブルコードを送信データに乗算して出力する乗算部 57bを備えている。スクランブル部 57は、セルや基地局、あるいはユーザ (移動局）を識別するために固有のスクランブルコードを送信信号発生器 11から出力する送信データに乗算して各変調部 12,51〜53に入力する。変調方式決定部 54は伝搬環境を推定し、伝播環境に応じたデータ変調方式を決定する。変調方式切り替え制御部 55は変調方式切り替え部 56を制御して、該決定されたデータ変調方式で動作する変調部から出力する変調データを選択し、無線送信部 15は選択された信号を無線信号に変換して送信する。

[0042] ·第 3の送信装置

図 24はデータ変調後にスクランブル処理する送信装置の構成図であり、図 23と同一部分には同一符号を付している。

スクランブル部 58は、 HPSKデータ変調部 12から出力する HPSK変調データに BPSK スクランブルコードを乗算する第 1のスクランブル部 58aとその他のデータ変調部 51〜 53から出力する変調データに HPSK^クランブルコードを乗算する第 2のスクランブル部 58bを備えている。 HPSKデータ変調部 12の出力に乗算するスクランブルコードを B PSK^クランブルコードにする理由は図 19の場合と同じである。また、その他のデータ変調部 51〜53の出力に乗算するスクランブルコードを HPSK^クランブルコードにする理由は PAPRを改善するためである。

第 1のスクランブル部 58aにおいて、乗算部 58a_2は BPSK^クランブルコード発生部 58a-lから出力する BPSK^クランブルコードを HPSKデータ変調部 12から出力する HP SK変調データに乗算して出力する。第 2のスクランブル部 58bにおいて、乗算部 58c- l〜58c-3は HPSK^クランブルコード発生部 58dから出力する HPSK^クランブルコードを各データ変調部 51〜53から出力する変調データに乗算して出力する。セレクタ 5 9は変調方式切り替え制御部 55からの指示に従って所定のスクランブル結果を選択して無線送信部 15より送信する。

なお、図 24において、第 1のスクランブル部 58aのみを HPSKデータ変調部 12の前段に設けるように変形することができ、その場合にはスクランブルコードは BPSK^クランブルコードである必要はない。 .

[0043] ·第 4の送信装置

図 25はデータ変調後にチヤネライゼーシヨン処理とスクランブル処理する送信装置の構成図であり、図 24と同一部分には同一符号を付している。図 24と異なる点はチャネライゼーシヨン部 60をスクランブル部 58の前段に設けている点である。なお、チヤネライゼーシヨン部 60をスクランブル部 58の後段に設けることもできる。

チヤネライゼーシヨン部 60は、チャネル識別用の BPSKチヤネライゼーシヨンコードを発生する BPSKチヤネライゼーシヨンコード発生部 60aとチヤネライゼーシヨンコード乗算部 60bを備え、チヤネライゼーシヨンコード乗算部 60bは各データ変調部から出力するシンボルに BPSKチヤネライゼーシヨンコードを乗算して出力する乗算部 CML0〜C ML3を備えている。

[0044] (D)第 4実施例

軟判定の場合、第 1送信ビット d(0)に対する対数尤度 Λ(0)と第 2送信ビット d(l)に対する対数尤度 Λ(1)はそれぞれ、 1つのシンボルの実数部より算出できるが、第 3送信ビット d(2)に対する対数尤度 Λ(2)は 2つのシンボルより求まる対数尤度 Λ (2)、 Λ (2)

0 1 を合計したものであり、し力も、対数尤度 Λ (2)、 Λ (2)はそれぞれシンボルの実数部及び虚数部より算出される。このため、第 1、第 2送信ビット d(0),d(l)に対する対数尤度 Λ(0), Λ(1)と、第 3送信ビット d(2)に対する対数尤度 Λ(2)の信頼度が異なる場合がある。

一方、ターボ符号は組織ビットとパリティビットを備え、復号に際して組織ビットが重要であり組織ビットの信頼度が大きいほど誤り訂正復号処理を高精度で行うことが可能になる。そこで、第 4実施例では、第 1、第 2送信ビット d(0),d(l)に対する信頼度が第 3送信ビット d(2)に対する信頼度より大きければ、ターボ符号を構成する組織ビットを信頼度の高い第 1、第 2送信ビット d(0),d(l)に振り分けられるようにし、ノリティビットを残りの送信ビットに振り分けられるようにする。また、第 3送信ビット d(2)に対する信頼度が第 1、第 2送信ビット d(0),d(l)に対する信頼度より大きければ、ターボ符号を構成する組織ビットを信頼度の高い第 3送信ビット d(2)に振り分けられるようにし、パリティビットを残りの送信ビットに振り分けられるようにする。

図 26は第 4実施例の送信装置の要部構成図であり、 11は送信信号発生装置、 12 は HPSK

データ変調部であり図 4と同一の構成を備えてヽる。送信信号発生装置 11にお!/、て、ターボ符号器 71は図 27に示す構成を備え、入力データ uをターボ符号ィ匕し、符号化データ xa,_Xb,xcを直列にして出力する。すなわち、ターボ符号部 71において、符号化データ xaは入力データ uそのものであり、符号化データ xbは入力データ uを第 1の要素符号器 ENC1で畳み込み符号ィ匕したデータ、符号ィ匕データ xcは入力データ uをインタリーブ ( π )して第 2の要素符号器 ENC2で畳み込み符号ィ匕したデータデータである。ターボ符号は、以上のように畳み込みを 2つ用いて合成した組織符号で、 xaは組織ビット、 xb,_XCはノリティビットという。組織/パリティ分離部 72はターボ符号を構成する組織ビットとパリティビットとを分離し、並び替え部 73は組織ビットが、 3ビット d0,dl ,d2のうち復号に際して尤度が大きくなるビットに振り分けられるように、かつ、パリティビットが残りのビットに振り分けられるように並び替えて HPSKデータ変調部 12に入力する。

図 28(a)は第 1、第 2送信ビットに対する信頼度が大きい場合であり、斜線で示す第 1 、第 2送信ビット系列 d(0),d(l),d(3),d(4),"'..に組織ビットを振り分け、他のビット系列にノ^ティを振り分けた例である。また、図 28(b)は第 3送信ビットに対する信頼度が大きい場合であり、斜線で示す第 3送信ビット系列 d(2),d(5),d(8),d(ll),"'..に組織ビットを振り分け、他のビット系列にパリティを振り分けた例である。

本発明によれば、伝送効率の低下を抑えると共に、 PAPRを改善することができる。また、本発明によれば、 HPSK拡散系列を乗算することなくシンボルの信号点位相変化を HPSK拡散系列と同じようにできる。

また、本発明によれば、スクランブルコードをシンボルに乗算しても HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持できる。

また、本発明によれば、 HPSK拡散系列と同一の信号点位相変化を維持しつつ、受信状態に応じた最適なデータ変調方式を採用してデータ送信することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信装置にぉヽて、

連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて I、 Q複素成分で構成される 2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差力 ¾0° となるようにするデータ変調部、

前記シンボルを順に無線送信する無線送信部、

を備えたことを特徴とする送信装置。

[2] 前記データ変調部は、前記両シンボルのベクトル内積が 0となるように各シンボルの I,Q成分を前記連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて決定する、

ことを特徴とする請求項 1記載の送信装置。

[3] 前記 2つのシンボルの後に生成されるシンボルは、前記連続する 3ビット d0,dl,d2 を用いずに構成されることを特徴とする請求項 1記載の送信装置。

[4] 前記 2つのシンボルの後に生成されるシンボルの最初の 2つは、前記連続する 3ビッ卜

d0,dl,d2に連続する 3ビット d3,d4,d5を用いて構成されることを特徴とする請求項 1記載の送信装置。

[5] 2値データをターボ符号ィ匕するターボ符号ィ匕部、

前記ターボ符号ィ匕部から出力する組織ビットが、前記 3ビット d0,dl,d2のうち復号に際して尤度が大きくなるビットに振り分けられるように、かつ、ノリティビットが残りのビットに振り分けられるようにターボ符号ィ匕部の出力ビットを並び替えて前記データ変調部に入力する並び替え部、

を備えたことを特徴とする請求項 1記載の送信装置。

[6] 前記送信部より送信されたシンボル信号を受信する無線受信部、

連続する 2つの受信シンボルより 3ビットの送信データを復調する復調部、を備えたことを特徴とする請求項 1記載の受信装置。

[7] 前記 2値データに所定のスクランブルコードを乗算するスクランブル部、

を備え、前記データ変調部はスクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施す請求項 1記載の送信装置。

[8] 前記送信部より送信されたシンボル信号を受信する無線受信部、連続する 2つの受信シンボルよりスクランブルコードが乗算された 3ビットのデータを復調する復調部、

前記復調部の復調結果にデスクランブルコードを乗算して送信データを復調するデスクランブル部、

を備えたことを特徴とする請求項 7記載の送信装置。

[9] 前記データ変調結果に所定の BPSKスクランブルコードを乗算するスクランブル部、を備え、前記無線送信部はスクランブル結果を無線送信する、

ことを特徴とする請求項 1記載の送信装置。

[10] 前記送信部より送信されたシンボル信号を受信する無線受信部、

受信信号にデスクランブルコードを乗算するデスクランブル部、

デスクランブルにより得られた連続する 2つのシンボルより 3ビットの送信データを復調する復調部、

を備えたことを特徴とする請求項 7記載の送信装置。

[11] 2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信装置において、

連続する 3ビットを用いて I、 Q複素成分で構成される 2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差が 90° となるように該 2つのシンボルを作成する第 1のデータ変調部、

連続する 2以上のビットを用いて 1番目シンボルを作成する第 2のデータ変調部、前記第 1、第 2のいずれのデータ変調部から出力するシンボルを送信する力決定する送信シンボル決定部、

決定されたシンボルを送信する無線送信部、

を備えたことを特徴とする送信装置。

[12] 前記送信シンボル決定部は、通信相手力の受信信号の品質あるいは受信信号の電力あるいは通信相手力の指示に基づいて、前記第 1、第 2のいずれのデータ変調部から出力するシンボルを送信するか決定する、

ことを特徴とする請求項 11記載の送信装置。

[13] 前記 2値データに所定のスクランブルコードを乗算するスクランブル部、

を備え、前記第 1、第 2のデータ変調部はスクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施す、

ことを特徴とする請求項 11または 12記載の送信装置。

[14] 前記第 1のデータ変調部の出力シンボルに BPSKスクランブルコードを乗算する第 1 のスクランブル部、

前記第 2のデータ変調部の出力シンボルに HPSKスクランブルコードを乗算する第 2 のスクランブル部、

を備え、前記無線送信部は、前記決定されたシンボルに対応するスクランブル結果を送信する、

ことを特徴とする請求項 11または 12記載の送信装置。

[15] 前記第 1、第 2のデータ変調部の出力シンボルに、あるいは、前記第 1、第 2のスクランブル部の出力に、 BPSKチヤネライゼーシヨンコードを乗算するチヤネライゼーションコード拡散部

を備えたことを特徴とする請求項 14記載の送信装置。

[16] 前記 2値データに所定のスクランブルコードを乗算して前記第 1のデータ変調部に入力する第 1のスクランブル部、

を備え、前記無線送信部は、第 1のデータ変調部のデータ変調結果あるいは前記第 2のスクランブル部のスクランブル結果を送信する、

ことを特徴とする請求項 11または 12記載の送信装置。

[17] 2値データであるビット列をデータ変調して送信する送信方法にぉヽて、

連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて I、 Q複素成分で構成される 2つのシンボルを作成すると共に、両シンボルの位相差力 ¾0° となるようにデータ変調し、

前記作成したシンボルを順番に無線送信する、

ことを特徴とする送信方法。

[18] 前記データ変調ステップにおいて、前記両シンボルのベクトル内積が 0となるように各シンボルの I,Q成分を前記連続する 3ビット d0,dl,d2を用いて決定する、

ことを特徴とする請求項 17記載の送信方法。

[19] 前記 2つのシンボルの後に生成されるシンボルは、前記連続する 3ビット d0,dl,d2 を用いずに構成されることを特徴とする請求項 17記載の送信方法。

[20] 前記 2つのシンボルの後に生成されるシンボルの最初の 2つは、前記連続する 3ビッ卜

d0,dl,d2に連続する 3ビット d3,d4,d5を用いて構成されることを特徴とする請求項 17 記載の送信方法。

[21] 2値データをターボ符号ィ匕し、

ターボ符号の組織ビットが、前記 3ビット d0,dl,d2のうち復号に際して尤度が大きくなるビットに振り分けられるように、かつ、ターボ符号のノリティビットが残りのビットに振り分けられるようにターボ符号ビットを並び替える、

ことを特徴とする請求項 17記載の送信方法。

[22] 前記送信されたシンボル信号を受信し、

連続する 2つの受信シンボルより前記送信された 3ビットの送信データを復調する、ことを特徴とする請求項 17記載の受信方法。

[23] 前記 2値データに所定のスクランブルコードを乗算し、

該スクランブルコードを乗算された乗算結果に対して前記データ変調処理を施して送信し、

前記送信されたシンボル信号を受信し、

連続する 2つの受信シンボルより前記スクランブルコードが乗算された 3ビットのデータを復調し、

前記復調結果にデスクランブルコードを乗算して送信データを復調する、ことを特徴とする請求項 17記載の送受信方法。

[24] 前記データ変調結果に所定のスクランブルコードを乗算し、

該スクランブル結果を無線送信し、

前記送信されたシンボル信号を受信し、

受信信号にデスクランブルコードを乗算し、

デスクランブルにより得られた連続する 2つのシンボルより 3ビットの送信データを復調する、ことを特徴とする請求項 17記載の送受信方法。