WO2006137154A1 - Ｆｍラジオチューナの低ｉｆ選定方法およびそのｉｆを用いたｆｍラジオチューナ - Google Patents

Ｆｍラジオチューナの低ｉｆ選定方法およびそのｉｆを用いたｆｍラジオチューナ Download PDF

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WO2006137154A1
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radio tuner
stereo
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Inventor
Takashi Aoyama
Hiroshi Miyagi
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Niigata Seimitsu Co., Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
    • H—ELECTRICITY
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers

Definitions

  • the present invention relates to a method for selecting a low IF (Intermediate Frequency) signal used in an FM radio tuner and an FM radio tuner using the IF signal.
  • IF Intermediate Frequency
  • FM radio tuners have been incorporated into various devices, and in recent years, those incorporated into mobile phones and the like have come to appear. And to those devices
  • the circuit constituting the FM radio tuner is being miniaturized.
  • MOS transistors which have a bipolar transistor power and can be easily configured on a small scale, have been used as transistors constituting the FM radio tuner.
  • Patent Document 1 discloses an FM broadcast tuner using a 200 kHz low IF signal.
  • Patent Document 1 JP 2002-368642 A
  • All the functions of the FM radio tuner are configured with one chip.
  • the integration of FM radio tuner on a single chip makes it easy to incorporate into various devices.
  • some circuits such as coils and capacitors necessary for configuring the FM radio tuner are external components that are externally attached to the circuits constituting the FM radio tuner. It is. For example, a two-chip configuration of a front-end IC and an IF amplification / detection IC and a three-chip configuration including a stereo demodulation IC are common. In some cases, a PLL IC is added to realize the tuning function by the PLL frequency synthesizer.
  • the FM radio tuner can be installed by incorporating the above external components in one chip.
  • a chip module for example, it is conceivable to use a pulse count type detection circuit that does not require an LC circuit.
  • a low IF frequency for example, in a stereo demodulation circuit
  • LPF Low Pass Filter
  • the switching type stereo demodulation circuit generates a stereo subcarrier signal (38 kHz) from the pilot signal (19 kHz) by a PLL (Phase Locked Loop) circuit or the like and performs mixing processing with the stereo composite signal.
  • PLL Phase Locked Loop
  • the problem is that the IF frequency component that cannot be fully attenuated and the odd harmonic component of the stereo subcarrier signal (38 kHz) appear as noise in the audio band (approximately 20 Hz to 20 kHz) due to intermodulation, etc. Disclosure of the Invention
  • the present invention has been made in view of the above-described problems, and the problem to be solved is an FM radio tuner that is not affected by noise in the voice band even when a lower IF frequency is used. Is to provide a low IF selection method.
  • the invention of claim 1 is an FM radio tuner composed of MOS transistors, a frequency conversion circuit for converting FM radio waves received by the FM radio tuner into an intermediate frequency, and the intermediate frequency Low-IF FM radio tuner having at least an FM detection circuit for detecting FM waves from a signal and a stereo composite signal power obtained by the FM detection circuit power and a switching-type stereo demodulation circuit for reproducing left and right signals
  • the center frequency of the intermediate frequency is set to an even multiple of the frequency of the stereo subcarrier generated from the pilot signal included in the stereo composite signal or in the vicinity thereof. This is a selection method.
  • the invention according to claim 2 is characterized in that the FM detection circuit is a pulse count type detection circuit without using a tuning circuit composed of LC. This is a low IF selection method for radio tuners.
  • a stereo subcarrier for generating a pilot signal power having the center frequency of the intermediate frequency in the stereo composite signal is also generated.
  • the invention of claim 3 is an FM radio tuner composed of MOS transistors, a frequency conversion circuit for converting an FM radio wave received by the FM radio tuner into an intermediate frequency, and the intermediate frequency Low IF FM radio tuner having at least an FM detection circuit for detecting FM waves from a signal, and a stereo composite signal power obtained by the FM detection circuit power and a switching stereo demodulation circuit for reproducing left and right signals
  • the FM radio tuner is characterized in that the center frequency of the intermediate frequency is set to an even multiple of the frequency of the stereo subcarrier generated from the pilot signal of the stereo composite signal or in the vicinity thereof.
  • the invention according to claim 4 is an FM radio tuner configured by a MOS transistor in one chip, and converts the FM radio wave received by the FM radio tuner into a low intermediate frequency, and the center of the intermediate frequency
  • a frequency conversion circuit for setting the frequency to an even multiple of the frequency of a stereo subcarrier generated from a pilot signal included in the stereo composite signal or in the vicinity thereof; an IF BPF for extracting a predetermined signal of the intermediate frequency force;
  • Low IF method comprising at least a pulse count type FM detection circuit for detecting a predetermined signal strength FM wave and a stereo demodulation circuit for reproducing a left signal and a right signal from the stereo composite signal obtained from the FM detection circuit FM radio tuner.
  • the frequency of the stereo subcarrier generated from the pilot signal having the center frequency of the intermediate frequency in the stereo composite signal Therefore, even if a low intermediate frequency is used, noise generated from the intermodulation between the harmonic component of the stereo sub-carrier wave generated in the stereo demodulation circuit and the intermediate frequency component is not generated. It is possible to prevent the noise from entering the voice band, and to reduce the influence of noise caused by the intermodulation on the voice band.
  • the FM radio wave is converted to a low intermediate frequency by the frequency conversion circuit, the frequency accuracy of the IF BPF is improved.
  • the invention according to claim 5 is characterized in that the stereo demodulation circuit includes at least a low-order LPF for attenuating the signal of the intermediate frequency component included in the stereo composite signal. This is a low-IF FM radio tuner.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a main part of an FM radio tuner according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a stereo demodulation circuit according to the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a switching circuit used in FIG. 2.
  • circuit according to this embodiment is formed on a semiconductor circuit substrate by a CMOS process that can manufacture p-channel and n-channel MOS transistors.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a main part of the FM radio tuner according to the present embodiment.
  • the radio tuner shown in the figure includes an antenna 1 that receives an FM signal, a BPF (Band Pass Filter) 2 that attenuates signals received from the antenna 1 other than a desired signal, and an output signal from BPF2.
  • Local transmitter Generates a signal to be mixed with the output signal of the mixing circuit 3 to select the desired FM signal, and a mixing circuit 3 to convert the IF signal by mixing four signals Local transmitter 4 and PLL (Phase Locked Loop) circuit 5, IF BPF (Intermediate Frequency Band Pass Filter) 6 for extracting only the desired signal from the IF signal power output from the mixing circuit 3, FM At least a limit circuit 7 for making the signal amplitude constant, an FM detection circuit 8 for detecting the FM signal, and a stereo demodulation circuit 9 for demodulating the signal detected by the FM detection circuit 8 It has a radio tuner.
  • the FM radio tuner according to the present invention refers to the configuration from the mixing circuit 3 to the stereo demodulation circuit 9 in the configuration shown in FIG.
  • the mixing circuit 3 to the stereo demodulation circuit 9 are configured by one chip.
  • signals other than the desired wave are attenuated by the BPF2. Further, the signal is amplified to a level necessary for frequency conversion processing in the mixing circuit 3 through a high-frequency amplifier circuit (not shown).
  • the frequency conversion circuit is configured by the mixing circuit 3, the local oscillator 4, and the PLL circuit 5, and the desired wave obtained via the BP F2 is mixed with the signal generated by the local oscillator 4, and the frequency of the desired wave is obtained. The frequency of the difference between the number and the local oscillation frequency generated by local oscillator 4 is converted to an intermediate frequency.
  • the IF signal converted to the intermediate frequency by the frequency conversion circuit composed of the above-described mixing circuit 3, local oscillator 4 and PLL circuit 5 has its intermediate frequency amplified through an intermediate frequency amplification circuit (not shown). Furthermore, only the desired signal passes through IF BPF6 without being attenuated.
  • the FM signal separated by the IF BPF 6 is input to the FM detection circuit 8 through a limit circuit in order to make the signal amplitude disturbed by the influence of electrical noise, multipath, etc. constant.
  • the FM detection circuit 8 extracts a stereo composite signal composed of a sum signal, a stereo subchannel signal, and a pilot signal from, for example, an FM stereo signal. Then, the stereo composite signal is demodulated into a left channel signal (L signal) and a right channel signal (R signal) by the stereo demodulation circuit 9, and is connected to an emphasis circuit connected to the stereo demodulation circuit 9 (not shown) and the subsequent stage. Through a low-frequency amplifier circuit and reproduced as stereo sound by a speaker (not shown).
  • the FM detection circuit 8 uses a pulse count detection circuit (hereinafter referred to as a pulse count detection circuit).
  • a pulse count detection circuit (hereinafter referred to as a pulse count detection circuit).
  • Ratio detection circuits and quadrature detection circuits which are widely used in the past, require a large capacity capacitor or use a tuning circuit that uses an LC circuit. Since it is difficult to configure an FM radio tuner with a single chip, a pulse count detection circuit is used to eliminate external components and achieve a single chip.
  • the pulse count detection circuit forms an intermediate frequency signal into a square wave by an amplitude limiting amplifier circuit, generates a pulse train having a constant amplitude and pulse width by a trigger circuit from the shaped square wave, and generates a monostable multi-phase signal.
  • the DC component is extracted by an integration circuit. Since the number of pulses in the trigger circuit varies as the intermediate frequency signal input to the pulse count detection circuit varies, Circuit force The DC component extracted also varies according to the intermediate frequency signal.
  • the pulse count detection circuit used in the present embodiment can be configured without using an LC at all, so that the circuit configuration scale can be reduced.
  • the power to make one chip easier The S / N ratio decreases due to distortion of the rising and falling waveform of the noise, so it must be used in a low frequency band where the pulse width is long.
  • the FM radio tuner according to the present embodiment is realized by adopting the IF frequency at a frequency as low as ever. That is, the general IF frequency is about 10.7 MHz, whereas the FM radio tuner according to the present embodiment has an IF frequency of about 375 kHz.
  • the center frequency of the IF frequency is an even multiple of the frequency (38 kHz) of a stereo subcarrier signal to be described later, that is, an integer multiple of 76 kHz or an integral multiple of 76 kHz (nearby )
  • the frequency is set as low as possible. This setting is realized by adjusting the transmission frequency generated by the mixing circuit 3, the local oscillator 4, and the PLL circuit 5.
  • the center frequency of the IF frequency of the FM radio tuner according to the present embodiment is not limited to this IF frequency. That is, the FM radio tuner according to the present invention can be realized by adopting the center frequency of a desired IF frequency within a range of several kHz to 5 MHz as necessary.
  • the frequency approximate (near) an integer multiple of 76 kHz is within a range of several percent to 10% with respect to an integer multiple of 76 kHz.
  • lZf noise occurs due to semiconductor elements (for example, MOS transistors and bipolar transistors).
  • the MOS transistor used in this example has a very large lZf noise compared to the bipolar transistor.
  • setting the IF frequency low will increase lZf noise. Therefore, to set the IF frequency as low as possible, the IF frequency should be set low enough that lZf noise does not become a problem.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the stereo demodulation circuit according to the present embodiment.
  • the stereo demodulation circuit 9 shown in the figure includes an LPF (Low Pass Filter) 10 for attenuating an IF frequency signal, and a left channel signal (L signal) and a right channel signal from the stereo composite signal separated by the LPF 10.
  • LPF Low Pass Filter
  • the LPF 10 is preferably a low-order LPF (for example, a second-order LPF) in order to reduce the circuit configuration and realize one chip, but it is of an arbitrary order. May
  • stereo demodulation processing is performed by a switching method using a PLL method.
  • a stereo composite signal output from the FM detection circuit 8 is input to the stereo demodulation circuit 9.
  • the IF signal according to this embodiment uses an IF frequency as low as 375 kHz as described above, an IF frequency component that cannot be attenuated by LPF10 is also input.
  • a stereo subcarrier signal (38 kHz) is generated from the pilot signal (19 kHz) of the stereo composite signal by a PLL circuit (not shown) or the like in the circuit, and is sent to the switching circuit 11. Output.
  • the stereo composite signal input from the FM detection circuit 8 and the stereo subcarrier signal input from the subcarrier generation circuit 12 are mixed in the switching circuit 11 and further passed through the LPF 13 to become an L signal. Demodulated to R signal.
  • the IF signal component that cannot be attenuated by the LPF 10 and the harmonics generated by the switching processing by the switching circuit 11 of the stereo demodulation circuit 9 and the like. It is necessary to compensate for the fact that wave components cause intermodulation and appear as noise in the voice band.
  • the ninth-order harmonic component (342 kHz) of the subcarrier signal Intermodulation with the IF signal component (325 kHz) results in noise with a frequency component of 17 kHz (the harmonic component generated by switching processing, etc.) Among them, even-order harmonics are a problem, so odd-order harmonics are a problem). Therefore, noise will appear within the audio band of approximately 20Hz to 20kHz.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the switching circuit illustrated in FIG.
  • the switching circuit 11 shown in the figure includes MOS transistors Q1 to Q8 and Q11 to Q.
  • 2 is a switching circuit having at least a Gilbert cell multiplier circuit composed of 2 and MOS transistors Q9 to Q10.
  • a stereo composite signal that is an output signal from the LPF 10 is input to the MOS transistors Q1 and Q2 constituting the differential amplifier circuit.
  • MOS transistors Q3 and Q3 are input to the MOS transistors Q1 and Q2 constituting the differential amplifier circuit.
  • the 38 kHz subcarrier signal generated by the subcarrier generation circuit is input to Q4, Q5, and Q6.
  • MOS transistors Q7, Q9, and Q12, and Q8, Q10, and Q11 constitute a current mirror circuit
  • the stereo composite signal input to the differential amplifier circuit is taken out from MOS transistor Q3. It will be input to the multiplication circuit consisting of Q8. Therefore, a signal obtained by multiplying the stereo composite signal input to the multiplication circuit composed of MOS transistors Q3 to Q8 and the subcarrier signal (the sum of the L signal and R signal is multiplied by the subcarrier signal).
  • the signal obtained by multiplying the difference between the signal, L signal and R signal by the subcarrier signal is output to the outputs Vpo and Vno, respectively, and the left channel signal and right channel signal are extracted via LPF13. .
  • a frequency conversion circuit composed of the mixing circuit 3, the local oscillator 4, and the PLL circuit 5 is used.
  • a center frequency of the IF frequency an approximate value that is an even multiple of the subcarrier signal frequency (38 kHz) or an even multiple of the subcarrier signal frequency, that is, an approximate multiple of 76 kHz or an integral multiple of 76 kHz. A value is selected.
  • stereo broadcast FM radio tuners can improve the SZN ratio because they are not affected by noise on the audio band even when using low IF frequencies.
  • the center frequency of 10.7 MHz which is also used in the past, is used as the center frequency of the IF frequency
  • the passband of the IF BPF shifts by 107 kHz, making it sensitive to variations in the center frequency.
  • a low frequency of 375 kHz as the center frequency of the IF frequency as shown in this example, even if the center frequency is shifted by 1%, the IF BPF passband shift is suppressed to 3.75 kHz. Therefore, the influence of variations in the center frequency is reduced.
  • the power to explain that an approximate value is used as the center frequency of the IF frequency is an even multiple of the frequency of the subcarrier signal or an even multiple of the frequency of the subcarrier signal. It is not limited. That is, the IF frequency may be selected so that the center frequency of the IF frequency and the odd-order harmonic component of the subcarrier signal closest to the IF frequency center frequency are at least the maximum frequency (20 kHz) of the audio band. ,.
  • the pilot signal included in the stereo composite signal is 19kHz and the frequency of the subcarrier signal generated from the pilot signal is 38kHz. It is not limited to. That is, the center frequency of the IF frequency is an even multiple of the frequency of the stereo subcarrier signal or a frequency in the vicinity thereof, or nearest to the center frequency of the IF frequency and the center frequency of the IF frequency, and the odd-order harmonics of the subcarrier signal. If the IF frequency is selected so that the wave component is at least above the maximum frequency of the voice band and is as low as possible.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Stereo-Broadcasting Methods (AREA)

Abstract

　　低ＩＦ周波数を使用しても音声帯域内へのノイズの影響を受けないＦＭラジオチューナを実現するために、アンテナ１より受信した信号から所望の信号以外を減衰させるためのＢＰＦ２と、ＢＰＦ２からの出力信号と局部発信器４からの信号とを混合することによって中間周波数に変換するために混合回路３と、所望のＦＭ信号を選局するために混合回路３の出力信号と混合するための信号を生成する局部発信器４及びＰＬＬ回路５と、混合回路３から出力される中間周波数信号から希望の信号のみを抽出するためのＩＦ　ＢＰＦ６と、ＦＭ信号の振幅を一定にするためのリミット回路７と、ＦＭ信号を検出するためのＦＭ検波回路８と、ＦＭ検波回路８で検出された信号を復調するためのステレオ復調回路９とを少なくとも有するラジオチューナにおいて、ＩＦ周波数の中心周波数を３８ｋＨｚの偶数倍に近い周波数を使用する。

Description

明 細 書
FMラジオチューナの低 IF選定方法およびその IFを用いた FMラジオチ ユーナ
技術分野
[0001] 本発明は、 FMラジオチューナにおいて使用する低 IF (Intermediate Frequenc y)信号の選定方法及びその IF信号を使用した FMラジオチューナに関する。
背景技術
[0002] 従来より、 FMラジオチューナは様々な機器に組み込まれており、近年では携帯電 話等に組み込まれたものもあらわれるようになってきている。そして、それらの機器に
FMラジオチューナとしての機能を容易に組み込むために FMラジオチューナを構成 する回路の小型化が進んで 、る。
[0003] また、小型化するに際して FMラジオチューナを構成するトランジスタには、バイポ ーラ型トランジスタ力も小規模での回路構成が容易な MOSトランジスタが使用される ようになってきている。
[0004] 特許文献 1には、 200kHzの低 IF信号を使用した FM放送のチューナについて開 示されている。
特許文献 1：特開 2002— 368642号公報 様々な機器に対して FMラジオチューナ の機能を容易に組み込むためには、 FMラジオチューナの機能全てを 1つのチップ で構成することが望ましい。 FMラジオチューナの 1チップ化によって様々な機器に簡 単に組み込むことが可能となる。
[0005] しかし、多くの場合には FMラジオチューナを構成するために必要なコイルやコンデ ンサ等の一部の回路は FMラジオチューナを構成する回路に外付けする外付け部品 としているのが現状である。例えば、フロントエンド用 ICと IF増幅'検波用 ICの 2チッ プ構成やステレオ復調用 ICを加えた 3チップ構成のものが一般的である。また、 PLL 周波数シンセサイザによる選局機能を実現させるために PLL ICを付加する場合も ある。
[0006] そこで、上記の外付け部品を 1つのチップ内に組み入れて FMラジオチューナを 1 チップのモジュールとするために、例えば検波回路には LC回路を必要としないパル スカウント方式の検波回路を使用することが考えられる。
[0007] 上記パルスカウント方式の検波回路を使用するためには検波回路で扱う中間周波 数をより低い周波帯とする必要等の理由から、通常よりも低い中間周波数を使用する 必要がある。
[0008] しかし、低い IF周波数を使用すると、例えばステレオ復調回路において、 LPF (Lo w Pass Filter)で減衰しきれない IF周波数成分がステレオ復調回路に入ってしま う。この時、スイッチング方式のステレオ復調回路は、 PLL (Phase Locked Loop) 回路等によりパイロット信号（19kHz)からステレオ用副搬送波信号 (38kHz)を生成 してステレオ複合信号とミキシング処理を行なうが、上述の減衰しきれなカゝつた IF周 波数成分とステレオ用副搬送波信号 (38kHz)の奇数高調波成分とが相互変調等に よって音声帯域内（約 20Hzから 20kHz)にノイズとして現れてしまうという問題がある 発明の開示
[0009] 本発明は、上述した問題に鑑みてなされたものであり、その解決しょうとする課題は 、より低い IF周波数を使用しても音声帯域内へのノイズの影響を受けない FMラジオ チューナの低 IF選定方法を提供することである。
[0010] 請求項 1に記載の発明は、 MOSトランジスタで構成された FMラジオチューナであ つて、該 FMラジオチューナが受信した FM電波を中間周波数に変換する周波数変 換回路と、前記中間周波数の信号から FM波を検波する FM検波回路と、該 FM検 波回路力 得られるステレオ複合信号力 左信号及び右信号を再生するスィッチン グ方式ステレオ復調回路と、を少なくとも有する低 IF方式の FMラジオチューナにお いて、前記中間周波数の中心周波数を、前記ステレオ複合信号が有するパイロット 信号から生成されるステレオ用副搬送波の周波数の偶数倍またはその近傍に設定 することを特徴とする FMラジオチューナの低 IF選定方法である。
[0011] 請求項 1に記載の発明によると、前記中間周波数の中心周波数を前記ステレオ複 合信号が有するパイロット信号力も生成されるステレオ用副搬送波の周波数の偶数 倍またはその近傍に設定することによって、前記スイッチング方式ステレオ復調回路 で生じる前記ステレオ用副搬送波の高調波成分と前記中間周波数成分とによる相互 変調から生じるノイズが音声帯域内に入ることを防止する効果を奏する。したがって、 前記相互変調によって生じるノイズの音声帯域内への影響することを低減することが 可能となる効果を奏する。
[0012] 請求項 2に記載の発明は、前記 FM検波回路は、 LCで構成される同調回路を使用 しな 、パルスカウント方式の検波回路であることを特徴とする請求項 1に記載の FMラ ジォチューナの低 IF選定方法である。
[0013] 請求項 2に記載の発明によると、請求項 1に記載の発明の効果に加えて、前記中間 周波数の中心周波数を前記ステレオ複合信号が有するパイロット信号力も生成され るステレオ用副搬送波の周波数の偶数倍またはその近傍に設定することによって、 低く前記中間周波数の中心周波数を設定した場合であっても、前記相互変調によつ て生じるノイズの音声帯域内への影響を小さくすることが可能なので、可能な範囲で 低い前記中間周波数の中心周波数を設定することができ、前記パルスカウント方式 の検波回路を容易に使用することが可能となる効果を奏する。
[0014] 請求項 3に記載の発明は、 MOSトランジスタで構成された FMラジオチューナであ つて、該 FMラジオチューナが受信した FM電波を中間周波数に変換する周波数変 換回路と、前記中間周波数の信号から FM波を検波する FM検波回路と、該 FM検 波回路力 得られるステレオ複合信号力 左信号及び右信号を再生するスィッチン グ方式ステレオ復調回路と、を少なくとも有する低 IF方式の FMラジオチューナにお いて、前記中間周波数の中心周波数を、前記ステレオ複合信号が有するパイロット 信号から生成されるステレオ用副搬送波の周波数の偶数倍またはその近傍に設定 することを特徴とする FMラジオチューナである。
[0015] 請求項 3に記載の発明によると、前記中間周波数の中心周波数を前記ステレオ複 合信号が有するパイロット信号力も生成されるステレオ用副搬送波の周波数の偶数 倍またはその近傍に設定することによって、前記スイッチング方式ステレオ復調回路 で生じる前記ステレオ用副搬送波の高調波成分と前記中間周波数成分とによる相互 変調から生じるノイズが音声帯域内に入ることを防止する効果を奏する。したがって、 前記相互変調によって生じるノイズの音声帯域内への影響することを低減することが 可能となる効果を奏する。
[0016] 請求項 4に記載の発明は、 MOSトランジスタにより 1チップで構成された FMラジオ チューナであって、該 FMラジオチューナが受信した FM電波を低い中間周波数に 変換し、該中間周波数の中心周波数をステレオ複合信号が有するパイロット信号か ら生成されるステレオ用副搬送波の周波数の偶数倍またはその近傍に設定する周 波数変換回路と、該中間周波数力 所定の信号を抽出する IF BPFと、該所定の信 号力 FM波を検波するパルスカウント方式の FM検波回路と、該 FM検波回路から 得られる前記ステレオ複合信号から左信号及び右信号を再生するステレオ復調回路 と、を少なくとも備える低 IF方式の FMラジオチューナである。
[0017] 請求項 4に記載の発明によると、請求項 1と同様に、前記周波数変換回路において 前記中間周波数の中心周波数を前記ステレオ複合信号が有するパイロット信号から 生成されるステレオ用副搬送波の周波数の偶数倍またはその近傍に設定するので、 低い中間周波数を使用しても、前記ステレオ復調回路で生じる前記ステレオ用副搬 送波の高調波成分と前記中間周波数成分との相互変調から生じるノイズが音声帯域 内に入ることを防止する効果を奏し、前記相互変調によって生じるノイズの音声帯域 内への影響を低減することが可能となる。
[0018] したがって、 FM検波回路として LC回路を必要としないパルスカウント方式の FM検 波回路を使用することが可能となり、回路構成を小さくできるという効果を奏し、その 結果、 MOSトランジスタにより 1チップで FMラジオチューナを構成することが容易と なる。
[0019] また、前記周波数変換回路によって、前記 FM電波が低い中間周波数に変換され るので、前記 IF BPFの周波数精度が向上するという効果を奏する。
請求項 5に記載の発明は、前記ステレオ復調回路は、前記ステレオ複合信号に含 まれる前記中間周波数成分の信号を減衰させるための低次 LPFを少なくとも備える ことを特徴とする請求項 4に記載の低 IF方式の FMラジオチューナである。
[0020] 請求項 5に記載の発明によると、前記 LPFを低次とすることにより回路構成を小さく することが可能となり、その結果、 MOSトランジスタにより 1チップで FMラジオチュー ナを構成することが容易となる。 [0021] 以上のように、本発明によると、より低い IF周波数を使用しても音声帯域内へのノィ ズの影響を受けない FMラジオチューナの低 IF選定方法を提供することが可能となる 図面の簡単な説明
[0022] [図 1]本実施例に係る FMラジオチューナの主要部の構成を示す図である。
[図 2]本実施例に係るステレオ復調回路の構成を示す図である。
[図 3]図 2で使用するスイッチング回路の構成を示す図である。
発明を実施するための最良の形態
[0023] 以下、本発明の実施形態について図 1から図 3に基づいて説明する。なお、本実施 形態に係る回路は、 pチャンネルと nチャンネル MOSトランジスタを製造できる CMO Sプロセスにより半導体回路基板上に成形される。
[0024] 図 1は、本実施例に係る FMラジオチューナの主要部の構成を示す図である。
同図に示すラジオチューナは、 FM信号を受信するアンテナ 1と、アンテナ 1より受 信した信号のうち所望の信号以外を減衰させるための BPF (Band Pass Filter) 2 と、 BPF2からの出力信号と局部発信器 4力もの信号とを混合することによって IF信 号に変換するための混合回路 3と、所望の FM信号を選局するために混合回路 3の 出力信号と混合するための信号を生成する局部発信器 4及び PLL (Phase Locke d Loop)回路 5と、混合回路 3から出力される IF信号力も希望の信号のみを抽出す るための IF BPF (Intermediate Frequency Band Pass Filter) 6と、 FM信 号の振幅を一定にするためのリミット回路 7と、 FM信号を検出するための FM検波回 路 8と、 FM検波回路 8で検出された信号を復調するためのステレオ復調回路 9とを 少なくとも有するラジオチューナである。
[0025] ただし、本発明に係る FMラジオチューナとは、同図に示した構成のうち混合回路 3 からステレオ復調回路 9までの構成をいう。また、本発明に係る FMラジオチューナは 、混合回路 3からステレオ復調回路 9を 1チップで構成して 、る。
[0026] アンテナ 1で受信された放送波は、 BPF2によって希望波以外の信号が減衰される 。さらに、図示しない高周波増幅回路を介すことによって、混合回路 3での周波数変 換処理に必要なレベルにまで増幅される。 [0027] 混合回路 3と局部発信器 4と PLL回路 5とによって周波数変換回路が構成され、 BP F2を介して得た希望波は局部発振器 4で生成される信号と混合され、希望波の周波 数と局部発信器 4で生成された局部発振周波数との差の周波数が中間周波数となる ように変換される。
[0028] 上述の混合回路 3と局部発信器 4と PLL回路 5とで構成される周波数変換回路で 中間周波数に変換された IF信号は、図示しない中間周波数増幅回路を介して中間 周波数が増幅され、さらに IF BPF6によって希望する信号だけが減衰されずに通 過する。
[0029] IF BPF6によって分離された FM信号は、電気的なノイズやマルチパス等の影響 によって乱れた信号振幅を一定にするためにリミット回路を介し、 FM検波回路 8に入 力される。
[0030] FM検波回路 8によって例えば FMステレオ信号から、和信号とステレオ用副チヤネ ル信号とパイロット信号とからなるステレオ複合信号が抽出される。そして、ステレオ 複合信号はステレオ復調回路 9によって左チャンネル信号 (L信号）と右チャンネル 信号 (R信号）とに復調され、図示しないステレオ復調回路 9に接続されるェンファシ ス回路、その後段に接続される低周波増幅回路を通って、図示しないスピーカ等に よりステレオ音声として再生される。
[0031] 本実施例に係る FM検波回路 8には、パルスカウント方式による検波回路（以下、パ ルスカウント検波回路と言う）を使用している。従来より広く使用されている検波回路 であるレシオ検波回路やクオドラチヤ検波回路は、大容量のコンデンサが必要であつ たり、 LC回路を用いた同調回路を使用する等の理由から回路規模が大きくなり、 FM ラジオチューナを 1チップで構成することが難しいため、パルスカウント検波回路を使 用して外付け部品をなくし 1チップィ匕を実現している。
[0032] パルスカウント検波回路は、振幅制限増幅回路によって中間周波数信号を方形波 に成形し、成形した方形波からトリガー回路によって振幅とパルス幅が一定となるパ ルス列を生成し、単安定マルチ回路等によりパルス幅の調整を行なった後に、積分 回路により直流成分を抽出している。そして、パルスカウント検波回路に入力される 中間周波数信号が変動するに応じてトリガー回路のパルス数が変動するため、積分 回路力 抽出される直流成分も中間周波数信号に応じて変動することとなる。
[0033] 以上のように、本実施例で使用するパルスカウント検波回路は、 LCを全く使用せず に検波回路を構成することが可能であるため回路構成規模を小さくすることが可能と なり、 1チップィ匕を容易にする力 ノ ルスの立ち上がりや立ち下がりの波形の歪みに より SN比が低下するためパルス幅が長くなるような低い周波数帯で使用する必要が ある。
[0034] そこで、本実施例に係る FMラジオチューナは、 IF周波数をこれまでにな ヽ低 、周 波数に採用することによって実現されている。すなわち、一般的な IF周波数は 10. 7 MHz程度であるのに対して本実施例に係る FMラジオチューナの IF周波数は 375k Hz程度である。
[0035] 本実施例に係る IF周波数の中心周波数は、後述するステレオ用副搬送波信号の 周波数（38kHz)の偶数倍、すなわち 76kHzの整数倍又は 76kHzの整数倍の値に 近似的な（近傍の)周波数であって、かつできるだけ低い周波数に設定している。こ の設定は、混合回路 3と局部発信器 4と PLL回路 5で生成する発信周波数とを調整 することによって実現されて 、る。
[0036] なお、本実施例に係る FMラジオチューナの IF周波数の中心周波数は 375kHz程 度としている力 この IF周波数に限定するものではない。すなわち、必要に応じて数 kHz〜5MHz程度の範囲内で希望の IF周波数の中心周波数を採用することによつ て本発明に係る FMラジオチューナを実現することが可能となる。
[0037] ここで、 76kHzの整数倍の値に近似的な（近傍の）周波数としては 76kHzの整数 倍の値に対して数％から 10%程度の範囲内であることが望ましい。
また、半導体素子 (例えば、 MOSトランジスタやバイポーラトランジスタ等）に起因し て lZfノイズが生じることが知られている。本実施例で使用している MOSトランジスタ は、バイポーラトランジスタに比べて lZfノイズが非常に大きい。さらに、 IF周波数を 低く設定することによって lZfノイズが大きくなつてしまう。そこで、できる限り低く IF周 波数を設定するためには、 lZfノイズが問題とならない程度まで IF周波数を低く設定 すればよい。
[0038] 図 2は、本実施例に係るステレオ復調回路の構成を示す図である。 同図に示すステレオ復調回路 9は、 IF周波数の信号を減衰させるための LPF (Lo w Pass Filter) 10と、 LPF10によって分離されたステレオ複合信号から左チャン ネル信号 (L信号)と右チャンネル信号 (R信号)を復調するためのスイッチング回路 1 1と、スイッチング回路 11に使用される信号を生成するための副搬送波発生回路 12 と、 LPF13とを少なくとも有するステレオ復調回路である。
[0039] ここで、 LPF10は、回路構成を小さくして 1チップィ匕を実現するために低次の LPF ( 例えば、 2次の LPF)を使用することが望ましいが、任意の次数のものであってもよい
[0040] 上記構成によって、 PLL方式を用いたスイッチング方式によってステレオ復調処理 を行なう。
ステレオ復調回路 9には、 FM検波回路 8から出力されたステレオ複合信号が入力 される。また、本実施例に係る IF信号は、前述のように 375kHzという低い IF周波数 を使用しているため、 LPF10で減衰しきれない IF周波数成分も入力されることとなる
[0041] 一方、副搬送波発生回路 12では、同回路内にある図示しない PLL回路等によって ステレオ複合信号のパイロット信号（ 19kHz)からステレオ用副搬送波信号（38kHz) を生成して、スイッチング回路 11へ出力する。
[0042] FM検波回路 8から入力されるステレオ複合信号と副搬送波発生回路 12から入力 されるステレオ用副搬送波信号は、スイッチング回路 11でミキシング処理が行なわれ 、さらに LPF13を介することによって L信号と R信号とに復調される。
[0043] ここで、本実施例のように IF周波数に低い周波数を用いる場合には、 LPF10で減 衰しきれない IF信号成分とステレオ復調回路 9のスイッチング回路 11等によるスイツ チング処理によって生じる高調波成分とが相互変調を起こし、音声帯域にノイズとし て現れてしまうことに対する補償が必要となる。
[0044] 例えば、 IF周波数として副搬送波信号（38kHz)の奇数次の高調波に近い 325kH zの周波数を使用した場合には、副搬送波信号の例えば第 9次の高調波成分 (342k Hz)と IF信号成分（325kHz)とが相互変調を起こすことによって 17kHzの周波数成 分を持つノイズが生じることとなる (スイッチング処理などによって生じる高調波成分の うち偶数次の高調波はほとんど問題にならないレベルのため奇数次の高調波が問題 となる）。したがって、音声帯域である約 20Hz〜20kHz内にノイズが現れてしまうこと となる。
[0045] 図 3は、図 2に示したスイッチング回路の構成例を示す図である。
同図に示すスイッチング回路 11は、 MOSトランジスタ Q1から Q8、及び Q11から Q
2で構成されるギルバートセルの乗算回路と、 MOSトランジスタ Q9〜Q10とを少なく とも有するスイッチング回路である。
[0046] 差動増幅回路を構成する MOSトランジスタ Q1及び Q2には、 LPF10からの出力 信号であるステレオ複合信号が入力される。一方、 MOSトランジスタである Q3及び
Q4と Q5及び Q6とには、副搬送波発生回路によって生成された 38kHzの副搬送波 信号が入力される。
[0047] また、 MOSトランジスタ Q7と Q9と Q12、及び Q8と Q10と Q11は、カレントミラー回 路を構成しているので、差動増幅回路に入力されたステレオ複合信号が取り出され MOSトランジスタ Q3から Q8で構成される乗算回路へ入力されることとなる。したがつ て、 MOSトランジスタ Q3から Q8で構成される乗算回路へ入力されたステレオ複合 信号と副搬送波信号とが乗算された信号 (L信号と R信号との和に副搬送波信号が 乗算された信号と L信号と R信号との差に副搬送波信号が乗算された信号)がそれぞ れ出力 Vpo及び Vnoに出力され、さらに LPF13を介することによって左チャンネル 信号と右チャンネル信号とが抽出される。
[0048] 以上に説明した相互変調等による音声帯域へのノイズの影響をなくすために、本 実施例では、混合回路 3と局部発振器 4と PLL回路 5とで構成される周波数変換回 路にお 、て、 IF周波数の中心周波数として副搬送波信号の周波数（38kHz)の偶数 倍又は副搬送波信号の周波数の偶数倍に近似的な値、すなわち、 76kHzの整数倍 又は 76kHzの整数倍に近似的な値を選択している。
[0049] 例えば、 IF周波数の中心周波数として副搬送波信号の周波数（38kHz)の偶数倍 である 380kHzに近似的な 375kHzを使用すると、 LPF 10で減衰しきれなかった IF 周波数成分（375kHz)と副搬送波信号の例えば第 9次の高調波成分（342kHz)と が相互変調を起こした場合であっても、相互変調によって生じたノイズの周波数は 33 kHzとなり音声帯域内にはノイズは現れない。
[0050] したがって、低い IF周波数を使用する場合であっても音声帯域へのノイズの影響を 受けない FMラジオチューナを実現することが可能となる。
また、ステレオ放送の FMラジオチューナにおいては低い IF周波数を使用する場合 であっても音声帯域へのノイズの影響を受けないので SZN比を向上することが可能 となる。
[0051] また、図 2に示した FM検波回路 8による検波後の信号に含まれる IF周波数成分を LPF10によって完全に減衰させる必要がなくなるので、 LPF10の次数を小さくする ことが可能となり、回路構成を小さくすることが可能となる。その結果、部品コストの低 減も可能となる。
[0052] さらに、以上に説明したように低い IF周波数を使用することが可能となるので、図 1 に示した IF BPF6の周波数精度が向上する。
すなわち、従来力も使用している 10. 7MHzを IF周波数の中心周波数とした場合 には、中心周波数が 1%ずれると IF BPFの通過帯域が 107kHzずれてしまうため、 中心周波数のバラツキに敏感となってしまうが、本実施例に示したように 375kHzと いう低い周波数を IF周波数の中心周波数とすることによって、中心周波数が 1%ず れても IF BPFの通過帯域のずれは 3. 75kHzに抑えられ、中心周波数のバラツキ の影響が低減される。
[0053] 以上の説明では、 IF周波数の中心周波数として副搬送波信号の周波数の偶数倍 、又は副搬送波信号の周波数の偶数倍に近似的な値を使用する旨の説明をしてい る力 これに限定されるものではない。すなわち、 IF周波数の中心周波数と IF周波数 の中心周波数に最も近い副搬送波信号の奇数次の高調波成分とが少なくとも音声 帯域の最大周波数（20kHz)以上はなれるように IF周波数を選択してもよ 、。
[0054] また、本実施例ではステレオ複合信号に含まれるパイロット信号が 19kHzであって 、そのパイロット信号から生成される副搬送波信号の周波数が 38kHzであることを前 提に説明している力 これに限定されない。すなわち、 IF周波数の中心周波数をステ レオ用副搬送波信号の周波数の偶数倍又はその近傍の周波数、あるいは IF周波数 の中心周波数と IF周波数の中心周波数に最も近 、副搬送波信号の奇数次の高調 波成分とが少なくとも音声帯域の最大周波数以上はなれた周波数であって、かつで きるだけ低 ヽ周波数となるように IF周波数を選択すればょ 、。

Claims

請求の範囲
[1] MOSトランジスタで構成された FMラジオチューナであって、
該 FMラジオチューナが受信した FM電波を中間周波数に変換する周波数変換回 路と、
前記中間周波数の信号力 FM波を検波する FM検波回路と、
該 FM検波回路から得られるステレオ複合信号から左信号及び右信号を再生する スイッチング方式ステレオ復調回路と、
を少なくとも有する低 IF方式の FMラジオチューナにおいて、
前記中間周波数の中心周波数を、前記ステレオ複合信号が有するパイロット信号 力 生成されるステレオ用副搬送波の周波数の偶数倍またはその近傍に設定するこ とを特徴とする FMラジオチューナの低 IF選定方法。
[2] 前記 FM検波回路は、 LCで構成される同調回路を使用しないパルスカウント方式 の検波回路であることを特徴とする請求項 1に記載の FMラジオチューナの低 IF選定 方法。
[3] MOSトランジスタで構成された FMラジオチューナであって、
該 FMラジオチューナが受信した FM電波を中間周波数に変換する周波数変換回 路と、
前記中間周波数の信号力 FM波を検波する FM検波回路と、
該 FM検波回路から得られるステレオ複合信号から左信号及び右信号を再生する スイッチング方式ステレオ復調回路と、
を少なくとも有する低 IF方式の FMラジオチューナにおいて、
前記中間周波数の中心周波数を、前記ステレオ複合信号が有するパイロット信号 力 生成されるステレオ用副搬送波の周波数の偶数倍またはその近傍に設定するこ とを特徴とする FMラジオチューナ。
[4] MOSトランジスタにより 1チップで構成された FMラジオチューナであって、
該 FMラジオチューナが受信した FM電波を低い中間周波数に変換し、該中間周 波数の中心周波数をステレオ複合信号が有するノ ィロット信号力 生成されるステレ ォ用副搬送波の周波数の偶数倍またはその近傍に設定する周波数変換回路と、 該中間周波数から所定の信号を抽出する IF BPF (Intermediate Frequency
Band Pass Filter)と、
該所定の信号力 FM波を検波するパルスカウント方式の FM検波回路と、 該 FM検波回路から得られる前記ステレオ複合信号から左信号及び右信号を再生 するステレオ復調回路と、
を少なくとも備える低 IF方式の FMラジオチューナ。
前記ステレオ復調回路は、前記ステレオ複合信号に含まれる前記中間周波数成分 の信号を減衰させるための低次 LPF (Low Pass Filter)を少なくとも備えることを 特徴とする請求項 4に記載の低 IF方式の FMラジオチューナ。
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JPS50131701A (ja) * 1974-03-28 1975-10-18
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