WO2006109539A1 - 送信機、受信機、移動通信システム - Google Patents

送信機、受信機、移動通信システム Download PDF

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WO2006109539A1
WO2006109539A1 PCT/JP2006/306033 JP2006306033W WO2006109539A1 WO 2006109539 A1 WO2006109539 A1 WO 2006109539A1 JP 2006306033 W JP2006306033 W JP 2006306033W WO 2006109539 A1 WO2006109539 A1 WO 2006109539A1
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WO
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chip
symbol
transmitter
repetition
channel
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/306033
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hiroyuki Atarashi
Teruo Kawamura
Yoshikazu Goto
Mamoru Sawahashi
Original Assignee
Ntt Docomo, Inc.
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Publication date
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    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
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    • H04B2201/709709—Methods of preventing interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver

Definitions

  • the present invention relates to a transmitter, a receiver, and a mobile communication system.
  • the fourth generation mobile communication system which is the next generation mobile communication system of IMT-2000 (International Mobile Telecommunication 2000), is in progress.
  • the fourth-generation mobile communication system provides flexible support from multi-cell environments such as cellular systems to isolated cell environments such as hotspot areas and indoors, and further increases the frequency utilization efficiency in both cell environments. It is hoped that
  • mobile station power is also used as a direct access code division multiple access (DS-CDMA) as a candidate for a radio access system applied to a link to a base station (hereinafter referred to as "uplink").
  • uplink a base station
  • DS-CDMA direct access code division multiple access
  • uplink a base station
  • a spreading code for example, see Non-Patent Document 1
  • DS-CDMA is a radio access scheme suitable for a multi-cell environment
  • concerns about the following problems That is, in an isolated cell environment such as a hot spot area or indoor where the influence of other cell interference is usually small, the advantage of reducing other cell interference by diffusion is low. For this reason, DS-CDMA needs to accommodate a large number of signals in order to achieve the same frequency utilization efficiency as TDMA.
  • each mobile station transmits a transmission signal multiplied by a spreading code with a spreading factor SF (Spreading Factor)
  • the information transmission rate is 1ZSF.
  • SF spreading factor
  • DS-CDMA needs to accommodate SF mobile station signals.
  • the signals from each mobile station are mutually transmitted due to differences in propagation conditions from each mobile station to the base station (for example, propagation delay time, propagation path fluctuation).
  • the influence of multiple access interference (MAI) that interferes becomes dominant.
  • MAI multiple access interference
  • IFDMA Interleaved Frequency Division Multiple Access
  • IFDMA applies symbol repetition to information symbols, rearranges so that a fixed symbol pattern is generated, and multiplies the transmission station's unique phase by the transmitted signal for transmission.
  • the data modulation symbol sequence is blocked for each Q symbol, compressed, and repeated SRF times.
  • a comb-shaped frequency spectrum can be generated.
  • IFDMA can be arranged so that signals from each mobile station do not overlap each other on the frequency axis by generating a constant symbol pattern and multiplying the phase specific to the mobile station. Can reduce MAI.
  • VSCRF Very Spreading and Chip Repetition Factors
  • the chip series after the chip repetition shows a frequency spectrum on the frequency axis. Since the chip series is a signal having a certain chip pattern, its frequency spectrum is a comb-shaped spectrum.
  • ⁇ ( ⁇ ) is a user-specific phase and is expressed by the following equation.
  • Patent Document 2 M. Schnell, I. Broek, and U. Sorger, "A promising new wideband multipl e-access scheme for future mobile communication systems," European Trans, on Telecommun (ETT), vol.10, no. 4, pp.417- 427, July / Aug 1999
  • Non-Patent Document 3 Goto, Kawamura, Shin, Sawahashi, Hikari Uplink Variable Spreading Factor, Chip Repetition (VSC RF)-CDMA Broadband Wireless Access, "Science Technical Report RCS2003-67, June 2003 Disclosure of Invention
  • VSCRF CDMA
  • a chip-repeated sequence has a problem that it is not resistant to multipath interference.
  • Multinose interference is interference caused by multipath propagation of the own signal.
  • VSCRF-CDMA has the characteristics shown in Fig. 5 by controlling spreading and chip repetition.
  • the spreading factor is controlled.
  • the interference suppression effect can be increased, but even if chip repetition is controlled, the interference suppression effect is small.
  • multiple access interference has an interference suppression effect by controlling the spreading factor
  • the interference suppression effect can be increased by controlling chip repetition.
  • the interference suppression effect can be increased by controlling the spreading factor, and by controlling the chip repetition, the interference suppression effect can be achieved when there is no spectrum collision.
  • the interference suppression effect is small when there is a force spectrum collision that can be increased.
  • An object of the present invention is to provide a transmitter, a receiver, and a mobile communication system that can reduce interference received by a reference signal and can improve estimation accuracy of amplitude and phase fluctuations and estimation accuracy of a link state. Yes.
  • a transmitter multiplies a symbol sequence constituting a reference signal by a spreading code to generate a spread-out chip sequence;
  • a chip pattern generating unit that generates a constant chip pattern by performing chip repetition for a predetermined number of repetitions on a chip series, and a multiplying unit that multiplies a signal having the chip pattern by a phase unique to a transmitter.
  • another transmitter of the present invention generates a constant symbol pattern by performing symbol repetition for a predetermined number of repetitions for a symbol sequence constituting a reference signal.
  • Symbol pattern generation means, and multiplication means for multiplying a signal having the symbol pattern by a phase unique to a transmitter.
  • the receiver of the present invention re-synthesizes the reference signal subjected to chip repetition, and generates a spread chip sequence, and multiplies the chip sequence by a spreading code, despreading means for generating a symbol sequence constituting a reference signal before spreading, and channel estimation means for performing channel estimation based on the symbol sequence.
  • another receiver of the present invention re-synthesizes a reference signal on which symbol repetition has been performed, symbol repetition combining means for generating a symbol sequence constituting the reference signal, and a symbol sequence based on the symbol sequence.
  • channel estimation means for performing channel estimation.
  • the mobile communication system of the present invention is a mobile communication system including a transmitter and a receiver, and the transmitter multiplies a symbol sequence constituting a reference signal by a spreading code, and performs a chip after spreading.
  • a spreading code multiplying unit for generating a sequence a chip pattern generating unit for generating a constant chip pattern by performing chip repetition for a predetermined number of repetitions on the chip sequence after spreading, and the chip pattern A multiplier that multiplies the signal by a phase unique to the transmitter, and the receiver re-synthesizes the reference signal on which chip repetition has been performed, and generates a spread chip sequence; and the chip A despreading unit that multiplies the sequence by a spreading code to generate a symbol sequence that forms a reference signal before spreading, and a channel that performs channel estimation based on the symbol sequence.
  • another mobile communication system of the present invention is a mobile communication system including a transmitter and a receiver, and the transmitter has a predetermined number of repetitions for a symbol sequence constituting a reference signal.
  • a symbol pattern generating means for generating a constant symbol pattern by performing symbol repetition; and a multiplying means for multiplying a signal having the symbol pattern by a phase unique to a transmitter.
  • the receiver performs symbol repetition.
  • a symbol repetitive combining unit for re-synthesizing the received reference signal to generate a symbol sequence constituting the reference signal; and a channel estimating unit for performing channel estimation based on the symbol sequence.
  • the transmitter can reduce the interference received by the reference signal, for example, the pilot channel, and the receiver can improve the estimation accuracy of the amplitude 'phase fluctuation and the estimation accuracy of the link state in the receiver. it can.
  • a transmitter, a receiver, and a mobile communication system that can reduce interference received by a reference signal and improve accuracy of estimating amplitude and phase fluctuations and link state estimation can be realized. it can.
  • FIG. 1 is an explanatory diagram showing IFDMA.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing VSCRF-CDMA.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing VSCRF-CDMA.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing multipath interference in VSCRF-CDMA.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing the characteristics of VSCRF-CDMA.
  • FIG. 6A is an explanatory diagram showing multiplexing of pilot channels in a packet frame.
  • FIG. 6B is an explanatory diagram showing multiplexing of pilot channels within a packet frame.
  • FIG. 6C is an explanatory diagram showing multiplexing of pilot channels in a packet frame.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8A is an explanatory diagram showing application of chip repetition and spreading to a pilot channel.
  • FIG. 8B is an explanatory diagram showing application of chip repetition and spreading to the pilot channel.
  • FIG. 8C is an explanatory diagram showing application of chip repetition and spreading to the pilot channel.
  • FIG. 9A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 9B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 9C is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 9D is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 9E is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 10A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 10B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 10C is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 11A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 11B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 12A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 12B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 12C is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 14A is an explanatory diagram showing application of chip repetition and spreading to a pilot channel.
  • FIG. 14B is an explanatory diagram showing application of chip repetition and spreading to the pilot channel.
  • FIG. 14C is an explanatory diagram showing application of chip repetition and spreading to the pilot channel.
  • FIG. 15A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 15B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 15C is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 15D is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 15E is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 16A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 16B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 16C is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 17A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 17B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 18A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 18B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 18C is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 22A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 22B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 22C is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 23A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 23B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 25 is a block diagram showing a configuration of a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 26A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 26B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 26C is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 27A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 27B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 28 is a block diagram showing a configuration of a transmitter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 29A is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 29B is an explanatory diagram showing multiplexing of a pilot channel, a control channel, and a data channel.
  • FIG. 30 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 31 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the pilot channel multiplexing method in the packet frame is divided into a time-multiplexed pilot channel configuration, a code-multiplexed pilot channel configuration, and a frequency-multiplexed pilot channel configuration, and FIG. 6A, FIG. 6B, and FIG. The description will be given with reference.
  • pilot channels using chip repetition or symbol repetition are time-multiplexed.
  • the pilot channel and other channels can be made independent in time, the influence from other channels such as the data channel and the control channel can be reduced.
  • a pilot channel using chip repetition is assigned an orthogonal code different from the other channels and code-multiplexed.
  • the pilot channel using chip repetition or symbol repetition is frequency multiplexed.
  • the pilot channel can be made independent in terms of frequency, so that the influence of interference from other channels such as the data channel and the control channel power can be reduced.
  • a mobile communication system includes a transmitter and a receiver. Less than, A transmitter and a receiver will be described.
  • the transmitter 100 which is useful in this embodiment, uses VSCRF—CDM that uses diffusion and chip repetition.
  • the pilot channel using chip repetition is time-multiplexed.
  • Transmitter 100 includes channel code input section 102 to which a data symbol sequence is input, data modulation section 104 connected to channel encoding section 102, and spread code multiplication connected to data modulation section 104.
  • Unit 106 scramble code multiplication unit 108 connected to spreading code multiplication unit 106, chip repetition unit 110 connected to scramble code multiplication unit 108, reference signal, for example, pilot signal, pilot symbol sequence constituting pilot channel ,
  • a scramble code multiplier 114 connected to the spread code multiplier 112, a chip repeater 116 as a chip pattern generation means connected to the scramble code multiplier 114, Multiplier connected in a switchable manner by the chip repeater 110 or chip repeater 11 6 and a switch 121 as a switching means.
  • It includes a section 120, and a user specific phase sequence generation unit 118 and a band restriction unit 122 is connected to the multiplier unit 120.
  • the data symbol sequence is subjected to channel coding by applying an error correction code such as a turbo code or a convolutional code in channel coding section 102 and input to data modulation section 104.
  • Data modulation section 104 performs modulation processing on the channel-coded data and inputs the data to spreading code multiplication section 106.
  • spread code multiplication section 106 the modulated data is multiplied by a spread code, a spread chip sequence is generated, and input to scramble code multiplication section 108.
  • scramble code multiplication section 108 the spread chip sequence is multiplied by a scramble code and input to chip repetition section 110.
  • chip repetition unit 110 chip repetition is performed for each predetermined chip on the chip sequence multiplied by the scramble code, and a constant chip pattern is generated and input to the multiplication unit 120.
  • the chip pattern is multiplied by the user-specific phase vector input by the user-specific phase sequence generation unit 118 and input to the band limiting unit 122.
  • the band limiting unit 122 performs band limiting on the chip pattern multiplied by the phase.
  • a reference signal for example, a pilot signal or a pilot symbol sequence constituting a pilot channel, is multiplied by a spreading code in spreading code multiplication section 112 to generate a spread chip sequence, and a scramble code multiplication section. 114 is input. Scrambling code multiplication section 114 multiplies the spread chip sequence by a scramble code and inputs the result to chip repetition section 116.
  • chip repetition section 116 chip repetition is performed for each predetermined chip on the chip sequence multiplied by the scramble code and input to multiplication section 120.
  • the chip pattern is multiplied by the user-specific phase margin input by the user-specific phase sequence generation unit 118 and input to the band limiting unit 122.
  • the band limiting unit 122 performs band limitation on the chip pattern multiplied by the phase.
  • the switch 121 switches between the chip repeater 110 and the chip repeater 116 in terms of time. This configuration makes it possible to temporally independence of the transmission of the slot channel to which the chip repetition is applied and the other channels, so that other channels such as the data channel, the control channel, and the pilot channel can be used. The effect of interference can be reduced.
  • the chip repetition units 110 and 116 perform chip repetition with the same chip repetition factor.
  • the signals of other users and the pilot channel can be orthogonalized, so that interference received by the reference signal, for example, the pilot channel can be reduced. For this reason, at the receiver, the influence of multiple access interference is small. Can be estimated.
  • the chip repetition unit 116 performs chip repetition with a value smaller than the chip repetition factor used in the chip repetition performed by the chip repetition unit 110.
  • the chip repetition factor of the pilot channel is made smaller than the chip repetition factor of the other channels, the resistance to multipath interference can be improved. Can reduce interference. For this reason, the estimation accuracy in the receiver can be improved.
  • the chip repetition factor of the notch channel is 2. However, chip repetition may not be applied to the pilot channel, and only spreading may be performed.
  • the chip repetition unit 116 performs chip repetition with a value larger than the chip repetition factor used in the chip repetition performed by the chip repetition unit 110.
  • the pressure effect can be changed. That is, at least one of spreading code multiplication section 112 and chip repetition section 116 changes the suppression effect for each interference by changing the value of at least one of the spreading factor and the chip repetition factor. In other words, at least one of the spreading code multiplier 112 and the chip repetition unit 116 changes the value of at least one of the spreading factor and the chip repetition factor according to the desired suppression effect for each interference.
  • the pilot channel and the control channel are time-multiplexed.
  • the pilot channel and the control channel are time-multiplexed.
  • the control channel and the data channel are frequency multiplexed and transmitted at the same time.
  • the frequency spectrum indicating the chip sequence after spreading on the pilot channel is A comb-shaped frequency spectrum tram is formed, and different subcarrier sets are assigned to the control channel and the data channel.
  • the pilot channel and the control channel are frequency-multiplexed.
  • a chip-shaped frequency spectrum in which different subcarrier sets are allocated to the pilot channel and the control channel is formed by chip repetition.
  • a comb-shaped frequency spectrum is formed for the data channel.
  • the pilot channel is rotated around the data channel to which chip repetition is applied.
  • Wave number multiplexing that is, a case where subcarriers different from the data channel are allocated and the control channel is time multiplexed will be described with reference to FIGS. 12A to 12C.
  • the pilot channel and the control channel are time-multiplexed.
  • the nolot channel and data channel are frequency multiplexed and transmitted at the same time.
  • the time-multiplexed channels are completely orthogonal to each other, so that the influence of interference between channels can be reduced.
  • Transmitter 100 time-multiplexes a pilot channel using symbol repetition in IFDMA using symbol repetition.
  • Transmitter 100 includes a channel code input unit 102 to which a data symbol sequence is input, a data modulation unit 104 connected to channel encoding unit 102, and a scramble code multiplier connected to data modulation unit 104.
  • the data symbol sequence is input to the data modulation unit 104 after the channel coding unit 102 applies an error correction code such as a turbo code or a convolutional code to the channel coding unit 102.
  • Data modulation section 104 performs modulation processing on the channel-coded data and inputs the data to scramble code multiplication section 108.
  • scramble code multiplication section 108 the modulated data is multiplied by a scramble code, a symbol sequence is generated, and input to symbol repetition section 124.
  • Symbol repetition section 124 performs symbol repetition for each predetermined symbol with respect to the symbol sequence multiplied by the scramble code, and generates a constant symbol pattern, which is input to multiplication section 120.
  • multiplier 120 the symbol pattern is multiplied by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generator 118 and input to band limiter 122.
  • Band limiting section 122 performs band limiting on the symbol pattern multiplied by the phase.
  • a pilot signal or a pilot symbol sequence that constitutes a pilot channel is multiplied by a scramble code in a scramble code multiplier 114 to generate a symbol sequence, which is input to a symbol repeater 126. .
  • Symbol repetition section 126 performs symbol repetition for each predetermined symbol with respect to the symbol sequence, generates a constant symbol pattern, and inputs it to multiplication section 120.
  • multiplication section 120 the symbol pattern is multiplied by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation section 118 and input to band limiting section 122.
  • Band limiting section 122 performs band limiting on the symbol pattern multiplied by the phase.
  • Switch 121 switches between symbol repetition unit 124 and symbol repetition unit 126 in time.
  • the transmission of the pilot channel to which symbol repetition is applied and other channels can be made independent in time, so interference from other channels such as the data channel and the control channel to the pilot channel can be achieved. The influence of can be eliminated.
  • the symbol repetition units 124 and 126 perform symbol repetition with the same symbol repetition factor.
  • the symbol repetition unit 126 performs symbol repetition with a value smaller than the symbol repetition factor V used in the symbol repetition performed by the symbol repetition unit 124.
  • the symbol repetition factor of the pilot channel is made smaller than the symbol repetition factor of the other channels, the resistance to multipath interference can be improved. Can reduce interference. For this reason, the estimation accuracy in the receiver can be improved.
  • the symbol repetition factor of the no-lot channel is set to 2 has been described, but symbol repetition may not be applied to the pilot channel.
  • the symbol repetition unit 126 performs symbol repetition with a value larger than the symbol repetition factor V / used in the symbol repetition performed by the symbol repetition unit 124.
  • the suppression effect for each interference can be changed. That is, the symbol repetition unit 126 changes the suppression effect for each interference by changing the value of the symbol repetition factor. In other words, the symbol repetition unit 126 changes the value of the symbol repetition factor according to the desired suppression effect for each interference.
  • the pilot channel and the control channel are time-multiplexed. Furthermore, there are four types of multiplexing methods depending on whether or not symbol repetition is performed. In the following, these four types of multiplexing methods will be described.
  • the pilot channel is time-multiplexed and the control channel is frequency-multiplexed, that is, a subcarrier different from the data channel is assigned, refer to Figs. 16A to 16C. I will explain.
  • the pilot channel and the control channel are time-multiplexed.
  • the control channel and the data channel are frequency multiplexed and transmitted at the same time.
  • a comb-shaped frequency spectrum is formed for the pilot channel and the control channel and the data channel as shown in FIG. 16C.
  • Different sub-carriers A comb-shaped frequency spectrum to which a facet is assigned is formed.
  • the pilot channel and the control channel are frequency-multiplexed.
  • comb-shaped frequency spectrums to which different subcarrier sets are assigned are formed by repeating symbols, as shown in FIG. 17B.
  • a comb-shaped frequency spectrum is formed for the data channel.
  • FIG. 18A to FIG. 18C show a case where the pilot channel is frequency-multiplexed with respect to the data channel to which chip repetition is applied, that is, a subcarrier different from the data channel is assigned and the control channel is time-multiplexed. This will be described with reference to 18C.
  • the pilot channel and the control channel are time-multiplexed.
  • the nolot channel and data channel are frequency multiplexed and transmitted at the same time. Furthermore, there are two types of multiplexing methods depending on whether or not symbol repetition is performed. In the following, these two types of multiplexing methods will be described.
  • a comb-shaped frequency spectrum is formed for the control channel as shown in FIG. 18C.
  • a comb-shaped frequency spectrum in which different subcarrier sets are assigned to the channel is formed.
  • time-multiplexed channels are completely orthogonal to each other, so that the influence of interference between channels can be reduced.
  • the receiver 200 receives a pilot channel using chip repetition transmitted in a time multiplexed manner in VSCRF-CDMA using spreading and chip repetition.
  • Receiver 200 includes band limiting section 202, chip repetition combining section 206, despreading section 212 connected to chip repetition combining section 206, and channel estimation section 2 14 connected to despreading section 212.
  • the switch 221 is connected to the band limiting unit 202, and switches the chip repetition synthesis unit 206 and the path timing detection unit 208 or the chip repetition synthesis unit 210 in time.
  • the path timing detection unit 208 inputs the detected path timing to the chip repetition synthesis unit 206 and the chip repetition synthesis unit 210.
  • the received signal that has been multiplied by the carrier frequency and converted into a digital baseband signal is band-limited by the band limiting unit 202 by being multiplied by the corresponding subcarrier frequency, and the chip repetition combining unit 206 and Input to the path timing detection unit 208 or the chip repetition synthesis unit 210.
  • the chip repetition synthesizer 206 multiplies the received signal to which the band restriction is given by the user-specific phase vector input by the user-specific phase sequence generator 204, and calculates the phase of the signal multiplied by the transmitter. Return to the original phase and generate a signal with a constant chip pattern. Thereafter, using the same number of chip repetitions as that of the transmitter, a chip sequence that has been spread is generated by recombining the signals that have undergone chip repetition, and input to despreading section 212.
  • Despreading section 212 multiplies the chip sequence by the spreading code having the same spreading factor as that of the transmitter, thereby returning the received signal to the pilot symbol sequence before spreading and inputting it to channel estimation section 214.
  • the channel estimation unit 214 performs channel estimation based on the input signal. The result is input to the equalization unit 216. For example, the channel estimation unit 214 estimates amplitude and phase fluctuations due to fading fluctuations in the radio propagation path, realizes synchronous detection demodulation, and links the radio propagation path, for example, the received signal power pair. Estimate the interference and noise power ratio (SINR), the number of noses, the delay thread, and the Doppler frequency.
  • SINR interference and noise power ratio
  • chip repetition combining section 210 multiplies the received signal to which the band restriction is given by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation section 204, and the phase of the signal multiplied by the transmitter Is returned to the original phase, and a signal having a constant chip pattern is generated. Thereafter, the same chip repetition number as that of the transmitter is used to re-combine the signal that has been subjected to the chip repetition, whereby a spread chip sequence is generated and input to the equalization unit 216.
  • the equalization unit 216 uses the channel matrix representing the amount of variation received by the channel received by the channel estimation unit 214 in the propagation path, and derives a weight coefficient that reduces the matrix force multipath interference.
  • the weighting factor and the received signal are multiplied (this operation is called chip equalization) and input to the despreading unit 218. Thereby, the influence of multipath interference is reduced.
  • Receiveding section 218 multiplies the chip sequence by the spreading code having the same spreading factor as that of the transmitter, thereby returning the received signal to the modulated data before spreading, and inputting it to decoding section 220.
  • Decoding section 220 decodes the modulated data before spreading and restores the data.
  • Receiver 200 receives a pilot channel using symbol repetition transmitted in a time multiplexed manner in IFDMA using symbol repetition.
  • Receiver 200 includes band limiting section 202, symbol repetition combining section 222, despreading section 212 connected to symbol repetition combining section 222, and channel estimation section 214 connected to despreading section 212.
  • a user specific phase sequence generation unit 204, a path timing detection unit 208, and a switch 221 as switching means.
  • the switch 221 is connected to the band limiting unit 202, and switches the symbol repetition combining unit 222, the path timing detection unit 208, or the symbol repetition combining unit 224 in terms of time.
  • Path timing detection section 208 inputs the detected path timing to symbol repetition combining section 222 and symbol repetition combining section 224.
  • the received signal that has been multiplied by the carrier frequency and converted into a digital baseband signal is band-limited by the corresponding subcarrier frequency in the band limiting unit 202, and the symbol repetition combining unit 222 and The signal is input to the path timing detection unit 208 or the symbol repetition synthesis unit 224.
  • Symbol repetition combining section 222 multiplies the received signal to which the band restriction is applied by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation section 204, and uses the phase of the signal multiplied by the transmitter as the original. To generate a signal having a certain symbol pattern. Thereafter, using the same number of symbol repetitions as that of the transmitter, a signal sequence subjected to symbol repetition is recombined to generate a symbol sequence, which is input to despreading section 212.
  • Receiveding section 212 performs a descrambling process on the symbol sequence, returns the received signal to the pilot symbol sequence before multiplication of the scramble code, and inputs it to channel estimation section 214.
  • Channel estimation section 214 performs channel estimation based on the input signal, and the result is input to equalization section 216.
  • the channel estimation unit 214 estimates the amplitude 'phase variation caused by the fading variation in the radio propagation path, realizes synchronous detection demodulation, and links the radio propagation path, for example, the received signal.
  • symbol repetition combining section 224 multiplies the received signal to which the band restriction is given by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation section 204, and outputs the signal multiplied by the transmitter. The phase is restored to the original phase, and a signal having a certain symbol pattern is generated. Thereafter, a symbol sequence multiplied by a scramble code is generated by recombining the signal subjected to symbol repetition using the same symbol repetition number as that of the transmitter, and is input to the equalization unit 216.
  • SINR signal-to-lnterferenc e plus noise power ratio
  • Equalization section 216 uses a channel matrix that represents the amount of fluctuation that the received signal received by channel estimation section 214 receives in the propagation path, and derives a weight coefficient that reduces the matrix power multipath interference. The weighting factor and the received signal are multiplied, a descrambling process is performed, and the result is input to the decoding unit 220. Thereby, the influence of multinoth interference is reduced.
  • Decoding section 220 decodes the modulated data before multiplication of the scramble code and restores the data.
  • pilots to which the repetition of symbols transmitted independently in time are applied without the influence of interference on other channels, for example, the data channel and the control channel power of the pilot channel.
  • a transmitter according to the fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • Transmitter 100 multiplexes pilot channels using chip repetition by assigning different orthogonal codes to other channels in VSCRF-CDM A using spreading and chip repetition. .
  • Transmitter 100 includes channel code input section 102 to which a data symbol sequence is input, data modulation section 104 connected to channel encoding section 102, and spread code multiplication connected to data modulation section 104.
  • Unit 106 scramble code multiplication unit 108 connected to spreading code multiplication unit 106, chip repetition unit 110 connected to scramble code multiplication unit 108, reference signal, for example, pilot signal, pilot symbol sequence constituting pilot channel But
  • An input spreading code multiplier 112 a scramble code multiplier 114 connected to the spread code multiplier 112, a chip repeater 116 as chip pattern generation means connected to the scramble code multiplier 114, and a chip Adder 128 connected to repeater 110 and chip repeater 116, multiplier 120 connected to adder 128, user-specific phase sequence generator 118 and band limiter 122 connected to multiplier 120, Is provided.
  • Channel coding section 102 applies an error correction code such as a turbo code or a convolutional code to channel symbol and the data symbol sequence is input to data modulation section 104.
  • Data modulation section 104 performs modulation processing on the channel-coded data and inputs the data to spreading code multiplication section 106.
  • spread code multiplication section 106 the modulated data is multiplied by a spread code, a spread chip sequence is generated, and input to scramble code multiplication section 108.
  • scramble code multiplication section 108 the spread chip sequence is multiplied by a scramble code and input to chip repetition section 110.
  • the chip repetition unit 110 performs chip repetition for each predetermined chip on the chip sequence multiplied by the scramble code, generates a constant chip pattern, and inputs it to the addition unit 128.
  • a pilot signal or a pilot symbol sequence constituting a pilot channel is multiplied by a spreading code multiplication section 112 to generate a spread chip sequence, and a scramble code multiplication section. 114 is input.
  • scramble code multiplication section 114 the spread chip sequence is multiplied by a scramble code and input to chip repetition section 116.
  • the chip repetition unit 116 performs chip repetition for each predetermined chip on the chip sequence multiplied by the scramble code, and inputs the result to the addition unit 128.
  • the chip pattern of data that is, the symbol sequence after data modulation! /
  • the chip pattern of reference signal and the chip pattern of reference signal that is, based on the symbol sequence constituting the reference signal
  • the generated chip pattern is added and input to the multiplication unit 120.
  • the multiplier 120 multiplies the chip pattern obtained by adding the chip pattern of the data and the chip pattern of the reference signal by the user-specific phase vector input by the user-specific phase sequence generation unit 118, and the band limiting unit 122. Is entered in .
  • the band limiting unit 122 performs band limiting on the chip pattern multiplied by the phase.
  • the orthogonal code assigned to the pilot channel can be made different from the orthogonal code assigned to other channels other than the neuron channel. Also, since the reference signal can be spread over time and frequency, the averaging effect on interference and noise can be increased.
  • the pilot channel and the control channel are code-multiplexed and transmitted at the same time. Furthermore, there are two types of multiplexing methods depending on whether or not chip repetition is performed. In the following, these two types of multiplexing methods will be described.
  • the frequency spectrum indicating the chip sequence after spreading for the pilot channel is A comb-shaped frequency spectrum is formed, in which different subcarrier sets are assigned to the control channel and the data channel.
  • the pilot channel, the control channel, and the data channel are transmitted in the same time, and the pilot channel and the control channel, and the pilot channel and the data channel are orthogonal to each other.
  • the pilot channel and the control channel are code-multiplexed.
  • comb-like frequency spectrums are formed for the pilot channel, control channel, and data channel by chip repetition, as shown in FIG. 23B.
  • the pilot channel, the control channel, and the data channel are orthogonal to each other in the force code region transmitted at the same time.
  • the reference signal is spread over time and frequency, so that an averaging effect on interference and noise can be expected.
  • Multiple channels can be accommodated flexibly at the same time.
  • the receiver 200 receives a pilot channel using chip repetition that is transmitted by code-multiplexing with different orthogonal codes assigned in VSCRF-CDMA using spreading and chip repetition. To do.
  • Receiver 200 is connected to band limiting unit 202, chip repetition combining unit 206 connected to band limiting unit 202, chip repetition combining unit 210 and path timing detection unit 208, and chip repetition combining unit 206.
  • a decoding unit 220 connected to the despreading unit 218, a chip repetition combining unit 206, and a user-specific phase sequence generation unit 204 connected to the chip repetition combining unit 210.
  • the channel estimation unit 214 is connected to the equalization unit 216.
  • the path timing detection unit 208 inputs the detected path timing to the chip repetition synthesis unit 206 and the chip repetition synthesis unit 210.
  • Band limiting section 202 performs band limiting by multiplying the corresponding subcarrier frequency, and inputs the result to chip repetition combining section 206, path timing detection section 208 and chip repetition combining section 210.
  • the chip repetition combining unit 206 multiplies the received signal to which the band restriction is given by the user-specific phase vector input by the user-specific phase sequence generation unit 204, and the phase of the signal multiplied by the transmitter is obtained.
  • the signal is returned to the original phase and a signal having a constant chip pattern is generated. Thereafter, using the same number of chip repetitions as that of the transmitter, a signal sequence that has been subjected to chip repetition is recombined to generate a spread chip sequence, which is input to despreading section 212.
  • Despreading section 212 multiplies the chip sequence by the spreading code having the same spreading factor as that of the transmitter, whereby the received signal is returned to the pilot symbol sequence before spreading, and is input to channel estimation section 214. .
  • the channel estimation unit 214 performs channel estimation based on the input signal, and the result is input to the equalization unit 216.
  • the channel estimation unit 214 estimates amplitude and phase fluctuations caused by fluctuations in fading in the radio propagation path, realizes synchronous detection demodulation, and links the radio propagation path, for example, received signal power vs. interference. And noise power ratio (SINR), nose number, delay spread, and Doppler frequency.
  • SINR noise power ratio
  • chip repetition combining section 210 multiplies the received signal to which the band restriction is given by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation section 204, and the phase of the signal multiplied by the transmitter Is returned to its original phase, and a signal having a constant chip pattern is generated. Thereafter, the same chip repetition number as that of the transmitter is used to re-combine the signal that has been subjected to the chip repetition, whereby a spread chip sequence is generated and input to the equalization unit 216.
  • the equalization unit 216 uses the channel matrix representing the amount of variation received by the channel received by the channel estimation unit 214 in the propagation path, and derives a weight coefficient that reduces the matrix force multipath interference.
  • the weighting factor and the received signal are multiplied (this operation is called chip equalization) and input to the despreading unit 218. Thereby, the influence of multipath interference is reduced.
  • Receiveding section 218 multiplies the chip sequence by a spreading code having the same spreading factor as that of the transmitter. By doing so, the received signal is returned to the modulated data before spreading and input to the decoding unit 220.
  • Decoding section 220 decodes the modulated data before spreading to restore the data.
  • a transmitter according to the seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the transmitter 100 that works in this embodiment uses VSCRF—CDM that uses diffusion and chip repetition.
  • the pilot channel using chip repetition is frequency-multiplexed.
  • Transmitter 100 has channel code input section 102 to which a data symbol sequence is input, data modulation section 104 connected to channel encoding section 102, and spread code multiplication connected to data modulation section 104.
  • Unit 106 scramble code multiplication unit 108 connected to spreading code multiplication unit 106, chip repetition unit 110 connected to scramble code multiplication unit 108, multiplication unit 120 connected to chip repetition unit 110, and multiplication A user-specific phase sequence generation unit 116 and an addition unit 128 connected to the unit 120, a spreading code multiplication unit 112 to which a reference signal, for example, a pilot signal, a pilot symbol sequence constituting a pilot channel is input, and a spread code multiplication A scramble code multiplication unit 114 connected to the unit 112, and a chip repetition unit 116 as a chip pattern generation means connected to the scramble code multiplication unit 114, It comprises a switch Tsu multiplying unit 132 connected to the flop repeating unit 116, a user specific phase sequence generation unit 130 connected to the multiplying
  • the channel coding unit 102 applies an error correction code such as a turbo code or a convolutional code to the data symbol sequence, and channel coding is performed.
  • the data symbol sequence is input to the data modulation unit 104.
  • Data modulation section 104 performs modulation processing on the channel-coded data and inputs the data to spreading code multiplication section 106.
  • spread code multiplication section 106 the modulated data is multiplied by a spread code, a spread chip sequence is generated, and input to scramble code multiplication section 108.
  • scramble code multiplication section 108 the spread chip sequence is multiplied by a scramble code and input to chip repetition section 110.
  • the chip repetition unit 110 performs chip repetition for each predetermined chip on the chip sequence multiplied by the scramble code and inputs the result to the multiplication unit 120.
  • multiplication section 120 the input signal is multiplied by the user phase vector input from user specific phase sequence generation section 116 and input to addition section 128.
  • a pilot signal or a pilot symbol sequence constituting a pilot channel is multiplied by a spreading code multiplier 112 to generate a spread chip sequence, and a scramble code multiplier 114 is input.
  • scramble code multiplication section 114 the spread chip sequence is multiplied by a scramble code and input to chip repetition section 116.
  • the chip repetition unit 116 performs chip repetition for each predetermined chip on the chip sequence multiplied by the scramble code, and inputs the result to the multiplication unit 132.
  • multiplication unit 132 the chip pattern is multiplied by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation unit 130 and input to addition unit 128.
  • Adder 128 obtains the chip pattern of the data multiplied by the phase, that is, the chip pattern of the reference signal multiplied by the phase and the chip pattern generated based on the symbol sequence after data modulation, that is, the reference signal.
  • the chip pattern generated based on the constituent symbol series is added and input to the band limiting unit 122.
  • the band limiting unit 122 performs band limiting on the chip pattern of the data multiplied by the added phase and the chip pattern of the reference signal multiplied by the phase.
  • the pilot channel to which the chip repetition is applied and the other channel can be made independent in terms of frequency, so that the other channel, for example, the data channel, the control channel to the pilot channel can be used.
  • the effect of interference can be eliminated.
  • the pilot channel and the control channel are code-multiplexed and transmitted at the same time. Furthermore, there are two types of multiplexing methods depending on whether or not chip repetition is performed. In the following, these two types of multiplexing methods will be described.
  • a frequency spectrum indicating a spread chip sequence is formed for the control channel.
  • a comb-shaped frequency spectrum tram is formed in which different subcarrier sets are assigned to the pilot channel and the data channel.
  • the control channel, the pilot channel, and the data channel are orthogonal to each other in the pilot code and the control channel, and the pilot channel and the data channel in the force code area transmitted at the same time.
  • a comb-shaped frequency spectrum is formed for the control channel and the pilot channel and the data channel.
  • a comb-shaped frequency spectrum to which different subcarrier sets are assigned is formed.
  • the control channel, the pilot channel, and the data channel are transmitted in the same time, and the pilot channel and the control channel, and the pilot channel and the data channel are orthogonal to each other.
  • FIG. 27A and FIG. 2 show the case where the pilot channel is frequency-multiplexed and the control channel is frequency-multiplexed with respect to the data channel to which chip repetition is applied.
  • the pilot channel and the control channel are frequency-multiplexed.
  • Transmitter 100 frequency-multiplexes a pilot channel using symbol repetition in IFDMA using symbol repetition.
  • Transmitter 100 includes a channel code unit 102 to which a data symbol sequence is input, a data modulation unit 104 connected to channel coding unit 102, and a scramble code multiplication connected to data modulation unit 104.
  • 108, a symbol repetition unit 124 connected to the scramble code multiplication unit 108, a multiplication unit 120 connected to the symbol repetition unit 124, a user-specific phase sequence generation unit 116 connected to the multiplication unit 120, and an addition unit 128, a reference signal, for example, a pilot signal, and a pilot symbol sequence constituting a pilot channel are input to a scramble code multiplier 114, and a symbol repeater 126 as a symbol pattern generation means connected to the scramble code multiplier 114
  • Channel coding section 102 applies an error correction code such as a turbo code and a convolutional code to channel coding section 102, and the data symbol sequence is input to data modulation section 104.
  • Data modulation section 104 performs modulation processing on the channel-coded data and inputs the data to scramble code multiplication section 108.
  • scramble code multiplication section 108 the modulated data is multiplied by a scramble code, a symbol sequence is generated, and input to symbol repetition section 124.
  • the symbol repetition unit 110 performs symbol repetition for each predetermined symbol on the symbol sequence multiplied by the scramble code, generates a fixed symbol pattern, and inputs the generated symbol pattern.
  • the symbol pattern is multiplied by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation section 116 and input to addition section 128.
  • a pilot signal or a pilot symbol sequence constituting a pilot signal is multiplied by a scramble code multiplier 114 in the scramble code multiplier 114, a symbol sequence is generated, and input to the symbol repeater 126. .
  • Symbol repetition section 126 performs symbol repetition for each predetermined symbol with respect to the symbol sequence, generates a constant symbol pattern, and inputs it to multiplication section 132.
  • multiplication section 132 the symbol pattern is multiplied by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation section 130 and input to addition section 128.
  • the symbol pattern of the data multiplied by the input phase that is, the symbol pattern generated based on the symbol sequence after data modulation and the symbol pattern of the reference signal multiplied by the phase That is, the symbol pattern generated based on the symbol sequence of the reference signal is added and input to the band limiting unit 122.
  • the band limiting unit 122 performs band limitation on the symbol pattern of the reference signal obtained by multiplying the symbol pattern of the added data by the phase.
  • pilot channel to which symbol repetition is applied and other channels can be made independent in terms of frequency, so pilots from other channels, for example, data channels and control channels, can be used.
  • the influence of interference on the channel can be eliminated.
  • pilot channel is frequency-multiplexed and the control channel is frequency-multiplexed with respect to the data channel to which symbol repetition is applied will be described with reference to FIG. 29A and FIG. 29B.
  • the pilot channel and the control channel are frequency-multiplexed.
  • the receiver 200 which is effective in this embodiment, uses VSCRF—CDM that uses diffusion and chip repetition.
  • the pilot channel using the chip repetition transmitted by frequency multiplexing is received.
  • Receiver 200 is connected to band limiting unit 202, chip repetition combining unit 206 connected to band limiting unit 202, chip repetition combining unit 210 and path timing detection unit 208, and chip repetition combining unit 206.
  • Despreading section 212 channel estimation section 214 connected to despreading section 212, equalization section 216 connected to chip repetition combining section 210, and despreading section 218 connected to equalization section 216
  • a decoding unit 220 connected to the despreading unit 218, a user-specific phase sequence generation unit 226 connected to the chip repetition synthesis unit 210, and a user-specific phase sequence generation unit 228 connected to the chip repetition synthesis unit 206.
  • channel estimation section 214 is connected to equalization section 216.
  • the path timing detection unit 208 inputs the detected path timings to the chip repetition synthesis unit 206 and the chip repetition synthesis unit 210.
  • the received signal that has been multiplied by the carrier frequency and converted into a digital baseband signal is band-limited by the band limiting unit 202 by being multiplied by the corresponding subcarrier frequency, and the chip repetition combining unit 206,
  • the signals are input to the path timing detection unit 208 and the chip repetition synthesis unit 210.
  • the chip repetition combining unit 206 multiplies the received signal to which the band restriction is given by the user-specific phase vector input by the user-specific phase sequence generation unit 228, and the phase of the signal multiplied by the transmitter is calculated.
  • the signal is returned to the original phase and a signal having a constant chip chip pattern is generated. Thereafter, using the same number of chip repetitions as that of the transmitter, a spread chip sequence is generated by recombining signals that have been subjected to chip repetition, and input to despreading section 212.
  • Receiveding section 212 multiplies the chip sequence by a spreading code having the same spreading factor as that of the transmitter, whereby the received signal is returned to the pilot symbol sequence before spreading, and channel estimation is performed. Input to part 214.
  • the channel estimation unit 214 performs channel estimation based on the input signal, and the result is input to the equalization unit 216. For example, the channel estimation unit 214 estimates amplitude and phase fluctuations caused by fluctuations in fading in the radio propagation path, realizes synchronous detection demodulation, and links the radio propagation path, for example, received signal power vs. interference. And noise power ratio (SINR), nose number, delay spread, and Doppler frequency.
  • SINR noise power ratio
  • chip repetition combining section 210 multiplies the received signal to which the band restriction is given by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation section 226, and the phase of the signal multiplied by the transmitter Is returned to its original phase, and a signal having a constant chip pattern is generated. Thereafter, the same chip repetition number as that of the transmitter is used to re-combine the signal that has been subjected to the chip repetition, whereby a spread chip sequence is generated and input to the equalization unit 216.
  • Equalization section 216 uses a channel matrix that represents the amount of fluctuation received in the propagation path by the received signal input from channel estimation section 214, and derives a weight coefficient that reduces the matrix force multipath interference.
  • the weighting factor and the received signal are multiplied (this operation is called chip equalization) and input to the despreading unit 218. Thereby, the influence of multipath interference is reduced.
  • Receiveading section 218 multiplies the chip sequence by the spreading code having the same spreading factor as that of the transmitter to return the received signal to the modulated data before spreading, and inputs it to decoding section 220.
  • decoding section 220 the modulated data before spreading is decoded and data is restored.
  • Receiver 200 receives a pilot channel using symbol repetition that is frequency-multiplexed and transmitted in IFDMA using symbol repetition.
  • Receiver 200 is connected to band limiting section 202, symbol repetition combining section 224, symbol repetition combining section 222 and path timing detection section 208 connected to band limiting section 202, and symbol repetition combining section 222.
  • a generation unit 226 and a user-specific phase sequence generation unit 228 connected to the symbol repetition synthesis unit 222 are provided.
  • the channel estimation unit 214 is connected to the equalization unit 216.
  • Path timing detection section 208 inputs the detected path timing to symbol repetition combining section 222 and symbol repetition combining section 224.
  • the received signal that has been multiplied by the carrier frequency and converted into a digital baseband signal is band-limited by the corresponding subcarrier frequency being multiplied by band-limiting unit 202, and symbol repetition combining unit 222, It is input to the nose timing detection unit 208 and the symbol repetition synthesis unit 224.
  • the symbol repetition combining unit 222 multiplies the received signal to which the band limitation is applied by the user-specific phase vector input by the user-specific phase sequence generation unit 228, and the phase of the signal multiplied by the transmitter is the original. To generate a signal having a certain symbol pattern. Then, using the same number of symbol repetitions as the transmitter, a symbol sequence is generated by recombining the signals that have been subjected to symbol repetition, and a descrambling process is performed on the generated symbol sequence. The pilot symbol sequence before multiplication by the scramble code is returned to the channel estimation unit 214. Channel estimation section 214 performs channel estimation based on the input signal, and the result is input to equalization section 216.
  • the channel estimation unit 214 estimates amplitude and phase fluctuations due to fading fluctuations in the radio propagation path, realizes synchronous detection demodulation, and links the radio propagation path, for example, the received signal power pair.
  • Interference and noise power ratio (SINR) ⁇ Estimate the number of noses, spread spread, Doppler frequency, etc.
  • symbol repetition combining section 224 multiplies the received signal to which the band restriction is given by the user-specific phase vector input by user-specific phase sequence generation section 226.
  • the phase of the signal multiplied by the transmitter is returned to the original phase, and a signal having a certain symbol pattern is generated.
  • a symbol sequence multiplied by a scramble code is generated by recombining the signal subjected to symbol repetition using the same symbol repetition number as that of the transmitter, and is input to the equalization unit 216.
  • Equalization section 216 uses a channel matrix that represents the amount of fluctuation that the received signal received by channel estimation section 214 receives in the propagation path, and derives a weight coefficient that reduces the matrix force multipath interference. The weighting factor and the received signal are multiplied, a descrambling process is performed, and the result is input to the decoding unit 220. This reduces the effect of multi-nos interference.
  • Decoding section 220 decodes the modulated data before scramble code multiplication to restore the data.
  • the transmitter, receiver and mobile communication system according to the present invention can be applied to a communication system.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

　送信機に、参照信号を示すシンボルに拡散符号を乗算し、拡散後のチップ系列を生成する拡散符号乗算手段と、拡散後のチップ系列に対し、所定の繰り返し数分チップ繰り返しを行うことにより、一定のチップパターンを生成するチップパターン生成手段と、チップパターンを有する信号に送信機固有の位相を乗算する乗算手段とを備えることにより達成される。

Description

明 細 書
送信機、受信機、移動通信システム
技術分野
[0001] 本発明は、送信機、受信機、移動通信システムに関する。
背景技術
[0002] IMT- 2000 (International Mobile Telecommunication 2000)の次世代の移動通信 方式である第四世代移動通信方式の開発が進められている。第四世代移動通信方 式では、セルラシステムを始めとするマルチセル環境から、ホットスポットエリアや屋内 などの孤立セル環境までを柔軟にサポートし、更に双方のセル環境で周波数利用効 率の増大を図ることが望まれて 、る。
[0003] 第四世代移動通信方式において移動局力も基地局へのリンク（以下、「上りリンク」 と記す。 )に適用される無線アクセス方式の候補として、直接拡散符号分割多元接続 (DS― CDMA： Direct Sequence-Code Division Multiple Access)が有力である。直 接拡散符号分割多元接続は、送信信号に拡散符号を乗算することにより広帯域の 信号に拡散して伝送する (例えば、非特許文献 1参照)。
[0004] しかしながら、 DS— CDMAはマルチセル環境に適した無線アクセス方式であるこ とから、以下に示す問題点が懸念される。すなわち、他セル干渉の影響が通常小さ いホットスポットエリアや屋内などの孤立セル環境では、拡散により他セル干渉を低 減するメリットは低い。このため、 DS— CDMAにおいて TDMAと同様の周波数利用 効率を実現するためには、多数の信号を収容する必要がある。
[0005] 例えば、各移動局が拡散率 SF (Spreading Factor)の拡散符号を送信信号に乗算 して伝送している場合には、情報伝送速度は 1ZSFとなるので、 TDMAと同様の周 波数利用効率を実現するには、 DS— CDMAは、 SF個分の移動局の信号を収容す る必要がある。ところが、実際の上りリンクにおける無線伝搬環境では、各移動局から 基地局までの伝搬条件の相違 (例えば、伝搬遅延時間、伝搬路の変動）に起因して 、各移動局からの信号が相互に干渉し合うマルチプルアクセス干渉（MAI : Multiple Access Interference)の影響が支配的となる。その結果、上記拡散率で正規化された 周波数利用効率が 20%〜30%程度に低減される。
[0006] 一方で、上述した MAIを低減可能な無線アクセス方式として、 IFDMA (Interleave d Frequency Division Multiple Access)が検討されている（例えば、非特許文献 2参 照）。 IFDMAは、情報シンボルにシンボル繰返しを適用することにより、一定のシン ボルパターンが生成されるように並替えを行い、移動局固有の位相を送信信号に乗 算して伝送する。
[0007] 例えば、図 1に示すように、データ変調シンボル系列に対して、 Qシンボル毎にブロ ックイ匕し、圧縮、 SRF回の繰返しを行う。これにより、くしの歯状の周波数スペクトラム を生成することができる。また、 IFDMAでは、一定のシンボルパターンの生成、およ び移動局固有の位相の乗算を行うことで、各移動局からの信号を周波数軸上で相互 に重なり合わな 、様に配置することができるので、 MAIを低減できる。
[0008] また、 IFDMAのシンボル繰返しに基づ!/、た無線アクセス方式として、 VSCRF (Va riable Spreading and Chip Repetition Factors)— CDMAが提案されている（例えば、 非特許文献 3参照)。 VSCRF— CDMAは、データ変調シンボル系列を拡散したチ ップに対してチップ繰り返しを適用し、いわゆる時間拡散の拡散率とチップ繰り返しフ ァクタをセル構成、同時アクセスユーザ数、伝搬チャネル条件に応じて適応的に更新 する。
[0009] VSCRF— CDMAにおける拡散およびチップ繰り返しについて、図 2を参照して説 明する。変調された送信信号としてのデータ変調シンボル系列に拡散率 SFの拡散 符号が乗算され、拡散後のチップ系列が生成する。次に、拡散後のチップ系列に対 して、チップ繰返しを行うため Qチップ毎にブロック化、圧縮、 CRF(Chip Repetition F actors)回の繰返しが行われる。
[0010] チップ繰返し後のチップ系列は、周波数軸上で周波数スペクトラムを示す。当該チ ップ系列は一定のチップパターンを有する信号であるので、その周波数スペクトラム はくしの歯形状のスペクトラムとなる。
[0011] さらに、チップ繰り返し後の系列に、各ユーザに固有の位相回転を与えることにより 、異なるくしの歯の周波数スペクトラムをユーザ毎に割り当てることが可能となり、各ュ 一ザの信号を周波数領域で直交化させることが可能となる。 [0012] 例えば、同時アクセスユーザ間で、直交するくしの歯状の周波数スペクトルを割り当 てるため、ユーザ固有の位相ベクトル s(k)を乗算する。図 3に示すように、 s(k)の成分 は、以下の式で表される。
s (k) =exp[-j ^ (k) 't]
ここで、 Φ (ϋはユーザ固有の位相であり、以下の式で表される。
(k) =k X 2 Z (Q ' CRF'Tc)
ここで kはユーザ番号、 t=0、 1、 2、 ...、 CRF X (Q— 1)である。
[0013] 結果として、最大 CRFユーザ間の信号が互いに干渉し合わない、すなわちマルチ プル干渉がないことにより、各ユーザの信号を高品質に受信することが可能となる。 特干文献 1 : H.Atarasm, b.Abeta, and M.bawanashi, Broadband packet wireless a ccess appropriate for high-speed and high-capacity throughput, IEEE VTC2001— S pring, pp.566 - 570. May 2001
特許文献 2 : M.Schnell, I.Broek, and U.Sorger, "A promising new wideband multipl e- access scheme for future mobile communication systems," European Trans, on Te lecommun(ETT), vol.10, no.4, pp.417- 427, July/ Aug 1999
非特許文献 3 :後藤、川村、新、佐和橋、〃上りリンク可変拡散率，チップ繰り返し (VSC RF)- CDMAブロードバンド無線アクセス、 "信学技報 RCS2003- 67,2003年 6月 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0014] し力しながら、上述した背景技術には以下の問題がある。
[0015] VSCRF— CDMAにおいて、チップ繰り返しされた系列は、マルチパス干渉に対 する耐性がない問題がある。マルチノ ス干渉とは、自信号のマルチパス伝播に起因 した干渉である。
[0016] また、セルラシステムにおいて、同一周波数帯を用いる隣接セルが存在する場合に は、図 4に示すように、セル間で用いるくしの歯状の周波数スペクトラムが一致した場 合には、大きな同一チャネル干渉を受ける問題がある。
[0017] 以上により、 VSCRF— CDMAは、拡散と、チップ繰り返しとを制御することにより、 図 5に示すような特徴を有する。すなわち、マルチノ ス干渉に対しては、拡散率を制 御することにより干渉抑圧効果を大きくすることができるが、チップ繰り返しを制御して も干渉抑圧効果は小さい。
[0018] また、マルチプルアクセス干渉に対しては、拡散率を制御することによる干渉抑圧 効果はあるが、チップ繰り返しを制御することにより干渉抑圧効果を大きくすることが できる。
[0019] また、同一チャネル干渉に対しては、拡散率を制御することにより干渉抑圧効果を 大きくすることができ、チップ繰り返しを制御することによりスペクトルの衝突がない場 合には干渉抑圧効果を大きくすることができる力 スペクトルの衝突がある場合には 干渉抑圧効果は小さい。
[0020] 一方、送信された信号を受信する場合には、無線伝搬路にお!ヽてフェージング変 動に起因した振幅'位相の変動を推定し、同期検波復調を実現し、また、無線伝搬 路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉および雑音電力比 (SINR: Signal-to-lnt erference plus noise power ratio) ^ノ ス数、 延スプレッド、ドッブラ周波数などを推 定する必要があるが、この目的で用いられる参照信号、例えばパイロット信号、パイ口 ットチャネルなども上述した干渉を受ける問題がある。
[0021] 本発明は、参照信号が受ける干渉を低減でき、振幅'位相の変動の推定精度、リン ク状態の推定精度を改善できる送信機、受信機および移動通信システムを提供する ことを課題としている。
課題を解決するための手段
[0022] 上記課題を解決するため、本発明の送信機は、参照信号を構成するシンボル系列 に拡散符号を乗算し、拡散後のチップ系列を生成する拡散符号乗算手段と、前記拡 散後のチップ系列に対し、所定の繰り返し数分チップ繰り返しを行うことにより、一定 のチップパターンを生成するチップパターン生成手段と、前記チップパターンを有す る信号に送信機固有の位相を乗算する乗算手段とを備える。
[0023] このように構成することにより、参照信号、例えばパイロットチャネルが受ける干渉を 低減できる。
[0024] また、本発明の他の送信機は、参照信号を構成するシンボル系列に対し、所定の 繰り返し数分シンボル繰り返しを行うことにより、一定のシンボルパターンを生成する シンボルパターン生成手段と、前記シンボルパターンを有する信号に送信機固有の 位相を乗算する乗算手段とを備える。
[0025] このように構成することにより、参照信号、例えばパイロットチャネルが受ける干渉を 低減できる。
[0026] また、本発明の受信機は、チップ繰り返しが行われた参照信号を再合成し、拡散さ れたチップ系列を生成するチップ繰り返し合成手段と、前記チップ系列に拡散符号 を乗算し、拡散前の参照信号を構成するシンボル系列を生成する逆拡散手段と、前 記シンボル系列に基づ 、てチャネル推定を行うチャネル推定手段とを備える。
[0027] このように構成することにより、振幅'位相の変動の推定精度、リンク状態の推定精 度を改善できる。
[0028] また、本発明の他の受信機は、シンボル繰り返しが行われた参照信号を再合成し、 前記参照信号を構成するシンボル系列を生成するシンボル繰り返し合成手段と、前 記シンボル系列に基づ 、てチャネル推定を行うチャネル推定手段とを備える。
[0029] このように構成することにより、振幅'位相の変動の推定精度、リンク状態の推定精 度を改善できる。
[0030] また、本発明の移動通信システムは、送信機と受信機とを備える移動通信システム であって、送信機は、参照信号を構成するシンボル系列に拡散符号を乗算し、拡散 後のチップ系列を生成する拡散符号乗算手段と、前記拡散後のチップ系列に対し、 所定の繰り返し数分チップ繰り返しを行うことにより、一定のチップパターンを生成す るチップパターン生成手段と、前記チップパターンを有する信号に送信機固有の位 相を乗算する乗算手段とを備え、受信機は、チップ繰り返しが行われた参照信号を 再合成し、拡散されたチップ系列を生成するチップ繰り返し合成手段と、前記チップ 系列に拡散符号を乗算し、拡散前の参照信号を構成するシンボル系列を生成する 逆拡散手段と、前記シンボル系列に基づ 、てチャネル推定を行うチャネル推定手段 とを備える。
[0031] このように構成することにより、送信機においては参照信号、例えばパイロットチヤネ ルが受ける干渉を低減でき、受信機においては振幅'位相の変動の推定精度、リンク 状態の推定精度を改善できる。 [0032] また、本発明の他の移動通信システムは、送信機と受信機とを備える移動通信シス テムであって、送信機は、参照信号を構成するシンボル系列に対し、所定の繰り返し 数分シンボル繰り返しを行うことにより、一定のシンボルパターンを生成するシンボル パターン生成手段と、前記シンボルパターンを有する信号に送信機固有の位相を乗 算する乗算手段とを備え、受信機は、シンボル繰り返しが行われた参照信号を再合 成し、前記参照信号を構成するシンボル系列を生成するシンボル繰り返し合成手段 と、前記シンボル系列に基づ ヽてチャネル推定を行うチャネル推定手段とを備える。
[0033] このように構成することにより、送信機においては参照信号、例えばパイロットチヤネ ルが受ける干渉を低減でき、受信機においては振幅'位相の変動の推定精度、リンク 状態の推定精度を改善できる。
発明の効果
[0034] 本発明の実施例によれば、参照信号が受ける干渉を低減でき、振幅'位相の変動 の推定精度、リンク状態の推定精度を改善できる送信機、受信機および移動通信シ ステムを実現できる。
図面の簡単な説明
[0035] [図 1]IFDMAを示す説明図である。
[図 2]VSCRF— CDMAを示す説明図である。
[図 3]VSCRF— CDMAを示す説明図である。
[図 4]VSCRF— CDMAにおけるマルチパス干渉を示す説明図である。
[図 5]VSCRF— CDMAの特徴を示す説明図である。
[図 6A]パケットフレーム内へのパイロットチャネルの多重を示す説明図である。
[図 6B]パケットフレーム内へのパイロットチャネルの多重を示す説明図である。
[図 6C]パケットフレーム内へのパイロットチャネルの多重を示す説明図である。
[図 7]本発明の一実施例にカゝかる送信機の構成を示すブロック図である。
[図 8A]パイロットチャネルへのチップ繰り返し、拡散の適用を示す説明図である。
[図 8B]パイロットチャネルへのチップ繰り返し、拡散の適用を示す説明図である。
[図 8C]パイロットチャネルへのチップ繰り返し、拡散の適用を示す説明図である。
[図 9A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 9B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 9C]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 9D]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 9E]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 10A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 10B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 10C]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 11A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 11B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 12A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 12B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 12C]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
圆 13]本発明の一実施例にカゝかる送信機の構成を示すブロック図である。
[図 14A]パイロットチャネルへのチップ繰り返し、拡散の適用を示す説明図である。
[図 14B]パイロットチャネルへのチップ繰り返し、拡散の適用を示す説明図である。 [図 14C]パイロットチャネルへのチップ繰り返し、拡散の適用を示す説明図である。
[図 15A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 15B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 15C]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 15D]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 15E]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 16A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 16B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 16C]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 17A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 17B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 18A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 18B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 18C]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 19]本発明の一実施例にカゝかる受信機の構成を示すブロック図である。 圆 20]本発明の一実施例にカゝかる受信機の構成を示すブロック図である。
圆 21]本発明の一実施例にカゝかる送信機の構成を示すブロック図である。
[図 22A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 22B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 22C]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 23A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 23B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
圆 24]本発明の一実施例にカゝかる受信機の構成を示すブロック図である。
圆 25]本発明の一実施例にカゝかる送信機の構成を示すブロック図である。
[図 26A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 26B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 26C]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 27A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 27B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
圆 28]本発明の一実施例にカゝかる送信機の構成を示すブロック図である。
[図 29A]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 29B]パイロットチャネル、制御チャネル、データチャネルの多重を示す説明図であ る。
[図 30]本発明の一実施例にカゝかる受信機の構成を示すブロック図である。
[図 31]本発明の一実施例にカゝかる受信機の構成を示すブロック図である。
符号の説明
[0036] 100 送信機
200 受信機
発明を実施するための最良の形態
[0037] 次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号 を用い、繰り返しの説明は省略する。
[0038] 最初に、パケットフレーム内へのパイロットチャネルの多重方法について、時間多重 パイロットチャネル構成、符号多重ノ ィロットチャネル構成および周波数多重パイロッ トチャネル構成に分けて図 6A、図 6Bおよび図 6Cを参照して説明する。
[0039] 時間多重ノ ィロットチャネル構成では、図 6Aに示すように、チップ繰り返しまたはシ ンボル繰返しを用いたパイロットチャネルが時間多重される。このように構成すること により、パイロットチャネルとその他のチャネルとを時間的に独立させることができるた め、その他のチャネル、例えばデータチャネル、制御チャネルからの影響を低減する ことができる。
[0040] 次に、符号多重パイロットチャネル構成では、図 6Bに示すように、チップ繰り返しを 用いたパイロットチャネルに、その他のチャネルとは異なる直交符号を割り当てて符 号多重する。このように構成することにより、時間、周波数に渡って拡散されるため、 干渉や雑音に対する平均化効果を大きくすることができる。
[0041] 次に、周波数多重パイロットチャネル構成では、図 6Cに示すように、チップ繰り返し またはシンボル繰り返しを用いたパイロットチャネルを周波数多重する。このように構 成することにより、パイロットチャネルを周波数的に独立させることができるため、その 他のチャネル、例えばデータチャネル、制御チャネル力ゝらの干渉の影響を低減するこ とがでさる。
[0042] 本発明の実施例にカゝかる移動通信システムは、送信機と受信機とを備える。以下、 送信機および受信機について説明する。
[0043] 本発明の第 1の実施例に力かる送信機について、図 7を参照して説明する。
[0044] 本実施例に力かる送信機 100は、拡散とチップ繰り返しを用いる VSCRF— CDM
Aにお 、て、チップ繰り返しを用いたパイロットチャネルを時間多重する。
[0045] 送信機 100は、データシンボル系列が入力されるチャネル符号ィ匕部 102と、チヤネ ル符号化部 102と接続されたデータ変調部 104と、データ変調部 104と接続された 拡散符号乗算部 106と、拡散符号乗算部 106と接続されたスクランブルコード乗算 部 108と、スクランブルコード乗算部 108と接続されたチップ繰り返し部 110と、参照 信号、例えばパイロット信号、パイロットチャネルを構成するパイロットシンボル系列が 入力される拡散符号乗算部 112と、拡散符号乗算部 112と接続されたスクランブルコ ード乗算部 114と、スクランブルコード乗算部 114と接続されたチップパターン生成 手段としてのチップ繰返し部 116と、チップ繰り返し部 110またはチップ繰り返し部 11 6と切り替え手段としてのスィッチ 121により切り替え可能に接続される乗算部 120と 、乗算部 120と接続されるユーザ固有位相系列生成部 118および帯域制限部 122と を備える。
[0046] データシンボル系列は、チャネル符号化部 102において、ターボ符号、畳み込み 符号などの誤り訂正符号が適用されチャネル符号ィ匕が行われ、データ変調部 104に 入力される。データ変調部 104では、チャネル符号化されたデータに対して変調処 理が行われ拡散符号乗算部 106に入力される。拡散符号乗算部 106では、変調さ れたデータに拡散符号が乗算され、拡散されたチップ系列が生成され、スクランブル コード乗算部 108に入力される。スクランブルコード乗算部 108では、拡散されたチッ プ系列にスクランブルコードが乗算され、チップ繰り返し部 110に入力される。
[0047] チップ繰り返し部 110では、スクランブルコードが乗算されたチップ系列に対して所 定のチップ毎にチップ繰り返しが行われ、一定のチップパターンが生成され乗算部 1 20に入力される。乗算部 120では、チップパターンに対し、ユーザ固有位相系列生 成部 118により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、帯域制限部 122 に入力される。帯域制限部 122では、位相が乗算されたチップパターンに対し帯域 制限が行われる。 [0048] 一方、参照信号、例えばパイロット信号あるいはパイロットチャネルを構成するパイ ロットシンボル系列は、拡散符号乗算部 112において、拡散符号が乗算され、拡散さ れたチップ系列が生成され、スクランブルコード乗算部 114に入力される。スクランプ ルコード乗算部 114では、拡散されたチップ系列に対してスクランブルコードが乗算 され、チップ繰り返し部 116に入力される。
[0049] チップ繰り返し部 116では、スクランブルコードが乗算されたチップ系列に対して所 定のチップ毎にチップ繰り返しが行われ、乗算部 120に入力される。乗算部 120では 、チップパターンに対し、ユーザ固有位相系列生成部 118により入力されたユーザ 固有の位相べ外ルが乗算され、帯域制限部 122に入力される。帯域制限部 122で は、位相が乗算されたチップパターンに対し帯域制限が行われる。
[0050] スィッチ 121は、チップ繰り返し部 110およびチップ繰り返し部 116とを時間的に切 り替える。このように構成することにより、チップ繰り返しを適用したノ ィロットチャネル とその他のチャネルとの送信を時間的に独立させることができるため、その他のチヤ ネル、例えばデータチャネル、制御チャネルからパイロットチャネルへの干渉の影響 を低減することができる。
[0051] 次に、本実施例に力かる送信機 100におけるパイロットチャネルへのチップ繰り返し 、拡散の適用方法について図 8A、図 8Bおよび図 8Cを参照して説明する。
[0052] 最初に、パイロットチャネルとその他のチャネルのチップ繰り返しファクタを同一とす る構成について、図 8Aを参照して説明する。この場合、チップ繰り返し部 110および 116は、同一のチップ繰り返しファクタによりチップ繰り返しを行う。
[0053] 例えば、パイロットチャネルに対しては、拡散符号乗算部 112は拡散率 SF= 16で 拡散し、チップ繰り返し部 116はチップ繰り返しファクタ CRF=4回のチップ繰り返し を行う。一方、その他のチャネルに対しては、拡散符号乗算部 106は拡散率 SF=4 で拡散し、チップ繰り返し部 110はチップ繰り返しファクタ CRF=4回のチップ繰り返 しを行う。
[0054] このように、チップ繰り返しファクタを同一とすることにより、他のユーザの信号とパイ ロットチャネルとを直交できるため、参照信号、例えばパイロットチャネルが受ける干 渉を低減できる。このため、受信機において、マルチプルアクセス干渉の影響の小さ い推定ができる。
[0055] 次に、パイロットチャネルのチップ繰り返しファクタを、その他のチャネルのチップ繰 り返しファクタより小さくする構成について、図 8Bを参照して説明する。この場合、チ ップ繰り返し部 116は、チップ繰り返し部 110が行うチップ繰り返しで用いるチップ繰 り返しファクタより小さい値でチップ繰り返しを行う。
[0056] 例えば、図 8Bに示すように、パイロットチャネルに対しては、拡散符号乗算部 112 は拡散率 SF = 32で拡散し、チップ繰り返し部 116はチップ繰り返しファクタ CRF = 2 回のチップ繰り返しを行う。一方、その他のチャネルに対しては、拡散符号乗算部 10 6は拡散率 SF= 4で拡散し、チップ繰り返し部 110はチップ繰り返しファクタ CRF=4 回のチップ繰り返しを行う。
[0057] このように、パイロットチャネルのチップ繰り返しファクタを、その他のチャネルのチッ プ繰り返しファクタより小さくすることにより、マルチパス干渉への耐性を改善させるこ とができるため、参照信号、例えばパイロットチャネルが受ける干渉を低減できる。こ のため、受信機における推定精度を改善させることができる。ここでは、ノ ィロットチヤ ネルのチップ繰り返しファクタを 2とした場合について説明したが、パイロットチャネル に対して、チップ繰り返しを適用せず、拡散のみを行うようにしてもよい。
[0058] 次に、パイロットチャネルのチップ繰り返しファクタを、その他のチャネルのチップ繰 り返しファクタより大きくする構成について、図 8Cを参照して説明する。この場合、チ ップ繰り返し部 116は、チップ繰り返し部 110が行うチップ繰り返しで用いるチップ繰 り返しファクタより大きい値でチップ繰り返しを行う。
[0059] 例えば、図 8Cに示すように、パイロットチャネルに対しては、拡散符号乗算部 112 は拡散率 SF = 4で拡散し、チップ繰り返し部 116はチップ繰り返しファクタ CRF = 8 回のチップ繰り返しを行う。一方、その他のチャネルに対しては、拡散符号乗算部 10 6は拡散率 SF= 4で拡散し、チップ繰り返し部 110はチップ繰り返しファクタ CRF = 2 回のチップ繰り返しを行う。このように、パイロットチャネルのチップ繰り返しファクタを 、その他のチャネルのチップ繰り返しファクタより大きくすることにより、より多くのパイ ロットチャネルを多重できる。
[0060] このように拡散率とチップ繰り返しファクタとを変更することにより各干渉に対する抑 圧効果を変更することができる。すなわち、拡散符号乗算部 112およびチップ繰り返 し部 116の少なくとも一方は、拡散率およびチップ繰り返しファクタの少なくとも一方 の値を変更することにより、各干渉に対する抑圧効果を変更する。言い換えれば、各 干渉に対する所望の抑圧効果に応じて拡散符号乗算部 112およびチップ繰り返し 部 116の少なくとも一方は、拡散率およびチップ繰り返しファクタの少なくとも一方の 値を変更する。
[0061] 次に、上述した「その他のチャネル」が「制御チャネル」、「データチャネル」により構 成される場合にっ 、て、これらのチャネルと「パイロットチャネル」との多重につ 、て説 明する。
[0062] 最初に、チップ繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルが 時間多重され、制御チャネルが時間多重される場合について、図 9A〜図 9Eを参照 して説明する。
[0063] 図 9Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルは時間多重される。
さらに、この多重方法は、チップ繰り返しを行うか否かにより 4種類の多重方法がある 。以下、これらの 4種類の多重方法について説明する。
[0064] ノ ィロットチャネルおよび制御チャネルに対してチップ繰り返しを行わな 、場合は、 図 9Bに示すように、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対して拡散後のチップ 系列を示す周波数スペクトラムが形成され、データチャネルに対してくしの歯状の周 波数スペクトラムが形成される。
[0065] また、パイロットチャネルに対してチップ繰り返しを行わず、制御チャネルに対して チップ繰り返しを行う場合は、図 9Cに示すように、パイロットチャネルに対して拡散後 のチップ系列を示す周波数スペクトラムが形成され、制御チャネルおよびデータチヤ ネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0066] また、パイロットチャネルに対してチップ繰り返しを行い、制御チャネルに対してチッ プ繰り返しを行わない場合は、図 9Dに示すように、制御チャネルに対して拡散後の チップ系列を示す周波数スペクトラムが形成され、パイロットチャネルおよびデータチ ャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0067] また、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してチップ繰り返しを行う場合は、 図 9Eに示すように、パイロットチャネル、制御チャネルおよびデータチャネルに対し てくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0068] 次に、チップ繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルを時 間多重、制御チャネルを周波数多重、すなわちデータチャネルとは異なるサブキヤリ ァを割り当てる場合について、図 10A〜図 10Cを参照して説明する。
[0069] この場合、図 10Aに示すようにパイロットチャネルと制御チャネルは時間多重される 。制御チャネルとデータチャネルとは周波数多重され、同一時刻に送信される。さら に、この多重方法は、チップ繰り返しを行うか否かにより 2種類の多重法がある。以下 、これらの 2種類の多重方法について説明する。
[0070] パイロットチャネルに対してチップ繰り返しを行わず、制御チャネルに対してチップ 繰り返しを行う場合は、図 10Bに示すように、パイロットチャネルに対して拡散後のチ ップ系列を示す周波数スペクトラムが形成され、制御チャネルおよびデータチャネル に対して、互いに異なるサブキャリアセットを割り当てられたくしの歯状の周波数スぺ タトラムが形成される。
[0071] また、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してチップ繰り返しを行う場合は、 図 10Cに示すように、パイロットチャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが 形成され、制御チャネルおよびデータチャネルに対して、互いに異なるサブキャリア セットを割り当てられたくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0072] 次に、チップ繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルを時 間多重、制御チャネルを時間多重する場合について、図 11Aおよび図 11Bを参照し て説明する。
[0073] 図 11 Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルは周波数多重され る。
[0074] また、この多重方法は、チップ繰り返しにより、図 11Bに示すように、パイロットチヤネ ルおよび制御チャネルに対して、互いに異なるサブキャリアセットを割り当てられたく しの歯状の周波数スペクトラムが形成され、データチャネルに対してくしの歯状の周 波数スペクトラムが形成される。
[0075] 次に、チップ繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルを周 波数多重、すなわちデータチャネルとは異なるサブキャリアを割り当て、制御チヤネ ルを時間多重とする場合について、図 12A〜図 12Cを参照して説明する。
[0076] 図 12Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルは時間多重される 。ノ ィロットチャネルとデータチャネルとは周波数多重され、同一時刻に送信される。 さらに、この多重方法は、チップ繰り返しを行うか否かにより 2種類の多重法がある。 以下、これらの 2種類の多重方法について説明する。
[0077] パイロットチャネルに対してチップ繰り返しを行い、制御チャネルに対してチップ繰り 返しを行わない場合は、図 12Bに示すように、制御チャネルに対して拡散後のチップ 系列を示す周波数スペクトラムが形成され、パイロットチャネルおよびデータチャネル に対して互いに異なるサブキャリアセットを割り当てられたくしの歯状の周波数スぺク トラムが形成される。
[0078] また、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してチップ繰り返しを行う場合は、 図 12Cに示すように、制御チャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが形成 され、パイロットチャネルおよびデータチャネルに対して互いに異なるサブキャリアセ ットを割り当てられたくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0079] このように、時間多重を用いることにより、時間多重されたチャネルはお互いに完全 に直交するため、チャネル間の干渉の影響を低減することができる。
[0080] 次に、本発明の第 2の実施例に力かる送信機について、図 13を参照して説明する
[0081] 本実施例に力かる送信機 100は、シンボル繰り返しを用いる IFDMAにおいて、シ ンボル繰り返しを用いたパイロットチャネルを時間多重する。
[0082] 送信機 100は、データシンボル系列が入力されるチャネル符号ィ匕部 102と、チヤネ ル符号化部 102と接続されたデータ変調部 104と、データ変調部 104と接続された スクランブルコード乗算部 108と、スクランブルコード乗算部 108と接続されたシンポ ル繰り返し部 124と、参照信号、例えばパイロット信号、パイロットチャネルを構成する パイロットシンボル系列が入力されるスクランブルコード乗算部 114と、スクランブルコ ード乗算部 114と接続されたシンボルパターン生成手段としてのシンボル繰返し部 1 26と、シンボル繰り返し部 124またはシンボル繰り返し部 126と切り替え手段としての スィッチ 121により切り替え可能に接続される乗算部 120と、乗算部 120と接続され たユーザ固有位相系列生成部 118および帯域制限部 122とを備える。
[0083] データシンボル系列は、チャネル符号化部 102において、ターボ符号、畳み込み 符号などの誤り訂正符号が適用されチャネル符号ィ匕が行われ、データ変調部 104に 入力される。データ変調部 104では、チャネル符号化されたデータに対して変調処 理が行われ、スクランブルコード乗算部 108に入力される。
[0084] スクランブルコード乗算部 108では、変調されたデータにスクランブルコードが乗算 され、シンボル系列が生成され、シンボル繰り返し部 124に入力される。シンボル繰り 返し部 124では、スクランブルコードが乗算されたシンボル系列に対して所定のシン ボル毎にシンボル繰り返しが行われ、一定のシンボルパターンが生成され乗算部 12 0に入力される。乗算部 120では、シンボルパターンに対し、ユーザ固有位相系列生 成部 118により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、帯域制限部 122 に入力される。帯域制限部 122では、位相が乗算されたシンボルパターンに対し帯 域制限が行われる。
[0085] 一方、参照信号、例えばパイロット信号あるいはパイロットチャネルを構成するパイ ロットシンボル系列は、スクランブルコード乗算部 114において、スクランブルコードが 乗算され、シンボル系列が生成され、シンボル繰り返し部 126に入力される。
[0086] シンボル繰り返し部 126では、シンボル系列に対して所定のシンボル毎にシンボル 繰り返しが行われ、一定のシンボルパターンが生成され乗算部 120に入力される。乗 算部 120では、シンボルパターンに対し、ユーザ固有位相系列生成部 118により入 力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、帯域制限部 122に入力される。帯 域制限部 122では、位相が乗算されたシンボルパターンに対し帯域制限が行われる
[0087] スィッチ 121は、シンボル繰り返し部 124およびシンボル繰り返し部 126とを時間的 に切り替える。このように構成することにより、シンボル繰り返しを適用したパイロットチ ャネルとその他のチャネルとの送信を時間的に独立させることができるため、その他 のチャネル、例えばデータチャネル、制御チャネルからパイロットチャネルへの干渉 の影響をなくすことができる。 [0088] 次に、本実施例に力かる送信機 100におけるパイロットチャネルへのシンボル繰り 返しの適用方法について図 14A、図 14Bおよび図 14Cを参照して説明する。
[0089] シンボル繰り返しファクタとを変更することにより各干渉に対する抑圧効果を変更す ることがでさる。
[0090] 最初に、パイロットチャネルとその他のチャネルのシンボル繰り返しファクタを同一と する構成について、図 14Aを参照して説明する。この場合、シンボル繰り返し部 124 および 126は、同一のシンボル繰り返しファクタによりシンボル繰り返しを行う。
[0091] 例えば、パイロットチャネルに対しては、シンボル繰り返し部 126はシンボル繰り返 しファクタ SRF=4回のシンボル繰り返しを行う。一方、その他のチャネルに対しては 、シンボル繰り返し部 124はシンボル繰り返しファクタ SRF=4回のシンボル繰り返し を行う。このように、シンボル繰り返しファクタを同一とすることにより、他のユーザの信 号とパイロットチャネルとを直交できるため、参照信号、例えばパイロットチャネルが受 ける干渉を低減できる。このため、受信機において、マルチプルアクセス干渉の影響 の小さい推定ができる。
[0092] 次に、パイロットチャネルのシンボル繰り返しファクタを、その他のチャネルのシンポ ル繰り返しファクタより小さくする構成について、図 14Bを参照して説明する。この場 合、シンボル繰り返し部 126は、シンボル繰り返し部 124が行うシンボル繰り返しで用 V、るシンボル繰り返しファクタより小さ!/、値でシンボル繰り返しを行う。
[0093] 例えば、図 14Bに示すように、パイロットチャネルに対しては、シンボル繰り返し部 1 26はシンボル繰り返しファクタ SRF = 2回のシンボル繰り返しを行う。一方、その他の チャネルに対しては、シンボル繰り返し部 124はシンボル繰り返しファクタ SRF=4回 のシンボル繰り返しを行う。
[0094] このように、パイロットチャネルのシンボル繰り返しファクタを、その他のチャネルのシ ンボル繰り返しファクタより小さくすることにより、マルチパス干渉への耐性を改善させ ることができるため、参照信号、例えばパイロットチャネルが受ける干渉を低減できる 。このため、受信機における推定精度を改善させることができる。ここでは、ノ ィロット チャネルのシンボル繰り返しファクタを 2とした場合について説明したが、パイロットチ ャネルに対して、シンボル繰り返しを適用しな 、ようにしてもよ 、。 [0095] 次に、パイロットチャネルのシンボル繰り返しファクタを、その他のチャネルのシンポ ル繰り返しファクタより大きくする構成について、図 14Cを参照して説明する。この場 合、シンボル繰り返し部 126は、シンボル繰り返し部 124が行うシンボル繰り返しで用 V、るシンボル繰り返しファクタより大き!/、値でシンボル繰り返しを行う。
[0096] 例えば、図 14Cに示すように、パイロットチャネルに対しては、シンボル繰り返し部 1 26はシンボル繰り返しファクタ SRF = 8回のシンボル繰り返しを行う。一方、その他の チャネルに対しては、シンボル繰り返し部 124はシンボル繰り返しファクタ SRF = 2回 のシンボル繰り返しを行う。このように、パイロットチャネルのシンボル繰り返しファクタ を、その他のチャネルのシンボル繰り返しファクタより大きくすることにより、より多くの パイロットチャネルを多重できる。
[0097] このようにシンボル繰り返しファクタとを変更することにより各干渉に対する抑圧効果 を変更することができる。すなわち、シンボル繰り返し部 126は、シンボル繰り返しファ クタの値を変更することにより、各干渉に対する抑圧効果を変更する。言い換えれば 、各干渉に対する所望の抑圧効果に応じて、シンボル繰り返し部 126は、シンボル繰 り返しファクタの値を変更する。
[0098] 次に、上述した「その他のチャネル」が「制御チャネル」、「データチャネル」により構 成される場合にっ 、て、これらのチャネルと「パイロットチャネル」との多重につ 、て説 明する。
[0099] 最初に、シンボル繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネル が時間多重され、制御チャネルが時間多重される場合について、図 15A〜図 15Eを 参照して説明する。
[0100] 図 15Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルは時間多重される 。さらに、この多重方法は、シンボル繰り返しを行うか否かにより 4種類の多重法があ る。以下、これらの 4種類の多重方法について説明する。
[0101] パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してシンボル繰り返しを行わない場合は 、図 15Bに示すように、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してスクランブル コード乗算後のシンボル系列を示す周波数スペクトラムが形成され、データチャネル に対してくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。 [0102] また、パイロットチャネルに対してシンボル繰り返しを行わず、制御チャネルに対し てシンボル繰り返しを行う場合は、図 15Cに示すように、ノ ィロットチャネルに対して スクランブルコード乗算後のシンボル系列を示す周波数スペクトラムが形成され、制 御チャネルおよびデータチャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが形成さ れる。
[0103] また、パイロットチャネルに対してシンボル繰り返しを行 、、制御チャネルに対してシ ンボル繰り返しを行わない場合は、図 15Dに示すように、制御チャネルに対してスク ランブルコード乗算後のシンボル系列を示す周波数スペクトラムが形成され、ノイロッ トチャネルおよびデータチャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが形成され る。
[0104] また、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してシンボル繰り返しを行う場合 は、図 15Eに示すように、パイロットチャネル、制御チャネルおよびデータチャネルに 対してくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0105] 次に、シンボル繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルを 時間多重、制御チャネルを周波数多重、すなわちデータチャネルとは異なるサブキ ャリアを割り当てる場合について、図 16A〜図 16Cを参照して説明する。
[0106] この場合、図 16Aに示すようにパイロットチャネルと制御チャネルは時間多重される 。制御チャネルとデータチャネルとは周波数多重され、同一時刻に送信される。さら に、この多重方法は、シンボル繰り返しを行うか否かにより 2種類の多重法がある。以 下、これらの 2種類の多重方法について説明する。
[0107] パイロットチャネルに対してシンボル繰り返しを行わず、制御チャネルに対してシン ボル繰り返しを行う場合は、図 16Bに示すように、パイロットチャネルに対してスクラン ブルコード乗算後のシンボル系列を示す周波数スペクトラムが形成され、制御チヤネ ルおよびデータチャネルに対して、互いに異なるサブキャリアセットを割り当てられた くしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0108] また、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してシンボル繰り返しを行う場合 は、図 16Cに示すように、パイロットチャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラム が形成され、制御チャネルおよびデータチャネルに対して、互いに異なるサブキヤリ ァセットを割り当てられたくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0109] 次に、シンボル繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルを 時間多重、制御チャネルを時間多重する場合について、図 17Aおよび図 17Bを参 照して説明する。
[0110] 図 17Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルは周波数多重され る。
[0111] また、この多重方法は、シンボル繰り返しにより、図 17Bに示すように、ノ ィロットチ ャネルおよび制御チャネルに対して、互いに異なるサブキャリアセットを割り当てられ たくしの歯状の周波数スペクトラムが形成され、データチャネルに対してくしの歯状の 周波数スペクトラムが形成される。
[0112] 次に、チップ繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルを周 波数多重、すなわちデータチャネルとは異なるサブキャリアを割り当て、制御チヤネ ルを時間多重とする場合について、図 18A〜図 18Cを参照して説明する。
[0113] 図 18Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルは時間多重される 。 ノ ィロットチャネルとデータチャネルとは周波数多重され、同一時刻に送信される。 さらに、この多重方法は、シンボル繰り返しを行うか否かにより 2種類の多重法がある 。以下、これらの 2種類の多重方法について説明する。
[0114] パイロットチャネルに対してシンボル繰り返しを行い、制御チャネルに対してシンポ ル繰り返しを行わない場合は、図 18Bに示すように、制御チャネルに対してスクラン ブルコード乗算後のシンボル系列を示す周波数スペクトラムが形成され、パイロットチ ャネルおよびデータチャネルに対して互いに異なるサブキャリアセットを割り当てられ たくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0115] また、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してシンボル繰り返しを行う場合 は、図 18Cに示すように、制御チャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが形 成され、ノ ィロットチャネルおよびデータチャネルに対して互いに異なるサブキャリア セットを割り当てられたくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。
[0116] このように、時間多重を用いることにより、時間多重されたチャネルはお互いに完全 に直交するため、チャネル間の干渉の影響を低減することができる。 [0117] 次に、本発明の第 3の実施例に力かる受信機について、図 19を参照して説明する
[0118] 本実施例に力かる受信機 200は、拡散とチップ繰り返しを用いる VSCRF— CDM Aにお 、て、時間多重されて送信されたチップ繰り返しを用いたパイロットチャネルを 受信する。
[0119] 受信機 200は、帯域制限部 202と、チップ繰り返し合成部 206と、チップ繰り返し合 成部 206と接続された逆拡散部 212と、逆拡散部 212と接続されたチャネル推定部 2 14と、チップ繰り返し合成部 210と、チップ繰り返し合成部 210と接続された等化部 2 16と、等化部 216と接続された逆拡散部 218と、逆拡散部 218と接続された復号部 2 20と、チップ繰り返し合成部 206およびチップ繰り返し合成部 210と接続されたユー ザ固有位相系列生成部 204と、パスタイミング検出部 208と、切り替え手段としてのス イッチ 221とを備える。スィッチ 221は帯域制限部 202に接続され、チップ繰り返し合 成部 206およびパスタイミング検出部 208、またはチップ繰り返し合成部 210を、時 間的に切り替える。パスタイミング検出部 208は、チップ繰り返し合成部 206およびチ ップ繰り返し合成部 210に、検出されたパスタイミングを入力する。
[0120] キャリア周波数が乗算され、デジタルベースバンド信号に変換された受信信号は、 帯域制限部 202において、対応するサブキャリア周波数が乗算されることにより帯域 制限が行われ、チップ繰り返し合成部 206およびパスタイミング検出部 208、または チップ繰り返し合成部 210に入力される。
[0121] チップ繰り返し合成部 206では、帯域制限が付与された受信信号にユーザ固有位 相系列生成部 204により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、送信機 で乗算された信号の位相を元の位相に戻し、一定のチップパターンを有する信号を 生成する。その後、送信機と同一のチップ繰り返し数を用いて、チップ繰り返しが行 われた信号の再合成を行うことにより拡散されたチップ系列を生成し、逆拡散部 212 に入力される。
[0122] 逆拡散部 212では、送信機と同一の拡散率の拡散符号を上記チップ系列に乗算 することにより、受信信号を拡散前のパイロットシンボル系列に戻し、チャネル推定部 214に入力される。チャネル推定部 214では、入力信号に基づいてチャネル推定が 行われ、その結果は等化部 216に入力される。例えば、チャネル推定部 214は、無 線伝搬路においてフエージング変動に起因した振幅'位相の変動を推定し、同期検 波復調を実現し、また、無線伝搬路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉およ び雑音電力比 (SINR: Signa to- Interference plus noise power ratio)、ノ ス数、遅延ス ブレッド、ドッブラ周波数などを推定する。
[0123] 一方、チップ繰り返し合成部 210では、帯域制限が付与された受信信号にユーザ 固有位相系列生成部 204により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、 送信機で乗算された信号の位相を元の位相に戻し、一定のチップパターンを有する 信号が生成される。その後、送信機と同一のチップ繰り返し数を用いて、チップ繰り 返しが行われた信号の再合成が行われることにより、拡散されたチップ系列が生成さ れ、等化部 216に入力される。
[0124] 等化部 216では、チャネル推定部 214により入力された受信信号が伝搬路で受け た変動量を表すチャネル行列を用いて、その行列力 マルチパス干渉を低減する重 み係数が導出され、上記重み係数と受信信号とが乗算され (この操作をチップ等化と いう）、逆拡散部 218に入力される。これにより、マルチパス干渉の影響が低減する。
[0125] 逆拡散部 218では、送信機と同一の拡散率の拡散符号を上記チップ系列に乗算 することにより、受信信号を拡散前の変調データに戻し、復号部 220に入力される。
[0126] 復号部 220では、拡散前の変調データを復号処理し、データの復元が行われる。
[0127] このように構成することにより、その他のチャネル、例えばデータチャネル、制御チヤ ネル力ものノ ィロットチャネルへの干渉の影響をなくし、時間的に独立して送信され たチップ繰り返しを適用したパイロットチャネルとその他のチャネルとを受信できる。し たがって、無線伝送路においてフェージング変動に起因した振幅 '位相の変動の推 定精度、また無線伝送路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉および雑音電力 比、ノ ス数、遅延スプレッド、ドッブラ周波数の推定精度を改善できる。
[0128] 次に、本発明の第 4の実施例に力かる受信機について、図 20を参照して説明する
[0129] 本実施例に力かる受信機 200は、シンボル繰り返しを用いる IFDMAにおいて、時 間多重されて送信されたシンボル繰り返しを用いたパイロットチャネルを受信する。 [0130] 受信機 200は、帯域制限部 202と、シンボル繰り返し合成部 222と、シンボル繰り 返し合成部 222と接続された逆拡散部 212と、逆拡散部 212と接続されたチャネル 推定部 214と、シンボル繰り返し合成部 224と、シンボル繰り返し合成部 224と接続さ れた等化部 216と、等化部 216と接続された復号部 220と、シンボル繰り返し合成部 222およびシンボル繰り返し合成部 224と接続されたユーザ固有位相系列生成部 2 04と、パスタイミング検出部 208と、切り替え手段としてのスィッチ 221とを備える。
[0131] スィッチ 221は帯域制限部 202と接続され、シンボル繰り返し合成部 222およびパ スタイミング検出部 208、またはシンボル繰り返し合成部 224とを、時間的に切り替え る。パスタイミング検出部 208は、シンボル繰り返し合成部 222およびシンボル繰り返 し合成部 224に、検出されたパスタイミングを入力する。
[0132] キャリア周波数が乗算され、デジタルベースバンド信号に変換された受信信号は、 帯域制限部 202において、対応するサブキャリア周波数が乗算されることにより帯域 制限が行われ、シンボル繰り返し合成部 222およびパスタイミング検出部 208、また はシンボル繰り返し合成部 224に入力される。
[0133] シンボル繰り返し合成部 222では、帯域制限が付与された受信信号にユーザ固有 位相系列生成部 204により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、送信 機で乗算された信号の位相が元の位相に戻され、一定のシンボルパターンを有する 信号を生成する。その後、送信機と同一のシンボル繰り返し数を用いて、シンボル繰 り返しが行われた信号の再合成が行われることによりシンボル系列が生成され、逆拡 散部 212に入力される。
[0134] 逆拡散部 212では、シンボル系列に対し逆スクランブル処理が行われ、受信信号 がスクランブルコード乗算前のパイロットシンボル系列に戻され、チャネル推定部 214 に入力される。チャネル推定部 214では、入力信号に基づいてチャネル推定が行わ れ、その結果は等化部 216に入力される。
[0135] 例えば、チャネル推定部 214は、無線伝搬路においてフェージング変動に起因し た振幅'位相の変動が推定され、同期検波復調が実現され、また、無線伝搬路のリン ク状態、例えば受信信号電力対干渉および雑音電力比 (SINR: Signal-to-lnterferenc e plus noise power ratio),パス数、遅延スプレッド、ドップラ周波数などが推定される [0136] 一方、シンボル繰り返し合成部 224では、帯域制限が付与された受信信号にユー ザ固有位相系列生成部 204により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され 、送信機で乗算された信号の位相が元の位相に戻され、一定のシンボルパターンを 有する信号が生成される。その後、送信機と同一のシンボル繰り返し数を用いて、シ ンボル繰り返しが行われた信号の再合成が行われることにより、スクランブルコードが 乗算されたシンボル系列が生成され、等化部 216に入力される。
[0137] 等化部 216では、チャネル推定部 214により入力された受信信号が伝搬路で受け た変動量を表すチャネル行列を用いて、その行列力 マルチパス干渉を低減する重 み係数が導出され、上記重み係数と受信信号とが乗算され、逆スクランブル処理が 行われ、復号部 220に入力される。これにより、マルチノス干渉の影響が低減する。
[0138] 復号部 220では、スクランブルコード乗算前の変調データを復号処理し、データの 復元が行われる。
[0139] このように構成することにより、その他のチャネル、例えばデータチャネル、制御チヤ ネル力ものノィロットチャネルへの干渉の影響をなくし、時間的に独立して送信され たシンボル繰り返しを適用したパイロットチャネルとその他のチャネルとを受信できる 。したがって、無線伝送路においてフェージング変動に起因した振幅'位相の変動の 推定精度、また無線伝送路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉および雑音電 力比、パス数、遅延スプレッド、ドッブラ周波数の推定精度を改善できる。
[0140] 本発明の第 5の実施例にカゝかる送信機について、図 21を参照して説明する。
[0141] 本実施例に力かる送信機 100は、拡散とチップ繰り返しを用いる VSCRF— CDM Aにおいて、チップ繰り返しを用いたパイロットチャネルをその他のチャネルにそれぞ れ異なる直交符号を割り当てて符号多重する。
[0142] 送信機 100は、データシンボル系列が入力されるチャネル符号ィ匕部 102と、チヤネ ル符号化部 102と接続されたデータ変調部 104と、データ変調部 104と接続された 拡散符号乗算部 106と、拡散符号乗算部 106と接続されたスクランブルコード乗算 部 108と、スクランブルコード乗算部 108と接続されたチップ繰り返し部 110と、参照 信号、例えばパイロット信号、パイロットチャネルを構成するパイロットシンボル系列が 入力される拡散符号乗算部 112と、拡散符号乗算部 112と接続されたスクランブルコ ード乗算部 114と、スクランブルコード乗算部 114と接続されたチップパターン生成 手段としてのチップ繰返し部 116と、チップ繰り返し部 110およびチップ繰り返し部 1 16と接続された加算部 128と、加算部 128と接続された乗算部 120と、乗算部 120と 接続されたユーザ固有位相系列生成部 118および帯域制限部 122とを備える。
[0143] データシンボル系列は、チャネル符号化部 102において、ターボ符号、畳み込み 符号などの誤り訂正符号が適用されチャネル符号ィ匕が行われ、データ変調部 104に 入力される。データ変調部 104では、チャネル符号化されたデータに対して変調処 理が行われ拡散符号乗算部 106に入力される。拡散符号乗算部 106では、変調さ れたデータに拡散符号が乗算され、拡散されたチップ系列を生成し、スクランブルコ ード乗算部 108に入力される。スクランブルコード乗算部 108では、拡散されたチッ プ系列にスクランブルコードが乗算され、チップ繰り返し部 110に入力される。チップ 繰り返し部 110では、スクランブルコードが乗算されたチップ系列に対して所定のチ ップ毎にチップ繰り返しが行われ、一定のチップパターンを生成し、加算部 128に入 力される。
[0144] 一方、参照信号、例えばパイロット信号あるいはパイロットチャネルを構成するパイ ロットシンボル系列は、拡散符号乗算部 112において、拡散符号が乗算され、拡散さ れたチップ系列を生成し、スクランブルコード乗算部 114に入力される。スクランブル コード乗算部 114では、拡散されたチップ系列に対してスクランブルコードが乗算さ れ、チップ繰り返し部 116に入力される。
[0145] チップ繰り返し部 116では、スクランブルコードが乗算されたチップ系列に対して所 定のチップ毎にチップ繰り返しが行われ、加算部 128に入力される。
[0146] 加算部 128では、データのチップパターン、すなわちデータ変調後のシンボル系列 に基づ!/、て生成したチップパターンと参照信号のチップパターン、すなわち参照信 号を構成するシンボル系列に基づいて生成したチップパターンとが加算され、乗算 部 120に入力される。乗算部 120では、データのチップパターンと参照信号のチップ パターンとが加算されたチップパターンに対し、ユーザ固有位相系列生成部 118に より入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、帯域制限部 122に入力される 。帯域制限部 122では、位相が乗算されたチップパターンに対し帯域制限が行われ る。
[0147] このように構成することにより、パイロットチャネルに割り当てる直交符号を、ノイロッ トチャネル以外のその他のチャネルに割り当てる直交符号と異ならせることができる。 また、参照信号を時間、周波数に渡って拡散されることができるため、干渉や雑音に 対する平均化効果を大きくすることができる。
[0148] 次に、上述した「その他のチャネル」が「制御チャネル」、「データチャネル」により構 成される場合にっ 、て、これらのチャネルと「パイロットチャネル」との多重につ 、て説 明する。
[0149] 最初に、チップ繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルがコ ード多重され、制御チャネルが周波数多重される場合について、図 22A〜図 22Cを 参照して説明する。
[0150] 図 22Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルはコード多重され 、同一時刻に送信される。さらに、この多重方法は、チップ繰り返しを行うか否かによ り 2種類の多重法がある。以下、これらの 2種類の多重方法について説明する。
[0151] パイロットチャネルに対してチップ繰り返しを行わず、制御チャネルに対してチップ 繰り返しを行う場合は、図 22Bに示すように、パイロットチャネルに対して拡散後のチ ップ系列を示す周波数スペクトラムが形成され、制御チャネルおよびデータチャネル に対して互いに異なるサブキャリアセットを割り当てられたくしの歯状の周波数スぺク トラムが形成される。この場合、パイロットチャネル、制御チャネルおよびデータチヤネ ルは同一時刻に送信される力 コード領域でパイロットチャネルと制御チャネル、パイ ロットチャネルとデータチャネルはそれぞれ直交する。
[0152] また、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してチップ繰り返しを行う場合は、 図 22Cに示すように、パイロットチャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが 形成され、制御チャネルおよびデータチャネルに対して、互いに異なるサブキャリア セットを割り当てられたくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。この場合、パイ ロットチャネル、制御チャネルおよびデータチャネルは同一時刻に送信される力 コ ード領域でパイロットチャネルと制御チャネル、パイロットチャネルとデータチャネルは それぞれ直交する。
[0153] 次に、チップ繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルがコー ド多重され、制御チャネルがコード多重される場合について、図 23Aおよび図 23Bを 参照して説明する。
[0154] 図 23Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルはコード多重され る。
[0155] また、この多重方法は、チップ繰り返しにより、図 23Bに示すように、パイロットチヤネ ル、制御チャネルおよびデータチャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが 形成される。この場合、パイロットチャネル、制御チャネルおよびデータチャネルは同 一時刻に送信される力 コード領域でパイロットチャネル、制御チャネルおよびデータ チャネルはそれぞれ直交する。
[0156] このように、コード多重を用いることにより、参照信号は、時間、周波数に渡って拡 散されるため、干渉や雑音に対する平均化効果を期待できる。また、同一時刻に複 数のチャネルを柔軟に収容することができる。
[0157] 本発明の第 6の実施例に力かる受信機について、図 24を参照して説明する。
[0158] 本実施例に力かる受信機 200は、拡散とチップ繰り返しを用いる VSCRF— CDM Aにおいて、異なる直交符号が割り当てられ符号多重されて送信されたチップ繰り返 しを用いたパイロットチャネルを受信する。
[0159] 受信機 200は、帯域制限部 202と、帯域制限部 202と接続されたチップ繰り返し合 成部 206、チップ繰り返し合成部 210およびパスタイミング検出部 208と、チップ繰り 返し合成部 206と接続された逆拡散部 212と、逆拡散部 212と接続されたチャネル 推定部 214と、チップ繰り返し合成部 210と接続された等化部 216と、等化部 216と 接続された逆拡散部 218と、逆拡散部 218と接続された復号部 220と、チップ繰り返 し合成部 206およびチップ繰り返し合成部 210と接続されたユーザ固有位相系列生 成部 204とを備える。また、チャネル推定部 214は等化部 216と接続される。パスタイ ミング検出部 208は、チップ繰り返し合成部 206およびチップ繰り返し合成部 210に 検出されたパスタイミングを入力する。
[0160] キャリア周波数が乗算され、デジタルベースバンド信号に変換された受信信号は、 帯域制限部 202において、対応するサブキャリア周波数が乗算されることにより帯域 制限が行われ、チップ繰り返し合成部 206、パスタイミング検出部 208およびチップ 繰り返し合成部 210に入力される。
[0161] チップ繰り返し合成部 206では、帯域制限が付与された受信信号にユーザ固有位 相系列生成部 204により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、送信機 で乗算された信号の位相が元の位相に戻され、一定のチップパターンを有する信号 を生成する。その後、送信機と同一のチップ繰り返し数を用いて、チップ繰り返しが行 われた信号の再合成が行われることにより拡散されたチップ系列が生成され、逆拡散 部 212に入力される。
[0162] 逆拡散部 212では、送信機と同一の拡散率の拡散符号を上記チップ系列に乗算 することにより、受信信号が拡散前のパイロットシンボル系列に戻され、チャネル推定 部 214に入力される。チャネル推定部 214では、入力信号に基づいてチャネル推定 が行われ、その結果は等化部 216に入力される。例えば、チャネル推定部 214は、 無線伝搬路においてフ ージング変動に起因した振幅'位相の変動を推定し、同期 検波復調を実現し、また、無線伝搬路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉お よび雑音電力比 (SINR: Signa to- Interference plus noise power ratio),ノ ス数、遅延 スプレッド、ドッブラ周波数などを推定する。
[0163] 一方、チップ繰り返し合成部 210では、帯域制限が付与された受信信号にユーザ 固有位相系列生成部 204により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、 送信機で乗算された信号の位相が元の位相に戻され、一定のチップパターンを有す る信号が生成される。その後、送信機と同一のチップ繰り返し数を用いて、チップ繰り 返しが行われた信号の再合成が行われることにより、拡散されたチップ系列が生成さ れ、等化部 216に入力される。
[0164] 等化部 216では、チャネル推定部 214により入力された受信信号が伝搬路で受け た変動量を表すチャネル行列を用いて、その行列力 マルチパス干渉を低減する重 み係数が導出され、上記重み係数と受信信号とが乗算され (この操作をチップ等化と いう）、逆拡散部 218に入力される。これにより、マルチパス干渉の影響が低減する。
[0165] 逆拡散部 218では、送信機と同一の拡散率の拡散符号を上記チップ系列に乗算 することにより、受信信号を拡散前の変調データに戻し、復号部 220に入力される。
[0166] 復号部 220では、拡散前の変調データを復号処理し、データの復元が行われる。
[0167] このように構成することにより、その他のチャネルとは異なる直交符号が割り当てら れて符号多重されたチップ繰り返しを適用したパイロットチャネルを受信できる。した がって、無線伝送路においてフェージング変動に起因した振幅 '位相の変動の推定 精度、また無線伝送路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉および雑音電力比 、ノ ス数、遅延スプレッド、ドッブラ周波数の推定精度を改善できる。
[0168] 本発明の第 7の実施例にカゝかる送信機について、図 25を参照して説明する。
[0169] 本実施例に力かる送信機 100は、拡散とチップ繰り返しを用いる VSCRF— CDM
Aにおいて、チップ繰り返しを用いたパイロットチャネルを周波数多重する。
[0170] 送信機 100は、データシンボル系列が入力されるチャネル符号ィ匕部 102と、チヤネ ル符号化部 102と接続されたデータ変調部 104と、データ変調部 104と接続された 拡散符号乗算部 106と、拡散符号乗算部 106と接続されたスクランブルコード乗算 部 108と、スクランブルコード乗算部 108と接続されたチップ繰り返し部 110と、チッ プ繰り返し部 110と接続された乗算部 120と、乗算部 120と接続されたユーザ固有位 相系列生成部 116および加算部 128と、参照信号、例えばパイロット信号、パイロット チャネルを構成するパイロットシンボル系列が入力される拡散符号乗算部 112と、拡 散符号乗算部 112と接続されたスクランブルコード乗算部 114と、スクランブルコード 乗算部 114と接続されたチップパターン生成手段としてのチップ繰返し部 116と、チ ップ繰返し部 116と接続された乗算部 132と、乗算部 132と接続されたユーザ固有 位相系列生成部 130と、加算部 128と接続される帯域制限部 122とを備える。また、 乗算部 132は加算部 128と接続される。
[0171] データシンボル系列は、チャネル符号化部 102において、ターボ符号、畳み込み 符号などの誤り訂正符号が適用されチャネル符号ィ匕が行われ、データ変調部 104に 入力される。データ変調部 104では、チャネル符号化されたデータに対して変調処 理が行われ拡散符号乗算部 106に入力される。拡散符号乗算部 106では、変調さ れたデータに拡散符号が乗算され、拡散されたチップ系列を生成し、スクランブルコ ード乗算部 108に入力される。 [0172] スクランブルコード乗算部 108では、拡散されたチップ系列にスクランブルコードが 乗算され、チップ繰り返し部 110に入力される。チップ繰り返し部 110では、スクラン ブルコードが乗算されたチップ系列に対して所定のチップ毎にチップ繰り返しが行わ れ、乗算部 120に入力される。乗算部 120では、入力信号に対し、ユーザ固有位相 系列生成部 116により入力されるユーザ位相ベクトルが乗算され、加算部 128に入 力される。
[0173] 一方、参照信号、例えばパイロット信号あるいはパイロットチャネルを構成するパイ ロットシンボル系列は、拡散符号乗算部 112において、拡散符号が乗算され、拡散さ れたチップ系列を生成し、スクランブルコード乗算部 114に入力される。スクランブル コード乗算部 114では、拡散されたチップ系列に対してスクランブルコードが乗算さ れ、チップ繰り返し部 116に入力される。
[0174] チップ繰り返し部 116では、スクランブルコードが乗算されたチップ系列に対して所 定のチップ毎にチップ繰り返しが行われ、乗算部 132に入力される。
[0175] 乗算部 132では、チップパターンに対し、ユーザ固有位相系列生成部 130により入 力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、加算部 128に入力される。
[0176] 加算部 128では、位相が乗算されたデータのチップパターン、すなわちデータ変調 後のシンボル系列に基づいて生成されたチップパターンと位相が乗算された参照信 号のチップパターン、すなわち参照信号を構成するシンボル系列に基づ 、て生成さ れたチップパターンとが加算され、帯域制限部 122に入力される。帯域制限部 122 では、加算された位相が乗算されたデータのチップパターンと位相が乗算された参 照信号のチップパターンに対し帯域制限が行われる。
[0177] このように構成することにより、チップ繰り返しを適用したパイロットチャネルとその他 のチャネルとを周波数的に独立させることができるため、その他のチャネル、例えば、 例えばデータチャネル、制御チャネルからパイロットチャネルへの干渉の影響をなく すことができる。
[0178] 次に、上述した「その他のチャネル」が「制御チャネル」、「データチャネル」により構 成される場合にっ 、て、これらのチャネルと「パイロットチャネル」との多重につ 、て説 明する。 [0179] 最初に、チップ繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルが 周波数多重され、制御チャネルがコード多重される場合について、図 26A〜図 26C を参照して説明する。
[0180] 図 26Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルはコード多重され 、同一時刻に送信される。さらに、この多重方法は、チップ繰り返しを行うか否かによ り 2種類の多重法がある。以下、これらの 2種類の多重方法について説明する。
[0181] パイロットチャネルに対してチップ繰り返しを行い、制御チャネルに対してチップ繰り 返しを行わない場合は、図 26Bに示すように、制御チャネルに対して拡散後のチップ 系列を示す周波数スペクトラムが形成され、パイロットチャネルおよびデータチャネル に対して、互いに異なるサブキャリアセットを割り当てられたくしの歯状の周波数スぺ タトラムが形成される。この場合、制御チャネル、パイロットチャネルおよびデータチヤ ネルは同一時刻に送信される力 コード領域でパイロットチャネルと制御チャネル、パ ィロットチャネルとデータチャネルはそれぞれ直交する。
[0182] また、パイロットチャネルおよび制御チャネルに対してチップ繰り返しを行う場合は、 図 26Cに示すように、制御チャネルに対してくしの歯状の周波数スペクトラムが形成 され、パイロットチャネルおよびデータチャネルに対して、互いに異なるサブキャリア セットを割り当てられたくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。この場合、制御 チャネル、パイロットチャネルおよびデータチャネルは同一時刻に送信される力 コー ド領域でパイロットチャネルと制御チャネル、パイロットチャネルとデータチャネルはそ れぞれ直交する。
[0183] 次に、チップ繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネルが周 波数多重され、制御チャネルが周波数多重される場合について、図 27Aおよび図 2
7Bを参照して説明する。
[0184] 図 27Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルは周波数多重され
、同一時刻に送信される。
[0185] また、この多重方法は、チップ繰り返しにより、図 27Bに示すように、パイロットチヤネ ル、制御チャネルおよびデータチャネルに対して、互いに異なるサブキャリアセットを 割り当てられたくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。 [0186] このように周波数多重を用いることにより、周波数多重されたチャネルはお互いに 直交するため、チャネル間の干渉の影響を低減できる。また、同一時刻に複数のチヤ ネルを柔軟に収容することができる。
[0187] 次に、本発明の第 8の実施例に力かる送信機について、図 28を参照して説明する
[0188] 本実施例に力かる送信機 100は、シンボル繰り返しを用いる IFDMAにおいて、シ ンボル繰り返しを用いたパイロットチャネルを周波数多重する。
[0189] 送信機 100は、データシンボル系列が入力されるチャネル符号ィ匕部 102と、チヤネ ル符号化部 102と接続されたデータ変調部 104と、データ変調部 104と接続された スクランブルコード乗算部 108と、スクランブルコード乗算部 108と接続されたシンポ ル繰り返し部 124と、シンボル繰り返し部 124と接続される乗算部 120と、乗算部 120 と接続されるユーザ固有位相系列生成部 116および加算部 128と、参照信号、例え ばパイロット信号、パイロットチャネルを構成するパイロットシンボル系列が入力される スクランブルコード乗算部 114と、スクランブルコード乗算部 114と接続されるシンポ ルパターン生成手段としてのシンボル繰返し部 126と、シンボル繰返し部 126と接続 される乗算部 132と、乗算部 132と接続されるユーザ固有位相系列生成部 130と、 加算部 128と接続される帯域制限部 122とを備える。また、乗算部 132は加算部 128 と接続される。
[0190] データシンボル系列は、チャネル符号化部 102において、ターボ符号、畳み込み 符号などの誤り訂正符号が適用されチャネル符号ィ匕が行われ、データ変調部 104に 入力される。データ変調部 104では、チャネル符号化されたデータに対して変調処 理が行われ、スクランブルコード乗算部 108に入力される。スクランブルコード乗算部 108では、変調されたデータにスクランブルコードが乗算され、シンボル系列が生成 され、シンボル繰り返し部 124に入力される。シンボル繰り返し部 110では、スクラン ブルコードが乗算されたシンボル系列に対して所定のシンボル毎にシンボル繰り返し が行われ、一定のシンボルパターンを生成し乗算部 120に入力される。乗算部 120 では、シンボルパターンに対し、ユーザ固有位相系列生成部 116により入力された ユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、加算部 128に入力される。 [0191] 一方、参照信号、例えばパイロット信号あるいはパイロットチャネルを構成するパイ ロットシンボル系列は、スクランブルコード乗算部 114において、スクランブルコードが 乗算され、シンボル系列が生成され、シンボル繰り返し部 126に入力される。
[0192] シンボル繰り返し部 126では、シンボル系列に対して所定のシンボル毎にシンボル 繰り返しが行われ、一定のシンボルパターンが生成され乗算部 132に入力される。乗 算部 132では、シンボルパターンに対し、ユーザ固有位相系列生成部 130により入 力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、加算部 128に入力される。
[0193] 加算部 128では、入力された位相が乗算されたデータのシンボルパターン、すなわ ちデータ変調後のシンボル系列に基づいて生成されたシンボルパターンと位相が乗 算された参照信号のシンボルパターン、すなわち参照信号のシンボル系列に基づ 、 て生成されたシンボルパターンとが加算され、帯域制限部 122に入力される。帯域制 限部 122では、加算されたデータのシンボルパターンと位相が乗算された参照信号 のシンボルパターンに対し帯域制限が行われる。
[0194] このように構成することにより、シンボル繰り返しを適用したパイロットチャネルとその 他のチャネルとを周波数的に独立させることができるため、その他のチャネル、例え ば、例えばデータチャネル、制御チャネルからパイロットチャネルへの干渉の影響を なくすことができる。
[0195] 次に、上述した「その他のチャネル」が「制御チャネル」、「データチャネル」により構 成される場合にっ 、て、これらのチャネルと「パイロットチャネル」との多重につ 、て説 明する。
[0196] 最初に、シンボル繰り返しを適用したデータチャネルに対して、パイロットチャネル が周波数多重され、制御チャネルが周波数多重される場合について、図 29Aおよび 図 29Bを参照して説明する。
[0197] 図 29Aに示すように、この場合パイロットチャネルと制御チャネルは周波数多重され
、同一時刻に送信される。
[0198] また、この多重方法は、チップ繰り返しにより、図 29Bに示すように、制御チャネル、 パイロットチャネルおよびデータチャネルに対して、互いに異なるサブキャリアセットを 割り当てられたくしの歯状の周波数スペクトラムが形成される。 [0199] このように周波数多重を用いることにより、周波数多重されたチャネルはお互いに 直交するため、チャネル間の干渉の影響を低減できる。また、同一時刻に複数のチヤ ネルを柔軟に収容することができる。
[0200] 本発明の第 9の実施例に力かる受信機について、図 30を参照して説明する。
[0201] 本実施例に力かる受信機 200は、拡散とチップ繰り返しを用いる VSCRF— CDM
Aにお 、て、周波数多重されて送信されたチップ繰り返しを用いたパイロットチャネル を受信する。
[0202] 受信機 200は、帯域制限部 202と、帯域制限部 202と接続されたチップ繰り返し合 成部 206、チップ繰り返し合成部 210およびパスタイミング検出部 208と、チップ繰り 返し合成部 206と接続された逆拡散部 212と、逆拡散部 212と接続されたチャネル 推定部 214と、チップ繰り返し合成部 210と接続された等化部 216と、等化部 216と 接続された逆拡散部 218と、逆拡散部 218と接続された復号部 220と、チップ繰り返 し合成部 210と接続されたユーザ固有位相系列生成部 226と、チップ繰り返し合成 部 206と接続されたユーザ固有位相系列生成部 228とを備える。また、チャネル推定 部 214は等化部 216と接続される。パスタイミング検出部 208は、チップ繰り返し合成 部 206およびチップ繰り返し合成部 210に検出されたパスタイミングを入力する。
[0203] キャリア周波数が乗算され、デジタルベースバンド信号に変換された受信信号は、 帯域制限部 202において、対応するサブキャリア周波数が乗算されることにより帯域 制限が行われ、チップ繰り返し合成部 206、パスタイミング検出部 208およびチップ 繰り返し合成部 210に入力される。
[0204] チップ繰り返し合成部 206では、帯域制限が付与された受信信号にユーザ固有位 相系列生成部 228により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、送信機 で乗算された信号の位相が元の位相に戻され、一定のチップチップパターンを有す る信号を生成する。その後、送信機と同一のチップ繰り返し数を用いて、チップ繰り 返しが行われた信号の再合成を行うことにより拡散されたチップ系列を生成し、逆拡 散部 212に入力される。
[0205] 逆拡散部 212では、送信機と同一の拡散率の拡散符号を上記チップ系列に乗算 することにより、受信信号は拡散前のパイロットシンボル系列に戻され、チャネル推定 部 214に入力される。チャネル推定部 214では、入力信号に基づいてチャネル推定 が行われ、その結果は等化部 216に入力される。例えば、チャネル推定部 214は、 無線伝搬路においてフ ージング変動に起因した振幅'位相の変動を推定し、同期 検波復調を実現し、また、無線伝搬路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉お よび雑音電力比 (SINR: Signa to- Interference plus noise power ratio),ノ ス数、遅延 スプレッド、ドッブラ周波数などを推定する。
[0206] 一方、チップ繰り返し合成部 210では、帯域制限が付与された受信信号にユーザ 固有位相系列生成部 226により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、 送信機で乗算された信号の位相は元の位相に戻され、一定のチップパターンを有す る信号が生成される。その後、送信機と同一のチップ繰り返し数を用いて、チップ繰り 返しが行われた信号の再合成が行われることにより、拡散されたチップ系列が生成さ れ、等化部 216に入力される。
[0207] 等化部 216では、チャネル推定部 214により入力された受信信号が伝搬路で受け た変動量を表すチャネル行列を用いて、その行列力 マルチパス干渉を低減する重 み係数が導出され、上記重み係数と受信信号とが乗算され (この操作をチップ等化と いう）、逆拡散部 218に入力される。これにより、マルチパス干渉の影響が低減する。
[0208] 逆拡散部 218では、送信機と同一の拡散率の拡散符号を上記チップ系列に乗算 することにより、受信信号を拡散前の変調データに戻し、復号部 220に入力される。
[0209] 復号部 220では、拡散前の変調データを復号処理し、データの復元が行われる。
[0210] このように構成することにより、その他のチャネル、例えばデータチャネル、制御チヤ ネル力もパイロットチャネルへの干渉の影響をなくし、周波数的に独立して送信され たチップ繰り返しを適用したパイロットチャネルとその他のチャネルとを受信できる。し たがって、無線伝送路においてフェージング変動に起因した振幅 '位相の変動の推 定精度、また無線伝送路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉および雑音電力 比、ノ ス数、遅延スプレッド、ドッブラ周波数の推定精度を改善できる。
[0211] 本発明の第 10の実施例に力かる受信機について、図 31を参照して説明する。
[0212] 本実施例に力かる受信機 200は、シンボル繰り返しを用いる IFDMAにおいて、周 波数多重されて送信されたシンボル繰り返しを用いたパイロットチャネルを受信する。 [0213] 受信機 200は、帯域制限部 202と、帯域制限部 202と接続されたシンボル繰り返し 合成部 224、シンボル繰り返し合成部 222およびパスタイミング検出部 208と、シンポ ル繰り返し合成部 222と接続されたチャネル推定部 214と、シンボル繰り返し合成部 224と接続された等化部 216と、等化部 216と接続された復号部 220と、シンボル繰 り返し合成部 224と接続されたユーザ固有位相系列生成部 226と、シンボル繰り返し 合成部 222と接続されたユーザ固有位相系列生成部 228とを備える。また、チャネル 推定部 214は等化部 216と接続される。パスタイミング検出部 208は、シンボル繰り 返し合成部 222およびシンボル繰り返し合成部 224に検出されたパスタイミングを入 力する。
[0214] キャリア周波数が乗算され、デジタルベースバンド信号に変換された受信信号は、 帯域制限部 202において、対応するサブキャリア周波数が乗算されることにより帯域 制限が行われ、シンボル繰り返し合成部 222、ノ スタイミング検出部 208およびシン ボル繰り返し合成部 224に入力される。
[0215] シンボル繰り返し合成部 222では、帯域制限が付与された受信信号にユーザ固有 位相系列生成部 228により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され、送信 機で乗算された信号の位相は元の位相に戻され、一定のシンボルパターンを有する 信号を生成する。その後、送信機と同一のシンボル繰り返し数を用いて、シンボル繰 り返しが行われた信号の再合成を行うことによりシンボル系列が生成され、生成した シンボル系列に対し逆スクランブル処理が行われることにより、スクランブルコード乗 算前のパイロットシンボル系列に戻され、チャネル推定部 214に入力される。チヤネ ル推定部 214では、入力信号に基づいてチャネル推定が行われ、その結果は等化 部 216に入力される。例えば、チャネル推定部 214は、無線伝搬路においてフエ一 ジング変動に起因した振幅'位相の変動を推定し、同期検波復調を実現し、また、無 線伝搬路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉および雑音電力比 (SINR: Signal —to— Interference plus noise power ratio) ^ノ ス数、 延スプレッド、ドップラ周波数な どを推定する。
[0216] 一方、シンボル繰り返し合成部 224では、帯域制限が付与された受信信号にユー ザ固有位相系列生成部 226により入力されたユーザ固有の位相ベクトルが乗算され 、送信機で乗算された信号の位相は元の位相に戻され、一定のシンボルパターンを 有する信号が生成される。その後、送信機と同一のシンボル繰り返し数を用いて、シ ンボル繰り返しが行われた信号の再合成が行われることにより、スクランブルコードが 乗算されたシンボル系列が生成され、等化部 216に入力される。
[0217] 等化部 216では、チャネル推定部 214により入力された受信信号が伝搬路で受け た変動量を表すチャネル行列を用いて、その行列力 マルチパス干渉を低減する重 み係数が導出され、上記重み係数と受信信号とが乗算され、逆スクランブル処理が 行われ、復号部 220に入力される。これにより、マルチノ ス干渉の影響が低減する。
[0218] 復号部 220では、スクランブルコード乗算前の変調データを復号処理し、データの 復元が行われる。
[0219] このように構成することにより、その他のチャネル、例えばデータチャネル、制御チヤ ネル力 パイロットチャネルへの干渉の影響をなぐ周波数的に独立して送信された シンボル繰り返しを適用したパイロットチャネルとその他のチャネルとを受信できる。し たがって、無線伝送路においてフェージング変動に起因した振幅 '位相の変動の推 定精度、また無線伝送路のリンク状態、例えば受信信号電力対干渉および雑音電力 比、ノ ス数、遅延スプレッド、ドッブラ周波数の推定精度を改善できる。
[0220] 本国際出願は、 2005年 4月 1日に出願した日本国特許出願 2005— 106914号に 基づく優先権を主張するものであり、 2005— 106914号の全内容を本国際出願に 援用する。
産業上の利用可能性
[0221] 本発明にかかる送信機、受信機および移動通信システムは通信システムに適用で きる。

Claims

請求の範囲
[1] 参照信号を構成するシンボル系列に拡散符号を乗算し、拡散後のチップ系列を生 成する拡散符号乗算手段；
前記拡散後のチップ系列に対し、所定の繰り返し数分チップ繰り返しを行うことによ り、一定のチップパターンを生成するチップパターン生成手段；
前記チップパターンを有する信号に送信機固有の位相を乗算する乗算手段； を備えることを特徴とする送信機。
[2] 請求項 1に記載の送信機において：
前記拡散後のチップ系列に対し、スクランブルコードを乗算するスクランブルコード
5^ キ ;
を備え、
前記チップパターン生成手段は、前記スクランブルコードが乗算されたチップ系列 に対し、所定のチップ繰り返し数分のチップ繰り返しを行うことにより、一定のチップパ ターンを生成することを特徴とする送信機。
[3] 請求項 1に記載の送信機において：
前記チップパターン生成手段は、干渉に対する所望の抑圧効果に応じて、前記繰 り返し数を示すチップ繰り返しファクタを変更することを特徴とする送信機。
[4] 請求項 1に記載の送信機において：
前記参照信号と、前記参照信号とは異なる他のチャネルとの送信を時間的に切り 替える切り替え手段；
を備えることを特徴とする送信機。
[5] 請求項 1に記載の送信機において：
前記チップパターンと、データ変調後のシンボル系列に基づ 、て生成したチップパ ターンとを加算する加算手段；
を備え、
前記乗算手段は、前記加算されたチップパターンを有する信号に送信機固有の位 相を乗算することを特徴とする送信機。
[6] 請求項 1に記載の送信機において： 前記位相乗算後の信号と、データ変調後のシンボル系列に基づいて生成したチッ プパターンを有する信号に送信機固有の位相を乗算した信号とを加算する加算手 段；
を備えることを特徴とする送信機。
[7] 参照信号を構成するシンボル系列に対し、所定の繰り返し数分シンボル繰り返しを 行うことにより、一定のシンボルパターンを生成するシンボルパターン生成手段； 前記シンボルパターンを有する信号に送信機固有の位相を乗算する乗算手段； を備えることを特徴とする送信機。
[8] 請求項 7に記載の送信機において：
前記シンボル系列に対し、スクランブルコードを乗算するスクランブルコード乗算手 段；
を備え、
前記シンボルパターン生成手段は、前記スクランブルコードが乗算されたシンボル 系列に対し、所定のシンボル繰り返し数分のシンボル繰り返しを行うことにより、一定 のシンボルパターンを生成することを特徴とする送信機。
[9] 請求項 7に記載の送信機において：
前記シンボルパターン生成手段は、干渉に対する所望の抑圧効果に応じて、前記 繰り返し数を示すシンボル繰り返しファクタを変更することを特徴とする送信機。
[10] 請求項 7に記載の送信機において：
前記参照信号と、前記参照信号とは異なる他のチャネルとの送信を時間的に切り 替える切り替え手段；
を備えることを特徴とする送信機。
[11] 請求項 7に記載の送信機において：
前記シンボルパターンと、データ変調後のシンボル系列に基づ!/、て生成したシンポ ルパターンとを加算する加算手段；
を備え、
前記乗算手段は、前記加算されたシンボルパターンを有する信号に送信機固有の 位相を乗算することを特徴とする送信機。
[12] 請求項 7に記載の送信機において：
前記位相乗算後の信号と、データ変調後のシンボル系列に基づ 、て生成したシン ボルパターンを有する信号に送信機固有の位相を乗算した信号とを加算する加算手 段；
を備えることを特徴とする送信機。
[13] チップ繰り返しが行われた参照信号を再合成し、拡散されたチップ系列を生成する チップ繰り返し合成手段；
前記チップ系列に拡散符号を乗算し、拡散前の参照信号を構成するシンボル系列 を生成する逆拡散手段；
前記シンボル系列に基づ!/、てチャネル推定を行うチャネル推定手段； を備えることを特徴とする受信機。
[14] 請求項 13に記載の受信機において、
参照信号と、前記参照信号とは異なる他のチャネルとの受信を時間的に切り替える 切り替え手段；
を備えることを特徴とする受信機。
[15] シンボル繰り返しが行われた参照信号を再合成し、前記参照信号を構成するシン ボル系列を生成するシンボル繰り返し合成手段；
前記シンボル系列に基づ!/、てチャネル推定を行うチャネル推定手段； を備えることを特徴とする受信機。
[16] 請求項 15に記載の受信機において、
参照信号と、前記参照信号とは異なる他のチャネルとの受信を時間的に切り替える 切り替え手段；
を備えることを特徴とする受信機。
[17] 送信機と受信機とを備える移動通信システムであって：
前記送信機は、
参照信号を構成するシンボル系列に拡散符号を乗算し、拡散後のチップ系列を生 成する拡散符号乗算手段；
前記拡散後のチップ系列に対し、所定の繰り返し数分チップ繰り返しを行うことによ り、一定のチップパターンを生成するチップパターン生成手段；
前記チップパターンを有する信号に送信機固有の位相を乗算する乗算手段； を備え、
前記受信機は、
チップ繰り返しが行われた参照信号を再合成し、拡散されたチップ系列を生成する チップ繰り返し合成手段；
前記チップ系列に拡散符号を乗算し、拡散前の参照信号を構成するシンボル系列 を生成する逆拡散手段；
前記シンボル系列に基づ!/、てチャネル推定を行うチャネル推定手段；
を備えることを特徴とする移動通信システム。
送信機と受信機とを備える移動通信システムであって：
前記送信機は、
参照信号を構成するシンボル系列に対し、所定の繰り返し数分シンボル繰り返しを 行うことにより、一定のシンボルパターンを生成するシンボルパターン生成手段； 前記シンボルパターンを有する信号に送信機固有の位相を乗算する乗算手段； を備え、
前記受信機は、
シンボル繰り返しが行われた参照信号を再合成し、前記参照信号を構成するシン ボル系列を生成するシンボル繰り返し合成手段；
前記シンボル系列に基づ!/、てチャネル推定を行うチャネル推定手段；
を備えることを特徴とする移動通信システム。
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