WO2006099993A1 - Verstärkerschaltung - Google Patents

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WO2006099993A1
WO2006099993A1 PCT/EP2006/002445 EP2006002445W WO2006099993A1 WO 2006099993 A1 WO2006099993 A1 WO 2006099993A1 EP 2006002445 W EP2006002445 W EP 2006002445W WO 2006099993 A1 WO2006099993 A1 WO 2006099993A1
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small signal
voltage
collector
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PCT/EP2006/002445
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Christoph Bromberger
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Atmel Germany Gmbh
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Definitions

  • the present invention relates to an amplifier circuit.
  • FIG. 3 Another known circuit topology for the replacement of a single transistor by a cascode circuit is the feedback circuit of FIG. 3.
  • the feedback branch of the resistors R1 “and R2" is connected both to the load resistor RL “and to the base of the first transistor Q1", so that the starting point voltage is fed back to the input of the first transistor Q1 "as well as to the input of the second transistor Q2".
  • the object of the present invention is to specify an amplifier circuit which reduces as far as possible the intermodulation distortions when using a vertically integrated cascode structure.
  • an amplifier circuit for amplifying an input signal, in particular a high-frequency signal of a radio transmission, is provided.
  • This amplifier circuit comprises a vertically integrated cascode which in turn comprises a collector semiconductor region of a collector, a first base semiconductor region adjacent to the collector semiconductor region of a first base, a second base semiconductor region of a second base, an intermediate base semiconductor region adjacent to both the first base semiconductor region and the second base semiconductor region an emitter semiconductor region of an emitter adjoining the second base semiconductor region.
  • Such a vertically integrated cascode can be integrated with other components on a semiconductor wafer.
  • the vertically integrated cascode preferably has planarly oriented pn junctions that are substantially parallel to the wafer surface and / or substantially parallel to one another.
  • the signal input is connected according to the invention with the second base.
  • the essence of the invention is that the first base is connected to the second base via a network, such as resistors, such that a small signal voltage at the first base is coupled to a small signal voltage at the second base.
  • a network such as resistors
  • the network is designed such that a Small signal current is coupled through the first base with a small signal current through the second base. The coupling causes the signal at the first base to be dependent on changes in the signal at the second base.
  • the network can consist of purely passive elements or additionally contain active components or circuits, such as a current mirror.
  • an electrical coupling is to be understood as meaning preferably any coupling which effects a dependence of the signal on the first base on the signal on the second base.
  • capacitive, inductive or magnetic couplings are possible.
  • particularly preferred is a simple voltage coupling through the use of a voltage divider, which is formed in particular by resistors.
  • the mathematical relationship between a potential at the first base and a potential at the second base may be, for example, logarithmic, exponential or proportional.
  • a preferred development of the invention provides that the first base is connected to the second base via the network such that the small signal voltage at the first base substantially (directly) proportional to the small signal voltage at the second base and / or the small signal current through the first Base is substantially (directly) proportional to the small signal current through the second base.
  • Such (direct) proportionality can be achieved, for example, by interconnected resistors which, together with parasitic capacitances, cause an impedance with negligible frequency dependency.
  • Another embodiment can be achieved by a capacitive coupling of the first base terminal to the second base terminal.
  • the invention further provides that the network is designed such that the small signal voltage at the first base substantially in phase with the small signal voltage at the second base - A -
  • substantially phase is meant that the phase response is less than 20 °, preferably less than 10 °, and is ideally zero.
  • the first base is not connected to the collector, so that preferably the small signal voltage at the first base and / or the small signal current through the first base are substantially independent of the collector-emitter voltage.
  • a preferred embodiment of the invention provides that in addition to the signal coupling, the network is designed for operating point setting of the first base and / or the second base.
  • the network sets, for example, by means of corresponding voltage divider resistors a working point base potential.
  • the network has a voltage divider connected to the first base and to the second base.
  • this voltage divider is formed of series-connected resistors or series-connected capacitors.
  • Another aspect of the invention is a use of a previously explained amplifier circuit in a high frequency circuit of communication technology, in particular the mobile radio technology or automotive technology.
  • the first base and / or the second base are connected to a current source or current sink, which preferably has a high impedance for the input signal.
  • the current source or the current sink is in a preferred embodiment of the invention, a DC power source, advantageously a temperature-insensitive reference current source, which preferably has a relation to the resistors and / or other impedances of the amplifier circuit higher impedance.
  • Fig. 1a an amplifier circuit with a vertically integrated
  • Fig. 1b formed a network of two resistors
  • Fig. 1c is a network of two resistors, a capacitor and a
  • Fig. 3 shows a wiring of a cascode with a
  • Fig. 5 is a schematic representation of a vertically integrated
  • Fig. 6 shows a further amplifier circuit with a vertically integrated
  • Figures 7a and 7b simple embodiments of a current source or a current sink with high output impedance.
  • the vertically integrated cascode also referred to as tetrode, represents a special, high-frequency suitable integrated component.
  • a vertically integrated cascode is connected, for example, with a resistive load between the collector of the vertically integrated cascode and a supply voltage.
  • the first base is commonly applied to a fixed bias voltage, the input signal to the second base, and the emitter grounded. With decreasing collector voltage, ie increasing load current, the current increases in the second base of the vertically integrated cascode, and thus the voltage between the second base and the emitter.
  • the transient behavior of a high-frequency component depends in particular on the operating point.
  • Certain embodiments of the vertically integrated cascode exhibit optimal transient response at voltages between the emitter and the second base that are above the Voltage are at which the gain becomes maximum. If the selected operating point for energizing the resistive load lies in a region with approximately optimal transient behavior of the vertically integrated cascode, it follows that the gain can decrease with decreasing collector voltage. This can result in a current-dependent amplification in the energization of a resistive load, which can cause a deteriorated intermodulation behavior.
  • FIG. 1 a now causes an improved constancy of gain along a resistive load line to be achieved over a wide range of input currents around operating points with approximately optimum transient behavior of a vertically integrated cascode 10.
  • the voltage at the first base B1 is carried at a constant distance with the voltage at the second base B2.
  • the gain increases as explained above, which is due to a de-excitation of the first partial transistor Q1 (FIG. 4), ie a lowering in FIG the voltage at the first base B1, can be compensated.
  • the equivalent circuit of the vertically integrated cascode 10 is shown schematically. This consists of the two subtransistors Q1 and Q2, wherein in the equivalent circuit diagram, the emitter of the first transistor Q1 forms a unit with the collector of the second transistor Q2. Furthermore, the vertically integrated cascode 10 has the first base B1, the second base B2, and the collector C and the emitter E.
  • a vertically integrated cascode 10 is shown schematically in FIG. This has a collector terminal C, a first base terminal B1 and a second base terminal B2, and an emitter terminal E.
  • the vertically integrated cascode 10 comprises a collector semiconductor region 1 of a collector C, a first one adjacent to the collector half region 1 Base semiconductor region 2 of a first base B1, a second base semiconductor region 4 of a second base B2, an interbasic semiconductor region 3 adjacent to both the first base semiconductor region 2 and the second base semiconductor region 4, and an emitter semiconductor region 5 of an emitter E adjacent to the second base semiconductor region 4
  • the semiconductor regions 1, 3 and 5 n-doped, while the semiconductor regions 2 and 4 are p-doped.
  • the blocking capability of such a vertically integrated cascode 10 is given by the breakdown of the base-collector diode 1, 2 of the base-circuit operated transistor. In the case of a vertically integrated cascode 10, thereafter a collector charge which is many times higher is possible than with a transistor of comparable blocking capability.
  • the intermediate base region 3 is not contacted. The potential in the uncontacted intermediate base region 3 of the vertically integrated cascode 10 is dependent on the voltage (s) applied to the existing contacts and the current density.
  • FIG. 1 a shows a circuit according to the invention of the vertically integrated cascode 10.
  • the vertically integrated cascode 10 is connected in such a way that the potential at the first base B1 is carried in the same direction as the potential at the second base B2.
  • a network NW is provided from the possibly complex impedances X1 and X2.
  • the impedances X1 and X2 are thereby traversed by a direct current IA, which is impressed by the DC sink CS n .
  • an inductance L is switched, which increases the impedance of the DC sink CS n for high frequencies. If the impedance of the DC sink CS n is sufficiently high, the inductance L can also be omitted.
  • the operating points for the first base B1 and the second base B2 set. Further connected to the collector C of the cascode 10 is the output OUT and a load resistor RL.
  • FIGS. 1 b and 1 c Examples of the network NW are shown in FIGS. 1 b and 1 c. These exemplary embodiments represent possible networks NW that are particularly easy to implement. Alternatively, other networks NW with, for example, active components (diodes, etc.) can also be used.
  • Fig. 1b shows the simplest case in which the impedances X1 and X2 are formed by a respective resistor R1 and R2.
  • the resistors R1 and R2 represent a substantially frequency independent voltage divider which divides the input signal.
  • FIG. 1c Another embodiment of the network NW is shown in Fig. 1c.
  • the impedance X1 has an inductance L1 and a resistance R1 which are connected in parallel, while the impedance X2 consists of a parallel connection of a resistance R2 with a capacitance C2.
  • the inductance L1 with the resistor R1 for the relevant frequency range has a high impedance, while the capacitance C2 for this frequency range bridges the resistor R2, so that the small signal components at the first base B1 substantially follow the small signal components at the second base B2. If the capacitance C2 is made correspondingly large, the phase shift between the small signals at the first base B1 to the small signals at the second base B2 is small.
  • the invention is not limited to the concrete circuit example of Fig. 1a. Rather, it is possible to use all electrical couplings, such as current mirror circuits, voltage sources, etc., which cause the potential at the first base B1 to be carried along in the same direction with the potential at the second base B2. Preferably, the Entrainment proportional to the second base potential. It is also possible, instead of the vertically integrated cascode 10 of npn transistors Q1, Q2, to use a vertically integrated cascode of correspondingly complementary pnp transistors.
  • FIG. 6 Another embodiment is shown in FIG. 6.
  • a current source CSp is provided, which is connected to the power supply Vcc. This drives a current U for operating point adjustment through the resistor R2 and through the coil L.
  • the current source CSp has a high impedance for the relevant frequency range, which can be reduced if necessary by the arrangement of the resistor R1 and the capacitor C1.
  • the current source CSp and the current sink CSn are the subject matter of FIGS. 7a and 7b.
  • the current source CSp and the current sink CSn is realized by a simple current mirror with series-connected resistor Rcsn or R C sp.
  • a capacitance may be connected to the respective base which acts as a low-pass filter together with the current mirror.

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Abstract

Verstärkerschaltung zur Verstärkung eines Eingangssignals (iEIN) mit einer vertikal integrierten Kaskode (10), die: ein Kollektorhalbleitergebiet (1) eines Kollektors (C), ein erstes, an das Kollektorhalbleitergebiet (1) angrenzendes Basishalbleitergebiet (2) einer ersten Basis(B1), ein zweites Basishalbleitergebiet (4) einer zweiten Basis (B2) , ein sowohl an das erste Basishalbleitergebiet (2) als auch an das zweite Basishalbleitergebiet (4) angrenzendes Zwischenbasishalbleitergebiet (3) , und ein an das zweite Basishalbleitergebiet (4) angrenzendes Emitterhalbleitergebiet (5) eines Emitters (E) aufweist, wobei: ein Signaleingang (EIN) mit der zweiten Basis (B2) verbunden ist, und die erste Basis (Bl) über ein Netzwerk (NW) derart mit der zweiten Basis verbunden ist, dass eine Kleinsignalspannung ( UBl) an der ersten Basis (Bl) mit einer Kleinsignalspannung (Ub2) an der zweiten Basis (B2) und /oder ein Kleinsignalstrom (iB2) durch die zweite Basis (B2) gekoppelt ist.

Description

Verstärkerschaltung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung.
Bekannt sind Kaskodenstufen insbesondere aus zwei Bipolartransistoren, beispielsweise zwei npn-Transistoren oder zwei pnp-Transistoren, wobei der Kollektor des ersten der zwei Transistoren mit dem Emitter des zweiten der zwei Transistoren verbunden ist.
Überwiegend werden Kaskodenstufen in der im Folgenden beschriebenen Standardbeschaltung betrieben, die in Fig. 2 dargestellt ist. Der Emitter des zweiten Transistors Q2' liegt auf Masse (Emitterschaltung) während ein Eingangssignal an der Basis anliegt. Die Basis des ersten Transistors Q11 liegt auf einer festen Gleichspannung UB (Basisschaltung), während der Kollektor über einen Lastwiderstand RL1 mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden ist. Kaskodenschaltungen in Standardbeschaltung dienen häufig als Ersatz für Einzeltransistoren. Ein Grund hierfür ist die hervorragende Konstanz des Ausgangsstromes mit der Ausgangsspannung bei festem Steuerstrom.
Eine weitere bekannte Schaltungstopologie für den Ersatz eines Einzeltransistors durch eine Kaskodenschaltung ist die Rückkopplungsschaltung der Fig. 3. Dabei ist der Rückkopplungszweig aus den Widerständen R1" und R2" sowohl mit dem Lastwiderstand RL" als auch mit der Basis des ersten Transistors Q1" verbunden, so dass die Ausgangs- spannung auf den Eingang des ersten Transistors Q1" als auch auf den Eingang des zweiten Transistors Q2" rückgekoppelt wird.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Verstärkerschaltung anzugeben, die die Intermodulationsverzerrungen bei Verwendung einer vertikal integrierten Kaskodenstruktur möglichst reduziert.
Die Aufgabe wird durch die Verstärkerschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Demgemäß ist eine Verstärkerschaltung zur Verstärkung eines Eingangssignals, insbesondere eines hochfrequenten Signals einer Funkübertragung, vorgesehen. Diese Verstärkerschaltung weist eine vertikal integrierte Kaskode auf, die wiederum ein Kollektorhalbleitergebiet eines Kollektors, ein erstes, an das Kollektorhalbleitergebiet angrenzendes Basishalbleitergebiet einer ersten Basis, ein zweites Basishalbleitergebiet einer zweiten Basis, ein sowohl an das erste Basishalbleitergebiet als auch an das zweite Basishalbleitergebiet angrenzendes Zwischenbasishalbleitergebiet und ein an das zweite Basishalbleitergebiet angrenzendes Emitterhalbleitergebiet eines Emitters aufweist.
Eine derartige, vertikal integrierte Kaskode kann mit weiteren Bauelementen auf einem Halbleiterwafer integriert werden. Vorzugsweise weist die vertikal integrierte Kaskode im Wesentlichen zur Waferoberfläche planar orientierte und/oder zueinander im Wesentlichen parallele pn-Übergänge auf. Der Signaleingang ist erfindungsgemäß mit der zweiten Basis verbunden.
Das Wesen der Erfindung besteht darin, dass die erste Basis über ein Netzwerk, beispielsweise aus Widerständen, derart mit der zweiten Basis verbunden ist, dass eine Kleinsignalspannung an der ersten Basis mit einer Kleinsignalspannung an der zweiten Basis gekoppelt ist. Hierzu in Kombination oder alternativ ist das Netzwerk derart ausgebildet, dass ein Kleinsignalstrom durch die erste Basis mit einem Kleinsignalstrom durch die zweite Basis gekoppelt ist. Die Kopplung bewirkt, dass das Signal an der ersten Basis von Änderungen des Signals an der zweiten Basis abhängig ist.
Das Netzwerk kann aus reinen passiven Elementen bestehen oder zusätzlich aktive Bauelemente oder Schaltkreise, wie beispielsweise einen Stromspiegel enthalten. Unter einer elektrischen Kopplung ist dabei vorzugsweise jegliche Kopplung zu verstehen, die eine Abhängigkeit des Signals an der ersten Basis von dem Signal an der zweiten Basis bewirkt. Möglich sind beispielsweise kapazitive, induktive oder magnetische Kopplungen. Besonders bevorzugt ist jedoch eine einfache Spannungskopplung durch die Verwendung eines Spannungsteilers, der insbesondere durch Widerstände gebildet ist. Die mathematische Beziehung zwischen einem Potential an der ersten Basis und einem Potential an der zweiten Basis kann dabei beispielsweise logarithmisch, exponentiell oder proportional sein.
Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass die erste Basis über das Netzwerk derart mit der zweiten Basis verbunden ist, dass die Kleinsignalspannung an der ersten Basis im Wesentlichen (direkt) proportional zur Kleinsignalspannung an der zweiten Basis und/oder der Kleinsignalstrom durch die erste Basis im Wesentlichen (direkt) proportional zum Kleinsignalstrom durch die zweite Basis ist. Eine derartige (direkte) Proportionalität kann beispielsweise durch miteinander verbundene Widerstände erzielt werden, die zusammen mit parasitären Kapazitäten eine Impedanz mit vernachlässigbarer Frequenzabhängigkeit bewirken. Eine andere Ausgestaltungsmöglichkeit kann durch eine kapazitive Kopplung des ersten Basisanschlusses mit dem zweiten Basisanschluss erzielt werden.
Die Erfindung weiterbildend ist vorgesehen, dass das Netzwerk derart ausgebildet ist, dass die Kleinsignalspannung an der ersten Basis im Wesentlichen in Phase zur Kleinsignalspannung an der zweiten Basis - A -
und/oder der Kleinsignalstrom durch die erste Basis im Wesentlichen in Phase zum Kleinsignalstrom durch die zweite Basis ist. Unter im Wesentlichen in Phase wird dabei verstanden, das der Phasengang weniger als 20° vorzugsweise weniger als 10° beträgt und im Idealfall Null ist.
Bevorzugt ist die erste Basis nicht mit dem Kollektor verbunden, so dass vorzugsweise die Kleinsignalspannung an der ersten Basis und/oder der Kleinsignalstrom durch die erste Basis im Wesentlichen unabhängig von der Kollektor-Emitter-Spannung sind.
Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass neben der Signalkopplung das Netzwerk zur Arbeitspunkteinstellung der ersten Basis und/oder der zweiten Basis ausgebildet ist. Das Netzwerk stellt beispielsweise durch entsprechende Spannungsteiler aus Widerständen ein Arbeitspunktbasispotential ein.
Vorzugsweise weist das Netzwerk einen Spannungsteiler auf, der mit der ersten Basis und mit der zweiten Basis verbunden ist. Bevorzugt ist dieser Spannungsteiler aus in Reihe geschalteten Widerständen oder aus in Reihe geschalteten Kondensatoren gebildet.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht dabei vor, dass das Netzwerk derart ausgebildet ist, dass eine erste Basisspannung der ersten Basis zu einer zweiten Basisspannung der zweiten Basis in einem im Wesentlichen konstanten Abstand geführt ist. Die Spannung an der ersten Basis ist daher vorteilhafterweise aus der Summe aus dem Kleinsignal an der zweiten Basis und einer Offsetspannung gebildet.
Eine alternative Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass die erste Basis und die zweite Basis über einen Stromspiegel miteinander verbunden sind. Diθ Erfindung ausgestaltend weist zumindest eines der Basishalbleitergebiete ein Silizium-Germanium-Mischkristall auf.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist eine Verwendung einer zuvor erläuterten Verstärkerschaltung in einer Hochfrequenzschaltung der Kommunikationstechnik, insbesondere der Mobilfunktechnik oder Automobiltechnik.
Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass die erste Basis und/oder die zweite Basis mit einer Stromquelle oder Stromsenke verbunden sind, die vorzugsweise eine für das Eingangssignal hohe Impedanz aufweist. Die Stromquelle beziehungsweise die Stromsenke ist in einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung eine Gleichstromquelle, vorteilhafterweise eine temperaturunempfindliche Referenzstromquelle, die vorzugsweise eine gegenüber den Widerständen und/oder anderen Impedanzen der Verstärkerschaltung höhere Impedanz aufweist.
Im Folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand von zeichnerischen Darstellungen näher erläutert.
Dabei zeigen:
Fig. 1a eine Verstärkerschaltung mit einer vertikal integrierten
Kaskode,
Fig. 1b ein Netzwerk aus zwei Widerständen gebildet,
Fig. 1c ein Netzwerk aus zwei Widerständen, einer Kapazität und einer
Induktivität gebildet, Fig. 2 eine Standardbeschaltung einer Kaskode nach dem Stand der
Technik,
Fig. 3 eine Beschaltung einer Kaskode mit einem
Rückkopplungszweig nach dem Stand der Technik,
Fig. 4 Schaltungsdetail der vertikal integrierten Kaskode,
Fig. 5 eine schematische Darstellung einer vertikal integrierten
Kaskode,
Fig. 6 eine weitere Verstärkerschaltung mit einer vertikal integrierten
Kaskode, und
Figuren 7a und 7b einfache Ausgestaltungen von einer Stromquelle oder einer Stromsenke mit hoher Ausgangsimpedanz.
Die vertikal integrierte Kaskode, auch als Tetrode bezeichnet, stellt ein spezielles, hochfrequenztaugliches integriertes Bauelement dar. Beschaltet wird eine derartige vertikal integrierte Kaskode beispielsweise mit einer resistiven Last zwischen dem Kollektor der vertikal integrierten Kaskode und einer Versorgungsspannung. Die erste Basis wird üblicherweise an eine feste Vorspannung, das Eingangssignal an die zweite Basis und der Emitter an Masse angelegt. Bei sinkender Kollektorspannung, also steigendem Laststrom, steigt der Strom in die zweite Basis der vertikal integrierten Kaskode, und hiermit die Spannung zwischen der zweiten Basis und dem Emitter an.
Das transiente Verhalten eines Hochfrequenzbauelementes hängt insbesondere von dem Arbeitspunkt ab. Bestimmte Ausführungsformen der vertikal integrierten Kaskode zeigen ein optimales transientes Verhalten bei Spannungen zwischen dem Emitter und der zweiten Basis, die oberhalb der Spannung liegen, bei der die Verstärkung maximal wird. Liegt der gewählte Arbeitspunkt zur Bestromung der resistiven Last in einem Bereich mit in etwa optimalem transienten Verhalten der vertikal integrierten Kaskode, so folgt, dass die Verstärkung mit sinkender Kollektorspannung abnehmen kann. Dies kann in einer stromabhängigen Verstärkung bei der Bestromung einer resistiven Last resultieren, was ein verschlechtertes Intermodulations- verhalten verursachen kann.
Die Schaltung der Fig. 1 a bewirkt nun, dass sich um Arbeitspunkte mit annähernd optimalem transienten Verhalten einer vertikal integrierten Kaskode 10 herum eine verbesserte Konstanz der Verstärkung entlang einer resistiven Lastlinie über einen weiten Bereich von Eingangsströmen erzielen lässt. Hier wird in Fig. 1a die Spannung an der ersten Basis B1 in konstantem Abstand mit der Spannung an der zweiten Basis B2 mitgeführt. Bei sinkender Spannung an der zweiten Basis B2 und bei angenommener fester Spannung an der ersten Basis B1 steigt nach dem zuvor Erläuterten die Verstärkung an, was sich durch ein in Fig. 1a bewirktes Abregein des ersten Teiltransistors Q1 (Fig. 4), also einem Senken der Spannung an der ersten Basis B1 , kompensieren lässt.
In Fig. 4 ist das Ersatzschaltbild der vertikal integrierten Kaskode 10 schematisch dargestellt. Dies besteht aus den zwei Teiltransistoren Q1 und Q2, wobei in dem Ersatzschaltbild der Emitter des ersten Transistors Q1 mit dem Kollektor des zweiten Transistors Q2 eine Einheit bilden. Weiterhin weist die vertikal integrierte Kaskode 10 die erste Basis B1 , die zweite Basis B2, sowie den Kollektor C und den Emitter E auf.
Eine vertikal integrierte Kaskode 10 ist schematisch in Fig. 5 dargestellt. Diese weist einen Kollektoranschluss C, einen ersten Basisanschluss B1 und einen zweiten Basisanschluss B2, sowie einen Emitteranschluss E auf. Die vertikal integrierte Kaskode 10 umfasst ein Kollektorhalbleitergebiet 1 eines Kollektors C, ein erstes, an das Kollektorhalbieitergebiet 1 angrenzendes Basishalbleitergebiet 2 einer ersten Basis B1 , ein zweites Basishalbleitergebiet 4 einer zweiten Basis B2, ein sowohl an das erste Basishalbleitergebiet 2 als auch an das zweite Basishalbleitergebiet 4 angrenzendes Zwischenbasishalbleitergebiet 3 und ein an das zweite Basishalbleitergebiet 4 angrenzendes Emitterhalbleitergebiet 5 eines Emitters E. Dabei sind in dem dargestellten Ausführungsbeispiel die Halbleitergebiete 1 , 3 und 5 n-dotiert, während die Halbleitergebiete 2 und 4 p-dotiert sind.
Die Sperrfähigkeit einer derartigen vertikal integrierten Kaskode 10 ist von der Durchbruchspaiinung der Basis-Kollektor-Diode 1 , 2 des in Basisschaltung betriebenen Transistors gegeben. Bei einer vertikal integrierten Kaskode 10 ist hiernach eine um ein Vielfaches höhere Kollektordotierung möglich als bei einem Transistor einer vergleichbaren Sperrfähigkeit. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Zwischenbasisbereich 3 nicht kontaktiert. Das Potential im unkontaktierten Zwischenbasisbereich 3 der vertikal integrierten Kaskode 10 ist abhängig von den an den vorhandenen Kontakten anliegenden Spannung(en) und der Stromdichte.
Fig. 1 a zeigt eine erfindungsgemäße Beschaltung der vertikal integrierten Kaskode 10. Die vertikal integrierte Kaskode 10 ist dabei derart beschaltet, dass das Potential an der ersten Basis B1 gleichsinnig mit dem Potential an der zweiten Basis B2 mitgeführt wird. Hierzu ist ein Netzwerk NW aus den möglicherweise komplexen Impedanzen X1 und X2 vorgesehen. Die Impedanzen X1 und X2 werden dabei von einem Gleichstrom IA durchflössen, der durch die Gleichstromsenke CSn eingeprägt wird. In Reihe zur Gleichstromsenke CSn ist eine Induktivität L geschalten, die für hohe Frequenzen die Impedanz der Gleichstromsenke CSn erhöht. Ist die Impedanz der Gleichstromsenke CSn ausreichend hoch, kann die Induktivität L auch fortgelassen werden.
Mittels des Stromes U und Widerstandsanteilen der Impedanzen X1 und X2 werden die Arbeitspunkte für die erste Basis B1 und die zweite Basis B2 eingestellt. Weiterhin ist mit dem Kollektor C der Kaskode 10 der Ausgang AUS und ein Lastwiderstand RL verbunden.
Beispiele für das Netzwerk NW sind in den Figuren 1 b und ein 1 c dargestellt. Diese Ausführungsbeispiele stellen mögliche, besonders einfach zu realisierende Netzwerke NW dar. Alternativ sind auch andere Netzwerke NW mit beispielsweise aktiven Bauelementen (Dioden etc.) verwendbar.
Das Ausführungsbeispiel der Fig. 1b zeigt den einfachsten Fall, in dem die Impedanzen X1 und X2 durch jeweils einen Widerstand R1 und R2 gebildet werden. In diesem Fall stellen die Widerstände R1 und R2 einen im Wesentlichen frequenzunabhängigen Spannungsteiler dar, der das Eingangssignal teilt. Ein anderes Ausführungsbeispiel für das Netzwerk NW ist in Fig. 1c dargestellt. Hier weist die Impedanz X1 eine Induktivität L1 und einen Widerstand R1 auf, die parallel geschaltet sind, während die Impedanz X2 aus einer Parallelschaltung eines Widerstandes R2 mit einer Kapazität C2 besteht.
Hierbei weisen die Induktivität L1 mit dem Widerstand R1 für den maßgeblichen Frequenzbereich eine hohe Impedanz auf, während die Kapazität C2 für diesen Frequenzbereich den Widerstand R2 brückt, so dass die Kleinsignalanteile an der ersten Basis B1 im Wesentlichen den Kleinsignalanteilen an der zweiten Basis B2 folgen. Wird die Kapazität C2 entsprechend groß ausgelegt, ist die Phasenverschiebung zwischen den Kleinsignalen an der ersten Basis B1 zu den Kleinsignalen an der zweiten Basis B2 gering.
Natürlich ist die Erfindung nicht auf das konkrete Schaltungsbeispiel der Fig. 1a beschränkt. Vielmehr können alle elektrischen Kopplungen, wie Stromspiegelschaltungen, Spannungsquellen, etc. verwendet werden, die ein gleichsinniges Mitführen des Potentials an der ersten Basis B1 mit dem Potential an der zweiten Basis B2 bewirken. Vorzugsweise erfolgt die Mitführung dabei proportional zum zweiten Basispotential. Auch ist es möglich, anstatt der vertikal integrierten Kaskode 10 aus npn-Transistoren Q1 , Q2 eine vertikal integrierte Kaskode aus entsprechend komplementären pnp-Transistoren zu verwenden.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in der Fig. 6 dargestellt. Hierbei ist eine Stromquelle CSp vorgesehen, die mit der Spannungsversorgung Vcc verbunden ist. Diese treibt einen Strom U zur Arbeitspunkteinstellung durch den Widerstand R2 und durch die Spule L. Die Stromquelle CSp weist dabei für die maßgeblichen Frequenzbereich eine hohe Impedanz auf, die durch die Anordnung aus dem Widerstand R1 und der Kapazität C1 erforderlichenfalls reduziert werden kann.
Mögliche Ausgestaltungen der Stromquelle CSp oder der Stromsenke CSn sind Gegenstand der Figuren 7a und 7b. In den dargestellten Fälle ist die Stromquelle CSp und die Stromsenke CSn durch einen einfachen Stromspiegel mit in Reihe geschalteten Widerstand Rcsn beziehungsweise RCsp realisiert. Um den Einfluss der Störungen auf der Versorgungsspannung Vcc zu reduzieren kann mit der jeweilige Basis eine Kapazität verbunden sein, die zusammen mit dem Stromspiegel als Tiefpass wirkt.
Bezugszeichenliste
VCC positive Versorgungsspannung
RL, R1 , R2, RL1, RL", Widerstand
R1 ", R2", RcSn1 Rcsp
Q1 , Q2, Q1\ Q2', Q1 ", in einer vertikal integrierten Kaskode gebildete
Q2" Transistoren
E Emitter
C Kollektor
B1. B2 Basis
10 vertikal integrierte Kaskode
1 Kollektorhalbleitergebiet
2, 4 Basishalbleitergebiet
3 Zwischenbasishalbleitergebiet
5 Emitterhalbleitergebiet n n-dotiert p p-dotiert
Ic Kollektorstrom
Vc Kollektorspannung
UB-T Gleichspannungsquelle
IB2\ IB2" Signalstromquellen
C1 . C2 Kapazität, Kondensator
L, L1 Spule, Induktivität
NW Netzwerk
X1. X2 Impedanz
EIN Eingang
AUS Ausgang
ΪEINI «B2. ΪBI , iχi, iχ2 Kleinsignalstrom
UB2, UBI Kleinsignalspannung
IA Konstantstrom
CSn Stromsenke
CSp Stromquelle PAGE INTENTIONALLY LEFT BLANK

Claims

Patentansprüche
1. Verstärkerschaltung zur Verstärkung eines Eingangssignals (JEIN) mit einer vertikal integrierten Kaskode (10), die
- ein Kollektorhalbleitergebiet (1 ) eines Kollektors (C),
- ein erstes, an das Kollektorhalbleitergebiet (1) angrenzendes Basishalbleitergebiet (2) einer ersten Basis (B1 ),
- ein zweites Basishalbleitergebiet (4) einer zweiten Basis (B2),
- ein sowohl an das erste Basishalbleitergebiet (2) als auch an das zweite Basishalbleitergebiet (4) angrenzendes Zwischenbasishalb- leitergebiet (3), und
- ein an das zweite Basishalbleitergebiet (4) angrenzendes Emitterhalbleitergebiet (5) eines Emitters (E) aufweist, wobei
- ein Signaleingang (EIN) mit der zweiten Basis (B2) verbunden ist, und
- die erste Basis (B 1 ) über ein Netzwerk (NW) derart mit der zweiten Basis (B2) verbunden ist, dass eine Kleinsignalspannung (uBi) an der ersten Basis (B1) mit einer Kleinsignalspannung (UB2) an der zweiten Basis (B2) und/oder ein Kleinsignalstrom (ißi) durch die erste Basis (B1 ) mit einem Kleinsignalstrom (iB2) durch die zweite Basis (B2) gekoppelt ist.
2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die erste Basis (B1 ) über das Netzwerk (NW) derart mit der zweiten Basis (B2) verbunden ist, dass die Kleinsignalspannung (UBI) an der ersten Basis (B1 ) im Wesentlichen proportional zur Kleinsignalspannung (uB2) an der zweiten Basis (B2) und/oder der Kleinsignalstrom (iBi) durch die erste Basis (B1) im Wesentlichen proportional zum Kleinsignalstrom (iB2) durch die zweite Basis (B2) ist.
3. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Netzwerk (NW) derart ausgebildet ist, dass die Kleinsignalspannung (UBI) an der ersten Basis (B1 ) im Wesentlichen in Phase zur Kleinsignalspannung (Uß2) an der zweiten Basis (B2) und/oder der Kleinsignalstrom (ißi) durch die erste Basis (B1) im Wesentlichen in Phase zum Kleinsignalstrom (iB2) durch die zweite Basis (B2) ist.
4. Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Basis (B1 ) nicht mit dem Kollektor (C) verbunden ist, so dass vorzugsweise die Kleinsignalspannung (uBi) an der ersten Basis (B1) und/oder der Kleinsignalstrom (iB-i) durch die erste Basis (B1 ) im Wesentlichen unabhängig von der Kollektor-Emitter-Spannung (UCE) oder dem Kollektorstrom sind.
5. Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Netzwerk (NW) zur Arbeitspunkteinstellung der ersten Basis (B1 ) und/oder der zweiten Basis (B2) ausgebildet ist.
6. Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Netzwerk (NW) einen Spannungsteiler (R1 , R2) aufweist, der mit der ersten Basis (B1 ) und mit der zweiten Basis (B2) verbunden ist.
7. .Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Netzwerk (NW) derart ausgebildet ist, dass eine erste Basisspannung (UBI) der ersten Basis (B1 ) zu einer zweiten Basisspannung (uB2) der zweiten Basis (B2) in einem im Wesentlichen konstanten Abstand geführt ist.
8. Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Basis (B1) und die zweite Basis (B2) über einen Stromspiegel miteinander verbunden sind.
9. Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eines der Basishalbleitergebiete (2, 4) ein Silizium-Germanium-Mischkristall aufweist.
10. Verwendung einer Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche in einer Hochfrequenzschaltung der Kommunikationstechnik, insbesondere der Mobilfunktechnik oder Automobiltechnik.
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