DE102004037186B4 - Bipolares Halbleiterbauelement mit Kaskodenstruktur und Verfahren zur Herstellung desselben - Google Patents
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Abstract
Verfahren zur Verbesserung elektrischer Eigenschaften aktiver Bipolarbauelemente, bei dem in einem Bipolartransistor, bestehend aus
– einer ersten Halbleiterregion (1) eines ersten Leitungstyps,
– einer zweiten, an die erste Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion (2) eines zweiten, dem ersten entgegengesetzten Leitungstyps,
– einer dritten, an die zweite Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion (3) des ersten Leitungstyps,
die zweite Halbleiterregion (2) ersetzt wird durch eine Abfolge aus
– einer vierten Halbleiterregion (5) des zweiten Leitungstyps aus einem ersten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die vierte Halbleiterregion an die erste Halbleiterregion grenzt,
– einer fünften Halbleiterregion (6) des ersten Leitungstyps aus einem zweiten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die fünfte Halbleiterregion an die vierte Halbleiterregion grenzt,
– einer sechsten Halbleiterregion (7) des zweiten Leitungstyps, dergestalt, dass die sechste Halbleiterregion an die fünfte Halbleiterregion und die dritte Halbleiterregion grenzt,
wobei
– der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere...
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Description
- Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verbesserung elektrischer Eigenschaften aktiver Bipolarbauelemente, gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
- Aus der Druckschrift
EP 0 493 854 A1 nachfolgend als D1 bezeichnet, sind vertikal integrierte Kaskodenstrukturen für Hochvoltanwendungen bekannt. Hierbei wird ein geometrisch untenliegender Transistor mit einer hohen Sperrfähigkeit mit einem geometrisch obenliegenden Transistor vertikal integriert. Derartige Anordnungen werden vorzugsweise im Spannungsbereich über 100 V eingesetzt. Die Emitterregion des geometrisch untenliegenden Transistors weist, bei demselben Leitungstyp, eine deutlich höhere Dotierstoffkonzentration auf als eine angrenzende Kollektor-Driftzone des geometrisch obenliegenden Transistors. Hierdurch wird insbesondere die Emitter-Effektivität des geometrisch untenliegenden Transistors erhöht. Die vertikale Integration beispielsweise zweier npn-Transistoren ergibt einen parasitären pnp-Transistor, so dass die Anordnung aus D1 zu thyristorähnlichem Verhalten neigt und der Kollektorstrom nur eingeschränkt steuerfähig bleibt. - In der Druckschrift
EP 0 605 920 A1 nachfolgend als D2 bezeichnet, wird die Neigung der Anordnung aus D1 zu thyristorähnlichem Verhalten über eine Erhöhung der Gummelzahl GB des parasitären Transistors verringert. Hierzu wird die Emitterregion des unteren Transistors als hochdotierte Schicht ausgeführt, die die Basis des unteren Transistors von der schwächer dotierten Kollektor-Driftzone des oberen Transistors durchgehend voneinander trennt, indem eine MESA(Tafelberg)-Struktur erzeugt wird. In einer weiteren Ausführungsform wird in D2 p-dotiertes SiGe als Ätzstopp für die Herstellung der MESA-Struktur in der Basis des unteren Transistors verwendet. Eine derartige Kaskodenschaltungsstruktur ist ebenfalls aus derDE 693 15 813 T2 bekannt. - Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Verbesserung der elektrischen Eigenschaften von Bipolarbauelementen anzugeben. Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, Anordnungen für derartige Bipolarbauelemente aufzuzeigen. Die erstgenannte Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1, die zweitgenannte Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruches 10 oder des Patentanspruchs 16 gelöst. Günstige Weiterbildungen und Ausgestaltungsformen sind jeweils Gegenstand von Unteransprüchen.
- Das Wesen der Erfindung besteht darin, von einem Transistor zu einer vertikal integrierten Kaskodenstruktur überzugehen und den parasitären Transistor durch einen Heteroübergang zu unterdrücken. Hierzu wird in einem Transistor, bestehend aus einer ersten Halbleiterregion eines ersten Leitungstyps, einer zweiten, an die erste Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion eines zweiten, dem ersten entgegen gesetzten Leitungstyps, und einer dritten, an die zweite Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion des ersten Leitungstyps, die zweite Halbleiterregion ersetzt durch eine Abfolge aus einer vierten Halbleiterregion des zweiten Leitungstyps aus einem ersten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die vierte Halbleiterregion an die erste Halbleiterregion grenzt, einer homogen dotierten fünften Halbleiterregion des ersten Leitungstyps aus einem zweiten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die fünfte Halbleiterregion an die vierte Halbleiterregion grenzt, und einer sechsten Halbleiterregion des zweiten Leitungstyps, dergestalt, dass die sechste Halbleiterregion an die fünfte Halbleiterregion und die dritte Halbleiterregion grenzt, wobei der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner als der Wert der Energielücke in dem zweiten Halbleitermaterial ist. Unter der homogenen Dotierung der fünften Halbleiterregion wird verstanden, dass die Dotierstoffkonzentration in dieser Halbleiterregion um weniger als zwei Zehnerpotenzen, vorzugsweise um weniger als eine Zehnerpotenz abweicht.
- Durch Ersetzen der zweiten Halbleiterregion durch die vierte, fünfte und sechste Halbleiterregion wird eine neuartige vertikal integrierbare Kaskodenstruktur erzeugt, die im Folgenden als Tetrode bezeichnet wird. Im Unterschied zu den aus D1 oder D2 bekannten vertikal integrierten Kaskodenstrukturen weist die Tetrode zwischen der vierten und der fünften Halbleiterregion keine weitere Halbleiterregion mit einer im Vergleich zu der fünften Halbleiterregion erhöhten Dotierstoffkonzentration auf. Im Folgenden wird die dritte Halbleiterregion „Emitterbereich” und die erste Halbleiterregion „Kollektorbereich” genannt. Ferner wird die vierte Halbleiterregion als „erster Basisbereich”, die fünfte Halbleiterregion als „Zwischenbasisbereich” und die sechste Halbleiterregion als „zweiter Basisbereich” bezeichnet. Des Weiteren wird ein „parasitärer Transistor” aus dem ersten Basisbereich, dem Zwischenbasisbereich und dem zweiten Basisbereich gebildet.
- Durch Anwendung des Verfahrens lassen sich Bauelemente erzeugen, bei denen im Unterschied zu herkömmlichen Bauelementen ohne eine Erhöhung der Chipfläche elektrische Kenngrößen, wie beispielsweise die Transitfrequenz fT, die Leistungsverstärkung, das Johnson-Produkt und das Produkt aus Early-Spannung Va und Stromverstärkung β deutlich verbessert werden. Insbesondere lassen sich mit dem neuen Verfahren sowohl Hochfrequenz-Tetroden als auch Leistungs-Tetroden herstellen, indem je nach Anwendungsgebiet die Halbleitermaterialien und deren Dotierungsprofile und Schichtdicken entsprechend gewählt werden.
- In einer Weiterbildung des die Aufgabe lösenden Verfahrens wird die dritte Halbleiterregion in einem dritten und die sechste Halbleiterregion in einem vierten Halbleitermaterial ausgeführt, wobei der Wert der Energielücke in dem vierten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als im dritten Halbleitermaterial. Hierdurch wird ein Teiltransistor aus dem Emitterbereich, dem zweiten Basisbereich und dem Zwischenbasisbereich der durch Anwendung des Verfahrens erzeugten Tetrode als Hetero-Bipolartransistor ausgeführt und das transiente Verhalten der Tetrode verbessert, d. h. die Grenzfrequenz und oder die Sperrfähigkeit erhöht.
- In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird in der vierten Halbleiterregion an dem Rand zur fünften Halbleiterregion eine größere Bandlücke erzeugt als an dem Rand zur ersten Halbleiterregion. In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird in der sechsten Halbleiterregion an dem Rand zur dritten Halbleiterregion eine größere Bandlücke erzeugt als an dem Rand zur fünften Halbleiterregion. Die Änderung der Bandlücke innerhalb der vierten beziehungsweise sechsten Halbleiterregion kann hierbei stetig, sprunghaft oder abgestuft ausgestaltet sein. Durch einen geeigneten Bandlückenverlauf wird ein die Minoritätsladungsträger in einer nicht-ausgeräumten Halbleiterregion beschleunigendes quasi-elektrisches Feld hervorgerufen und hiermit die Transitfrequenz fT der durch Anwendung der Weiterbildung des Verfahrens erzeugten Vorrichtung vorteilhaft erhöht.
- In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die vierte Halbleiterregion in einem anderen Halbleitermaterial ausgeführt als die erste Halbleiterregion. Hierdurch lässt sich insbesondere die Durchbruchspannung der Diode zwischen der ersten und der vierten Halbleiterregion erhöhen, ohne die transienten Eigenschaften der mittels des Verfahrens erzeugten Bauelemente zu beeinträchtigen. Durch eine abgestufte oder stetige Ausgestaltung des Heteroüberganges zwischen der ersten und der vierten Halbleiterregion lassen sich insbesondere piezoelektrische Effekte sowie Verspannungen des Kristallgitters bei Gitterfehlanpassungen verringern und ein ungehinderter Fluss von Ladungsträgern auch in den Fällen sicherstellen, bei denen durch einen sprunghaften Heteroübergang die Bewegung von Ladungsträgern ersten Leitungstyps aus dem ersten Basisbereich in den Kollektorbereich durch einen Bandkantensprung behindert und hierdurch der Kollektorstrom verringert und die Sättigungsspannung erhöht wird.
- In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die sechste Halbleiterregion in einem anderen Halbleitermaterial ausgeführt als die fünfte Halbleiterregion. Hierdurch wird die Ausführung des Verfahrens erleichtert. Durch eine abgestufte oder stetige Ausgestaltung des Heteroüberganges zwischen der fünften und der sechsten Halbleiterregion lassen sich piezoelektrische Effekte und Verspannungen des Kristallgitters bei Gitterfehlanpassungen verringern. Ferner lässt sich ein ungehinderter Fluss von Ladungsträgern auch in den Fällen sicherstellen, bei denen durch einen sprunghaften Heteroübergang die Bewegung von Ladungsträgern ersten Leitungstyps aus dem zweiten Basisbereich in den Zwischenbasisbereich durch einen Bandkantensprung behindert wird.
- In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die fünfte Halbleiterregion mit einer höheren Dotierstoffkonzentration als die erste Halbleiterregion ausgeführt. Da sich durch einen hochdotierten Zwischenbasisbereich das transiente Verhalten verbessern lässt, wird bei dem Ersetzen eines Transistors mit einem niedrigen Dotierstoffniveau im Kollektor der Zwischenbasisbereich höher dotiert als der Kollektor und hierdurch insbesondere ein hohes Johnson-Produkt von hochsperrenden Tetroden erzielt.
- In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die fünfte Halbleiterregion mit einer vergleichbaren Dotierstoffkonzentration wie die erste Halbleiterregion ausgeführt, d. h. der Zwischenbasisbereich wiest eine mit dem Kollektor vergleichbare hohe Dotierstoffkonzentration auf. Hierdurch lässt sich ein besonders hohes Johnson-Produkt von Hochfrequenz-Tetroden erzielen.
- In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die fünfte Halbleiterregion in n-dotiertem Si und die vierte Halbleiterregion in p-dotiertem SiGe ausgeführt. Durch die Kompatibilität zur Silizium-Technologie ist diese Weiterbildung unter anderem besonders kostengünstig und einfach umzusetzen. Zudem wird eine schaltungstechnische Kombination mit Standard-MOSFET-Transistoren ermöglicht.
- Durch das Verfahren lassen sich neuartige Mehrschichtbauelemente, insbesondere Tedroden, erzeugen, mit einer ersten Anzahl von Halbleiterschichten eines ersten Leitungstyps und einer zweiten Anzahl von Halbleiterschichten eines zweiten, dem ersten entgegen gesetzten Leitungstyps. Dabei ist die erste Anzahl größer ist als die Zahl eins, und die zweite Anzahl ist um eines größer als die erste Anzahl. Jede Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps grenzt an zwei der Halbleiterschichten des zweiten Leitungstyps.
- Eine erste Halbleiterschicht der zweiten Anzahl, die an zwei Halbleiterschichten der ersten Anzahl grenzt, besteht aus einem ersten Halbleitermaterial. Eine an diese erste Halbleiterschicht grenzende zweite Halbleiterschicht der ersten Anzahl besteht aus einem zweiten Halbleitermaterial. Dabei ist die erste Halbleiterschicht vom zweiten Leitungstyp und die erste Halbleiterschicht vom ersten Leitungstyp.
- Erfindungsgemäß weist die erste Halbleiterschicht eine homogene Dotierstoffverteilung auf und der Wert der Energielücke in dem zweiten Halbleitermaterial ist um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial. Unter der homogenen Dotierung der ersten Halbleiterschicht wird verstanden, dass die Dotierstoffkonzentration in dieser Schicht um weniger als zwei Zehnerpotenzen, vorzugsweise um weniger als eine Zehnerpotenz abweicht.
- Nachfolgend werden auch Mehrschichtbauelemente, bei denen die erste Anzahl größer ist als die Zahl zwei, als „Tetroden” bezeichnet. Durch einen Übergang von einer ersten Tetrode mit einer ersten Anzahl von zwei zu einer zweiten Tetrode mit einer ersten Anzahl größer als zwei werden Mehrschichtbauelement mit geänderten elektrischen Kenngrößen, insbesondere mit einer erhöhten die Early-Spannung Va sowie einer vergrößerten Leistungsverstärkung, erzielt.
- Eine erste der beiden an genau eine Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps grenzenden Halbleiterschichten einer Tetrode wird nachfolgend als „Emitterbereich”, die andere der beiden an genau eine Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps grenzenden Halbleiterschichten als „Kollektorbereich” der Tetrode bezeichnet. Die Halbleiterschichten des zweiten Leitungstyps einer Tetrode werden im Folgenden als „Basisbereiche” und die Halbleiterschichten des ersten Leitungstyps, die zwischen zwei Basisbereichen angeordnet sind, als „Zwischenbasisbereiche” bezeichnet.
- Für den Betrieb einer Tetrode werden in allgemeinen mindestens der Kollektorbereich, die Basisbereiche und der Emitterbereich elektrisch kontaktiert. In einer anderen Ausführungsform der Erfindung weisen einzelne oder alle Zwischenbasisbereiche elektrische Kontakte auf. Hierdurch lässt sich eine mögliche Schwingungsneigung unterdrücken.
- Das Potential, das sich in einem unkontaktierten Zwischenbasisbereich einstellt, hängt einerseits vom Kollektorstrom ab, bestimmt aber andererseits den Kollektorstrom mit. Aufgrund der endlichen Lauf- und Ladezeiten reagiert das Potential im Zwischenbasisbereich verzögert auf Änderungen des Kollektorstromes, genauso, wie sich der Kollektorstrom erst zeitversetzt auf eine Potentialänderung im Zwischenbasisbereich anpasst. Hierdurch ergibt sich ein Regelkreis mit einer Zeitkonstante. Einzelne Ausführungsformen neigen unterhalb der Zeitkonstante zum Schwingen. Über eine Festlegung der Spannung in dem Zwischenbasisbereich mittels eines elektrischen Kontaktes lässt sich diese Schwingungsneigung unterdrücken.
- In einer anderen Ausführungsform von Tetroden weisen alle kontaktierten Halbleiterschichten eine zur Vorderseite eines Halbleiterkörpers anschließbare elektrische Kontaktierung auf. Als Vorderseite wird beispielsweise die Seite eines Wafers angesehen, die die Kontaktflächen für Anschlüsse der Bauelemente aufweist. Durch die Vorderseitenkontaktierung werden bei den Tetroden mit relativ dünnen Halbleiterbereichen niedrige Anschlusswiderstände erreicht, so dass sich insbesondere das für den Hochfrequenzbereich wichtige transiente Verhalten verbessert.
- In einer anderen Ausführungsform von Tetroden weist die unterste Halbleiterschicht eine von der Rückseite des Halbleiterkörpers her erfolgende Kontaktierung auf. Hierdurch lässt sich das Substratmaterial zur Erzielung einer hohen Spannungsfestigkeit der Tetroden als Kollektor-Driftzone nutzen. Ferner lassen sich Bauelemente mit hoher Stromtragfähigkeit platzsparend anschließen, so dass die Ausführungsform vor allem in den Bereichen hoher Spannung und hoher Ströme vorteilhaft ist.
- Die Tetroden lassen sich insbesondere als hochsperrendes aktives Bauelement verwenden. In einem Spannungsbereich, in dem das transiente Verhalten eines Transistors von der Laufzeit durch die Basis-Kollektor-Raumladungszone bestimmt wird, lässt sich beispielsweise mittels einer zweistufigen Tetrode ein etwa 1,5-bis 3-faches Johnson-Produkt eines hochsperrenden Transistors erreichen. Während die Sperrfähigkeit einer zweistufigen Tetrode drei- bis zehnmal so hoch ist wie die eines Transistors vergleichbarer Kollektordotierung, verhält sich die Transitfrequenz fT umgekehrt proportional zur Wurzel der Basis-Kollektor-Spannung, so dass sich durch ein Ersetzen eines hochsperrenden Transistors durch eine zweistufige Tetrode das Johnson-Produkt um einen Faktor √
3 bis √10 erhöhen lässt. - Typische Anwendungsgebiete hochsperrender Tetroden umfassen aktive Elemente in Schaltnetzteilen sowie die Ansteuerung piezoelektrischer Aktoren in Druckköpfen, Mikrodosierpumpen oder Lautsprechern. In Schaltnetzteilen lassen sich durch Verwendung von Tetroden insbesondere die Schaltverluste deutlich verringern.
- Bei einer integrierten Schaltung lässt sich bei der Ansteuerung piezoelektrischer Aktoren im Spannungsbereich von beispielsweise 200 V mittels des Ersetzens der bisher verwendeten Halbleiterbauelemente durch Tetroden die Kollektor-Schichtdicke reduzieren. Hierdurch lässt sich die Packungsdichte innerhalb der integrierten Schaltung erhöhen und eine erhebliche Kostenreduzierung erreichen.
- Eine Tetrode lässt sich ferner vorteilhaft als hochfrequenztaugliches aktives Bauelement verwenden. In einem Frequenzbereich, in dem das transiente Verhalten eines Transistors merklich durch den Miller-Effekt beeinflusst wird, lässt sich, aufgrund des höheren erzielbaren Spannungshubes ΔUC und der Vermeidung des Miller-Effektes mittels einer zweistufigen Tetrode ein 3- bis 10-faches Johnson-Produkt im Vergleich mit einem Transistor erreichen. Typische Anwendungen hochfrequenztauglicher Tetroden liegen beispielsweise in der Mobilkommunikation sowie in der Signalaufbereitung und der Ansteuerung optischer Modulatoren für die Datenübertragung in faseroptischen Netzen.
- Ferner lässt sich unter Verwendung von Tetroden anstelle von Transistoren eine höhere Leistungsverstärkung pro Verstärkerstufe erreichen und hierdurch die Anzahl an Verstärkerstufen und die Ruhestromaufnahme verringern. Bei mobilen Anwendungen wie Handys und Notebooks lassen sich hiernach die Ladeintervalle der Energieträger, insbesondere von Akkumulatoren, erheblich vergrößern.
- Während im unteren Hochfrequenzbereich im Bereich von wenigen GHz oder unterhalb einem GHz kostengünstige, ausgereifte und einfache Herstellungsverfahren für integrierte Schaltungen zur Verfügung stehen, ist für Anwendungen in Frequenzbereichen oberhalb des X-Bandes häufig ein Übergang zu anderen, weniger kostengünstigen und in der Prozessierung aufwendigeren Halbleitermaterialsystemen wie beispielsweise GaAs nötig. Durch den Einsatz von Tetroden wird der mit einem gegebenen Halbleitermaterialsystem, insbesondere mit Silizium, zugängliche Frequenzbereich erweitert. Hierdurch werden die Herstellungskosten für Einrichtungen zur Signalaufbereitung in hohen Frequenzbereichen erheblich reduziert.
- Bei der Datenübertragung in Glasfasernetzen werden durch Trägerfrequenzen von typischerweise etwa 200 THz hohe Modulationsraten ermöglicht. Oberhalb einer Datenrate von etwa 10 Gb/s wird hierbei auf den Strahl einer kontinuierlich betriebenen Laserdiode durch einen nachgeschalteten optischen Modulator ein Signal aufgeprägt. Als optische Modulatoren dienen insbesondere Mach-Zehnder-Interferometer, die Steuerspannungen von bis zu etwa 10 V erfordern. Anders als mit den bekannten Halbleiterbauelementen können vermittels Tetroden hochfrequente Ansteuersignale im benötigten Spannungsbereich auf einfache und kostengünstige Weise zur Verfügung gestellt werden.
- Eine mögliche Schaltung, die ebenfalls Gegenstand der Erfindung ist, ist eine Hochfrequenz-Kaskodenschaltung. Unter Hochfrequenz wird dabei vorzugsweise verstanden, dass das transiente Verhalten in diesem Hochfrequenzbereich wesentlich durch den Miller-Effekt beeinflusst wird Diese Hochfrequenz-Kaskodenschaltung weist einen ersten Transistor, der in Basisschaltung betrieben ist, und einen zweiten Transistor, der in Emitterschaltung betrieben ist, auf. Dabei bilden der Emitter des zweiten Transistors und der Kollektor des ersten Transistors einen durchgehenden Zwischenbasisbereich, der daher nicht durch Metallisierungen getrennt ist. Der Basis-Zwischenbasis-Übergang des ersten Transistors ist ein Hetero-Übergang, zwischen zwei Halbleitermaterialien mit unterschiedlicher Bandlücke, die eine Reduzierung der Wirkung des parasitären Transistors ermöglicht. Der Zwischenbasisbereich ist dabei homogen dotiert. Unter der homogenen Dotierung des Zwischenbasisbereiches wird verstanden, dass die Dotierstoffkonzentration in diesem Bereich um weniger als zwei Zehnerpotenzen, vorzugsweise um weniger als eine Zehnerpotenz abweicht.
- In einer vorteilhaften Weiterbildungen dieser Hochfrequenz-Kaskodenschaltung der Erfindung ist die Dotierstoffkonzentration spezifiziert, indem der Zwischenbasisbereich eine Dotierstoffkonzentration von mindestens 1·1017 cm–3 vorzugsweise mehr als 5·1017 cm–3 aufweist. Durch die homogene Dotierung kann der Zwischenbasisbereich, der den Kollektor des ersten Transistors bildet an bestimmte Hochfrequenzeigenschaften dieses Transistors besser angepasst werden.
- Weiterhin kann die Hochfrequenzcharakteristik der Hochfrequenz-Kaskodenschaltung der Erfindung verbessert werden, indem in einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung der Zwischenbasisbereich eine Dicke von weniger als 200 nm, vorzugsweise von weniger als 100 nm aufweist. Mit abnehmender Dicke können die Hochfrequenzeigenschaften verbessert werden. Dies ist insbesondere deshalb möglich, da ein hochdotiertes Gebiet zusätzlich zur erfindungsgemäßen homogen dotierten Zwischenbasis nicht benötigt wird.
- Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist zudem ein Verfahren zur Herstellung eines Mehrschichtbauelement, dass die folgenden Herstellungsschritte aufweist. Es werden eine erste Anzahl von Halbleiterschichten eines ersten Leitungstyps und eine zweite Anzahl von Halbleiterschichten eines zweiten Leitungstyps erzeugt. Zwar können grundsätzlich mehrere Halbleiterschichten eines Leitungstyps gleichzeitig, beispielsweise mit einer einzigen Implantation erzeugt werden, vor zugsweise werden jedoch Halbleiterschichten des ersten und des zweiten Leitungstyps einander abwechselnd erzeugt, beispielsweise epitaktisch aufgebracht.
- Erfindungsgemäß ist die erste Anzahl größer als die Zahl eins und die zweite Anzahl um eins größer ist als die erste Anzahl. Jede Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps wird derart hergestellt, dass diese an zwei der Halbleiterschichten des zweiten Leitungstyps grenzt. Es wird dabei eine erste Halbleiterschicht des zweiten Leitungstyps aus einem ersten Halbleitermaterial erzeugt, die an zwei Halbleiterschichten des ersten Leitungstyps grenzt. Zudem wird eine, an die erste Halbleiterschicht grenzende zweite Halbleiterschicht aus einem zweiten Halbleitermaterial erzeugt, dessen Wert der Energielücke um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial. In der ersten Halbleiterschicht wird ein Dotierstoff homogen verteilt.
- Die Erfindung soll nachfolgend im Zusammenhang mit mehreren schematisierten Zeichnungen erläutert werden. Hierbei wird in der
1 das Verfahren gemäß Anspruch 1 dargestellt und anhand der2a und2b die Unterdrückung des parasitären Transistor bei dem Verfahren erläutert. Mit Hilfe der3a bis3d wird das Verfahren mit dem Stand der Technik verglichen. Schließlich werden anhand der4a einzelne Vorteile einer Hochfrequenz-Tetrode und anhand der4b einzelne Vorteile einer Leistungs-Tetrode besprochen. - Im Einzelnen zeigt
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1 das grundlegende Verfahren anhand von einzelnen Schichtfolgen; -
2a den Verlauf der Materialzusammensetzung in Teilen zweier Tetroden; -
2b die aus2a folgenden Bandschemata im aktiven Vorwärtsbetrieb; -
3a einen schematisierten Querschnitt durch eine vertikal integrierte Kaskodenstruktur gemäß D2; -
3b das Ersatzschaltbild der vertikal integrierten Kaskodenstruktur aus3a ; -
3c einen schematisierten Querschnitt durch eine zweistufige Tetrode; -
3d das Ersatzschaltbild der Tetrode aus3c ; -
4a einen schematisierten Querschnitt durch eine Hochfrequenz-Tetrode; und -
4b einen schematisierten Querschnitt durch eine Leistungs-Tetrode. - Aktive Bipolarbauelemente sind unter anderem die Bipolartransistoren in den Typen npn und pnp, im Folgenden als Transistoren bezeichnet. Wichtig zur Charakterisierung von aktiven Bauelementen wie beispielsweise den Transistoren sind elektrischen Kenngrößen für den Kleinsignalbetrieb, wie die Stromverstärkung β und die Early-Spannung Va. Hierbei ist die Stromverstärkung β ist umgekehrt proportional zur Gummelzahl GB, dem Dotierstoffintegral über die nicht-ausgeräumte Basis. Durch eine Erhöhung der Basis-Kollektor-Spannung wird die nicht-ausgeräumte Basis verkleinert und die Stromverstärkung β erhöht. Die relative Änderung der Stromverstärkung β um so größer, je größer die Stromverstärkung β ist, so dass das Produkt aus der Early-Spannung Va und der Stromverstärkung β begrenzt ist.
- Wichtig bei Verwendung aktiver Bipolarbauelemente als Verstärkerelemente oder Schalter sind ferner das transiente Verhalten und die Sperrfähigkeit. Eine Kenngröße zur Charakterisierung des transienten Verhaltens ist die Transitfrequenz fT. Der am Kollektor erzielbare Spannungshub ΔUC stellt eine Kenngröße für die Sperrfähigkeit dar, die umgekehrt proportional zur Höhe der Kollektordotierung ist.
- Bei hochsperrenden Transistoren wird das transiente Verhalten vor allem von der Kollektor-Laufzeit bestimmt. Hierbei durchqueren die Ladungsträger eine gesperrte Raumladungszone mit Sättigungsgeschwindigkeit, so dass die Kollektor-Laufzeit bei der maximalen Kollektorspannung umgekehrt proportional zur Höhe der Kollektordotierung ist. Im Hochfrequenzbereich wird das transiente Verhalten von der Basis-Laufzeit und der Basis-Ladezeit bestimmt. Bei einer Signalübertragung wird die Basis-Emitter-Kapazität umgeladen. Die Umladung erfolgt um so schneller, je höher die Stromdichte ist. Hierdurch wächst die Transitfrequenz fT zunächst mit steigendem Kollektorstrom an. Wird die Dichte der beweglichen Ladungsträger in der Kollektor-Driftzone vergleichbar mit der Ladungsdichte der Ionenrümpfe, erhöht sich die wirksame Basisweite (Kirk-Effekt). Hierdurch wird die Basis-Laufzeit vergrößert und die Transitfrequenz fT sinkt bei hohen Stromdichten wieder ab. Ferner ist die Stromdichte bei einsetzendem Kirk-Effekt proportional und die Basis-Ladezeit umgekehrt proportional zur Höhe der Kollektordotierung. Auch unter Vernachlässigung von Basis-Lauf- und Ladezeit ergibt sich aufgrund der Laufzeit durch die Basis-Kollektor-Raumladungszone eine materialabhängige Obergrenze des Johnson-Produkts, d. h., dem Produkt aus Transitfrequenz fT und Spannungshub ΔUC.
- Bei Hetero-Bipolartransistoren (HBT) werden die elektrischen Eigenschaften insbesondere die Hochfrequenzeigenschaften mittels Hetero-Übergängen verbessert. Als Heteroübergang wird nachfolgend ein Übergang von einem ersten Halbleiterbereich eines ersten Halbleitermaterials zu einem zweiten Halbleiterbereich eines zweiten Halbleitermaterials bezeichnet. Hierbei kann der Übergang sowohl abrupt, d. h. in einem sprunghaften Wechsel zwischen dem ersten und dem zweiten Halbleitermaterial erfolgen, als auch abgestuft oder stetig ausgeführt sein, indem die Zusammensetzung in einem Übergangsbereich (Mischbereich) des Halbleitermaterials in Stufen oder stetig variiert.
- Ein Heteroübergang eines Hetero-Bipolartransistoren zwischen Basis und Kollektor ermöglicht es, dass der Kollektorstrom eines Transistors proportional zur intrinsischen Ladungsträgerkonzentration in der Basis ist, während die intrinsische Ladungsträgerkonzentration in dem Halbleiter exponentiell mit einem sinkenden Wert der Bandlücke ansteigt. Durch eine Verringerung der Bandlücke in der Basis eines Transistors wird hiernach der Kollektorstrom und mithin die Stromverstärkung β erhöht. Gleichzeitig hängt die Sperrfähigkeit einer Transistors unter anderem von der Durchbruchfeldstärke in der Kollektor-Driftzone ab, die näherungsweise proportional zur Quadratwurzel aus der dritten Potenz des Wertes der Bandlücke im Kollektor ist. Hiernach lässt sich durch einen kleineren Wert der Bandlücke in der Basis als im Kollektor eine hohe Sperrfähigkeit mit einer hohen Stromdichte, und mit einer hohen Transitfrequenz fT, die oberhalb von mehreren GHz liegt, verbinden. Ein kleinerer Wert der Bandlücke in der Basis als im Kollektor lässt sich insbesondere mit Hilfe eines Heteroüberganges zwischen der Basis und dem Kollektor erzielen.
- In einem Hetero-Bipolartransistoren (HBT) mit einem Heteroübergang zwischen Basis und Emitter liegt im aktiven Vorwärtsbetrieb die Kante des Bandes, das im Emitter die Majoritäts-Ladungsträger führt, in Basis und Emitter bei vergleichbaren Energien. Bei unterschiedlichen Werten der Bandlücke in der Basis und im Emitter liegt die Kante des Bandes, das in der Basis die Majoritäts-Ladungsträger führt, in Basis und Emitter bei unterschiedlichen Energien. Wird insbesondere der Wert der Energielücke in der Basis kleiner als im Emitter gewählt, so wird im aktiven Vorwärtsbetrieb des Transistors die Bewegung von Basis-Majoritätsladungsträgern in den Emitter mittels einer Energiebarriere unterdrückt, der Basisstrom verringert und die Stromverstärkung β erhöht. Ein kleinerer Wert der Bandlücke in der Basis als im Emitter kann insbesondere mit Hilfe eines Heteroüberganges zwischen der Basis und dem Emitter erzielt werden.
- Die Basis-Laufzeit lässt sich durch ein quasi-elektrisches Feld reduzieren, indem in einem nicht-ausgeräumten Halbleiterbereich mit einem ortsunabhängigen elektrochemischen Potential und einer ortsunabhängigen Kante des Majoritätsladungsträgerbandes eine räumliche Änderung der Energielücke zu einer Bandkantenneigung im Minoritätsladungsträgerband führt. Hierdurch erfahren die Minoritätsladungsträger auch im nicht-ausgeräumten Halbleiterbereich ein als quasi-elektrisch bezeichnetes, beschleunigendes Feld, so dass die Basis-Laufzeit verringert und die Transitfrequenz fT erhöht wird.
- Des Weiteren lassen sich die elektrischem Eigenschaften aktiver Halbleiterbauelemente verbessern, indem ein einzelner Transistor in Emitterschaltung mit einer resistiven Last am Kollektor ersetzt wird durch eine – diskret aufgebaute oder lateral integrierte – Kaskodenschaltung aus einem angesteuerten Transistor in Emitterschaltung und einem Hilfstransistor in Basisschaltung. Hierbei speist der Hilfstransistor die resistive Last. Aufgrund des niedrigen Eingangswiderstandes des Hilfstransistors erfährt der angesteuerte Transistor nur einen geringen Spannungshub ΔUC, so dass die Kaskodenschaltung bei der selben Stromverstärkung β wie der des angesteuerten Transistors eine höhere Early-Spannung Va aufweist und der angesteuerte Transistor niedersperrend und schnell ausgeführt werden kann. Zur Stromverstärkung wird ein Transistor meist in Emitterschaltung betrieben. Demgegenüber ist die Sperrfähigkeit in Basisschaltung typischerweise dreimal bis zehnmal so hoch. Durch Kaskodieren eines Transistors als Hilfstransistor mit einem niedersperrenden angesteuerten Transistor werden hiernach der erzielbare Spannungshub ΔUC und das Johnson-Produkt erhöht. Weiterhin wird durch den Übergang zu der Kaskodenschaltung der Miller-Effekt reduziert und die Transitfrequenz fT erhöht. Hierdurch lassen sich Frequenzen im Bereich von mehreren GHz erzielen.
- Wichtig für die Verwendung aktiver Bauelemente ist ferner die erzielbare Leistungsverstärkung. Während der angesteuerte Transistor einer Kaskodenschaltung zur Stromverstärkung verwendet wird, dient der Hilfstransistor als Impedan zwandler zur Spannungsverstärkung. Die mit Hilfe der Kaskodenschaltung erzielte Leistungsverstärkung berechnet sich als Produkt der Leistungsverstärkungen des angesteuerten Transistors und des Hilfstransistors.
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1 zeigt die Schichtfolge eines bekannten Transistors T1. Der Transistor T1 weist eine n-dotierte Kollektorschicht1 , eine an die Kollektorschicht1 grenzende p-dotierte Basisschicht2 und eine an die Basisschicht2 grenzende n-dotierte Emitterschicht3 auf. - Ferner zeigt
1 die Schichtfolge einer zweistufigen Tetrode T2. Die Tetrode T2 wird durch einmalige Anwendung des Verfahrens aus dem Transistor T1 erzeugt und umfasst eine n-dotierte Kollektorschicht4 , eine an die Kollektorschicht4 angrenzende p-dotierte erste Basisschicht5 eines ersten Halbleitermaterials, eine an die erste Basisschicht5 angrenzende n-dotierte Zwischenbasisschicht6 eines zweiten Halbleitermaterials, eine an die Zwischenbasisschicht6 angrenzende p-dotierte zweite Basisschicht7 und eine an die zweite Basisschicht7 angrenzende n-dotierte Emitterschicht8 . Zwischen der ersten Basisschicht5 und der Zwischenbasisschicht6 liegt ein Heteroübergang9 . Das erste Halbleitermaterial und das zweite Halbleitermaterial erfüllen die Bedingung, dass der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als der Wert der Energielücke im zweiten Halbleitermaterial. - In der Abbildung der Schichtfolge der Tetrode T2 ist eine Schnittlinie AA' eingezeichnet. Die Schnittlinie AA' verläuft durch einen Teil der Zwischenbasisschicht
6 , durch die erste Basisschicht5 und durch einen Teil der Kollektorschicht4 . Entlang der Schnittlinie AA' kennzeichnet die Bezugsziffer50 die Grenze zwischen der ersten Basisschicht5 und der Zwischenbasisschicht6 und die Bezugsziffer51 die Grenze zwischen der Kollektorschicht4 und der ersten Basisschicht5 . - Schließlich zeigt
1 die Schichtfolge einer mehrstufigen Tetrode T3. Die Tetrode T3 wird durch mehrmalige Anwendung des Verfahrens auf den Transistor T1 erzeugt und umfasst eine Kollektorschicht C vom n-Leitungstyp und eine Emitterschicht E vom n-Leitungstyp, zwischen denen sich eine Anordnung von r Zwischenbasisschichten vom n-Leitungstyp Z1, ..., Zr und r + 1 Basisschichten B1, Bs vom p-Leitungstyp befindet, wobei jede Schicht vom p-Leitungstyp an genau zwei Schichten vom n-Leitungstyp grenzt. Zwischen je einer ersten, an zwei Schichten vom p-Leitungstyp grenzenden Schicht und der nach unten angrenzenden zweiten Schicht liegt ein Heteroübergang H1, ..., Hr. Je ein drittes Material der ersten Schicht und ein viertes Material der zweiten Schicht erfüllen, dass der Wert der Energielücke in dem vierten Material um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als im dritten Material. - In
2a und2b werden die Verläufe einzelner Kenngrößen entlang von Schnitten durch zwei Ausführungsformen einer zweistufigen Tetrode mit einem Kollektor vom n-Leitungstyp dargestellt. Hierbei ist waagrecht die Ortskoordinate entlang der Schnittlinie AA' aus der Abbildung der Schichtfolge der Tetrode T2 der1 aufgetragen. Durch die Bezugsziffer Aa wird der Wert der Ortskoordinate am Punkt A markiert. Durch die Bezugsziffer50a wird der Wert der Ortskoordinate an der Grenze50 zwischen der ersten Basisschicht5 und der Zwischenbasisschicht6 entlang der Schnittlinie AA' gekennzeichnet. Durch die Bezugsziffer51a wird der Wert der Ortskoordinate an der Grenze51 zwischen der ersten Basisschicht5 und der Kollektorschicht4 entlang der Schnittlinie AA' aufgezeigt. Durch die Bezugsziffer Aa' wird der Wert der Ortskoordinate am Punkt A' markiert. Der Ordinatenabschnitt6a zwischen Aa und50a umfasst Ortskoordinaten von Punkten aus der Zwischenbasisschicht6 und wird als Zwischenbasisabschnitt6a bezeichnet. Der Ordinatenabschnitt5a zwischen50a und51a umfasst Ortskoordinaten von Punkten aus der ersten Basisschicht5 und wird als erster Basisabschnitt5a bezeichnet. Der Ordinatenabschnitt4a zwischen51a und Aa' umfasst Ortskoordinaten von Punkten aus der Kollektorschicht4 und wird als Kollektorabschnitt4a bezeichnet. - Die in
2a und2b betrachteten Ausführungsformen der Tetrode sind aus Mischkristallen SxT1-x eines ersten Halbleitermaterials S und eines zweiten Halbleitermaterials T aufgebaut. Hierbei gibt die Variable x das ortsabhängige Mischungsverhältnis an. In dem Halbleitermaterial S liegt sowohl die Leitungsbandkante deutlich höher, als auch die Valenzbandkante deutlich tiefer als in dem Halbleitermaterial T. Beispiele zueinander gitterangepasster derartiger Materialpaare (S, T), die sich leicht in beliebiger Zusammensetzung S1-xTx epitaktisch abscheiden lassen und zu denen geeignete Substrate kommerziell erhältlich sind, umfassen unter anderem (Al0.48In0.52As, Ga0.47In0.53As), (Al0.52In0.48P, Ga0.52In0.48P), (Ga0.52In0.48P, GaAs), (InP, Ga0.47In0.53As) und (AlAs, GaAs). - Im Einzelnen ist in
2a das Mischungsverhältnis x und in2b die Energie der Bandkanten gegen die Ortskoordinate entlang der Schnittlinie AA' aufgetragen. - In
2a ist als durchgezogene Linie ein erster Verlauf54 des Mischungsverhältnisses x zu einer ersten Ausführungsform der Tetrode dargestellt. Bei dem ersten Verlauf54 hat das Mischungsverhältnis x in dem Zwischenbasisabschnitt6a den Wert 1, bei dem Wert50a der Ortskoordinate springt der Wert des Mischungsverhältnisses x auf einen Konzentrationsparameter k. In dem ersten Basisabschnitt5a sinkt das Mischungsverhältnis x, beispielsweise linear, auf Null ab und im Kollektorabschnitt4a steigt es stetig auf den Wert 1 im Inneren des Kollektorabschnittes4a an. Eine Tetrode, deren Halbleiter-Materialzusammensetzung durch den ersten Verlauf54 des Mischungsverhältnisses x beschrieben wird, besteht hiernach beispielsweise in der Zwischenbasisschicht6 zwischen den Punkten A und50 aus dem Halbleitermaterial S, während an dem Heteroübergang9 das Halbleitermaterial von dem Halbleitermaterial S auf der Seite der Zwischenbasisschicht6 abrupt zu dem Halbleitermaterial SkT1-k auf der Seite der ersten Basisschicht5 wechselt. Ein zweiter Verlauf55 des Mischungsverhältnisses x zu einer zweiten Ausführungsform der Tetrode ist, wo er von dem ersten Verlauf54 abweicht, gestrichelt wiedergegeben. Bei dem zweiten Verlauf55 geht der Wert des Mischungsverhältnisses x bei dem Wert51a der Ortskoordinate sprunghaft von Null auf 1 über. - In
2b werden die Bandkantenverläufe im aktiven Vorwärtsbetrieb der ersten und der zweiten Ausführungsform der Tetrode gezeigt. Bezugszeichen56 kennzeichnet den mit einer durchgezogenen Linie wiedergegebenen Verlauf der Leitungsbandkante und Bezugszeichen58 den mit einer durchgezogenen Linie wiedergegebenen Verlauf der Valenzbandkante zu dem ersten Verlauf54 des Halbleitermaterials. In dem Zwischenbasisabschnitt6a ist der Energiewert der Leitungsbandkante56 ortsunabhängig. In dem ersten Basisabschnitt5a sinkt der Energiewert der Leitungsbandkante56 ab, beispielsweise linear mit einem Gefälle, das proportional zu dem Konzentrationsparameter k ist. Bei dem Wert51a der Ortskoordinate ist der Verlauf der Leitungsbandkante56 stetig, um im Kollektorabschnitt4a zunächst abzufallen und schließlich in einen ortsunabhängigen Verlauf überzugehen. Der Verlauf der Valenzbandkante58 weicht von dem Verlauf der Leitungsbandkante56 vor allem durch einen Sprung nach oben von dem Zwischenbasisabschnitt6a zu dem ersten Basisabschnitt5a ab. Der bei dem Wert50a der Ortskoordinate sprunghafte Verlauf der Valenzbandkante58 wird durch den Heteroübergang9 zwischen dem Zwischenbasisschicht5 und der ersten Basisschicht5 der Tetrode erzeugt. Gestrichelt wiedergegeben ist, wo er von dem Verlauf der Leitungsbandkante56 abweicht, der Verlauf der Leitungsbandkante57 , und, wo er von dem Verlauf der Valenzbandkante58 abweicht, der Verlauf der Valenzbandkante59 zu dem zweiten Verlauf55 des Halbleitermaterials. Der Verlauf der Leitungsbandkante57 weist, abweichend von dem Verlauf der Leitungsbandkante56 , eine Stufe nach oben von dem ersten Basisabschnitt5a zu dem Kollektorabschnitt4a auf, um im Inneren des Kollektorabschnittes4a in den Verlauf der Leistungsbandkante56 einzumünden. Der Verlauf der Valenzbandkante59 weist, abweichend von dem Verlauf der Valenzbandkante58 , eine Stufe unten von dem ersten Basisabschnitt5a zu dem Kollektorabschnitt4a auf, um im Inneren des Kollektorabschnittes4a in den Verlauf der Valenzbandkante58 einzumünden. - Ein Kollektorstrom der Tetrode entspricht in
2b hauptsächlich einer Elektronenbewegung von links nach rechts, während eine Löcher-Drift von rechts nach links gerichtet ist. Durch das Gefälle in den Leitungsbandkanten56 ,57 , das proportional zum Wert des Konzentrationsparameters k ist, wird in dem ersten Basisabschnitt5a ein die Elektronen auf den Kollektorabschnitt4a hin beschleunigendes quasi-elektrisches Feld hervorgerufen. Hierdurch wird die Transitfrequenz fT der betrachteten Ausführungsformen von Tetroden erhöht. - Die Elektronen oberhalb der Leitungsbandkanten
56 ,57 können sich weitgehend ungehindert von dem Zwischenbasisabschnitt6a in den ersten Basisabschnitt5a bewegen. Die Löcher befinden sich in einem schmalen Energiebereich unterhalb der Valenzbandkanten58 ,59 , so dass bei dem Wert50a der Ortskoordinate die Bewegung von Löchern aus dem ersten Basisabschnitt5a in den Zwischenbasisabschnitt6a durch den sprunghaften Verlauf der Valenzbandkanten58 ,59 erschwert wird. Hierauf beruht die erfindungsgemäße Unterdrückung des parasitären Transistors mithilfe des Heteroüberganges9 der Tetrode. Bei dem zweiten Verlauf55 des Mischungsverhältnisses x zu der zweiten Ausführungsform der Tetrode wird ferner bei dem Wert51a der Ortskoordinate die Elektronenbewegung von dem ersten Basisabschnitt5a in den Kollektorabschnitt4a durch den Sprung in der Leitungsbandkante57 behindert und der Kollektorstrom verringert. Hierdurch erscheint, bei den relativen Bandlagen in den Halbleitermaterialien S und T, der erste Verlauf54 gegenüber dem zweiten Verlauf55 als vorteilhaft. - In
3a ist ein schematisierter Querschnitt durch eine aus D2 bekannte vertikal integrierte Kaskodenstruktur dargestellt. Die vertikal integrierte Kaskodenstruktur umfasst zunächst einen n-dotierten Kollektorbereich10 mit einem rückseitigen Kollektor-Kontakt11 , einen auf dem Kollektorbereich10 aufliegenden p-dotierten ersten Basisbereich12 mit einem ersten Basis-Kontakt13 und einen auf dem ersten Basisbereich12 aufliegenden n-dotierten Zwischenbasisbereich. Der Zwischenbasisbereich bestehet aus einem an den ersten Basisbereich12 angrenzenden ersten Teilbereich14 mit einer hohen Dotierstoffkonzentration und aus einem zweiten Teilbereich15 mit einer niedrigen Dotierstoffkonzentration. Die vertikal integrierte Kaskodenstruktur umfasst weiter einen teilweise auf dem Teilbereich15 aufliegenden p-dotierten zweiten Basisbereich16 mit einem zweiten Basis-Kontakt17 sowie einen auf dem zweiten Basisbereich16 aufliegenden n-dotierten Emitterbereich18 mit einem Emitter-Kontakt19 . Die vertikal integrierte Kaskodenstruktur aus D2 enthält einen kollektorseitigen und einem emitterseitigen npn-Transistor und weist einen parasitären pnp-Transistor auf. Der kollektorseitige npn-Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich10 , dem ersten Basisbereich12 und dem ersten Teilbereich14 des Zwischenbasisbereichs, der emitterseitige npn-Transistor besteht aus dem zweiten Teilbereich15 des Zwischenbasisbereichs, dem zweiten Basisbereich16 und dem Emitterbereich18 , während der parasitäre pnp-Transistor den ersten Basisbereich12 , die beiden Teilbereiche14 ,15 des Zwischenbasisbereichs und den zweiten Basisbereich16 umfasst. - Wird der erste Teilbereich
14 des Zwischenbasisbereichs elektrisch als Emitter des kollektorseitigen npn-Transistors und der zweite Teilbereich15 des Zwischenbasisbereichs als Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors verwendet, ergibt sich das in3b dargestellte Ersatzschaltbild. Der kollektorseitige npn-Transistor wird wiedergegeben durch einen Transistor Q1, der emitterseitige npn-Transistor durch einen Transistor Q2 und der parasitäre pnp-Transistor durch einen Transistor Q3. Der Kollektor des Transistors Q2 ist mit der Basis des Transi stors Q3 und dem Emitter des Transistors Q1 verbunden, der Emitter des Transistors Q3 mit der Basis des Transistors Q1 und der Kollektor des Transistors Q3 mit der Basis des Transistors Q2. - Ein aus den Transistoren Q1 und Q2 bestehender Schaltungsteil des Ersatzschaltbildes der vertikal integrierten Kaskodenstruktur aus D2 ist hiernach das Ersatzschaltbild eines Thyristors. Um die Kaskodenstruktur als Kaskode betreiben zu können, muss das Produkt β1·β3 der Stromverstärkungen β1 des Transistors Q1 und β3 des Transistors Q3 klein gemacht werden, vorzugsweise kleiner als eins. Spannungsänderungen an der Basis des Transistors Q1 übertragen sich unmittelbar auf den Emitter des Transistors Q2. Um mit der Kaskodenstruktur bei Betrieb des Transistors Q1 in Basisschaltung einen hohen Ausgangswiderstand zu erreichen, ist hiernach, vor allem bei einer niedrigen Stromverstärkung β1 des Transistors Q1, zur Versorgung der Basis des Transistors Q1 eine niederohmige Spannungsquelle nötig.
- Ein Prinzip der in D2 offenbarten Anordnung ist, durch Erhöhen des Dotierstoffintegrals über die Teilbereiche
14 ,15 des Zwischenbasisbereichs das Produkt β1·β3 der Stromverstärkungen der Transistoren Q1 und Q3 zu verringern. Nachteilig ist, dass hierdurch im Hochfrequenzbereich das Johnson-Produkt reduziert wird. - In
3c ist ein schematisierter Querschnitt durch eine Ausführungsform einer kontaktierten zweistufigen Tetrode dargestellt, aufgebaut aus einem n-dotierten Kollektorbereich20 mit rückseitigem Kollektor-Kontakt21 , einem auf dem Kollektorbereich20 aufliegenden p-dotierten ersten Basisbereich22 aus einem fünften Halbleitermaterial mit einem ersten Basis-Kontakt23 , einem auf dem ersten Basisbereich22 aufliegenden n-dotierten Zwischenbasisbereich25 aus einem sechsten Halbleitermaterial, einem teilweise auf dem Zwischenbasisbereich25 aufliegenden p-dotierten zweiten Basisbereich26 mit einem zweiten Basis-Kontakt27 sowie einem auf dem zweiten Basisbereich26 aufliegenden n-dotierten Emitterbereich28 mit einem Emitter-Kontakt29 . Zwischen dem ersten Basisbereich22 und dem Zwischenbasisbereich25 liegt ein Heteroübergang24 . Im fünften Halbleitermaterial ist der Wert der Energielücke deutlich kleiner als im sechsten Halbleitermaterial. Im fünften Halbleitermaterial liegt die Valenzbandkante deutlich höher als im sechsten Halbleitermaterial. - Die in
3c im schematisierten Querschnitt gezeigte Tetrode ist eine vertikal integrierte Kaskodenstruktur aus einem kollektorseitigen und einem emitterseitigen npn-Transistor und weist einen parasitären pnp-Transistor auf. Der kollektorseitige npn-Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich20 , dem ersten Basisbereich22 und dem Zwischenbasisbereich25 , der emitterseitige npn-Transistor besteht aus dem Zwischenbasisbereich25 , dem zweiten Basisbereich26 und dem Emitterbereich28 , während der parasitäre pnp-Transistor den ersten Basisbereich22 , den Zwischenbasisbereich25 und den zweiten Basisbereich26 umfasst. - Nachfolgend wird der Zwischenbasisbereich
25 als Emitter des kollektorseitigen und als Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors aufgefasst und der erste Basisbereich22 als Emitter des parasitären pnp-Transistors. Der pn-Übergang zwischen dem ersten Basisbereich22 und den Zwischenbasisbereich25 dient hiernach sowohl als Emitterdiode des kollektorseitigen npn-Transistors, als auch als Emitterdiode des parasitären pnp-Transistors. Elektronen, die aus dem Zwischenbasisbereich25 in den ersten Basisbereich22 fließen, tragen den Emitterstrom des kollektorseitigen npn-Transistors, Löcher hingegen, die aus dem ersten Basisbereich22 in den Zwischenbasisbereich25 fließen, den Emitterstrom des parasitären pnp-Transistors. Während eine Fluss von Elektronen aus dem Zwischenbasisbereich25 in den ersten Basisbereich22 durch den Heteroübergang24 nicht eingeschränkt wird, wird ein entgegengesetzter Fluss von Löchern aufgrund der unterschiedlichen energetischen Lagen der Valenzbandkanten in dem fünften und dem sechsten Halbleitermaterial unterdrückt. - Es ergibt sich das in
3d dargestellte Ersatzschaltbild. Der kollektorseitige npn-Transistor wird wiedergegeben durch einen Transistor Q4, der emitterseitige npn-Transistor durch eine Transistor Q5 und der parasitäre pnp-Transistor durch einen Transistor Q6. Der Kollektor des Transistors Q5 ist mit der Basis des Transistors Q6 und dem Emitter des Transitors Q4 verbunden, der Emitter des Transistors Q6 über eine geregelte Stromquelle242 mit der Basis des Transistors Q4 und der Kollektor des Transistors Q6 mit der Basis des Transistors Q5. Der Strom über den pn-Übergang zwischen dem ersten Basisbereich22 und den Zwischenbasisbereich25 lässt sich aufteilen in einen von Elektronen getragenen Strom i1 und einen von Löchern getragenen Strom i2. Der Strom i1 ist der Emitterstrom des Transistors Q4 und der Strom i2 der Emitterstrom des Transistors Q6. Die Größe des Stromes i2 wird durch die geregelte Stromquelle242 gesteuert, die hiernach die Wirkung des Heteroüberganges24 auf den Fluss von Löchern aus dem ersten Basisbereich22 in den Zwischenbasisbereich25 beschreibt. - Ein Vorteil des Ausführungsbeispiels der
3c , beziehungsweise der3d gegenüber der Kaskodenanordnung aus D1 ist, dass der Kollektorstrom und hierdurch das Ausgangssignal in einem größeren Bereich von Betriebszuständen durch ein Eingangssignal steuerbar bleibt. - Ein Vorteil des Ausführungsbeispiels der
3c , beziehungsweise der3d gegenüber der Kaskodenanordnung aus D2 ist, dass keine hohe Gummelzahl GB des parasitären Transistors zur Unterdrückung thyristorähnlichen Verhaltens erforderlich ist, so dass sich insbesondere niedersperrende, hochfrequenztaugliche Bauelemente mit deutlich erhöhten Werten der Transitfrequenz fT und des Johnson-Produktes herstellen lassen. - Gegenüber Einzeltransistoren sind insbesondere die erzielbaren Werte für die Transitfrequenz fT, für das Johnson-Produkt, für die Leistungsverstärkung sowie für das Produkt aus Early-Spannung Va und Stromverstärkung β dieses Auführungsbeispiels erhöht. Zudem ist gegenüber einer aus diskreten Elementen aufgebauten oder lateral integrierten Kaskodenschaltungen die Signallaufzeit zwischen den Basen der kaskodierten Transistoren verringert und damit die erzielbaren Werte für die Transitfrequenz fT und für das Johnson-Produkt erhöht. Ferner wird der bei einem Übergang von einem Transistor zu einer lateral integrierten Kaskodenschaltung erhöhte Bedarf an Chipfläche vermieden, und zudem die benötigte Komponentenzahl gegenüber Einzelbauelementen vermindert.
- Ein Vorteil der in den
3c ,3d ,4a und4b dargestellten Ausführungsbeispiele ist die Unterdrückung des parasitären Transistors einer vertikal integrierten Kaskodenstruktur mittels einer Verringerung der Größe des Stromes i2 auf ein gegenüber der Größe des Stromes i1 vernachlässigbares Maß durch einen Heteroübergang, beispielsweise den Heteroübergang24 der in3c gezeigten Tetrode. Anders als bei der in3a dargestellten Anordnung aus D2 wird hiernach bei der Tetrode die Neigung zu thyristorähnlichem Verhalten durch die Steuerung der Größe des Emitterstromes i2 des parasitären Transistors Q6 und ohne eine hohe Gummelzahl GB des Halbleiterbereiches zwischen den Basen der vertikal integrierten Transistoren verringert. - Nachfolgend werden anhand der
4a und4b zwei Beispiele für Tetroden dargestellt. In je einem schematisierenden Querschnitt zeigt die4a eine Ausführungsform einer zweistufigen Tetrode mit einem hervorragenden Hochfrequenzverhalten und4b eine Ausführungsform einer zweistufigen Tetrode, die besonders für hohe Sperrspannungen geeignet ist. Zahlenangaben stellen hierbei ungefähre Werte dar. - In
4a ist ein schematisierter Querschnitt durch eine für höchste Frequenzen geeignete, kontaktierte, zweistufige Tetrode Z1 gezeigt. Die Tetrode Z1 umfasst einen 300 nm dicken, mit 1,5e17 cm–3 Arsen dotierten und von der Vorderseite des Halbleiterkörpers aus kontaktierten Kollektorbereich30 aus Silizium mit einem Kollektor-Kontakt31 , einen 17 nm dicken, mit 3e19 cm–3 Bor dotierten ersten Basisbereich32 aus Si0,75Ge0,25 mit einem ersten Basis-Kontakt33 , einen 50 nm dicken und mit 1e18 cm–3 Arsen dotierten Zwischenbasisbereich35 aus Silizium, einen 17 nm dicken, mit 3e19 cm–3 Bor dotierten zweiten Basisbereich36 aus Si0,75Ge0,25 mit einem zweiten Basis-Kontakt37 sowie einen 50 nm dicken, mit 2e18 cm–3 Arsen dotierten Emitterbereich38 aus Silizium mit einem Emitter-Kontakt39 . Ein kollektorseitiger npn-Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich30 als Kollektor, dem ersten Basisbereich32 als Basis und dem Zwischenbasisbereich35 als Emitter, während ein emitterseitiger npn-Transistor aus dem Zwischenbasisbereich35 als Kollektor, dem zweiten Basisbereich36 als Basis und dem Emitterbereich38 als Emitter besteht und ein parasitärer pnp-Transistor den ersten Basisbereich32 als Emitter, den Zwischenbasisbereich35 als Basis und den zweiten Basisbereich36 als Kollektor umfasst. In dem kollektorseitigen npn-Transistor beträgt die Basis-Kollektor-Durchbruchspannung 9,5 V und die Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung 2,5 V, während der emitterseitige npn-Transistor eine Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung von 1,1 V aufweist. Zwischen dem ersten Basisbereich32 und dem Zwischenbasisbereich35 liegt ein Heteroübergang34 , durch den der Fluss von Löchern von dem ersten Basisbereich32 in den Zwischenbasisbereich35 unterdrückt wird. Die Diode aus dem Zwischenbasisbereich35 und dem zweiten Basisbereich36 der Tetrode Z1 weist einen Durchbruch aufgrund von Interbandtunneln auf und wird nachfolgend als „Zenerdiode” bezeichnet. - Im folgenden werden einzelne Vorteile der Tetrode Z1 erläutert und hierzu ein Arbeitspunkt beschrieben, in dem die Tetrode Z1 betrieben wird. Das Potential an dem Emitter-Kontakt
39 der Tetrode Z1 dient hierbei als Spannungsreferenz, während an den ersten Basis-Kontakt33 eine Spannung von 2 V angelegt und der Kollektor-Kontakt31 über einen geeigneten Widerstand mit einer Versorgungsspannung von 9 V verbunden wird. Der Kollektorstrom der Tetrode Z1 wird durch Einprägung eines Steuerstromes in den zweiten Basis-Kontakt37 gesteuert, wobei sich die Spannung an dem zweiten Basis-Kontakt37 auf einen von dem Steuerstrom abhängigen Wert U1 einstellt. - Der Hauptteil der Ströme durch die Tetrode Z2 wird von Elektronen getragen, die aus dem Emitterbereich
38 durch den zweiten Basisbereich36 , durch den Zwischenbasisbereich35 und durch den ersten Basisbereich34 in den Kollektorbereich34 fließen. Hiermit sind in dem emitterseitigen und in dem kollektorseitigen npn-Transistor die Kollektorströme, und somit die Basis-Emitter-Spannungen, gleich. Bei einer Spannung an dem zweiten Basis-Kontakt37 mit Wert U1 stellt sich hiernach über der Diode aus dem unkontaktierten Zwischenbasisbereich35 und dem zweiten Basis-Kontakt37 eine Spannung von 2 V–2 U1 ein - Zur Darstellung einzelner Vorteile der Tetrode Z1 dient ferner ein Vergleichstransistor A1, hergestellt in einer vergleichbaren Technologiegeneration wie die Tetrode Z1. Der Vergleichstransistor A1 wird aus der Tetrode Z1 durch Weglassen des zweiten Basisbereichs
36 einschließlich des zweiten Basis-Kontaktes37 sowie des Zwischenbasisbereiches35 erhalten, so dass in dem Vergleichstransistor A1 der Emitterbereich an den ersten Basisbereich32 der Tetrode Z1 grenzt. - Im Betrieb der Tetrode Z1 wird der Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors durch den kollektorseitigen npn-Transistor von Spannungsschwankungen in dem Kollektorbereich
30 abgeschirmt. Bei gleicher Stromverstärkung β wird hierdurch mit der Tetrode Z1 eine deutlich höhere Early-Spannung Va erreicht als mit dem Vergleichstransistor A1. Ferner wird die Sperrfähigkeit der Tetrode Z1 durch die Durchbruchspannung zwischen dem ersten Basisbereich32 und dem Kollektorbereich30 gegeben, so dass mit der Tetrode Z1 bei einer vergleichbaren Höhe der Dotierung in dem Kollektorbereich30 eine deutlich höhere Sperrfähigkeit erreicht wird als mit dem Vergleichstransistor A1 in Emitterschaltung. - Die Tetrode Z1 ist eine spezielle vertikal integrierte Kaskodenstruktur. Im gewählten Arbeitspunkt weicht das Verhalten der Tetrode
11 jedoch von dem einer bekannten Kaskodenschaltung ab. Ein Grund hierfür ist, dass die Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung in dem emitterseitigen npn-Transistor der Tetrode Z1 kleiner ist als die Spannung zwischen dem Emitterbereich38 und dem ersten Basisbereich32 . - Bei Spannungen U1 oberhalb von etwa 0,9 V, oder Sperrspannungen über der Zenerdiode unterhalb von etwa 0,2 V, wird das Verhalten der Tetrode Z1 nicht wesentlich durch das Interbandtunneln in der Zenerdiode beeinflusst. Durch einen sinkenden Steuerstrom werden jedoch die Sperrspannung über der Zenerdiode und die Rate des Interbandtunnelns erhöht. Die hierbei erzeugten Löcher stehen als zusätzlicher Strom in dem zweiten Basisbereich
36 zur Verfügung und tragen, mit der Stromverstärkung β des emitterseitigen npn-Transistors multipliziert, zum Kollektorstrom bei. Durch den steigenden Kollektorstrom wird die Basis-Emitter-Spannung erhöht und die Spannung über der Zenerdiode sowie die Interbandtunnelrate wieder abgesenkt. Durch einen Betrieb der Tetrode Z1 in einem Arbeitspunkt, in dem das Potential in dem Zwischenbasisbereich35 die Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung des emitterseitigen npn-Transistors übersteigt, wird eine Schwingungsneigung, die einzelne Ausführungsformen von Tetroden aufweisen, verstärkt. Insbesondere wird hierbei die Tetrode Z1 zum Oszillator und kann, beispielsweise in Verbindung mit einem Resonator, vorteilhaft als Schwingungsquelle verwendet, oder in Verbindung mit einem Hochpass als verstärkendes Bauelement für höchste Frequenzen eingesetzt werden. - Bei einer Spannung von 2 V an dem ersten Basis-Kontakt
33 und einer Basis-Kollektor-Durchbruchspannung im kollektorseitigen npn-Transistor von 9.5 V kann die Spannung im Kollektorbereich30 zwischen etwa 2 V und etwa 9 V liegen, so dass mit der Tetrode Z1 ein Spannungshub ΔUC von etwa 7 V erreicht wird. Bei einer Transitfrequenz von 200 GHz wird hiernach ein Johnson-Produkt von 1400 GHz·V erzielt. Der Vergleichstransistor A1 weist demgegenüber mit einer Transitfrequenz von 105 GHz bei einer Spannungsfestigkeit in Emitterschaltung von 2 V nur ein Johnson-Produkt von 310 GHz·V auf. Durch Ersetzen des Transistors A1 durch die Tetrode Z1 wird hiernach das Johnson-Produkt stark erhöht, während die Herstellungskosten nur geringfügig ansteigen. - Bei Potentialen am ersten Basis-Kontakt
33 oberhalb der Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung des emitterseitigen npn-Transistors der Tetrode Z1 lässt sich der Kollektorstrom als Folge des Interbandtunnelns nicht durch den Steuerstrom ausschalten, sondern muss über hierzu geeignete schaltungstechnische Mittel unterbrochen werden. - Durch ein Verringern der Dotierstoffkonzentration in dem Zwischenbasisbereich
35 der Tetrode Z1 wird die Interbandtunnelnrate in der Zenerdiode verringert und der stabile Tetroden-Betriebsbereich vergrößert. Gleichzeitig muss, um einen Durchgriff (punch-through) zwischen dem ersten Basisbereich32 und dem zweiten Basisbereich36 zu vermeiden, der Zwischenbasisbereich35 dicker ausgeführt werden. Hierdurch wird die Transitfrequenz fT verringert. Als Beispiel werden mit einer Tetrode, die sich von der Tetrode Z1 durch einen 250 nm dicken, mit 1,5e17 cm–3 Arsen dotierten Zwischenbasisbereich aus Silizium unterscheidet, bei einem Spannunghub ΔUC von etwa 7 V eine Transitfrequenz fT von 160 GHz erreicht. - In
4b ist ein schematisierter Querschnitt durch eine hoch spannungsfeste, kontaktierte, zweistufige Tetrode Z2 gezeigt. Die Tetrode Z2 umfasst einen 50 μm dicken, mit 4e14 cm–3 Arsen dotierten und von der Rückseite des Halbleiterkörpers aus kontaktierten Kollektorbereich40 aus Silizium mit einem Kollektor-Kontakt41 , einen 17 nm dicken, mit 3e19 cm–3 Bor dotierten ersten Basisbereich42 aus Si0,75Ge0,25 mit einem ersten Basis-Kontakt43 , einen 350 nm dicken und mit 3e19 cm–3 Arsen dotierten Zwischenbasisbereich45 aus Silizium, einen 17 nm dicken, mit 3e19 cm–3 Bor dotierten zweiten Basisbereich46 aus Si0,75Ge0,25 mit einem zweiten Basis-Kontakt47 sowie einen 50 nm dicken, mit 2e18 cm–3 Arsen dotierten Emitterbereich48 aus Silizium mit einem Emitter-Kontakt49 . Ein kollektorseitiger npn-Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich40 als Kollektor, dem ersten Basisbereich42 als Basis und dem Zwischenbasisbereich45 als Emitter, während ein emitterseitiger npn-Transistor aus dem Zwischenbasisbereich45 als Kollektor, dem zweiten Basisbereich46 als Basis und dem Emitterbereich48 als Emitter besteht und ein parasitärer pnp-Transistor den ersten Basisbereich42 als Emitter, den Zwischenbasisbereich45 als Basis und den zweiten Basisbereich46 als Kollektor umfasst. Die Basis-Kollektor-Durchbruchspannung des kollektorseitigen npn-Transistors beträgt 500 V und die Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung 200 V, während der emitterseitige npn-Transistor eine Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung von 4 V aufweist. Zwischen dem ersten Basisbereich42 und dem Zwischenbasisbereich45 liegt ein Heteroübergang44 . Durch den Heteroübergang44 werden Löcher im Übertritt von dem ersten Basisbereich42 in den Zwischenbasisbereich45 behindert. - Nachfolgend werden einzelne Vorteile der Tetrode Z2 erläutert. Das Potential an dem Emitter-Kontakt
49 dient hierbei als Spannungsreferenz. Der Kollektorstrom wird durch Einprägung eines Steuerstromes in den zweiten Basis-Kontakt47 gesteuert. An den ersten Basis-Kontakt43 werden 2 V angelegt, und der Kollektor-Kontakt31 wird über einen Widerstand mit einer Spannung von 500 V verbunden. - Zur Darstellung einzelner Vorteile der Tetrode Z1 dient ferner ein Vergleichstransistor A2, hergestellt in einer vergleichbaren Technologiegeneration wie die Tetrode Z2. Der Vergleichstransistor A2 wird aus der Tetrode Z2 durch Weglassen des zweiten Basisbereichs
46 einschließlich des zweiten Basis-Kontaktes47 sowie des Zwischenbasisbereiches45 erhalten, so dass in dem Vergleichstransistor A2 der Emitterbereich an den ersten Basisbereich42 der Tetrode Z2 grenzt. - Im Betrieb der Tetrode
2 wird der Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors durch den kollektorseitigen npn-Transistor von Spannungsschwankungen in dem Kollektorbereich30 abgeschirmt. Bei gleicher Stromverstärkung β wird hierdurch mit der Tetrode2 eine deutlich höhere Early-Spannung Va erreicht als mit dem Vergleichstransistor A2. Ferner wird die Sperrfähigkeit der Tetrode2 durch die Durchbruchspannung zwischen dem ersten Basisbereich42 und dem Kollektorbereich40 gegeben, so dass mit der Tetrode2 bei einer vergleichbaren Höhe der Dotierung in dem Kollektorbereich40 eine deutlich höhere Sperrfähigkeit als mit dem Vergleichstransistor A2 in Emitterschaltung erreicht wird. - Mit der Tetrode Z2 wird bei einer Transitfrequenz von 330 MHz ein Spannungshub ΔUC von 500 V und ein Johnson-Produkt von 200 GHz·V erzielt. Der Vergleichstransistor A2 weist demgegenüber mit einer Transitfrequenz von 570 MHz bei einer Spannungsfestigkeit in Emitterschaltung von 200 V nur ein, für hochsperrende Transistoren typisches, Johnson-Produkt von 115 GHz·V auf. Durch Ersetzen des Transistors A2 durch die Tetrode
2 wird hiernach das Johnson-Produkt erhöht. - Bei einem als binärer Schalter eingesetzten aktiven Bauelement sind die Verluste im „Ein”- und im „Aus”-Zustand deutlich geringer als die Verluste während des Schaltens. Eine Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit durch eine Reduzierung der wirksamen Kapazitäten verringert die in dem aktiven Bauelement pro Schaltvorgang deponierte Energie und die Erwärmung des Bauelementes. Bei modernen Leistungsbauelementen wird die Taktrate von der Leistung begrenzt, die, beispielsweise über das Gehäuse, abgeführt werden kann. Je höher hiernach die Transitfrequenz fT eines aktiven Bauelementes ist, desto höher ist in allgemeinen die erzielbare Taktrate. Durch Ersetzen eines hochsperrenden Leistungstransistors mit einem Johnson-Produkt von beispielsweise 100 GHz durch eine Leistungstetrode mit derselben Sperrfähigkeit, aber einem Johnson-Produkt von beispielsweise 200 GHz lässt sich die erzielbare Taktrate verdoppeln.
Claims (19)
- Verfahren zur Verbesserung elektrischer Eigenschaften aktiver Bipolarbauelemente, bei dem in einem Bipolartransistor, bestehend aus – einer ersten Halbleiterregion (
1 ) eines ersten Leitungstyps, – einer zweiten, an die erste Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion (2 ) eines zweiten, dem ersten entgegengesetzten Leitungstyps, – einer dritten, an die zweite Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion (3 ) des ersten Leitungstyps, die zweite Halbleiterregion (2 ) ersetzt wird durch eine Abfolge aus – einer vierten Halbleiterregion (5 ) des zweiten Leitungstyps aus einem ersten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die vierte Halbleiterregion an die erste Halbleiterregion grenzt, – einer fünften Halbleiterregion (6 ) des ersten Leitungstyps aus einem zweiten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die fünfte Halbleiterregion an die vierte Halbleiterregion grenzt, – einer sechsten Halbleiterregion (7 ) des zweiten Leitungstyps, dergestalt, dass die sechste Halbleiterregion an die fünfte Halbleiterregion und die dritte Halbleiterregion grenzt, wobei – der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als der Wert der Energielücke in dem zweiten Halbleitermaterial, und – die fünfte Halbleiterregion (6 ) homogen dotiert ist. - Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Halbleiterregion (
8 ) in einem dritten Halbleitermaterial und die sechste Halbleiterregion (7 ) in einem vierten Halbleitermaterial ausgeführt werden, wobei der Wert der Energielücke in dem vierten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als der Wert der Energielücke in dem dritten Halbleitermaterial. - Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in der vierten Halbleiterregion (
5 ) am Rand zur fünften Halbleiterregion (6 ) eine größere Bandlücke als am Rand zur ersten Halbleiterregion (4 ) erzeugt wird. - Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in der sechsten Halbleiterregion (
7 ) am Rand zur dritten Halbleiterregion (4 ) eine größere Bandlücke als am Rand zur fünften Halbleiterregion (6 ) erzeugt wird. - Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die vierte Halbleiterregion (
5 ) in einem anderen Halbleitermaterial als die erste Halbleiterregion (4 ) ausgeführt wird. - Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die sechste Halbleiterregion (
7 ) in einem anderen Halbleitermaterial als die die fünfte Halbleiterregion (6 ) ausgeführt wird. - Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die fünfte Halbleiterregion (
6 ) mit einer höheren Dotierstoffkonzentration als die erste Halbleiterregion (4 ) ausgeführt wird. - Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die fünfte Halbleiterregion (
6 ) mit einer vergleichbaren Dotierstoffkonzentration wie die erste Halbleiterregion (4 ) ausgeführt wird. - Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die fünfte Halbleiterregion (
6 ) in n-dotiertem Si und die vierte Halbleiterregion (5 ) in p-dotiertem SiGe ausgeführt werden. - Mehrschichtbauelement, mit – einer ersten Anzahl von Halbleiterschichten (B1, ..., Bs) eines ersten Leitungstyps und – einer zweiten Anzahl von Halbleiterschichten (C, Z1, ..., Zr, E) eines zweiten Leitungstyps, wobei – die erste Anzahl größer ist als die Zahl eins, und die zweite Anzahl um eins größer ist als die erste Anzahl, – jede Halbleiterschicht (B1, ..., Bs) des ersten Leitungstyps an zwei der Halbleiterschichten (C, Z1, ..., Zr, E) des zweiten Leitungstyps grenzt, und – eine erste Halbleiterschicht (Z1, ..., Zr) der zweiten Anzahl die an zwei Halbleiterschichten (B1, ..., Bs) der ersten Anzahl grenzt, aus einem ersten Halbleitermaterial besteht, und – eine an die erste Halbleiterschicht (Z1, ..., Zr) grenzende zweite Halbleiterschicht (B1, ..., Bs) der ersten Anzahl aus einem zweiten Halbleitermaterial besteht, dadurch gekennzeichnet, dass – die erste Halbleiterschicht (Z1, ..., Zr) eine homogene Dotierstoffverteilung aufweist, und – der Wert der Energielücke in dem zweiten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial.
- Mehrschichtbauelement nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine an zwei Halbleiterschichten des ersten Leitungstyps grenzende Halbleiterschicht des zweiten Leitungstyps einen elektrischen Kontakt aufweist.
- Mehrschichtbauelement nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass alle in einem Halbleiterkörper kontaktierten Halbleiterschichten zur Vorderseite des Halbleiterkörpers kontaktiert sind.
- Mehrschichtbauelement nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die zur Rückseite des Halbleiterkörpers zugewandten Halbleiterschicht von der Rückseite kontaktiert ist.
- Verwendung des Mehrschichtbauelementes nach einem der Ansprüche 10 bis 13 als hochsperrendes aktives Bauelement, in einem Spannungsbereich, in dem das transiente Verhalten wesentlich von der Laufzeit durch die Raumladungszone zwischen der ersten Halbleiterregion und der vierten Halbleiterregion bestimmt wird.
- Verwendung des Mehrschichtbauelementes nach einem der Ansprüche 10 bis 13 als höchstfrequenztaugliches aktives Bauelement, in einem Frequenzbereich, in dem das transiente Verhalten wesentlich durch den Miller-Effekt beeinflusst wird.
- Hochfrequenz-Kaskodenschaltung, mit – einem ersten Transistor, der in Basisschaltung betrieben ist, und – einem zweiten Transistor, der in Emitterschaltung betrieben ist, wobei – der Emitter des zweiten Transistors und der Kollektor des ersten Transistors einen durchgehenden Zwischenbasisbereich bilden, – der Basis-Zwischenbasis-Übergang des ersten Transistors ein Hetero-Übergang ist, und – der Zwischenbasisbereich homogen dotiert ist.
- Hochfrequenz-Kaskodenschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Zwischenbasisbereich eine Dotierstoffkonzentration von mindestens 1·1017 cm–3 vorzugsweise mehr als 5·1017 cm–3 aufweist.
- Hochfrequenz-Kaskodenschaltung nach einem der Ansprüche 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Zwischenbasisbereich eine Dicke von weniger als 200 nm, vorzugsweise von weniger als 100 nm aufweist.
- Verfahren zur Herstellung eines Mehrschichtbauelement, indem – eine erste Anzahl von Halbleiterschichten (B1, ..., Bs) eines ersten Leitungstyps und – eine zweite Anzahl von Halbleiterschichten (C, Z1, ..., Zr, E) eines zweiten Leitungstyps erzeugt werden, wobei – die erste Anzahl größer ist als die Zahl eins, und die zweite Anzahl um eins größer ist als die erste Anzahl, – jede Halbleiterschicht (B1, ..., Bs) des ersten Leitungstyps an zwei der Halbleiterschichten (C, Z1, ..., Zr, E) des zweiten Leitungstyps grenzt, und – eine erste Halbleiterschicht (Z1, ..., Zr) des zweiten Leitungstyps, die an zwei Halbleiterschichten (B1, ..., Bs) des ersten Leitungstyps grenzt, aus einem ersten Halbleitermaterial erzeugt wird, – eine an die erste Halbleiterschicht (Z1, ..., Zr) grenzende zweite Halbleiterschicht (B1, ..., Bs) aus einem zweiten Halbleitermaterial dessen Wert der Energielücke um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial, erzeugt wird, und – in der ersten Halbleiterschicht (Z1, ..., Zr) ein Dotierstoff homogen verteilt wird.
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Patent Citations (3)
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EP0493854A1 (de) * | 1990-12-31 | 1992-07-08 | STMicroelectronics S.r.l. | Integrierte Struktur eines bipolaren Leistungstransistors und eines Wiederspannungsbipolartransistors in Emittorschaltungs- oder Halbbrückenanordnung und dies bezügliche Herstellungsverfahren |
EP0605920A1 (de) * | 1992-12-28 | 1994-07-13 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Kaskodenschaltungsstruktur mit bipolaren Epitoxial-Transistoren und niedrig gelegenem Basisanschluss |
DE69315813T2 (de) * | 1992-12-28 | 1998-06-10 | Koninkl Philips Electronics Nv | Kaskodenschaltungsstruktur mit bipolaren Epitoxial-Transistoren und niedrig gelegenem Basisanschluss |
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