EP1654768A1 - Verfahren zur verbesserung elektrischer eigenschaften aktiver bipolarbauelemente - Google Patents

Verfahren zur verbesserung elektrischer eigenschaften aktiver bipolarbauelemente

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EP1654768A1
EP1654768A1 EP04764044A EP04764044A EP1654768A1 EP 1654768 A1 EP1654768 A1 EP 1654768A1 EP 04764044 A EP04764044 A EP 04764044A EP 04764044 A EP04764044 A EP 04764044A EP 1654768 A1 EP1654768 A1 EP 1654768A1
Authority
EP
European Patent Office
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semiconductor
region
semiconductor region
transistor
conductivity type
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP04764044A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Christoph Bromberger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Atmel Germany GmbH
Original Assignee
Atmel Germany GmbH
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Filing date
Publication date
Priority claimed from DE102004037186A external-priority patent/DE102004037186B4/de
Application filed by Atmel Germany GmbH filed Critical Atmel Germany GmbH
Publication of EP1654768A1 publication Critical patent/EP1654768A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
    • H01L27/08—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind
    • H01L27/082—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind including bipolar components only
    • H01L27/0823—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind including bipolar components only including vertical bipolar transistors only
    • H01L27/0825—Combination of vertical direct transistors of the same conductivity type having different characteristics,(e.g. Darlington transistors)
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/70—Bipolar devices
    • H01L29/74—Thyristor-type devices, e.g. having four-zone regenerative action
    • H01L29/747—Bidirectional devices, e.g. triacs

Definitions

  • the present invention relates to a method for improving electrical properties of active bipolar components, according to the preamble of patent claim 1.
  • D1 vertically integrated cascode structures for high-voltage applications are known.
  • a geometrically underlying transistor with a high blocking capability is vertically integrated with a geometrically located transistor.
  • Such arrangements are preferably used in the voltage range above 100 V.
  • the emitter region of the geometrically underlying transistor has a significantly higher dopant concentration than an adjacent collector drift zone of the geometrically underlying transistor. This in particular increases the emitter effectiveness of the geometrically underlying transistor.
  • the vertical integration of, for example, two npn transistors results in a parasitic pnp transistor, so that the arrangement from D1 tends to behave like a thyristor and the collector current remains controllable only to a limited extent.
  • the tendency of the arrangement from D1 to thyristor-like behavior is reduced by increasing the number of rubbers G B of the parasitic transistor.
  • the emitter region of the lower transistor is designed as a highly doped layer which continuously separates the base of the lower transistor from the collector drift zone of the upper transistor by producing a MESA (Tafelberg) structure.
  • MESA Tefelberg
  • p-doped SiGe is used in D2 as an etch stop for the production of the MESA structure in the base of the lower transistor.
  • the object of the present invention is to provide a method for improving the electrical properties of bipolar components. Another object of the invention is to show arrangements for such bipolar components.
  • the first-mentioned object is achieved by the features of patent claim 1
  • the second-mentioned object is achieved by the features of patent claim 10 or patent claim 16.
  • Favorable further training and design forms are the subject of subclaims.
  • the essence of the invention is to transition from a transistor to a vertically integrated cascode structure and to suppress the parasitic transistor by means of a heterojunction.
  • a transistor consisting of a first semiconductor region of a first conductivity type, a second semiconductor region adjacent to the first semiconductor region of a second conductivity opposite to the first, and a third semiconductor region of the first conductivity type adjacent to the second semiconductor region
  • the second semiconductor region replaced by a sequence of a fourth semiconductor region of the second conductivity type made of a first semiconductor material such that the fourth semiconductor region borders on the first semiconductor region, a homogeneously doped fifth semiconductor region of the first conductivity type made of a second semiconductor material such that the fifth semiconductor region adjoins the fourth Semiconductor region borders, and a sixth semiconductor region of the second conductivity type, such that the sixth
  • Semiconductor region borders the fifth semiconductor region and the third semiconductor region, the value of the energy gap in the first semiconductor material being smaller than the value of the energy gap in the second semiconductor material by at least the mean thermal energy of the charge carriers.
  • the homogeneous doping of the fifth semiconductor region is understood to mean that the dopant concentration in this semiconductor region deviates by less than two powers of ten, preferably by less than one power of ten.
  • the tetrode By replacing the second semiconductor region with the fourth, fifth and sixth semiconductor region, a new type of vertically integrable cascode structure is created, which is referred to below as the tetrode.
  • the tetrode between the fourth and the fifth semiconductor region has no further semiconductor region with an increased dopant concentration in comparison to the fifth semiconductor region.
  • the third semiconductor region “emitter region” and the first semiconductor region is called “collector region”.
  • the fourth semiconductor region is referred to as "first base region”
  • the fifth semiconductor region as “intermediate base region”
  • the sixth semiconductor region as “second base region”.
  • a “parasitic transistor” is formed from the first base region, the intermediate base region and the second base region.
  • components can be produced in which, in contrast to conventional components, without increasing the chip area, electrical parameters, such as the transit frequency f ⁇ , the power gain, the Johnson product and the product of early voltage V a and current gain ß be significantly improved.
  • the new method can be used to produce both high-frequency tetrodes and power tetrodes by appropriately selecting the semiconductor materials and their doping profiles and layer thicknesses, depending on the area of application.
  • the third semiconductor region is executed in a third and the sixth semiconductor region in a fourth semiconductor material, the value of the energy gap in the fourth semiconductor material being smaller by at least the average thermal energy of the charge carriers than in the third semiconductor material.
  • a larger band gap is generated in the fourth semiconductor region at the edge to the fifth semiconductor region than at the edge to the first semiconductor region.
  • a larger band gap is generated in the sixth semiconductor region at the edge to the third semiconductor region than at the edge to the fifth semiconductor region.
  • the change in the band gap within the fourth or sixth semiconductor region can be designed to be continuous, erratic or graded.
  • a quasi-electric field which accelerates the minority charge carriers in a non-cleared semiconductor region is generated by a suitable band gap course and thus the transit frequency f ⁇ der device produced by applying the development of the method advantageously increased.
  • the fourth semiconductor region is carried out in a different semiconductor material than the first semiconductor region.
  • the breakdown voltage of the diode between the first and fourth semiconductor regions can be increased in particular without impairing the transient properties of the components produced by the method.
  • a graded or continuous configuration of the heterojunction between the first and fourth semiconductor regions can be used in particular to reduce piezoelectric effects and tension of the crystal lattice in the event of lattice mismatches and to ensure an unimpeded flow of charge carriers even in those cases in which a sudden heterojunction causes the movement of Charge carriers of the first conduction type from the first base region into the collector region are hindered by a band edge jump and as a result the collector current is reduced and the saturation voltage is increased.
  • the sixth semiconductor region is carried out in a different semiconductor material than the fifth semiconductor region. This simplifies the execution of the method.
  • a graded or continuous configuration of the heterojunction between the fifth and the sixth semiconductor region can reduce piezoelectric effects and stresses in the crystal lattice in the event of lattice mismatches.
  • an unimpeded flow of charge carriers can also be ensured in those cases in which the movement of load carriers of the first conduction type from the second base area into the intermediate base area is hindered by a strip edge jump due to a sudden heterojunction.
  • the fifth semiconductor region is designed with a higher dopant concentration than the first semiconductor region. Since the transient behavior can be improved by a heavily doped intermediate base region, when a transistor with a low dopant level is replaced in the collector, the intermediate base region is doped higher than the collector and, in particular, thereby a high Johnson product of highly blocking tetrodes is achieved.
  • the fifth semiconductor region is designed with a comparable dopant concentration as the first semiconductor region, ie the intermediate base region has a high dopant concentration comparable to the collector. This enables a particularly high Johnson product of high-frequency tetrodes to be achieved.
  • the fifth semiconductor region is carried out in n-doped Si and the fourth semiconductor region in p-doped SiGe. Due to the compatibility with silicon technology, this further training is particularly inexpensive and easy to implement. In addition, a circuit combination with standard MOSFET transistors is possible.
  • the method can be used to produce novel multilayer components, in particular tedrodes, with a first number of semiconductor layers of a first conductivity type and a second number of semiconductor layers of a second conductivity type opposite to the first.
  • the first number is greater than the number one
  • the second number is one greater than the first number.
  • Each semiconductor layer of the first conductivity type is adjacent to two of the semiconductor layers of the second conductivity type.
  • a first semiconductor layer of the second number, which borders two semiconductor layers of the first number, consists of a first semiconductor material.
  • a second semiconductor layer of the first number bordering on this first semiconductor layer consists of a second semiconductor material.
  • the first semiconductor layer is of the second conductivity type and the first semiconductor layer is of the first conductivity type.
  • the first semiconductor layer has a homogeneous dopant distribution and the value of the energy gap in the second semiconductor material is smaller by at least the average thermal energy of the charge carriers than the value of the energy gap in the first semiconductor material.
  • the homogeneous doping of the first semiconductor layer is understood to mean that the dopant concentration in this layer deviates by less than two powers of ten, preferably by less than one power of ten.
  • Multilayer components in which the first number is greater than the number two are also referred to below as “tetrodes” a first tetrode with a first number of two to a second tetrode with a first number greater than two, multilayer components with changed electrical parameters, in particular with an increased early voltage V a and an increased power gain, are achieved.
  • a first of the two semiconductor layers of a tetrode bordering exactly one semiconductor layer of the first conductivity type is referred to below as the “emitter region”, the other of the two semiconductor layers bordering exactly one semiconductor layer of the first conductivity type as the “collector region” of the tetrode.
  • the semiconductor layers of the second conductivity type of a tetrode are referred to below as “base regions” and the semiconductor layers of the first conductivity type, which are arranged between two base regions, as “intermediate base regions”.
  • At least the collector region, the base regions and the emitter region are electrically contacted for the operation of a tetrode.
  • individual or all intermediate base areas have electrical contacts. A possible tendency to oscillate can be suppressed in this way.
  • the potential that arises in an uncontacted intermediate base area depends on the one hand on the collector current, but on the other hand also determines the collector current. Due to the finite running and charging times, the potential in the intermediate base area reacts with a delay to changes in the collector current, just as the collector current only adjusts to a potential change in the intermediate base area with a time delay. This results in a control loop with a time constant. Individual embodiments tend to oscillate below the time constant. This tendency to oscillate can be suppressed by determining the voltage in the intermediate base region by means of an electrical contact.
  • all contacted semiconductor layers have an electrical contact that can be connected to the front of a semiconductor body.
  • the side of a semiconductor body For example, the side of a
  • Wafers viewed, which has the contact surfaces for connections of the components. Due to the front-side contacting, low connection resistances are achieved in the tetrodes with relatively thin semiconductor regions, so that especially the transient behavior important for the high frequency range improved.
  • the lowermost semiconductor layer has contacting from the rear of the semiconductor body.
  • the substrate material can be used as a collector drift zone to achieve a high dielectric strength of the tetrodes.
  • components with high current carrying capacity can be connected in a space-saving manner, so that the embodiment is particularly advantageous in the areas of high voltage and high currents.
  • the tetrodes can be used in particular as a high-blocking active component.
  • a voltage range in which the transient behavior of a transistor is determined by the runtime through the base-collector space-charge zone approximately 1.5 to 3 times the Johnson product of a high-blocking transistor can be achieved by means of a two-stage tetrode.
  • the blocking capacity of a two-stage tetrode is three to ten times higher than that of a transistor with comparable collector doping
  • the transit frequency f ⁇ is inversely proportional to the root of the base-collector voltage, so that a high-blocking transistor can be replaced by a two-stage tetrode increases the Johnson product by a factor of V ⁇ 3 to V ö " .
  • Typical fields of application for high-blocking tetrodes include active elements in switched-mode power supplies as well as the control of piezoelectric actuators in print heads, microdosing pumps or loudspeakers. Switching power supplies in particular can significantly reduce switching losses by using tetrodes.
  • piezoelectric can be used for the control
  • Actuators in the voltage range of, for example, 200 V reduce the collector layer thickness by replacing the semiconductor components previously used with tetrodes. In this way, the packing density within the integrated circuit can be increased and a considerable reduction in costs can be achieved.
  • a tetrode can also advantageously be used as a high-frequency active component.
  • a 3 to 10-fold Johnson product can be achieved in comparison with a transistor due to the higher achievable voltage swing ⁇ U C and the avoidance of the Miller effect by means of a two-stage tetrode.
  • Typical applications of high-frequency compatible tetrodes are, for example, in mobile communication as well as in signal processing and the control of optical modulators for data transmission in fiber-optic networks.
  • Frequency ranges above the X band often require a transition to other, less cost-effective and more complex processing semiconductor material systems such as GaAs.
  • the use of tetrodes expands the frequency range that is accessible with a given semiconductor material system, in particular with silicon. This considerably reduces the manufacturing costs for devices for signal processing in high frequency ranges.
  • a possible circuit which is also the subject of the invention, is a high-frequency cascode circuit.
  • High frequency is preferred understood that the transient behavior in this high-frequency range is significantly influenced by the Miller effect.
  • This high-frequency cascode circuit has a first transistor which is operated in the basic circuit and a second transistor which is operated in the emitter circuit. The emitter of the second transistor and the collector of the first form
  • Transistor has a continuous intermediate base region, which is therefore not separated by metallizations.
  • the base-to-base transition of the first transistor is a heterojunction, between two semiconductor materials with different bandgaps, which enables the effect of the parasitic transistor to be reduced.
  • the intermediate base area is homogeneously doped.
  • the homogeneous doping of the intermediate base region is understood to mean that the dopant concentration in this region deviates by less than two powers of ten, preferably by less than one power of ten.
  • the dopant concentration is specified in that the intermediate base region has a dopant concentration of at least 1 ⁇ 10 17 cm "3, preferably more than 5 • 10 17 cm “ 3 . Due to the homogeneous doping, the intermediate base region, which forms the collector of the first transistor, can be better adapted to certain high-frequency properties of this transistor.
  • the high-frequency characteristic of the high-frequency cascode circuit of the invention can be improved in that, in a preferred development of the invention, the intermediate base region has a thickness of less than 200 nm, preferably less than 100 nm. As the thickness decreases, the high-frequency properties can be improved. This is possible in particular because a highly doped area is not required in addition to the homogeneously doped intermediate base according to the invention.
  • Another aspect of the invention is also a method for producing a multilayer component which has the following production steps.
  • a first number of semiconductor layers of a first conductivity type and a second number of semiconductor layers of a second conductivity type are generated.
  • several semiconductor layers of one conduction type can in principle be produced simultaneously, for example with a single implantation. however, semiconductor layers of the first and second conductivity types are alternately produced, for example applied epitaxially.
  • the first number is greater than the number one and the second number is one greater than the first number.
  • Each semiconductor layer of the first conductivity type is produced in such a way that it borders on two of the semiconductor layers of the second conductivity type.
  • a first semiconductor layer of the second conductivity type is produced from a first semiconductor material and adjoins two semiconductor layers of the first conductivity type.
  • a second semiconductor layer bordering on the first semiconductor layer is produced from a second semiconductor material, the value of the energy gap of which is smaller by at least the mean thermal energy of the charge carriers than the value of the energy gap in the first semiconductor material.
  • a dopant is distributed homogeneously in the first semiconductor layer.
  • FIG. 2b shows the band diagrams from FIG. 2a in active forward operation
  • 3a shows a schematic cross section through a vertically integrated cascode structure according to D2;
  • FIG. 3b shows the equivalent circuit diagram of the vertically integrated cascode structure from FIG. 3a;
  • 3c shows a schematic cross section through a two-stage tetrode
  • FIG. 3d shows the equivalent circuit diagram of the tetrode from FIG. 3c; 4a shows a schematic cross section through a high-frequency tetrode; and
  • Active bipolar components include the bipolar transistors of the types npn and pnp, hereinafter referred to as transistors. Electrical characteristics for small-signal operation, such as the current gain ⁇ and the early voltage V a, are important for the characterization of active components such as the transistors.
  • the current gain ⁇ is inversely proportional to the number of rubbers G B , the dopant integral over the non-cleared base. By increasing the base-collector voltage, the non-cleared base is reduced and the current gain ⁇ is increased. The greater the current gain ß, the greater the relative change in current gain ⁇ , so that the product of early voltage V a and current gain ⁇ is limited.
  • the transit frequency f ⁇ is a parameter for characterizing the transient behavior.
  • the voltage swing ⁇ Uc that can be achieved at the collector is a parameter for the
  • Blocking ability which is inversely proportional to the amount of the collector doping.
  • the transient behavior is primarily determined by the collector runtime.
  • the charge carriers cross a blocked space charge zone at the rate of saturation, so that the collector runtime at the maximum collector voltage is inversely proportional to the amount of the collector doping.
  • the transient behavior is determined by the base runtime and the base charging time.
  • the base-emitter capacity is reloaded during signal transmission. The higher the current density, the faster the charge is transferred.
  • the transit frequency f ⁇ initially increases with increasing collector current. If the density of the mobile charge carriers in the collector drift zone is comparable to the charge density of the ion trunks, the effective base width increases (Kirk effect).
  • a heterojunction is a transition from a first semiconductor region of a first semiconductor material to a second semiconductor region of a second semiconductor material.
  • the transition can take place both abruptly, that is to say in a sudden change between the first and the second semiconductor material, and can also be graduated or continuous by the composition varying in steps or continuously in a transition region (mixing region) of the semiconductor material.
  • a heterojunction of a hetero-bipolar transistor between the base and the collector enables the collector current of a transistor to be proportional to the intrinsic charge carrier concentration in the base, while the intrinsic charge carrier concentration in the semiconductor increases exponentially with a decreasing band gap value.
  • the collector current and consequently the current gain ⁇ are increased.
  • the blocking capability of a transistor depends, among other things, on the breakdown field strength in the collector drift zone, which is approximately proportional to the square root of the third power of the band gap value in the collector.
  • a smaller blocking band value in the base than in the collector means that a high blocking capability can be combined with a high current density and with a high transit frequency f ⁇ , which is above several GHz.
  • a smaller band gap value in the base than in the collector can be achieved in particular with the aid of a heterojunction between the base and the collector.
  • HBT hetero-bipolar transistor
  • the base and emitter lie at the edge of the band which carries the majority charge carriers in the emitter, in the base and emitter at comparable energies.
  • the edge of the band, which carries the majority charge carriers in the base lies in the base and emitter at different energies. In particular, the value of the
  • the energy gap in the base is selected to be smaller than in the emitter, the movement of base majority charge carriers into the emitter is suppressed by means of an energy barrier in the active forward operation of the transistor, and the base current is reduced and the current gain ⁇ increases.
  • a smaller band gap value in the base than in the emitter can be achieved in particular with the aid of a heterojunction between the base and the emitter.
  • the basic runtime can be reduced by a quasi-electric field, in that a spatial change in the energy gap leads to a band edge inclination in the minority carrier band in a non-cleared semiconductor region with a location-independent electrochemical potential and a location-independent edge of the majority carrier band.
  • the minority charge carriers experience an accelerating field called quasi-electrical, even in the non-cleared semiconductor region, so that the base transit time is reduced and the transit frequency f ⁇ is increased.
  • the electrical properties of active semiconductor components can be improved by replacing a single transistor in an emitter circuit with a resistive load on the collector by a - discretely constructed or laterally integrated - cascode circuit from a controlled transistor in
  • the Emitter circuit and an auxiliary transistor in the basic circuit feeds the resistive load. Due to the low input resistance of the auxiliary transistor, the driven transistor experiences only a small voltage swing .DELTA.U C , so that the cascode circuit has a higher early voltage V a at the same current gain ⁇ as that of the driven transistor and the driven transistor can be made low-blocking and fast.
  • a transistor is usually operated in an emitter circuit for current amplification.
  • the blocking capability in the basic circuit is typically three to ten times as high.
  • the achievable power gain is also important for the use of active components. While the driven transistor of a cascode circuit is used for current amplification, the auxiliary transistor serves as an impedance converter for voltage amplification. The power gain achieved with the aid of the cascode circuit is calculated as the product of the power gains of the controlled transistor and the auxiliary transistor.
  • the transistor T1 has an n-doped collector layer 1, a p-doped base layer 2 bordering the collector layer 1 and an n-doped emitter layer 3 bordering the base layer 2.
  • the tetrode T2 is produced by using the method once from the transistor T1 and comprises an n-doped collector layer 4, a p-doped first base layer 5 of a first semiconductor material adjoining the collector layer 4, and an n-doped intermediate base layer adjoining the first base layer 5 6 of a second semiconductor material, a p-doped second base layer 7 adjoining the intermediate base layer 6 and an n-doped emitter layer 8 adjoining the second base layer 7.
  • the first semiconductor material and the second semiconductor materials meet the condition that the value of the energy gap in the first semiconductor material is smaller than the value of the energy gap in the second semiconductor material by at least the mean thermal energy of the charge carriers.
  • a section line AA ' is drawn in the image of the layer sequence of the tetrode T2.
  • the intersection line AA ' runs through part of the intermediate base layer 6, through the first base layer 5 and through part of the collector layer 4.
  • the reference number 50 denotes the boundary between the first base layer 5 and the intermediate base layer 6 and the reference number 51 the Boundary between the collector layer 4 and the first base layer 5.
  • the tetrode T3 is produced by repeatedly applying the method to the transistor T1 and comprises a collector layer C of the n-type and one
  • N-type emitter layer E between which there is an arrangement of r Intermediate base layers of the n-line type Z1, ..., Zr and r + 1 base layers B1, .... Bs of the p-line type are located, each layer of the p-line type bordering exactly two layers of the n-line type.
  • a third material of the first layer and a fourth material of the second layer each satisfy that the value of the energy gap in the fourth material is smaller by at least the average thermal energy of the charge carriers than in the third material.
  • FIG. 2a and 2b show the courses of individual parameters along sections through two embodiments of a two-stage tetrode with an n-type collector.
  • the position coordinate along the section line AA 'from the image of the layer sequence of the tetrode T2 of FIG. 1 is plotted horizontally.
  • the value of the location coordinate at point A is marked by reference number Aa.
  • the value 50a denotes the value of the location coordinate at the boundary 50 between the first base layer 5 and the intermediate base layer 6 along the section line AA '.
  • the value of the location coordinate at the boundary 51 between the first base layer 5 and the collector layer 4 along the section line AA ' is indicated by the reference number 51a.
  • the value of the location coordinate at point A ' is marked by reference number Aa'.
  • the ordinate section 6a between Aa and 50a comprises spatial coordinates of points from the intermediate base layer 6 and is referred to as the intermediate base section 6a.
  • the ordinate section 5a between 50a and 51a comprises spatial coordinates of points from the first base layer 5 and is referred to as the first base section 5a.
  • the embodiments of the tetrode considered in FIGS. 2a and 2b are made up of mixed crystals S X T 1-X of a first semiconductor material S and a second semiconductor material T.
  • the variable x indicates the location-dependent mixing ratio.
  • both the conduction band edge is significantly higher and the valence band edge is significantly lower than in the semiconductor material T.
  • lattice-matched material pairs of this type which can be easily epitaxially deposited in any composition S ⁇ -x T x and for which suitable substrates are commercially available, include (Alo 48 lno5 2 As, Gao47lno53As), (Alo 52 lno48P.Ga 0 5 2 lno48P), (Ga 052 lno 48 P, GaAs), (lnP, Ga 047 ln 053 As) and (AlAs.GaAs) ,
  • the mixing ratio x is plotted in FIG. 2a and the energy of the band edges against the position coordinate along the section line AA ′ in FIG. 2b.
  • a first curve 54 of the mixing ratio x to a first embodiment of the tetrode is shown as a solid line.
  • the mixing ratio x in the intermediate base section 6a has the value 1, and in the value 50a of the location coordinate, the value of the mixing ratio x jumps to a concentration parameter k.
  • the mixing ratio x drops, for example linearly, to zero and in the collector section 4a it rises steadily to the value 1 in the interior of the collector section 4a.
  • a tetrode the semiconductor material composition of which is described by the first profile 54 of the mixing ratio x, hereafter consists, for example, in the intermediate base layer 6 between points A and 50 from the semiconductor material S, while at the heterojunction 9 the semiconductor material from the semiconductor material S on the side of the intermediate base layer 6 abruptly changes to the semiconductor material S k T 1-k on the side of the first base layer 5.
  • a second course 55 of the mixing ratio x to a second embodiment of the tetrode is shown in dashed lines, where it differs from the first course 54. In the second profile 55, the value of the mixing ratio x suddenly changes from zero to 1 at the value 51a of the location coordinate.
  • Reference numeral 56 designates the course of the conduction band edge represented by a solid line
  • reference numeral 58 designates the course of the valence band edge represented by a solid line to the first course 54 of the semiconductor material.
  • the energy value of the conduction band edge 56 is location-independent.
  • the energy value of the conduction band edge 56 drops, for example linearly with a gradient that is proportional to the concentration parameter k.
  • the course of the conduction band edge 56 is continuous, in order first to drop in the collector section 4a and finally to a location-independent one To go over course.
  • the course of the valence band edge 58 deviates from the course of the conduction band edge 56 primarily by jumping upwards from the intermediate base section 6a to the first base section 5a.
  • the sudden change in the valence band edge 58 at the value 50a of the spatial coordinate is generated by the heterojunction 9 between the intermediate base layer 5 and the first base layer 5 of the tetrode. Shown in dashed lines is where it deviates from the course of the conduction band edge 56, the course of the conduction band edge 57, and, where it deviates from the course of the valence band edge 58, the course of the valence band edge 59 to the second course 55 of the semiconductor material.
  • the course of the conduction band edge 57 is different from that
  • Course of the conduction band edge 56 one step up from the first base section 5a to the collector section 4a, in order to open into the course of the power band edge 56 inside the collector section 4a.
  • the course of the valence band edge 59 has, in contrast to the course of the valence band edge 58, a step down from the first base section 5a to the collector section 4a in order to open into the course of the valence band edge 58 inside the collector section 4a.
  • a collector current of the tetrode mainly corresponds to an electron movement from left to right in FIG. 2b, while a hole drift is directed from right to left.
  • the gradient in the conduction band edges 56, 57 which is proportional to the value of the concentration parameter k, creates a quasi-electric field in the first base section 5a which accelerates the electrons towards the collector section 4a. This increases the transit frequency f ⁇ of the considered embodiments of tetrodes.
  • the electrons above the conduction band edges 56, 57 can move largely unhindered from the intermediate base section 6a into the first base section 5a.
  • the holes are located in a narrow energy range below the valence band edges 58, 59, so that the value 50a of the location coordinate makes the movement of holes from the first base section 5a into the intermediate base section 6a more difficult due to the abrupt course of the valence band edges 58, 59.
  • the inventive suppression of the parasitic transistor is based on this with the aid of the heterojunction 9 of the tetrode.
  • the vertically integrated cascode structure initially comprises an n-doped collector region 10 with a rear-side collector contact 11, a p-doped first base region 12 resting on the collector region 10 with a first base contact 13 and an n-doped resting on the first base region 12 intermediate base region.
  • the intermediate base region consists of a first partial region 14 adjoining the first base region 12 with a high dopant concentration and a second partial region 15 with a low dopant concentration.
  • the vertically integrated cascode structure further comprises a p-doped second base region 16 partially resting on the partial region 15 with a second base contact 17 and an n-doped emitter region 18 resting on the second base region 16 with an emitter contact 19.
  • the vertical Integrated cascode structure from D2 contains a collector-side and an emitter-side npn transistor and has a parasitic pnp transistor.
  • the collector-side npn transistor is formed by the collector region 10, the first base region 12 and the first partial region 14 of the intermediate base region, the emitter-side npn transistor consists of the second partial region 15 of the intermediate base region, the second base region 16 and the emitter region 18, during the parasitic one pnp transistor the first base region 12, the two subregions 14, 15 of the
  • Intermediate base region and the second base region 16 includes.
  • Transistor is represented by a transistor Q1, the emitter-side NPN transistor by a transistor Q2 and the parasitic PNP transistor by a transistor Q3.
  • the collector of transistor Q2 is connected to the base of the transistor stors Q3 and the emitter of transistor Q1 connected, the emitter of transistor Q3 to the base of transistor Q1 and the collector of transistor Q3 to the base of transistor Q2.
  • a principle of the arrangement disclosed in D2 is to reduce the product ⁇ 3 of the current gains of the transistors Q1 and Q3 by increasing the dopant integral over the partial regions 14, 15 of the intermediate base region.
  • the disadvantage is that this reduces the Johnson product in the high-frequency range.
  • 3c shows a schematic cross section through an embodiment of a contacted two-stage tetrode, constructed from an n-doped collector region 20 with collector contact 21 on the rear, a p-doped first base region 22 made of a fifth semiconductor material with a resting on the collector region 20 first base contact 23, an n-doped intermediate base region 25 made of a sixth semiconductor material resting on the first base region 22, a p-doped second base region 26 partially resting on the intermediate base region 25 with a second base contact 27 and one on the second Base region 26 overlying n-doped emitter region 28 with an emitter contact 29. Between the first base region 22 and the intermediate base region 25 there is a heterojunction 24.
  • the tetrode shown in a schematic cross section in FIG. 3c is a vertically integrated cascode structure comprising a collector-side and an emitter-side npn transistor and has a parasitic pnp transistor.
  • the collector-side npn transistor is formed by the collector region 20, the first base region 22 and the intermediate base region 25, the emitter-side npn transistor consists of the intermediate base region 25, the second base region 26 and the emitter region 28, while the parasitic pnp transistor comprises first base region 22, intermediate base region 25 and second base region 26.
  • the equivalent circuit diagram shown in FIG. 3d results.
  • the collector-side npn transistor is represented by a transistor Q4, the emitter-side npn transistor by a transistor Q5 and the parasitic pnp transistor by a transistor Q6.
  • the collector of transistor Q5 is connected to the base of transistor Q6 and the emitter of transistor Q4, the emitter of transistor Q6 via a regulated current source 242 to the base of transistor Q4 and the collector of transistor Q6 to the base of transistor Q5.
  • the current via the pn junction between the first base region 22 and the intermediate base region 25 can be divided into a current i1 carried by electrons and a current i2 carried by holes.
  • An advantage of the embodiment of FIG. 3c or FIG. 3d compared to the cascode arrangement from D2 is that a high number of rubbers G B of the parasitic transistor is not required to suppress thyristor-like behavior, so that in particular low-blocking, high-frequency components with significantly increased values of the Have the transit frequency f ⁇ and the Johnson product produced.
  • An advantage of the exemplary embodiments shown in FIGS. 3c, 3d, 4a and 4b is the suppression of the parasitic transistor of a vertically integrated cascode structure by reducing the size of the current i2 to a level that is negligible compared to the size of the current i1, for example by means of a heterojunction the heterojunction 24 of the tetrode shown in Fig. 3c.
  • the tendency to thyristor-like behavior in the tetrode is controlled by controlling the size of the emitter current i2 of the parasitic transistor Q6 and without a high one Gummel number G B of the semiconductor region between the bases of the vertically integrated transistors is reduced.
  • FIGS. 4a and 4b Two examples of tetrodes are shown below with reference to FIGS. 4a and 4b.
  • 4a shows an embodiment of a two-stage tetrode with excellent high-frequency behavior
  • FIG. 4b shows an embodiment of a two-stage tetrode that is particularly suitable for high reverse voltages. Numbers represent approximate values.
  • FIG 4a shows a schematic cross section through a contacted, two-stage tetrode Z1 suitable for the highest frequencies.
  • the tetrode Z1 includes one
  • a The collector-side npn transistor is formed by the collector region 30 as the collector, the first base region 32 as the base and the intermediate base region 35 as the emitter, while an emitter-side npn transistor is formed from the intermediate base region 35 as the collector, the second base region 36 as the base and the emitter region 38 exists as an emitter and a parasitic pnp transistor comprises the first base region 32 as an emitter, the intermediate base region 35 as a base and the second base region 36 as a collector.
  • the base-collector breakdown voltage is 9.5 V and the emitter-collector breakdown voltage is 2.5 V, while the emitter-side npn transistor has an emitter-collector breakdown voltage of 1.1 V.
  • a heterojunction 34 Between the first base region 32 and the intermediate base region 35 there is a heterojunction 34, through which the flow of holes from the first base region 32 into the intermediate base region 35 is suppressed.
  • the diode from the intermediate base region 35 and the second base region 36 of the tetrode Z1 has a breakdown due to interband tunnels and is referred to below as a “zener diode”. The individual advantages of the tetrode Z1 are explained below and an operating point is described in which the tetrode Z1 is operated.
  • the potential at the emitter contact 39 of the tetrode Z1 serves as a voltage reference, while a voltage of 2 V is applied to the first base contact 33 and the collector contact 31 is connected to a supply voltage of 9 V via a suitable resistor.
  • the collector current of the tetrode Z1 is controlled by impressing a control current into the second base contact 37, the voltage at the second base contact 37 being set to a value u ⁇ which is dependent on the control current.
  • a comparison transistor A1 manufactured in a technology generation comparable to that of the Tetrode Z1, is also used to illustrate individual advantages of the tetrode Z1.
  • the comparison transistor A1 is obtained from the tetrode Z1 by omitting the second base region 36, including the second base contact 37 and the intermediate base region 35, so that in the comparison transistor A1 the emitter region borders on the first base region 32 of the tetrode Z1.
  • the collector of the emitter-side npn transistor is shielded from voltage fluctuations in the collector region 30 by the collector-side npn transistor.
  • a significantly higher early voltage V a is thereby achieved with the tetrode Z1 than with the comparison transistor A1.
  • the blocking capability of the tetrode Z1 is given by the breakdown voltage between the first base region 32 and the collector region 30, so that the tetrode Z1 with a comparable level of doping in the collector region 30 achieves a significantly higher blocking capacity than with the comparison transistor A1 in emitter circuit.
  • the tetrode Z1 is a special vertically integrated cascode structure.
  • the behavior of the tetrode Z1 deviates from that of a known cascode circuit.
  • One reason for this is that the emitter-collector breakdown voltage in the emitter-side npn transistor of the tetrode Z1 is lower than the voltage between the emitter region 38 and the first
  • the behavior of the tetrode Z1 is not significantly influenced by the interband tunneling in the Zener diode.
  • the blocking voltage across the zener diode and the rate of interband tunneling are increased by a falling control current.
  • the holes produced here are available as additional current in the second base region 36 and, multiplied by the current gain ⁇ of the emitter-side npn transistor, contribute to the collector current.
  • the base-emitter voltage is increased and the voltage across the Zener diode and the interband tunneling rate are reduced again by the rising collector current.
  • the tetrode Z1 By operating the tetrode Z1 at an operating point in which the potential in the intermediate base region 35 exceeds the emitter-collector breakdown voltage of the emitter-side npn transistor, a tendency to oscillate, which individual embodiments of tetrodes have, is amplified.
  • the tetrode Z1 becomes the oscillator and can, for example in connection with a resonator, advantageously be used as a vibration source, or in conjunction with a high pass as a reinforcing component for the highest frequencies.
  • the voltage in the collector region 30 can be between approximately 2 V and approximately 9 V, so that with the tetrode Z1 a voltage swing ⁇ U of about 7 V is reached.
  • a transit frequency of 200 GHz a Johnson product of 1400 GHz-V is then achieved.
  • the comparison transistor A1 with a transit frequency of 105 GHz and a dielectric strength in the emitter circuit of 2 V, only has a Johnson product of 310 GHz-V.
  • the collector current cannot be switched off by the control current as a result of the interband tunneling, but must be interrupted by suitable circuitry means.
  • the intermediate base region 35 of the tetrode Z1 By reducing the dopant concentration in the intermediate base region 35 of the tetrode Z1, the interband tunneling rate in the zener diode is reduced and the stable tetrode operating range is increased. At the same time, in order to avoid punch-through between the first base region 32 and the second base region 36, the intermediate base region 35 must be made thicker. This reduces the transit frequency f ⁇ . As an example, a transit frequency f ⁇ of 160 GHz is achieved with a tetrode, which differs from tetrode Z1 by a 250 nm thick silicon intermediate base region doped with 1.5e17 cm "3 arsenic, with a voltage swing ⁇ Uc of approximately 7 V.
  • the tetrode Z2 comprises a 50 ⁇ m thick collector region 40 made of silicon doped with 4e14 cm ⁇ arsenic and contacted from the rear side of the semiconductor body with a collector contact 41, a 17 nm thick first base region 42 made of Si doped with Sel ⁇ crn 3 boron 0, 7 5 Ge 0, 25 with a first base contact 43, thick a 350 nm and with 3e19 cm "doped 3 arsenic intermediate base region 45 made of silicon, nm thick a 17, with 3e19 cm" doped 3 Bor second base region 46 made of Si 0 , 75 Ge 0 , 25 with a second base contact 47 and a 50 nm thick silicon emitter region 48 doped with 2e18 cm "3 arsenic with an emitter contact 49.
  • a collector-side npn transistor is formed by the collector region 40 as the collector, the first base region 42 as the base and the intermediate base region 45 as the emitter, while an emitter-side npn transistor composed of the intermediate base region 45 as the collector, the second base region 46 as the base and the emitter region 48 exists as an emitter and a parasitic pnp transistor comprises the first base region 42 as an emitter, the intermediate base region 45 as a base and the second base region 46 as a collector.
  • the base-collector breakdown voltage of the collector-side npn transistor is 500 V and the emitter-collector breakdown voltage is 200 V, while the emitter-side npn transistor is one 4 V emitter-collector breakdown voltage.
  • a heterojunction 44 lies between the first base region 42 and the intermediate base region 45. The heterojunction 44 obstructs holes in the transition from the first base region 42 into the intermediate base region 45.
  • the potential at the emitter contact 49 serves as a voltage reference.
  • the collector current is controlled by impressing a control current into the second base contact 47. 2 V are applied to the first base contact 43, and the collector contact 31 is connected to a voltage of 500 V via a resistor.
  • a comparison transistor A2 produced in a technology generation comparable to that of the tetrode Z2, is also used to illustrate individual advantages of the tetrode Z1.
  • the comparison transistor A2 is obtained from the tetrode Z2 by omitting the second base region 46 including the second base contact 47 and the intermediate base region 45, so that in the comparison transistor A2 the emitter region borders on the first base region 42 of the tetrode Z2.
  • the collector of the emitter-side npn transistor is shielded from voltage fluctuations in the collector region 30 by the collector-side npn transistor.
  • a significantly higher early voltage V a is thereby achieved with the tetrode Z2 than with the comparison transistor A2.
  • the blocking ability of the tetrode Z2 is due to the
  • Breakdown voltage is given between the first base region 42 and the collector region 40, so that with the tetrode Z2 at a comparable level of doping in the collector region 40 a significantly higher blocking capability is achieved than with the comparison transistor A2 in the emitter circuit.
  • the Tetrode Z2 achieves a voltage swing ⁇ U C of 500 V and a Johnson product of 200 GHz-V at a transit frequency of 330 MHz.
  • the comparison transistor A2 with a transit frequency of 570 MHz and a dielectric strength in the emitter circuit of 200 V, only has a Johnson product of 1 15 GHz-V, which is typical for high-blocking transistors.
  • the Johnson product is then increased by replacing the transistor A2 with the tetrode Z2.
  • the losses in the "on" and "off” state are significantly lower than the losses during the switching. Increasing the switching speed by reducing the effective capacities reduces the energy deposited in the active component per switching operation and the heating of the component.
  • the clock rate is limited by the power that can be dissipated, for example via the housing. According to this, the higher the transit frequency f ⁇ of an active component, the higher the clock rate that can generally be achieved.
  • a high-blocking power transistor with a Johnson product of 100 GHz, for example, by a power tetrode with the same blocking capability, but a Johnson product of 200 GHz, for example, the achievable clock rate can be doubled.

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Abstract

Verfahren zur Verbesserung elektrischer Eigenschaften aktiver Bipolarbauelemente. Bei den bisher bekannten Verfahren zur Verbesserung elektrischer Eigenschaften aktiver Bipolarbauelemente wird die Steuerfähigkeit eines Eingangssignales über ein Ausgangssignal stark beeinträchtigt, oder es wird, vor allem im Hochfrequenzbereich, das transiente Verhalten bei gegebener Sperrfähigkeit nur geringfügig verbessert. Bei dem neuen Verfahren werden dreischichtige durch fünfschichtige Halbleiteranordnungen ersetzt, während gleichzeitig mithilfe eines Heteroüberganges die Neigung fünfschichtiger Halbleiteranordnungen zu thyristorähnlichem Verhalten unterdrückt wird. Durch das neue Verfahren werden insbesondere die Hochfrequenzeigenschaften und die Sperrfähigkeit aktiver Bipolarbauelemente verbessert, während die Steuerfähigkeit eines Eingangssignales über ein Ausgangssignal weitgehend erhalten wird.

Description

Verfahren zur Verbesserung elektrischer Eigenschaften aktiver Bipolarbauelemente
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verbesserung elektrischer Eigenschaften aktiver Bipolarbauelemente, gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Aus der Druckschrift EP 0 493 854, nachfolgend als D1 bezeichnet, sind vertikal integrierte Kaskodenstrukturen für Hochvoltanwendungen bekannt. Hierbei wird ein geometrisch untenliegender Transistor mit einer hohen Sperrfähigkeit mit einem geometrisch obenliegenden Transistor vertikal integriert. Derartige Anordnungen werden vorzugsweise im Spannungsbereich über 100 V eingesetzt. Die Emitterre- gion des geometrisch untenliegenden Transistors weist, bei demselben Leitungstyp, eine deutlich höhere Dotierstoffkonzentration auf als eine angrenzende Kollektor-Driftzone des geometrisch obenliegenden Transistors. Hierdurch wird insbesondere die Emitter-Effektivität des geometrisch untenliegenden Transistors erhöht. Die vertikale Integration beispielsweise zweier npn-Transistoren ergibt ei- nen parasitären pnp-Transistor, so dass die Anordnung aus D1 zu thyristorähnlichem Verhalten neigt und der Kollektorstrom nur eingeschränkt steuerfähig bleibt.
In der Druckschrift EP605920, nachfolgend als D2 bezeichnet, wird die Neigung der Anordnung aus D1 zu thyristorähnlichem Verhalten über eine Erhöhung der Gummelzahl GB des parasitären Transistors verringert. Hierzu wird die Emitterre- gion des unteren Transistors als hochdotierte Schicht ausgeführt, die die Basis des unteren Transistors von der Kollektor-Driftzone des oberen Transistors durchgehend voneinander trennt, indem eine MESA (Tafelberg)-Struktur erzeugt wird. In einer weiteren Ausführungsform wird in D2 p-dotiertes SiGe als Ätzstopp für die Herstellung der MESA-Struktur in der Basis des unteren Transistors verwendet. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Verbesserung der elektrischen Eigenschaften von Bipolarbauelementen anzugeben. Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, Anordnungen für derartige Bipolarbauelemente aufzuzeigen. Die erstgenannte Aufgabe wird durch die Merkmale des Pa- tentanspruchs 1, die zweitgenannte Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruches 10 oder des Patentanspruchs 16 gelöst. Günstige Weiterbildungen und Ausgestaltungsformen sind jeweils Gegenstand von Unteransprüchen.
Das Wesen der Erfindung besteht darin, von einem Transistor zu einer vertikal integrierten Kaskodenstruktur überzugehen und den parasitären Transistor durch ei- nen HeteroÜbergang zu unterdrücken. Hierzu wird in einem Transistor, bestehend aus einer ersten Halbleiterregion eines ersten Leitungstyps, einer zweiten, an die erste Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion eines zweiten, dem ersten entgegen gesetzten Leitungstyps, und einer dritten, an die zweite Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion des ersten Leitungstyps, die zweite Halbleiterregion ersetzt durch eine Abfolge aus einer vierten Halbleiterregion des zweiten Leitungstyps aus einem ersten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die vierte Halbleiterregion an die erste Halbleiterregion grenzt, einer homogen dotierten fünften Halbleiterregion des ersten Leitungstyps aus einem zweiten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die fünfte Halbleiterregion an die vierte Halbleiterregion grenzt, und einer sechsten Halbleiterregion des zweiten Leitungstyps, dergestalt, dass die sechste
Halbleiterregion an die fünfte Halbleiterregion und die dritte Halbleiterregion grenzt, wobei der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner als der Wert der Energielücke in dem zweiten Halbleitermaterial ist. Unter der homogenen Dotierung der fünften Halbleiterregion wird verstanden, dass die Dotierstoffkonzentration in dieser Halbleiterregion um weniger als zwei Zehnerpotenzen, vorzugsweise um weniger als eine Zehnerpotenz abweicht.
Durch Ersetzen der zweiten Halbleiterregion durch die vierte, fünfte und sechste Halbleiterregion wird eine neuartige vertikal integrierbare Kaskodenstruktur er- zeugt, die im Folgenden als Tetrode bezeichnet wird. Im Unterschied zu den aus D1 oder D2 bekannten vertikal integrierten Kaskodenstrukturen weist die Tetrode zwischen der vierten und der fünften Halbleiterregion keine weitere Halbleiterregion mit einer im Vergleich zu der fünften Halbleiterregion erhöhten Dotierstoffkonzentration auf. Im Folgenden wird die dritte Halbleiterregion „Emitterbereich" und die erste Halbleiterregion „Kollektorbereich" genannt. Ferner wird die vierte Halbleiterregion als „erster Basisbereich", die fünfte Halbleiterregion als „Zwi- schenbasisbereich" und die sechste Halbleiterregion als „zweiter Basisbereich" bezeichnet. Des Weiteren wird ein „parasitärer Transistor" aus dem ersten Basis- bereich, dem Zwischenbasisbereich und dem zweiten Basisbereich gebildet.
Durch Anwendung des Verfahrens lassen sich Bauelemente erzeugen, bei denen im Unterschied zu herkömmlichen Bauelementen ohne eine Erhöhung der Chipfläche elektrische Kenngrößen, wie beispielsweise die Transitfrequenz fτ, die Leistungsverstärkung, das Johnson-Produkt und das Produkt aus Early- Spannung Va und Stromverstärkung ß deutlich verbessert werden. Insbesondere lassen sich mit dem neuen Verfahren sowohl Hochfrequenz-Tetroden als auch Leistungs-Tetroden herstellen, indem je nach Anwendungsgebiet die Halbleitermaterialien und deren Dotierungsprofile und Schichtdicken entsprechend gewählt werden.
In einer Weiterbildung des die Aufgabe lösenden Verfahrens wird die dritte Halbleiterregion in einem dritten und die sechste Halbleiterregion in einem vierten Halbleitermaterial ausgeführt, wobei der Wert der Energielücke in dem vierten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als im dritten Halbleitermaterial. Hierdurch wird ein Teiltransistor aus dem Emitterbereich, dem zweiten Basisbereich und dem Zwischenbasisbereich der durch Anwendung des Verfahrens erzeugten Tetrode als HeteroBipolartransistor ausgeführt und das transiente Verhalten der Tetrode verbessert, d.h. die Grenzfrequenz und oder die Sperrfähigkeit erhöht.
In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird in der vierten Halbleiterregi- on an dem Rand zur fünften Halbleiterregion eine größere Bandlücke erzeugt als an dem Rand zur ersten Halbleiterregion. In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird in der sechsten Halbleiterregion an dem Rand zur dritten Halbleiterregion eine größere Bandlücke erzeugt als an dem Rand zur fünften Halbleiterregion. Die Änderung der Bandlücke innerhalb der vierten beziehungsweise sechsten Halbleiterregion kann hierbei stetig, sprunghaft oder abgestuft ausgestaltet sein. Durch einen geeigneten Bandlückenverlauf wird ein die Minoritätsladungsträger in einer nicht-ausgeräumten Halbleiterregion beschleunigendes quasi-elektrisches Feld hervorgerufen und hiermit die Transitfrequenz fτ der durch Anwendung der Weiterbildung des Verfahrens erzeugten Vorrichtung vorteilhaft erhöht.
In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die vierte Halbleiterregion in einem anderen Halbleitermaterial ausgeführt als die erste Halbleiterregion. Hier- durch lässt sich insbesondere die Durchbruchspannung der Diode zwischen der ersten und der vierten Halbleiterregion erhöhen, ohne die transienten Eigenschaften der mittels des Verfahrens erzeugten Bauelemente zu beeinträchtigen. Durch eine abgestufte oder stetige Ausgestaltung des HeteroÜberganges zwischen der ersten und der vierten Halbleiterregion lassen sich insbesondere pie- zoelektrische Effekte sowie Verspannungen des Kristallgitters bei Gitterfehlanpassungen verringern und ein ungehinderter Fluss von Ladungsträgern auch in den Fällen sicherstellen, bei denen durch einen sprunghaften HeteroÜbergang die Bewegung von Ladungsträgern ersten Leitungstyps aus dem ersten Basisbereich in den Kollektorbereich durch einen Bandkantensprung behindert und hier- durch der Kollektorstrom verringert und die Sättigungsspannung erhöht wird.
In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die sechste Halbleiterregion in einem anderen Halbleitermaterial ausgeführt als die fünfte Halbleiterregion. Hierdurch wird die Ausführung des Verfahrens erleichtert. Durch eine abgestufte oder stetige Ausgestaltung des HeteroÜberganges zwischen der fünften und der sechsten Halbleiterregion lassen sich piezoelektrische Effekte und Verspannungen des Kristallgitters bei Gitterfehlanpassungen verringern. Ferner lässt sich ein ungehinderter Fluss von Ladungsträgern auch in den Fällen sicherstellen, bei denen durch einen sprunghaften HeteroÜbergang die Bewegung von Ladungsträgern ersten Leitungstyps aus dem zweiten Basisbereich in den Zwischenba- sisbereich durch einen Bandkantensprung behindert wird.
In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die fünfte Halbleiterregion mit einer höheren Dotierstoffkonzentration als die erste Halbleiterregion ausgeführt. Da sich durch einen hochdotierten Zwischenbasisbereich das transiente Verhalten verbessern lässt, wird bei dem Ersetzen eines Transistors mit einem niedrigen Dotierstoffniveau im Kollektor der Zwischenbasisbereich höher dotiert als der Kollektor und hierdurch insbesondere ein hohes Johnson-Produkt von hochsperrenden Tetroden erzielt. In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die fünfte Halbleiterregion mit einer vergleichbaren Dotierstoffkonzentration wie die erste Halbleiterregion ausgeführt, d.h. der Zwischenbasisbereich wiest eine mit dem Kollektor vergleichbare hohe Dotierstoffkonzentration auf. Hierdurch lässt sich ein besonders hohes John- son-Produkt von Hochfrequenz-Tetroden erzielen.
In einer anderen Weiterbildung des Verfahrens wird die fünfte Halbleiterregion in n-dotiertem Si und die vierte Halbleiterregion in p-dotiertem SiGe ausgeführt. Durch die Kompatibilität zur Silizium-Technologie ist diese Weiterbildung unter anderem besonders kostengünstig und einfach umzusetzen. Zudem wird eine schaltungstechnische Kombination mit Standard-MOSFET-Transistoren ermöglicht.
Durch das Verfahren lassen sich neuartige Mehrschichtbauelemente, insbesondere Tedroden, erzeugen, mit einer ersten Anzahl von Halbleiterschichten eines ersten Leitungstyps und einer zweiten Anzahl von Halbleiterschichten eines zwei- ten, dem ersten entgegen gesetzten Leitungstyps. Dabei ist die erste Anzahl größer ist als die Zahl eins, und die zweite Anzahl ist um eines größer als die erste Anzahl. Jede Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps grenzt an zwei der Halbleiterschichten des zweiten Leitungstyps.
Eine erste Halbleiterschicht der zweiten Anzahl, die an zwei Halbleiterschichten der ersten Anzahl grenzt, besteht aus einem ersten Halbleitermaterial. Eine an diese erste Halbleiterschicht grenzende zweite Halbleiterschicht der ersten Anzahl besteht aus einem zweiten Halbleitermaterial. Dabei ist die erste Halbleiterschicht vom zweiten Leitungstyp und die erste Halbleiterschicht vom ersten Leitungstyp.
Erfindungsgemäß weist die erste Halbleiterschicht eine homogene Dotierstoff- Verteilung auf und der Wert der Energielücke in dem zweiten Halbleitermaterial ist um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial. Unter der homogenen Dotierung der ersten Halbleiterschicht wird verstanden, dass die Dotierstoffkonzentration in dieser Schicht um weniger als zwei Zehnerpotenzen, vorzugswei- se um weniger als eine Zehnerpotenz abweicht.
Nachfolgend werden auch Mehrschichtbauelemente, bei denen die erste Anzahl größer ist als die Zahl zwei, als „Tetroden" bezeichnet. Durch einen Übergang von einer ersten Tetrode mit einer ersten Anzahl von zwei zu einer zweiten Tetrode mit einer ersten Anzahl größer als zwei werden Mehrschichtbauelement mit geänderten elektrischen Kenngrößen, insbesondere mit einer erhöhten die Early-Spannung Va sowie einer vergrößerten Leistungsverstärkung, erzielt.
Eine erste der beiden an genau eine Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps grenzenden Halbleiterschichten einer Tetrode wird nachfolgend als „Emitterbereich", die andere der beiden an genau eine Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps grenzenden Halbleiterschichten als „Kollektorbereich" der Tetrode bezeichnet. Die Halbleiterschichten des zweiten Leitungstyps einer Tetrode werden im Folgenden als „Basisbereiche" und die Halbleiterschichten des ersten Leitungstyps, die zwischen zwei Basisbereichen angeordnet sind, als „Zwischenba- sisbereiche" bezeichnet.
Für den Betrieb einer Tetrode werden in allgemeinen mindestens der Kollektorbereich, die Basisbereiche und der Emitterbereich elektrisch kontaktiert. In einer anderen Ausführungsform der Erfindung weisen einzelne oder alle Zwischenba- sisbereiche elektrische Kontakte auf. Hierdurch lässt sich- eine mögliche Schwingungsneigung unterdrücken.
Das Potential, das sich in einem unkontaktierten Zwischenbasisbereich einstellt, hängt einerseits vom Kollektorstrom ab, bestimmt aber andererseits den Kollektor- ström mit. Aufgrund der endlichen Lauf- und Ladezeiten reagiert das Potential im Zwischenbasisbereich verzögert auf Änderungen des Kollektorstromes, genauso, wie sich der Kollektorstrom erst zeitversetzt auf eine Potentialänderung im Zwischenbasisbereich anpasst. Hierdurch ergibt sich ein Regelkreis mit einer Zeitkonstante. Einzelne Ausführungsformen neigen unterhalb der Zeitkonstante zum Schwingen. Über eine Festlegung der Spannung in dem Zwischenbasisbereich mittels eines elektrischen Kontaktes lässt sich diese Schwingungsneigung unterdrücken.
In einer anderen Ausführungsform von Tetroden weisen alle kontaktierten Halbleiterschichten eine zur Vorderseite eines Halbleiterkörpers anschließbare elek- trische Kontaktierung auf. Als Vorderseite wird beispielsweise die Seite eines
Wafers angesehen, die die Kontaktflächen für Anschlüsse der Bauelemente aufweist. Durch die Vorderseitenkontaktierung werden bei den Tetroden mit relativ dünnen Halbleiterbereichen niedrige Anschlusswiderstände erreicht, so dass sich insbesondere das für den Hochfrequenzbereich wichtige transiente Verhalten verbessert.
In einer anderen Ausführungsform von Tetroden weist die unterste Halbleiterschicht eine von der Rückseite des Halbleiterkörpers her erfolgende Kontaktierung auf. Hierdurch lässt sich das Substratmaterial zur Erzielung einer hohen Spannungsfestigkeit der Tetroden als Kollektor-Driftzone nutzen. Ferner lassen sich Bauelemente mit hoher Stromtragfähigkeit platzsparend anschließen, so dass die Ausführungsform vor allem in den Bereichen hoher Spannung und hoher Ströme vorteilhaft ist.
Die Tetroden lassen sich insbesondere als hochsperrendes aktives Bauelement verwenden. In einem Spannungsbereich, in dem das transiente Verhalten eines Transistors von der Laufzeit durch die Basis-Kollektor-Raumladungszone bestimmt wird, lässt sich beispielsweise mittels einer zweistufigen Tetrode ein etwa 1 ,5- bis 3-faches Johnson-Produkt eines hochsperrenden Transistors erreichen. Wäh- rend die Sperrfahigkeit einer zweistufigen Tetrode drei- bis zehnmal so hoch ist wie die eines Transistors vergleichbarer Kollektordotierung, verhält sich die Transitfrequenz fτ umgekehrt proportional zur Wurzel der Basis-Kollektor-Spannung, so dass sich durch ein Ersetzen eines hochsperrenden Transistors durch eine zweistufige Tetrode das Johnson-Produkt um einen Faktor V~3 bis V ö" erhöhen lässt.
Typische Anwendungsgebiete hochsperrender Tetroden umfassen aktive Elemente in Schaltnetzteilen sowie die Ansteuerung piezoelektrischer Aktoren in Druckköpfen, Mikrodosierpumpen oder Lautsprechern. In Schaltnetzteilen lassen sich durch Verwendung von Tetroden insbesondere die Schaltverluste deutlich verringern.
Bei einer integrierten Schaltung lässt sich bei der Ansteuerung piezoelektrischer
Aktoren im Spannungsbereich von beispielsweise 200 V mittels des Ersetzens der bisher verwendeten Halbleiterbauelemente durch Tetroden die Kollektor- Schichtdicke reduzieren. Hierdurch lässt sich die Packungsdichte innerhalb der integrierten Schaltung erhöhen und eine erhebliche Kostenreduzierung errei- chen.
Eine Tetrode lässt sich ferner vorteilhaft als hochfrequenztaugliches aktives Bauelement verwenden. In einem Frequenzbereich, in dem das transiente Verhalten eines Transistors merklich durch den Miller-Effekt beeinflusst wird, lässt sich, aufgrund des höheren erzielbaren Spannungshubes ΔUC und der Vermeidung des Miller-Effektes mittels einer zweistufigen Tetrode ein 3- bis 10-faches Johnson- Produkt im Vergleich mit einem Transistor erreichen. Typische Anwendungen hochfrequenztauglicher Tetroden liegen beispielsweise in der Mobilkommunikation sowie in der Signalaufbereitung und der Ansteuerung optischer Modulatoren für die Datenübertragung in faseroptischen Netzen.
Ferner lässt sich unter Verwendung von Tetroden anstelle von Transistoren eine höhere Leistungsverstärkung pro Verstärkerstufe erreichen und hierdurch die An- zahl an Verstärkerstufen und die Ruhestromaufnahme verringern. Bei mobilen
Anwendungen wie Handys und Notebooks lassen sich hiernach die Ladeintervalle der Energieträger, insbesondere von Akkumulatoren, erheblich vergrößern.
Während im unteren Hochfrequenzbereich im Bereich von wenigen GHz oder unterhalb einem GHz kostengünstige, ausgereifte und einfache Herstellungsver- fahren für integrierte Schaltungen zur Verfügung stehen, ist für Anwendungen in
Frequenzbereichen oberhalb des X-Bandes häufig ein Übergang zu anderen, weniger kostengünstigen und in der Prozessierung aufwendigeren Halbleitermaterialsystemen wie beispielsweise GaAs nötig. Durch den Einsatz von Tetroden wird der mit einem gegebenen Halbleitermaterialsystem, insbesondere mit Silizi- um, zugängliche Frequenzbereich erweitert. Hierdurch werden die Herstellungskosten für Einrichtungen zur Signalaufbereitung in hohen Frequenzbereichen erheblich reduziert.
Bei der Datenübertragung in Glasfasernetzen werden durch Trägerfrequenzen von typischerweise etwa 200 THz hohe Modulationsraten ermöglicht. Oberhalb einer Datenrate von etwa 10 Gb/s wird hierbei auf den Strahl einer kontinuierlich betriebenen Laserdiode durch einen nachgeschalteten optischen Modulator ein Signal aufgeprägt. Als optische Modulatoren dienen insbesondere Mach- Zehnder-Interferometer, die Steuerspannungen von bis zu etwa 10 V erfordern. Anders als mit den bekannten Halbleiterbauelementen können vermittels Tetro- den hochfrequente Ansteuersignale im benötigten Spannungsbereich auf einfache und kostengünstige Weise zur Verfügung gestellt werden.
Eine mögliche Schaltung, die ebenfalls Gegenstand der Erfindung ist, ist eine Hochfrequenz-Kaskodenschaltung. Unter Hochfrequenz wird dabei vorzugsweise verstanden, dass das transiente Verhalten in diesem Hochfrequenzbereich wesentlich durch den Miller-Effekt beeinflusst wird Diese Hochfrequenz- Kaskodenschaltung weist einen ersten Transistor, der in Basisschaltung betrieben ist, und einen zweiten Transistor, der in Emitterschaltung betrieben ist, auf. Dabei bilden der Emitter des zweiten Transistors und der Kollektor des ersten
Transistors einen durchgehenden Zwischenbasisbereich, der daher nicht durch Metallisierungen getrennt ist. Der Basis-Zwischenbasis-Übergang des ersten Transistors ist ein Hetero-Übergang, zwischen zwei Halbleitermaterialien mit unterschiedlicher Bandlücke, die eine Reduzierung der Wirkung des parasitären Transistors ermöglicht. Der Zwischenbasisbereich ist dabei homogen dotiert.
Unter der homogenen Dotierung des Zwischenbasisbereiches wird verstanden, dass die Dotierstoffkonzentration in diesem Bereich um weniger als zwei Zehnerpotenzen, vorzugsweise um weniger als eine Zehnerpotenz abweicht.
In einer vorteilhaften Weiterbildungen dieser Hochfrequenz-Kaskodenschaltung der Erfindung ist die Dotierstoffkonzentration spezifiziert, indem der Zwischenbasisbereich eine Dotierstoffkonzentration von mindestens 1 • 1017 cm"3 vorzugsweise mehr als 5 • 1017 cm"3 aufweist. Durch die homogene Dotierung kann der Zwischenbasisbereich, der den Kollektor des ersten Transistors bildet an bestimmte Hochfrequenzeigenschaften dieses Transistors besser angepasst wer- den.
Weiterhin kann die Hochfrequenzcharakteristik der Hochfrequenz-Kaskodenschaltung der Erfindung verbessert werden, indem in einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung der Zwischenbasisbereich eine Dicke von weniger als 200nm, vorzugsweise von weniger als 100nm aufweist. Mit abnehmender Dicke können die Hochfrequenzeigenschaften verbessert werden. Dies ist insbesondere deshalb möglich, da ein hochdotiertes Gebiet zusätzlich zur erfindungsgemäßen homogen dotierten Zwischenbasis nicht benötigt wird.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist zudem ein Verfahren zur Herstellung eines Mehrschichtbauelement, dass die folgenden Herstellungsschritte aufweist. Es werden eine erste Anzahl von Halbleiterschichten eines ersten Leitungstyps und eine zweite Anzahl von Halbleiterschichten eines zweiten Leitungstyps erzeugt. Zwar können grundsätzlich mehrere Halbleiterschichten eines Leitungstyps gleichzeitig, beispielsweise mit einer einzigen Implantation erzeugt werden, vor- zugsweise werden jedoch Halbleiterschichten des ersten und des zweiten Leitungstyps einander abwechselnd erzeugt, beispielsweise epitaktisch aufgebracht.
Erfindungsgemäß ist die erste Anzahl größer als die Zahl eins und die zweite Anzahl um eins größer ist als die erste Anzahl. Jede Halbleiterschicht des ersten Leitungstyps wird derart hergestellt, dass diese an zwei der Halbleiterschichten des zweiten Leitungstyps grenzt. Es wird dabei eine erste Halbleiterschicht des zweiten Leitungstyps aus einem ersten Halbleitermaterial erzeugt, die an zwei Halbleiterschichten des ersten Leitungstyps grenzt. Zudem wird eine, an die erste Halbleiterschicht grenzende zweite Halbleiterschicht aus einem zweiten Halblei- termaterial erzeugt, dessen Wert der Energielücke um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial. In der ersten Halbleiterschicht wird ein Dotierstoff homogen verteilt.
Die Erfindung soll nachfolgend im Zusammenhang mit mehreren schematisierten Zeichnungen erläutert werden. Hierbei wird in der Fig. 1 das Verfahren gemäß
Anspruch 1 dargestellt und anhand der Figuren 2a und 2b die Unterdrückung des parasitären Transistor bei dem Verfahren erläutert. Mit Hilfe der Figuren 3a bis 3d wird das Verfahren mit dem Stand der Technik verglichen. Schließlich werden anhand der Fig. 4a einzelne Vorteile einer Hochfrequenz-Tetrode und anhand der Fig. 4b einzelne Vorteile einer Leistungs-Tetrode besprochen.
Im Einzelnen zeigt
Fig. 1 das grundlegende Verfahren anhand von einzelnen Schichtfolgen;
Fig. 2a den Verlauf der Materialzusammensetzung in Teilen zweier Tetroden;
Fig. 2b die aus Fig. 2a folgenden Bandschemata im aktiven Vorwärtsbetrieb; Fig. 3a einen schematisierten Querschnitt durch eine vertikal integrierte Kaskodenstruktur gemäß D2;
Fig. 3b das Ersatzschaltbild der vertikal integrierten Kaskodenstruktur aus Fig. 3a;
Fig. 3c einen schematisierten Querschnitt durch eine zweistufige Tetrode;
Fig. 3d das Ersatzschaltbild der Tetrode aus Fig. 3c; Fig. 4a einen schematisierten Querschnitt durch eine Hochfrequenz-Tetrode; und
Fig. 4b einen schematisierten Querschnitt durch eine Leistungs-Tetrode. Aktive Bipolarbauelemente sind unter anderem die Bipolartransistoren in den Typen npn und pnp, im Folgenden als Transistoren bezeichnet. Wichtig zur Charakterisierung von aktiven Bauelementen wie beispielsweise den Transistoren sind elektrischen Kenngrößen für den Kleinsignalbetrieb, wie die Stromverstär- kung ß und die Early-Spannung Va. Hierbei ist die Stromverstärkung ß ist umgekehrt proportional zur Gummelzahl GB, dem Dotierstoffintegral über die nicht- ausgeräumte Basis. Durch eine Erhöhung der Basis-Kollektor-Spannung wird die nicht-ausgeräumte Basis verkleinert und die Stromverstärkung ß erhöht. Die relative Änderung der Stromverstärkung ß um so größer, je größer die Stromver- Stärkung ß ist, so dass das Produkt aus der Early-Spannung Va und der Stromverstärkung ß begrenzt ist.
Wichtig bei Verwendung aktiver Bipolarbauelemente als Verstärkerelemente oder Schalter sind ferner das transiente Verhalten und die Sperrfähigkeit. Eine Kenngröße zur Charakterisierung des transienten Verhaltens ist die Transitfrequenz fτ. Der am Kollektor erzielbare Spannungshub ΔUc stellt eine Kenngröße für die
Sperrfähigkeit dar, die umgekehrt proportional zur Höhe der Kollektordotierung ist.
Bei hochsperrenden Transistoren wird das transiente Verhalten vor allem von der Kollektor-Laufzeit bestimmt. Hierbei durchqueren die Ladungsträger eine gesperrte Raumladungszone mit Sättigungsgeschwindigkeit, so dass die Kollektor-Laufzeit bei der maximalen Kollektorspannung umgekehrt proportional zur Höhe der Kollektordotierung ist. Im Hochfrequenzbereich wird das transiente Verhalten von der Basis-Laufzeit und der Basis-Ladezeit bestimmt. Bei einer Signalübertragung wird die Basis-Emitter-Kapazität umgeladen. Die Umladung erfolgt um so schneller, je höher die Stromdichte ist. Hierdurch wächst die Transitfrequenz fτ zunächst mit steigendem Kollektorstrom an. Wird die Dichte der beweglichen Ladungsträger in der Kollektor-Driftzone vergleichbar mit der Ladungsdichte der lonenrümpfe, erhöht sich die wirksame Basisweite (Kirk-Effekt). Hierdurch wird die Basis-Laufzeit vergrößert und die Transitfrequenz fτ sinkt bei hohen Stromdichten wieder ab. Ferner ist die Stromdichte bei einsetzendem Kirk-Effekt proportional und die Basis-Lade- zeit umgekehrt proportional zur Höhe der Kollektordotierung. Auch unter Vernachlässigung von Basis-Lauf- und Ladezeit ergibt sich aufgrund der Laufzeit durch die Basis-Kollektor-Raumladungszone eine materialabhängige Obergrenze des Johnson-Produkts, d. h., dem Produkt aus Transitfrequenz fτund Spannungshub ΔUC. Bei Hetero-Bipolartransistoren (HBT) werden die elektrischen Eigenschaften insbesondere die Hochfrequenzeigenschaften mittels Hetero-Übergängen verbessert. Als HeteroÜbergang wird nachfolgend ein Übergang von einem ersten Halbleiterbereich eines ersten Halbleitermaterials zu einem zweiten Halbleiterbe- reich eines zweiten Halbleitermaterials bezeichnet. Hierbei kann der Übergang sowohl abrupt, d.h. in einem sprunghaften Wechsel zwischen dem ersten und dem zweiten Halbleitermaterial erfolgen, als auch abgestuft oder stetig ausgeführt sein, indem die Zusammensetzung in einem Übergangsbereich (Mischbereich) des Halbleitermaterials in Stufen oder stetig variiert.
Ein HeteroÜbergang eines Hetero-Bipolartransistoren zwischen Basis und Kollektor ermöglicht es, dass der Kollektorstrom eines Transistors proportional zur intrinsi- schen Ladungsträgerkonzentration in der Basis ist, während die intrinsische Ladungsträgerkonzentration in dem Halbleiter exponentiell mit einem sinkenden Wert der Bandlücke ansteigt. Durch eine Verringerung der Bandlücke in der Basis eines Transistors wird hiernach der Kollektorstrom und mithin die Stromverstärkung ß erhöht. Gleichzeitig hängt die Sperrfähigkeit einer Transistors unter anderem von der Durchbruchfeldstärke in der Kollektor-Driftzone ab, die näherungsweise proportional zur Quadratwurzel aus der dritten Potenz des Wertes der Bandlücke im Kollektor ist. Hiernach lässt sich durch einen kleineren Wert der Bandlücke in der Ba- sis als im Kollektor eine hohe Sperrfähigkeit mit einer hohen Stromdichte, und mit einer hohen Transitfrequenz fτ , die oberhalb von mehreren GHz liegt, verbinden. Ein kleinerer Wert der Bandlücke in der Basis als im Kollektor lässt sich insbesondere mit Hilfe eines HeteroÜberganges zwischen der Basis und dem Kollektor erzielen.
In einem Hetero-Bipolartransistoren (HBT) mit einem HeteroÜbergang zwischen
Basis und Emitter liegt im aktiven Vorwärtsbetrieb die Kante des Bandes, das im Emitter die Majoritäts-Ladungsträger führt, in Basis und Emitter bei vergleichbaren Energien. Bei unterschiedlichen Werten der Bandlücke in der Basis und im Emitter liegt die Kante des Bandes, das in der Basis die Majoritäts-Ladungsträger führt, in Basis und Emitter bei unterschiedlichen Energien. Wird insbesondere der Wert der
Energielücke in der Basis kleiner als im Emitter gewählt, so wird im aktiven Vorwärtsbetrieb des Transistors die Bewegung von Basis-Majoritätsladungsträgern in den Emitter mittels einer Energiebarriere unterdrückt, der Basisstrom verringert und die Stromverstärkung ß erhöht. Ein kleinerer Wert der Bandlücke in der Basis als im Emitter kann insbesondere mit Hilfe eines Heterouberganges zwischen der Basis und dem Emitter erzielt werden.
Die Basis-Laufzeit lässt sich durch ein quasi-elektrisches Feld reduzieren, indem in einem nicht-ausgeräumten Halbleiterbereich mit einem ortsunabhängigen elektrochemischen Potential und einer ortsunabhängigen Kante des Majoritätsladungsträgerbandes eine räumliche Änderung der Energielücke zu einer Bandkantenneigung im Minoritätsladungsträgerband führt. Hierdurch erfahren die Minoritätsladungsträger auch im nicht-ausgeräumten Halbleiterbereich ein als quasi-elektrisch bezeichnetes, beschleunigendes Feld, so dass die Basis-Laufzeit verringert und die Transitfrequenz fτ erhöht wird.
Des Weiteren lassen sich die elektrischem Eigenschaften aktiver Halbleiterbauelemente verbessern, indem ein einzelner Transistor in Emitterschaltung mit einer resistiven Last am Kollektor ersetzt wird durch eine - diskret aufgebaute oder lateral integrierte - Kaskodenschaltung aus einem angesteuerten Transistor in
Emitterschaltung und einem Hilfstransistor in Basisschaltung. Hierbei speist der Hilfstransistor die resistive Last. Aufgrund des niedrigen Eingangswiderstandes des Hilfstransistors erfährt der angesteuerte Transistor nur einen geringen Spannungshub ΔUC, so dass die Kaskodenschaltung bei der selben Stromverstärkung ß wie der des angesteuerten Transistors eine höhere Early-Spannung Va aufweist und der angesteuerte Transistor niedersperrend und schnell ausgeführt werden kann. Zur Stromverstärkung wird ein Transistor meist in Emitterschaltung betrieben. Demgegenüber ist die Sperrfähigkeit in Basisschaltung typischerweise dreimal bis zehnmal so hoch. Durch Kaskodieren eines Transistors als Hilfstran- sistor mit einem niedersperrenden angesteuerten Transistor werden hiernach der erzielbare Spannungshub ΔUC und das Johnson-Produkt erhöht. Weiterhin wird durch den Übergang zu der Kaskodenschaltung der Miller-Effekt reduziert und die Transitfrequenz fτ erhöht. Hierdurch lassen sich Frequenzen im Bereich von mehreren GHz erzielen.
Wichtig für die Verwendung aktiver Bauelemente ist ferner die erzielbare Leistungsverstärkung. Während der angesteuerte Transistor einer Kaskodenschaltung zur Stromverstärkung verwendet wird, dient der Hilfstransistor als Impedan- zwandler zur Spannungsverstärkung. Die mit Hilfe der Kaskodenschaltung erzielte Leistungsverstärkung berechnet sich als Produkt der Leistungsverstärkungen des angesteuerten Transistors und des Hilfstransistors.
Fig. 1 zeigt die Schichtfolge eines bekannten Transistors T1. Der Transistor T1 weist eine n-dotierte Kollektorschicht 1 , eine an die Kollektorschicht 1 grenzende p- dotierte Basisschicht 2 und eine an die Basisschicht 2 grenzende n-dotierte Emitterschicht 3 auf.
Ferner zeigt Fig. 1 die Schichtfolge einer zweistufigen Tetrode T2. Die Tetrode T2 wird durch einmalige Anwendung des Verfahrens aus dem Transistor T1 erzeugt und umfasst eine n-dotierte Kollektorschicht 4, eine an die Kollektorschicht 4 angrenzende p-dotierte erste Basisschicht 5 eines ersten Halbleitermaterials, eine an die erste Basisschicht 5 angrenzende n-dotierte Zwischenbasisschicht 6 eines zweiten Halbleitermaterials, eine an die Zwischenbasisschicht 6 angrenzende p- dotierte zweite Basisschicht 7 und eine an die zweite Basisschicht 7 angrenzende n-dotierte Emitterschicht 8. Zwischen der ersten Basisschicht 5 und der Zwischenbasisschicht 6 liegt ein HeteroÜbergang 9. Das erste Halbleitermaterial und das zweite Halbleitermaterial erfüllen die Bedingung, dass der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als der Wert der Energielücke im zweiten Halbleitermaterial.
In der Abbildung der Schichtfolge der Tetrode T2 ist eine Schnittlinie AA' eingezeichnet. Die Schnittlinie AA' verläuft durch einen Teil der Zwischenbasisschicht 6, durch die erste Basisschicht 5 und durch einen Teil der Kollektorschicht 4. Entlang der Schnittlinie AA' kennzeichnet die Bezugsziffer 50 die Grenze zwischen der ersten Basisschicht 5 und der Zwischenbasisschicht 6 und die Bezugsziffer 51 die Grenze zwischen der Kollektorschicht 4 und der ersten Basisschicht 5.
Schließlich zeigt Fig. 1 die Schichtfolge einer mehrstufigen Tetrode T3. Die Tetrode T3 wird durch mehrmalige Anwendung des Verfahrens auf den Transi- stör T1 erzeugt und umfasst eine Kollektorschicht C vom n-Leitungstyp und eine
Emitterschicht E vom n-Leitungstyp, zwischen denen sich eine Anordnung von r Zwischenbasisschichten vom n-Leitungstyp Z1 , ..., Zr und r+1 Basisschichten B1 , .... Bs vom p-Leitungstyp befindet, wobei jede Schicht vom p-Leitungstyp an genau zwei Schichten vom n-Leitungstyp grenzt. Zwischen je einer ersten, an zwei Schichten vom p-Leitungstyp grenzenden Schicht und der nach unten angren- zenden zweiten Schicht liegt ein HeteroÜbergang H1 , ..., Hr. Je ein drittes Material der ersten Schicht und ein viertes Material der zweiten Schicht erfüllen, dass der Wert der Energielücke in dem vierten Material um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als im dritten Material.
In Fig. 2a und Fig. 2b werden die Verläufe einzelner Kenngrößen entlang von Schnitten durch zwei Ausführungsformen einer zweistufigen Tetrode mit einem Kollektor vom n-Leitungstyp dargestellt. Hierbei ist waagrecht die Ortskoordinate entlang der Schnittlinie AA' aus der Abbildung der Schichtfolge der Tetrode T2 der Fig. 1 aufgetragen. Durch die Bezugsziffer Aa wird der Wert der Ortskoordinate am Punkt A markiert. Durch die Bezugsziffer 50a wird der Wert der Ortskoordinate an der Grenze 50 zwischen der ersten Basisschicht 5 und der Zwischenbasisschicht 6 entlang der Schnittlinie AA' gekennzeichnet. Durch die Bezugsziffer 51a wird der Wert der Ortskoordinate an der Grenze 51 zwischen der ersten Basisschicht 5 und der Kollektorschicht 4 entlang der Schnittlinie AA' aufgezeigt. Durch die Bezugsziffer Aa' wird der Wert der Ortskoordinate am Punkt A' markiert. Der Ordinatenab- schnitt 6a zwischen Aa und 50a umfasst Ortskoordinaten von Punkten aus der Zwischenbasisschicht 6 und wird als Zwischenbasisabschnitt 6a bezeichnet. Der Ordinatenabschnitt 5a zwischen 50a und 51a umfasst Ortskoordinaten von Punkten aus der ersten Basisschicht 5 und wird als erster Basisabschnitt 5a bezeichnet. Der Ordinatenabschnitt 4a zwischen 51a und Aa' umfasst Ortskoordinaten von Punkten aus der Kollektorschicht 4 und wird als Kollektorabschnitt 4a bezeichnet.
Die in Fig. 2a und Fig. 2b betrachteten Ausführungsformen der Tetrode sind aus Mischkristallen SXT1-X eines ersten Halbleitermaterials S und eines zweiten Halbleitermaterials T aufgebaut. Hierbei gibt die Variable x das ortsabhängige Mischungsverhältnis an. In dem Halbleitermaterial S liegt sowohl die Leitungsband- kante deutlich höher, als auch die Valenzbandkante deutlich tiefer als in dem Halbleitermaterial T. Beispiele zueinander gitterangepasster derartiger Materialpaare (S,T), die sich leicht in beliebiger Zusammensetzung Sι-xTx epitaktisch abscheiden lassen und zu denen geeignete Substrate kommerziell erhältlich sind, umfassen unter anderem (Alo48lno52As,Gao47lno53As), (Alo52lno48P.Ga052lno48P), (Ga052lno48P,GaAs), (lnP,Ga047ln053As) und (AlAs.GaAs).
Im Einzelnen ist in Fig. 2a das Mischungsverhältnis x und in Fig. 2b die Energie der Bandkanten gegen die Ortskoordinate entlang der Schnittlinie AA' aufgetragen.
In Fig. 2a ist als durchgezogene Linie ein erster Verlauf 54 des Mischungsverhältnisses x zu einer ersten Ausführungsform der Tetrode dargestellt. Bei dem ersten Verlauf 54 hat das Mischungsverhältnis x in dem Zwischenbasisabschnitt 6a den Wert 1 , bei dem Wert 50a der Ortskoordinate springt der Wert des Mischungsverhältnisses x auf einen Konzentrationsparameter k. In dem ersten Basisabschnitt 5a sinkt das Mischungsverhältnis x, beispielsweise linear, auf Null ab und im Kollektorabschnitt 4a steigt es stetig auf den Wert 1 im Inneren des Kollektorabschnittes 4a an. Eine Tetrode, deren Halbleiter-Materialzusammensetzung durch den ersten Verlauf 54 des Mischungsverhältnisses x beschrieben wird, besteht hiernach beispielsweise in der Zwischenbasisschicht 6 zwischen den Punkten A und 50 aus dem Halbleitermaterial S, während an dem HeteroÜbergang 9 das Halbleitermaterial von dem Halbleitermaterial S auf der Seite der Zwischenbasisschicht 6 abrupt zu dem Halbleitermaterial SkT1-k auf der Seite der ersten Basisschicht 5 wechselt. Ein zweiter Verlauf 55 des Mischungsverhältnisses x zu einer zweiten Ausführungsform der Tetrode ist, wo er von dem ersten Verlauf 54 abweicht, gestrichelt wiedergegeben. Bei dem zweiten Verlauf 55 geht der Wert des Mischungsverhältnisses x bei dem Wert 51a der Ortskoordinate sprunghaft von Null auf 1 über.
In Fig. 2b werden die Bandkantenverläufe im aktiven Vorwärtsbetrieb der ersten und der zweiten Ausführungsform der Tetrode gezeigt. Bezugszeichen 56 kennzeichnet den mit einer durchgezogenen Linie wiedergegebenen Verlauf der Lei- tungsbandkante und Bezugszeichen 58 den mit einer durchgezogenen Linie wiedergegebenen Verlauf der Valenzbandkante zu dem ersten Verlauf 54 des Halbleitermaterials. In dem Zwischenbasisabschnitt 6a ist der Energiewert der Leitungsbandkante 56 ortsunabhängig. In dem ersten Basisabschnitt 5a sinkt der Energiewert der Leitungsbandkante 56 ab, beispielsweise linear mit einem Ge- fälle, das proportional zu dem Konzentrationsparameter k ist. Bei dem Wert 51a der Ortskoordinate ist der Verlauf der Leitungsbandkante 56 stetig, um im Kollektorabschnitt 4a zunächst abzufallen und schließlich in einen ortsunabhängigen Verlauf überzugehen. Der Verlauf der Valenzbandkante 58 weicht von dem Verlauf der Leitungsbandkante 56 vor allem durch einen Sprung nach oben von dem Zwischenbasisabschnitt 6a zu dem ersten Basisabschnitt 5a ab. Der bei dem Wert 50a der Ortskoordinate sprunghafte Verlauf der Valenzbandkante 58 wird durch den HeteroÜbergang 9 zwischen dem Zwischenbasisschicht 5 und der ersten Basisschicht 5 der Tetrode erzeugt. Gestrichelt wiedergegeben ist, wo er von dem Verlauf der Leitungsbandkante 56 abweicht, der Verlauf der Leitungsbandkante 57, und, wo er von dem Verlauf der Valenzbandkante 58 abweicht, der Verlauf der Valenzbandkante 59 zu dem zweiten Verlauf 55 des Halbleiter- materials. Der Verlauf der Leitungsbandkante 57 weist, abweichend von dem
Verlauf der Leitungsbandkante 56, eine Stufe nach oben von dem ersten Basisabschnitt 5a zu dem Kollektorabschnitt 4a auf, um im Inneren des Kollektorabschnittes 4a in den Verlauf der Leistungsbandkante 56 einzumünden. Der Verlauf der Valenzbandkante 59 weist, abweichend von dem Verlauf der Valenzband- kante 58, eine Stufe unten von dem ersten Basisabschnitt 5a zu dem Kollektorabschnitt 4a auf, um im Inneren des Kollektorabschnittes 4a in den Verlauf der Valenzbandkante 58 einzumünden.
Ein Kollektorstrom der Tetrode entspricht in Fig. 2b hauptsächlich einer Elektronenbewegung von links nach rechts, während eine Löcher-Drift von rechts nach links gerichtet ist. Durch das Gefälle in den Leitungsbandkanten 56, 57, das proportional zum Wert des Konzentrationsparameters k ist, wird in dem ersten Basisabschnitt 5a ein die Elektronen auf den Kollektorabschnitt 4a hin beschleunigendes quasi-elektrisches Feld hervorgerufen. Hierdurch wird die Transitfrequenz fτ der betrachteten Ausführungsformen von Tetroden erhöht.
Die Elektronen oberhalb der Leitungsbandkanten 56, 57 können sich weitgehend ungehindert von dem Zwischenbasisabschnitt 6a in den ersten Basisabschnitt 5a bewegen. Die Löcher befinden sich in einem schmalen Energiebereich unterhalb der Valenzbandkanten 58, 59, so dass bei dem Wert 50a der Ortskoordinate die Bewegung von Löchern aus dem ersten Basisabschnitt 5a in den Zwischenba- sisabschnitt 6a durch den sprunghaften Verlauf der Valenzbandkanten 58, 59 erschwert wird. Hierauf beruht die erfindungsgemäße Unterdrückung des parasitären Transistors mithilfe des HeteroÜberganges 9 der Tetrode. Bei dem zweiten Verlauf 55 des Mischungsverhältnisses x zu der zweiten Ausführungsform der Tetrode wird ferner bei dem Wert 51a der Ortskoordinate die Elektronenbewegung von dem ersten Basisabschnitt 5a in den Kollektorabschnitt 4a durch den Sprung in der Leitungsbandkante 57 behindert und der Kollektorstrom verringert. Hierdurch erscheint, bei den relativen Bandlagen in den Halbleitermaterialien S und T, der erste Verlauf 54 gegenüber dem zweiten Verlauf 55 als vorteilhaft.
In Fig. 3a ist ein schematisierter Querschnitt durch eine aus D2 bekannte vertikal integrierte Kaskodenstruktur dargestellt. Die vertikal integrierte Kaskodenstruktur umfasst zunächst einen n-dotierten Kollektorbereich 10 mit einem rückseitigen Kollektor-Kontakt 11 , einen auf dem Kollektorbereich 10 aufliegenden p-dotierten ersten Basisbereich 12 mit einem ersten Basis-Kontakt 13 und einen auf dem ersten Basisbereich 12 aufliegenden n-dotierten Zwischenbasisbereich. Der Zwischenbasisbereich bestehet aus einem an den ersten Basisbereich 12 angrenzenden ersten Teilbereich 14 mit einer hohen Dotierstoffkonzentration und aus einem zweiten Teilbereich 15 mit einer niedrigen Dotierstoffkonzentration. Die vertikal in- tegrierte Kaskodenstruktur umfasst weiter einen teilweise auf dem Teilbereich 15 aufliegenden p-dotierten zweiten Basisbereich 16 mit einem zweiten Basis- Kontakt 17 sowie einen auf dem zweiten Basisbereich 16 aufliegenden n-dotierten Emitterbereich 18 mit einem Emitter-Kontakt 19. Die vertikal integrierte Kaskodenstruktur aus D2 enthält einen kollektorseitigen und einem emitterseitigen npn- Transistor und weist einen parasitären pnp-Transistor auf. Der kollektorseitige npn- Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich 10, dem ersten Basisbereich 12 und dem ersten Teilbereich 14 des Zwischenbasisbereichs, der emitterseitige npn- Transistor besteht aus dem zweiten Teilbereich 15 des Zwischenbasisbereichs, dem zweiten Basisbereich 16 und dem Emitterbereich 18, während der parasitäre pnp-Transistor den ersten Basisbereich 12, die beiden Teilbereiche 14, 15 des
Zwischenbasisbereichs und den zweiten Basisbereich 16 umfasst.
Wird der erste Teilbereich 14 des Zwischenbasisbereichs elektrisch als Emitter des kollektorseitigen npn-Transistors und der zweite Teilbereich 15 des Zwischenbasisbereichs als Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors verwendet, ergibt sich das in Fig. 3b dargestellte Ersatzschaltbild. Der kollektorseitige npn-
Transistor wird wiedergegeben durch einen Transistor Q1 , der emitterseitige npn- Transistor durch einen Transistor Q2 und der parasitäre pnp-Transistor durch einen Transistor Q3. Der Kollektor des Transistors Q2 ist mit der Basis des Transi- stors Q3 und dem Emitter des Transistors Q1 verbunden, der Emitter des Transistors Q3 mit der Basis des Transistors Q1 und der Kollektor des Transistors Q3 mit der Basis des Transistors Q2.
Ein aus den Transistoren Q1 und Q2 bestehender Schaltungsteil des Ersatzschalt- bildes der vertikal integrierten Kaskodenstruktur aus D2 ist hiernach das Ersatzschaltbild eines Thyristors. Um die Kaskodenstruktur als Kaskode betreiben zu können, muss das Produkt ß ß2 der Stromverstärkungen ß^ des Transistors Q1 und ßz des Transistors Q3 klein gemacht werden, vorzugsweise kleiner als eins. Spannungsänderungen an der Basis des Transistors Q1 übertragen sich unmittelbar auf den Emitter des Transistors Q2. Um mit der Kaskodenstruktur bei Betrieb des Transistors Q1 in Basisschaltung einen hohen Ausgangswiderstand zu erreichen, ist hiernach, vor allem bei einer niedrigen Stromverstärkung ß\ des Transistors Q1 , zur Versorgung der Basis des Transistors Q1 eine niederohmige Spannungsquelle nötig.
Ein Prinzip der in D2 offenbarten Anordnung ist, durch Erhöhen des Dotierstoffintegrals über die Teilbereiche 14, 15 des Zwischenbasisbereichs das Produkt ß ß3 der Stromverstärkungen der Transistoren Q1 und Q3 zu verringern. Nachteilig ist, dass hierdurch im Hochfrequenzbereich das Johnson-Produkt reduziert wird.
In Fig. 3c ist ein schematisierter Querschnitt durch eine Ausführungsform einer kontaktierten zweistufigen Tetrode dargestellt, aufgebaut aus einem n-dotierten Kollektorbereich 20 mit rückseitigem Kollektor-Kontakt 21 , einem auf dem Kollektorbereich 20 aufliegenden p-dotierten ersten Basisbereich 22 aus einem fünften Halbleitermaterial mit einem ersten Basis-Kontakt 23, einem auf dem ersten Basisbereich 22 aufliegenden n-dotierten Zwischenbasisbereich 25 aus ei- nem sechsten Halbleitermaterial, einem teilweise auf dem Zwischenbasisbereich 25 aufliegenden p-dotierten zweiten Basisbereich 26 mit einem zweiten Basis-Kontakt 27 sowie einem auf dem zweiten Basisbereich 26 aufliegenden n- dotierten Emitterbereich 28 mit einem Emitter-Kontakt 29. Zwischen dem ersten Basisbereich 22 und dem Zwischenbasisbereich 25 liegt ein HeteroÜbergang 24. Im fünften Halbleitermaterial ist der Wert der Energielücke deutlich kleiner als im sechsten Halbleitermaterial. Im fünften Halbleitermaterial liegt die Valenzbandkante deutlich höher als im sechsten Halbleitermaterial. Die in Fig. 3c im schematisierten Querschnitt gezeigte Tetrode ist eine vertikal integrierte Kaskodenstruktur aus einem kollektorseitigen und einem emitterseitigen npn-Transistor und weist einen parasitären pnp-Transistor auf. Der kollektorseitige npn-Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich 20, dem ersten Basisbe- reich 22 und dem Zwischenbasisbereich 25, der emitterseitige npn-Transistor besteht aus dem Zwischenbasisbereich 25, dem zweiten Basisbereich 26 und dem Emitterbereich 28, während der parasitäre pnp-Transistor den ersten Basisbereich 22, den Zwischenbasisbereich 25 und den zweiten Basisbereich 26 umfasst.
Nachfolgend wird der Zwischenbasisbereich 25 als Emitter des kollektorseitigen und als Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors aufgefasst und der erste Basisbereich 22 als Emitter des parasitären pnp-Transistors. Der pn-Übergang zwischen dem ersten Basisbereich 22 und den Zwischenbasisbereich 25 dient hiernach sowohl als Emitterdiode des kollektorseitigen npn-Transistors, als auch als Emitterdiode des parasitären pnp-Transistors. Elektronen, die aus dem Zwischen- basisbereich 25 in den ersten Basisbereich 22 fließen, tragen den Emitterstrom des kollektorseitigen npn-Transistors, Löcher hingegen, die aus dem ersten Basisbereich 22 in den Zwischenbasisbereich 25 fließen, den Emitterstrom des parasitären pnp-Transistors. Während eine Fluss von Elektronen aus dem Zwischenbasisbereich 25 in den ersten Basisbereich 22 durch den HeteroÜbergang 24 nicht einge- schränkt wird, wird ein entgegengesetzter Fluss von Löchern aufgrund der unterschiedlichen energetischen Lagen der Valenzbandkanten in dem fünften und dem sechsten Halbleitermaterial unterdrückt.
Es ergibt sich das in Fig. 3d dargestellte Ersatzschaltbild. Der kollektorseitige npn- Transistor wird wiedergegeben durch einen Transistor Q4, der emitterseitige npn- Transistor durch eine Transistor Q5 und der parasitäre pnp-Transistor durch einen Transistor Q6. Der Kollektor des Transistors Q5 ist mit der Basis des Transistors Q6 und dem Emitter des Transitors Q4 verbunden, der Emitter des Transistors Q6 über eine geregelte Stromquelle 242 mit der Basis des Transistors Q4 und der Kollektor des Transistors Q6 mit der Basis des Transistors Q5. Der Strom über den pn-Übergang zwischen dem ersten Basisbereich 22 und den Zwischenbasisbereich 25 lässt sich aufteilen in einen von Elektronen getragenen Strom i1 und einen von Löchern getragenen Strom i2. Der Strom i1 ist der Emitterstrom des Transistors Q4 und der Strom i2 der Emitterstrom des Transistors Q6. Die Größe des Stromes i2 wird durch die geregelte Stromquelle 242 gesteuert, die hiemach die Wirkung des HeteroÜberganges 24 auf den Fluss von Löchern aus dem ersten Basisbereich 22 in den Zwischenbasisbereich 25 beschreibt.
Ein Vorteil des Ausführungsbeispiels der Fig. 3c, beziehungsweise der Fig. 3d gegenüber der Kaskodenanordnung aus D1 ist, dass der Kollektorstrom und hierdurch das Ausgangssignal in einem größeren Bereich von Betriebszuständen durch ein Eingangssignal steuerbar bleibt.
Ein Vorteil des Ausführungsbeispiels der Fig. 3c, beziehungsweise der Fig. 3d gegenüber der Kaskodenanordnung aus D2 ist, dass keine hohe Gummelzahl GB des parasitären Transistors zur Unterdrückung thyristorähnlichen Verhaltens erforderlich ist, so dass sich insbesondere niedersperrende, hochfrequenztaugliche Bauelemente mit deutlich erhöhten Werten der Transitfrequenz fτ und des Johnson-Produktes herstellen lassen.
Gegenüber Einzeltransistoren sind insbesondere die erzielbaren Werte für die Transitfrequenz fτ, für das Johnson-Produkt, für die Leistungsverstärkung sowie für das Produkt aus Early-Spannung Va und Stromverstärkung ß dieses Auführungs- beispiels erhöht. Zudem ist gegenüber einer aus diskreten Elementen aufgebauten oder lateral integrierten Kaskodenschaltungen die Signallaufzeit zwischen den Basen der kaskodierten Transistoren verringert und damit die erzielbaren Werte für die Transitfrequenz fτ und für das Johnson-Produkt erhöht. Ferner wird der bei einem Übergang von einem Transistor zu einer lateral integrierten Kaskodenschaltung erhöhte Bedarf an Chipfläche vermieden, und zudem die benötigte Komponentenzahl gegenüber Einzelbauelementen vermindert.
Ein Vorteil der in den Figuren 3c, 3d, 4a und 4b dargestellten Ausführungsbeispiele ist die Unterdrückung des parasitären Transistors einer vertikal integrierten Kaskodenstruktur mittels einer Verringerung der Größe des Stromes i2 auf ein gegenüber der Größe des Stromes i1 vernachlässigbares Maß durch einen Heteroüber- gang, beispielsweise den HeteroÜbergang 24 der in Fig. 3c gezeigten Tetrode. Anders als bei der in Fig. 3a dargestellten Anordnung aus D2 wird hiemach bei der Tetrode die Neigung zu thyristorähnlichem Verhalten durch die Steuerung der Größe des Emitterstromes i2 des parasitären Transistors Q6 und ohne eine hohe Gummelzahl GB des Halbleiterbereiches zwischen den Basen der vertikal integrierten Transistoren verringert.
Nachfolgend werden anhand der Figuren 4a und 4b zwei Beispiele für Tetroden dargestellt. In je einem schematisierenden Querschnitt zeigt die Fig. 4a eine Ausführungsform einer zweistufigen Tetrode mit einem hervorragenden Hochfrequenzverhalten und Fig. 4b eine Ausführungsform einer zweistufigen Tetrode, die besonders für hohe Sperrspannungen geeignet ist. Zahlenangaben stellen hierbei ungefähre Werte dar.
In Fig. 4a ist ein schematisierter Querschnitt durch eine für höchste Frequenzen ge- eignete, kontaktierte, zweistufige Tetrode Z1 gezeigt. Die Tetrode Z1 umfasst einen
300 nm dicken, mit 1,5e17 cm"3 Arsen dotierten und von der Vorderseite des Halbleiterkörpers aus kontaktierten Kollektorbereich 30 aus Silizium mit einem Kollektor- Kontakt 31 , einen 17 nm dicken, mit 3e19 cm"3 Bor dotierten ersten Basisbereich 32 aus Sio,75Ge0ι25 mit einem ersten Basis-Kontakt 33, einen 50 nm dicken und mit 1e18 cm"3 Arsen dotierten Zwischenbasisbereich 35 aus Silizium, einen 17 nm dicken, mit
3e19 cm"3 Bor dotierten zweiten Basisbereich 36 aus Si0,75Geo,25 mit einem zweiten Basis-Kontakt 37 sowie einen 50 nm dicken, mit 2e18 cm"3 Arsen dotierten Emitterbereich 38 aus Silizium mit einem Emitter-Kontakt 39. Ein kollektorseitiger npn- Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich 30 als Kollektor, dem ersten Ba- sisbereich 32 als Basis und dem Zwischenbasisbereich 35 als Emitter, während ein emitterseitiger npn-Transistor aus dem Zwischenbasisbereich 35 als Kollektor, dem zweiten Basisbereich 36 als Basis und dem Emitterbereich 38 als Emitter besteht und ein parasitärer pnp-Transistor den ersten Basisbereich 32 als Emitter, den Zwischenbasisbereich 35 als Basis und den zweiten Basisbereich 36 als Kollektor um- fasst. In dem kollektorseitigen npn-Transistor beträgt die Basis-Kollektor-Durch- bruchspannung 9,5 V und die Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung 2,5 V, während der emitterseitige npn-Transistor eine Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung von 1,1 V aufweist. Zwischen dem ersten Basisbereich 32 und dem Zwischenbasisbereich 35 liegt ein HeteroÜbergang 34, durch den der Fluss von Löchern von dem ersten Basisbereich 32 in den Zwischenbasisbereich 35 unterdrückt wird. Die Diode aus dem Zwischenbasisbereich 35 und dem zweiten Basisbereich 36 der Tetrode Z1 weist einen Durchbruch aufgrund von Interbandtunneln auf und wird nachfolgend als „Zenerdiode" bezeichnet. Im folgenden werden einzelne Vorteile der Tetrode Z1 erläutert und hierzu ein Arbeitspunkt beschrieben, in dem die Tetrode Z1 betrieben wird. Das Potential an dem Emitter-Kontakt 39 der Tetrode Z1 dient hierbei als Spannungsreferenz, während an den ersten Basis-Kontakt 33 eine Spannung von 2 V angelegt und der Kollektor-Kontakt 31 über einen geeigneten Widerstand mit einer Versorgungsspannung von 9 V verbunden wird. Der Kollektorstrom der Tetrode Z1 wird durch Einprägung eines Steuerstromes in den zweiten Basis-Kontakt 37 gesteuert, wobei sich die Spannung an dem zweiten Basis-Kontakt 37 auf einen von dem Steuerstrom abhängigen Wert ü^ einstellt.
Der Hauptteil der Ströme durch die Tetrode Z2 wird von Elektronen getragen, die aus dem Emitterbereich 38 durch den zweiten Basisbereich 36, durch den Zwischenbasisbereich 35 und durch den ersten Basisbereich 34 in den Kollektorbereich 34 fließen. Hiermit sind in dem emitterseitigen und in dem kollektorseitigen npn-Transistor die Kollektorströme, und somit die Basis-Emitter-Spannungen, gleich. Bei einer Spannung an dem zweiten Basis-Kontakt 37 mit Wert Ui stellt sich hiernach über der Diode aus dem unkontaktierten Zwischenbasisbereich 35 und dem zweiten Basis-Kontakt 37 eine Spannung von 2 V - 2 J^ ein
Zur Darstellung einzelner Vorteile der Tetrode Z1 dient ferner ein Vergleichstransistor A1 , hergestellt in einer vergleichbaren Technologiegeneration wie die Tetro- de Z1. Der Vergleichstransistor A1 wird aus der Tetrode Z1 durch Weglassen des zweiten Basisbereichs 36 einschließlich des zweiten Basis-Kontaktes 37 sowie des Zwischenbasisbereiches 35 erhalten, so dass in dem Vergleichstransistor A1 der Emitterbereich an den ersten Basisbereich 32 der Tetrode Z1 grenzt.
Im Betrieb der Tetrode Z1 wird der Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors durch den kollektorseitigen npn-Transistor von Spannungsschwankungen in dem Kollektorbereich 30 abgeschirmt. Bei gleicher Stromverstärkung ß wird hierdurch mit der Tetrode Z1 eine deutlich höhere Early-Spannung Va erreicht als mit dem Vergleichstransistor A1. Ferner wird die Sperrfähigkeit der Tetrode Z1 durch die Durchbruchspannung zwischen dem ersten Basisbereich 32 und dem Kollektor- bereich 30 gegeben, so dass mit der Tetrode Z1 bei einer vergleichbaren Höhe der Dotierung in dem Kollektorbereich 30 eine deutlich höhere Sperrfähigkeit erreicht wird als mit dem Vergleichstransistor A1 in Emitterschaltung. Die Tetrode Z1 ist eine spezielle vertikal integrierte Kaskodenstruktur. Im gewählten Arbeitspunkt weicht das Verhalten der Tetrode Z1 jedoch von dem einer bekannten Kaskodenschaltung ab. Ein Grund hierfür ist, dass die Emitter- Kollektor-Durchbruchspannung in dem emitterseitigen npn-Transistor der Tetrode Z1 kleiner ist als die Spannung zwischen dem Emitterbereich 38 und dem ersten
Basisbereich 32.
Bei Spannungen Ui oberhalb von etwa 0,9 V, oder Sperrspannungen über der Zenerdiode unterhalb von etwa 0,2 V, wird das Verhalten der Tetrode Z1 nicht wesentlich durch das Interbandtunneln in der Zenerdiode beeinflusst. Durch einen sinkenden Steuerstrom werden jedoch die Sperrspannung über der Zenerdiode und die Rate des Interbandtunnelns erhöht. Die hierbei erzeugten Löcher stehen als zusätzlicher Strom in dem zweiten Basisbereich 36 zur Verfügung und tragen, mit der Stromverstärkung ß des emitterseitigen npn-Transistors multipliziert, zum Kollektorstrom bei. Durch den steigenden Kollektorstrom wird die Basis-Emitter- Spannung erhöht und die Spannung über der Zenerdiode sowie die Interbandtun- nelrate wieder abgesenkt. Durch einen Betrieb der Tetrode Z1 in einem Arbeitspunkt, in dem das Potential in dem Zwischenbasisbereich 35 die Emitter- Kollektor-Durchbruchspannung des emitterseitigen npn-Transistors übersteigt, wird eine Schwingungsneigung, die einzelne Ausführungsformen von Tetroden aufwei- sen, verstärkt. Insbesondere wird hierbei die Tetrode Z1 zum Oszillator und kann, beispielsweise in Verbindung mit einem Resonator, vorteilhaft als Schwingungsquelle verwendet, oder in Verbindung mit einem Hochpass als verstärkendes Bauelement für höchste Frequenzen eingesetzt werden.
Bei einer Spannung von 2 V an dem ersten Basis-Kontakt 33 und einer Basis- Kollektor-Durchbruchspannung im kollektorseitigen npn-Transistor von 9.5 V kann die Spannung im Kollektorbereich 30 zwischen etwa 2 V und etwa 9 V liegen, so dass mit der Tetrode Z1 ein Spannungshub ΔU von etwa 7 V erreicht wird. Bei einer Transitfrequenz von 200 GHz wird hiernach ein Johnson-Produkt von 1400 GHz-V erzielt. Der Vergleichstransistor A1 weist demgegenüber mit ei- ner Transitfrequenz von 105 GHz bei einer Spannungsfestigkeit in Emitterschaltung von 2 V nur ein Johnson-Produkt von 310 GHz-V auf. Durch Ersetzen des Transistors A1 durch die Tetrode Z1 wird hiernach das Johnson-Produkt stark erhöht, während die Herstellungskosten nur geringfügig ansteigen. Bei Potentialen am ersten Basis-Kontakt 33 oberhalb der Emitter-Kollektor- Durchbruchspannung des emitterseitigen npn-Transistors der Tetrode Z1 lässt sich der Kollektorstrom als Folge des Interbandtunnelns nicht durch den Steuerstrom ausschalten, sondern muss über hierzu geeignete schaltungstechnische Mittel unterbrochen werden.
Durch ein Verringern der Dotierstoffkonzentration in dem Zwischenbasisbereich 35 der Tetrode Z1 wird die Interbandtunneinrate in der Zenerdiode verringert und der stabile Tetroden-Betriebsbereich vergrößert. Gleichzeitig muss, um einen Durchgriff (punch-through) zwischen dem ersten Basisbereich 32 und dem zweiten Ba- sisbereich 36 zu vermeiden, der Zwischenbasisbereich 35 dicker ausgeführt werden. Hierdurch wird die Transitfrequenz fτ verringert. Als Beispiel werden mit einer Tetrode, die sich von der Tetrode Z1 durch einen 250 nm dicken, mit 1,5e17 cm"3 Arsen dotierten Zwischenbasisbereich aus Silizium unterscheidet, bei einem Spannunghub ΔUc von etwa 7 V eine Transitfrequenz fτ von 160 GHz erreicht.
In Fig. 4b ist ein schematisierter Querschnitt durch eine hoch spannungsfeste, kontaktierte, zweistufige Tetrode Z2 gezeigt. Die Tetrode Z2 umfasst einen 50 μm dicken, mit 4e14 cm^ Arsen dotierten und von der Rückseite des Halbleiterkörpers aus kontaktierten Kollektorbereich 40 aus Silizium mit einem Kollektor-Kontakt 41 , einen 17 nm dicken, mit Selθ crn3 Bor dotierten ersten Basisbereich 42 aus Si0,75Ge0,25 mit einem ersten Basis-Kontakt 43, einen 350 nm dicken und mit 3e19 cm"3 Arsen dotierten Zwischenbasisbereich 45 aus Silizium, einen 17 nm dicken, mit 3e19 cm"3 Bor dotierten zweiten Basisbereich 46 aus Si0,75Ge0,25 mit einem zweiten Basis-Kontakt 47 sowie einen 50 nm dicken, mit 2e18 cm"3 Arsen dotierten Emitterbereich 48 aus Silizium mit einem Emitter-Kontakt 49. Ein kollektor- seitiger npn-Transistor wird gebildet von dem Kollektorbereich 40 als Kollektor, dem ersten Basisbereich 42 als Basis und dem Zwischenbasisbereich 45 als Emitter, während ein emitterseitiger npn-Transistor aus dem Zwischenbasisbereich 45 als Kollektor, dem zweiten Basisbereich 46 als Basis und dem Emitterbereich 48 als Emitter besteht und ein parasitärer pnp-Transistor den ersten Basisbe- reich 42 als Emitter, den Zwischenbasisbereich 45 als Basis und den zweiten Basisbereich 46 als Kollektor umfasst. Die Basis-Kollektor-Durchbruchspannung des kollektorseitigen npn-Transistors beträgt 500 V und die Emitter-Kollektor- Durchbruchspannung 200 V, während der emitterseitige npn-Transistor eine Emitter-Kollektor-Durchbruchspannung von 4 V aufweist. Zwischen dem ersten Basisbereich 42 und dem Zwischenbasisbereich 45 liegt ein HeteroÜbergang 44. Durch den HeteroÜbergang 44 werden Löcher im Übertritt von dem ersten Basisbereich 42 in den Zwischenbasisbereich 45 behindert.
Nachfolgend werden einzelne Vorteile der Tetrode Z2 erläutert. Das Potential an dem Emitter-Kontakt 49 dient hierbei als Spannungsreferenz. Der Kollektorstrom wird durch Einprägung eines Steuerstromes in den zweiten Basis-Kontakt 47 gesteuert. An den ersten Basis-Kontakt 43 werden 2 V angelegt, und der Kollektor- Kontakt 31 wird über einen Widerstand mit einer Spannung von 500 V verbunden.
Zur Darstellung einzelner Vorteile der Tetrode Z1 dient ferner ein Vergleichstransistor A2, hergestellt in einer vergleichbaren Technologiegeneration wie die Tetrode Z2. Der Vergleichstransistor A2 wird aus der Tetrode Z2 durch Weglassen des zweiten Basisbereichs 46 einschließlich des zweiten Basis-Kontaktes 47 sowie des Zwischenbasisbereiches 45 erhalten, so dass in dem Vergleichstransistor A2 der Emitterbereich an den ersten Basisbereich 42 der Tetrode Z2 grenzt.
Im Betrieb der Tetrode Z2 wird der Kollektor des emitterseitigen npn-Transistors durch den kollektorseitigen npn-Transistor von Spannungsschwankungen in dem Kollektorbereich 30 abgeschirmt. Bei gleicher Stromverstärkung ß wird hierdurch mit der Tetrode Z2 eine deutlich höhere Early-Spannung Va erreicht als mit dem Vergleichstransistor A2. Ferner wird die Sperrfähigkeit der Tetrode Z2 durch die
Durchbruchspannung zwischen dem ersten Basisbereich 42 und dem Kollektorbereich 40 gegeben, so dass mit der Tetrode Z2 bei einer vergleichbaren Höhe der Dotierung in dem Kollektorbereich 40 eine deutlich höhere Sperrfähigkeit als mit dem Vergleichstransistor A2 in Emitterschaltung erreicht wird.
Mit der Tetrode Z2 wird bei einer Transitfrequenz von 330 MHz ein Spannungshub ΔUC von 500 V und ein Johnson-Produkt von 200 GHz-V erzielt. Der Vergleichstransistor A2 weist demgegenüber mit einer Transitfrequenz von 570 MHz bei einer Spannungsfestigkeit in Emitterschaltung von 200 V nur ein, für hochsperrende Transistoren typisches, Johnson-Produkt von 1 15 GHz-V auf. Durch Ersetzen des Transistors A2 durch die Tetrode Z2 wird hiernach das Johnson-Produkt erhöht. Bei einem als binärer Schalter eingesetzten aktiven Bauelement sind die Verluste im „Ein"- und im „Aus"-Zustand deutlich geringer als die Verluste während des Schaltens. Eine Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit durch eine Reduzierung der wirksamen Kapazitäten verringert die in dem aktiven Bauelement pro Schaltvor- gang deponierte Energie und die Erwärmung des Bauelementes. Bei modernen
Leistungsbauelementen wird die Taktrate von der Leistung begrenzt, die, beispielsweise über das Gehäuse, abgeführt werden kann. Je höher hiernach die Transitfrequenz fτ eines aktiven Bauelementes ist, desto höher ist in allgemeinen die erzielbare Taktrate. Durch Ersetzen eines hochsperrenden Leistungstransi- stors mit einem Johnson-Produkt von beispielsweise 100 GHz durch eine Leistungstetrode mit derselben Sperrfähigkeit, aber einem Johnson-Produkt von beispielsweise 200 GHz lässt sich die erzielbare Taktrate verdoppeln.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Verbesserung elektrischer Eigenschaften aktiver Bipolarbauelemente, bei dem in einem Bipolartransistor, bestehend aus
- einer ersten Halbleiterregion (1) eines ersten Leitungstyps, - einer zweiten, an die erste Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion (2) eines zweiten, dem ersten entgegengesetzten Leitungstyps, - einer dritten, an die zweite Halbleiterregion angrenzenden Halbleiterregion (3) des ersten Leitungstyps, die zweite Halbleiterregion (2) ersetzt wird durch eine Abfolge aus - einer vierten Halbleiterregion (5) des zweiten Leitungstyps aus einem ersten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die vierte Halbleiterregion an die erste Halbleiterregion grenzt, - einer fünften Halbleiterregion (6) des ersten Leitungstyps aus einem zweiten Halbleitermaterial, dergestalt, dass die fünfte Halbleiterregion an die vierte Halbleiterregion grenzt, - einer sechsten Halbleiterregion (7) des zweiten Leitungstyps, dergestalt, dass die sechste Halbleiterregion an die fünfte Halbleiterregion und die dritte Halbleiterregion grenzt, wobei - der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als der Wert der Energielücke in dem zweiten Halbleitermaterial, und
- die fünfte Halbleiterregion (6) homogen dotiert ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Halbleiterregion (8) in einem dritten Halbleitermaterial und die sechste Halbleiterregion (7) in einem vierten Halbleitermaterial ausgeführt werden, wobei der Wert der Energielücke in dem vierten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist als der Wert der Energielücke in dem dritten Halbleitermaterial.
3. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in der vierten Halbleiterregion (5) am Rand zur fünften Halb- leiterregion (6) eine größere Bandlücke als am Rand zur ersten Halbleiterregion (4) erzeugt wird.
4. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in der sechsten Halbleiterregion (7) am Rand zur dritten Halbleiterregion (4) eine größere Bandlücke als am Rand zur fünften Halb- leiterregion (6) erzeugt wird.
5. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die vierte Halbleiterregion (5) in einem anderen Halbleitermaterial als die erste Halbleiterregion (4) ausgeführt wird.
6. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekenn- zeichnet, dass die sechste Halbleiterregion (7) in einem anderen Halbleitermaterial als die die fünfte Halbleiterregion (6) ausgeführt wird.
7. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die fünfte Halbleiterregion (6) mit einer höheren Dotierstoffkonzentration als die erste Halbleiterregion (4) ausgeführt wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die fünfte Halbleiterregion (6) mit einer vergleichbaren Dotierstoffkonzentration wie die erste Halbleiterregion (4) ausgeführt wird.
9. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die fünfte Halbleiterregion (6) in n-dotiertem Si und die vierte Halbleiterregion (5) in p-dotiertem SiGe ausgeführt werden.
10. Mehrschichtbauelement, mit - einer ersten Anzahl von Halbleiterschichten (B1 f .... Bs) eines ersten Leitungstyps und - einer zweiten Anzahl von Halbleiterschichten (C, Z, Zr, E) eines zweiten Leitungstyps, wobei - die erste Anzahl größer ist als die Zahl eins, und die zweite Anzahl um eins größer ist als die erste Anzahl, - jede Halbleiterschicht (B, Bs) des ersten Leitungstyps an zwei der Halbleiterschichten (C, ZΛ Zr, E) des zweiten Leitungstyps grenzt, und - eine erste Halbleiterschicht (Z,,..., Zr) der zweiten Anzahl die an zwei Halbleiterschichten (B, Bs) der ersten Anzahl grenzt, aus einem ersten Halbleitermaterial besteht, und - eine an die erste Halbleiterschicht (Z, Zr) grenzende zweite Halbleiterschicht (B, Bs) der ersten Anzahl aus einem zweiten Halbleitermaterial besteht, dadurch gekennzeichnet, dass - die erste Halbleiterschicht (Z, Zr) eine homogene Dotierstoffverteilung aufweist, und - der Wert der Energielücke in dem zweiten Halbleitermaterial um mindestens die mittlere thermische Energie der Ladungsträger kleiner ist, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial.
11. Mehrschichtbauelement nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine an zwei Halbleiterschichten des ersten Leitungstyps grenzende Halbleiterschicht des zweiten Leitungstyps einen elektrischen Kontakt aufweist.
12. Mehrschichtbauelement nach Anspruch 10 oder 11 , dadurch gekennzeichnet, dass alle in einem Halbleiterkörper kontaktierten Halbleiterschichten zur Vorderseite des Halbleiterkörpers kontaktiert sind.
13. Mehrschichtbauelement nach Anspruch 10 oder 1 1 , dadurch gekennzeich- net, dass die zur Rückseite des Halbleiterkörpers zugewandten Halbleiterschicht von der Rückseite kontaktiert ist.
14. Verwendung des Mehrschichtbauelementes nach einem der Ansprüche 10 bis 13 als hochsperrendes aktives Bauelement, in einem Spannungsbereich, in dem das transiente Verhalten wesentlich von der Laufzeit durch die Raumladungszone zwischen der ersten Halbleiterregion und der vierten Halbleiterregion bestimmt wird.
15. Verwendung des Mehrschichtbauelementes nach einem der Ansprüche 10 bis 13 als höchstfrequenztaugliches aktives Bauelement, in einem Frequenzbereich, in dem das transiente Verhalten wesentlich durch den Miller-Effekt beeinflusst wird.
16. Hochfrequenz-Kaskodenschaltung, mit - einem ersten Transistor, der in Basisschaltung betrieben ist, und - einem zweiten Transistor, der in Emitterschaltung betrieben ist, wobei
- der Emitter des zweiten Transistors und der Kollektor des ersten Transistors einen durchgehenden Zwischenbasisbereich bilden, - der Basis-Zwischenbasis-Übergang des ersten Transistors ein Hetero- Übergang ist, und - der Zwischenbasisbereich homogen dotiert ist.
17. Hochfrequenz-Kaskodenschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Zwischenbasisbereich eine Dotierstoffkonzentration von mindestens 1 • 1017 cm"3 vorzugsweise mehr als 5 • 1017 cm"3 aufweist.
18. Hochfrequenz-Kaskodenschaltung nach einem der Ansprüche 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Zwischenbasisbereich eine Dicke von weniger als 200nm, vorzugsweise von weniger als 100nm aufweist.
19. Verfahren zur Herstellung eines Mehrschichtbauelement, indem - eine erste Anzahl von Halbleiterschichten (B, Bs) eines ersten Leitungstyps und - eine zweite Anzahl von Halbleiterschichten (C, Z, Zr, E) eines zweiten Leitungstyps erzeugt werden, wobei - die erste Anzahl größer ist als die Zahl eins, und die zweite Anzahl um eins größer ist als die erste Anzahl, - jede Halbleiterschicht (B, Bs) des ersten Leitungstyps an zwei der Halbleiterschichten (C, Z ..., Zr, E) des zweiten Leitungstyps grenzt, und - eine erste Halbleiterschicht (Z,,..., Zr) des zweiten Leitungstyps, die an zwei Halbleiterschichten (B,,..., Bs) des ersten Leitungstyps grenzt, aus einem ersten Halbleitermaterial erzeugt wird, - eine an die erste Halbleiterschicht (Z, Zr) grenzende zweite Halbleiterschicht (B, Bs) aus einem zweiten Halbleitermaterial dessen Wert der Energielücke um mindestens die mittlere thermische Energie der La- dungsträger kleiner ist, als der Wert der Energielücke in dem ersten Halbleitermaterial, erzeugt wird, und - in die erste Halbleiterschicht (Z,,...f Zr) ein Dotierstoff homogen verteilt wird.
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