WO2006087813A1 - エコーキャンセラ - Google Patents

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signal
echo
audio signal
speaker
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PCT/JP2005/002689
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Inventor
Masanao Suzuki
Takeshi Otani
Masakiyo Tanaka
Original Assignee
Fujitsu Limited
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
    • H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
    • H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R3/02—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for preventing acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback

Definitions

  • the present invention relates to an echo canceller that suppresses echo generated when an audio signal output from a speaker is input to a microphone, and in particular, due to a clock shift between a speaker-side DZA converter and a microphone-side AZD converter.
  • the present invention relates to an echo canceller that can effectively suppress echoes even when the echo frequency changes.
  • IP IP
  • VoIP IP
  • video conferences and audio conferences a conversation with a large number of people is necessary. It becomes a problem.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a hands-free call.
  • the sound recorded by the microphone 11 of the terminal 10 is reproduced and output from the speaker 22 of the terminal 20 and the terminal 20
  • the sound recorded by the microphone 21 is reproduced and output from the speaker 12 of the partner terminal 10.
  • the telephone equipment incorporates an echo canceller 23 for preventing such acoustic echoes.
  • the illustration of the echo canceller in the counterpart terminal 10 is omitted.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the principle of an echo canceller.
  • the echo canceller the correlation between the speaker signal (reference signal) and the frequency spectrum of the microphone signal including the echo is examined for each frequency band. If the correlation is large, the echo is judged to be large and the echo suppression amount is increased. . Conversely, if the correlation is small, it is determined that the echo is small and the echo suppression amount is reduced. Perform the above processing for all frequency bands and suppress echoes depending on the magnitude of the correlation To do.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-331046
  • Patent Document 2 Japanese Patent Publication No. 2003-517782
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a case where echoes are not suppressed due to a sampling frequency shift.
  • the sampling frequency for example, 10 kHz
  • the sampling frequency for example, 8 kHz
  • the speaker When an echo (same frequency as that of the speaker signal) is input to the microphone and recorded when it is played back, the sound shifts to a higher frequency due to a sampling frequency shift and changes to an echo of frequency ⁇ + ⁇ .
  • the echo frequency is shifted, as shown in Fig. 3 (b), the correlation between the speaker signal and the echo becomes small and the amount of suppression becomes small, so that the echo cannot be sufficiently suppressed.
  • an object of the present invention is to suppress echoes even when the sampling frequencies of the reproduction side (speaker side) and the recording side (mic side) are shifted. It is to provide an echo canceller that can do this. Means for solving the problem
  • a first echo canceller of the present invention is an echo canceler that suppresses an echo generated when an audio signal output from a speaker is input to a microphone.
  • the first sampling period of the digital-to-analog converter that converts the received first digital audio signal into an analog audio signal to be output from the speaker, and the analog audio signal input to the microphone are converted into the second Detection means for detecting a second sampling period shift of the analog-to-digital converter for converting to a digital audio signal; first conversion means for converting the first digital audio signal into a first frequency signal; Second conversion means for converting the second digital audio signal into a second frequency signal; frequency shift means for frequency-shifting the first frequency signal based on the deviation detected by the detection means; Correlation calculating means for obtaining a correlation between the second frequency signal and the first frequency signal frequency shifted by the frequency shifting means , Based on the correlation, characterized in that it comprises a echo suppression means for suppressing an echo contained in the second frequency signal.
  • a second echo canceller of the present invention is an echo canceller that suppresses an echo generated when an audio signal output from a speaker is input to a microphone, and outputs the received first digital audio signal from the speaker.
  • the echo suppression unit estimates a frequency spectrum of the echo based on the correlation, and calculates the frequency of the echo from the second frequency signal. The echo is suppressed by subtracting the spectrum.
  • the echo suppression unit obtains a gain corresponding to the amount of suppression of the echo based on the magnitude of the correlation, and the gain is calculated as the gain. The echo is suppressed by multiplying the second frequency signal.
  • a first frequency shift device of the present invention is a first frequency shifter that is input to an echo canceller that suppresses an echo generated when an audio signal output from a speaker is input to a microphone.
  • the frequency shift apparatus that shifts the first frequency signal of the frequency signal and the second frequency signal, the digital first signal that converts the received first digital audio signal into an analog audio signal to be output from the speaker.
  • a first sampling period of the analog converter, and detection means for detecting a deviation of the second sampling period of the analog-to-digital converter that converts the analog audio signal input to the microphone into a second digital audio signal.
  • Conversion means for converting the first digital audio signal into the first frequency signal; and the detection means detected by the detection means.
  • a frequency shift means for frequency-shifting the first frequency signal, the second frequency signal obtained by frequency-converting the second digital audio signal and the frequency-shifted by the frequency shift means.
  • the first frequency signal is input to the echo canceller.
  • the second frequency shift device of the present invention includes a first frequency signal input to an echo canceller that suppresses an echo generated when an audio signal output from the speaker power is input to the microphone, and the second frequency shift device.
  • a frequency shifter that shifts the second frequency signal of the frequency signals of the first digital-to-analog converter that converts the received first digital audio signal into an analog audio signal for output from a speaker.
  • a sampling period a detection means for detecting a deviation in the second sampling period of the analog-to-digital converter that converts the analog audio signal input to the microphone into a second digital audio signal, and the second Based on the conversion unit that converts the frequency of the digital audio signal into the second frequency signal and the deviation detected by the detection unit, Frequency shift means for frequency shifting the second frequency signal,
  • the first frequency signal obtained by frequency-converting the first digital audio signal and the circumference The second frequency signal frequency-shifted by the wave number shifting means is input to the echo canceller.
  • the echo canceller of the present invention a clock shift between the speaker side (reception side) and the microphone side (transmission side) is detected, and based on the shift, the first frequency signal (speaker signal) (Reference signal)) or the second frequency signal (microphone signal) is frequency-shifted, so the effects of clock deviation can be easily corrected without increasing the amount of processing, and echo can be effectively suppressed. .
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a hands-free call.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the principle of an echo canceller.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a case where echo is not suppressed due to a sampling frequency shift.
  • Fig. 4 is a diagram showing a first configuration example of a communication device having an echo canceller that can implement the embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a second configuration example of a communication apparatus having an echo canceller that can implement the embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing a third configuration example of a communication apparatus having an echo canceller that can implement the embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a fourth configuration example of a communication apparatus having an echo canceller that can implement the embodiment of the present invention.
  • 103 D / A converter
  • 104 AZD converter
  • 105 clock deviation detection unit
  • 106 FFT
  • 107 FFT
  • 108 correlation calculation unit
  • 109 frequency shift unit
  • 110 storage unit
  • 111 Echo estimation unit
  • 112 Subtractor
  • 113 Inverse FFT
  • 114 Suppression amount calculation unit
  • 115 Multiplier
  • a clock (sampling frequency) shift between the microphone-side A / D converter and the speaker-side D / A converter is detected, and based on the detection result, a spin is detected.
  • the frequency spectrum of the force signal (reference signal) or the microphone signal that becomes the echo is corrected and the echo is effectively suppressed.
  • FIG. 4 is a diagram showing a first configuration example of the communication device 100 having the echo canceller in the embodiment of the present invention.
  • the first configuration example shows an example of shifting the frequency spectrum of the microphone signal. Note that the portion surrounded by the dotted line in the figure is the portion corresponding to the echo canceller, but the D / A converter 103 and the AZD converter 104 may not be components of the echo canceller.
  • the DZA converter 103 of the communication device 100 converts the audio digital signal (received signal) from the counterpart device into an analog signal, and the analog signal is reproduced and output as audio from the speaker 101.
  • the microphone 102 detects the sound, and picks up the sound output from the speaker 101 as an echo.
  • the sound detected by the microphone 102 is converted into a digital signal by the A / D converter 104 and further converted into a frequency signal by the Fourier transform unit (FFT) 107.
  • FFT Fourier transform unit
  • the clock shift detection unit 105 detects a clock shift between the D / A converter 103 on the speaker side and the A / D converter 104 on the microphone side. For example, if the communication device 100 is a device that operates under the control of an operating system (OS) of a personal computer, the driver of the D / A converter 103 notifies the OS of the completion of reproduction every clock cycle. Send. On the other hand, the driver of the A / D converter 104 sends a recording completion notification to the OS every clock cycle.
  • the clock shift detector 105 detects the clock period (sampling frequency) of each of the D / A converter 103 and the AZD converter 104 by detecting the reception period of the reproduction completion notification and the recording completion notification. A clock shift is detected based on the difference.
  • the frequency shift unit 109 calculates the frequency deviation of the echo, that is, the shift amount, and the microphone signal (in this case, the FFT 107 force, etc.) ). As a result, the frequency difference between the speaker signal frequency and the echo is corrected, and the echo can be sufficiently suppressed by the processing described later.
  • the frequency shift amount (frequency shift) ⁇ of the microphone signal including the echo can be obtained by the following calculation.
  • the echo frequency deviation ⁇ can be expressed by the following equation (4).
  • Correlation calculation section 108 calculates the correlation between the speaker signal (reference signal) and the frequency-shifted microphone signal. Since the correlation calculation is performed in the frequency domain, the correlation calculation unit 108 has the speaker signal (reference signal) frequency-converted by the FFT 106 and the microphone signal frequency-converted and further frequency-shifted by the FFT 107 as described above. Are entered. Correlation calculation section 108 calculates the correlation between both frequency signals and sends the correlation to echo estimation section 111.
  • the echo estimation unit 111 searches for a reference signal spectrum that maximizes the correlation with the echo signal spectrum from the reference signal spectrum of the past and current frames.
  • This implementation since the correlation calculation and the echo estimation process are performed on the frequency spectrum in which the frequency deviation of the microphone signal is corrected, it is possible to correct the frequency spectrum of the echo.
  • the subtractor 112 subtracts the estimated frequency spectrum of the echo from the frequency spectrum (the microphone signal) from the frequency shift unit 109. As a result, Eco-E is correctly suppressed.
  • the output from the subtractor 112 is the inverse Fourier transform unit (inverse
  • FFT frequency division multiple access
  • 113 converts the signal back to the time domain signal and transmits it as a transmission signal (voice digital signal) to the other telephone device.
  • correlation calculation section 108 and echo estimation section 111 will be described in detail later.
  • FIG. 5 is a diagram showing a second configuration example of the communication apparatus having the echo canceller in the embodiment of the present invention.
  • the second configuration example shows an example of shifting the frequency spectrum of the speaker signal. That is, in the first configuration example, the frequency spectrum of the microphone signal is shifted, whereas in the second configuration example, the frequency shift unit 109 has a frequency spectrum of the speaker signal frequency-converted by the FFT 106. To shift. Since the other configuration is the same as that of the first configuration example, the description thereof is omitted.
  • the reference signal spectrum () is frequency shifted to obtain the frequency-shifted reference signal spectrum ().
  • M is a natural number indicating the maximum number of delay frames.
  • the corr (first input) is input to the echo estimator, and the correlation wr (delay max with the first maximum is determined.
  • the echo estimator d max , that is, the reference signal spectrum ( raax ,) before the frame is set as the pseudo- echo spectrum C ().
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a third configuration example of the communication apparatus having the echo canceller according to the embodiment of the present invention.
  • the third configuration example shows an example in which the frequency spectrum of the microphone signal is shifted (corresponding to the first configuration example), but even when the frequency spectrum of the speaker signal is shifted (corresponding to the second configuration example). Applicable.
  • the echo estimation unit 111 estimates the frequency spectrum of the echo and subtracts it from the microphone signal based on the calculation result of the correlation calculation unit 108
  • the suppression amount calculation unit 114 includes a correlation calculation unit 108. Based on the calculation result, the gain (suppression amount) of the microphone signal is calculated, and a multiplier 115 in place of the subtractor 112 multiplies the gain by the microphone signal to suppress the echo. Specifically, the echo can be effectively attenuated by increasing the gain as the correlation increases.
  • Other configurations are the same as those of the first configuration example or the second configuration example, and thus description thereof is omitted.
  • FIG. 7 is a diagram showing a fourth configuration example in the embodiment of the present invention.
  • the fourth configuration example is a frequency shift device including the clock shift detection unit 105, the FFT 107, and the frequency shift unit 109 in each of the above configuration examples, and is provided in the communication device independently of the echo canceller.
  • the configuration shown is an example of shifting the frequency spectrum of the microphone signal (corresponding to the first configuration example), but can also be applied to shifting the frequency spectrum of the speaker signal (corresponding to the second configuration example). It is.
  • echo is suppressed in the frequency domain.
  • the frequency spectrum of the echo can be corrected simply by shifting the frequency spectrum of the frequency-converted microphone signal or reference signal (speaker signal) in the frequency direction, and the processing amount can be realized with a small and simple process.
  • echo suppression is performed in the frequency domain as in the present embodiment, it is not necessary to newly obtain the frequency spectrum of the microphone signal and the reference signal, so the increase in the amount of processing is extremely small.
  • Echoes generated in a bidirectional communication device in which the clocks of the D / A converter on the speaker side and the AZD converter on the microphone side are different can be effectively suppressed.

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Abstract

双方向通話可能な通話装置におけるスピーカ側（受信側）とマイク側（送信側）のクロックずれを検出し、そのずれに基づいて、周波数領域において第一の周波数信号（スピーカ信号（参照信号））または第二の周波数信号（マイク信号）を周波数シフトするので、クロックずれによる影響を処理量の増加を招くことなく簡単に補正することでき、効果的にエコーを抑圧することができる。

Description

明 細 書
エコーキャンセラ
技術分野
[0001] 本発明は、スピーカから出力される音声信号がマイクに入力することによって生じる エコーを抑圧するエコーキャンセラに関し、特に、スピーカ側の DZA変換器とマイク 側の AZD変換器のクロックのずれによりエコーの周波数が変化した場合でも効果的 にエコーを抑圧することができるエコーキャンセラに関する。 背景技術
[0002] IPネットワークの普及に伴レ、、 IPを用いた電話サービス（VoIP)が普及しつつあり、 TV会議や音声会議への応用が期待されている。一般に、 TV会議や音声会議では 多人数で会話するため、手放しで会話できるハンズフリー通話機能が必須であるが、 スピーカから再生された音がマイクで録音されて相手側に聞こえてしまう音響エコー が問題となる。
[0003] 図 1は、ハンズフリー通話を説明する図である。ハンズフリーの通話装置である相手 端末 10と自端末 20との間の通話において、相手端末 10のマイク 11で録音された音 声は、 自端末 20のスピーカ 22から再生出力され、 自端末 20のマイク 21で録音され た音声は、相手端末 10のスピーカ 12から再生出力される。このとき、例えば、 自端末 20のスピーカ 22から出力される音声力 自端末 20のマイク 21で録音されて、相手端 末 10のスピーカ 12から出力されてしまう音響エコーが問題となる。そのため、通話装 置（端末 10、 20)は、このような音響エコーを防止するためのエコーキャンセラ 23を 内蔵している。なお、図 1では、相手端末 10内のエコーキャンセラの図示が省略され ている。
[0004] 図 2は、エコーキャンセラの原理を示す図である。エコーキャンセラでは、スピーカ 信号 (参照信号)とエコーを含むマイク信号の周波数スぺ外ルの相関を周波数帯域 ごとに調べ、相関が大きい場合はエコーが大きいと判断してエコー抑圧量を大きくす る。逆に相関が小さい場合はエコーが小さいと判断してエコー抑圧量を小さくする。 全ての周波数帯域について上記の処理を行レ、、相関の大小に応じてエコーを抑圧 する。
特許文献 1 :特開平 11 - 331046号公報
特許文献 2：特表平 2003 - 517782号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] し力 ながら、エコーキャンセラを使用する場合、エコーを含むマイク信号とスピー 力信号 (参照信号)のサンプリング周波数が異なるとエコーを抑圧できないという問題 力 Sある。その理由は、現在市販されている PCや PDAでは、録音側と再生側のサンプリ ング周波数が必ずしも一致しておらず、両者のサンプリング周波数が例えば数％程 度ずれていることに起因する。
[0006] 図 3は、サンプリング周波数のずれによりエコーが抑圧されない場合を説明する図 である。図 3 (a)に示すように、例えば、再生側 (スピーカ側）のサンプリング周波数 (例 えば 8kHz)よりも録音側（マイク側）のサンプリング周波数 (例えば 10kHz)の方が大きレヽ 場合は、スピーカからの再生時に周波数 ίΌであったエコー（スピーカ信号と同じ周波 数）がマイクに入力され録音されるとき、サンプリング周波数のずれにより、周波数の 高い方へシフトして周波数 ίΌ+ Δのエコーに変化する。エコーの周波数がシフトする と、図 3 (b)に示すように、スピーカ信号とエコーとの相関が小さくなり、抑圧量が小さ くなるので、エコーを十分に抑圧できない。
[0007] このように、従来のエコーキャンセラでは、上記のように録音（マイク側）と再生 (スピ 一力側）のサンプリング周波数がずれている場合には、再生前と録音後とでエコーの 周波数がずれてしまうため、参照信号 (スピーカ信号)とエコーの相関が小さくなりェ コーを十分に抑圧できないという問題がある。
[0008] そこで、本発明の目的は、上記問題点に鑑み、再生側 (スピーカ側）と録音側（マイ ク側）のサンプリング周波数がずれている場合であっても、エコーを抑圧することがで きるエコーキャンセラを提供することにある。 課題を解決するための手段
[0009] 上記目的を達成するための本発明の第一のエコーキャンセラは、スピーカから出力 される音声信号がマイクに入力することによって生じるエコーを抑圧するエコーキャン セラにおいて、受信した第一のデジタル音声信号を前記スピーカから出力するため のアナログ音声信号に変換するデジタル アナログ変換器の第一のサンプリング周 期と、マイクに入力されたアナログ音声信号を第二のデジタル音声信号に変換する アナログ一デジタル変換器の第二のサンプリング周期のずれを検出する検出手段と、 前記第一のデジタル音声信号を第一の周波数信号に変換する第一の変換手段と、 前記第二のデジタル音声信号を第二の周波数信号に変換する第二の変換手段と、 前記検出手段により検出される前記ずれに基づいて、前記第一の周波数信号を周 波数シフトする周波数シフト手段と、前記第二の周波数信号と前記周波数シフト手段 により周波数シフトされた前記第一の周波数信号との相関を求める相関計算手段と、 当該相関に基づいて、前記第二の周波数信号に含まれるエコーを抑圧するエコー 抑圧手段とを備えることを特徴とする。
[0010] 本発明の第二のエコーキャンセラは、スピーカから出力される音声信号がマイクに 入力することによって生じるエコーを抑圧するエコーキャンセラにおいて、受信した第 一のデジタル音声信号を前記スピーカから出力するためのアナログ音声信号に変換 するデジタル アナログ変換器の第一のサンプリング周期と、マイクに入力されたアナ ログ音声信号を第二のデジタル音声信号に変換するアナログ -デジタル変換器の第 二のサンプリング周期のずれを検出する検出手段と、前記第一のデジタル音声信号 を第一の周波数信号に変換する第一の変換手段と、前記第二のデジタル音声信号 を第二の周波数信号に変換する第二の変換手段と、前記検出手段により検出される 前記ずれに基づいて、前記第二の周波数信号を周波数シフトする周波数シフト手段 と、前記第一の周波数信号と前記周波数シフト手段により周波数シフトされた前記第 二の周波数信号との相関を求める相関計算手段と、当該相関に基づいて、前記第 二の周波数信号に含まれるエコーを抑圧するエコー抑圧手段とを備えることを特徴と する。
[0011] 上記第一又は第二のエコーキャンセラにおいて、好ましくは、前記エコー抑圧手段 は、前記相関に基づいて、前記エコーの周波数スペクトルを推定し、前記第二の周 波数信号から前記エコーの周波数スペクトルを減算することによって、前記エコーを 抑圧する。 [0012] または、上記第一又は第二のエコーキャンセラにおいて、好ましくは、前記エコー 抑圧手段は、前記相関の大きさに基づいて、前記エコーの抑圧量に対応するゲイン を求め、当該ゲインを前記第二の周波数信号に乗算することによって、前記エコーを 抑圧する。
[0013] 上記目的を達成するための本発明の第一の周波数シフト装置は、スピーカから出 力される音声信号がマイクに入力することによって生じるエコーを抑圧するエコーキ ヤンセラに入力される第一の周波数信号と第二の周波数信号のうちの当該第一の周 波数信号をシフトする周波数シフト装置において、受信した第一のデジタル音声信 号をスピーカから出力するためのアナログ音声信号に変換するデジタル一アナログ変 換器の第一のサンプリング周期と、マイクに入力されたアナログ音声信号を第二のデ ジタル音声信号に変換するアナログ一デジタル変換器の第二のサンプリング周期の ずれを検出する検出手段と、前記第一のデジタル音声信号を前記第一の周波数信 号に周波数変換する変換手段と、前記検出手段により検出される前記ずれに基づい て、前記第一の周波数信号を周波数シフトする周波数シフト手段とを備え、前記第二 のデジタル音声信号を周波数変換した前記第二の周波数信号と前記周波数シフト 手段により周波数シフトされた前記第一の周波数信号が前記エコーキャンセラに入 力されることを特徴とする。
[0014] また、本発明の第二の周波数シフト装置は、スピーカ力 出力される音声信号がマ イクに入力することによって生じるエコーを抑圧するエコーキャンセラに入力される第 一の周波数信号と第二の周波数信号のうちの当該第二の周波数信号をシフトする周 波数シフト装置において、受信した第一のデジタル音声信号をスピーカから出力す るためのアナログ音声信号に変換するデジタル一アナログ変換器の第一のサンプリン グ周期と、マイクに入力されたアナログ音声信号を第二のデジタル音声信号に変換 するアナログ一デジタル変換器の第二のサンプリング周期のずれを検出する検出手 段と、前記第二のデジタル音声信号を前記第二の周波数信号に周波数変換する変 換手段と、前記検出手段により検出される前記ずれに基づいて、前記第二の周波数 信号を周波数シフトする周波数シフト手段とを備え、
前記第一のデジタル音声信号を周波数変換した前記第一の周波数信号と前記周 波数シフト手段により周波数シフトされた前記第二の周波数信号が前記エコーキャン セラに入力されることを特徴とする。
発明の効果
[0015] 本発明のエコーキャンセラによれば、スピーカ側（受信側）とマイク側（送信側）のク ロックずれを検出し、そのずれに基づいて、周波数領域において第一の周波数信号 (スピーカ信号 (参照信号) )または第二の周波数信号 (マイク信号)を周波数シフトす るので、クロックずれによる影響を処理量の増加を招くことなく簡単に補正し、効果的 にエコーを抑圧することができる。
図面の簡単な説明
[0016] [図 1]ハンズフリー通話を説明する図である。
[図 2]エコーキャンセラの原理を示す図である。
[図 3]サンプリング周波数のずれによりエコーが抑圧されない場合を説明する図であ る。
[図 4]本発明の実施の形態例 ίこおけるエコーキャンセラを有する通話装置の第一の 構成例を示す図である。
[図 5]本発明の実施の形態例 ίこおけるエコーキャンセラを有する通話装置の第二の 構成例を示す図である。
[図 6]本発明の実施の形態例 ίこおけるエコーキャンセラを有する通話装置の第三の 構成例を示す図である。
[図 7]本発明の実施の形態例 ίこおけるエコーキャンセラを有する通話装置の第四の 構成例を示す図である。
符号の説明
[0017] 103 : D/A変換器、 104 :AZD変換器、 105：クロックずれ検出部、 106 : FFT、 1 07 : FFT、 108 :相関計算部、 109 :周波数シフト部、 110 :記憶部、 111 :エコー推 定部、 112 :減算器、 113 :逆 FFT、 114 :抑圧量計算部、 115 :乗算器
発明を実施するための最良の形態
[0018] 以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。し力 ながら、かか る実施の形態例が、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
[0019] 本発明の実施の形態例では、マイク側の A/D変換器とスピーカ側の D/A変換 器のクロック（サンプリング周波数）のずれを検出し、その検出結果に基づいて、スピ 一力信号 (参照信号)又はエコーとなるマイク信号の周波数スペクトルをシフトすること により、クロックずれによる影響を補正し、エコーを効果的に抑圧する。
[0020] 図 4は、本発明の実施の形態例におけるエコーキャンセラを有する通話装置 100の 第一の構成例を示す図である。第一の構成例は、マイク信号の周波数スペクトルをシ フトする例を示す。なお、図中点線で囲まれた部分がエコーキャンセラに対応する部 分であるが、 D/A変換器 103及び AZD変換器 104をエコーキャンセラの構成要素 としなくともよレ、。
[0021] 通話装置 100の DZA変換器 103は、相手装置からの音声デジタル信号 (受信信 号）をアナログ信号に変換し、アナログ信号は、音声としてスピーカ 101から再生出力 される。また、マイク 102は音声を検出する力 その際、スピーカ 101から出力される 音声をエコーとして拾う。マイク 102により検出された音声は、 A/D変換器 104によ りデジタル信号に変換され、さらにフーリエ変換部（FFT) 107により、周波数信号に 変換される。
[0022] クロックずれ検出部 105は、スピーカ側の D/A変換器 103とマイク側の A/D変換 器 104のクロックずれを検出する。例えば、通話装置 100が、パーソナルコンピュータ の OS (オペレーションシステム）の制御のもとで動作する装置である場合、 D/A変 換器 103のドライバは、 OSに対してクロック周期ごとに再生完了通知を送る。一方、 A/D変換器 104のドライバは、 OSに対してクロック周期ごとに録音完了通知を送る 。クロックずれ検出部 105は、この再生完了通知と録音完了通知の受信周期を検出 することで、 D/A変換器 103及び AZD変換器 104それぞれのクロック周期（サンプ リング周波数）を検出し、さらに、その差分に基づいてクロックずれを検出する。
[0023] 周波数シフト部 109は、検出されたクロックずれに基づいて、エコーの周波数ずれ、 すなわち、シフト量を演算し、そのシフト量分だけマイク信号 (この場合は、 FFT107 力、らの周波数信号）をシフトする。これにより、スピーカ信号の周波数とエコーの周波 数ずれが補正され、後述する処理により、エコーを十分に抑圧することが可能となる。 [0024] エコーを含むマイク信号の周波数シフト量 (周波数ずれ） Δは、以下の演算により求 めること力 Sできる。
[0025] [数 1] 再生時のサンプリング周波数： fs [Hz]
再生時のェコ一周波数： /。 [Hz] 録音時のサンプリング周波数： ^ [Hz]
録音時のエコー周波数： /。+ Δ [Ηζ] とすると、 サンプリング周波数とエコー周波数の間に次式が成り立つ。 ： Λ = ： Λ + Δ (1)
( 1 )式を変形すると (。+ ) = /。 (2)
Figure imgf000009_0001
となる。 従って、 エコー周波数のずれ Δは次式 (4)で表すことができる。
f ' ヽ
^ - 1 (4)
' ノ シフトされたマイク信号の周波数信号 (周波数スペクトル）は一旦記憶部 110に格納 されたのち、相関計算部 108に入力される。相関計算部 108は、スピーカ信号 (参照 信号)と周波数シフトされたマイク信号の相関を演算する。相関演算は周波数領域で 行われるため、相関計算部 108には、 FFT106により周波数変換されたスピーカ信 号 (参照信号）と、上述のように FFT107により周波数変換され、さらに周波数シフトさ れたマイク信号とが入力される。相関計算部 108は、両周波数信号の相関を演算し、 その相関を、エコー推定部 111に送る。
[0026] エコー推定部 111は、過去及び現在のフレームの参照信号スぺタトノレの中で、ェコ 一信号スペクトルとの相関が最大となるような参照信号スペクトルを探す。本実施の 形態例では、マイク信号の周波数ずれが補正された周波数スペクトルに対して、相 関演算及びエコー推定処理を行うので、正しレ、エコーの周波数スペクトルを推定する こと力 Sできる。そして、減算器 112が、周波数シフト部 109からの周波数スペクトル (マ イク信号)から、当該推定されたエコーの周波数スぺ外ルを減算する。これにより、ェ コ一が正しく抑圧される。減算器 112からの出力は、逆フーリエ変換部（逆
FFT) 113により、時間領域の信号に戻され、送信信号 (音声デジタル信号)として相 手の通話装置宛て送信される。なお、相関計算部 108及びエコー推定部 111の演 算処理については、後に詳述する。
[0027] 図 5は、本発明の実施の形態例におけるエコーキャンセラを有する通話装置の第 二の構成例を示す図である。第二の構成例は、スピーカ信号の周波数スぺクトノレを シフトする例を示す。すなわち、第一の構成例において、マイク信号の周波数スぺク トルをシフトしたのに対し、第二の構成例では、周波数シフト部 109は、 FFT106によ り周波数変換されたスピーカ信号の周波数スペクトルをシフトする。それ以外の構成 は、第一の構成例と同様であるので、その説明を省略する。
[0028] ここで、図 5に示した参照符号を用いて、相関計算部 108とエコー推定部 111の演 算処理について説明する。
[0029] [数 2]
(1)参 照信号 "("),(《 = 0,...,N-1) を フ ー リ エ変換 し て 得 ら れ る 複素数
A,(k) = AR(k) + jAj (k) ら 、 次 式 に よ っ て 参 照 信 号 ス ぺ ク A(k),(k = 0, N/2-1)を求める。 Νはフレーム長である。
A(k) AR(k† +A (k)2
(2)同様にして、 エコー （マイク） 信号 ("),（" = 0,...,N-1)をフーリエ変換してェコ一 信号スぺク トル ),（ん = 0,N/2_1)を求める。
(3)次に、クロックずれ検出結果に基づいて、参照信号スぺク トル ( ）を周波数シフ卜し、 周波数シフ卜された参照信号スぺク トル ( ）を求める。
(4) を記憶部へ入力し、過去の参照信号スぺク トル (d,A:)を以下のように更新する。
は遅延フレーム数を表すインデックスであり、 d=0は現フレーム、 d=-l は 1つ前の フレームを表す。
A'(i, k) = A\i - 1, k), (i = Μ,Μ (過去の参照信号スぺク トルをシフ卜する。) (0, k) = A\k) (現フレームの参照信号を 0番目に格納する）
ここで、 Mは遅延フレーム数の最大値を示す自然数である。
(5) (J, ）と ( )を相関計箅部へ入力して次式により相関 cor/' (め, (J = 0，...,M)を求 める。 corr(d)= yA'(d,k)-B(k)
( 6 )エコー推定部に corr (めを入力し、 相関 wr (めが最大となる遅延 maxを決定する。
エコー推定部では、 = dmax、つまり ^フレ一ム前の参照信号スぺク トル ( raax， ） を擬似エコースぺク トル C ( ）とする。
C{k) = A'(dm∞,k), ( = 0，...,N/2_1)
(7)マイク信号スぺク トル ( ）と擬似ェコ一スぺク トル C (も）を減算器に入力し、ェコ一抑 圧された出力信号スぺク トル E ( ） = 0)- を求める。
(8)逆フーリエ変換部 （逆 FFT) に E(k)を入力し、 エコー抑圧された出力信号 を求め る。 図 6は、本発明の実施の形態例におけるエコーキャンセラを有する通話装置の第三 の構成例を示す図である。第三の構成例は、マイク信号の周波数スペクトルをシフト する例（第一の構成例に対応）を示しているが、スピーカ信号の周波数スペクトルを シフトする場合 (第二の構成例に対応）でも適用可能である。
第一の構成例では、相関計算部 108の演算結果に基づいて、エコー推定部 111 がエコーの周波数スペクトルを推定し、マイク信号から減算するのに対し、第三の構 成例では、エコー推定部 111に代わって、抑圧量演算部 114が、相関計算部 108の 演算結果に基づいて、マイク信号のゲイン (抑圧量)を演算し、減算器 112に代わる 乗算器 115が、そのゲインをマイク信号に乗算することでエコーを抑圧する。具体的 には、相関が大きいほど、ゲインを大きくするようにすることで、エコーを効果的に減 衰させることができる。それ以外の構成は、第一の構成例又は第二の構成例と同様 であるので、その説明を省略する。
[0031] 図 7は、本発明の実施の形態例における第四の構成例を示す図である。第四の構 成例は、上記各構成例におけるクロックずれ検出部 105、 FFT107及び周波数シフ ト部 109からなる周波数シフト装置であって、エコーキャンセラと独立して通話装置内 に設けられる。図示される構成は、マイク信号の周波数スペクトルをシフトする例（第 一の構成例に対応）であるが、スピーカ信号の周波数スペクトルをシフトする場合（第 二の構成例に対応）にも適用可能である。
[0032] このように、本発明の実施の形態例では、周波数領域でエコーを抑圧する。すなわ ち、周波数変換したマイク信号又は参照信号 (スピーカ信号)の周波数スペクトルを 周波数方向にシフトするだけでエコーの周波数スペクトルを補正することでき、その 処理量は小さぐ簡単な処理で実現できる。特に、本実施の形態例のように、周波数 領域でエコー抑圧を行う場合、マイク信号と参照信号の周波数スペクトルを新たに求 める必要がないので、その処理量の増加はきわめて小さい。
産業上の利用可能性
[0033] スピーカ側の D/A変換器とマイク側の AZD変換器のクロックが異なる双方向可 能な通話装置で発生するエコーを効果的に抑圧することができる。

Claims

請求の範囲
[1] スピーカから出力される音声信号がマイクに入力することによって生じるエコーを抑 圧するエコーキャンセラにおいて、
受信した第一のデジタル音声信号を前記スピーカから出力するためのアナログ音声 信号に変換するデジタル一アナログ変換器の第一のサンプリング周期と、マイクに入 力されたアナログ音声信号を第二のデジタル音声信号に変換するアナログ -デジタ ル変換器の第二のサンプリング周期のずれを検出する検出手段と、
前記第一のデジタル音声信号を第一の周波数信号に変換する第一の変換手段と、 前記第二のデジタル音声信号を第二の周波数信号に変換する第二の変換手段と、 前記検出手段により検出される前記ずれに基づいて、前記第一の周波数信号を周 波数シフトする周波数シフト手段と、
前記第二の周波数信号と前記周波数シフト手段により周波数シフトされた前記第一 の周波数信号との相関を求める相関計算手段と、
当該相関に基づいて、前記第二の周波数信号に含まれるエコーを抑圧するエコー 抑圧手段とを備えることを特徴とするエコーキャンセラ。
[2] スピーカから出力される音声信号がマイクに入力することによって生じるエコーを抑 圧するエコーキャンセラにおいて、
受信した第一のデジタル音声信号を前記スピーカから出力するためのアナログ音声 信号に変換するデジタル一アナログ変換器の第一のサンプリング周期と、マイクに入 力されたアナログ音声信号を第二のデジタル音声信号に変換するアナログ -デジタ ル変換器の第二のサンプリング周期のずれを検出する検出手段と、
前記第一のデジタル音声信号を第一の周波数信号に変換する第一の変換手段と、 前記第二のデジタル音声信号を第二の周波数信号に変換する第二の変換手段と、 前記検出手段により検出される前記ずれに基づいて、前記第二の周波数信号を周 波数シフトする周波数シフト手段と、
前記第一の周波数信号と前記周波数シフト手段により周波数シフトされた前記第二 の周波数信号との相関を求める相関計算手段と、
当該相関に基づいて、前記第二の周波数信号に含まれるエコーを抑圧するエコー 抑圧手段とを備えることを特徴とするエコーキャンセラ。
[3] 請求項 1又は 2において、
前記エコー抑圧手段は、前記相関に基づいて、前記エコーの周波数スペクトルを推 定し、前記第二の周波数信号力 前記エコーの周波数スぺ外ルを減算することによ つて、前記エコーを抑圧することを特徴とするエコーキャンセラ。
[4] 請求項 1又は 2において、
前記エコー抑圧手段は、前記相関の大きさに基づいて、前記エコーの抑圧量に対応 するゲインを求め、当該ゲインを前記第二の周波数信号に乗算することによって、前 記エコーを抑圧することを特徴とするエコーキャンセラ。
[5] スピーカから出力される音声信号がマイクに入力することによって生じるエコーを抑 圧するエコーキャンセラに入力される第一の周波数信号と第二の周波数信号のうち の当該第一の周波数信号をシフトする周波数シフト装置において、
受信した第一のデジタル音声信号をスピーカから出力するためのアナログ音声信号 に変換するデジタル一アナログ変換器の第一のサンプリング周期と、マイクに入力さ れたアナログ音声信号を第二のデジタル音声信号に変換するアナログ -デジタル変 換器の第二のサンプリング周期のずれを検出する検出手段と、
前記第一のデジタル音声信号を前記第一の周波数信号に周波数変換する変換手 段と、
前記検出手段により検出される前記ずれに基づいて、前記第一の周波数信号を周 波数シフトする周波数シフト手段とを備え、
前記第二のデジタル音声信号を周波数変換した前記第二の周波数信号と前記周波 数シフト手段により周波数シフトされた前記第一の周波数信号が前記エコーキャンセ ラに入力されることを特徴とする周波数シフト装置。
[6] スピーカから出力される音声信号がマイクに入力することによって生じるエコーを抑 圧するエコーキャンセラに入力される第一の周波数信号と第二の周波数信号のうち の当該第二の周波数信号をシフトする周波数シフト装置において、
受信した第一のデジタル音声信号をスピーカから出力するためのアナログ音声信号 に変換するデジタル一アナログ変換器の第一のサンプリング周期と、マイクに入力さ れたアナログ音声信号を第二のデジタル音声信号に変換するアナログ -デジタル変 換器の第二のサンプリング周期のずれを検出する検出手段と、
前記第二のデジタル音声信号を前記第二の周波数信号に周波数変換する変換手 段と、
前記検出手段により検出される前記ずれに基づいて、前記第二の周波数信号を周 波数シフトする周波数シフト手段とを備え、
前記第一のデジタル音声信号を周波数変換した前記第一の周波数信号と前記周波 数シフト手段により周波数シフトされた前記第二の周波数信号が前記エコーキャンセ ラに入力されることを特徴とする周波数シフト装置。
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