WO2006082128A1 - Sensor mit selbsttest - Google Patents

Sensor mit selbsttest Download PDF

Info

Publication number
WO2006082128A1
WO2006082128A1 PCT/EP2006/050209 EP2006050209W WO2006082128A1 WO 2006082128 A1 WO2006082128 A1 WO 2006082128A1 EP 2006050209 W EP2006050209 W EP 2006050209W WO 2006082128 A1 WO2006082128 A1 WO 2006082128A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
sensor
deflection
test
self
Prior art date
Application number
PCT/EP2006/050209
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Rainer Willig
Burkhard Kuhlmann
Hans-Dieter Schwarz
Udo-Martin Gomez
Wolfram Bauer
Johannes Classen
Christoph Lang
Ermin Esch
Michael Veith
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch Gmbh filed Critical Robert Bosch Gmbh
Publication of WO2006082128A1 publication Critical patent/WO2006082128A1/de

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects

Definitions

  • the invention relates to a sensor with a vibratory system, with a drive for exciting a drive vibration of the oscillatory system.
  • the sensor has a measurement deflection with a first phase relationship to the drive oscillation, a disturbance deflection with a second phase relationship to the drive oscillation, and a common signal path of measurement deflection and disturbance deflection.
  • the sensor further has a control for the phase-sensitive detection and suppression of the disturbance deflection.
  • Yaw rate sensors are the heart of the required sensors in today's safety systems in motor vehicles. This results in high demands on the monitorability of the sensor.
  • These rotation rate sensors are based on the use of the Coriolis effect as a measuring principle.
  • parts of a sensor structure are set into a vibration (primary vibration) in one direction.
  • German patent application DE 102004061804 which is not prepublished, describes the suppression of the quadrature at compensation electrodes by means of an electrical signal originating from a control and regulation.
  • the invention relates to a sensor with a vibratory system, with a drive for exciting a drive vibration of the oscillatory system.
  • the sensor has a measurement deflection with a first phase relationship to the drive oscillation, a disturbance deflection with a second phase relationship to the drive oscillation, and a common signal path of measurement deflection and disturbance deflection.
  • the sensor further has a control for the phase-sensitive detection and suppression of the disturbance deflection.
  • the essence of the invention is that means for a self-test of the signal path are provided, by means of which a disturbance deflection is induced.
  • this makes a self-test of the sensor possible, which uses the interference signal and does not substantially influence the measurement signal. This is possible because the measurement signal and the noise signal pass through the same signal path to be evaluated, but can be distinguished by phase-sensitive evaluation. This is advantageous by a
  • the senor is a micromechanical sensor, in particular a yaw rate sensor, wherein the oscillatable system has a mechanically configured Measured value includes.
  • Micromechanical sensors with driven oscillator have the interference signal of the quadrature, which must be suppressed for accurate measurement operation and can be used advantageously for the self-test.
  • An advantageous embodiment of the invention provides that the means for the self-test of the signal path are provided such that the disturbance deflection can be set to a certain value not equal to zero.
  • an interference signal of known magnitude is added to the suppressed and, ideally, returned to zero interference signal by intended mismatching, allowing a quantitative evaluation of the sensor in the self-test based on the self-test response signal.
  • An advantageous embodiment of the invention provides that the sensor has an additional signal path with the signal of the disturbance deflection, in particular with a filter with the bandwidth of the signal of the disturbance deflection in this additional signal path.
  • the interference signal in the self-test can thereby be optimally evaluated if the interference signal and the measurement signal have a different bandwidth.
  • the invention has the advantage over the previously described prior art that the self-test response to the
  • Yaw sensor output signal is not superimposed, the complete sensor function including sensitivity is tested and the self-test response can be read before the output low-pass filter with higher bandwidth.
  • the signal induced by the self-test is the measurement signal, in particular a
  • the self-test can always be active during sensor operation.
  • the self-test tests the complete sensor function including the sensitivity.
  • the self-test has a high accuracy test, as is initiated by initiation of the self-test signal directly in the sensor element exactly in phase with the drive deflection.
  • the response signal of the self-test can be on its own Output with appropriate bandwidth can be read.
  • the self-test response (BITE response) before the output low-pass filter can be read out separately in RATE and QUAD channels with a higher bandwidth, so that a higher BITE frequency is possible.
  • FIG. 1 shows a yaw rate sensor with force compensation in the prior art.
  • Fig. 2 shows a yaw rate sensor with force compensation and self-test in the prior art.
  • FIG. 3 shows a rotation rate sensor according to the invention with a self-test by controlled quadrature compensation.
  • Fig. 4 shows the function of the voltage-force conversion on a plate capacitor.
  • Fig. 5 shows schematically an embodiment of the sensor according to the invention.
  • the Coriolis effect is used to determine an external rate of rotation. For this purpose, it is first necessary to assign a speed to a movable mass structure. This is done by electronic means which, in conjunction with the mechanical structure, form an oscillator (drive circuit) whose amplitude of oscillation is limited.
  • oscillator drive circuit
  • F c 2mvx ⁇ (Amplitude modulated signal with the resonance frequency of the primary vibration) is evaluated via a front-end circuit and provided after synchronous demodulation and filtering as an electrical signal.
  • Interference signal (quadrature) at the resonance frequency of the primary vibration. This interference signal is phase-shifted by 90 ° to the velocity-proportional Coriolis signal. This interference signal must be suppressed by electrical means, so that it is not visible at the output.
  • Fig. 1 shows a yaw rate sensor with force compensation in the prior art. Shown schematically is an embodiment of an evaluation.
  • the rotation rate sensor comprises an oscillator / drive circuit 1000 and an evaluation / detection circuit 1100.
  • a mechanical oscillator 100 experiences a mechanical drive force, which is represented by a transfer function F mech, Fma.
  • the mechanical oscillator is then deflected and the deflection in a converter KaI converted into an electrical signal.
  • the electrical signal of the deflection is applied to a drive unit 110, which generates an electrical drive signal for generating an electrical drive force, which is represented by a transfer function F ei drive, Fea.
  • the electric drive signal is supplied to a converter Ka2 and converted into a mechanical drive force.
  • To form an oscillator circuit (drive circuit) 1000 for a limited amplitude driven seismic mass is a phase-locked loop PLL (English: phase-locked-loop, PLL) to ensure the oscillation condition and a control AGC
  • phase locked loop PLL receives the phase information of the electrical signal of the deflection and then generates a phase signal for the drive 110.
  • the control AGC receives the electrical drive signal, the drive voltage Ua and then controls the amplitude in the drive 110th
  • the evaluation is carried out according to the principle of force compensation, a so-called "closed-loop" principle, whereby the deflection of the seismic mass due to force effects by Coriolis effects F c or quadrature F Q , by means of a generated in the sensor mechanical Force F mech detection returned to zero
  • the forces F c and F Q Together with a feedback signal, which will be discussed later, a resulting force F mech detection which acts on a sensor element (Corioliselement) 120, which is connected to the mechanical oscillator 100.
  • a sensor element Corioliselement
  • This deflection is converted into a converter KdI in an electrical deflection signal and fed to a controller 130, in a control signal for an electric force F el detection (Fed) is converted.
  • the output signal of the controller 130 namely the feedback signal is supplied to a converter Kd2 and converted into a mechanical force for returning the deflection of the sensor element 120 to zero.
  • This mechanical force acts again on the sensor element 120.
  • the control signal forms the sensor signal 1, which is supplied to an output in a further signal path.
  • the sensor signal 1 experiences in this signal path a synchronous demodulation with the phase signal 10 of the electrical drive signal.
  • the suppression of the path-proportional interference signals (quadrature), which result from the force effects of F Q takes place by means of precisely this synchronous demodulation.
  • Fig. 2 shows a yaw rate sensor with force compensation and self-test in the prior art.
  • a self-test (English: build in test, BITE) is implemented, which tests the entire sensor signal path.
  • a path-proportional drive detection signal 2 from an oscillator / drive circuit 2000 is fed via an amplification factor K into an evaluation / detection circuit 2100.
  • the supplied signal IN after the gain K has the form:
  • the ratio of the mechanical transfer functions Fma to Fmd may change.
  • the mechanical transfer functions Fma, Fmd can scatter due to different operating points and change their values differently due to aging. This allows an evaluation of sensitivity errors only with limited accuracy.
  • the self-test function can be activated via an externally accessible test input BITE. This can be done once or cyclically.
  • a further disadvantage is the superimposition of physical measured variable to be detected and test signal at the rotation rate output, since the resulting output signal can only be decomposed into test signal and yaw rate by complex calculations (interpolation of the yaw rate). It is therefore advantageous that the output signal has no superimposition of rate of turn and test response.
  • the invention now provides over the previously described prior art, a self-test in which the self-test response is not superimposed on the rotation rate sensor output signal and the complete sensor function including sensitivity is tested.
  • the self-test response (BITE response) can be read in an advantageous embodiment before the output low-pass filter with higher bandwidth.
  • FIG. 3 shows a rotation rate sensor according to the invention with a self-test by controlled quadrature compensation. Shown is an inventive embodiment of the self-test using the example of a rotation rate sensor.
  • the yaw rate sensor has an oscillator / drive circuit 3000, an evaluation / detection circuit 3100 and a control for
  • the oscillator / drive circuit 3000 is implemented similarly as in FIG. Equal referred elements act exactly as described in Fig. 1.
  • the control AGC regulates here a constant mechanical deflection x and not as in Fig. 1, a constant drive voltage Ua.
  • a target value AGC SoIl 360 is specified for the regulation of the deflection x in the control AGC .
  • the signals will go to one Analog-to-digital conversion by means of a front-end drive ADU (Faa) 370 digitally processed and converted via a DAU 380 again from a digital signal to an analog drive voltage.
  • the phase-locked loop PLL supplies the correct phase relationship (p rate for the oscillator circuit 3000) and thus switches the electrical drive signal with the correct phase to the converter Ka2 via a switching element
  • the phase-locked loop PLL supplies a phase signal (p rate for the speed-proportional measurement signals RATE, namely the rotation rate and a phase signal ⁇ Quad for the path-proportional interference signals (quadrature) QUAD.
  • the interference signal QUAD and the Coriolis signal RATE can be separated from one another by synchronous demodulation with the respectively correct phase position Force F mech detection, represented by the transfer function Fmd) is converted into an electrical deflection signal by means of a converter KdI
  • the electrical deflection signal is converted into a digital deflection signal in an analog-to-digital converter 385.
  • the digital deflection signal is converted to a digital deflection signal.
  • Analog converter 390 supplied, which generates a detection feedback signal therefrom.
  • the detection feedback signal is supplied to a transducer Kd2 and converted into a mechanical force for returning the deflection of the Coriolis element 120 to zero. This mechanical force acts again on the Coriolis element 120.
  • the digital deflection signal is fed into two further signal paths for evaluation.
  • the Coriolis signal RATE demodulated from the digital displacement signal is applied to a digital output circuit 360 where filtering is performed.
  • the noise signal QUAD demodulated from the digital deflection signal is applied to a
  • Controller 330 which in turn drives a DA converter 320, which applies directly to the sensor element, a DC signal, which counteracts the interference signal.
  • This DC signal is applied to quadrature compensation electrodes in the mechanical sensor element. If a moving structure (electrode) now passes over a fixed (counter) electrode, the result is, as in the German Offenlegungsschrift DE 10237411 described, wegproportionale electrostatic forces, which counteract the interference signals and suppress them. This electrostatic force is calculated as:
  • the controller 330 is advantageously designed with an integral component, then the interference signal is ideally suppressed except for effects due to quantization.
  • This quadrature compensation loop could also be designed purely analog, which was not implemented for reasons of flexibility and because of the disadvantage of drift problems in analog circuits.
  • a residual error remains due to the quantization, which leads to an offset in connection with a phase shift in the demodulation at the rate output.
  • Changes in the timing of the controller output which are in the useful band range of the output filter of the back-end circuit 360, result in noise at the rate output in the case of faulty demodulation.
  • the resolution of the DAU 320 must therefore be selected so that the required output noise is not exceeded.
  • Micro-mechanical sensor elements sometimes have production tolerances due to large tolerances in the path-proportional interference signals.
  • the requirements for the resolution of the DAU 320 increase as the capture range for the noise increases with the noise demand of the total sensor remaining the same.
  • the interference signal is roughly adjusted in a first step.
  • the adjustment data are stored in a memory PROM and via a DA converter 300 as DC voltage to an electrode of the
  • the voltage-force conversion takes place electrostatically via the plate capacitor resulting from the electrode on one side and the movable structure on the other side. As shown in Fig. 4, this results in a quadratic relationship.
  • the quadrature adjustment is designed so that the quadratic voltage-power relationship is compensated via the DAU 320 so that equidistant Adjustment steps with respect to the injected force, ie the input quadrature result.
  • the quadratic voltage-power relationship is shown in FIG.
  • Fig. 4 shows the function of the voltage-force conversion on a plate capacitor. It can be seen that, with the same change .DELTA.U.sub.Q of the regulator output voltage, significantly different capture ranges .DELTA.F.sub.1 or .DELTA.F.sub.2 result in different operating points Abgl.sub.1 and .DELTA.F.sub.2 as shown in this example for suppressing the interference signals. This effect is compensated by the fact that according to Fig. 3, the capture range of the controller D AU 320 is adjusted depending on the operating point.
  • matching information which is available in a PROM is linked via an assignment table LUT (look-up table, LUT) with a matching-dependent adaptation of the capture range of the controller D AU 320.
  • the allocation table LUT supplies a digital word dependent on the comparison, which is DA-converted in DAU 310. This analog value defines the capture range of the controller DAU 320.
  • the quadrature controller thus always has the same capture range regardless of the adjustment. The combination of adjustment and control reduces the capture range of the controller 330 and thus the requirement for the resolution of the controller DAU 320, without reducing the entire capture range of the interference signal to be suppressed.
  • the quadrature trim value 305 is either increased or decreased by n quantization steps (nQ), caused by a signal n of size 34 from a logic circuit 340.
  • nQ n quantization steps
  • the quadrature control loop is separated by the value of the controller output 335 is frozen by means of a control signal 350 from the logic circuit 340.
  • an exactly deflection-dependent (modulation directly in the mechanics) electrostatic force (quadrature) is fed into the evaluation circuit, which is no longer suppressed by the controller 330.
  • the self-test signal IN results here:
  • the self-test response can be read after demodulation with the phase signal of the quadrature ⁇ Quad and filtering in a digital filter df2, for example via a serial interface SPI.
  • the bandwidth of this filter df2 can be chosen much larger than the bandwidth of the output filter in the digital backend in order to read the quadrature signal with higher dynamics.
  • This BITE response is based on the assumption that, due to stress, the filtered quadrature signal OUT of the sensor does not change over aging, to: Kel * nQ * df2
  • the mechanical transfer functions are no longer directly involved in the BITE response, but only electromechanical transfer factors and electronic amplifications, which change only slightly depending on temperature and age.
  • the filtered quadrature signal OUT can be read, for example, via a serial SPI interface and compared with a stored previous value or setpoint. A change in the filtered quadrature signal OUT provides information about the condition of the sensor.
  • Embodiment includes, as described above, a separate signal path with adapted bandwidth to the quadrature signal QUAD.
  • a second embodiment can be checked via the digital filter dfl also with increased dynamics (bandwidth Filter 1> bandwidth output filter in the digital backend), whether the BITE response in this path is expected to be suppressed.
  • bandwidth Filter 1> bandwidth output filter in the digital backend bandwidth output filter in the digital backend
  • the size of the interference signal nQ fed during the self-test can be selected such that self-coupling effects in the mechanics caused by the application of the BITE voltage and thus influences on the phase accuracy become negligible. As a result, a continuous self-test with simultaneous measurement operation is possible.
  • the BITE response in the quadrature path according to the invention is either monitored for its new-line state or it can be adjusted to a target value via a BITE adjustment, which is then monitored.
  • this value must be stored in a suitable memory medium off-chip (e.g., EEPROM) or on-chip.
  • the monitoring functions can be carried out via a microcontroller. This sets the trigger for the self-test. This is a logic via a serial SPI interface 340, which in turn alters the quadrature adjustment by nQ and freezes the controller value.
  • the quadrature controller must change its output value according to its function in order to compensate for this effect.
  • the resulting shift of the operating point and associated change in the self-test response can be computationally compensated in the micro-controller when the controller value is read.
  • Another option when cyclically setting the self-test is to select the fed-in quadrature interference signal so small that any transient effects on the rotation rate output with normal function are below the resolution required by the superordinate overall system.
  • any transients are suppressed with the BITE frequency at the rotation rate output via an implemented in the micro-controller additional digital filtering.
  • FIG. 5 shows schematically an embodiment of the sensor according to the invention.
  • a sensor 500 includes a vibratory system 510, a drive 520, an evaluation circuit 530 and a controller 540.
  • an interface 550 to the environment, in particular a serial interface (SPI) may be provided.
  • the oscillatable system 510 is driven by the drive 520 by means of a periodic drive signal 523, and supplies to the
  • the oscillatory system 510 experiences a Meßauslehmer as a result of an external force 512.
  • the oscillatory system 510 continues to experience a disturbance due to imperfections of the vibrator, represented by a force 514. Measuring deflection and disturbance are superimposed in a deflection signal 516, which the evaluation unit 530 supplied becomes.
  • a phase signal 527 of the measurement deflection is determined from the drive signal 523 and fed to the evaluation circuit 530.
  • a control signal 537 is generated from the deflection signal 516 in a control loop, which is supplied to the oscillatory system for returning the deflection.
  • a measurement signal 535 is further demodulated with the phase signal 527 from the deflection 516 and optionally supplied to the interface 550.
  • a digitized displacement signal 518 is also generated and fed to the control 540.
  • a phase signal 525 of the disturbance deflection is determined from the drive signal 523 and fed to the control unit 540.
  • an interference signal 542 is demodulated from the digitized displacement signal 518 with the phase signal 525 and optionally supplied to the interface 550.
  • a control signal 548 for suppressing the disturbance deflection is generated from the disturbance signal 542 and fed to the oscillatable system 510.
  • a request signal 546 for self-test which may optionally be sent by the interface 550
  • the control signal 548 is applied with an additional amount for mismatch.
  • an induced disturbance deflection which as described here passes through the signal path of the sensor 500, and is fed as an interference signal 542 of the interface 550.
  • a request signal 554 for measured data and interference data can be sent to the interface 550 of the sensor 500.
  • a response signal 552 may then be sent back with the desired information.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Gyroscopes (AREA)

Abstract

Die Erfindung geht aus von einem Sensor (500) mit einem schwingfähigen System (510), mit einem Antrieb (520) zur Erregung einer Antriebsschwingung des schwingfähigen Systems(510). Der Sensor (500) weist eine Messauslenkung mit einer ersten Phasenbeziehung (φRate) zur Antriebsschwingung, eine Störauslenkung mit einer zweiten Phasenbeziehung (φQuad) zur Antriebsschwingung und einen gemeinsamen Signalpfad von Messauslenkung und Störauslenkung auf. Der Sensor weist weiter eine Regelung (540) zur phasenempfindlichen Detektion und Unterdrückung der Störauslenkung auf. Der Kern der Erfindung besteht darin, dass Mittel (550, 340, 345, 350) für einen Selbsttest des Signalpfades vorgesehen sind, mittels derer eine Störauslenkung induziert wird.

Description

Sensor mit Selbsttest
Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einem Sensor mit einem schwingfähigen System, mit einem Antrieb zur Erregung einer Antriebsschwingung des schwingfähigen Systems. Der Sensor weist eine Messauslenkung mit einer ersten Phasenbeziehung zur Antriebsschwingung, eine Störauslenkung mit einer zweiten Phasenbeziehung zur Antriebsschwingung und einen gemeinsamen Signalpfad von Messauslenkung und Störauslenkung auf. Der Sensor weist weiter eine Regelung zur phasenempfindlichen Detektion und Unterdrückung der Störauslenkung auf.
Drehratensensoren stellen in heutigen Sicherheitssystemen im Kraftfahrzeug das Herzstück der erforderlichen Sensorik dar. Daraus resultieren hohe Anforderungen an die Überwachbarkeit des Sensors. Diesen Drehratensensoren liegt als Messprinzip die Nutzung des Corioliseffekts zugrunde. Die Corioliskraft entsteht, wenn sich ein Körper der Masse m mit der Geschwindigkeit v bewegt und senkrecht zur Bewegungsrichtung eine Drehrate Ω wirkt (Fconoiis=2mvxΩ). Dazu werden, wie bei Vibrationsgyrometern bekannt, Teile einer Sensorstruktur in eine Schwingung (Primärschwingung) in eine Richtung versetzt. Bei einer senkrecht zur Primärschwingung auftretenden äußeren Drehrate entstehen Corioliskräfte gemäß dem Vektorprodukt vxΩ , die eine Schwingung (Sekundärschwingung) senkrecht zu beiden Vektoren v und Ω von Teilen der Sensorstruktur bewirken. Die Ursache dieser Schwingung ist geschwindigkeitsproportional (Rate). Durch Imperfektionen in der mechanischen Sensorstruktur kann es zu Überkopplungen von Primärschwingung zur Sekundärschwingung kommen. Die Ursache dieses Überkoppelns ist wegproportional (Quadratur). In bestehenden Systemen wie zum Beispiel in der deutschen Patentschrift DE 4447005 beschrieben, werden geeignete Signale in das Sensorsystem so eingespeist, dass sie das mechanische Messelement auslenken und am Drehratenausgang eine Selbsttest (engl.: Built-In- Test, BITE;)-Antwort erzeugen, die dem Drehratensignal überlagert ist. Dieser Test ist von außen auslösbar.
In der deutschen Patentanmeldung DE 102 37 411 Al ist ein Drehratensensor beschrieben, bei dem die Quadratur durch Kompensationselektroden, welche dynamische Kraftwirkungen auf das Corioliselement ausüben, vermindert wird.
In der nicht vorveröffentlichten deutschen Patentanmeldung DE 102004061804 ist die Unterdrückung der Quadratur an Kompensationselektroden mittels eines elektrischen Signals beschrieben, welches aus einer Steuerung und einer Regelung stammt.
Vorteile der Erfindung
Die Erfindung geht aus von einem Sensor mit einem schwingfähigen System, mit einem Antrieb zur Erregung einer Antriebsschwingung des schwingfähigen Systems. Der Sensor weist eine Messauslenkung mit einer ersten Phasenbeziehung zur Antriebsschwingung, eine Störauslenkung mit einer zweiten Phasenbeziehung zur Antriebsschwingung und einen gemeinsamen Signalpfad von Messauslenkung und Störauslenkung auf. Der Sensor weist weiter eine Regelung zur phasenempfindlichen Detektion und Unterdrückung der Störauslenkung auf. Der Kern der Erfindung besteht darin, dass Mittel für einen Selbsttest des Signalpfades vorgesehen sind, mittels derer eine Störauslenkung induziert wird. Vorteilhaft ist hierdurch ein Selbsttest des Sensors möglich, der sich des Störsignals bedient und dabei das Meßsignal im Wesentlichen nicht beeinflusst. Dies ist möglich weil Meßsignal und Störsignal denselben zu bewertenden Signalpfad durchlaufen, aber unterscheidbar sind durch phasenempfindliche Auswertung. Vorteilhaft ist hierdurch ein
Selbsttest jederzeit, insbesondere auch während des normalen Messbetriebs des Sensors möglich.
Vorteilhaft ist, dass der Sensor ein mikromechanischer Sensor, insbesondere ein Drehratensensor ist, wobei das schwingfähige System einen mechanisch ausgestalteten Messwertaufiiehmer beinhaltet. Mikromechanische Sensoren mit angetriebenem Schwinger weisen das Störsignal der Quadratur auf, welches für einen genauen Messbetrieb unterdrückt werden muss und das vorteilhaft für den Selbsttest genutzt werden kann.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass die Mittel für den Selbsttest des Signalpfades derart vorgesehen sind, dass die Störauslenkung auf einen bestimmten Wert ungleich Null einstellbar ist. Vorteilhaft wird zu dem unterdrückten und im Idealfall auf Null zurückgeführten Störsignal durch beabsichtigten Fehlabgleich ein Störsignal bekannter Größe hinzugefügt, was eine quantitative Bewertung des Sensors im Selbsttest anhand des Selbsttest- Antwortsignals ermöglicht.
Vorteilhaft ist, dass Mittel zur Auswertung des Selbsttestes vorgesehen sind, derart dass die induzierte Störauslenkung mit einem hinterlegten Wert vergleichbar ist. Hierdurch kann die zeitliche Änderung des Sensorsignalpfades, wie sie beispielsweise infolge von Alterung auftritt, überwacht werden.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass der Sensor einen zusätzlichen Signalpfad mit dem Signal der Störauslenkung aufweist, insbesondere mit einem Filter mit der Bandbreite des Signals der Störauslenkung in diesem zusätzlichen Signalpfad. Vorteilhaft kann hierdurch das Störsignal im Selbsttest optimal ausgewertet werden, wenn Störsignal und Meßsignal eine unterschiedliche Bandbreite aufweisen.
Zusammenfassend lassen sich die Vorteile wie folgt darstellen. Die Erfindung hat gegenüber dem zuvor beschriebenen Stand der Technik den Vorteil, dass die Selbsttestantwort dem
Drehratensensorausgangssignal nicht überlagert ist, die komplette Sensorfunktion inklusive Empfindlichkeit getestet wird und die Selbsttest-Antwort vor dem Ausgangstiefpassfilter mit höherer Bandbreite ausgelesen werden kann.
Das durch den Selbsttest induzierte Signal ist dem Meßsignal, insbesondere einem
Drehratensignal nicht überlagert. Der Selbsttest kann prinzipiell während des Sensorbetriebes stets aktiv sein. Durch den Selbsttest wird die komplette Sensorfunktion einschließlich der Empfindlichkeit getestet. Der Selbsttest weist eine hohe Testgenauigkeit auf, da durch Einleitung des Selbsttestsignals direkt im Sensorelement exakt in Phase mit der Antriebsauslenkung eingespeist wird. Das Antwortsignal des Selbsttests kann an einem eigenen Ausgang mit passender Bandbreite ausgelesen werden. Insbesondere kann in dem hier beispielhaft beschriebenen Drehratensensor die Selbsttest-Antwort (BITE-Antwort) vor dem Ausgangstiefpassfilter getrennt in RATE- und QUAD-Kanal mit höherer Bandbreite ausgelesen werden, daher ist höhere BITE-Frequenz möglich.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Zeichnung
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.
Fig. 1 zeigt einen Drehratensensor mit Kraftkompensation im Stand der Technik. Fig. 2 zeigt einen Drehratensensor mit Kraftkompensation und Selbsttest im Stand der Technik. Fig. 3 zeigt einen erfindungsgemäßen Drehratensensor mit Selbsttest durch gesteuerte Quadraturkompensation.
Fig. 4 zeigt die Funktion der Spannungs-Kraft Wandlung an einem Plattenkondensator. Fig. 5 zeigt schematisch eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Sensors.
Beschreibung von Ausführungsbeispielen
Anhand der im Folgenden beschriebenen Ausführungsformen soll die Erfindung detailliert dargestellt werden.
Bei Vibrationsgyrometern wird zur Bestimmung einer äußeren Drehrate der Corioliseffekt ausgenutzt. Dazu ist es zunächst erforderlich, einer beweglichen Massestruktur eine Geschwindigkeit zuzuordnen. Dies erfolgt durch elektronische Mittel, die in Verbindung mit der mechanischen Struktur einen Oszillator (Antriebskreis) bilden, dessen Schwingamplitude begrenzt wird. Die bei einer äußeren Drehrate sich ergebende geschwindigkeitsproportionale Corioliskraft:
Fc = 2mvxΩ (amplitudenmoduliertes Signal mit der Resonanzfrequenz der Primärschwingung) wird über eine Frontendschaltung ausgewertet und nach Synchrondemodulation und Filterung als elektrisches Signal zur Verfugung gestellt.
Durch Imperfektionen im mechanischen Sensorelement entsteht ein wegproportionales
Störsignal (Quadratur) bei der Resonanzfrequenz der Primärschwingung. Dieses Störsignal ist um 90° phasenverschoben zum geschwindigkeitsproportionalen Coriolissignal. Dieses Störsignal muss durch elektrische Mittel unterdrückt werden, damit es am Ausgang nicht sichtbar wird.
Fig. 1 zeigt einen Drehratensensor mit Kraftkompensation im Stand der Technik. Dargestellt ist schematisch eine Ausführungsform einer Auswerteelektronik. Der Drehratensensor umfasst einen Oszillator-/Antriebskreis 1000 und einen Auswerte-/Detektionskreis 1100.
Im Oszillator-/Antriebskreis 1000 der hier schematisch als Regelkreis dargestellt ist, erfahrt ein mechanischer Schwinger 100 eine mechanische Antriebskraft, die durch eine Übertragungsfunktion F mech antrieb, Fma repräsentiert ist. Der mechanische Schwinger wird daraufhin ausgelenkt und die Auslenkung in einem Wandler KaI in ein elektrisches Signal gewandelt. Das elektrische Signal der Auslenkung wird auf eine Antriebseinheit 110 gegeben, die ein elektrisches Antriebssignal zur Erzeugung einer elektrischen Antriebskraft generiert, die durch eine Übertragungsfunktion F ei antrieb, Fea repräsentiert ist. Das elektrische Antriebssignal wird einem Wandler Ka2 zugeführt und in eine mechanische Antriebskraft gewandelt. Zur Ausbildung einer Oszillatorschaltung (Antriebskreis) 1000 für eine mit begrenzter Amplitude angetriebene seismische Masse wird ein Phasenregelkreis PLL (engl.: phase-locked-loop, PLL) zur Sicherstellung der Schwingbedingung und eine Regelung AGC
(engl.: automatic gain control, AGC) zur Regelung einer konstanten Antriebsspannung Ua eingesetzt. Der Phasenregelkreis PLL erhält die Phaseninformation des elektrischen Signals der Auslenkung und erzeugt daraufhin ein Phasensignal für den Antrieb 110. Die Regelung AGC erhält das elektrische Antriebssignal, die Antriebsspannung Ua und regelt daraufhin die die Amplitude im Antrieb 110.
Die Auswertung erfolgt gemäß Fig. 1 mit dem Prinzip der Kraftkompensation, einem so genannten „closed-loop" Prinzip. Dabei wird die Auslenkung der seismischen Masse infolge von Kraftwirkungen durch Coriolis-effekte Fc oder Quadratur FQ , mittels einer im Sensor erzeugten mechanischen Kraft F mech detektion auf Null zurückgeführt. Die Kräfte Fc und FQ bilden zusammen mit einem Rückkopplungssignal, auf das später eingegangen wird, eine resultierende Kraft F mech detektion die auf ein Sensorelement (Corioliselement) 120 wirkt, welches mit dem mechanischen Schwinger 100 verbunden ist. Infolge dieser mechanischen Kraft kommt es zu einer mechanischen Auslenkung des Sensorelementes 120. Diese Auslenkung wird in einem Wandler KdI in ein elektrisches Auslenkungssignal gewandelt und einer Regelung 130 zugeführt, in ein Regelsignal für eine elektrische Kraft F el detektion (Fed) gewandelt wird. Das Ausgangssignal der Regelung 130, nämlich das Rückkopplungssignal wird einem Wandler Kd2 zugeführt und in eine mechanische Kraft zur Rückführung der Auslenkung des Sensorelementes 120 auf Null gewandelt. Diese mechanische Kraft wirkt wieder auf das Sensorelement 120. Das Regelsignal bildet das Sensorsignal 1, welches in einem weiteren Signalpfad einem Ausgang zugeführt wird. Das Sensorsignal 1 erfährt in diesem Signalpfad eine Synchrondemodulation mit dem Phasensignal 10 des elektrischen Antriebssignals. Die Unterdrückung der wegproportionalen Störsignale (Quadratur), die aus Kraftwirkungen von FQ herrühren, erfolgt durch eben diese Synchrondemodulation. Danach erfolgt eine Ausgangsfϊlterung im Filter F ausgang (Fa) 140. Im Ergebnis entsteht ein Meßsignal RATE am RATE-Ausgang. Gemäß diesem Drehratensensor im Stand der Technik werden die wegproportionalen Störsignale (Quadratur) am Sensorausgang unterdrückt, aber nicht ursächlich kompensiert. Zwischen den mechanischen und elektrischen Komponenten vermitteln die elektromechanischen Wandlungsfaktoren Ka1 und Kd1; i = 1,2 in Antriebs- und Auswertekreis. Dabei kann es sich beispielsweise um Kondensatorstrukturen handeln.
Fig. 2 zeigt einen Drehratensensor mit Kraftkompensation und Selbsttest im Stand der Technik. Wie in der deutschen Patentanmeldung DE 4447005 beschrieben und in Fig. 2 prinzipiell dargestellt, wird basierend auf dem in Fig. 1 beschriebenen Auswerteprinzip ein Selbsttest (engl.: build in test, BITE) umgesetzt, der den gesamten Sensorsignalpfad testet. Dazu wird ein wegproportionales Antriebsdetektionssignal 2 aus einem Oszillator-/Antriebskreiskreis 2000 über einen Verstärkungsfaktor K in einen Auswerte-/Detektionskreis 2100 zugeleitet. Das zugeleitete Signal IN nach dem Verstärkungsfaktor K hat die Form:
IN = KaI * Fma * KaI * Ua * K Als Ergebnis erhält man eine Selbsttestantwort (BITE-Antwort) des Sensors, die dem Drehratensignal überlagert ist. Die BITE-Antwort am RATE-Ausgang OUT ist gegeben durch:
OUT ~ Ua *K * Ka2 *Fma *Kaλ
Kd2 *Fmd *Kd\ Diese Antwort ist abhängig von den mechanischen Übertragungsfunktionen Fma, Fmd und vom Verhältnis der elektromechanischen Wandlungsfaktoren (Ka1 und Kd1; i = 1,2) im Antriebs- und Auswertekreis. Insbesondere das Verhältnis der mechanischen Übertragungsfunktionen Fma zu Fmd kann sich ändern. Die mechanischen Übertragungsfunktionen Fma, Fmd können aufgrund unterschiedlicher Betriebsarbeitspunkte streuen und sich über Alterung in ihren Werten unterschiedlich ändern. Hierdurch ist eine Bewertung von Empfϊndlichkeitsfehlern nur mit eingeschränkter Genauigkeit möglich. Wie in Fig. 2 dargestellt, kann über ein von extern zugänglichen Testeingang BITE die Selbsttestfunktion aktiviert werden. Dies kann einmalig oder zyklisch erfolgen.
Ein weiterer Nachteil ist die Überlagerung von zu erfassender physikalischer Messgröße und Testsignal am Drehratenausgang, da das resultierende Ausgangssignal nur über aufwendige Berechnungen (Interpolation der Drehrate) wieder in Testsignal und Drehrate zerlegt werden kann. Es ist daher vorteilhaft, dass das Ausgangssignal keine Überlagerung von Drehrate und Testantwort aufweist.
Die vom Meßsignal, nämlich der Drehrate geforderte und durch das Ausgangsfϊlter (F ausgang) eingestellte Bandbreite limitiert die dynamischen Eigenschaften eines derart umgesetzten Selbsttestes, was sich ebenfalls als nachteilig erweisen kann.
Die Erfindung schafft nun gegenüber dem zuvor beschriebenen Stand der Technik einen Selbsttest, bei dem die Selbsttestantwort dem Drehratensensorausgangssignal nicht überlagert ist und die komplette Sensorfunktion inklusive Empfindlichkeit getestet wird. Die Selbsttestantwort (BITE-Antwort) kann in einer vorteilhaften Ausgestaltung vor dem Ausgangstiefpassfilter mit höherer Bandbreite ausgelesen werden.
Fig. 3 zeigt einen erfindungsgemäßen Drehratensensor mit Selbsttest durch gesteuerte Quadraturkompensation. Dargestellt ist eine erfindungsgemäße Ausführungsform des Selbsttests am Beispiel eines Drehratensensors. Der Drehratensensor weist einen Oszillator/- Antriebskreis 3000, einen Auswerte-/Detektionskreis 3100 und eine Regelung zur
Quadraturkompensation auf. Der Oszillator/-Antriebskreis 3000 ist ähnlich wie in Fig. 1 realisiert. Gleich bezeichnete Elemente wirken genauso, wie unter Fig. 1 beschrieben. Die Regelung AGC regelt jedoch hier eine konstante mechanische Auslenkung x und nicht wie in Fig. 1 eine konstante Antriebsspannung Ua. Für die Regelung der Auslenkung x in der Regelung AGC wird ein Sollwert AGC SoIl 360 vorgegeben. Die Signale werden nach einer Analog-Digital- Wandlung mittels eines Frontend-Antriebs-ADU (Faa) 370 digital weiter verarbeitet und über einen DAU 380 wieder von einem digitalen Signal in eine analoge Antriebsspannung gewandelt. Ein Phasenregelkreis PLL liefert wie in Fig. 1 die korrekte Phasenbeziehung (pRate für die Oszillatorschaltung 3000 und schaltet damit über ein Schaltelement das elektrische Antriebssignal mit phasenrichtig auf den Wandler Ka2. Der Phasenregelkreis PLL liefert an insgesamt zwei Ausgängen ein Phasensignal (pRate für die geschwindigkeitsproportionalen Messsignale RATE, nämlich die Drehrate und ein Phasensignal φQuad für die wegproportionalen Störsignale (Quadratur) QUAD.
Die Wandlung des Coriolissignals infolge einer Corioliskraft Fc und des Störsignals infolge der Quadratur, repräsentiert durch FQ erfolgt über einen Auswerte-/Detektionskreis 3100 mit Kraftkompensation („closed-loop" Prinzip), der im gezeigten Bild zugleich eine Analog/Digitalwandlung vornimmt. Da das Meßsignal (Coriolissignal Fc) und das Störsignal (Quadratur FQ) um 90° phasenverschoben zueinander sind, kann das Störsignal QUAD und das Coriolissignal RATE durch Synchrondemodulation mit der jeweils richtigen Phasenlage voneinander getrennt werden. Eine mechanische Auslenkung des Corioliselements 120 aufgrund einer Kraft F mech detektion, repräsentiert durch die Übertragungsfunktion Fmd) wird mittels eines Wandlers KdI in ein elektrisches Auslenkungssignal gewandelt. Das elektrische Auslenkungssignal wird in einem Analog-Digital-Umsetzer 385 mit Regler in ein digitales Auslenkungssignal gewandelt. Das digitale Auslenkungssignal wird einem Digital-
Analog-Umsetzer 390 zugeführt, der daraus ein Detektionsrückkoppelsignal erzeugt. Das Detektionsrückkoppelsignal wird einem Wandler Kd2 zugeführt und in eine mechanische Kraft zur Rückführung der Auslenkung des Corioliselements 120 auf Null gewandelt. Diese mechanische Kraft wirkt wieder auf das Corioliselement 120.
Weiterhin wird das digitale Auslenkungssignal zur Auswertung in zwei weitere Signalpfade geführt. Nach einer Demodulation mit dem Phasensignal φRate wird das aus dem digitalen Auslenkungssignal demodulierte Coriolissignal RATE auf eine digitale Ausgangsschaltung 360 gegeben, wo eine Filterung durchgeführt wird. Nach einer Demodulation mit dem Phasensignal (pQuad wird das aus dem digitalen Auslenkungssignal demodulierte Störsignal QUAD auf einen
Regler 330 gegeben, der wiederum einen DA- Wandler 320 ansteuert, der direkt am Sensorelement ein Gleichspannungssignal anlegt, das dem Störsignal entgegenwirkt. Dieses Gleichspannungssignal wird an Elektroden zur Kompensation der Quadratur im mechanischen Sensorelement angelegt. Überstreicht eine bewegliche Struktur (Elektrode) nun eine feststehende (Gegen-)Elektrode, so ergeben sich, wie in der deutschen Offenlegungsschrift DE 10237411 beschrieben, wegproportionale elektrostatische Kräfte, die den Störsignalen entgegenwirken und diese unterdrücken. Diese elektrostatische Kraft berechnet sich zu:
ε * h * x
FeI = * U2
2 *d
FeI = KeI* x*U2
Wird der Regler 330 vorteilhaft mit Integralanteil ausgelegt, so wird das Störsignal bis auf quantisierungsbedingte Effekte ideal unterdrückt. Dieser Quadraturkompensationsregelkreis könnte auch rein analog ausgelegt sein, was aus Flexibilitätsgründen und aufgrund des Nachteiles von Driftproblemen bei Analogschaltungen nicht umgesetzt wurde.
Bei einer digitalen Auslegung, wie in Fig. 3 beschrieben, bleibt quantisierungsbedingt ein Restfehler übrig, der in Verbindung mit einem Phasenversatz bei der Demodulation am Rate- Ausgang zu einem Offset führt. Zeitliche Änderungen des Reglerausganges, die im Nutzbandbereich des Ausgangsfϊlters der Backendschaltung 360 liegen, ergeben bei einer fehlerhaften Demodulation Rauschen am Drehratenausgang. Die Auflösung des DAU 320 muss daher so gewählt sein, dass das geforderte Ausgangsrauschen nicht überschritten wird.
Mikromechanische Sensorelemente haben mitunter durch fertigungsbedingte Prozessstreuungen große Toleranzen in den wegproportionalen Störsignalen. Die Anforderungen an die Auflösung des DAU 320 steigen in dem Maße, wie der Fangbereich für das Störsignal bei gleich bleibender Rauschanforderung des Gesamtsensors zunimmt.
Dieses Problem wird dadurch umgangen, dass die Regelung mit einem Störsignalabgleich kombiniert wird. Eine solche Regelung mit Steuerung ist in der deutschen Patentanmeldung DE 102004061804 eingehend beschrieben. Zur Quadraturkompensation wird in einem ersten Schritt das Störsignal grob abgeglichen. Die Abgleichdaten werden in einem Speicher PROM abgelegt und über einen DA-Umsetzer 300 als Gleichspannung auf eine Elektrode des
Sensorelementes gebracht. Die Spannungs-Kraft- Wandlung erfolgt elektrostatisch über den sich durch die Elektrode auf der einen und die bewegliche Struktur auf der anderen Seite ergebenden Plattenkondensator. Wie in Fig. 4 dargestellt ergibt sich dabei ein quadratischer Zusammenhang. Der Quadraturabgleich wird so ausgelegt, dass über den DAU 320 der quadratische Spannungs-Kraft-Zusammenhang so kompensiert wird, dass sich äquidistante Abgleichschritte bezüglich der eingespeisten Kraft, d.h. der eingespeisten Quadratur ergeben. Der quadratische Spannungs-Kraft-Zusammenhang ist in Fig. 4 dargestellt.
Fig. 4 zeigt die Funktion der Spannungs-Kraft Wandlung an einem Plattenkondensator. Es ist ersichtlich, dass sich abgleichabhängig in verschiedenen Arbeitspunkten Abgl l bzw. Abgl_2 bei gleicher Änderung ΔU Q der Reglerausgangsspannung signifikant unterschiedliche Fangbereiche ΔF 1 bzw. ΔF 2 wie in diesem Beispiel dargestellt zur Unterdrückung der Störsignale ergeben. Dieser Effekt wird dadurch kompensiert, dass nach Fig. 3 der Fangbereich der Regler-D AU 320 je nach Arbeitspunkt angepasst wird. Dazu wird eine Abgleichinformation, die in einem PROM zur Verfügung steht, über eine Zuordnungstabelle LUT (engl.: Look-up-table, LUT) mit einer abgleichabhängigen Anpassung des Fangbereiches des Regler-D AU 320 verknüpft. Die Zuordnungstabelle LUT liefert dazu abgleichabhängig ein Digitalwort, das im DAU 310 DA-gewandelt wird. Dieser Analogwert definiert den Fangbereich des Regler-DAU 320. Der Quadraturegler hat somit abgleichunabhängig stets denselben Fangbereich. Durch die Kombination von Abgleich und Regelung reduziert sich der Fangbereich des Reglers 330 und damit die Anforderung an die Auflösung des Regler-DAU 320, ohne dabei den gesamten Fangbereich des zu unterdrückenden Störsignals zu reduzieren.
Diese Topologie wird erfindungsgemäß für die Umsetzung eines Selbsttestes genutzt. Der Quadraturabgleichwert 305 wird, veranlasst durch ein Signal 345 mit der Größe n aus einer Logikschaltung 340 um n Quantisierungsstufen (nQ) entweder erhöht oder erniedrigt. Gleichzeitig wird der Quadratur-Regelkreis aufgetrennt, indem der Wert des Reglerausganges 335 mittels eines Steuersignals 350 aus der Logikschaltung 340 eingefroren wird. Dadurch wird eine exakt auslenkungsabhängige (Modulation direkt in der Mechanik) elektrostatische Kraft (Quadratur) in den Auswertekreis eingespeist, die jetzt nicht mehr durch den Regler 330 unterdrückt wird. Das Selbsttestsignal IN ergibt sich hier zu:
IN = Kel * nQ* x
Die Selbsttestantwort kann nach der Demodulation mit dem Phasensignal der Quadratur φQuad und Filterung in einem digitalen Filter df2 beispielsweise über eine serielle Schnittstelle SPI ausgelesen werden. Die Bandbreite dieses Filters df2 kann viel größer als die Bandbreite des Ausgangsfilters im digitalen Backend gewählt werden, um das Quadratursignal mit höherer Dynamik auslesen zu können. Diese BITE-Antwort ergibt sich unter der Annahme, dass sich stressbedingt das gefilterte Quadratursignal OUT des Sensors über Alterung nicht ändert, zu: Kel *nQ*df2
OUT - AGC SoIl *-
Faa *Kal * Kd2 *DAU det
In die BITE-Antwort gehen nun nicht mehr die mechanischen Übertragungsfunktionen direkt ein, sondern nur noch elektromechanische Übertragungsfaktoren und Elektronikverstärkungen, die sich temperatur- und alterungsabhängig nur gering verändern. Das gefilterte Quadratursignal OUT kann beispielsweise über eine serielle SPI-Schnittstelle ausgelesen und mit einem hinterlegten früheren Wert oder Sollwert verglichen werden. Eine Änderung des gefilterten Quadratursignals OUT gibt Aufschluss über den Zustand des Sensors.
Zu dieser Erfindung sind verschiedene Ausführungsformen denkbar: Eine erste
Ausführungsform beinhaltet, wie oben geschildert einen eigenen Signalweg mit angepasster Bandbreite an das Quadratursignal QUAD.
Gemäß einer zweiten Ausgestaltung kann über das digitale Filter dfl ebenfalls mit erhöhter Dynamik (Bandbreite Filter 1 > Bandbreite Ausgangsfilter im digitalen Backend) überprüft werden, ob die BITE-Antwort in diesem Pfad erwartungsgemäß unterdrückt wird. Hier würden Änderungen in der Phasenlage der Demodulationssignale erkannt werden. Diese Überprüfung der BITE-Antwort kann auch über das digitale Backend erfolgen, allerdings mit geringerer Dynamik.
Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann die Größe des beim Selbsttest eingespeisten Störsignale nQ so gewählt werden, dass durch das Anlegen der BITE-Spannung selbst verursachte Mitkoppeleffekte in der Mechanik und damit Einflüsse auf die Phasengenauigkeit vernachlässigbar werden. Dadurch ist ein ständiger Selbsttest bei gleichzeitigem Messbetrieb möglich.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird die BITE-Antwort im Quadratur-Pfad erfindungsgemäß entweder auf seinen Neuteilezustand überwacht oder es kann über einen BITE-Abgleich auf einen Zielwert abgeglichen werden, der dann überwacht wird. Bei einer Neuteilzustandsüberwachung muss dieser Wert in einem geeigneten Speichermedium chipextern (z.B. EEPROM) oder chipintern abgelegt werden.
Die Überwachungsfunktionen können über einen Mikro-Controller durchgeführt werden. Dieser setzt den Trigger für den Selbsttest. Dazu wird über eine serielle SPI-Schnittstelle eine Logik 340 angesteuert, die wiederum den Quadraturabgleich um nQ verändert und den Reglerwert einfriert.
Ändert sich über Lebensdauer die Größe des aus der Mechanik kommenden Quadratursignals, so muss der Quadraturregler gemäß seiner Funktion seinen Ausgangswert verändern, um diesen Effekt zu kompensieren. Die sich dadurch ergebende Verschiebung des Arbeitspunktes und damit verbundenen Änderung der Selbsttestantwort, kann rechnerisch im Mikro-Controller kompensiert werden, wenn der Reglerwert ausgelesen wird. Somit ist es möglich, die Sensorfunktion mit guter Genauigkeit zu überwachen. Dies ist in einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, den Selbsttest nur bei Inbetriebnahme (Einschalten) einmalig oder zyklisch während des Normalbetriebes zu setzen.
Bei einem zyklischen Setzen des Selbsttestes ist es sinnvoll, die BITE-Frequenz so zu wählen, dass die BITE- Antwort über die Bandbreite der Filter 1, 2 erfasst werden kann, und sie auf Nullstellen des Backend- Ausgangsfilters liegt, damit nicht Einschwingvorgänge auf den Drehratenausgang durchschlagen.
Eine weitere Möglichkeit beim zyklischen Setzen des Selbsttestes besteht darin, das eingespeiste Quadratur-Störsignal so klein zu wählen, dass eventuelle Einschwingvorgänge am Drehratenausgang bei Normalfunktion unterhalb der vom übergeordneten Gesamtsystem geforderten Auflösung liegt.
Als zusätzliche Ausgestaltung der Erfindung beim zyklischen Setzen des Selbsttestes ist vorgesehen, dass eventuelle Einschwingvorgänge mit der BITE-Frequenz am Drehratenausgang über eine im Mikro-Controller umgesetzte zusätzliche digitale Filterung unterdrückt werden.
Wird der Selbsttest nur bei Inbetriebnahme (Einschalten) des Sensors durchgeführt, so kann die Überwachung während des Normalbetriebes dadurch ergänzt werden, dass Reglerausgänge des
Auswerteschaltung ausgelesen und auf Neuteiletoleranz im Mikro-Controller überwacht werden. Zusätzlich können Anschlagsüberwachungen in den verwendeten Regelkreisen die Überwachung während des Normalbetriebes komplettieren. Fig. 5 zeigt schematisch eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Sensors. Ein Sensor 500 enthält ein schwingfähiges System 510, einen Antrieb 520, eine Auswerteschaltung 530 und eine Regelung 540. Weiterhin kann auch eine Schnittstelle 550 zur Umwelt, insbesondere auch eine serielle Schnittstelle (SPI) vorgesehen sein. Das schwingfähige System 510 wird vom Antrieb 520 mittels eines periodischen Antriebssignals 523 angetrieben, und liefert an den
Antrieb 520 ein Antriebsauslenkungssignal 524 zurück. Das schwingfähige System 510 erfährt als Messwertaufhehmer eine Messauslenkung infolge einer äußeren Kraft 512. Das schwingfähige System 510 erfährt weiterhin eine Störauslenkung infolge von Imperfektionen des Schwingers, repräsentiert durch eine Kraft 514. Messauslenkung und Störauslenkung sind in einem Auslenkungssignal 516 überlagert, welches der Auswerteeinheit 530 zugeführt wird. Im Antrieb 520 wird aus dem Antriebssignal 523 ein Phasensignal 527 der Messauslenkung bestimmt und der Auswerteschaltung 530 zugeleitet. In der Auswerteschaltung 530 wird aus dem Auslenkungssignal 516 in einer Regelschleife ein Regelsignal 537 erzeugt, welches dem schwingfähigen System zur Rückführung der Auslenkung zugeführt wird. In der Auswerteschaltung 530 wird weiterhin mit dem Phasensignal 527 aus der Auslenkung 516 ein Meßsignal 535 demoduliert und gegebenenfalls der Schnittstelle 550 zugeführt. In der Auswerteschaltung 530 wird auch ein digitalisiertes Auslenkungssignal 518 erzeugt und der Regelung 540 zugeleitet. Im Antrieb 520 wird aus dem Antriebssignal 523 ein Phasensignal 525 der Störauslenkung bestimmt und der Regelung 540 zugeleitet. In der Regelung 540 wird aus dem digitalisierten Auslenkungssignal 518 mit dem Phasensignal 525 ein Störsignal 542 demoduliert und gegebenenfalls der Schnittstelle 550 zugeführt. In der Regelung 540 wird aus dem Störsignal 542 ein Regelsignal 548 zur Unterdrückung der Störauslenkung erzeugt und dem schwingfähigen System 510 zugeführt. Auf ein Anforderungssignal 546 zum Selbsttest hin, welches gegebenenfalls von der Schnittstelle 550 gesendet werden kann, wird das Regelsignal 548 mit einem zusätzlichen Betrag zur Fehlanpassung beaufschlagt. In der Folge entsteht eine induzierte Störauslenkung, welche wie hier beschrieben den Signalpfad des Sensors 500 durchläuft, und als Störsignal 542 der Schnittstelle 550 zugeleitet wird. Von einem nicht dargestellten Steuergerät oder einem anderen Daten verarbeitenden Gerät kann an die Schnittstelle 550 des Sensors 500 ein Anfragesignal 554 nach Messdaten und Stördaten gesendet werden. Von der Schnittstelle 550 kann daraufhin ein Antwortsignal 552 mit den gewünschten Informationen zurückgesendet werden.
Es sind daneben auch weitere Ausführungsbeispiele denkbar.

Claims

Patentansprüche
1. Sensor (500)
- mit einem schwingfähigen System (510),
- mit einem Antrieb (520) zur Erregung einer Antriebsschwingung des schwingfähigen Systems, - mit einer Messauslenkung mit einer ersten Phasenbeziehung (φRate) zur
Antriebsschwingung,
- mit einer Störauslenkung mit einer zweiten Phasenbeziehung (φQuad) zur Antriebsschwingung,
- mit einem gemeinsamen Signalpfad von Messauslenkung und Störauslenkung, - mit einer Regelung (540) zur phasenempfϊndlichen Detektion und
Unterdrückung der Störauslenkung, dadurch gekennzeichnet, dass
Mittel (SPI, 340, 345, 350) für einen Selbsttest des Signalpfades vorgesehen sind, mittels derer eine Störauslenkung induziert wird.
2. Sensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sensor ein mikromechanischer Sensor, insbesondere ein Drehratensensor ist, wobei das schwingfähige System einen mechanisch ausgestalteten Messwertaufnehmer beinhaltet.
3. Sensor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (SPI, 340, 345, 350) für den Selbsttest des Signalpfades derart vorgesehen sind, dass die Störauslenkung auf einen bestimmten Wert ungleich Null einstellbar ist.
4. Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel zur Auswertung des Selbsttestes vorgesehen sind, derart dass die induzierte Störauslenkung mit einem hinterlegten Wert vergleichbar ist.
5. Sensor nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Sensor einen zusätzlichen Signalpfad mit dem Signal der Störauslenkung (QUAD) aufweist, insbesondere mit einem Filter (df2) mit der Bandbreite des Signals der Störauslenkung (QUAD) in diesem zusätzlichen Signalpfad.
PCT/EP2006/050209 2005-02-01 2006-01-13 Sensor mit selbsttest WO2006082128A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102005004775.0 2005-02-01
DE200510004775 DE102005004775A1 (de) 2005-02-01 2005-02-01 Sensor mit Selbsttest

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2006082128A1 true WO2006082128A1 (de) 2006-08-10

Family

ID=36118390

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2006/050209 WO2006082128A1 (de) 2005-02-01 2006-01-13 Sensor mit selbsttest

Country Status (2)

Country Link
DE (1) DE102005004775A1 (de)
WO (1) WO2006082128A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2107337A2 (de) 2008-03-21 2009-10-07 Hitachi Ltd. Vorrichtung zur Messung der Winkelgeschwindigkeit

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102009003217A1 (de) 2009-05-19 2010-11-25 Robert Bosch Gmbh Selbsttest für Drehratensensoren
EP2930134B1 (de) 2014-04-09 2018-05-30 Kone Corporation Sicherheitssystem und Verfahren für sicherheitskritische Komponenten in einer Aufzugsanlage

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4447005A1 (de) * 1994-12-29 1996-07-04 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung zur Ermittlung einer Drehrate
DE19845185A1 (de) * 1998-10-01 2000-04-20 Daimler Chrysler Ag Sensor mit Resonanzstruktur sowie Vorrichtung und Verfahren zum Selbsttest eines derartigen Sensors
DE19910415A1 (de) * 1999-03-10 2000-09-14 Bosch Gmbh Robert Verfahren und Vorrichtung zum Abstimmen eines ersten Oszillators mit einem zweiten Oszillator
WO2004038332A1 (de) * 2002-10-18 2004-05-06 Litef Gmbh Verfahren zur ermittlung eines nullpunktfehlers eines corioliskreisels und solch ein verfahren verwendender corioliskreisel

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19653020A1 (de) * 1996-12-19 1998-06-25 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung zur Ermittlung einer Drehrate
DE19835578A1 (de) * 1998-08-06 2000-02-10 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung zur Ermittlung einer Drehrate
DE19939998A1 (de) * 1999-08-24 2001-03-01 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung zur Vorspannungserzeugung für einen schwingenden Drehratensensor
US6792792B2 (en) * 2001-06-04 2004-09-21 Kelsey-Hayes Company Diagnostic test for a resonant micro electro mechanical system
DE10321962B4 (de) * 2003-05-15 2005-08-18 Hahn-Schickard-Gesellschaft für angewandte Forschung e.V. Verfahren und Vorrichtung zum Simulieren einer Drehrate und Verwendung von simulierten Drehraten zur initialen Kalibrierung von Drehratensensoren oder zur In-Betrieb-Nachkalibrierung von Drehratensensoren
DE10360963B4 (de) * 2003-12-23 2007-05-16 Litef Gmbh Verfahren zur Messung von Drehraten/Beschleunigungen unter Verwendung eines Drehraten-Corioliskreisels sowie dafür geeigneter Corioliskreisel

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4447005A1 (de) * 1994-12-29 1996-07-04 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung zur Ermittlung einer Drehrate
DE19845185A1 (de) * 1998-10-01 2000-04-20 Daimler Chrysler Ag Sensor mit Resonanzstruktur sowie Vorrichtung und Verfahren zum Selbsttest eines derartigen Sensors
DE19910415A1 (de) * 1999-03-10 2000-09-14 Bosch Gmbh Robert Verfahren und Vorrichtung zum Abstimmen eines ersten Oszillators mit einem zweiten Oszillator
WO2004038332A1 (de) * 2002-10-18 2004-05-06 Litef Gmbh Verfahren zur ermittlung eines nullpunktfehlers eines corioliskreisels und solch ein verfahren verwendender corioliskreisel

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2107337A2 (de) 2008-03-21 2009-10-07 Hitachi Ltd. Vorrichtung zur Messung der Winkelgeschwindigkeit
JP2009229152A (ja) * 2008-03-21 2009-10-08 Hitachi Ltd 角速度センサ
US8113051B2 (en) 2008-03-21 2012-02-14 Hitachi, Ltd. Angular velocity measuring device

Also Published As

Publication number Publication date
DE102005004775A1 (de) 2006-08-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3047233B1 (de) Verfahren und schaltung zur zeitkontinuierlichen detektion der position der sensormasse bei gleichzeitiger rückkopplung für kapazitive sensoren
EP1836458B1 (de) Schwingkreis
EP2547985B1 (de) Verfahren zur entkoppelten regelung der quadratur und der resonanzfrequenz eines mikromechanischen drehratensensors mittels sigma-delta-modulation
WO2001014831A1 (de) Vorrichtung zur vorspannungserzeugung für einen schwingenden drehratensensor
DE102009027897A1 (de) Mikromechanischer Drehratensensor
WO2011113916A1 (de) Verfahren zur entkoppelten regelung der quadratur und der resonanzfrequenz eines mikromechanischen gyroskops
DE102016204683B3 (de) Verfahren zur automatischen frequenzanpassung von filtern während des betriebs in geschlossenen regelschleifen
DE102009036099A1 (de) Vorrichtung und Verfahren zum Ausführen von Selbstdiagnose
EP1682853A1 (de) Drehratensensor
DE102004061804B4 (de) Mikromechanischer Drehratensensor mit Fehlerunterdrückung
WO2021078592A1 (de) Kombinierte, kapazitive sensor- und heizvorrichtung, verfahren zum betrieb einer sensor- und heizvorrichtung, lenkeingabevorrichtungs-baugruppe mit einer sensor- und heizvorrichtung und fahrzeug mit einer lenkeingabevorrichtungs-baugruppe
WO2007012520A1 (de) Drehratensensor
WO2006082128A1 (de) Sensor mit selbsttest
WO2014086836A1 (de) Antriebs- und kompensationsschaltung für kapazitive mems-strukturen
DE10203367B4 (de) Vibrationsgyroskop, elektronisches Gerät, das dasselbe verwendet und Eigendiagnoseverfahren für ein Vibrationsgyroskop
EP0862058B1 (de) Verfahren zur Offsetkorrektur eines Sensorausgangssignals
DE10240087B4 (de) Vibrationskreisel
EP2435787B1 (de) Sensor und verfahren zum betreiben eines sensors
DE102011081026A1 (de) Verfahren zur Funktionsüberprüfung eines Inertialsensors und Inertialsensor
DE102018219333B3 (de) Verfahren zur automatischen frequenzanpassung eines filters in einer geschlossenen regelschleife
WO2021244800A1 (de) Kompensation eines temperaturabhängigen quadraturinduzierten null-ratenoffsets für ein mikro-elektromechanisches gyroskop
WO2022053337A1 (de) Sensorsystem, verfahren zur kompensation eines offsets eines drehratensignals
DE10262211B4 (de) Vibrationskreisel und Verfahren zum Betrieb eines Vibrationskreisels
DE102021211583A1 (de) Verfahren zur Detektion einer mechanischen Blockierung eines Drehratensensors und Drehratensensor
DE20221628U1 (de) Vibrationskreisel

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 06707719

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 6707719

Country of ref document: EP