WO2006070835A1

WO2006070835A1 - Ｏｆｄｍ－ｍｉｍｏ受信装置及びｏｆｄｍ－ｍｉｍｏ受信方法

Info

Publication number: WO2006070835A1
Application number: PCT/JP2005/023970
Authority: WO
Inventors: Kazunori Inogai
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2004-12-28
Filing date: 2005-12-27
Publication date: 2006-07-06
Also published as: JP2006191187A

Abstract

　　収容ユーザ数を増加させるために送受信アンテナ数を増加させても、既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下を起こさないようにすることができるＯＦＤＭ－ＭＩＭＯ受信装置及びＯＦＤＭ－ＭＩＭＯ受信方法を提供する。各アンテナ（ＲＡＮ－１～ＲＡＮ－ｎ）で受信されたＯＦＤＭ信号からそれぞれサブキャリア毎の信号を得るＯＦＤＭ受信部（２０２－１～２０２－ｎ）と、ＯＦＤＭ受信部（２０２－１～２０２－ｎ）により得られたサブキャリア毎の信号を、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る信号分離部（２１１）とを設けたことにより、信号分離用の既知シンボルが無くても、伝送路上で混ざり合った信号を分離できるようになる。

Description

OFDM - MIMO受信装置及び OFDM - MIMO受信方法技術分野

[0001] 本発明は、無線 LAN (Local Area Network)やセルラシステム等の無線通信システムに用ヽられる OFDM— MIMO受信装置及び OFDM— MIMO受信方法に関する。

背景技術

[0002] 無線通信システムにおいて、より高速な伝送あるいはより多くのユーザ収容を実現するためのチャネル多重技術は、周波数 ·時間 ·空間といった物理資源の観点から以下のように大別される。また各チャネル多重化技術は、 1チャネル当りの伝送速度を共通にしてチャネル数を増やしていくと各々以下のような傾向がある。

[0003] -FDM (Frequency Division Multiplex)：チャネル数に応じて所要帯域が増加する。

•TDM (Time Division Multiplex)：チャネル数に応じて伝送クロックが高くなり、帯域が増加する。

•CDM (Code Division Multiplex)：チャネル数に応じて拡散比を大きくする必要があり、帯域が増加する。

•SDM (Space Division Multiplex)：チャネル数に応じてアンテナ数は増える（MIM

O伝送)が、帯域は増カロしない。

[0004] このように SDMは、チャネルが増えても帯域が増加しない唯一の方式であり、 Ml

MO (Multiple-Input Multiple-Output)伝送は将来実用化されなければならな！/、技術として現在盛んに研究されている。 MIMO伝送技術に関しては、例えば特許文献

1で開示されたものがある。

[0005] 図 1に、現在研究されてヽる MIMO伝送の模式図を示す。図 1 Aに送信機の概略構成を示し、図 1Bに送信信号のフレーム構成を示し、図 1Cに受信機の概略構成を示す。

[0006] 送信機 10は、 MIMO送信装置 11で形成した m系列の信号をそれぞれ送信無線回路 12— 1〜 12— mによって無線信号に変換した後、 m本のアンテナ TAN— 1〜T AN— mから送信する。

[0007] 受信機 20は、 11 (11≥111)本のァンテナ1^^^ 1〜1^^ 11で受信した信号をそれぞれ受信無線回路 21— 1〜21—nによってベースバンド信号に変換した後、 MIM O受信装置 22に入力する。 MIMO受信装置 22は、受信無線回路 21— 1〜21— n の出力をスィッチ回路 24に入力する。また受信無線回路 21— 1から出力された信号はフレーム同期部 23に入力される。

[0008] フレーム同期部 23は、受信信号に含まれる同期用シンボルに基づいてスィッチ回路 24を制御する。これにより、既知シンボル区間の信号は伝達関数推定部 25— 1〜 25— nに入力され、データ区間の信号は信号分離部 26に入力される。因みに、図 1 Cの MIMO受信装置 22は、各受信信号のフレームが一致して、ることを前提とした構成となっている。

[0009] 伝達関数推定部 25— 1〜25— nは、各送信アンテナ TAN— 1〜TAN— mから送信された既知シンボルに基づいて、送受信アンテナ間の伝達関数を推定し、推定した伝達関数を信号分離部 26に送出する。信号分離部 26は、各送受信アンテナ間の伝達関数を用いて、伝送路上で混ざり合った信号を分離する。

[0010] 具体的に説明する。図 1Bに示すように、 1送信フレームは、既知シンボル送信期間と、データ送信期間とに分けられる。既知シンボル送信期間では、各アンテナ TAN 1〜TAN— mからの既知シンボルを異なる時間に（時分割で)送信する。データ送信期間では、各アンテナ TAN— l〜TAN—mから同一時間にデータシンボルを多重送信する。なお図 1Bの例では、各ァンテナ丁八?^ー1〜丁八?^ー111からは、 kチヤネル分の TDM (Time Division Multiple)信号が送信される。

[0011] 各アンテナ TAN— 1〜TAN— mカゝら送信された信号は、伝送路上で交じり合って受信機 20の n本のアンテナ RAN— 1〜： RAN— nで受信される。 MIMO受信装置 22 は、伝達関数推定部 25— l〜25—nによって受信アンテナ毎に既知シンボルパターン歪を検出することで伝達関数を推定し、信号分離部 26によってそれを基に信号を分離する。

[0012] ここでサービスエリアが狭くマルチパスの伝送経路遅延差による周波数選択性フエ一ジングを無視できる場合、受信既知シンボル値を送信既知シンボル値で除算することにより、伝達関数は 1個の複素数として求められる。従って、送信シンボルと受信シンボルの間に次式が成立ち、この連立 1次方程式を送信シンボルについて解くことにより信号分離を行うことができる。

[数 1]

xi,i=l，2,■■ n は i番目の受信アンテナでの受信シンボル

Sj，j=l，2，…！ n は j番目の送信アンテナからの送信シンボル

Wijは第 j送信アンテナと第 i受信アンテナ間の伝達係数

[0013] つまり、 SDM方式は、複数の送受信アンテナ間での電波の伝搬経路の違いに基づいてユーザ信号分離を行うというもので、具体的には各送信アンテナ毎に異なる既知シンボル信号を付加して信号を送出し、各受信アンテナで既知シンボル信号がどのように歪んで受信されたかを検出することにより送受信アンテナ間の全伝達関数の逆特性を求め、これを受信信号に掛けることにより信号を分離する。従ってこの方式では送受信アンテナを増やすことにより、伝送帯域は増加させず収容ユーザ数を増カロさせることができる。

[0014] また従来、このような SDM方式の長所と OFDM方式とを組み合わせた OFDM— MIMO方式の研究が盛んに行われて!/、る。

特許文献 1：特開 2001— 237751号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0015] しかしながら、従来の SDM方式では、各送信アンテナの既知シンボルは他の信号から干渉を受けずに受信されることを前提とするので、ある送信アンテナが既知シンボルを送出している瞬間は他のアンテナは送信を停止する必要がある。このため収容ユーザ数の大き、サービスを本格的に実現しようとアンテナ数を増やしてゆくと、既知シンボル送出時間が増大し、そのオーバヘッドのために高速通信が不可能になるという問題があった。すなわち、図 1Bからも明らかなように送信アンテナ数が増加すると 1フレーム中の既知シンボル送信期間が増大すると共にデータ送信期間が短くなる。この結果、伝送速度が低下する。

[0016] 例えば、屋外喫茶などを想定して、半径 20mのエリアに通路等も含め面積（1. 8m ) ²毎に 1ユーザが分布すると仮定すると、およそ 384ユーザ ( π Χ 20²/1. 8²)を収容する必要があるが、これを 6セクタに分けて通信するとセクタ当たり 64ユーザ（ = 38 4Z6)を収容できなければならない。この場合、 8多重 TDMを行うとすれば、結局 8 アンテナ（ = 64Z8)の MIMO伝送をする必要がある。従って、 1アンテナ当たりの既知シンボル送信時間とデータ送信時間の比が 1Z8以上であると MIMO伝送時にはデータを送れなくなってしまうのである。

[0017] また各送信アンテナが異なる端末のものとする上り回線においては (すなわち m個の端末から送信された信号を 1つの受信機で受信して各端末からの信号を分離するようなシステムにおいては）、各端末がフレーム同期することが必須なため、タイムァラィメントなどの送受信間でのフィードバック機構が必要となる。この結果、システムが複雑化する上に、同期精度も考慮しなければならないので、さらに大きな速度低下をちたらすこと〖こなる。

[0018] 同様の問題は、当然、 OFDM— MIMO方式の通信を行う場合にも生じ、従来の M IMO伝送システムでは、多数の加入者を収容できる本格的なサービスを実現困難な問題があった。

[0019] 本発明の目的は、従来方式に比べて、収容ユーザ数を増加させるために送受信ァンテナ数を増加させても、既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下を起こさな、ようにすることができる OFDM— MIMO受信装置及び OFDM— MIM O受信方法を提供することである。

課題を解決するための手段

[0020] 本発明の OFDM— MIMO受信装置は、各アンテナで受信された OFDM信号からそれぞれサブキャリア毎の信号を得る OFDM受信手段と、 OFDM受信手段により得られたサブキャリア毎の信号を、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る信号分離手段とを具備する構成を採る。 [0021] この構成によれば、信号分離用の既知シンボルが無くても、伝送路上で混ざり合つた信号を分離できるようになるので、信号分離用の既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下が生じないようにすることができるようになる。また、対応するサブキャリア毎に独立成分分析を行うようにしたので、マルチパスによる信号歪みに対して不感にして独立成分分析を行うことができ、独立成分分析による演算量を削減できる。

[0022] また本発明の OFDM— MIMO受信装置は、各アンテナ力の受信信号を連続 D FT処理する連続 DFT処理手段と、連続 DFT処理手段により得られたサブキャリア毎の信号を 1クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することで OFDMシンボルの同期タイミングを獲得する同期処理手段と、同期処理手段で獲得された同期タイミングの OFDMシンボルを、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によって信号分離する信号分離手段とを具備する構成を採る。

[0023] この構成によれば、送受信アンテナ間で OFDMシンボルタイミングが同期していない場合にも、良好にブラインド MIMOを行うことができる OFDM— MIMO受信装置を実現できる。

発明の効果

[0024] このように本発明によれば、従来方式に比べて、収容ユーザ数を増加させるために送受信アンテナ数を増力 tlさせても、既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下を起こさないようにすることができる OFDM— MIMO受信装置及び OFD M— MIMO受信方法を実現できる。

図面の簡単な説明

[0025] [図 1]ΜΙΜΟ伝送の説明に供する図

[図 2]MIMO伝送の原理の説明に供する図

[図 3]独立と無相関との違いの説明に供する図であり、図 3Aは互いに独立な信号を示し、図 3Bは互いに無相関であるが独立でな、信号を示す図

[図 4]独立成分分析法による信号分離処理を行うための構成例を示すブロック図 [図 5]Spheringによる受信信号の分布の変化を 2次元的に示した図であり、図 5Aは Sphering前の信号を示し、図 5Bは直流除去後の信号を示し、図 5Cは白色化後の信号を示す図

[図 6]独立成分分析アルゴリズムの一覧図

[図 7]実施の形態 1の OFDM— MIMO送信装置及び OFDM— MIMO受信装置の構成を示すブロック図

[図 8]実施の形態 1の OFDM— MIMO送信装置力送信される信号のフレーム構成を示す図

[図 9]実施の形態 2の OFDM— MIMO送信装置及び OFDM— MIMO受信装置の構成を示すブロック図

[図 10]実施の形態 2の OFDM— MIMO送信装置力送信される信号のフレーム構成を示す図

[図 11]実施の形態 3の OFDM— MIMO送信装置及び OFDM— MIMO受信装置の構成を示すブロック図

[図 12]実施の形態 3の OFDM— MIMO送信装置力送信される信号のフレーム構成を示す図

[図 13]実施の形態 3の OFDMシンボル同期部として用いられる複素フィルタの構成例を示す図

[図 14]実施の形態 4の OFDM— MIMO受信装置の構成を示すブロック図

[図 15]実施の形態 5の OFDM— MIMO受信装置の構成を示すブロック図

[図 16]実施の形態 6の OFDM— MIMO受信装置の構成を示すブロック図

[図 17]連続 N点 DFTの構成例を示す図

発明を実施するための最良の形態

本発明の発明者は、既に音声の分野などで提案されている独立成分分析法を OF DM MIMO受信装置に適用すれば、信号分離用の既知シンボルが無くても信号分離処理を良好に行うことができると考え、本発明に至った。すなわち、本発明の一つの特徴は、 OFDM— MIMO受信装置において独立成分分析法を用いて信号分離を行うようにしたことである。以下の説明では、信号分離用の既知シンボルを付カロしな!/、MIMO方式を、ブラインド MIMO伝送と呼ぶことにする。

[0027] また本発明では、 OFDM—ブラインド MIMO受信装置で独立成分分析法を用いた処理を行うにあたっての種々の工夫を提案する。

[0028] 例えば、独立成分分析法によるブラインド MIMO伝送を行う場合、伝送路がマルチノス力もなる環境下では、独立成分分析が非常に複雑になる。そこで、本発明では、狭帯域のためマルチノスが見えなくなる各サブキャリア毎に独立成分分析を適用することにより、所要演算量を低減することを提案する。

[0029] また本発明では、 OFDMシンボルの同期以外の同期処理は、独立成分分析後の信号に基づいて行う。これにより、フレーム同期等の同期処理を、干渉の少ない信号分離後の信号に基づいて行うことができるようになる。但し、独立成分分析は、互いにシンボル同期のとれた信号を用いて行う必要があるため、独立成分分析の前に O FDMシンボルの同期を獲得する必要がある。この信号分離前の OFDMシンボルの同期獲得処理は、極めて干渉の多い信号を基に行うことになる。そこで、本発明では、 OFDM—ブラインド MIMO受信に独立成分分析法を採用するにあたっての、 OF DMシンボルの同期処理の工夫につ!、ても提案する。

[0030] 以下の実施の形態 1〜6のうち、実施の形態 1〜3は、各アンテナカゝら送信される O FDMシンボル力受信時にある程度同期しているシステムへの適用例である。一方、実施の形態 4〜6は、各アンテナ力送信される OFDMシンボル力受信時に同期していないシステムにも適用できるようにした例である。具体的には、実施の形態 4〜 6では、独立成分分析によるブラインド信号分離機能を積極的に活用し、 OFDMのサブキャリア毎に様々なタイミングで信号分離を試みて、正常な信号が分離できるか否かで同期を検出する方法を提案する。

[0031] 本発明は、このような工夫により、マルチパス伝送路に対応可能で多くの下級者を収容しても伝送速度が低下せず、かつ上り回線にも適用可能な OFDM—ブラインド MIMO伝送システムを実現したものである。

[0032] (1)原理

先ず、実施の形態の構成を説明する前に、本発明で用いる独立成分分析法の原理について説明する。 [0033] (1 - 1) MIMO受信装置における分離処理の分類

図 2に、 MIMO伝送の模式図を示す。図 2において、送信機 30は Mチャネル信号発生器 31で発生した Mチャネル信号 s (t) s (t)を M本のアンテナを用いて送信

1 M

する。これらの送信信号 s (t)〜s (t)は、伝送路で混合される。そして受信機 40の

1 M

N本のアンテナによって、それぞれ伝送路で M個の送信信号が混合されて、る N個の信号 X (t)〜x (t)が受信される。この過程は行列 Aを用いて、 x(t) = As (t)と表さ

1 N

れる。受信機 40に設けられた信号分離部 41は、この受信信号 x(t)に行列 Wを掛けて N個の分離信号 y (t)〜y (t)を得る。

1 N

[0034] ここでブラインド MIMO伝送の受信機 40は、送信チャネル数 Mを知らないことになつているので一般に Mと Nは異なる力 M≤Nは成り立つものとする。もし M = Nで行列 Aの逆行列が存在するならば、明らかに W=A^_1の時に、 y(t) =s (t)となって理想的な信号分離が実現される。また逆行列が存在しない場合や M<Nの時は行列 A の逆行列の代わりに一般ィ匕逆行列で最適になると考えられる。但し、簡単のために以下では M = Nとして行列 Aの逆行列が存在するものとして説明する。

[0035] 受信機 40において、各送信信号 s (t)〜s (t)に挿入された既知シンボルを用い

1 M

て W A^_1を求め、この Wを使って分離信号 y (t)〜y (t)を求めるの力従来の

1 M 一般的な MIMO受信装置における分離処理である。

[0036] これに対して、本発明の発明者は、ブラインド MIMO伝送を実現するためには、分離信号 y (t)〜y (t)が互いに無相関になるように決める主因子分析法 (以下これを

1 M

単に PCA (Principal Component Analysis)と呼ぶことがある）を用いる方法と、分離信号が互いに独立になるように決める独立成分分析法 (以下これを単に ICA (Independ ent Component Analysis)と呼ぶことがある）を用いる方法とを候補として考えた。

[0037] そして、以下のような考察に基づき、独立成分分析法を用いれば、良好にブラインド MIMOを実現できると考えた。

[0038] (1 2)独立と相関との違い

大まかに言うと、 PCAと ICAの違いは、無相関性で分離する力独立性で分離するかの違いだが、無相関と独立とは以下の点で大きく異なる。結果から言うと、「独立であれば無相関だ力無相関だからと言って独立とは限らない」のである。 [0039] 無相関と独立を式で示すと、平均値が 0の信号 s (t)と s (t)について次式のように

1 2

なる。但し、 Ε[·]は集合平均を示す。

[数 2] 無相関： E[si-S2] = 0 (2)

[数 3]

(3) 独： p(Sl, S2) = P、Sl)'p(S2)

[0040] ここで次式のように、もし（3)式が成立って独立ならば確かに無相関でもあることが示される。

画

E[s !-s₂] ⁼ /S!-s₂p(si, s₂)ds₁-ds₂= / s₁₂p(s₁)ds₁ · / 3₂p(s₂)ds₂ = E[sJ · E[s₂]⁼0

(4)

[0041] ところが、（2)式が成り立って無相関であっても（3)式の独立の条件が成り立つとは限らない。

[0042] このことを、図 3を用いて簡単に説明する。平均 0で、— 1.0〜+1.0に一様に分布する信号 s (t)と s (t)が互いに独立とすると、その分布は図 3Aのようになる。この

1 2

信号対を反時計回りに 45° 回転させる変換を行って得た信号 s' 1 (t)と s' 2(t)は、次式

[数 5]

(s:(t)一 s₂(t)) (si(t) + s₂(t)) (E[_Sl2]一 E[s₂2]) =0

(5) より無相関であることが分かる。

[0043] ところが s' (t)と s， (t)の分布は、図 3Bのようになるので、例えば s

1 2 ， (t)が大きい値

1

のときには s，（t)は小さい値をとらなければならないし、その逆もあり、互いに拘束し

2

合っている。つまり s' (t)と s' (t)は無相関だが独立ではないのである。

1 2 [0044] このように「独立であれば無相関だ力無相関だからと言って独立とは限らな!/、」ので、 ICAは PCAよりもより厳密な信号分離アルゴリズムであると言える。

[0045] このように、本発明では、独立成分分析法 (ICA)を用いた信号分離を行うようにしたことにより、 PCAを用いてブラインド分離を行う場合と比較して、良好な信号分離結果を得ることができる。

[0046] (1 - 3)独立成分分析法（ICA： Independent Component Analysis)

(1 3— 1)概要

図 4に、 ICAによる信号分離処理を実現するための構成例を示す。先ず、 N本のァンテナで受信した N系統の受信信号 x (t)を、前処理部としての Sphering処理部 50 に入力する。因みに、受信信号 x (t)は受信無線処理後のベースバンド信号である。

[0047] Sphering処理部 50では、先ず Centering部 51によって各受信信号の直流成分を取り除き、 S Λ行列算出部 53によって受信信号ベクトル Xの共分散行列 Rxxの固有値と固有ベクトルを求めて、行列 Sを算出する。そして Whitening部 52によって x' = Sxの演算を行うことにより、直流除去後の受信信号 x (t)を、各要素が同電力で無相関な受信信号ベクトル x'に変換する。このような前処理が施された信号は ICA処理部 60に入力される。

[0048] ここで図 5に、 N = 2の受信信号の分布力前処理部としての Sphering処理部 50 によって変化する様子を 2次元イメージで示す。 Centering部 51によって、図 5Aのような信号が図 5Bのように中心化され、さらに Whitening部 52によって図 5Cの状態とされる。因みに、ここでの白色ィ匕 (Whitening)とは周波数スペクトラムを平坦にすることではなく、図 5Cのように固有値を均一化することである。

[0049] ICA処理部 60は、独立分離部 61と、 R (直交)行列算出部 62とを有する。 R行列算出部 62は、受信信号ベクトル x'の各要素が互いに独立になるように直交行列 Rを決める。独立分離部 61は、 y=Rx'の演算を行うことにより、信号を分離する。 ICA処理部 60により得られた分離信号 y(t)は、後処理部としての並替え'レベル調整部 70に送出される。因みに、上記の各パラメータは、 x (t) =A' s (t)で表すことができ、 y(t) =W-x (t) =RS A 'x(t)で表すことができるものである（但し、これは Centering処理を省略した場合の記述である）。 [0050] 並替え ·レベル調整部 70は、分離信号 y (t)の並替えとレベル調整を行う。これにより、分離順番やレベルが不安定な ICA処理後の信号から、送信された M系列の信号に相当する信号を得ることができる。すなわち、 ICA処理では、独立性以外の信号分離則を用いないことから、分離順番やレベルが不定になるので、並替え'レベル調整部 70によって後処理を行う。この並替え'レベル調整部 70は、従来の無線伝送で用 V、られて、るチャネル推定処理で実現できる。

[0051] ところで、 ICAには様々な観点力も複数のアルゴリズムが提案されて、る。例えば P CAが用いられる Spheringは、受信機雑音が無視できない場合にはうまく無相関化できな、ことが知られており、 Spheringを不要とするアルゴリズムも提案されて!、る。以下、本発明を実施する際の参考となるように、好適な ICAアルゴリズムの用い方を具体的に説明する。なお以下では、比較的イメージが分かり易い、勾配法による ICA に絞って説明する。

[0052] (1-3-2)基本的な考え方 (独立性だけで分離するための条件と理由）

まず、勾配法による ICAを行うためには次のような条件が必要となる（但しここでは S pheringも含めて ICAとする）。

[0053] 条件 1：源信号ベクトル s (t)の各要素の平均値は 0とする。

E[s ]=0, k=l, 2, ···, M

k

条件 2：源信号ベクトル s (t)の各要素は互、に独立である。

p(s =p (s ) ·ρ (s ) p )

1 1 2 2 M M

ここで、 pは各々の信号の確率密度分布関数であり、未知であるがガウス分布では k

ないものとする。

条件 3：源信号ベクトル s (t)の各要素は時不変線形結合で混合され、 M個の受信信号 X (t)となる

k

x(t) =A-s(t)

上記条件 1〜3の下において、 y(=Wx)ベクトルの各要素が独立になるように行列 W(=A^_1)を推定する。

[0054] なお、条件 1は事前に直流除去処理をすれば一般性を失わない。条件 2は、例えば E[s]=E[s , s , ···, s ]=E[s ]-E[s ]----E[s ]と同値である。条件 3は、マルチパスも受信機雑音も当初は考慮しないことを示す。従って、 E[y ] =E[x ] =E[

k k s ] =0である。なお、 Ε[ · ]は集合平均を意味する。

k

[0055] 次に、勾配法 ICAの基本的な考え方を 4つの形式（(i)もっとも直感的な形式、（ii) 最尤推定法の観点から整理された形式、（iii) Spheringを前提としたときの形式、（iv )情報幾何の観点力より一般化された形式）に分け、互いに関連させながら説明して、く。勾配法は比較的直感的なイメージが得られやす、ためこのような関連付けができる。

[0056] (i)最も直感的な形式

推定値 Wは、次式のように逐次修正すると好適である。

[数 6]

W(t+1)-W(t)= Δ

- η■ φ [_yi(t)] - φ [_yj(t)]] ここで、 ηは小さな正数. » , φは任意の可測関数とする (6)

[0057] (6)式は推定値 Wの (i, j)要素の修正を、 y (t)と y (t)に関する写像で行うという意味である。 y=Wxより、本来 Wは X力 yへの伝達係数であるからその修正にはと yを用いるべきであろう。しかし、ここではとりあえず Xの代わりにこれらの情報を含む y を用いる。

[0058] まず、（6)式を tについて加算していくと、次式のようになる。

[数 7]

Wiji -WijCO) =∑ Δ Wij(t) = - J φ [yi(t)l■ [_yj(t)l

t t (7)

[0059] このとき、 y (t)と y (t)が互いに独立になっていけば、信号のエルゴート性を仮定して時間平均^^合平均に置換えることで、次式を得ることができる。

[数 8] Wij(t) = W_¾(0) - n - . [yi(t)】】'E [yj(t)]】 …定数 (8)

[0060] 集合平均は正確には時間関数である力エルゴート性の下では定数であるから、 (

8)式は W (t)が一定値に収束することを意味して、る。

[0061] このように、（6)式で AWを yと yの関数で表すと、ベクトル yの要素が独立にさえなれば W(t)が収束することを簡単に示すことができる。そして、源信号ベクトル sの各要素は互いに独立なことが前提なので、収束後はベクトル yは源信号ベクトル sに一致しているはずというわけである（図 3の例で示したように、各要素が独立な sに、行列を掛けて得られる yの要素力必ずしも互いに独立というわけはない。逆に独立にしたら分離できて、るだろう、う論理である)。

[0062] ただし、以上の議論では具体的に関数 φ , φを何にすべきかということには触れて Vヽな、。それば力りか (8)式はこれらの関数の選び方によって収束値が異なることを示唆している。実は、 AWを yと (Xでなく受信ベクトル X全体の情報を含む) yの関数としたために ICAの分離信号、ベクトル yの要素は順番不定になってしまうのである。また (8)式の収束には独立性 (波形と言、換えてもょ、）は用いられて、るが振幅は無関係なので、分離信号のスケールも不定になる。つまり ICAは源信号ベクトル sの各要素が互いに独立であることを前提に分離信号を独立にすることのみを目的に動作するので、分離信号の順番やスケールは不定となってしまう（つまり波形は保たれるが順番や大きさは不定)。 ICAは潜在的にこれらの不定性を有するため、関数 φ , φの選び方によって当然収束値が変わってしまうのである。もちろん収束速度も変わつてしまつろつ。

[0063] 因みに、 ICAを行うと、分離信号の順番とスケールが不定となるのは、推定値が W

=A^_1に収束するというよりも、 W=PDA^{_ 1}に収束していると表現できる。ここで行列 Dはスケールを変換する適当な対角行列で、行列 Pは各行各列の要素に 1個の" 1" がある並び替えを行うものである。

[0064] (ii)最尤推定法の観点から整理した形式

ICAのアルゴリズムは最尤推定や情報理論の観点力検討が行われ、現在では、次式の形式がよく使われるようになって、る,

[数 9]

W(t+ 1)-W(t)= Δ W(t), Δ W(t)=- v -Fix I W(t))-W(t)

ここで、 F(x I W(t))は推定関数と呼ばれ、

任意の可測関数 Φ (y)で以下のように表される

F(x I W(t))= I一 φ (y(t))y(t)^T, E[ φ (y)y^T] =I (9)

[0065] (9)式は、 gradient演算の本来の意味に立返って導かれたもので、特に自然勾配法と呼ばれている。推定関数 F (x I W)については、仮に源信号ベクトルの確率密度関数 p (s)が既知だとすると、最尤推定アルゴリズムを適用して、次式のようにして解くことができる。

[数 10]

最尤推定による解: F(x I W(t)) = Ι - φ (y)yT , φ (γ) =

dy (10)

[0066] つまり、（10)式が本来求めたい解である。ところがブラインド推定である ICAでは p ( s)は未知なので、（10)式はこの部分を p (s)を含まない都合のよい推定関数に置換えて推定するものである。実際に、（10)式では、変数名のみ変わって p (y)となっており、その代わり任意の可測関数 φ (y)が導入されている。

[0067] 推定関数は、推定値 W(t)が真値 A^_1に一致したときのみ、（9)式の AW(t)が 0になって更新がとまるように、次式を満たすものとする。

[数 11] 推定関数 F(x I W(t))が満たすべき条件

0 ， W(t) = A-¹の時

0以外， W(t) A— iの時

(11)

[0068] しかも E [ ]とは、各時刻の推定値 W(t)及び源信号ベクトルの確率密度関数

W, p (S)

p (s)に関する集合平均を求めると!、う意味なので、（11)式は p (s)に依存せずに成立つブラインド推定の条件でもある。

[0069] ここで、（9)式の推定関数については、行列 φ (y)yTの ij成分を考えたとき、 i≠jならば独立性により 0になり、 i=jなら非零数になるから、次式となるように φ (y)の各要素関数をスケーリングしておくことができる。

[数 12]

従って（9)式の推定関数は（11)式の条件を満たして!/、るのである。

[0070] なお（11)式力も逆に推定関数 F (x I W)が与えられた場合、収束値は E [F (

W, p (S) x I w) ] =oの解として得られることが分かる力代数の法則により、次式の解としてもよい。これを推定方程式という。

[数 13]

T

l^ F Git I W(t)) = 0 Tは十分大きいものとする

t=l

(13)

[0071] (iii) Spheringを前提とした形式

図 4のような Spheringを伴う ICAの推定関数は、次式のようになる。

[数 14] W(t+1)-W(t)= Δ W(t), Δ W(t)=- η■ F(x I W(t)) , W(t) ここで、 F(x I W(t))は推定関数と呼ばれ、

任意の可測関数 Φ (y)で以下のように表される

F(x I W(t))

= - (y(t))y(t)T+ y(t)<i) (y(t))T E[ φ (y)yT]-E[y (y)T] = 0

(14)

[0072] この場合の ICAでは W(t)が直交行列でなければならないから、常に WW^T=Iであり、推定関数の部分を ε Δとおいて Wが (Ι+ ε Δ )Wに更新されたとしてもこれを満たさなければならない。すると、次式のようになり、 ε ²の項を無視すると ΔΤ+ Δ =0 でなければならな!/、ことがわ力る。

[数 15]

(1+ ε A)W- [(1+ ε A)W]^T = Ι+ε Δ^τ + ε Δ +ε²ΔΔ^τ=1

(15)

[0073] つまり、推定関数 Δ ( εはスケールを合わせるだけのもので、 ICAとしては重要ではないので省略可能）は、対角成分が 0で、 i-j成分と j-i成分が異符号の関係にある形式でなければならない。このような条件を満たすには、（11)式に示したような推定関数と、その転置の差を用いればよいから、次式のようになる。

[数 16]

Δ= (Ι- φ (y)y^T)- (l- φ (y)y^T)^T = — φ (y)y^T +γφ(γ)^τ (16)

[0074] (1— 3— iv)情報幾何の観点力もより一般ィ匕した形式

上述のような推定関数の候補は無限に存在する。伹レ f青報幾何の理論から、次式のような形式の推定関数力選択すればょ、ことが示されて、る。その他の形式の推定関数では、一般に推定誤差が大きくなる。 W(t+1)-W(t)= Δ W(t)， Δ W(t)=- η■ F(x I W(t)) ■ W(t) ここで、 F(x I W(t))は推定関数と呼ばれ、

任意の可測関数 Φ (y)で以下のように表される

F(x I W(t)) = I一ひ φ (y(t))y(t)T + β γ(ί) φ (y(t))^T

(17)

[0075] なお、推定関数 F (x I W (t) )に正則行列 Rを掛けたものも推定関数になる (Rはより正確には行列から行列への可逆な写像で、 Wに依存しても構わないので、 R (W)と記述した方がよい)。

[0076] ( 1 3— 3)アルゴリズムの種類

上述したように本発明にお、ては、独立成分分析アルゴリズムを用いて信号分離用の既知信号を必要としないブラインド信号分離を実現することを特徴とする。図 6に、これまでに提案されてヽる独立成分分析アルゴリズムの代表的なものを示す。本発明においては、これらの独立成分アルゴリズムの中から、適用されるマルチアンテナ無線システムに応じて、適切なものを選んで用いてもよぐ図 6の従来の独立成分分析アルゴリズムをより MIMO伝送に適応するように改良して用いるようにしてもよ!、。

[0077] (2)実施の形態 1

図 7に、本発明の実施の形態 1に係る OFDM— MIMO送信装置 100と、 OFDM MIMO受信装置 200の構成を示す。また図 8に、 OFDM— MIMO送信装置 100 の各アンテナ TAN— 1〜TAN— mから送信される信号のフレーム構成を示す。

[0078] OFDM— MIMO送信装置 100は、 MIMO送信装置 110と、 OFDM送信部 111

1〜： L 11 mと、送信無線回路 112— 1〜112— mと、複数のアンテナ TAN— 1〜 TAN— mとを有する。

[0079] MIMO送信装置 110は、各アンテナ TAN— 1〜TAN— mから送信する信号についてのベースバンド処理を行う。例えば各アンテナ TAN— 1〜TAN— mから送信する信号について、誤り訂正符号ィ匕ゃ変調 (マッピング)を施したり、各アンテナ TAN - 1〜TAN - mへの信号の配分等を行う。 OFDM送信部 111 1〜： L 11 mは、 MIMO送信装置 110から入力された信号に対して逆高速フーリエ変換 (IFFT)処理を施すことにより、 OFDM信号を得る。各送信無線回路 112— 1〜1 12— mは、 OF DM送信部 111— 1〜 111— mから入力された OFDM信号を無線信号に変換する

[0080] 図 8に、 OFDM— MIMO送信装置 100の各アンテナ TAN— 1〜TAN— mから送信される信号のフレーム構成を示す。図 8では、横軸が時間方向となっており、各信号における横方向の区切りはサブキャリアを示す。本実施の形態では、フレームの先頭から順に、第 1の既知プリアンブル Pl、第 2の既知プリアンブル P2、データ Ul〜 Ukを配置して送信する。

[0081] 第 1の既知プリアンブル P1は、アンテナ TAN— l〜TAN—m間で同一のシンボルパターンとなっている。第 2の既知プリアンブル P2は、アンテナ TAN— 1〜TAN— m間で異なるシンボルパターンとなって!/、る。この第 1及び第 2の既知プリアンブル P 1、 P2はそれぞれ、全アンテナ TAN— 1〜TAN— mから同時に送信される。

[0082] データ送信期間のデータの配置の仕方は、特に限定されるものではないが、図 8では、 1フレーム内に kチャネル分の信号 Ul〜Ukを時分割多重して送信する例を示す。すなわち、図 8の例では、チャネル 1の信号 U1が同一時間に m個のアンテナ TA N— 1〜TAN— mから送信され、チャネル 2の信号 U2が同一時間に m個のアンテナ

TAN— 1〜TAN— mから送信され、、チャネル kの信号 Ukが同一時間に m 個のァンテナ丁八?^ー1〜丁八?^ー111から送信される。これにより、例えばチャネル 1〜 kの信号 U 1〜Ukとして各アンテナ TAN— 1〜TAN— mから異なる信号を送信すれば、同一時間に 1フレーム期間内で m X kチャネル分の信号を送信できるようになつている。

[0083] ここで本実施の形態の OFDM— MIMO送信装置 100においては、信号分離のための既知シンボルを送信しない。これにより、従来の送信フレームを示す図 1Bと比較すれば明らかなように、 1フレーム内に既知シンボル送信期間が存在しないので、データ送信期間を大幅に増やすことができる。これにより、従来と比較して、信号分離のための既知シンボルを送信しない分だけ送信データ量を増やすことができる。

[0084] OFDM— MIMO受信装置 200は、複数のアンテナ RAN— 1〜RAN— nと、受信無線回路 201— 1〜201— nと、 OFDM受信咅 1〜202— nと、 OFDMシンボル同期部 203— 1〜203— nと、 MIMO受信装置 210とを有する。 [0085] 各受信無線回路 201— 1〜201— nは、各アンテナ RAN— 1〜RAN— nで受信された無線信号をベースバンドの OFDM信号に変換し、変換後の OFDM信号を OF DM受信部 202—l〜202—n及びOFDMシンボル同期部203— l〜203—nに送出する。

[0086] OFDMシンボル同期部 203— l〜203—nは、 OFDM信号中に含まれる第 1の既知プリアンブル P1を検出することにより、 OFDMシンボルタイミングを検出し、そのタイミングを OFDM受信部 202— l〜202—nに送出する。 OFDM受信部 202— 1〜 202— nは、 OFDMシンボル同期部 203— l〜203—nから通知された OFDMシンボルタイミングで FFT処理を行うことにより、各サブキャリアに重畳されたシンボルを得、これを MIMO受信装置 210に送出する。

[0087] MIMO受信装置 210は、サブキャリア数分の処理ユニットを有し、各サブキャリアの信号を別個の処理ユニットで処理するようになっている。すなわち、各 OFDM受信部 202— 1〜202— nの出力のうち、対応するサブキャリアの出力が同一の処理ユニットに入力される。図 7では、 1つの処理ユニットの構成のみを示し、以下では、サブキヤリア数分だけ設けられた処理ユニットのうちの 1つの処理ユニットのみ説明する。

[0088] MIMO受信装置 210は、 OFDM受信部 202— 1〜202— nから出力された信号のうち、対応するサブキャリアの信号を信号分離部 211に入力する。

[0089] 信号分離部 211は、上述した（1)項で説明したような独立成分分析法を用いた信号分離処理を行うことにより、分離信号 y〜yを得る。この実施の形態では、信号処理部 211が、例えば図 6に示した独立成分分析アルゴリズムのうち、 Jutten and Hera ultのアルゴリズムを用いて信号分離を行う場合について説明する。この場合、信号分離部 211は、次式を実行することにより、分離信号 y〜vを得る。なお次式は m=n の場合のアルゴリズムである。

[数 18] W(t+1) = W(t)+ AW(t) ， AWij(t) = —η , _yi(t)³■ _yj(t) ここで、 W(t)は時刻 tにおける伝達係数行列の推定値

Δ W(t)は時刻 tにおける W(t)補正行列

Δ W (t)は時刻 tにおける W(t)の ij要素

y_i(t)は第 i番目の分離信号

は適当な実数、 i=0，l,"',m , j=0,l,--,m (18)

[0090] (18)式を実行すると、推定値 W(t)は実際の伝達係数行列に近づいてゆき、その逆行列を用いて受信信号を正しく分離できる。因みに、移動通信において、（18)式のアルゴリズムに要求される条件は、

1.送信信号が互いに独立であること

2. W(t)が収束に向力つている間は伝達係数行列が一定であることのみで、既知シンボルも同期も不要である。これにより、本実施の形態においては、信号分離のための既知シンボルも、信号分離のための同期処理も不要となる。分離信号 V〜yは、レベル'位相補正部 212— l〜212—n及びフレーム同期部'信号識別部 215— 1 〜215—nに送出される。

[0091] フレーム同期'信号識別部 215— 1〜215— nは、分離信号 y〜yを用いてフレーム同期タイミングを検出し、同期タイミングをレベル'位相補正部 212— 1〜212— n、デマッピング部 213— 1〜213— n及び誤り訂正復号部 214— 1〜214— nに通知する。このように本実施の形態においては、信号分離前の信号を用いてフレーム同期を検出するのではなぐ分離信号 y〜y毎にフレーム同期を検出する。これにより、信号分離によって互いの干渉が低減された信号を用いてフレーム同期を検出することができる。このように、本実施の形態では、独立成分分析を用いれば、信号分離前にフレーム同期をとらなくても分離処理を行うことができるといった特徴を有効に利用して、信号分離後にフレーム同期をとるようになされている。

[0092] 力！]えて、フレーム同期'信号識別部 215— 1〜215— nは、分離信号 y〜yに含まれる第 2の既知プリアンブル P2に基づいて、分離信号 y〜vがどの送信アンテナ T AN— 1〜TAN— m力も送信されたものであるかを識別し、この識別情報を順序修正部 216に送出する。

[0093] レベル'位相補正部 212— 1〜212— nは、信号分離部 211から入力される分離信号 _y〜_yのレベル及び位相を補正し、補正後の信号をデマッピング部 213— 1〜21 3— nに送出する。この際、レベル'位相補正部 212— 1〜212— nは、分離信号中 y 〜vに含まれる第 1のプリアンブル PIの受信振幅と受信位相に基づいて、伝送路で加わった歪みを推定しその歪みを補正する。この歪推定 ·補正処理は一般にチヤネル推定'補正と呼ばれているものと同じものである。実際上、このような歪推定'補正処理は、既知シンボルに他の干渉波が重畳する場合には適用できないのであるが、本実施の形態では、信号分離部 211によって SN (信号対雑音比）が改善された後の分離信号 y〜yに歪推定'補正処理を行っているので、精度の良い補正処理を行うことができる。

[0094] 歪みが補正された分離信号 y〜yは、デマッピング部 213— 1〜213— nによってデマッピングされた後に誤り訂正復号部 214— l〜214—nによって誤り訂正復号される。誤り訂正復号後のデータは、順序修正部 216に送出される。

[0095] 順序修正部 216は、フレーム同期'信号識別部 215— l〜215—nからの識別情報に基づいて、誤り訂正復号部 214— l〜214—nから入力されたデータを正しい順序に並び替える。これにより、独立成分分析法によって分離信号の順序が不定になつても、最終的に正しい順序のデータを得ることができるようになる。

[0096] なお、本実施の形態では、送信アンテナ TAN— 1〜TAN— mからそれぞれ異なる第 2の既知プリアンブル P2を送信し、フレーム同期'信号識別部 215— 1〜215— n によって第 2の既知プリアンブル P2に基づいて分離信号 y〜yが送信されたアンテナを識別し、順序修正部 216が識別結果に基づいて順序を修正する場合について述べたが、順序を修正する方法はこれに限らない。例えば、順序修正部 216が各誤り訂正復号部 213— l〜213—nから入力されるデータを観測し、観測結果に応じてデータを並び替えるようにしてもょ、。例えばデータ中に含まれる IPアドレスのような情報を観測することでデータを並び替える。但し、受信データ中に含まれる IPァドレス等のデータを観測する方法では、一般に上位レイヤにまで進まないと順序制御を行うことができないが、本実施の形態においては、物理レイヤ処理でデータの順序を識別可能となる。この結果、例えば再送を伴うパケット伝送等に適用すると、スループット低下を防ぐ効果がある。

[0097] 次に、本実施の形態の動作について説明する。

OFDM— MIMO送信装置 100は、各アンテナ TAN— 1〜TAN— mから OFDM 信号を送信する。このとき、 OFDM— MIMO送信装置 100は、信号分離のための既知シンボルを送信しない。これにより、従来、 1フレーム内で時分割で送信していた信号分離のための既知シンボルを送信しな、ので、送信データ量を格段に増やすことができる。

[0098] OFDM— MIMO受信装置 200は、 OFDM受信部 202— l〜202—nによって FF T処理を行うことで、各アンテナ RAN— 1〜RAN— nで受信された OFDM信号からそれぞれサブキャリア毎の信号を得る。そして、信号分離部 211によって、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る。これにより、信号分離用の既知シンボルが無くても、伝送路上で混ざり合った信号を良好に分離することができる。

[0099] 加えて、 OFDM— MIMO受信装置 200においては、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析を行って分離信号を得るようにしたことにより、独立成分分析アルゴリズムのための所要演算量を低減できる。すなわち、伝送路がマルチパス環境のことを考慮した場合の独立成分分析アルゴリズムは非常に複雑になってしまうが、本実施の形態においては、マルチノスが見えなくなる各サブキャリア毎に独立成分分析を行うようにしているので、独立成分分析アルゴリズムを単純ィ匕でき、所要演算量を低減することができる。これは、換言すると、対応するサブキャリア毎に独立成分分析を行うことで、マルチパスによる信号歪みに対して不感にして独立成分分析を行っていると言うことができる。

[0100] 力！]えて、本実施の形態においては、レベル'位相補正部 212— 1〜212— n及び順序修正部 216において、分離信号の歪み補正及び順序修正を行う。これにより、独立成分分析を行うことにより不定となった分離信号のレベル及び順序を正しくすることができる。

[0101] さらに、本実施の形態においては、 OFDM受信部 202— 1〜202— nでの同期タイミングを、送信フレームに周期的（この実施の形態の場合にはフレームの先頭）に配置された同期シンボルパターン (第 1の既知プリアンブル P 1 )に基づ!/、て検出する。このように OFDM— MIMO受信装置 200にお!/、ては、 OFDMシンボル同期さえ獲得できれば、独立成分分析によるブラインド信号分離が可能になるので、信号分離前では OFDMシンボルの同期処理のみを行うようにし、フレーム同期処理等の他の同期処理は信号分離後の信号に対して行う。これにより、 OFDMシンボルの同期処理以外の同期処理を、干渉の除去された信号分離後の信号に基づいて行うことができるので、同期精度を向上させることができる。

[0102] 力べして本実施の形態によれば、各アンテナ RAN— 1〜RAN— nで受信された OF DM信号からそれぞれサブキャリア毎の信号を得る OFDM受信部 202— 1〜202— nと、 OFDM受信部 202— l〜202—nにより得られたサブキャリア毎の信号を、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る信号分離部 211とを設けたことにより、信号分離用の既知シンボルが無くても、伝送路上で混ざり合った信号を分離できるようになるので、信号分離用の既知シンボルによるオーバヘッドに起因する伝送速度低下が生じないようにすることができるよう〖こなる。この結果、多数ユーザを収容できるようにアンテナ TAN 1〜TAN— mの数を増加しても伝送速度の低下が生じない OFDM— MIMOシステムを実現できるようになる。

[0103] カロえて、対応するサブキャリア毎に独立成分分析を行うようにしたので、マルチノスによる信号歪みに対して不感にして独立成分分析を行うことができ、独立成分分析による演算量を削減できる。

[0104] 因みに、 OFDMシンボルの同期をとるための第 1の既知プリアンブル P1や、送信アンテナを特定するための第 2の既知プリアンブル P2は、信号分離用の既知シンポルのように時分割で送信する必要がなぐ各アンテナ TAN— 1〜TAN— mから同時に送信してもよ、ので、これらの既知プリアンブルを配置することによるオーバヘッドは僅かである。

[0105] なお本実施の形態においては、受信アンテナ RAN— 1〜RAN— n毎に OFDMシンボルの同期検出を行った場合について述べた力本実施の形態のように、基本的に全送受信アンテナで OFDMシンボルタイミングが同期した状態で通信を行うことを前提とする場合には、 1箇所で OFDMシンボルの同期検出を行い、その検出結果を全受信アンテナ RAN— l〜RAN—nで共通に用いるようにしてもよい。

[0106] (3)実施の形態 2

図 7との対応部分に同一符号を付して示す図 9に、実施の形態 2の OFDM— MIM O送信装置 300と、 OFDM MIMO受信装置 400の構成を示す。

[0107] 本実施の形態の実施の形態 1との違いは、実施の形態 1で OFDM信号中に周期的に配置して送信した OFDMシンボル同期パターン（OFDMシンボルの同期をとるための第 1の既知プリアンブル P1)を、アンテナ TAN— l〜TAN—mから送信する OFDM信号とは異なる、専用の別の周波数で送信するようにしたことである。

[0108] 具体的に説明する。 OFDM— MIMO送信装置 300は、 MIMO送信装置 301で生成した OFDMシンボル同期パターン（第 1の既知プリアンブルに相当 P1) 302を送信無線回路 303に送出する。送信無線回路 303は、送信無線回路112—1〜11 2— mが変換する無線周波数 fとは異なる無線周波数 f に OFDM同期パターンを周

0

波数変換し、アンテナ TAN— 0に供給する。

[0109] OFDM— MIMO受信装置 400は、アンテナ RAN— 0で受信した信号を受信無線回路 401でキャリア周波数 f を用いてダウンコンバートすることにより、 OFDM同期パ

0

ターンを得る。 OFDMシンボル同期部 402は、 OFDM同期パターンに基づいて、 O FDMシンボルタイミングを検出し、そのタイミングを全 OFDM受信部 202— 1〜202 nに通知する。

[0110] これにより、本実施の形態においては、各 OFDM受信部 202— 1〜202— n毎に O FDMシンボル同期部を設けなくても済むので、その分だけ構成を簡単ィ匕できる。また図 10に示すように、各アンテナ TAN— 1〜TAN— mから送信する OFDM信号中に第 1の既知プリアンブル P1を配置しなくて済むので、その分だけデータ送信期間を長くすることができる。

[0111] (4)実施の形態 3

本実施の形態と上述した実施の形態 1との違いは、 OFDMシンボルの同期をとるための第 1の既知プリアンブル P1を送信せず、送信アンテナ TAN— l〜TAN—m を識別するための第 2の既知プリアンブル P2のみを、特定サブキャリアで送信し、受信側でそのサブキャリア力 OFDMシンボルの同期タイミングと送信アンテナ TAN 1〜TAN— mの識別との両方を行う点である。

[0112] 図 7との対応部分に同一符号を付して示す図 11に、実施の形態 3の OFDM— Ml MO送信装置 500と、 OFDM— MIMO受信装置 600の構成を示す。図 12に、 OF DM MIMO送信装置 500の各アンテナ TAN— 1〜TAN— mから送信される OF DM信号のフレーム構成を示す。

[0113] 図 12のように、 OFDM— MIMO送信装置 500は、送信アンテナ TAN— 1〜TAN —mを識別するための第 2の既知プリアンブル P2を、特定サブキャリアで送信する。つまり、 MIMO送信装置 501が、図 12のようなフレーム構成となるような信号を形成する。ここで実施の形態 1でも説明したように、この第 2の既知プリアンブル P2は、ァンテナ TAN— l〜TAN— m間で異なるシンボルパターンとされて!/、る。

[0114] ところで、 OFDM— MIMO受信装置 600の OFDMシンボル同期部 601— 1〜60 1 nが特定のサブキャリアに配置された既知プリアンブルから OFDMシンボルのタイミングを検出のためには、 OFDM信号中の特定のサブキャリア信号を 1サンプル受信する毎に N点 FFTを実行する必要がある（OFDMシンボル同期獲得後では Nサンプル受信する毎に 1回 N点 FFTを行えばよい）。そこで、本実施の形態では、 OFD Mシンボル同期部 601— 1〜601— nとして、複素フィルタを用いる。その複素フィルタの原理を以下に述べる。

[0115] まず複素時間信号 X (i)に対して N点 DFT (N点 FFTでも同じ)で得られる第 k番目のフーリエ係数 X(k)は次式で表される。

[数 19]

X(k) = ∑ x(i)\^^lk ， k=0,l,---,m , ここで、 = e ^N (19)

[0116] 従って、時刻 nにおけるフーリエ係数 X_n(k)は改めて、次式のように表される。

[数 20] , 、 N-l , 、 ik (20)

X_n (k) = .∑_o x (n₊i - N+l) W_N ^lk

[0117] すると時刻 n+ 1のフーリエ係数 X (k)は、次式のように X (k)を用いて表すこと n+ 1 n

ができる。

[数 21]

X_n+1 (k) = ∑_o x(n₊i-N₊2)W_N ^ik

= .∑ x(n+i-N+l)W_N ^ikW_N~^k

ι=1

= W_N— ^k (X_n (k) -x(n-N+l) +x(n+l)} (21 )

[0118] 本実施の形態では、これを実行するために、各 OFDMシンボル同期部 601— 1〜 601— nとして、図 13のような複素フィルタを用いる。図 13の複素フィルタは、 1サンプル入力する度に第 k番目のサブキャリアのフーリエ係数を複素加減算 2回、複素乗算 1回で計算でき、特定のサブキャリアに配置された既知プリアンブル力も OFDMシンボルのタイミングを検出することができる。

[0119] 力べして本実施の形態によれば、 OFDMシンボルの同期をとるための第 1の既知プリアンブル P1を送信せず、送信アンテナ TAN— 1〜TAN— mを識別するための第 2の既知プリアンブル P2のみを、特定サブキャリアで送信し、受信側でそのサブキヤリアから OFDMシンボルの同期タイミングと送信アンテナ TAN— 1〜TAN— mの識別との両方を行うようにしたことにより、第 1の既知プリアンブル P1を送信しなくて済む分だけ、一段とデータ伝送速度を大きくすることができるようになる。

[0120] なお本実施の形態では、受信アンテナ RAN— 1〜RAN— n毎に同期検出を行つた場合について述べた力実施の形態 1でも述べたように、基本的に全送受信アンテナで OFDMシンボルタイミングが同期した状態で通信を行うことを前提とする場合には、 1箇所で同期検出してその検出結果を全受信アンテナで共通に用いるようにしてもよい。但し送信アンテナ TAN— 1〜TAN— mの識別は必要なので、送信アンテナ TAN— 1〜TAN— m毎に異なる第 2の既知プリアンブル P2を送信する必要はある。またプリアンブルを送信するサブキャリアはそれ専用にする必要はなぐ時分割でデータを送るようにしてもょ、。 [0121] (5)実施の形態 4

上述した本実施の形態 1〜3では、基本的に全送受信アンテナで OFDMシンボルタイミングがある程度同期している状態で通信を行うことを前提とした構成について説明した。

[0122] 本実施の形態では、例えば上り回線の OFDM信号を受信する場合のように、送受信アンテナ間で OFDMシンボルタイミングが同期して、な、状態で通信を行う場合にも、良好にブラインド MIMOを実現できる OFDM— MIMO受信装置を提案する。

[0123] すなわち、上述した実施の形態 1〜3の図 7、図 9、図 11では、 m本の送信アンテナ TAN— 1〜TAN— mが実装された 1個の OFDM— MIMO送信装置 100、 300、 5 00力ら、互いに同期したタイミングで OFDM信号を送信しているが、 1本の送信アンテナが実装された m個の OFDM送信装置から OFDM— MIMO受信装置に上り信号を送信するシステムも考えられる。この場合、特にサービスエリアが広い場合は送受信アンテナ間の距離が様々になるため、全信号を同じ時刻で受信できなくなり、上述した実施の形態 1〜3の OFDM— MIMO受信装置の構成では、正しい同期が得られなくなるおそれがある。

[0124] そこで、 OFDM— MIMO受信装置力送信装置に送信時刻を調整する制御信号を送ることにより、各送信装置力の OFDMシンボルが同時刻に受信されるようにすることが考えられる。これをタイムァライメント制御といい、従来のシステムでも採用されている。しかし、タイムァライメント制御を行うと、システムが複雑ィ匕する上に、ユーザが密集するようなシステムでは実現が困難と思われる。

[0125] 本実施の形態では、各送信アンテナ TAN— 1〜TAN— mから送信される OFDM 信号の受信時の OFDMシンボルタイミングが一致して!/ヽな、場合でも、システム構成を複雑化させることなぐ OFDM—ブラインド MIMO受信を行うことができる OFD M— MIMO受信装置を提案する。

[0126] 図 14に、本実施の形態の OFDM— MIMO受信装置の構成を示す。 OFDM— M IMO受信装置 700は、 n本のアンテナ RAN— 1〜RAN— nで受信した各信号を、各アンテナ RAN— 1〜RAN— nに対応して設けられた連続 N点 DFT701— 1〜 70 1— nに入力する。ここで Nはサブキャリア間隔を示す。なお図 14では、図を簡単ィ匕するために、 11本のァンテナ1^\^ 1〜1^^ 11を1っのァンテナで示すと共に11個の連続 N点 DFT701— 1〜701— nも 1つのブロックで示した。

[0127] ここで連続 N点 DFTは、例えば図 17に示すような複素ディジタルフィルタを用いると好適である。図 17の複素ディジタルフィルタは、図 13に示した複素フィルタを全サブキャリアにつ、て並べ、前段部分を共用した構成となって、る。

[0128] 各アンテナ RAN— 1〜1^\^ 11に対応する連続?^点0 丁701— 1〜701— n力らは、サブキャリア毎の信号が出力される。従って、 n個の連続 N点 DFT701— 1〜70 1— nからは、各サブキャリアにっき n個の信号が出力される。この各サブキャリアにつき n個の信号は、同期処理部 710及び独立成分分析信号分離部 (ICA信号分離部） 703〖こ人力される。

[0129] 同期処理部 710は、可変遅延回路 711と、独立成分分析信号分離部 (ICA信号分離） 712と、 OFDMシンボル同期部 713とを有する。同期処理部 710は、連続 N点 D FT701 - 1〜701—n力も入力された各サブキャリアにっき n個の信号を可変遅延回路 711を介して ICA信号分離部 712に入力する。ここで可変遅延回路 711、 ICA信号分離部 712は、サブキャリア数分だけ用意されている。そして、同一サブキャリアの信号は、同じ ICA信号分離部 712に入力される。これにより、各 ICA信号分離部 712 では、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理が実行される。各 ICA信号分離部 712により得られた分離信号は、 OFDMシンボル同期部 7 13に送出される。 OFDMシンボル同期部 713は、可変遅延部 711の遅延量を制御しながら、 ICA信号分離部 712から入力される分離信号を観測し、分離信号中に既知シンボルが正しく現れるタイミングを検出することで、 OFDMシンボルの同期タイミングを獲得する。 OFDMシンボル同期部 713は、獲得した同期タイミングをバッファ 7 02— l〜702—nに通知する。

[0130] このように、同期処理部 710は、連続 N点 DFT701— 1〜701— nにより得られたサブキャリア毎の信号を 1クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することで OFDMシンボルの同期タイミングを獲得するようになっている [0131] バッファ 702— 1〜702— nは、 OFDMシンボル同期部 713によって検出された同期タイミング時刻のサンプル信号を蓄積する。ノッファ 702— 1〜702— nにより同期調整されたサンプル信号は、 ICA信号分離部 703に送出される。 ICA信号分離部 7 03は、バッファ 702— 1〜702— nに蓄積された同期のとれた lOFDMシンボル分のサンプル信号を順次用いて、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によつて信号分離を行う。

[0132] ICA信号分離部 703により得られた分離信号は、レベル'位相補正部 704、デマツビング部 705、誤り訂正復号部 706を介して、分離信号統合'順序修正回路 708に入力される。分離信号統合'順序修正回路 708は、分離信号中に含まれる送信アンテナを特定するための第 2の既知プリアンブル P2に基づいて、分離された信号を統合すると共に順序を修正する。因みに、レベル'位相補正部 704、デマッピング部 70 5、誤り訂正復号部 706は、フレーム同期部 707によって検出されたフレーム同期タイミングで各処理を行う。そして分離信号統合，順序修正回路 708からは最終的な受信データが出力される。

[0133] 次に、本実施の形態の OFDM— MIMO受信装置 700の動作について説明する。

ここでは、 OFDM— MIMO受信装置 700が、図 12に示すようなフレーム構成の信号を受信したものとして説明する。但し、図 12では、各送信アンテナ 702— 1〜702 —n間のフレームタイミングが一致したものが示されている力受信時には各送信ァンテナ 702— l〜702—nから送信された信号の OFDMシンボルタイミングが一致していないものとする。

[0134] OFDM— MIMO受信装置 700は、 OFDMシンボルの同期を以下のようにして獲得する。 OFDM— MIMO受信装置 700は、同期処理部 710によって、連続 N点 DF T701— 1〜701— nの各サブキャリア出力に異なる遅延を与えながら、独立成分分析によるブラインド信号分析を行う。すると、シンボル同期したタイミングになったときに、 OFDMシンボル同期部 713において、分離信号から第 2の既知プリアンブル P2 を検出できる。つまり、第 2の既知プリアンブル P2を検出できたタイミングを OFDMシンボルタイミングとする。

[0135] ここで隣接サブキャリア間の遅延差を受信信号のサンプリング周期として全サブキャリアで信号分離を行えば、 OFDMシンボル長の 1ZN (Nはサブキャリア間隔）の分解能でタイミングを検出できるので、 OFDMシンボル同期部 713では全サブキャリアについてこれらの情報を収集することにより、全分離信号とそのタイミングを知ることができ、シンボル同期タイミングを発生させることができる。

[0136] ただし、マルチパス伝送路のノッチ周波数にあるサブキャリアについては、正しく信号分離を行うことができず、そのタイミングを検出できない状態にある可能性がある。そこで、同期処理部 710は、 OFDMシンボル同期 713から定期的に各サブキャリアの遅延量を変更してこれに対応するようにして、る。

[0137] 力べして本実施の形態によれば、各アンテナ RAN— 1〜RAN— nからの受信信号を連続 N点 DFT処理する連続 N点 DFT701— 1〜701— nと、連続 N点 DFT701 - 1〜701—nにより得られたサブキャリア毎の信号を 1クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することで OFDMシンボルの同期タイミングを獲得する同期処理部 710と、同期処理部 710で獲得された同期タイミングの O FDMシンボルを、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によって信号分離する ICA信号分離部 703とを設けたことにより、送受信アンテナ間で OFDMシンポルタイミングが同期していない場合にも、良好にブラインド MIMOを行うことができる OFDM MIMO受信装置 700を実現できる。

[0138] 例えば、上り回線に適用しても信号間の高精度な同期をとる必要をなくすることができる。つまり、各送信アンテナ TAN— l〜TAN—mが異なる端末のものとする上り回線においては（すなわち m個の端末から送信された信号を 1つの OFDM— MIM O受信装置で受信して各端末力の信号を分離するようなシステムにおいては）、各端末がフレーム同期することが必須なため、タイムァライメントなどの送受信間でのフイードバック機構が必要となるが、本実施の形態ではこれを行う必要がなくなるので、システムの簡略ィ匕できると共に伝送速度を高速ィ匕できるようになる。

[0139] なお、同期処理部 710の独立成分分析は必ずしも n個そろえる必要はなぐ同期の要求精度に応じて間引くようにしてもよい。

[0140] また、同期獲得後のトラッキング動作時には、同期処理部 710の独立成分分析をある程度停止させておくようにしてもょ、。

[0141] さらに、同期処理の独立成分分析については、以下の工夫をカ卩えることで、所要演算量を削減したり、性能を向上したりすることが可能である。

[0142] 1. OFDMシンボル同期の独立成分分析を間引く。

2. OFDMシンボル同期の独立成分分析を時分割実行する。

3.同期引込み後のトラッキング時はそのタイミング周辺の独立成分分析のみ実行する。

4.各サブキャリアとタイミングの対応を時々変更することで、マルチパス及び狭帯域干渉対策を行う。すなわち、マルチパスのノッチ周波数にあたる特定のサブキヤリァゃ、狭帯域強干渉を受けて、る特定のサブキャリアからは正常な分離信号は得られな、ので、そのサブキャリアに対応した OFDMシンボルタイミングは選択されな!ヽ。そこで、各サブキャリアとタイミングの対応を時々変更することで、他のサブキャリア力も OFDMシンボルタイミングを得るようにする。

[0143] さらに具体的に説明する。本実施の形態における OFDMシンボル同期処理は、「 OFDMシンボル同期は全サブキャリアで共通」、換言すると、「どのサブキャリアでも V、、から検出された OFDMシンボル同期は真」と!、う考え方を基本として、る。従つて、各可変遅延回路 711に 0、 1、 2、、 N—1サンプル時間遅延を与えたときに（例えば図 14の可変遅延回路 711の上の回路から順に 0、 1、 2、、 N— 1サンプル時間遅延を与えたときに）、各サブキャリア毎に正しい分離信号があるかないかを判定することで、 OFDMシンボル時間を 1ZNの分解能で分割した全時間における OFDMシンボル同期の有無を判定するようになって!/、る。

[0144] 所要演算量を削減するには、この可変遅延の数を N個から減らせばよいが、これは OFDMシンボル同期の有無を判定する時間を減らすことになるので精度が犠牲になる。またトラッキング時には N個全ての可変遅延を動作させる必要もないので、動作を省略することができる。

[0145] ところで、このようにした場合には、ある特定のサブキャリアがマルチパスなどで劣化していたとき、そのタイミングを検出できないという問題がある。例えば図 14における可変遅延回路 711の上から順に 0、 1、 2、、 N— 1サンプル時間遅延を与えたとする。これらはサブキャリア 0、 1、、 N—1番に対応しているわけだ力もしマルチパスで第 3サブキャリアだけ受信できな、状態になったとすると、 3サンプル遅延時間に OFDMシンボル同期がある力否か判断することができなくなる。

[0146] そこで、もし可変遅延の与え方の順番を N— 1、、 1、 0と逆にすると、第 3サブキャリアが劣化しているので、今度は N— 4サンプル時間の同期検出はできなくなる力 3サンプル遅延の同期は第 N— 4サブキャリアの信号力検出できるようになる。この処理力上述した「各サブキャリアとタイミングの対応を時々変更することで、マルチパス及び狭帯域干渉対策を行う」ことの意味である。

[0147] (6)実施の形態 5

図 14との対応部分に同一符号を付して示す図 15に、実施の形態 5の OFDM— M IMO受信装置の構成を示す。

[0148] 本実施の形態の特徴は、本線での信号分離に用いる独立成分分析回路と、同期処理に用いる独立成分分析回路とを共有化し、本線での信号分離処理と同期処理とで時分割で同一の独立成分分析回路を使用するようにしたことである。

[0149] 詳しく説明する。図 15において、 OFDMシンボル同期部 713は、本線に設けられた ICA信号分離部 703の出力を入力し、実施の形態 4で説明したのと同様にして、分離信号中に既知シンボルが正しく現れるタイミングを検出することで、 OFDMシンボルの同期タイミングを獲得する。そして獲得した OFDMシンボルタイミングをバッファ 702— 1〜702— nに通知する。

[0150] また ICA信号分離部 703の前段側には可変遅延回路 711が設けられている。可変遅延回路 711は、 OFDMシンボル同期部 713から与えられる遅延量だけ、各サブキャリアの信号を遅延させる。

[0151] OFDM— MIMO受信装置 800は、先ず、同期モードを行う。すなわち、 OFDM— MIMO受信装置 800は、 OFDMシンボル同期部 713によって可変遅延回路 711の遅延量を変えながら、 ICA信号分離部 703の出力を観測することで、 OFDMシンポルの同期タイミングを獲得する。因みに、この OFDMシンボルの同期が獲得されるまでは、バッファ 702— 1〜702— nからは連続 N点 DFT701— 1〜701— nの出力がそのまま可変遅延回路 711に送出される。 [0152] OFDM— MIMO受信装置 800は、 OFDMシンボル同期部 713によって OFDM シンボルの同期タイミングを獲得すると、受信モードに移る。すなわち、 OFDM -Ml MO受信装置 800は、ノッファ 702— 1〜702— nに、 OFDMシンボル同期部 713 によって検出された同期タイミング時刻のサンプル信号を蓄積し、それを ICA信号分離部 703に出力する。すなわち、バッファ 702— 1〜702— nから出力された同期のとれた信号を、可変遅延回路 711で遅延を与えずに ICA信号分離部 703に供給する。 ICA信号分離部 703によって分離された信号は、レベル'位相補正部 704、デマツビング部 705、誤り訂正復号部 706、分離信号統合，順序修正部 708を経て受信データとされる。

[0153] 力べして本実施の形態によれば、本線での信号分離に用いる独立成分分析回路と、同期処理に用いる独立成分分析回路とを共有化し、本線での信号分離処理と同期処理とで時分割で同一の独立成分分析回路 703を使用するようにしたことにより、本線と同期処理部に別個に独立成分分析回路を設ける場合と比較して、回路構成を小型化することができるようになる。

[0154] (7)実施の形態 6

図 14との対応部分に同一符号を付して示す図 16に、実施の形態 6の OFDM— M IMO受信装置の構成を示す。

[0155] 本実施の形態の特徴は、 OFDMシンボルの同期を獲得するための処理系統につ Vヽては連続 N点 DFT701— 1〜 701— nを用いるのに対して、本線系の処理系統につ!ヽては N点 FFT901を用い、連続 N点 DFT701— 1〜701— n内に設けられたレジスタに N点 FFT901— 1〜901— nの出力を時折コピーするようにしたことである。

[0156] つまり、上述した実施の形態 4との違いは、受信用の FFTと、同期用の連続 DFTとを分けて設けた点である。

[0157] ここで、連続?^点0?丁701—1〜701—11として、図 17に示すような複素フィルタを用いた場合、複素フィルタは帰還路を有するため、各出力を記憶する帰還路上のメモリに演算誤差が蓄積されてゆくという欠点がある。本実施の形態では、これを考慮して、本線系に、同期検出用の連続 N点 DFT701— 1〜701— nとは別個に N点 FF T901 - 1〜901— nを設け、時折 FFT出力結果を複素フィルタのメモリ（レジスタ）にコピーするようにした。これにより、複素フィルタにおける誤差の蓄積を阻止することができる。

[0158] なお、分離されるべき信号は lOFDMシンボル時間内に複数分布しているので、本実施の形態の OFDM— MIMO受信装置 900においては、 N点 FFT901— 1〜9 01— nの前段側にバッファ 702— 1〜702— nを設け、ノッファ 702— 1〜702— nに所望の OFDMシンボルタイミングにおける入力データを記憶してから、 N点 FFT90 1— 1〜901— nに供給するようになって、る。

[0159] 力べして本実施の形態によれば、 OFDMシンボルの同期を検出する処理系統につ Vヽては連続 N点 DFT701— 1〜 701— nを用いるのに対して、本線系の処理系統につ!ヽては N点 FFT901— 1〜901— nを用い、連続 N点 DFT701— 1〜701— n内に設けられたレジスタに FFT出力を時折コピーするようにしたことにより、連続 N点 D FT701 - 1〜701—nを複素フィルタで構成した場合の誤差の蓄積を防止することができ、同期精度を一段と高めることができるようになる。

[0160] なお図 17の複素フィルタの構成から明らかなように、連続 N点 DFT701— 1〜701 nはサブキャリア毎に独立した演算構造になっているので、実施の形態 4の最後に述べたことは、独立成分分析についてのみでなぐサブキャリアについても当てはまる。

[0161] つまり、同期処理は必ずしも n本のサブキャリアを用いる必要はなぐ同期の要求精度に応じて間引くことができる。また、同期獲得後のトラッキング動作時は、同期処理のためのサブキャリア受信を停止するようにしてもよ!、。

[0162] 本明細書は、 2004年 12月 28日出願の特願 2004— 381792に基づく。その内容は、全てここに含めておく。

産業上の利用可能性

[0163] 本発明の OFDM— MIMO受信装置及び OFDM— MIMO受信方法は、信号分離用の既知信号が配置されていなくても信号分離を行うことができ、無線 LANゃセルラシステム等の無線システムに広く適用して好適である。

Claims

請求の範囲

[1] 各アンテナで受信された OFDM信号力それぞれサブキャリア毎の信号を得る OF DM受信手段と、

前記 OFDM受信手段により得られたサブキャリア毎の信号を、対応するサブキヤリァの信号毎に独立成分分析することにより、サブキャリア毎に互いに独立な分離信号を得る信号分離手段と

を具備する OFDM— MIMO受信装置。

[2] 前記 OFDM受信信号中に周期的に挿入された既知プリアンブル信号を相関処理により検出して OFDMシンボルの同期タイミングを獲得し、これを前記 OFDM受信手段の受信処理タイミングとする OFDMシンボル同期手段を、さらに具備する請求項 1に記載の OFDM— MIMO受信装置。

[3] 前記 OFDM受信信号の無線周波数とは異なる無線周波数で伝送された OFDM シンボル周期パターンに基づき、 OFDMシンボルの同期タイミングを獲得し、これを前記 OFDM受信手段の受信処理タイミングとする OFDMシンボル同期手段を、さらに具備する

請求項 1に記載の OFDM— MIMO受信装置。

[4] OFDMシンボル同期パターンを専用に伝送するサブキャリアから OFDMシンボルの同期タイミングを獲得し、これを前記 OFDM受信手段の受信処理タイミングとする OFDMシンボル同期手段を、さらに具備する

請求項 1に記載の OFDM— MIMO受信装置。

[5] 前記信号分離手段によって得られた前記複数の分離信号の順序を並び替える順序修正手段を、さらに具備する

請求項 1に記載の OFDM— MIMO受信装置。

[6] 前記順序修正手段は、前記分離信号中に含まれて!/、る、送信アンテナを特定する既知シンボルに基づ 1、て、前記複数の分離信号の順序を並び替える

請求項 5に記載の OFDM— MIMO受信装置。

[7] 各アンテナからの受信信号を連続 DFT処理する連続 DFT処理手段と、

前記連続 DFT処理手段により得られたサブキャリア毎の信号を 1クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することで OFDMシンボルの同期タイミングを獲得する同期処理手段と、

前記同期処理手段で獲得された同期タイミングの OFDMシンボルを、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によって信号分離する信号分離手段と

を具備する OFDM— MIMO受信装置。

[8] 前記同期処理手段と前記信号分離手段は、同一の独立成分分析回路を時分割で使用する

請求項 7に記載の OFDM— MIMO受信装置。

[9] 各アンテナからの受信信号を FFT処理して前記信号分離手段に送出する FFT処理手段を、さらに具備し、

前記連続 DFT処理手段に設けられたレジスタに、前記 FFT処理手段の FFT出力を時折コピーする

請求項 7に記載の OFDM— MIMO受信装置。

[10] 各アンテナからの受信信号を連続 DFT処理する連続 DFT処理ステップと、

前記 DFT処理により得られたサブキャリア毎の信号を 1クロックずつずらしながら、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析による信号分離処理を実行し、分離信号中に正常な信号が現れるタイミングを検出することで OFDMシンボルの同期タイミングを獲得する同期処理ステップと、

前記同期処理ステップで獲得された同期タイミングで、対応するサブキャリアの信号毎に独立成分分析によって受信 OFDM信号を信号分離する信号分離ステップとを含む OFDM— MIMO受信方法。