WO2006030575A1 - Ｌ２ｃ信号追尾装置およびこれを用いたｇｐｓ受信機 - Google Patents

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WO2006030575A1
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correlation
carrier
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PCT/JP2005/012309
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Inventor
Dun Wang
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Furuno Electric Co Ltd
Original Assignee
Furuno Electric Co Ltd
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
    • G01S19/29—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system carrier including Doppler, related

Definitions

  • the present invention relates to an L2C signal tracking device that captures and tracks an L2C signal obtained by time-division multiplexing CM codes and CL codes, which are different pseudo-noise codes, and a GPS receiver that performs positioning using the L2C signal tracking device.
  • CM codes and CL codes which are different pseudo-noise codes
  • GPS receiver that performs positioning using the L2C signal tracking device.
  • the GPS signal uses the L1 frequency signal using the publicly available (consumer) CZA code, and the publicly available! Nana (military) P (Y) code Powered by the L2 frequency signal.
  • the GPS receiver performs positioning using these L1 frequency signal and L2 frequency signal.
  • the CM code and the CL code are different pseudo-noise codes.
  • the CM code carries data such as navigation messages, and the CL code contains no data.
  • FIG. 20 is a conceptual diagram showing a code configuration of the L2C signal.
  • the L2C signal has a structure in which the CM code and the CL code are multiplexed on a chip-by-chip basis, and the CM code and the CL code appear alternately in time series. That is, the L2C signal is a time division multiplex code signal.
  • the L2C signal is obtained by time-division multiplexing a CM code and a CL code
  • each of the CM code and the CL code occupies half of the total power of the SL2C signal.
  • the signal tracking performance may be inferior by 3 dB compared to the case where the total power of the signal is shown with a single code such as the conventional CZA code.
  • the carrier phase of the L2C signal can be substantially tracked by using a simple PLL.
  • a simple PLL Compared to the Costas loop normally used for tracking CZA codes with conventional data, the tracking performance is improved by 6 dB. Therefore, even if it is half the total power of the CL coding power L2C signal, the tracking performance can be improved by 3 dB compared to the conventional case.
  • the carrier phase is measured (carrier tracking) using a CL code signal with a simple PLL.
  • the carrier phase is locked by the carrier tracking using the CL code signal, the CM code signal is captured and tracked and the message (data) is demodulated coherently.
  • the tracking loop bandwidth of the code tracking is narrowed to improve the tracking performance while maintaining the dynamic response characteristics of the code tracking loop. In this way, CL code and CM code are used separately for tracking L2C signals.
  • Non-Patent Document 1 LCDR Richard D. Fontana, Wai Cheung, Paul M. Novak, Thomas A. Stansell, Jr., “The New L2 Civil Signal”, ⁇ GPS 2001, The Institute of Navigati on, Sept. 11 2001
  • the tracking performance is inferior by 3 dB compared to the conventional method. If the tracking performance is reduced in this way, the measurement accuracy of the carrier phase is also lowered, and the accuracy of relative positioning is adversely affected. Furthermore, as the carrier phase measurement accuracy decreases, the initial time for determining the integer bias becomes longer and the initialization time for relative positioning becomes longer.
  • an object of the present invention is to solve the problem of configuring an L2C signal tracking device that reliably tracks an L2C signal and a GPS receiver using the same, regardless of the reception state of the L2C signal.
  • Means The present invention provides an L2C signal tracking device that performs phase modulation using two different pseudo-noise codes, a CM code and a CL code, and that captures and tracks an L2C signal that is time-division multiplexed. It is characterized by integrating the CM code and the CL code using the likelihood method to track the carrier phase.
  • the carrier phase is tracked based on the following principle.
  • the L2C signal received by the GPS receiver is r (t)
  • the L2C signal r (t) is expressed by the following equations (Equation (la), Equation (lb)).
  • A is the amplitude of the received L2C signal
  • w (t) is white 'Gaussian' noise
  • D (t) is the message data
  • C (t) is the CM code for the first half chip of the L2C signal
  • C (t) is the L2C signal
  • ⁇ is the angular velocity (angular frequency) corresponding to the carrier frequency of the L2 signal including the Doppler frequency
  • ⁇ is the signal propagation delay
  • 0 is the carrier phase
  • Figure 21 shows the relationship between the CL code and C (t) and the CM code and C (t).
  • FIG. 1 A first figure.
  • C (t) corresponding to the CL code is always the first half chip of the L2C signal.
  • Equation (la) the estimated value of propagation delay ⁇ is ⁇ , the estimated value of angular frequency ⁇ is ⁇ , and ee and the time average of message data D (t) is “0”, It is assumed that the value is a random value of “+1” or “ ⁇ 1”.
  • Equation (2) is derived from Equation (la) and Equation (lb).
  • N is the average power density of the noise w (t) and can be measured in advance by other methods.
  • equation (4) which is the Likelifood equation of the carrier phase ⁇ , is derived.
  • the carrier phase ⁇ is estimated by the maximum likelihood method c
  • the present invention is an L2 C signal tracking device that acquires and tracks an L2C signal that is phase-modulated using two different pseudo-noise codes of a CM code and a CL code and is time-division multiplexed.
  • the feature is that the code phase is tracked by integrating the CM code and the CL code using the maximum likelihood method.
  • the code phase is tracked according to the following principle.
  • Equation (la) the estimated value of carrier phase ⁇ is ⁇ , and the estimated value of angular frequency ⁇ is ⁇ .
  • Equation (5) is derived from Equation (la) and Equation (lb).
  • equation (7) which is a Likelifood equation of the code phase ⁇ is derived.
  • equations (9a) and (9b) are obtained.
  • the differentiation is replaced with a difference.
  • C (t ⁇ + d / 2) is from C (t ⁇ )
  • C (t), and C (t ⁇ dZ2) is a sign of a CL code delayed by dZ2 chips from C (t ⁇ ).
  • C (t- ⁇ + ⁇ / 2) is advanced by dZ2 chips from C (t- ⁇ ).
  • the L2C signal tracking device of the present invention is characterized in that the code phase is tracked by integrating the CM code and the CL code using the maximum likelihood method while tracking the carrier phase.
  • the maximum likelihood method is also used while tracking the carrier phase by the above-mentioned maximum likelihood method.
  • the code phase is tracked using the method.
  • the L2C signal tracking device of the present invention causes a CM code and a CL code to act on a carrier NCO that generates a carrier phase based on a carrier phase error and a baseband L2C signal obtained by using the carrier phase.
  • the carrier phase error calculation means for calculating the carrier phase error of the L2C signal by the maximum likelihood method, and the carrier phase error from the carrier phase error calculation means is filtered and output to the carrier NCO.
  • a loop filter, and a carrier phase estimation calculation loop of L2C signal is formed by the carrier NCO, carrier phase error calculation means, and carrier loop filter.
  • the carrier phase estimation calculation loop including the carrier phase error calculation means realizes the Likelifood equation shown in Equation (4) and tracks the carrier phase.
  • the carrier phase error calculating means of the L2C signal tracking device of the present invention comprises delay means for generating a CM code delay and a CL code delay, and the L2C signal includes a CM code, a CM code delay,
  • the carrier phase error of the L2C signal is calculated by integrating the CL code and the delay of the CL code, and the carrier frequency of the L2C signal is calculated by the carrier NCO, the carrier phase error calculation means, and the carrier loop filter. It is characterized by the formation of an estimation calculation loop.
  • the carrier frequency estimation calculation is realized by providing the above-described carrier phase error calculation means with means for calculating the carrier phase error using the CM code delay and the CL code delay.
  • the carrier frequency is captured and tracked by using the carrier frequency estimation calculation loop including this carrier frequency estimation calculation.
  • the L2C signal tracking device of the present invention includes a code NCO that generates a code lock enable signal, a CM code based on the output of the code NCO, and a differential CM code and a CL code based on the output of the code NCO.
  • the code phase error of the L2C signal is integrated by applying the CM code, differential CM code, CL code, and differential CL code to the code generation means that generates the differential CL code and the baseband L2C signal.
  • the code phase error calculation means and the code loop filter form a code phase estimation calculation loop of the L2C signal.
  • the code phase is tracked by realizing the Likelifood equation shown in Equation (7) by the code phase estimation calculation loop including the code phase error calculation means.
  • the carrier phase error calculation means of the L2C signal tracking device of the present invention includes:
  • Baseband signal generation means for generating in-phase and quadrature components of the baseband L2C signal using the carrier phase as well as the L2C signal power of the intermediate frequency
  • CM code in-phase correlation processing means for correlating the in-phase component of the baseband L2C signal with the CM code based on the cycle set by the sampling frequency, and the baseband L2C based on the cycle set by the sampling frequency
  • CM code orthogonal correlation processing means for performing correlation processing between the orthogonal component of the signal and the CM code
  • CL code orthogonal correlation processing means for performing correlation processing between the orthogonal component of the baseband L2C signal and the CL code with reference to the period set by the sampling frequency
  • the CM code in-phase correlation signal output from the CM code in-phase correlation processing unit is multiplied by a weight proportional to the signal level and a weight inversely proportional to the noise level.
  • First CM code in-phase correlation signal converting means for outputting a signal;
  • the multiplied signal and the output signal from the CL code quadrature correlation processing means are added.
  • a multiplication / addition unit that generates a carrier phase error and outputs the carrier phase error to a carrier loop filter, and performs carrier phase tracking loop processing based on the maximum likelihood method.
  • the cos component (in-phase component) and sin component (quadrature component) of Equation (4) are realized by the phase rotator.
  • the CM code in-phase correlation processing means realizes the integral operation of the first half of the second term of the left side of Equation (4)
  • the first CM code in-phase correlation signal conversion means realizes the first half of the second term of the left side of Equation (4) Part weighting (2AZN) operation, ie signal amplitude
  • CM code orthogonal correlation processing means realizes the integral operation of the first term on the left side of Equation (4).
  • the multiplication / addition means realizes multiplication of the first half of the second term on the left side of Equation (4) and the second half of the second term on the left side, and realizes addition of the multiplication result and the first term on the left side. Then, these are loop-processed to realize the formula (4) as a whole.
  • the carrier phase error calculating means of the L2C signal tracking device of the present invention includes:
  • Baseband signal generation means for generating in-phase and quadrature components of the baseband L2C signal using the carrier phase as well as the L2C signal power of the intermediate frequency
  • CM code in-phase correlation processing means for correlating the in-phase component of the baseband L2C signal with the CM code based on the period set by the sampling frequency, and the baseband L2C signal based on the period set by the sampling frequency
  • CM code orthogonal correlation processing means for performing correlation processing between the orthogonal component and the CM code
  • CL code orthogonal correlation processing means for performing correlation processing between the orthogonal component of the baseband L2C signal and the CL code based on the period set by the sampling frequency
  • a second CM code in-phase correlation signal converting means for outputting a sigmoid function signal of the CM code in-phase correlation signal output from the CM code in-phase correlation processing means;
  • the output signal of the second CM code in-phase correlation signal converting means power is multiplied by the output signal from the CM code quadrature correlation processing means, and this multiplied signal is added to the output signal of the CL code quadrature correlation processing means power.
  • a multiplication / addition unit that generates a carrier phase error and outputs the carrier phase error to a carrier loop filter, and performs carrier phase tracking loop processing based on a maximum likelihood method.
  • the first CM code in-phase correlation signal converting means using the tangent hyperbolic function in the configuration according to claim 7 is replaced with a second CM code in-phase correlation signal converting means using a sigmoid function.
  • the sigmoid function can take only “1, 1, +1,” processing such as weighting by amplitude is omitted.
  • the L2C signal tracking device of the present invention provides:
  • the baseband L2C signal is based on the period set by the sampling frequency.
  • CL code in-phase correlation processing means for performing correlation processing between the in-phase component and the CL code,
  • CM code in-phase correlation processing means CM code quadrature correlation processing means, CL code in-phase correlation processing means, and delay means for delaying a signal output from each of the CL code quadrature correlation processing means,
  • CM code in-phase correlation processing power CM code in-phase correlation signal and CM code quadrature correlation signal from CM code signal pair, CM code in-phase correlation delay signal and CM code from delay means
  • CM code inner product processing means for performing inner product processing using a CM code delayed signal pair composed of orthogonal correlation delay signals and outputting a CM code inner product processing signal;
  • CM code cross product processing means for performing cross product processing using a CM code signal pair and a CM code delay signal pair and outputting a CM code cross product processing signal
  • CL code cross product processing means for performing cross product processing using a CL code delay signal pair composed of orthogonal correlation delay signals and outputting a CL code cross product signal;
  • the first CM code inner product processed signal that multiplies the CM code inner product processed signal by a weight proportional to the signal level and a weight inversely proportional to the noise level and outputs a hyperbolic tangent function signal of the multiplied CM code inner product processed signal. Conversion means;
  • a carrier loop filter is generated by multiplying the output signal of the first CM code inner product processing signal conversion means by the CM code outer product processing signal and adding the multiplied signal and the CL code outer product signal to generate a carrier phase error. And a multiplication / addition means for outputting to a carrier frequency tracking loop process based on a maximum likelihood method.
  • a delay unit, a CM code inner product processing unit, and a CM code outer product are provided downstream of the CM code in-phase correlation processing unit and the CM code quadrature correlation processing unit of the loop for estimating and calculating the carrier phase according to claim 7 described above.
  • a processing means is provided. Further, delay means and CL code inner product processing means are provided subsequent to the CL code in-phase correlation processing means and the CL code orthogonal correlation processing means of the loop for estimating and calculating the carrier phase according to claim 7 described above.
  • the CM code inner product processing means includes a first CM code inner product processing signal conversion means using a weight and a tangent hyperbolic function according to the amplitude and noise ratio of the signal, and the multiplication / addition means uses the first CM code inner product processing signal.
  • the output signal from the conversion means is multiplied by the CM code outer product processing signal, and the multiplied signal is added to the CL code outer product signal. Accordingly, the loop for estimating the carrier phase according to claim 7 and the loop for estimating the carrier frequency (FLL) are simultaneously realized.
  • the L2C signal tracking device of the present invention is
  • CL code in-phase correlation processing means for performing correlation processing between the in-phase component of the baseband L2C signal and the CL code based on the period set by the sampling frequency
  • CM code in-phase correlation processing means CM code quadrature correlation processing means, CL code in-phase correlation processing means, and delay means for delaying a signal output from each of the CL code quadrature correlation processing means,
  • CM code in-phase correlation processing power CM code in-phase correlation signal and CM code quadrature correlation signal from CM code signal pair, CM code in-phase correlation delay signal and CM code from delay means
  • CM code inner product processing means for performing inner product processing using a CM code delayed signal pair composed of orthogonal correlation delay signals and outputting a CM code inner product processing signal;
  • CM code cross product processing means for performing cross product processing using a CM code signal pair and a CM code delay signal pair and outputting a CM code cross product processing signal
  • CL code cross product processing means for performing cross product processing using a CL code delay signal pair composed of orthogonal correlation delay signals and outputting a CL code cross product signal;
  • a second CM code inner product processing signal conversion means for outputting a sigmoid function signal of the CM code inner product processing signal
  • the output signal from the second CM code inner product processing signal conversion means is multiplied by the CM code outer product processing signal, and the multiplied signal and the CL code outer product signal are added to thereby calculate a carrier phase error.
  • a multiplication and addition means for generating a difference and outputting the difference to the carrier loop filter, and performing carrier frequency tracking loop processing based on a maximum likelihood method.
  • the first CM code inner product processing signal conversion means using the tangent hyperbolic function in the configuration according to claim 9 is replaced with second CM code inner product processing signal conversion means using a sigmoid function.
  • the sigmoid function can take only “1, 1, +1,” processing such as weighting by amplitude is omitted.
  • the L2C signal tracking device of the present invention provides:
  • CM code differential CM code differentiated from the CM code
  • CL code differential CM code differentiated from the CL code
  • code generation means for generating a differential CL code differentiated from the CL code
  • a code loop filter that filters the code phase error and outputs it to the code generation means
  • Differentiated CM code in-phase correlation processing means that performs correlation processing between the in-phase component of the baseband L2C signal and the differentiated CM code based on the period set by the sampling frequency, and the baseband of the baseband based on the period set by the sampling frequency
  • the differential CL code in-phase correlation processing means that performs correlation processing between the in-phase component of the L2C signal and the differential CL code, the output signal of the first CM code in-phase correlation signal conversion means power, and the output signal from the differential CM code in-phase correlation processing means
  • the cos component (in-phase component) of Equation (7) is realized by the baseband signal generation means.
  • CM code, differential CM code, and differential CL code are realized by CM code generation means.
  • the CM code in-phase correlation processing means realizes the integral operation of the first half of the second term on the left side of Equation (4)
  • the first CM in-phase correlation signal conversion means implements the first half of the second term on the left side of Equation (4).
  • Weighting (2AZN) calculation ie by signal amplitude and noise ratio
  • Weighting calculation and hyperbolic tangent function calculation are realized.
  • the differential CM code in-phase correlation processing means using the period set by the code loop filter, The integration operation of the second half of the second term on the left side of Equation (7) is realized.
  • the CL code in-phase correlation processing means realizes the integral operation of the first term on the left side of Equation (7).
  • the multiplication / addition means realizes multiplication of the first half of the second term on the left side of Equation (7) and the second half of the second term on the left side, and realizes addition of the multiplication result and the first term on the left side. Then, these are loop-processed to realize Equation (7) as a whole.
  • the L2C signal tracking device of the present invention provides:
  • CM code differential CM code differentiated from the CM code
  • CL code differential CM code differentiated from the CL code
  • code generation means for generating a differential CL code differentiated from the CL code
  • a code loop filter that filters the code phase error and outputs it to the code generation means
  • Differentiated CM code in-phase correlation processing means that performs correlation processing between the in-phase component of the baseband L2C signal and the differentiated CM code based on the period set by the sampling frequency, and the baseband of the baseband based on the period set by the sampling frequency
  • the differential CL code in-phase correlation processing means that performs correlation processing between the in-phase component of the L2C signal and the differential CL code, the output signal of the second code CM in-phase correlation signal conversion means power, and the output signal from the differential CM code in-phase correlation processing means
  • a multiplication and addition means for adding the multiplication signal and the output signal from the differential CL code in-phase correlation processing means and outputting the result to a code loop filter, and performing code tracking loop processing Yes.
  • This configuration has the advantage that a sigmoid function (sign function) can be approximated when the argument of the hyperbolic tangent function (tanh function) is sufficiently large, that is, when C / N is large.
  • the first CM code in-phase correlation signal conversion means using the tangent hyperbolic function in the configuration according to claim 11 is replaced with a second CM code in-phase correlation signal conversion means using a sigmoid function.
  • the sigmoid function can take only “1, 1, +1,” processing such as weighting by amplitude is omitted.
  • the L2C signal tracking device of the present invention provides:
  • a differential CM code in-phase correlation processing means for performing correlation processing between the in-phase component of the baseband L2C signal and the differential CM code with reference to the period set by the sampling frequency;
  • Differentiated CM code orthogonal correlation processing means that performs correlation processing between the orthogonal component of the baseband L2C signal and the differentiated CM code based on the period set by the sampling frequency, and the baseband based on the period set by the sampling frequency
  • the differential CL code in-phase correlation processing means that performs correlation processing between the in-phase component of the L2C signal and the differential CL code, and the correlation between the quadrature component of the baseband L2C signal and the differential CL code based on the period set by the sampling frequency
  • CM code in-phase correlation signal output from the CM code in-phase correlation processing means and the differential CM code in-phase correlation processing means Multiplier that multiplies the output differential CM code in-phase correlation signal and CM code quadrature correlation processing means Force Output CM code quadrature correlation signal and derivative CM code quadrature correlation processing force Output multiplier CM code quadrature correlation signal Multiplier and CL code in-phase correlation processing force Output CL code in-phase correlation signal
  • a multiplier that multiplies the output differential CL code quadrature correlation signal and the outputs of these four multipliers are added together and output to the code loop filter. When provided with, it is as characterized by performing the code tracking loop.
  • a multiplication signal of a CM code in-phase correlation signal and a differential CM code in-phase correlation signal a multiplication signal of a CM code quadrature correlation signal and a differential CM code quadrature correlation signal, and a CL code in-phase correlation
  • the signal and the differential CL code in-phase correlation signal and the CL code quadrature correlation signal and the differential CL code quadrature correlation signal are added according to the period set by the code loop filter.
  • the carrier phase ⁇ in Equation (la) and Equation (1b) is a random variable that is uniformly distributed in the interval [ ⁇ to + ⁇ ], and the amplitude of the L2C signal is small, that is, C / N force, code in case
  • the Linkelifood equation with phase ⁇ is realized.
  • the tracking of the code phase ⁇ is realized when the carrier phase ⁇ is not tracked (non-coherent).
  • the GPS receiver of the present invention includes an antenna for receiving an L2C signal from a positioning satellite, a high-frequency processing means for converting the L2C signal of the antenna to an intermediate frequency, and an intermediate frequency Signal processing means for estimating and calculating code phase and carrier phase based on L2C signal, positioning calculation means for performing positioning calculation based on code phase and carrier phase, and display operation means for displaying positioning calculation results and receiving operation inputs And the aforementioned L2C signal tracking device is used as the signal processing means.
  • the carrier phase, the carrier frequency, and the code phase are reliably tracked, and a relative positioning calculation result based on the L2C signal is obtained.
  • the L2C signal tracking device that tracks the carrier phase and the code phase while maintaining a state of lower loss than the conventional configuration is configured. can do.
  • the L2C signal tracking device by including the L2C signal tracking device, it is possible to configure a GPS receiver that performs relative positioning more reliably than in the past.
  • FIG. 1 Block diagram showing a carrier phase tracking circuit of the L2C signal tracking device of the first embodiment.
  • FIG. 2 Another configuration of the carrier phase tracking circuit of the L2C signal tracking device of the first embodiment. Block diagram
  • FIG. 3 is a graph showing the tracking loop performance of the carrier phase tracking circuit of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing the result of comparing the tracking loop performance of the carrier phase tracking circuit of FIG. 1 shown in the first embodiment with a conventional carrier tracking circuit.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a carrier frequency tracking circuit of the L2C signal tracking device according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram showing another configuration of the carrier frequency tracking circuit of the L2C signal tracking device of the second embodiment.
  • FIG. 7 is a graph showing the tracking loop performance of the carrier frequency tracking circuit of the second embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the code phase tracking circuit of the L2C signal tracking device of the third embodiment. Block diagram showing another configuration of the code phase tracking circuit of the L2C signal tracking device of the embodiment [ Figure 10] Block diagram showing the configuration of a non-coherent code phase tracking circuit
  • FIG. 11 is a graph showing the tracking loop performance of the code phase tracking circuit of the third embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a GPS receiver according to the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of the signal processing unit shown in FIG.
  • FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the signal acquisition and tracking unit shown in FIG.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration example of the carrier phase tracking error detector 105 in the case of carrier phase tracking.
  • FIG.16 Block diagram showing an example of the configuration of carrier phase tracking error detector 105 for carrier frequency tracking
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration example of the coherent code phase tracking error detector 106.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration example of the non-coherent code phase tracking error detector 106.
  • FIG.21 Waveform diagram showing the relationship between CL code and C (t), and the relationship between CM code and C (t)
  • the L2C signal tracking device according to the first embodiment will be described with reference to the drawings.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a carrier phase tracking circuit of the L2C signal tracking device of this embodiment.
  • the carrier phase tracking circuit includes a carrier phase error calculation unit 1, a carrier NC02, a carrier loop filter 3, a CM code generator 10a, and a CL code generator 10b.
  • the carrier phase error calculation unit 1 is based on the carrier phase input from the carrier NC02, the CM code signal input from the CM code generator 10a, and the CL code signal input from the CL code generator 10b.
  • the carrier phase error is output to the carrier loop filter 3.
  • the carrier loop filter 3 removes unnecessary components accompanying the carrier phase error and outputs them to the carrier NC02.
  • the carrier NC02 calculates the carrier phase based on this carrier phase error and outputs it to the carrier phase error calculation unit 1.
  • the carrier phase is tracked by continuously calculating the carrier phase error and the carrier phase in the loop circuit including the carrier phase error calculation unit 1, the carrier loop filter 3, and the carrier NC02.
  • the carrier phase error calculation unit 1 includes a phase rotator 11, three correlators 12 a to 12 c, a signal conversion circuit 13, and a multiplier / adder 14.
  • the phase rotator 11 receives the in-phase component (intermediate I signal) and quadrature component (intermediate Q signal) of the intermediate frequency L2C signal from the high-frequency processing unit in the previous stage, and the carrier phase from the carrier NCO 2 .
  • the phase rotator 11 is realized by a LUT (Look-Out-Table) that addresses the intermediate I signal, intermediate Q signal, and carrier phase as addresses, and the baseband in-phase component (I signal) and quadrature component according to this LUT. (Q signal) is output.
  • LUT Look-Out-Table
  • phase rotator 11 corresponds to the “baseband signal generating means” of the present invention.
  • the I signal output from the phase rotator 11 is input to the correlator 12a, and the Q signal is input to the correlators 12b and 12c.
  • the correlator 12a is powered by the mixer 121a and the integrator 122a.
  • the mixer 121a mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the CM code signal (C (t) shown in Fig. 21) of the correct timing output from the CM code generator 10a to generate the CM code.
  • the accumulator 122a performs correlation processing by accumulating the input CM code in-phase signal according to the cycle based on the sampling clock input together with the intermediate I signal and the intermediate Q signal from the high frequency processing unit,
  • the code common-mode correlation signal is output to the signal conversion circuit 13.
  • an integral operation part of the first half of the second term of the left side of the Likelifood equation (equation (4)) relating to the carrier phase is formed.
  • the correlator 12a corresponds to the “CM code in-phase correlation processing means” of the present invention.
  • the correlator 12b is powered by the mixer 121b and the integrator 122b.
  • the mixer 122b mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the CM code signal (C (t) shown in Fig. 21) of the correct timing output from the CM code generator 10a to generate the CM code.
  • the accumulator 122b performs correlation processing by accumulating the input CM code quadrature signal according to the cycle based on the sampling clock, and outputs the CM code quadrature correlation signal to the multiplier / adder.
  • a correlator 12b an integral operation unit of the second half of the second term of the left side of the Likelifood equation (Equation (4)) regarding the carrier phase is formed.
  • this correlator 12b corresponds to “CM code orthogonal correlation processing means” of the present invention.
  • the correlator 12c is powered by the mixer 121c and the integrator 122c.
  • the mixer 122c mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the CL code signal (C (t) shown in Fig. 21) output from the CL code generator 10b. Accumulate quadrature signal
  • the accumulator 122c performs correlation processing by accumulating input CL code orthogonal signals according to the period based on the sampling clock, and outputs the CL code orthogonal correlation signals to the multiplier / adder 14.
  • the integral calculation unit of the first term on the left side of the Likelifood equation (Equation (4)) regarding the carrier phase is formed.
  • the correlator 12c corresponds to the “CL code orthogonal correlation processing means” of the present invention.
  • the signal conversion circuit 13 includes a mixer 131 and a hyperbolic tangent function (tanh function) calculator 132.
  • the mixer 131 is a weighted signal composed of a CM code in-phase correlation signal input from the correlator 12a, a signal level (amplitude) after correlation estimated in real time, and a reciprocal of a noise level (variance) after correlation estimated in advance. (A / a 2 in the figure) and hyperbolic tangent function operation ee
  • the hyperbolic tangent function calculator 132 performs hyperbolic tangent function calculation processing (tanh function processing) on the signal output from the mixer 131 and outputs a hyperbolic tangent CM code in-phase correlation signal to the multiplier / adder 14.
  • hyperbolic tangent function calculation processing tilt function processing
  • the signal conversion circuit 13 corresponds to the “first CM code in-phase correlation signal conversion means” of the present invention.
  • the multiplier / adder 14 includes a mixer (multiplier) 141 and an adder 142.
  • the mixer 141 mixes (multiplies) the hyperbolic tangent CM code in-phase correlation signal input from the signal conversion circuit 13 and the CM code quadrature correlation signal input from the correlator 12b, and adds the CM code correlation signal. Output to device 142.
  • the adder 142 adds the CM code correlation signal input from the mixer 141 and the CL code orthogonal correlation signal input from the correlator 12c and outputs the result.
  • the Likelifood equation ( The left side of equation (4)) is formed. Since this output signal is an addition signal of the CM code correlation signal and the CL code quadrature correlation signal, it substantially corresponds to the carrier phase error of the L2C signal.
  • the carrier phase error calculation unit 1 having such a configuration, the carrier phase error can be estimated and calculated by integrating the CM code and the CL code.
  • the carrier NC02 and the carrier loop filter 3 are integrated to continuously carry the carrier phase error.
  • the carrier phase can be tracked by estimation calculation.
  • the hyperbolic tangent function (tanh function) can be replaced with a sigmoid function when the argument is large.
  • This sigmoid function is a sign function and takes only a value of “ ⁇ 1” or “+1”.
  • FIG. 2 is a block diagram showing another configuration of the carrier phase tracking circuit of the L2C signal tracking device of the present embodiment. Specifically, the signal transformation 13 is replaced with a signal conversion circuit 15 comprising a sigmoid function calculator 150, and the other configuration is the same as the carrier phase tracking circuit shown in FIG.
  • the signal conversion circuit 15 corresponds to the “second CM code in-phase correlation signal conversion means” of the present invention.
  • FIG. 3 is a graph showing the tracking loop performance of the carrier phase tracking circuit of this embodiment, where the horizontal axis is CZN and the vertical axis is the loss of signal-to-noise ratio SNR (Signal to Noise Ratio).
  • the characteristic curve represented by CTMC optimal represents the case where the carrier phase tracking circuit shown in FIG. 1 of the present embodiment is used, and the characteristic curve represented by Decision-Directed represents the characteristic curve of FIG.
  • the characteristic curve represented by Costas-Simple PLL represents a case where a simple coupling loop of a conventional Costas loop and a conventional simple PLL is used
  • the characteristic curve represented by ATAN2 is a conventional characteristic curve.
  • Fig. 4 is a diagram showing the results of comparing the tracking loop performance of the carrier phase tracking circuit of Fig. 1 shown in this embodiment with that of a conventional carrier tracking circuit.
  • the horizontal axis is CZN.
  • the vertical axis is the loss of signal-to-noise ratio SNR (Signal to Noise Ratio).
  • SNR Signal to Noise Ratio
  • CTMC optimum represents the case where the carrier phase tracking circuit shown in FIG. 1 of the present embodiment is used
  • L2CL Simple PLL is the CL code of the L2C signal.
  • the signal is traced with a simple PLL
  • L2C / A Costas represents the case where the current CZA code is used for the L2C signal and tracked with a Costas loop.
  • SNR loss is almost eliminated when C / N is strong and SNR loss is weak when C / N is weak.
  • SNR loss is almost eliminated when C / N is strong and SNR loss is weak when C / N is weak.
  • the carrier phase tracking circuit shown in Fig. 1 of the configuration always has lower loss.
  • the SNR loss is always less than about 3 dB regardless of the reception state of the L2C signal, and each of the conventional methods and these are simply combined. It is possible to realize a carrier phase tracking circuit with a better tracking state than the previous method.
  • the carrier phase tracking circuit shown in FIG. 2 can be used to achieve the same good carrier phase tracking as the carrier phase tracking circuit shown in FIG.
  • the carrier phase tracking circuit shown in FIG. 2 has a simpler circuit configuration and control than the carrier phase tracking circuit shown in FIG. 1, and thus the carrier phase tracking circuit that realizes good carrier phase tracking is simplified. It can be realized with a simple structure, and carrier phase tracking can be realized with easy control.
  • FIG. 5 shows the configuration of the carrier frequency tracking circuit of the L2C signal tracking device according to this embodiment.
  • the carrier frequency tracking circuit shown in FIG. 5 includes a correlator 12d, delay units 16a to 16d, cross calculators 17a and 17c, and dot calculator 17b in the carrier phase error calculator 1 of the carrier phase tracking circuit shown in FIG.
  • the additional carrier frequency error calculation unit 4 is used, and the other configurations are the same.
  • the carrier frequency error calculation unit 4 shown in FIG. 5 and the carrier phase error calculation unit 1 shown in FIG. 1 will be described in detail, and the description of the same points will be omitted.
  • the correlator 12a outputs the CM code in-phase correlation signal to the Cross calculator 17a, the Dot calculator 17b, and the delay unit 16a.
  • the correlator 12b outputs the CM code quadrature correlation signal to the Cross calculator 17a, Dot calculator Output to the unit 17b and the delay unit 16b.
  • the mixer 122c of the correlator 12c mixes the I signal input from the phase rotator 11 with the CL code signal of the correct timing output from the CL code generator 10b, and outputs the CL code in-phase signal. Output to integrator 122c.
  • the accumulator 122c performs correlation processing by accumulating the input CL code in-phase signal according to the period based on the sampling clock, and the CL code in-phase correlation signal is sent to the Cross calculator 17c and the delay unit 16c. Output.
  • the correlator 12c corresponds to the “CL code in-phase correlation processing means” of the present invention.
  • the correlator 12d also becomes a force with the mixer 121d and the integrator 122d.
  • the mixer 122d mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the CL code signal of the correct timing output from the CL code generator 10b, and outputs a CL code orthogonal signal to the accumulator 122d.
  • the accumulator 122d performs correlation processing by accumulating the input CL code quadrature signals according to the period based on the sampling clock, and the CL code quadrature correlation signals are fed to the cross calculator 17c and the delay unit 16d. Output.
  • the correlator 12d corresponds to the “CL code orthogonal correlation processing means” of the present invention.
  • the delay units 16a to 16d delay the input signal by one chip time and output it.
  • Cross calculator 17a includes CM code in-phase correlation signal Icm input from correlator 12a, CM code quadrature correlation signal Qcm input from correlator 12b, and delayed CM code input from delay unit 16a. Using the in-phase correlation signal Icml and the delayed CM code quadrature correlation signal Qcml input from the delay unit 16b, the calculation shown in the following equation is performed and output. [0082] Qcm'Icml— Icm'Qcml-(10)
  • the cross calculator 17a outputs the CM code outer product processing signal, which is the calculation result, to the multiplier / adder 14.
  • the cross calculator 17a corresponds to the “CM code outer product processing means” of the present invention.
  • the Dot calculator 17b includes a CM code in-phase correlation signal Icm input from the correlator 12a, a CM code quadrature correlation signal Qcm input from the correlator 12b, and a delayed CM code input from the delay unit 16a. Using the in-phase correlation signal Icml and the delayed CM code quadrature correlation signal Qcml input from the delay unit 16b, the calculation shown in the following equation is performed and output.
  • the Dot calculator 17b outputs the CM code inner product processing signal, which is the calculation result, to the signal conversion circuit 13.
  • this dot calculator 17b corresponds to the “CM code inner product processing means” of the present invention.
  • the cross calculator 17c includes the CL code in-phase correlation signal Icl input from the correlator 12c, the CL code quadrature correlation signal Qcl input from the correlator 12d, and the delayed CL code input from the delay unit 16c. Using the in-phase correlation signal Icll and the delayed CL code quadrature correlation signal Qcll input from the delay unit 16d, the calculation shown in the following equation is performed and output.
  • the cross calculator 17c outputs the CL code outer product processing signal, which is the calculation result, to the multiplier / adder 14.
  • the cross calculator 17c corresponds to the “CL code outer product processing means” of the present invention.
  • the mixer 131 of the signal conversion circuit 13 receives the CM code inner product processing signal input from the Dot calculator 17b, the signal level (amplitude) after correlation estimated in real time, and the correlation after estimation in advance.
  • the weighted signal (A / o 2 in the figure) consisting of the reciprocal of the noise level (dispersion) is mixed and output to the hyperbolic tangent function calculator 132.
  • the hyperbolic tangent function calculator 132 performs hyperbolic tangent function calculation processing (tanh function processing) on the signal output from the mixer 131 and outputs a hyperbolic tangent CM code inner product processing signal to the multiplier / adder 14.
  • the signal conversion circuit 13 corresponds to the “first CM code inner product processing signal conversion means” of the present invention.
  • the mixer 141 of the multiplier / adder 14 mixes the hyperbolic tangent CM code inner product processing signal input from the signal conversion circuit 13 and the CM code outer product processing signal input from the Cross calculator 17a ( Multiply) and output the CM code correlation signal to the adder 142.
  • the adder 142 adds the CM code correlation signal input from the mixer 141 and the CL code outer product processing signal input from the Cross calculator 17c, and outputs the result.
  • Such processing corresponds to FLL carrier frequency error calculation processing, so the output signal corresponds to the carrier frequency error. That is, by using the structure shown in FIG. 5, an FLL based on the carrier phase error calculation unit 1 shown in FIG. 1 can be configured.
  • the carrier NC02 and the carrier loop filter 3 are integrated to continuously carry the carrier frequency error.
  • the carrier frequency can be tracked by performing an estimation calculation.
  • the hyperbolic tangent function (tanh function) can be replaced with a sigmoid function when the argument is large, as in the first embodiment. Therefore, the hyperbolic tangent function described above can be replaced with a sigmoid function.
  • FIG. 6 is a block diagram showing another configuration of the carrier frequency tracking circuit of the L2C signal tracking device of the present embodiment. Specifically, the signal transformation 13 is replaced with a signal conversion circuit 15 comprising a sigmoid function calculator 150, and the other configuration is the same as the carrier frequency tracking circuit shown in FIG.
  • the signal conversion circuit 15 corresponds to the “second CM code inner product processing signal conversion means” of the present invention.
  • the wave number can be tracked.
  • FIG. 7 is a graph showing the tracking loop performance of the carrier frequency tracking circuit of this embodiment, where the horizontal axis is CZN and the vertical axis is the loss of signal-to-noise ratio SNR (Signal to Noise Ratio). It is a thing.
  • the characteristic curve represented by CTMC represents the case where the carrier phase tracking circuit shown in FIG. 5 of the present embodiment is used, and the characteristic curve represented by CTMC DD is represented in FIG. 6 of the present embodiment.
  • the case where the carrier frequency tracking circuit shown is used is shown.
  • the characteristic curve represented by L2CL FLL represents the case where the conventional simple FLL is used
  • the characteristic curve represented by L2C / A DD represents the conventional CZA code instead of the L2C signal. This shows the case where the carrier frequency tracking circuit shown in FIG. 6 of this embodiment is used for the L2 wave.
  • a frequency tracking circuit can be realized.
  • the carrier frequency tracking circuit shown in FIG. 6 can be used to achieve the same good carrier frequency tracking as the carrier frequency tracking circuit shown in FIG. Since the carrier frequency tracking circuit shown in FIG. 6 has a simpler circuit configuration and control than the carrier frequency tracking circuit shown in FIG. 5, the carrier frequency tracking circuit that realizes good carrier frequency tracking is simplified. It can be realized with a structure, and carrier frequency tracking can be realized with easy control.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a code phase tracking circuit of the L2C signal tracking device of this embodiment.
  • the code phase tracking circuit includes a code phase error calculation unit 5, a code NC07, a code loop filter 6, a CM code generator 10a, a CL code generator 10b, and a carrier NC02. Co
  • the phase error calculation unit 5 receives the carrier phase input from the carrier NC02, the CM code signal of the normal timing input from the CM code generator 10a, and the differentiated CM code signal obtained by differentiating the CM code signal of the normal timing.
  • the code phase error is output to the code loop filter 6 based on the differential CL code signal obtained by differentiating the CL code signal of the normal timing input from the CL code generator 10b.
  • the code loop filter 6 removes unnecessary components accompanying the code phase error and outputs the result to the code NC07.
  • the code NC07 generates a code enable clock based on this code phase error and outputs it to the CM code generator 1 Oa and the CL code generator 10b.
  • the loop circuit including the code phase error calculation unit 5, the code loop filter 7, the code NC06, the CM code generator 10a, and the CL code generator 10b can continuously calculate the code phase error and the code phase sequentially.
  • the code phase is tracked. That is, pseudorange observation is continued.
  • the I signal output from the phase rotator 11 is input to the correlators 12a to 12c, and the differential CM code signal is input to the correlator 12b from the CM code generator 10a.
  • the differential CL code signal is input to CL 12c from CL code generator 1 Ob.
  • Other configurations are the same as those of the carrier phase error calculation unit 1 shown in FIG. 1 of the first embodiment.
  • the CM code generator 10a Based on the code enable signal input from the code NC07, the CM code generator 10a generates a normal timing CM code signal CMp (C (t) shown in FIG. 21) and a normal timing.
  • a differentiated CM code signal CMel is generated by differentiating the CM code signal CMp of the current group, and the normal timing CM code signal CMp is output to the correlator 12a, and the differentiated CM code signal CMel is output to the correlator 12b.
  • the CL code generator 10b generates a differential CL code signal Clel obtained by differentiating the CL code signal of the normal timing based on the code enable signal input from the code NC07, and outputs it to the correlator 12c.
  • the differential CM code signal and the differential CL code signal are signals represented by the above-described equations (8a) and (8b), respectively, but the code phase error calculation unit 5 performs correlation processing with the digital signals.
  • Phase rotator 11 receives a carrier phase locked by carrier phase tracking processing from carrier NC02, and phase rotator 11 outputs a baseband I signal and Q signal based on this carrier phase. That is, the code phase tracking described below is a process in a state where the carrier phase is locked (coherent).
  • the mixer 121a of the correlator 12a mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the CM code signal CMp of the correct timing output from the CM code generator 10a to obtain the CM code in-phase.
  • the signal is output to the integrator 122a.
  • the accumulator 122a performs correlation processing by accumulating the input CM code in-phase signal according to the period based on the sampling clock, and outputs the CM code in-phase correlation signal to the signal conversion circuit 13.
  • an integral operation unit of the first half of the second term of the left side of the Likelifood equation (Equation (7)) regarding the code phase is formed.
  • the mixer 122b of the correlator 12b mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the differentiated CM code signal CMel output from the CM code generator 10a to obtain the differentiated CM code in-phase signal. Output to integrator 122b.
  • the accumulator 122b performs correlation processing by accumulating the input differential CM code in-phase signal according to the period based on the sampling clock, and outputs the differentiated CM code in-phase correlation signal to the multiplier / adder 14. To do.
  • an integral operation part of the second half of the second term of the left side of the Likelifood equation (Equation (7)) regarding the code phase is formed.
  • the correlator 12b corresponds to “differential CM code in-phase correlation processing means” of the present invention.
  • the mixer 122c of the correlator 12c mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the differential CL code signal CLel output from the CL code generator 10b to obtain the differential CL code in-phase signal. Is output to the integrator 122c.
  • the accumulator 122c performs correlation processing by accumulating the input differential CL code in-phase signal according to the period based on the sampling clock, and outputs the differential CL code in-phase correlation signal to the multiplier / adder 14.
  • an integral operation unit of the first term on the left side of the Likelifood equation (Equation (7)) regarding the code phase is formed.
  • the correlator 12c corresponds to “differential CL code in-phase correlation processing means” of the present invention.
  • the mixer 131 of the signal conversion circuit 13 receives the CM code in-phase correlation input from the correlator 12a. Ee mixes a signal with a weighted signal (A / o 2 in the figure) consisting of the reciprocal of the correlated signal level (amplitude) estimated in real time and the previously estimated correlated noise level (variance) ee
  • the hyperbolic tangent function calculator 132 performs hyperbolic tangent function calculation processing (tanh function processing) on the signal output from the mixer 131 and outputs a hyperbolic tangent CM code in-phase correlation signal to the multiplier / adder 14.
  • hyperbolic tangent function calculation processing tilt function processing
  • the first half of the second term of the left side of the Likelifood equation (Equation (7)) regarding the code phase is formed.
  • the mixer 141 of the multiplier / adder 14 mixes the hyperbolic tangent CM code in-phase correlation signal input from the signal conversion circuit 13 with the differentiated CM code in-phase correlation signal input from the correlator 12b ( Multiply) and output to adder 142.
  • the adder 142 adds the CM code correlation signal input from the mixer 141 and the differential CL code in-phase correlation signal input from the correlator 12c and outputs the result.
  • the second term on the left side of the Likelifood equation (Equation (7)) relating to the code phase is formed.
  • the Likelifood equation relating to the code phase is formed.
  • This output signal is a sum signal of the correlation signal between the CM code in-phase correlation signal and the differentiated CM code in-phase correlation signal (CM code correlation signal) and the CL code quadrature correlation signal, it is essentially an L2C signal. This corresponds to a code phase error of.
  • the code phase error can be estimated and calculated by integrating the CM code and the CL code.
  • the hyperbolic tangent function calculation is changed to the sigmoid function calculation when the signal CZN is strong, as in the carrier phase error tracking circuit described above.
  • FIG. 9 shows another configuration of the code phase tracking circuit of the L2C signal tracking device of the present embodiment. It is a block diagram. Specifically, the signal transformation 13 is replaced with a signal converter 15 including a sigmoid function calculator 150, and the other configuration is the same as the code phase tracking circuit shown in FIG.
  • the above two code phase tracking circuits are circuits that perform code phase tracking processing when the carrier phase is coherent. For example, when the GPS receiver is started up (at the time of initial operation), The carrier phase is not coherent, ie is not locked. Since tracking of the code phase is necessary even in such a case, the code phase tracking circuit used in the (non-coherent) state when the carrier phase is blocked will be described next.
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of a non-coherent code phase tracking circuit.
  • the non-coherent code phase tracking circuit includes a non-coherent code phase error calculation unit 8, a code NC07, a code loop filter 6, a CM code generator 10a, a CL code generator 10b, and a carrier NC02.
  • the non-coherent code phase error calculation unit 8 differentiates the carrier phase input from the carrier NC 02, the CM code signal of the normal timing input from the CM code generator 10a, and the CM code signal of the normal timing.
  • the code phase error is detected by the code loop filter 6 Output to.
  • the code loop filter 6 removes unnecessary components accompanying the code phase error and outputs them to the code NC07.
  • the code NC07 generates a code enable clock based on the code phase error and outputs it to the CM code generator 10a and the CL code generator 10b. In this way, the code phase error and code phase are successively calculated in a loop circuit including the code phase error calculation unit 5, the code loop filter 7 , the code NC06, the CM code generator 10a, and the CL code generator 10b. As a result, the code phase is tracked non-coherently.
  • the code phase error calculation unit 8 includes a phase rotator 11, correlators 12 a to 12 h, and a multiplier / adder 160 including four mixers 161 a to 161 d and an adder 162.
  • CM code generator 10a is based on the code enable signal input from code NC07.
  • CM code signal CMp at the normal timing and CM code signal C Mp at the normal timing are differentiated.
  • CM code signal CMel Are output to the correlators 12a and 12e, and the differentiated CM code signal CMel is output to the correlators 12b and 12f.
  • the CL code generator 10b also generates a normal timing CL code signal CLp and a differential CL code signal Clel obtained by differentiating the normal timing CL code signal CLp based on the code enable signal input from the code NC07. Then, the CL code signal CLp at the normal timing is output to the correlators 12c and 12g, and the differential CL code signal CLel is output to the correlators 12d and 12h.
  • the differential CM code signal and the differential CL code signal are each formed by a signal based on the difference approximately expressed by the above-described equations (9a) and (9b).
  • the carrier phase preset to a predetermined value is input from the carrier NC02 to the phase rotator 11, and the phase rotator 11 outputs a baseband I signal and a Q signal according to the carrier phase set to the predetermined value.
  • the carrier phase is set so that the average becomes the predetermined value as a random variable following a uniform distribution in the interval [ ⁇ to + ⁇ ].
  • the I signal output from the phase rotator 11 is input to the correlators 12a to 12d, and the Q signal is input to the correlators 12e to 12h.
  • the correlator 12a generates a CM code in-phase signal by mixing the I signal input from the phase rotator 11 and the CM code signal CMp of the correct timing output from the CM code generator 10a. . Then, the CM code in-phase correlation signal is output to the multiplier / adder 160 by performing correlation processing by accumulating the CM code in-phase signal according to the period based on the sampling clock.
  • the correlator 12b mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the differentiated CM code signal CMel output from the CM code generator 10a to generate a differentiated CM code in-phase signal.
  • the differential CM code in-phase correlation signal is output to the multiplier / adder 160 by performing correlation processing by accumulating the differential CM code in-phase signal according to the period based on the sampling clock.
  • This correlator 12b is the "differential CM code in-phase correlation process" It corresponds to “means”.
  • the correlator 12c mixes the I signal input from the phase rotator 11 with the CL code signal CLp of the correct timing output from the CL code generator 10b to generate a CL code in-phase signal. Then, the CL code in-phase correlation signal is output to the multiplier calorie calculator 160 by performing correlation processing by accumulating the CL code in-phase signal according to the period based on the sampling clock.
  • the correlator 12d mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the differential CL code signal CLel from which the CL code generator 10b output is also generated, and generates a differential CL code in-phase signal. Then, the differential CL code in-phase correlation signal is output to the multiplier / adder 160 by performing correlation processing by integrating the differential CL code in-phase signal according to the period based on the sampling clock.
  • This correlator 12d corresponds to “differential CL code in-phase correlation processing means” of the present invention.
  • the correlator 12e mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the CM code signal CMp of the correct timing output from the CM code generator 10a to generate a CM code orthogonal signal.
  • the CM code quadrature correlation signal is output to the multiplier 160 by performing correlation processing by accumulating the CM code quadrature signal according to the period based on the sampling clock.
  • the correlator 12f mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the differentiated CM code signal CMel output from the CM code generator 10a to generate a differentiated CM code orthogonal signal. Then, the differential CM code orthogonal correlation signal is output to the multiplier adder 160 by performing correlation processing by accumulating the differential CM code orthogonal signal according to the period based on the sampling clock.
  • This correlator 12f corresponds to “differential CM code orthogonal correlation processing means” of the present invention.
  • the correlator 12g mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the CL code signal CLp of the correct timing output from the CL code generator 10b to generate a CL code orthogonal signal.
  • the CL code quadrature correlation signal is output to the multiplier calorie calculator 160 by performing correlation processing by accumulating the CL code quadrature signal according to the period based on the sampling clock.
  • the correlator 12h mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the differential CL code signal CLel output from the CL code generator 10b to generate a differential CL code orthogonal signal.
  • the differential CL code orthogonal correlation signal is output to the multiplier calorimeter 160 by performing correlation processing by accumulating the differential CL code orthogonal signal according to the period based on the sampling clock.
  • This correlator 12h corresponds to the “differential CL code orthogonal correlation processing means” of the present invention.
  • the multiplier / adder 160 mixes the CM code in-phase correlation signal and the differentiated CM code in-phase correlation signal by the multiplier 161a and outputs the first CM code correlation signal, and the multiplier 161b outputs the CL code in-phase correlation signal.
  • the differential CL code in-phase correlation signal is mixed to output the first CL code correlation signal, and the multiplier 161c mixes the CM code quadrature correlation signal and the differential CM code quadrature correlation signal to output the second CM code correlation signal.
  • the multiplier 161d mixes the CL code quadrature correlation signal with the differential CL code quadrature correlation signal to output a second CL code correlation signal, and the adder 162 outputs the first, second CM code correlation signal, 1, Add 2nd CL code correlation signal and output.
  • the signals added in this way correspond to code phase errors.
  • the code phase error calculation unit 8 having such a configuration, the code phase error can be estimated and calculated non-coherently by integrating the CM code and the CL code.
  • the code phase can be tracked by estimating and calculating the code phase error continuously and non-coherently. In other words, the pseudorange can be continuously observed non-coherently.
  • FIG. 11 is a graph showing the tracking loop performance of the code phase tracking circuit of this embodiment.
  • the horizontal axis is CZN, and the vertical axis is the loss of signal-to-noise ratio SNR (Signal to Noise Ratio).
  • the characteristic curve represented by coherent CTMC suboptimal represents the case where the code phase tracking circuit shown in FIG. 8 of the present embodiment is used, and the characteristic curve represented by coherent DD is a diagram of the present embodiment.
  • the characteristic curve represented by L2CL coherent represents the case where the CL code of the L2C signal is tracked using the conventional coherent code tracking method, and the characteristic curve represented by L2CZA non-coherent is the L2C code. Instead, a conventional non-coherent code tracking method is used with a CZA code on the L2 wave.
  • the code phase can be tracked with low loss regardless of CZN.
  • a code phase tracking circuit that realizes better code phase tracking than before can be realized regardless of the GPS signal reception state.
  • the code phase can be added with low loss if CZN is strong.
  • the code phase tracking circuit shown in FIG. 9 has a simpler circuit configuration than the code phase tracking circuit shown in FIG. 8, and therefore, a code phase tracking circuit that realizes good code phase tracking with a strong signal strength. Can be realized with a simple structure, and code phase tracking can be realized with easy control.
  • the code phase is tracked with a lower loss than in the past.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of the GPS receiver of this embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of the signal processing unit shown in FIG.
  • the GPS receiver includes an antenna 200, a high frequency processing unit 300, a signal processing unit 400, a positioning calculation unit 500, and a display operation unit 600.
  • the antenna 200 receives the L2 wave modulated with the L2C code from the GPS satellite, and outputs it to the high frequency processing unit 300 via a transmission line such as a cable.
  • the high frequency processing unit 300 down-converts the input L2 wave to an intermediate frequency, samples this signal, and digitally processes it. Then, the in-phase component (intermediate I signal) and quadrature component (intermediate Q signal) of the digitally processed intermediate frequency signal and the sampling clock signal SCL are output to the signal processing unit 400.
  • the signal processing unit 400 includes a plurality (n in the present embodiment) of signal acquisition / tracking units 401a to 401n and a basic pulse generator 402.
  • the basic pulse generator 402 Based on the sample clock signal SCL, the basic pulse generator 402 generates a reference pulse Pb that controls the integration time of the correlators (102a to 102h in FIG. It outputs to signal acquisition tracking part 401a-401n.
  • Each of the signal acquisition and tracking units 401a to 401n uses the intermediate I signal and intermediate Q signal input from the high frequency processing unit 300 and the CM code and CL code stored in advance according to the reference pulse Pb.
  • the code phase and the carrier phase are output to the positioning calculation unit 500.
  • a specific configuration of the signal acquisition / tracking units 401a to 401n will be described later with reference to FIG.
  • the positioning calculation unit 500 demodulates and decodes the navigation message included in the L2C signal (L2 wave modulated with the L2C code) and also receives the code phase (pseudorange) input from the signal processing unit 400. And positioning using the carrier phase. Then, the positioning result, that is, data representing the position of the receiver is output to the display operation unit 600.
  • the display operation unit 600 includes an operation unit and a display unit, and the display unit displays the position of the receiver based on the positioning result input from the positioning calculation unit 500. Further, when a predetermined operation input by the operator force is performed, the operation unit generates an input operation command and outputs it to the positioning calculation unit 500.
  • the positioning calculation unit 500 generates a signal processing command based on this input operation command and outputs it to the signal processing unit 400.
  • the signal processing command input to the signal processing unit 400 is input to each of the signal acquisition and tracking units 401a to 40In, and the signal acquisition and tracking units 401a to 401n perform signal acquisition and tracking according to this command.
  • FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the signal acquisition and tracking unit shown in FIG.
  • the signal acquisition / tracking unit consists of carrier NC02, carrier loop filter 3, code NC07, CM code generator 10a, CL code generator 10b, code loop filter 6, phase rotator 11, correlator 102a to 102h, signal level estimator 103, noise level estimator 104, carrier tracking error detector 105, code tracking error detector 106, mixer 110, and adder 111.
  • Phase rotator 11, correlators 102a to 102h, signal level estimator 103 , Noise level estimator 104 and carrier tracking error detector 105 constitute carrier phase error tracking unit 151, phase rotator 11, correlators 102a to 102h, signal level estimator 103, noise level estimator 104, and code
  • the tracking error detector 106 constitutes a code phase error tracking unit 152.
  • the carrier NC02, carrier loop filter 3, code NC07, CM code generator 10a, CL code generator 10b, code loop filter 6, and phase rotator 11 are the same as those described in the above embodiments. Therefore, explanation is omitted.
  • the CM in-phase correlator 102a mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the CM code signal CMp of the correct timing output from the CM code generator 10a, and generates a cycle based on the reference norse Pb. Correlation processing is performed by integrating.
  • the differential CM in-phase correlator 102b mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the differential CM code signal CMel output from the CM code generator 10a to generate a period based on the reference pulse Pb. Correlation processing is performed by integrating with.
  • the differential CM code signal CMel is approximated by a signal of an average value of a signal obtained by advancing the CM code signal CMp with accurate timing by half the chip length and a signal delayed by half the chip length. It is a signal.
  • the CL in-phase correlator 102c mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the CL code signal CLp of the correct timing output from the CL code generator 10b, and based on the reference pulse Pb. Correlation processing is performed by accumulating in a cycle.
  • the differential CL in-phase correlator 102d mixes the I signal input from the phase rotator 11 and the differential CL code signal CLel output from the CL code generator 10b to generate a period based on the reference pulse Pb. Correlation processing is performed by integrating with.
  • the differential CL code signal C Lei is approximated by a signal of an average value of a signal obtained by advancing the CL code signal CLp with an accurate timing by half the chip length and a signal delayed by the half chip length as described above. It is a signal.
  • the CM quadrature correlator 102e mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the CM code signal CMp of the correct timing output from the CM code generator 10a, and generates a cycle based on the reference norse Pb. Correlation processing is performed by integrating.
  • the differential CM quadrature correlator 102f mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the differential CM code signal CMel output from the CM code generator 10a, and integrates them with a period based on the reference pulse Pb. The correlation process is performed.
  • the CL quadrature correlator 102g mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the CL code signal CLp of the correct timing output from the CL code generator 10b, with a period based on the reference pulse Pb. Correlation processing is performed by integrating.
  • the differential CL quadrature correlator 102h mixes the Q signal input from the phase rotator 11 and the differential CL code signal CLel output from the CL code generator 10b to generate a period based on the reference pulse Pb. Correlation processing is performed by integrating with.
  • the output signal of CM in-phase correlator 102a, the output signal of CL in-phase correlator 102c, the output signal of CM orthogonal correlator 102e, and the output signal of CL quadrature correlator 102g are signal level estimators. 103, noise level estimator 104, carrier tracking error detector 105, and code tracking error detector 106.
  • the output signal of the differential CM in-phase correlator 102b, the output signal of the differential CL in-phase correlator 102d, the output signal of the differential CM quadrature correlator 102f, and the output signal of the differential CL quadrature correlator 102h are code tracking errors. Input to the detector 106.
  • the signal level estimator 103 estimates the signal level (amplitude) of the received L2C signal based on the input signal, and outputs it to the carrier tracking error detector 105 and the code tracking error detector 106 .
  • the noise level estimator 104 estimates and calculates the noise level (variance) of the received L2C signal based on the input signal, and outputs it to the carrier tracking error detector 105 and the code tracking error detector 106.
  • Carrier tracking error detector 105 calculates a carrier tracking error (corresponding to a carrier phase error or a carrier frequency error) based on the input signal, and outputs it to carrier loop filter 105 and mixer 110.
  • the code tracking error detector 106 calculates a code tracking error (corresponding to a code phase error) based on the input signal and outputs the code tracking error to the code loop filter 6.
  • Mixer 110 multiplies the input carrier tracking error by a constant 1Z1200 set from the period of the carrier signal and code signal, and outputs the result to adder 111.
  • the adder 111 adds this signal and the signal output from the code loop filter 6 and outputs the result to the code NC07.
  • the carrier tracking error detector 105 and the code tracking error detector 106 are appropriately configured to observe the carrier phase, the carrier frequency, and the code phase (tracking). )It can be performed.
  • the carrier phase tracking error detector 105 has a configuration as shown in FIG.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration example of the carrier phase tracking error detector 105 in the case of carrier phase tracking.
  • (A) shows the case where hyperbolic tangent function calculation is used, and
  • (b) shows the case where sigmoid function calculation is used.
  • the carrier phase tracking error detector 105 is a mixer that mixes the output of the CM in-phase correlator 102a and the output of the noise level estimator 104. 701, a mixer 702 that mixes the output of the mixer 701 and the output of the signal level estimator 103, a tanh arithmetic unit 703 that calculates a hyperbolic tangent function of the output signal of the mixer 702, and an output of the tanh arithmetic unit 703 And a mixer 704 that mixes the output of the CM quadrature correlator 102e, and an adder 705 that adds the output of the mixer 704 and the output of the CL quadrature correlator 102g and outputs a carrier phase error.
  • This circuit configuration corresponds to the carrier phase error calculation unit 1 shown in FIG. 1 of the first embodiment described above. That is, by configuring the carrier phase error detector 105 as shown in FIG. 15 (a), the carrier phase can be reliably tracked with a lower loss than in the prior art regardless of the state of the received signal.
  • the circuit including the mixers 701 and 702 and the tanh calculation unit 703 shown in FIG. replace.
  • This circuit configuration corresponds to the carrier phase error calculation unit 1 shown in FIG. 2 of the first embodiment described above.
  • the carrier phase error detection circuit 105 having the structure shown in FIG. 15B has a strong signal strength against noise, and in this case, the carrier phase can be tracked at high speed with a simple structure.
  • the carrier phase tracking error detector 105 uses a configuration as shown in FIG. Figure 16 shows an example of the configuration of carrier phase tracking error detector 105 for carrier frequency tracking.
  • FIG. (A) shows the case where hyperbolic tangent function calculation is used, and (b) shows the case where sigmoid function calculation is used.
  • the carrier phase tracking error detector 105 when using the hyperbolic tangent function calculation, has the following circuit formed in the front stage of the mixer 701 shown in FIG. 15 (a). ing.
  • the carrier phase tracking error detector 105 in Fig. 16 (a) receives the output from the CM in-phase correlator 102a, the output from the CM quadrature correlator 102e, the output from the CL in-phase correlator 102c, and the output from the CL quadrature correlator 102g.
  • Equation (11) Using the delay units 707a to 707d to delay, the output of the CM in-phase correlator 102a, the output of the CM quadrature correlator 102e, and the output of the delay units 707a and 707b, the inner product operation shown in Equation (11) is performed.
  • the Cross calculator 709 that performs the outer product calculation shown in Equation (10)
  • CL A cross calculator 710 that performs an outer product calculation shown in equation (12) using the output of the in-phase correlator 102c, the output of the CL quadrature correlator 102g, and the outputs of the delay units 707c and 707d is provided.
  • This circuit configuration corresponds to the carrier frequency error calculation unit 4 shown in FIG. 5 of the second embodiment described above. That is, by configuring the carrier phase error detector 105 as shown in FIG. 16 (a), it is possible to reliably track the carrier frequency with lower loss than in the prior art.
  • the circuit including the mixers 701 and 702 and the tanh calculation unit 703 shown in FIG. replace.
  • This circuit configuration corresponds to the carrier frequency error calculation unit 4 shown in FIG. 6 of the second embodiment described above.
  • the carrier phase error detection circuit 105 having the structure shown in FIG. 16 (b) has a high signal strength against noise, and in this case, the carrier frequency can be tracked at high speed with a simple structure.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration example of the code phase tracking error detector 106.
  • (A) shows the case where hyperbolic tangent function calculation is used, and (b) shows the case where sigmoid function calculation is used.
  • the output unit 106 includes a mixer 701 that mixes the output of the CM in-phase correlator 102a and the output of the noise level estimator 104, and a mixer 702 that mixes the output of the mixer 701 and the output of the signal level estimator 103.
  • the tanh computing unit 703 that performs the hyperbolic tangent function computation of the output signal of the mixer 702, the mixer 704 that mixes the output of the tanh computing unit 703 and the output of the differential CM in-phase correlator 102b, and the output of the mixer 704 and the differential And an adder 705 that calorically calculates the output of the CL in-phase correlator 102d and outputs a code phase error.
  • This circuit configuration corresponds to the code phase error calculation unit 5 shown in FIG. 8 of the third embodiment described above. That is, by configuring the code phase error detector 106 as shown in FIG. 17 (a), it is possible to reliably track the code phase with a lower loss than in the past without depending on the state of the received signal.
  • the circuit comprising the mixers 701 and 702 and the tanh calculation unit 703 shown in FIG. replace.
  • This circuit configuration corresponds to the code phase error calculator 5 shown in FIG. 9 of the third embodiment described above.
  • the code phase error detection circuit 106 by configuring the code phase error detection circuit 106 as shown in FIG. 17B, the code phase can be tracked at high speed with a simple structure when the signal strength against noise is strong.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a configuration example of the code phase tracking error detector 106.
  • the code phase tracking error detector 106 includes a mixer 711a that mixes the output of the CM common-mode correlator 102a and the output of the differential CM common-mode correlator 102b, and a CL common-mode correlator.
  • the mixer 711b that mixes the output of 102c and the output of the differential CL in-phase correlator 102d, the mixer 711c that mixes the output of the CM quadrature correlator 102e and the output of the differential CM quadrature correlator 102f, and the CL quadrature correlator 102g
  • the mixer 71 Id that mixes the output of the output and the output of the differential CL quadrature correlator 102h
  • the adder 712a that adds the output of the mixer 711a and the output of the mixer 711b, the output of the mixer 711c, and the output of the mixer 711d
  • An adder 712b for adding, and an adder 712c for adding the output of the adder 712a and the output of the adder 712b to output a code phase error are provided.
  • This circuit configuration corresponds to the code phase error calculation unit 8 shown in FIG. 10 of the third embodiment described above. That is, the code phase error detection circuit 106 is configured
  • the configuration of the carrier tracking error detector 105 and the code tracking error detector 106 can be easily changed. be able to.
  • a GPS receiver that reliably tracks the carrier phase, the carrier frequency, and the code phase can be configured according to the required situation. This makes it possible to configure a GPS receiver that reliably performs relative positioning according to the signal level and noise ratio of GPS satellite power.
  • each component is realized by a node power
  • These components may be realized by software.
  • the carrier phase error tracking unit 151 and the code phase error tracking unit 152 surrounded by the solid line shown in FIG. 14 and each arithmetic unit, estimator, correlator, etc. in other diagrams are programmed in the DSP or ASIC. Realize with software.
  • FIG. 19 illustrates a carrier phase tracking circuit using a phase rotator as an example.
  • FIG. 19 is a partial block diagram showing a carrier phase tracking circuit of another configuration.
  • the in-phase and quadrature components of the baseband L2C signal are generated by the digital converter 11 'instead of the phase rotator.
  • the digital converter 11 ′ is separated into one intermediate frequency L2C signal, that is, an in-phase component and a quadrature component, and an intermediate frequency L2C signal force. Is generated.
  • the digital converter 11 ′ corresponds to the “baseband signal generating means” of the present invention.
  • the above-described configuration can be applied, and the above-described effects can be obtained.

Landscapes

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Abstract

Ｌ２Ｃ信号の受信状態に関わらず、Ｌ２Ｃ信号を確実に追尾するＬ２Ｃ信号追尾装置を構成する。 キャリア位相追尾装置は、キャリア位相誤差演算部１、キャリアＮＣＯ２、キャリアループフィルタ３、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂを備える。キャリア位相誤差演算部１は、キャリアＮＣＯ２から入力されたキャリア位相と、ＣＭコード発生器１０ａから入力されたＣＭコード信号と、ＣＬコード発生器１０ｂから入力されたＣＬコード信号とに基づき、最尤法に基づき算出されたキャリア位相誤差をキャリアループフィルタ３を介してキャリアＮＣＯ２に出力する。キャリアＮＣＯ２は、このキャリア位相誤差に基づきキャリア位相を演算してキャリア位相誤差演算部１に出力する。

Description

明 細 書
L2C信号追尾装置およびこれを用いた GPS受信機
技術分野
[0001] この発明は、異なる擬似雑音符号である CMコードと CLコードとを時分割多重して なる L2C信号の捕捉、追尾を行う L2C信号追尾装置、およびこれを用いて測位を行 う GPS受信機に関するものである。
背景技術
[0002] 現在、 GPS信号は、一般に公開された（民生用の） CZAコードを用いた L1周波数 信号と、一般には公開されて!、な 、 (軍事用の) P (Y)コードを用いた L2周波数信号 と力らなる。そして、 GPS受信機はこれら L1周波数信号と L2周波数信号とを用いて 、測位を行っている。
[0003] し力しながら、 GPS現代化計画により、 L2周波数信号に、新たに民生用の 2つのコ ードである、 CMコードと CLコードとを用いた L2C信号を利用する計画がある。
[0004] これら CMコードと CLコードとは異なる擬似雑音符号であり、 CMコードには航法メ ッセージ等のデータが載せられており、 CLコードにはデータが載せられていない。
[0005] 図 20は、 L2C信号のコード構成を示す概念図である。
図 20に示すように、 L2C信号は、 CMコードと CLコードとをチップバイチップで多 重化する構造であり、 CMコードと CLコードとが時系列で交互に現れる構造となって いる。すなわち、 L2C信号は時分割多重コード信号である。
[0006] このように、 L2C信号は従来の GPS信号とは構造が異なり、その構造および特徴 は非特許文献 1に示されて！/、る。
[0007] L2C信号は、 CMコードと CLコードとを時分割多重化してなるため、 CMコード、 C Lコードのそれぞれ力 SL2C信号の総電力の半分を占める。このため、 CMコードまた は CLコードを単独に追尾する場合、従来の CZAコードのような単一コードで信号の 総電力の全体を示す場合よりも、信号追尾性能が 3dB劣る可能性を有する。一方で 、 CLコードにはデータが載せられていないので、シンプルな PLLを用いることにより 、実質的に L2C信号のキャリア位相は追尾することができる。ここで、シンプルな PLL は、従来のデータが載せられた CZAコードの追尾に通常利用されるコスタスループ と比較して追尾性能が 6dB改善される。したがって、 CLコード力L2C信号の総電力 の半分であっても、従来よりも追尾性能を 3dB改善することができる。
[0008] そして、このような構造の L2C信号を追尾する場合、概ね次に示す方法で行う。
まず、シンプルな PLLで CLコード信号を用いて、キャリア位相の測定 (キャリア追尾 )を行う。次に、 CLコード信号を用いて前記キャリア追尾でキャリア位相をロックしなが ら、 CMコード信号を捕捉追尾してコヒーレントにメッセージ (データ）を復調する。次 に、コード追尾の追尾ループバンド幅を狭めて、コード追尾ループの動的な応答特 性を維持しながら、追尾性能を向上させる。このように、 L2C信号の追尾には CLコー ドと CMコードとを分けて用いる。
非特許文献 1 : LCDR Richard D. Fontana, Wai Cheung, Paul M. Novak, Thomas A. Stansell, Jr.著，「The New L2 Civil Signal] ,ΙΟΝ GPS 2001, The Institute of Navigati on, Sept.11 2001
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0009] しかしながら、シンプルな PLL力 コスタスループよりも追尾性能を 6dB改善させる ことができるのは、 CZN (Carrier-to-Noise Ratio :信号総電力対雑音平均電力密
0
度の比）が弱い場合であり、 C/Nが強くなるにつれて、シンプルな PLLとコスタスル
0
ープとの間で追尾性能に殆ど差はない。このため、 C/Nが強ければ、前述の単に
0
CLコードと CMコードとを分けて L2C信号を追尾する方式では、従来と比較して追尾 性能が 3dB劣ってしまう。そして、このように追尾性能が低下すると、キャリア位相の 測定精度も低下して、相対測位の精度にも悪影響を及ぼす。さら〖こ、キャリア位相の 測定精度が低下することで、整数バイアスの初期決定時間も長くなり、相対測位の初 期化時間が長くなつてしまう。
[0010] したがって、本発明の目的は、 L2C信号の受信状態に関わらず、 L2C信号を確実 に追尾する L2C信号追尾装置およびこれを用いた GPS受信機を構成することにある 課題を解決するための手段 [0011] この発明は、 CMコードおよび CLコードの 2つの異なる擬似雑音符号を用いて位相 変調され、これらが時分割多重化されてなる L2C信号の捕捉、追尾を行う L2C信号 追尾装置において、最尤法を用いて CMコードと CLコードとを統合してキャリア位相 を追尾することを特徴として 、る。
[0012] この構成では次に示す原理によりキャリア位相が追尾される。
GPS受信機で受信した L2C信号を r (t)とすると、 L2C信号 r (t)は次式 (式（la)、 式（lb) )で表される。
[0013] [数 1] r(t) = A X C(t— τ) χ cos(o)(t - τ) + Θ) + w(t) — ( l a ) C(t) = D(t) x CM (t) + CL (t) - ( l b )
[0014] ここで、 Aは受信した L2C信号の振幅、 w(t)はホワイト 'ガウシアン 'ノイズ、 D (t)は メッセージデータ、 C (t)は L2C信号の前半チップ分の CMコード、 C (t)は L2C信
M L
号の後半チップ分の CLコード、 ωはドッブラ周波数を含む L2信号のキャリア周波数 に対応する角速度 (角周波数）、 τは信号の伝搬遅延、 0はキャリア位相である。
[0015] 次に、 CMコードに対応する C (t)と CLコードに対応する C (t)とを図 21に示す波
M L
形とする。
図 21は、 CLコードと C (t)との関係、および CMコードと C (t)との関係を示す波
L M
形図である。
図 21に示すように、 CLコードに対応する C (t)は L2C信号の前半チップ分が必ず
し
「0」となる。そして、 CLコードが「0」の場合には C (t)の L2C信号の後半チップ分が「
し
— 1」となり、 CLコード力「l」の場合には C (t)の L2C信号の後半チップ分が「 + 1」と
し
なる。
また、 CMコードに対応する C (t)は L2C信号の後半チップ分が必ず「0」となる。
M
そして、 CMコードが「0」の場合には C (t)の L2C信号の前半チップ分が「一 1」とな
M
り、 CMコードが「1」の場合には C (t)の L2C信号の前半チップ分が「 + 1」となる。な
M
お、図では、 CMコードにメッセージデータが載せられていない状態を示した力 メッ セージデータが載せられれば、これに応じて CMコードの 0, 1が反転するので、 C ( t)も 1, + 1が反転した波形となる。
[0016] 式（la)における伝搬遅延 τの推定値を τ とし、角周波数 ωの推定値を ωとし、さ e e らに、メッセージデータ D (t)の時間平均が「0」であり、瞬時値が「 + 1」、「― 1」のいず れかのランダム値であるとする。
キャリア位相 Θを未知のパラメータとして最尤法 (Likelifood関数）を用いると、式（la )、式（lb)より、式（2)が導かれる。
[0017] [数 2]
Figure imgf000006_0001
[0018] ここで、 Nはノイズ w (t)の平均電力密度であり、事前に他の方法で測定可能であ
0
る。
したがって、次に示す式（3)を演算することで、キャリア位相 Θの Likelifood方程式 である式 (4)が導かれる。
[0019] [数 3]
51n{L(R/9)}
δθ
[0020] 画
J r(t) CL (t - xe ) . sin( c')et + 9)dt
+ taidJ— Γ r(t) - CM (t - τ J · cos(c t + Θ dt [ χ f r(t) - CM (t - ) · sm( t + 9)dt = 0
"NT Jo Jo
I· o J
一 （4 )
[0021] この Likelifood方程式を解くことで、キャリア位相 Θが最尤法により推定演算される c [0022] また、この発明は、 CMコードおよび CLコードの 2つの異なる擬似雑音符号を用い て位相変調され、これらが時分割多重化されてなる L2C信号の捕捉、追尾を行う L2 C信号追尾装置において、 最尤法を用いて CMコードと CLコードとを統合してコー ド位相を追尾することを特徴として 、る。
[0023] この構成では、次に示す原理によりコード位相が追尾される。
式（la)におけるキャリア位相 Θの推定値を Θ とし、角周波数 ωの推定値を ωとし
e e
、さらに、メッセージデータ D (t)の時間平均が「0」であり、瞬時値が「 + 1」、「― 1」の V、ずれかのランダム値であるとする。
コード位相すなわち伝搬遅延てを未知のパラメータとして最尤法 (Likelifood関数） を用いると、式（la)、式（lb)より、式（5)が導かれる。
[0024] [数 5]
Figure imgf000007_0001
[0025] したがって、次に示す式（6)を演算することで、コード位相 τの Likelifood方程式で ある式（7)が導かれる。
[0026] [数 6]
Figure imgf000007_0002
[0027] [数 7] j r(t) . C'L (t - τ) - cos(c et + 9e )dt
I 2 Λ τ I i
+ taiili — r(t) ' C M (t - τ) . cos(we t + )dt l ]"。 r(t) . C'M (t— τ) . cos(wet + 9e )dt = 0
N [0028] ここで、 C，L(t— τ)、ぉょびC，M(t— τ )は、
[0029] [数 8]
Figure imgf000008_0001
[0030] であり、この微分式を差分式で近似すると、式（9a)、式（9b)が得られる。なお、本発 明では、微分により表される式および演算をノヽードウエアまたはソフトウェアで実現す るため、微分を差分に置き換えて処理を行う。
[0031] [数 9]
C'L (t - X) « L(t -x+d,2)-CL(t-x-d/2) _ ( 9 a ) d
C'M (t - τ) « CM(t- + d 2)-CM(t -T-d/2) ( 9 b ) d
[0032] ここで、 C (t τ +d/2)は、 C (t τ )より
し し dZ2チップ分進んだ CLコードの波形
C (t)であり、 C (t τ dZ2)は、 C (t τ)より dZ2チップ分遅れた CLコードの し し し
波形 C (t)である。また、 C (t- τ +ά/2)は、 C (t- τ )より dZ2チップ分進んだ
L M M
CLコードの波形 C (t)であり、 C (t τ dZ2)は、 C (t τ )より
M M M dZ2チップ分 遅れた CLコードの波形 C (t)である。
M
[0033] この、式（9a)、 (9b)を式（7)に適用し、 Likelifood方程式を解くことで、コード位相
てが最尤法により推定演算される。
[0034] また、この発明の L2C信号追尾装置は、キャリア位相の追尾を行いながら、最尤法 を用いて CMコードと CLコードとを統合してコード位相を追尾することを特徴としてい る。
[0035] この構成では、前述の最尤法によるキャリア位相の追尾を行いながら、同じく最尤 法を用いてコード位相の追尾が行われる。
[0036] また、この発明の L2C信号追尾装置は、キャリア位相誤差に基づきキャリア位相を 生成するキャリア NCOと、キャリア位相を用いて得られるベースバンドの L2C信号に CMコードと CLコードとを作用させて統合することで、最尤法による L2C信号のキヤリ ァ位相誤差の演算を行うキャリア位相誤差演算手段と、該キャリア位相誤差演算手 段からのキャリア位相誤差をフィルタリングしてキャリア NCOに出力するキャリアルー プフィルタと、を備え、キャリア NCOと、キャリア位相誤差演算手段と、キャリアループ フィルタとで L2C信号のキャリア位相推定演算ループを形成したことを特徴としてい る。
[0037] この構成では、キャリア位相誤差演算手段を含むキャリア位相推定演算ループによ り、式 (4)に示す Likelifood方程式が実現されて、キャリア位相が追尾される。
[0038] また、この発明の L2C信号追尾装置のキャリア位相誤差演算手段は、 CMコードの 遅延と CLコードの遅延とを生成する遅延手段を備え、 L2C信号に、 CMコード、 CM コードの遅延、 CLコード、および CLコードの遅延を作用させて統合することで、 L2C 信号のキャリア位相誤差を演算し、キャリア NCOと、キャリア位相誤差演算手段と、キ ャリアループフィルタとで L2C信号のキャリア周波数推定演算ループを形成したこと を特徴としている。
[0039] この構成では、前述のキャリア位相誤差演算手段に、さらに、 CMコードの遅延と C Lコードの遅延とを用いてキャリア位相誤差を演算する手段を備えることで、キャリア 周波数推定演算が実現される。そして、このキャリア周波数推定演算を備えるキヤリ ァ周波数推定演算ループを用いることにより、キャリア周波数が捕捉 '追尾される。
[0040] また、この発明の L2C信号追尾装置は、コードロックィネーブル信号を生成するコ ード NCO、該コード NCOの出力に基づく CMコードおよび微分 CMコードとコード N COの出力に基づく CLコードおよび微分 CLコードを生成するコード生成手段と、ベ ースバンドの L2C信号に、 CMコード、微分 CMコード、 CLコード、および微分 CLコ ードを作用させて統合することで L2C信号のコード位相誤差を演算するコード位相 誤差演算手段と、該コード位相誤差演算手段力 出力されるコード位相誤差をフィル タリングしてコード生成手段に出力するコードループフィルタと、を備え、コード生成 手段と、コード位相誤差演算手段と、コードループフィルタとで L2C信号のコード位 相推定演算ループを形成したことを特徴として 、る。
[0041] この構成では、コード位相誤差演算手段を含むコード位相推定演算ループにより、 式（7)に示す Likelifood方程式が実現されて、コード位相が追尾される。
[0042] また、この発明の L2C信号追尾装置のキャリア位相誤差演算手段は、
中間周波数の L2C信号力もキャリア位相を用いてベースバンドの L2C信号の同相 成分および直交成分を生成するベースバンド信号生成手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と CMコードとの相関処理を行う CMコード同相相関処理手段と、 サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドの L2C信号の 直交成分と CMコードとの相関処理を行う CMコード直交相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L2C信 号の直交成分と CLコードとの相関処理を行う CLコード直交相関処理手段と、
CMコード同相相関処理手段から出力される CMコード同相相関信号に信号のレ ベルに比例した重みとノイズレベルに反比例した重みとを乗算し、この乗算された C Mコード同相相関信号の双曲正接関数信号を出力する第 1CMコード同相相関信 号変換手段と、
該第 1CMコード同相相関信号変換手段力 の出力信号と CMコード直交相関処 理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号と CLコード直交相関処理手段から の出力信号とを加算することでキャリア位相誤差を生成してキャリアループフィルタに 出力する乗加算手段と、を備え、最尤法に基づくキャリア位相追尾ループ処理を行う ことを特徴としている。
[0043] この構成では、フェーズローテータにより、式 (4)の cos成分（同相成分）および sin 成分 (直交成分）が実現される。次に、 CMコード同相相関処理手段により、式 (4)の 左辺第 2項前半部の積分演算が実現され、第 1CMコード同相相関信号変換手段に より、式 (4)の左辺第 2項前半部の重み付け（2AZN )演算、すなわち、信号の振幅
0
と雑音比とによる重み付け演算、および双曲正接関数演算 (tanh演算）が実現される 。また、 CMコード直交相関処理手段により、式 (4)の左辺第 2項後半部の積分演算 が実現される。また、 CLコード直交相関処理手段により、式 (4)の左辺第 1項の積分 演算が実現される。そして、乗加算手段により、式 (4)の左辺第 2項前半部と左辺第 2 項の後半部との乗算が実現され、この乗算結果と左辺第 1項との加算が実現される。 そして、これらがループ処理されることで、全体として式 (4)が実現される。
[0044] また、この発明の L2C信号追尾装置のキャリア位相誤差演算手段は、
中間周波数の L2C信号力もキャリア位相を用いてベースバンドの L2C信号の同相 成分および直交成分を生成するベースバンド信号生成手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と CMコードとの相関処理を行う CMコード同相相関処理手段と、 サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 直交成分と CMコードとの相関処理を行う CMコード直交相関処理手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 直交成分と CLコードとの相関処理を行う CLコード直交相関処理手段と、
CMコード同相相関処理手段から出力される CMコード同相相関信号のシグモイド 関数信号を出力する第 2CMコード同相相関信号変換手段と、
該第 2CMコード同相相関信号変換手段力 の出力信号と CMコード直交相関処 理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号を CLコード直交相関処理手段力 の出力信号とを加算することでキャリア位相誤差を生成してキャリアループフィルタに 出力する乗加算手段と、を備えて、最尤法に基づくキャリア位相追尾ループ処理を 行うことを特徴としている。
[0045] この構成では、双曲正接関数 (tanh関数)の引数が十分に大きい場合、すなわち、 C/Nが大きい場合に、シグモイド関数 (sign関数）〖こ近似することができることを利
0
用して、前記請求項 7に記載の構成における正接双曲関数を用いる第 1 CMコード 同相相関信号変換手段を、シグモイド関数を用いる第 2CMコード同相相関信号変 換手段で置き換える。この場合、シグモイド関数が「一 1, + 1」のみを取りうる関数で あるので、振幅による重み付け等の処理が省略される。
[0046] また、この発明の L2C信号追尾装置は、
サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と CLコードとの相関処理を行う CLコード同相相関処理手段と、
CMコード同相相関処理手段、 CMコード直交相関処理手段、 CLコード同相相関 処理手段、および、 CLコード直交相関処理手段のそれぞれから出力される信号を遅 延処理する遅延手段と、
CMコード同相相関処理手段力 の CMコード同相相関信号と CMコード直交相関 処理手段からの CMコード直交相関信号とからなる CMコード信号対と、遅延手段か らの CMコード同相相関遅延信号と CMコード直交相関遅延信号とからなる CMコー ド遅延信号対とを用いて内積処理を行って CMコード内積処理信号を出力する CM コード内積処理手段と、
CMコード信号対と CMコード遅延信号対とを用いて外積処理を行って CMコード 外積処理信号を出力する CMコード外積処理手段と、
CLコード同相相関処理手段力 の CLコード同相相関信号と CLコード直交相関処 理手段力 の CLコード直交相関信号とからなる CLコード信号対と、遅延手段からの CLコード同相相関遅延信号と CLコード直交相関遅延信号とからなる CLコード遅延 信号対とを用いて外積処理を行って CLコード外積処理信号を出力する CLコード外 積処理手段と、
CMコード内積処理信号に、信号のレベルに比例した重みとノイズレベルに反比例 した重みとを乗算し、該乗算された CMコード内積処理信号の双曲正接関数信号を 出力する第 1CMコード内積処理信号変換手段と、
該第 1CMコード内積処理信号変換手段力 の出力信号と CMコード外積処理信 号とを乗算し、この乗算信号と CLコード外積信号とを加算することでキャリア位相誤 差を生成してキャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、を備え、最尤法に基 づくキャリア周波数追尾ループ処理を行うことを特徴としている。
この構成では、前述の請求項 7に記載のキャリア位相を推定演算するループの CM コード同相相関処理手段と CMコード直交相関処理手段との後段に、遅延手段、 C Mコード内積処理手段、 CMコード外積処理手段を備える。また、 CLコード同相相 関処理手段と前述の請求項 7に記載のキャリア位相を推定演算するループの CLコ ード直交相関処理手段との後段に、遅延手段、 CLコード内積処理手段を備える。ま た、 CMコード内積処理手段の後段に信号の振幅および雑音比に応じた重み付けと 正接双曲関数を用いた第 1CMコード内積処理信号変換手段を備え、乗加算手段で 、第 1CMコード内積処理信号変換手段からの出力信号と、 CMコード外積処理信号 とを乗算し、該乗算信号を前記 CLコード外積信号に加算する。これにより、請求項 7 に記載のキャリア位相を推定するループとキャリア周波数を推定するループ (FLL)と が同時に実現される。
また、この発明の L2C信号追尾装置は、
サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と CLコードとの相関処理を行う CLコード同相相関処理手段と、
CMコード同相相関処理手段、 CMコード直交相関処理手段、 CLコード同相相関 処理手段、および、 CLコード直交相関処理手段のそれぞれから出力される信号を遅 延処理する遅延手段と、
CMコード同相相関処理手段力 の CMコード同相相関信号と CMコード直交相関 処理手段からの CMコード直交相関信号とからなる CMコード信号対と、遅延手段か らの CMコード同相相関遅延信号と CMコード直交相関遅延信号とからなる CMコー ド遅延信号対とを用いて内積処理を行って CMコード内積処理信号を出力する CM コード内積処理手段と、
CMコード信号対と CMコード遅延信号対とを用いて外積処理を行って CMコード 外積処理信号を出力する CMコード外積処理手段と、
CLコード同相相関処理手段力 の CLコード同相相関信号と CLコード直交相関処 理手段力 の CLコード直交相関信号とからなる CLコード信号対と、遅延手段からの CLコード同相相関遅延信号と CLコード直交相関遅延信号とからなる CLコード遅延 信号対とを用いて外積処理を行って CLコード外積処理信号を出力する CLコード外 積処理手段と、
CMコード内積処理信号のシグモイド関数信号を出力する第 2CMコード内積処理 信号変換手段と、
該第 2CMコード内積処理信号変換手段からの出力信号と、 CMコード外積処理信 号とを乗算し、この乗算信号と CLコード外積信号とを加算することでキャリア位相誤 差を生成して前記キャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、を備えて、最尤 法に基づくキャリア周波数追尾ループ処理を行うことを特徴としている。
[0049] この構成では、双曲正接関数 (tanh関数)の引数が十分に大きい場合、すなわち、 C/Nが大きい場合に、シグモイド関数 (sign関数）〖こ近似することができることを利
0
用して、前記請求項 9に記載の構成における正接双曲関数を用いる第 1 CMコード 内積処理信号変換手段を、シグモイド関数を用いる第 2CMコード内積処理信号変 換手段で置き換える。この場合、シグモイド関数が「一 1, + 1」のみを取りうる関数で あるので、振幅による重み付け等の処理が省略される。
[0050] また、この発明の L2C信号追尾装置は、
CMコード、該 CMコードを微分した微分 CMコード、 CLコード、および該 CLコード を微分した微分 CLコードを生成するコード生成手段と、
コード位相誤差をフィルタリングしてコード生成手段に出力するコードループフィル タと、
サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と微分 CMコードとの相関処理を行う微分 CMコード同相相関処理手段と、 サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と微分 CLコードとの相関処理を行う微分 CLコード同相相関処理手段と、 第 1CMコード同相相関信号変換手段力 の出力信号と微分 CMコード同相相関 処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号と微分 CLコード同相相関処理 手段力 の出力信号とを加算してコードループフィルタに出力する乗加算手段と、を 備えて、コード追尾ループ処理を行うことを特徴として 、る。
[0051] この構成では、ベースバンド信号生成手段により、式（7)の cos成分（同相成分）が 実現される。また、 CMコード生成手段により CMコード、微分 CMコード、微分 CLコ ードが実現される。次に、 CMコード同相相関処理手段により、式 (4)の左辺第 2項前 半部の積分演算が実現され、第 1CM同相相関信号変換手段により、式 (4)の左辺 第 2項前半部の重み付け (2AZN )演算、すなわち、信号の振幅と雑音比とによる
0
重み付け演算、および双曲正接関数演算 (tanh演算）が実現される。また、コードル ープフィルタで設定される周期を利用した微分 CMコード同相相関処理手段により、 式 (7)の左辺第 2項後半部の積分演算が実現される。また、 CLコード同相相関処理 手段により、式 (7)の左辺第 1項の積分演算が実現される。そして、乗加算手段により 、式 (7)の左辺第 2項前半部と左辺第 2項の後半部との乗算が実現され、この乗算結 果と左辺第 1項との加算が実現される。そして、これらがループ処理されることで、全 体として式（7)が実現される。
[0052] また、この発明の L2C信号追尾装置は、
CMコード、該 CMコードを微分した微分 CMコード、 CLコード、および該 CLコード を微分した微分 CLコードを生成するコード生成手段と、
コード位相誤差をフィルタリングしてコード生成手段に出力するコードループフィル タと、
サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と微分 CMコードとの相関処理を行う微分 CMコード同相相関処理手段と、 サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と微分 CLコードとの相関処理を行う微分 CLコード同相相関処理手段と、 第 2コード CM同相相関信号変換手段力 の出力信号と微分 CMコード同相相関 処理手段からの出力信号とを乗算し、この乗算信号と前記微分 CLコード同相相関 処理手段からの出力信号とを加算してコードループフィルタに出力する乗加算手段 と、を備えて、コード追尾ループ処理を行うことを特徴としている。
[0053] この構成では、双曲正接関数 (tanh関数)の引数が十分に大きい場合、すなわち、 C/Nが大きい場合に、シグモイド関数 (sign関数）〖こ近似することができることを利
0
用して、前記請求項 11に記載の構成における正接双曲関数を用いる第 1CMコード 同相相関信号変換手段を、シグモイド関数を用いる第 2CMコード同相相関信号変 換手段で置き換える。この場合、シグモイド関数が「一 1, + 1」のみを取りうる関数で あるので、振幅による重み付け等の処理が省略される。
[0054] また、この発明の L2C信号追尾装置は、
サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と前記微分 CMコードとの相関処理を行う微分 CMコード同相相関処理手 段と、 サンプリング周波数により設定される周期を基準として、ベースバンドの L2C信号の 直交成分と微分 CMコードとの相関処理を行う微分 CMコード直交相関処理手段と、 サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 同相成分と微分 CLコードとの相関処理を行う微分 CLコード同相相関処理手段と、 サンプリング周波数により設定される周期を基準としてベースバンドの L2C信号の 直交成分と微分 CLコードとの相関処理を行う微分 CLコード直交相関処理手段と、
CMコード同相相関処理手段から出力される CMコード同相相関信号と微分 CMコ ード同相相関処理手段力 出力される微分 CMコード同相相関信号とを乗算する乗 算器と、 CMコード直交相関処理手段力 出力される CMコード直交相関信号と微分 CMコード直交相関処理手段力 出力される微分 CMコード直交相関信号とを乗算 する乗算器と、 CLコード同相相関処理手段力 出力される CLコード同相相関信号 と微分 CLコード同相相関処理手段から出力される微分 CLコード同相相関信号とを 乗算する乗算器と、 CLコード直交相関処理手段力 出力される CLコード直交相関 信号と微分 CLコード直交相関処理手段力 出力される微分 CLコード直交相関信号 とを乗算する乗算器と、これら 4つの乗算器の出力を加算して、前記コードループフィ ルタに出力する乗加算手段と、を備え、コード追尾ループ処理を行うことを特徴として いる。
[0055] この構成では、 CMコード同相相関信号と微分 CMコード同相相関信号との乗算信 号と、 CMコード直交相関信号と微分 CMコード直交相関信号との乗算信号と、 CLコ ード同相相関信号と微分 CLコード同相相関信号との乗算信号と、 CLコード直交相 関信号と微分 CLコード直交相関信号との乗算信号とを加算する処理を、コードルー プフィルタにより設定される周期に準じて行う。このループ処理により、式（la)、式（1 b)におけるキャリア位相 Θを区間 [ π〜+ π ]で一様分布するランダム変数とした 場合で、且つ L2C信号の振幅が小さい、すなわち、 C/N力 、さい場合でのコード
0
位相 τの Linkelifood方程式が実現される。これにより、キャリア位相 Θを追尾していな い状態（ノンコヒーレント）でのコード位相 τの追尾が実現される。
[0056] この発明の GPS受信機は、測位衛星からの L2C信号を受信するアンテナと、該ァ ンテナカ の L2C信号を中間周波数に変換する高周波処理手段と、中間周波数の L2C信号に基づきコード位相およびキャリア位相を推定演算する信号処理手段と、 コード位相およびキャリア位相に基づき、測位演算を行う測位演算手段と、測位演算 の結果を表示するとともに操作入力を受け付ける表示操作手段とを備え、信号処理 手段に、前述の L2C信号追尾装置を用いることを特徴として 、る。
[0057] この構成では、前述の L2C信号追尾装置を用いることで、キャリア位相、キャリア周 波数、コード位相が確実に追尾されて、 L2C信号による相対測位演算結果が得られ る。
発明の効果
[0058] この発明によれば、 L2C信号の追尾に最尤法を用いることにより、キャリア位相、お よびコード位相を、従来よりも低損失な状態を維持しながら追尾する L2C信号追尾 装置を構成することができる。
[0059] また、この発明によれば、前記 L2C信号追尾装置を備えることで、従来よりも確実に 相対測位を行う GPS受信機を構成することができる。
図面の簡単な説明
[0060] [図 1]第 1の実施形態の L2C信号追尾装置のキャリア位相追尾回路を示すブロック図 [図 2]第 1の実施形態の L2C信号追尾装置のキャリア位相追尾回路の他の構成を示 すブロック図
[図 3]第 1の実施形態のキャリア位相追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフ
[図 4]第 1の実施形態に示す図 1のキャリア位相追尾回路の追尾ループ性能を従来 のキャリア追尾回路と比較した結果を示す図
[図 5]第 2の実施形態に係る L2C信号追尾装置のキャリア周波数追尾回路の構成を 示すブロック図
[図 6]第 2の実施形態の L2C信号追尾装置のキャリア周波数追尾回路の他の構成を 示すブロック図
[図 7]第 2の実施形態のキャリア周波数追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフ [図 8]第 3の実施形態の L2C信号追尾装置のコード位相追尾回路を示すブロック図 [図 9]第 3の実施形態の L2C信号追尾装置のコード位相追尾回路の他の構成を示す ブロック図 [図 10]ノンコヒーレントのコード位相追尾回路の構成を示すブロック図
[図 11]第 3の実施形態のコード位相追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフ
[図 12]第 4の実施形態の GPS受信機の概略構成を示すブロック図
[図 13]図 12に示す信号処理部の概略構成を示すブロック図
[図 14]図 13に示す信号捕捉追尾部の構成を示すブロック図
[図 15]キャリア位相追尾の場合のキャリア位相追尾誤差検出器 105の構成例を示す ブロック図
[図 16]キャリア周波数追尾の場合のキャリア位相追尾誤差検出器 105の構成例を示 すブロック図
[図 17]コヒーレントのコード位相追尾誤差検出器 106の構成例を示すブロック図 [図 18]ノンコヒーレントのコード位相追尾誤差検出器 106の構成例を示すブロック図 [図 19]他の構成のキャリア位相追尾回路を示す部分ブロック図
[図 20]L2C信号のコード構成を示す概念図
[図 21]CLコードと C (t)との関係、および CMコードと C (t)との関係を示す波形図
L M
符号の説明
1 キャリア位相誤差演算部
2—キャリア NCO
3—キャリアループフィルタ
4—キャリア周波数誤差演算部
コード位相誤差演算部
6 コードループフィルタ
7—コード NCO
8—ノンコヒーレントコード位相誤差演算部
10a— CMコード発生器
10b— CLコード発生器
11 -フェーズローテータ
11 ' 一ディジタルコンバータ
12a〜12h—相関器 121a〜121h—ミキサ
122a〜122h—積算器
13—信号変換回路
131 ミキサ
132 双曲正接関数 (tanh関数)演算器
14一乗加算器
141 ミキサ
142 加算器
15—信号変換回路
150 シグモイド関数演算器
16a〜16d 遅延部
17a, 17c— Cross演算器
17b— Dot演算器
160—乗加算器
61a〜161d—ミキサ
62 加算器
00—アンテナ
00 高周波処理部
00—信号処理部
01a〜401n—信号捕捉追尾部 02 基本パルス発生器
00 測位演算部
00 表示操作部
02a〜102h—相関器
03—信号レベル推定器
04 ノイズレベル推定器
05 キャリア追尾誤差検出器
06 コード追尾誤差検出器 110—ミキサ
111 加算器
151 -キャリア位相誤差追尾部
152-コード位相誤差追尾部
発明を実施するための最良の形態
[0062] 第 1の実施形態に係る L2C信号追尾装置について図を参照して説明する。
図 1は本実施形態の L2C信号追尾装置のキャリア位相追尾回路を示すブロック図 である。
キャリア位相追尾回路は、キャリア位相誤差演算部 1、キャリア NC02、キヤリアル ープフィルタ 3、 CMコード発生器 10a、 CLコード発生器 10bを備える。キャリア位相 誤差演算部 1は、キャリア NC02から入力されたキャリア位相と、 CMコード発生器 10 aから入力された CMコード信号と、 CLコード発生器 10bから入力された CLコード信 号とに基づき、キャリア位相誤差をキャリアループフィルタ 3に出力する。キャリアルー プフィルタ 3は、このキャリア位相誤差に付随する不要成分を除去してキャリア NC02 に出力する。キャリア NC02は、このキャリア位相誤差に基づきキャリア位相を演算し てキャリア位相誤差演算部 1に出力する。このように、キャリア位相誤差演算部 1、キヤ リアループフィルタ 3、キャリア NC02からなるループ回路で、キャリア位相誤差およ びキャリア位相を順次演算し続けることにより、キャリア位相が追尾される。
[0063] キャリア位相誤差演算部 1は、フェーズローテータ 11と、 3つの相関器 12a〜12cと 、信号変換回路 13と、乗加算器 14とを備える。
フェーズローテータ 11は、前段の高周波処理部から中間周波数の L2C信号の同 相成分（中間 I信号)と直交成分（中間 Q信号)とが入力されるとともに、キャリア NCO 2からキャリア位相が入力される。フェーズローテータ 11は、中間 I信号と中間 Q信号 とキャリア位相とをアドレスにする LUT(Look-Out- Table)で実現され、この LUTに従 い、ベースバンドの同相成分 (I信号)と直交成分 (Q信号)とを出力する。これにより、 フェーズローテータ 11は、実質的に中間周波数の L2C信号に含まれる周波数オフ セットとドッブラ周波数成分とを除去して、ベースバンドの L2C信号を出力する。ここ で、このフェーズローテータ 11が本発明の「ベースバンド信号生成手段」に相当する フェーズローテータ 11から出力された I信号は相関器 12aに入力され、 Q信号は相 関器 12b, 12cに入力される。
[0064] 相関器 12aはミキサ 121aと積算器 122aと力 なる。ミキサ 121aは、フェーズローテ ータ 11から入力された I信号と CMコード発生器 10aから出力された正確なタイミング の CMコード信号（図 21に示す C (t) )とをミキシングして、 CMコード同相信号を積
M
算器 122aに出力する。積算器 122aは、前記高周波処理部から中間 I信号および中 間 Q信号とともに入力されたサンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力される C Mコード同相信号を積算することで相関処理を行い、 CMコード同相相関信号を信 号変換回路 13に出力する。このような相関器 12aを用いることで、キャリア位相に関 する Likelifood方程式 (式 (4) )の左辺第 2項前半部の積分演算部が形成される。ここ で、この相関器 12aが本発明の「CMコード同相相関処理手段」に相当する。
[0065] 相関器 12bはミキサ 121bと積算器 122bと力 なる。ミキサ 122bは、フェーズロー テータ 11から入力された Q信号と CMコード発生器 10aから出力された正確なタイミ ングの CMコード信号（図 21に示す C (t) )とをミキシングして、 CMコード直交信号
M
を積算器 122bに出力する。積算器 122bは、前記サンプリングクロックに基づく周期 に応じて、入力される CMコード直交信号を積算することで相関処理を行い、 CMコ ード直交相関信号を乗加算器 14に出力する。このような相関器 12bを用いることで、 キャリア位相に関する Likelifood方程式 (式 (4) )の左辺第 2項後半部の積分演算部 が形成される。ここで、この相関器 12bが本発明の「CMコード直交相関処理手段」に 相当する。
[0066] 相関器 12cはミキサ 121cと積算器 122cと力 なる。ミキサ 122cは、フェーズローテ ータ 11から入力された Q信号と CLコード発生器 10bから出力された正確なタイミング の CLコード信号 (図 21に示す C (t) )とをミキシングして、 CLコード直交信号を積算
し
器 122cに出力する。積算器 122cは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じ て、入力される CLコード直交信号を積算することで相関処理を行い、 CLコード直交 相関信号を乗加算器 14に出力する。このような相関器 12cを用いることで、キャリア 位相に関する Likelifood方程式 (式 (4) )の左辺第 1項の積分演算部が形成される。こ こで、この相関器 12cが本発明の「CLコード直交相関処理手段」に相当する。
[0067] 信号変換回路 13はミキサ 131と双曲正接関数 (tanh関数)演算器 132とからなる。
ミキサ 131は、相関器 12aから入力された CMコード同相相関信号と、実時間で推定 した相関後の信号レベル (振幅）と予め推定した相関後のノイズレベル (分散）の逆数 とからなる重み付け信号 (図における A / a 2)とをミキシングして双曲正接関数演算 e e
器 132に出力する。双曲正接関数演算器 132は、ミキサ 131から出力された信号を 双曲正接関数演算処理 (tanh関数処理)して双曲正接化 CMコード同相相関信号 を乗加算器 14に出力する。このような信号変換回路 13を用いることで、キャリア位相 に関する Likelifood方程式 (式 (4) )の左辺第 2項前半部が形成される。ここで、この信 号変換回路 13が本発明の「第 1CMコード同相相関信号変換手段」に相当する。
[0068] 乗加算器 14は、ミキサ (乗算器） 141と加算器 142とからなる。ミキサ 141は、信号 変換回路 13から入力される双曲正接ィ匕 CMコード同相相関信号と、相関器 12bから 入力される CMコード直交相関信号とをミキシング (乗算）して CMコード相関信号を 加算器 142に出力する。加算器 142は、ミキサ 141から入力される CMコード相関信 号と、相関器 12cから入力される CLコード直交相関信号とを加算して出力する。この ようなミキサ 141を用いることで、キャリア位相に関する Likelifood方程式 (式 (4) )の左 辺第 2項が形成され、このような乗加算器 14を用いることで、キャリア位相に関する Li kelifood方程式 (式 (4) )の左辺が形成される。そして、この出力信号は CMコード相 関信号と CLコード直交相関信号との加算信号であるので、実質的に L2C信号のキ ャリア位相誤差に相当する。
[0069] すなわち、このような構成のキャリア位相誤差演算部 1を用いることにより、 CMコー ドと CLコードとを統合してキャリア位相誤差を推定演算することができる。
[0070] そして、このキャリア位相誤差演算部 1と、キャリア NC02およびキャリアループフィ ルタ 3とでループ回路を形成することにより、 CMコードと CLコードとを統合してキヤリ ァ位相誤差を継続的に推定演算して、キャリア位相を追尾することができる。
[0071] ところで、前記双曲正接関数 (tanh関数）は、引数が大きい場合に、シグモイド関数 に置き換えることができる。このシグモイド関数とは符号関数であり、「ー1」または「 + 1」の値のみをとる。 ここで、 CZNが強い L2C信号の場合、前記引数が大きいと見なすことができる。
0
したがって、前述の双曲正接関数をシグモイド関数に置き換えることが可能となる。 図 2は本実施形態の L2C信号追尾装置のキャリア位相追尾回路の他の構成を示 すブロック図である。具体的には、信号変翻13がシグモイド関数演算器 150からな る信号変換回路 15に置き換わったものであり、他の構成は図 1に示したキャリア位相 追尾回路と同じである。ここで、信号変換回路 15が本発明の「第 2CMコード同相相 関信号変換手段」に相当する。
このような構成としても、 L2C信号を CZNの強い状態で受信できれば、キャリア位
0
相を追尾することができる。
図 3は、本実施形態のキャリア位相追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフであり 、横軸を CZNとし、縦軸を信号対雑音比 SNR (Signal to Noise Ratio)の損失とした
0
ものである。また、図 3において、 CTMC最適で表される特性曲線は本実施形態の 図 1に示すキャリア位相追尾回路を用いた場合を表し、 Decision-Directedで表される 特性曲線は本実施形態の図 2に示すキャリア位相追尾回路を用いた場合を表す。ま た、図 3において、 Costas-Simple PLLで表される特性曲線は従来のコスタスループと 従来のシンプル PLLとの単純な結合ループを用いた場合を表し、 ATAN2で表される 特性曲線は従来の逆正接関数 (arctan関数）を用いて CMコード、 CLコードにおける キャリア位相誤差を推定演算する方法を利用し、これらの演算結果を総合的なキヤリ ァ位相誤差とするキャリア位相追尾回路を用いた場合を表す。なお、 CTMCとは Co ncurrent Tracking for Multiplexed Codeの略である。
図 4は、本実施形態に示す図 1のキャリア位相追尾回路の追尾ループ性能を従来 のキャリア追尾回路と比較した結果を示す図であり、図 3と同様に、横軸を CZNとし
0
、縦軸を信号対雑音比 SNR (Signal to Noise Ratio)の損失としたものである。また、 図 4において、 CTMC最適で表される特性曲線は本実施形態の図 1に示すキャリア 位相追尾回路を用いた場合を表し、 L2CL Simple PLLで表される特性曲線は、 L2C 信号の CLコード信号をシンプル PLLで追尾した場合を表し、 L2C/A Costasで表 される特性曲線は、擬似的に L2C信号に現状の CZAコードを用い、コスタスループ で追尾した場合を表す。 [0073] 図 3に示すように、本実施形態の図 1に示すキャリア位相追尾回路を用いることで、 C/Nが強い場合に SNR損失を殆ど無くして、 C/Nが弱い場合に SNR損失を約
0 0
3dB (従来の CZAコードをコスタスループで追尾する場合の損失に相当）とすること ができる。一方、従来のコスタスループとシンプル PLLとの単純な結合ループ回路で は、 CZNが弱い場合に約 5dBの損失が生じ、 C/Nが強くても約 3dBの損失が生
0 0
じる。また、従来の逆正接関数を組み合わせた回路では、 C/Nが強い場合に殆ど
0
損失を無くし、 C/Nが弱い場合に約 3dB強の損失とすることができる。しかし、この
0
方法では、 C/Nが中間値、すなわち CZN力^ 0dB〜40dBの範囲では、本実施
0 0
形態の図 1に示すキャリア位相追尾回路の方が常時低損失となる。
[0074] また、図 4に示すように、 L2C信号の CLコード信号のみをシンプル PLLで追尾する 場合には CZNに関係なく常時約 3dBの損失が生じる。さらに、 L2C信号に擬似的
0
に CZAコードをのせた場合には、 CZNが強ければ損失は無くなる力 C/Nが弱
0 0 くなると 3dBを超える大幅に損失が生じる。
[0075] このように、本実施形態の図 1に示す構成を用いることで、 L2C信号の受信状態に 関わらず、常に約 3dB未満の SNR損失となり、従来の各方法およびこれらを単に組 み合わせた方法よりも追尾状態が良好なキャリア位相追尾回路を実現することができ る。
[0076] また、本実施形態の図 2に示すキャリア位相追尾回路を用いることで、 CZNが強
0 い場合に SNR損失を殆ど無くすことができる。すなわち、 C/Nが強い状態で L2C
0
信号を受信する場合には、図 2に示すキャリア位相追尾回路を用いても、図 1に示す キャリア位相追尾回路と同じぐ良好なキャリア位相追尾を実現することができる。そ して、この図 2に示すキャリア位相追尾回路は、図 1に示すキャリア位相追尾回路より も回路構成および制御が簡素であるので、良好なキャリア位相追尾を実現するキヤリ ァ位相追尾回路を簡素な構造で実現することができ、且つ容易な制御でキャリア位 相追尾を実現することができる。
[0077] 次に、第 2の実施形態に係るキャリア周波数追尾回路について、図を参照して説明 する。
図 5は本実施形態に係る L2C信号追尾装置のキャリア周波数追尾回路の構成を 示すブロック図である。
図 5に示すキャリア周波数追尾回路は、図 1に示すキャリア位相追尾回路のキャリア 位相誤差演算部 1に、相関器 12d、遅延部 16a〜16d、 Cross演算器 17a, 17c、 Do t演算器 17bを追加してなるキャリア周波数誤差演算部 4を用いたものであり、他の構 成は同じである。以下、図 5に示すキャリア周波数誤差演算部 4が、図 1に示すキヤリ ァ位相誤差演算部 1と異なる点についてのみ詳述し、同じ点については説明を省略 する。
[0078] 相関器 12aは CMコード同相相関信号を Cross演算器 17a、 Dot演算器 17b、およ び遅延部 16aに出力し、相関器 12bは CMコード直交相関信号を Cross演算器 17a 、 Dot演算器 17b、および遅延部 16bに出力する。
[0079] 相関器 12cのミキサ 122cは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CLコー ド発生器 10bから出力された正確なタイミングの CLコード信号とをミキシングして、 C Lコード同相信号を積算器 122cに出力する。積算器 122cは、前記サンプリングクロ ックに基づく周期に応じて、入力される CLコード同相信号を積算することで相関処理 を行い、 CLコード同相相関信号を Cross演算器 17cおよび遅延部 16cに出力する。 ここで、相関器 12cが本発明の「CLコード同相相関処理手段」に相当する。
[0080] 相関器 12dはミキサ 121dと積算器 122dと力もなる。ミキサ 122dは、フェーズロー テータ 11から入力された Q信号と CLコード発生器 10bから出力された正確なタイミン グの CLコード信号とをミキシングして、 CLコード直交信号を積算器 122dに出力する 。積算器 122dは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力される CLコ ード直交信号を積算することで相関処理を行い、 CLコード直交相関信号を Cross演 算器 17cおよび遅延部 16dに出力する。ここで、相関器 12dが本発明の「CLコード 直交相関処理手段」に相当する。
遅延部 16a〜16dは入力された信号を 1チップ時間分遅延させて出力する。
[0081] Cross演算器 17aは、相関器 12aから入力された CMコード同相相関信号 Icmと、 相関器 12bから入力された CMコード直交相関信号 Qcmと、遅延部 16aから入力さ れた遅延 CMコード同相相関信号 Icmlと、遅延部 16bから入力された遅延 CMコ一 ド直交相関信号 Qcmlとを用い、次式に示す演算を行って出力する。 [0082] Qcm'Icml— Icm'Qcml - (10)
これは、遅延処理を行わない CMコード同相相関信号と CMコード直交相関信号と の信号群と、遅延処理を行った遅延 CMコード同相相関信号と遅延 CMコード直交 相関信号との信号群との外積演算に相当する。そして、 Cross演算器 17aはこの演 算結果である CMコード外積処理信号を乗加算器 14に出力する。ここで、この Cross 演算器 17aが本発明の「CMコード外積処理手段」に相当する。
[0083] Dot演算器 17bは、相関器 12aから入力された CMコード同相相関信号 Icmと、相 関器 12bから入力された CMコード直交相関信号 Qcmと、遅延部 16aから入力され た遅延 CMコード同相相関信号 Icmlと、遅延部 16bから入力された遅延 CMコード 直交相関信号 Qcmlとを用い、次式に示す演算を行って出力する。
[0084] Icm - Icml+ Qcm - Qcml - (11)
これは、遅延処理を行わない CMコード同相相関信号と CMコード直交相関信号と の信号群と、遅延処理を行った遅延 CMコード同相相関信号と遅延 CMコード直交 相関信号との信号群との内積演算に相当する。そして、 Dot演算器 17bはこの演算 結果である CMコード内積処理信号を信号変換回路 13に出力する。ここで、この Do t演算器 17bが本発明の「CMコード内積処理手段」に相当する。
[0085] Cross演算器 17cは、相関器 12cから入力された CLコード同相相関信号 Iclと、相 関器 12dから入力された CLコード直交相関信号 Qclと、遅延部 16cから入力された 遅延 CLコード同相相関信号 Icllと、遅延部 16dから入力された遅延 CLコード直交相 関信号 Qcllとを用い、次式に示す演算を行って出力する。
[0086] Qcl · Icll Icl · Qcll - (12)
これは、遅延処理を行わない CLコード同相相関信号と CLコード直交相関信号との 信号群と、遅延処理を行った遅延 CLコード同相相関信号と遅延 CLコード直交相関 信号との信号群との外積演算に相当する。そして、 Cross演算器 17cはこの演算結 果である CLコード外積処理信号を乗加算器 14に出力する。ここで、この Cross演算 器 17cが本発明の「CLコード外積処理手段」に相当する。
[0087] 信号変換回路 13のミキサ 131は、 Dot演算器 17bから入力された CMコード内積 処理信号と、実時間で推定した相関後の信号レベル (振幅)と予め推定した相関後 のノイズレベル (分散）の逆数とからなる重み付け信号（図における A / o 2)とをミキ e e シングして双曲正接関数演算器 132に出力する。双曲正接関数演算器 132は、ミキ サ 131から出力された信号を双曲正接関数演算処理 (tanh関数処理)して双曲正接 化 CMコード内積処理信号を乗加算器 14に出力する。ここで、この信号変換回路 13 が本発明の「第 1CMコード内積処理信号変換手段」に相当する。
[0088] 乗加算器 14のミキサ 141は、信号変換回路 13から入力される双曲正接化 CMコー ド内積処理信号と、 Cross演算器 17aから入力される CMコード外積処理信号とをミ キシング (乗算）して CMコード相関信号を加算器 142に出力する。加算器 142は、ミ キサ 141から入力される CMコード相関信号と、 Cross演算器 17cから入力される CL コード外積処理信号とを加算して出力する。そして、このような処理は FLLのキャリア 周波数誤差の演算処理に相当するので、出力信号はキャリア周波数誤差に対応す る。すなわち、図 5に示す構造を用いることにより、図 1に示すキャリア位相誤差演算 部 1をベースとした FLLを構成することができる。
[0089] そして、このキャリア周波数誤差演算部 4と、キャリア NC02およびキャリアループフ ィルタ 3とでループ回路を形成することにより、 CMコードと CLコードとを統合してキヤ リア周波数誤差を継続的に推定演算して、キャリア周波数を追尾することができる。
[0090] ところで、前記双曲正接関数 (tanh関数)は、第 1の実施形態と同様に、引数が大 きい場合に、シグモイド関数に置き換えることができる。したがって、前述の双曲正接 関数をシグモイド関数に置き換えることが可能となる。
図 6は本実施形態の L2C信号追尾装置のキャリア周波数追尾回路の他の構成を 示すブロック図である。具体的には、信号変翻13がシグモイド関数演算器 150か らなる信号変換回路 15に置き換わったものであり、他の構成は図 5に示したキャリア 周波数追尾回路と同じである。ここで、この信号変換回路 15が本発明の「第 2CMコ ード内積処理信号変換手段」に相当する。
このような構成としても、 L2C信号を CZNの強い状態で受信できれば、キャリア周
0
波数を追尾することができる。
[0091] 図 7は、本実施形態のキャリア周波数追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフで あり、横軸を CZNとし、縦軸を信号対雑音比 SNR (Signal to Noise Ratio)の損失と したものである。また、図 7において、 CTMCで表される特性曲線は本実施形態の図 5に示すキャリア位相追尾回路を用いた場合を表し、 CTMC DDで表される特性曲 線は本実施形態の図 6に示すキャリア周波数追尾回路を用いた場合を表す。また、 図 7において、 L2CL FLLで表される特性曲線は従来のシンプル FLLを用いた場 合を表し、 L2C/A DDで表される特性曲線は L2C信号に替えて従来の CZAコ ードを L2波に用い、本実施形態の図 6に示すキャリア周波数追尾回路を用いた場合 を表す。
図 7に示すように、本実施形態の図 5に示すキャリア周波数追尾回路を用いることで 、 C/Nが強い場合に SNR損失を殆ど無くして、従来のシンプルな FLLを用いるよ
0
りも良好なキャリア周波数追尾性能を得ることができる。また、 C/N
0が弱い場合にも 従来の FLLと略同等のキャリア周波数追尾性能を得ることができる。
[0092] このように、本実施形態の図 5に示す構成を用いることで、 L2C信号の受信状態に 関わらず、従来の各方法およびこれらを単に組み合わせた方法よりも追尾状態が良 好なキャリア周波数追尾回路を実現することができる。
[0093] また、本実施形態の図 6に示すキャリア周波数追尾回路を用いることで、 CZNが
0 強い場合に SNR損失を殆ど無くすことができる。すなわち、 C/Nが強い状態で L2
0
C信号を受信する場合には、図 6に示すキャリア周波数追尾回路を用いても、図 5に 示すキャリア周波数追尾回路と同じぐ良好なキャリア周波数追尾を実現することが できる。そして、この図 6に示すキャリア周波数追尾回路は、図 5に示すキャリア周波 数追尾回路よりも回路構成および制御が簡素であるので、良好なキャリア周波数追 尾を実現するキャリア周波数追尾回路を簡素な構造で実現することができ、且つ容 易な制御でキャリア周波数追尾を実現することができる。
[0094] 次に、第 3の実施形態に係るコード位相追尾回路について図を参照して説明する。 図 8は本実施形態の L2C信号追尾装置のコード位相追尾回路を示すブロック図で ある。
コード位相追尾回路は、コード位相誤差演算部 5、コード NC07、コードループフィ ルタ 6、 CMコード発生器 10a、 CLコード発生器 10b、キャリア NC02を備える。コー ド位相誤差演算部 5は、キャリア NC02から入力されたキャリア位相と、 CMコード発 生器 10aから入力された正規タイミングの CMコード信号および該正規タイミングの C Mコード信号を微分した微分 CMコード信号と、 CLコード発生器 10bから入力された 正規タイミングの CLコード信号を微分した微分 CLコード信号とに基づき、コード位相 誤差をコードループフィルタ 6に出力する。コードループフィルタ 6は、このコード位相 誤差に付随する不要成分を除去してコード NC07に出力する。コード NC07は、こ のコード位相誤差に基づきコードイネ一ブルクロックを生成して、 CMコード発生器 1 Oaおよび CLコード発生器 10bに出力する。このように、コード位相誤差演算部 5、コ ードループフィルタ 7、コード NC06、 CMコード発生器 10a、および CLコード発生器 10bからなるループ回路で、コード位相誤差およびコード位相を順次演算し続けるこ とにより、コード位相が追尾される。すなわち、擬似距離観測が継続される。
[0095] コード位相誤差演算部 5は、フェーズローテータ 11から出力される I信号が相関器 1 2a〜 12cに入力され、相関器 12bに CMコード発生器 10aから微分 CMコード信号 が入力され、相関器 12cに CLコード発生器 1 Obから微分 CLコード信号が入力される 。他の構成は、第 1の実施形態の図 1に示したキャリア位相誤差演算部 1と同じである
[0096] CMコード発生器 10aは、コード NC07から入力されるコードィネーブル信号に基 づいて、正規タイミングの CMコード信号 CMp (図 21に示す C (t) )と、正規タイミン
M
グの CMコード信号 CMpを微分した微分 CMコード信号 CMelとを生成し、正規タイ ミングの CMコード信号 CMpを相関器 12aに出力し、微分 CMコード信号 CMelを相 関器 12bに出力する。また、 CLコード発生器 10bは、コード NC07から入力されるコ ードィネーブル信号に基づ 、て、正規タイミングの CLコード信号を微分した微分 CL コード信号 Clelを生成し、相関器 12cに出力する。ここで、微分 CMコード信号およ び微分 CLコード信号は、それぞれ前述の式 (8a)、式 (8b)で表される信号であるが 、コード位相誤差演算部 5においてディジタル信号で相関処理を行うことから、それ ぞれ近似的に前述の式（9a)、式（9b)で表される差分による信号で形成されている。 これら CMコード発生器 10a、 CLコード発生器 10bが本発明の「コード生成手段」に 相当する。 [0097] フェーズローテータ 11にはキャリア NC02からキャリア位相追尾処理によりロックさ れた状態のキャリア位相が入力され、フェーズローテータ 11はこのキャリア位相により ベースバンドの I信号および Q信号を出力する。すなわち、以下に説明するコード位 相追尾はキャリア位相がロックされた状態（コヒーレント）での処理である。
[0098] 相関器 12aのミキサ 121aは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CMコ ード発生器 10aから出力された正確なタイミングの CMコード信号 CMpとをミキシング して、 CMコード同相信号を積算器 122aに出力する。積算器 122aは、前記サンプリ ングクロックに基づく周期に応じて、入力される CMコード同相信号を積算することで 相関処理を行い、 CMコード同相相関信号を信号変換回路 13に出力する。このよう な相関器 12aを用いることで、コード位相に関する Likelifood方程式 (式（7) )の左辺 第 2項前半部の積分演算部が形成される。
[0099] 相関器 12bのミキサ 122bは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CMコ ード発生器 10aから出力された微分 CMコード信号 CMelとをミキシングして、微分 C Mコード同相信号を積算器 122bに出力する。積算器 122bは、前記サンプリングクロ ックに基づく周期に応じて、入力される微分 CMコード同相信号を積算することで相 関処理を行い、微分 CMコード同相相関信号を乗加算器 14に出力する。このような 相関器 12bを用いることで、コード位相に関する Likelifood方程式 (式（7) )の左辺第 2 項後半部の積分演算部が形成される。ここで、この相関器 12bが本発明の「微分 CM コード同相相関処理手段」に相当する。
[0100] 相関器 12cのミキサ 122cは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CLコー ド発生器 10bから出力された微分 CLコード信号 CLelとをミキシングして、微分 CLコ ード同相信号を積算器 122cに出力する。積算器 122cは、前記サンプリングクロック に基づく周期に応じて、入力される微分 CLコード同相信号を積算することで相関処 理を行い、微分 CLコード同相相関信号を乗加算器 14に出力する。このような相関器 12cを用いることで、コード位相に関する Likelifood方程式 (式（ 7) )の左辺第 1項の積 分演算部が形成される。ここで、この相関器 12cが本発明の「微分 CLコード同相相 関処理手段」に相当する。
[0101] 信号変換回路 13のミキサ 131は、相関器 12aから入力された CMコード同相相関 信号と、実時間で推定した相関後の信号レベル (振幅)と予め推定した相関後のノィ ズレベル (分散）の逆数とからなる重み付け信号（図における A / o 2)とをミキシング e e
して双曲正接関数演算器 132に出力する。双曲正接関数演算器 132は、ミキサ 131 力も出力された信号を双曲正接関数演算処理 (tanh関数処理)して双曲正接化 CM コード同相相関信号を乗加算器 14に出力する。このような信号変換回路 13を用いる ことで、コード位相に関する Likelifood方程式 (式（7) )の左辺第 2項前半部が形成さ れる。
[0102] 乗加算器 14のミキサ 141は、信号変換回路 13から入力される双曲正接化 CMコー ド同相相関信号と、相関器 12bから入力される微分 CMコード同相相関信号とをミキ シング (乗算）して加算器 142に出力する。加算器 142は、ミキサ 141から入力される CMコード相関信号と、相関器 12cから入力される微分 CLコード同相相関信号とを 加算して出力する。このようなミキサ 141を用いることで、コード位相に関する Likelifoo d方程式 (式（7) )の左辺第 2項が形成され、このような乗加算器 14を用いることで、コ ード位相に関する Likelifood方程式 (式（7) )の左辺が形成される。そして、この出力 信号は CMコード同相相関信号と微分 CMコード同相相関信号との相関信号 (CMコ ード相関信号)と、 CLコード直交相関信号との加算信号であるので、実質的に L2C 信号のコード位相誤差に相当する。
[0103] すなわち、このような構成のコード位相誤差演算部 5を用いることにより、 CMコード と CLコードとを統合してコード位相誤差を推定演算することができる。
[0104] そして、このコード位相誤差演算部 5と、コード NC07、 CMコード発生器 10a、 CL コード発生器 10b、およびコードループフィルタ 6とでループ回路を形成することによ り、 CMコードと CLコードとを統合して、コヒーレントで継続的にコード位相誤差を推 定演算して、コード位相を追尾することができる。すなわち、コヒーレントで継続的に 擬似距離を観測することができる。
[0105] このようなコード位相誤差追尾回路においても、前述のキャリア位相誤差追尾回路 と同様に、信号の CZNが強い場合に双曲正接関数演算をシグモイド関数演算に
0
置さ換免ることがでさる。
[0106] 図 9は本実施形態の L2C信号追尾装置のコード位相追尾回路の他の構成を示す ブロック図である。具体的には、信号変翻13がシグモイド関数演算器 150からなる 信号変換器 15に置き換わったものであり、他の構成は図 8に示したコード位相追尾 回路と同じである。
このような構成としても、 L2C信号を CZNの強い状態で受信できれば、コード位
0
相を追尾することができる。
[0107] なお、前述の 2つのコード位相追尾回路はキャリア位相に関してコヒーレントの場合 にコード位相追尾処理を行う回路である力 例えば、 GPS受信機の立ち上げ時 (初 期動作時)等の場合、キャリア位相がコヒーレントでない、すなわちロックされていない 。このような場合にでもコード位相の追尾は必要であるため、次に、キャリア位相が口 ックされて 、な 、（ノンコヒーレント）状態で用いるコード位相追回路にっ 、て説明す る。
図 10はノンコヒーレントのコード位相追尾回路の構成を示すブロック図である。 ノンコヒーレントのコード位相追尾回路は、ノンコヒーレントコード位相誤差演算部 8 、コード NC07、コードループフィルタ 6、 CMコード発生器 10a、 CLコード発生器 10 b、キャリア NC02を備える。ノンコヒーレントコード位相誤差演算部 8は、キャリア NC 02から入力されたキャリア位相と、 CMコード発生器 10aから入力された正規タイミン グの CMコード信号および該正規タイミングの CMコード信号を微分した微分 CMコ ード信号と、 CLコード発生器 10bから入力された正規タイミングの CLコード信号およ び該正規タイミングの CLコード信号を微分した微分 CLコード信号とに基づき、コード 位相誤差をコードループフィルタ 6に出力する。コードループフィルタ 6は、このコード 位相誤差に付随する不要成分を除去してコード NC07に出力する。コード NC07は 、このコード位相誤差に基づきコードイネ一ブルクロックを生成して、 CMコード発生 器 10aおよび CLコード発生器 10bに出力する。このように、コード位相誤差演算部 5 、コードループフィルタ 7、コード NC06、 CMコード発生器 10a、および CLコード発 生器 10bからなるループ回路で、コード位相誤差およびコード位相を順次演算し続 けることにより、ノンコヒーレントにコード位相が追尾される。
[0108] コード位相誤差演算部 8は、フェーズローテータ 11と、相関器 12a〜12hと、 4つの ミキサ 161a〜161dおよび加算器 162からなる乗加算器 160とを備える。 [0109] CMコード発生器 10aは、コード NC07から入力されるコードィネーブル信号に基 づいて、正規タイミングの CMコード信号 CMpと、正規タイミングの CMコード信号 C Mpを微分した微分 CMコード信号 CMelとを生成し、正規タイミングの CMコード信 号 CMpを相関器 12a, 12eに出力し、微分 CMコード信号 CMelを相関器 12b, 12f に出力する。また、 CLコード発生器 10bは、コード NC07から入力されるコードイネ 一ブル信号に基づいて、正規タイミングの CLコード信号 CLpと、正規タイミングの CL コード信号 CLpを微分した微分 CLコード信号 Clelを生成し、正規タイミングの CLコ ード信号 CLpを相関器 12c, 12gに出力し、微分 CLコード信号 CLelを相関器 12d, 12hに出力する。ここで、微分 CMコード信号および微分 CLコード信号は、前述のよ うに、それぞれ近似的に前述の式 (9a)、式 (9b)で表される差分による信号で形成さ れている。
[0110] フェーズローテータ 11にはキャリア NC02から予め所定値に設定されたキャリア位 相が入力され、フェーズローテータ 11はこの所定値に設定されたキャリア位相により ベースバンドの I信号および Q信号を出力する。ここで、キャリア位相は、式（1)にお いて、区間 [ π〜+ π ]で一様分布に従うランダム変数としてその平均が前記所定 値となるように設定されて 、る。
[0111] フェーズローテータ 11から出力された I信号は相関器 12a〜12dに入力され、 Q信 号は相関器 12e〜12hに入力される。
[0112] 相関器 12aは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CMコード発生器 10a 力も出力された正確なタイミングの CMコード信号 CMpとをミキシングして、 CMコー ド同相信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて CM コード同相信号を積算することで相関処理を行うことで CMコード同相相関信号を乗 加算器 160に出力する。
[0113] 相関器 12bは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CMコード発生器 10a 力 出力された微分 CMコード信号 CMelとをミキシングして、微分 CMコード同相信 号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて微分 CMコー ド同相信号を積算することで相関処理を行うことで微分 CMコード同相相関信号を乗 加算器 160に出力する。この相関器 12bが本発明の「微分 CMコード同相相関処理 手段」に相当する。
[0114] 相関器 12cは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CLコード発生器 10b 力も出力された正確なタイミングの CLコード信号 CLpとをミキシングして、 CLコード 同相信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて CLコ ード同相信号を積算することで相関処理を行うことで CLコード同相相関信号を乗カロ 算器 160に出力する。
[0115] 相関器 12dは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CLコード発生器 10b 力も出力された微分 CLコード信号 CLelとをミキシングして、微分 CLコード同相信号 を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて微分 CLコード同 相信号を積算することで相関処理を行うことで微分 CLコード同相相関信号を乗加算 器 160に出力する。この相関器 12dが本発明の「微分 CLコード同相相関処理手段」 に相当する。
[0116] 相関器 12eは、フェーズローテータ 11から入力された Q信号と CMコード発生器 10 aから出力された正確なタイミングの CMコード信号 CMpとをミキシングして、 CMコー ド直交信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて CM コード直交信号を積算することで相関処理を行うことで CMコード直交相関信号を乗 加算器 160に出力する。
[0117] 相関器 12fは、フェーズローテータ 11から入力された Q信号と CMコード発生器 10 aから出力された微分 CMコード信号 CMelとをミキシングして、微分 CMコード直交 信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて微分 CMコ ード直交信号を積算することで相関処理を行うことで微分 CMコード直交相関信号を 乗加算器 160に出力する。この相関器 12fが本発明の「微分 CMコード直交相関処 理手段」に相当する。
[0118] 相関器 12gは、フェーズローテータ 11から入力された Q信号と CLコード発生器 10 bから出力された正確なタイミングの CLコード信号 CLpとをミキシングして、 CLコード 直交信号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて CLコ ード直交信号を積算することで相関処理を行うことで CLコード直交相関信号を乗カロ 算器 160に出力する。 [0119] 相関器 12hは、フェーズローテータ 11から入力された Q信号と CLコード発生器 10 bから出力された微分 CLコード信号 CLelとをミキシングして、微分 CLコード直交信 号を生成する。そして、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて微分 CLコード 直交信号を積算することで相関処理を行うことで微分 CLコード直交相関信号を乗カロ 算器 160に出力する。この相関器 12hが本発明の「微分 CLコード直交相関処理手 段」に相当する。
[0120] 乗加算器 160は、乗算器 161aで CMコード同相相関信号と微分 CMコード同相相 関信号とをミキシングして第 1CMコード相関信号を出力し、乗算器 161bで CLコード 同相相関信号と微分 CLコード同相相関信号とをミキシングして第 1CLコード相関信 号を出力し、乗算器 161cで CMコード直交相関信号と微分 CMコード直交相関信号 とをミキシングして第 2CMコード相関信号を出力し、乗算器 161dで CLコード直交相 関信号と微分 CLコード直交相関信号とをミキシングして第 2CLコード相関信号を出 力し、加算器 162で、これら、第 1、第 2CMコード相関信号、第 1、第 2CLコード相関 信号を加算して出力する。このように加算された信号はコード位相誤差に相当する。
[0121] すなわち、このような構成のコード位相誤差演算部 8を用いることにより、 CMコード と CLコードとを統合してノンコヒーレントにコード位相誤差を推定演算することができ る。
[0122] そして、このコード位相誤差演算部 8と、コード NC07、 CMコード発生器 10a、 CL コード発生器 10b、およびコードループフィルタ 6とでループ回路を形成することによ り、 CMコードと CLコードとを統合して、ノンコヒーレントで継続的にコード位相誤差を 推定演算してコード位相を追尾することができる。すなわち、ノンコヒーレントで継続 的に擬似距離を観測することができる。
[0123] 図 11は本実施形態のコード位相追尾回路の追尾ループ性能を示すグラフであり、 横軸を CZNとし、縦軸を信号対雑音比 SNR (Signal to Noise Ratio)の損失としたも
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のである。また、図 11において、コヒーレント CTMC準最適で表される特性曲線は本 実施形態の図 8に示すコード位相追尾回路を用いた場合を表し、コヒーレント DDで 表される特性曲線は本実施形態の図 9に示すキャリア位相追尾回路を用いた場合を 表し、ノンコヒーレント CTMCで表される特性曲線は本実施形態の図 10に示すコー ド位相追尾回路を用いた場合を表す。また、図 11において、 L2CLコヒーレントで表 される特性曲線は従来のコヒーレントのコード追尾方法を用いて L2C信号の CLコー ドを追尾した場合を表し、 L2CZAノンコヒーレントで表される特性曲線は L2Cコード に代えて L2波に CZAコードをのせて従来のノンコヒーレントのコード追尾方法を用 いた場合を表す。
[0124] 図 11に示すように、本実施形態の図 8に示すコヒーレントのコード位相追尾回路を 用いることで、 CZNによらず低損失にコード位相を追尾することができる。これによ
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り、 GPS信号の受信状態によらず、従来よりも良好なコード位相追尾を実現するコー ド位相追尾回路を実現することができる。また、本実施形態の図 9に示すコヒーレント のコード位相追尾回路を用いることで、 CZNが強ければ低損失にコード位相を追
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尾することができる。そして、この図 9に示すコード位相追尾回路は図 8に示すコード 位相追尾回路と比較して回路構成が簡素であるので、信号強度が強い状態で良好 なコード位相追尾を実現するコード位相追尾回路を簡素な構造で実現することがで き、且つ容易な制御でコード位相追尾を実現することができる。
[0125] また、図 11に示すように、本実施形態の図 10に示すノンコヒーレントのコード位相 追尾回路を用いることで CZNが強ければ、従来よりも低損失にコード位相を追尾す
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ることがでさる。
[0126] 次に、第 4の実施形態に係る GPS受信機について図を参照して説明する。
図 12は本実施形態の GPS受信機の概略構成を示すブロック図である。 図 13は図 12に示す信号処理部の概略構成を示すブロック図である。
GPS受信機は、アンテナ 200、高周波処理部 300、信号処理部 400、測位演算部 500、および、表示操作部 600を備える。
[0127] アンテナ 200は、 GPS衛星からの L2Cコードで変調された L2波を受信して、ケー ブル等の伝送路を介して高周波処理部 300に出力する。高周波処理部 300は、入 力された L2波を中間周波数にダウンコンバートして、この信号をサンプリング化して ディジタル処理する。そして、ディジタル処理された中間周波数の信号の同相成分（ 中間 I信号)と直交成分（中間 Q信号)と、サンプリングクロック信号 SCLとを信号処理 部 400に出力する。 [0128] 信号処理部 400は、複数 (本実施形態では n個）の信号捕捉追尾部 401a〜401n と、基本パルス発生器 402とを備える。
基本パルス発生器 402は、サンプルクロック信号 SCLに基づき、信号捕捉追尾部 4 01a〜401nの相関器（後述する図 14の 102a〜102h)の積算時間を制御する基準 パルス Pbを生成して、各信号捕捉追尾部 401a〜401nに出力する。
信号捕捉追尾部 401a〜401nは、それぞれ、基準パルス Pbに従い、高周波処理 部 300から入力される中間 I信号、中間 Q信号、および、予め記憶されている CMコー ドおよび CLコードを用いて、信号の捕捉、追尾して、コード位相およびキャリア位相 を測位演算部 500に出力する。なお、信号捕捉追尾部 401a〜401nの具体的な構 成にっ ヽては図 14を用いて後述する。
[0129] 測位演算部 500は、 L2C信号 (L2Cコードで変調された L2波）に含まれる航法メッ セージの復調とデコードとを行うとともに、信号処理部 400から入力されたコード位相 (擬似距離)およびキャリア位相を用いて測位する。そして、この測位結果、すなわち 受信機の位置を表すデータを表示操作部 600に出力する。表示操作部 600は操作 部と表示部とからなり、表示部は測位演算部 500から入力された測位結果に基づき 受信機の位置を表示する。また、操作部はオペレータ力 所定の操作入力が行われ ると、入力操作コマンドを生成して測位演算部 500に出力する。測位演算部 500はこ の入力操作コマンドに基づき信号処理コマンドを生成して信号処理部 400に出力す る。信号処理部 400に入力された信号処理コマンドは各信号捕捉追尾部 401a〜40 Inに入力され、信号捕捉追尾部 401a〜401nはこのコマンドに従い、信号の捕捉、 追尾を行う。
[0130] 次に、信号捕捉追尾部の具体的な構成について図 14を参照して説明する。
図 14は図 13に示す信号捕捉追尾部の構成を示すブロック図である。
信号捕捉追尾部は、キャリア NC02、キャリアループフィルタ 3、コード NC07、 CM コード発生器 10a、 CLコード発生器 10b、コードループフィルタ 6、フェーズローテ一 タ 11、相関器 102a〜102h、信号レベル推定器 103、ノイズレベル推定器 104、キヤ リア追尾誤差検出器 105、コード追尾誤差検出器 106、ミキサ 110、加算器 111を備 える。そして、フェーズローテータ 11、相関器 102a〜102h、信号レベル推定器 103 、ノイズレベル推定器 104、およびキャリア追尾誤差検出器 105でキャリア位相誤差 追尾部 151を構成し、フェーズローテータ 11、相関器 102a〜102h、信号レベル推 定器 103、ノイズレベル推定器 104、およびコード追尾誤差検出器 106でコード位相 誤差追尾部 152を構成する。
なお、キャリア NC02、キャリアループフィルタ 3、コード NC07、 CMコード発生器 1 0a、 CLコード発生器 10b、コードループフィルタ 6、フェーズローテータ 11について は、前述の各実施形態に示したものと同じであるので説明は省略する。
[0131] CM同相相関器 102aは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CMコード 発生器 10aから出力された正確なタイミングの CMコード信号 CMpとをミキシングして 、基準ノルス Pbに基づく周期で積算することで相関処理を行う。
[0132] 微分 CM同相相関器 102bは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CMコ ード発生器 10aから出力された微分 CMコード信号 CMelとをミキシングして、基準パ ルス Pbに基づく周期で積算することで相関処理を行う。ここで、微分 CMコード信号 CMelは、前述のように正確なタイミングの CMコード信号 CMpをチップ長の半値で 進ませた信号とチップ長の半値で遅らせた信号との平均値の信号により近似した信 号である。
[0133] CL同相相関器 102cは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CLコード発 生器 10bから出力された正確なタイミングの CLコード信号 CLpとをミキシングして、基 準パルス Pbに基づく周期で積算することで相関処理を行う。
[0134] 微分 CL同相相関器 102dは、フェーズローテータ 11から入力された I信号と CLコ ード発生器 10bから出力された微分 CLコード信号 CLelとをミキシングして、基準パ ルス Pbに基づく周期で積算することで相関処理を行う。ここで、微分 CLコード信号 C Leiは、前述のように正確なタイミングの CLコード信号 CLpをチップ長の半値で進ま せた信号とチップ長の半値で遅らせた信号との平均値の信号により近似した信号で ある。
[0135] CM直交相関器 102eは、フェーズローテータ 11から入力された Q信号と CMコード 発生器 10aから出力された正確なタイミングの CMコード信号 CMpとをミキシングして 、基準ノルス Pbに基づく周期で積算することで相関処理を行う。 [0136] 微分 CM直交相関器 102fは、フェーズローテータ 11から入力された Q信号と CM コード発生器 10aから出力された微分 CMコード信号 CMelとをミキシングして、基準 パルス Pbに基づく周期で積算することで相関処理を行う。
[0137] CL直交相関器 102gは、フェーズローテータ 11から入力された Q信号と CLコード 発生器 10bから出力された正確なタイミングの CLコード信号 CLpとをミキシングして、 基準パルス Pbに基づく周期で積算することで相関処理を行う。
[0138] 微分 CL直交相関器 102hは、フェーズローテータ 11から入力された Q信号と CLコ ード発生器 10bから出力された微分 CLコード信号 CLelとをミキシングして、基準パ ルス Pbに基づく周期で積算することで相関処理を行う。
[0139] CM同相相関器 102aの出力信号と、 CL同相相関器 102cの出力信号と、 CM直 交相関器 102eの出力信号と、 CL直交相関器 102gの出力信号とは、信号レベル推 定器 103、ノイズレベル推定器 104、キャリア追尾誤差検出器 105、コード追尾誤差 検出器 106に入力される。また、微分 CM同相相関器 102bの出力信号と、微分 CL 同相相関器 102dの出力信号と、微分 CM直交相関器 102fの出力信号と、微分 CL 直交相関器 102hの出力信号とは、コード追尾誤差検出器 106に入力される。
[0140] 信号レベル推定器 103は、入力された信号に基づき受信した L2C信号の信号レべ ル (振幅)を推定演算して、キャリア追尾誤差検出器 105およびコード追尾誤差検出 器 106に出力する。また、ノイズレベル推定器 104は、入力された信号に基づき受信 した L2C信号のノイズレベル (分散)を推定演算して、キャリア追尾誤差検出器 105 およびコード追尾誤差検出器 106に出力する。
[0141] キャリア追尾誤差検出器 105は、入力された信号に基づきキャリア追尾誤差 (キヤリ ァ位相誤差やキャリア周波数誤差に相当）を演算してキャリアループフィルタ 105お よびミキサ 110に出力する。
[0142] コード追尾誤差検出器 106は、入力された信号に基づきコード追尾誤差 (コード位 相誤差に相当）を演算して、コードループフィルタ 6に出力する。
[0143] ミキサ 110は入力されたキャリア追尾誤差と、キャリア信号とコード信号との周期から 設定される定数 1Z1200とを乗算して加算器 111に出力する。加算器 111はこの信 号と、コードループフィルタ 6から出力される信号とを加算してコード NC07に出力す る。
[0144] このような構成において、次に示すように、キャリア追尾誤差検出器 105やコード追 尾誤差検出器 106を適当な構成とすることで、キャリア位相、キャリア周波数、コード 位相の観測 (追尾)を行うことができる。
[0145] (1)キャリア位相を追尾する場合
この場合、キャリア位相追尾誤差検出器 105は図 15に示すような構成を用いる。 図 15はキャリア位相追尾の場合のキャリア位相追尾誤差検出器 105の構成例を示 すブロック図である。そして、（a)は双曲正接関数演算を用いる場合を示し、（b)はシ グモイド関数演算を用いる場合を示す。
図 15 (a)に示すように、双曲正接関数演算を用いる場合、キャリア位相追尾誤差検 出器 105は、 CM同相相関器 102aの出力とノイズレベル推定器 104の出力とをミキ シングするミキサ 701と、このミキサ 701の出力と信号レベル推定器 103の出力とをミ キシングするミキサ 702と、このミキサ 702の出力信号を双曲正接関数演算する tanh 演算部 703と、 tanh演算部 703の出力と CM直交相関器 102eの出力とをミキシング するミキサ 704と、ミキサ 704の出力と CL直交相関器 102gの出力とを加算してキヤリ ァ位相誤差を出力する加算器 705とを備える。この回路構成は、前述の第 1の実施 形態の図 1に示したキャリア位相誤差演算部 1に相当する。すなわち、キャリア位相 誤差検出器 105を図 15 (a)に示す構成とすることで、受信信号の状態によることなく 、従来よりも低損失で確実にキャリア位相を追尾することができる。
[0146] そして、図 15 (b)に示すように、シグモイド関数演算を用いる場合には、図 15 (a)に 示したミキサ 701, 702および tanh演算部 703からなる回路を sign演算回路 706に 置き換える。この回路構成は、前述の第 1の実施形態の図 2に示したキャリア位相誤 差演算部 1に相当する。すなわち、キャリア位相誤差検出回路 105を図 15 (b)に示 す構造にすることで、ノイズに対する信号強度が強 、場合に簡素な構造で高速にキ ャリア位相を追尾することができる。
[0147] (2)キャリア周波数を追尾する場合
この場合、キャリア位相追尾誤差検出器 105は図 16に示すような構成を用いる。 図 16はキャリア周波数追尾の場合のキャリア位相追尾誤差検出器 105の構成例を 示すブロック図である。そして、（a)は双曲正接関数演算を用いる場合を示し、（b)は シグモイド関数演算を用いる場合を示す。
図 16 (a)に示すように、双曲正接関数演算を用いる場合、キャリア位相追尾誤差検 出器 105は、図 15 (a)に示したミキサ 701の前段に、次に示す回路が形成されてい る。図 16 (a)のキャリア位相追尾誤差検出器 105には、 CM同相相関器 102aからの 出力、 CM直交相関器 102eの出力、 CL同相相関器 102cの出力、および CL直交 相関器 102gの出力をそれぞれに遅延させる遅延部 707a〜707dと、 CM同相相関 器 102aの出力、 CM直交相関器 102eの出力、および遅延部 707a, 707bの出力を 用いて、式（11)に示す内積演算を行う Dot演算器 708と、 CM同相相関器 102aの 出力、 CM直交相関器 102eの出力、および遅延部 707a, 707bの出力を用いて、 式（10)に示す外積演算を行う Cross演算器 709と、 CL同相相関器 102cの出力、 C L直交相関器 102gの出力、および遅延部 707c, 707dの出力を用いて、式（12)に 示す外積演算を行う Cross演算器 710とが備えられている。この回路構成は、前述の 第 2の実施形態の図 5に示したキャリア周波数誤差演算部 4に相当する。すなわち、 キャリア位相誤差検出器 105を図 16 (a)に示す構成とすることで、従来よりも低損失 で確実にキャリア周波数を追尾することができる。
[0148] そして、図 16 (b)に示すように、シグモイド関数演算を用いる場合には、図 16 (a)に 示したミキサ 701, 702および tanh演算部 703からなる回路を sign演算回路 706に 置き換える。この回路構成は、前述の第 2の実施形態の図 6に示したキャリア周波数 誤差演算部 4に相当する。すなわち、キャリア位相誤差検出回路 105を図 16 (b)に 示す構造にすることで、ノイズに対する信号強度が強 、場合に簡素な構造で高速に キャリア周波数を追尾することができる。
[0149] (3)コヒーレントにコード位相を追尾する場合
この場合、コード位相追尾誤差検出器 106は図 17に示すような構成を用いる。 図 17はコード位相追尾誤差検出器 106の構成例を示すブロック図である。そして、 (a)は双曲正接関数演算を用いる場合を示し、 (b)はシグモイド関数演算を用いる場 合を示す。
図 17 (a)に示すように、双曲正接関数演算を用いる場合、コード位相追尾誤差検 出器 106は、 CM同相相関器 102aの出力とノイズレベル推定器 104の出力とをミキ シングするミキサ 701と、このミキサ 701の出力と信号レベル推定器 103の出力とをミ キシングするミキサ 702と、このミキサ 702の出力信号を双曲正接関数演算する tanh 演算部 703と、 tanh演算部 703の出力と微分 CM同相相関器 102bの出力とをミキ シングするミキサ 704と、ミキサ 704の出力と微分 CL同相相関器 102dの出力とをカロ 算してコード位相誤差を出力する加算器 705とを備える。この回路構成は、前述の第 3の実施形態の図 8に示したコード位相誤差演算部 5に相当する。すなわち、コード 位相誤差検出器 106を図 17 (a)に示す構成とすることで、受信信号の状態によること なぐ従来よりも低損失で確実にコード位相を追尾することができる。
[0150] そして、図 17 (b)に示すように、シグモイド関数演算を用いる場合には、図 17 (a)に 示したミキサ 701, 702および tanh演算部 703からなる回路を sign演算回路 706に 置き換える。この回路構成は、前述の第 3の実施形態の図 9に示したコード位相誤差 演算部 5に相当する。すなわち、コード位相誤差検出回路 106を図 17 (b)に示す構 造にすることで、ノイズに対する信号強度が強い場合に簡素な構造で高速にコード 位相を追尾することができる。
[0151] (4)ノンコヒーレントにコード位相を追尾する場合
この場合、コード位相追尾誤差検出器 106は図 18に示すような構成を用いる。 図 18はコード位相追尾誤差検出器 106の構成例を示すブロック図である。
[0152] 図 17 (a)に示すように、コード位相追尾誤差検出器 106は、 CM同相相関器 102a の出力と微分 CM同相相関器 102bの出力とをミキシングするミキサ 711aと、 CL同相 相関器 102cの出力と微分 CL同相相関器 102dの出力とをミキシングするミキサ 711 bと、 CM直交相関器 102eの出力と微分 CM直交相関器 102fの出力とをミキシング するミキサ 711cと、 CL直交相関器 102gの出力と微分 CL直交相関器 102hの出力 とをミキシングするミキサ 71 Idと、ミキサ 711aの出力とミキサ 711bの出力とを加算す る加算器 712aと、ミキサ 711cの出力とミキサ 711dの出力とを加算する加算器 712b と、加算器 712aの出力と加算器 712bの出力とを加算してコード位相誤差を出力す る加算器 712cとを備える。この回路構成は、前述の第 3の実施形態の図 10に示した コード位相誤差演算部 8に相当する。すなわち、コード位相誤差検出回路 106を図 1 8に示す構造にすることで、ノンコヒーレントでコード位相を追尾することができる。
[0153] そして、キャリア追尾誤差検出器 105およびコード追尾誤差検出器 106をソフトゥェ ァ処理による構成とすることで、キャリア追尾誤差検出器 105およびコード追尾誤差 検出器 106の構成を容易に設定変更することができる。
[0154] 以上のような構成とすることにより、必要な状況に応じて、キャリア位相、キャリア周 波数、およびコード位相を確実に追尾する GPS受信機を構成することができる。これ により、 GPS衛星力 の信号レベルや雑音比に応じて、確実に相対測位を行う GPS 受信機を構成することができる。
[0155] なお、前述の実施形態では、各構成要素をノヽードウ アで実現する例を説明した 力 これらの構成要素をソフトウェアで実現してもよい。例えば、図 14に示す実線で 囲まれたキャリア位相誤差追尾部 151、コード位相誤差追尾部 152や、他の図にお ける各演算器や推定器や相関器等を DSPや ASICにプログラムされたソフトウェアに より実現してちょい。
[0156] また、前述の各実施形態では、フェーズローテータを用いたキャリア位相追尾回路 を例に説明した力 図 19に示すように、ディジタルコンバータを用いてもよい。
図 19は他の構成のキャリア位相追尾回路を示す部分ブロック図である。 図 19に示すキャリア位相追尾回路では、フェーズローテータに替わりディジタルコ ンバータ 11 'によりベースバンドの L2C信号の同相成分と直交成分を生成している。 この際、ディジタルコンバータ 11 'は 1つの中間周波数の L2C信号、すなわち、同相 成分と直交成分とに分離されて 、な 、中間周波数の L2C信号力 ベースバンドの L 2C信号の同相成分と直交成分とを生成する。この際、このディジタルコンバータ 11 ' が本発明の「ベースバンド信号生成手段」に相当する。このようにディジタルコンパ一 タを用いても前述の構成を適用することができ、前述の効果を奏することができる。

Claims

請求の範囲
[1] CMコードおよび CLコードの 2つの異なる擬似雑音符号を用いて位相変調され、こ れらが時分割多重化されてなる L2C信号の追尾を行う L2C信号追尾装置において 最尤法を用いて前記 CMコードと前記 CLコードとを統合してキャリア位相を追尾す ることを特徴とする L2C信号追尾装置。
[2] CMコードおよび CLコードの 2つの異なる擬似雑音符号を用いて位相変調され、こ れらが時分割多重化されてなる L2C信号の追尾を行う L2C信号追尾装置において 最尤法を用 Vヽて前記 CMコードと前記 CLコードとを統合してコード位相を追尾する ことを特徴とする L2C信号追尾装置。
[3] 前記キャリア位相の追尾を行 、ながら、前記最尤法を用いて前記 CMコードと前記 CLコードとを統合してコード位相を追尾することを特徴とする請求項 1に記載の L2C 信号追尾装置。
[4] キャリア位相誤差に基づきキャリア位相を生成するキャリア NCOと、
前記キャリア位相を用いて得られる前記ベースバンドの L2C信号に前記 CMコード と前記 CLコードとを作用させて統合することで、前記最尤法による前記 L2C信号の キャリア位相誤差の演算を行うキャリア位相誤差演算手段と、
該キャリア位相誤差演算手段からのキャリア位相誤差をフィルタリングして前記キヤ リア NCOに出力するキャリアループフィルタと、を備え、
前記キャリア NCOと、前記キャリア位相誤差演算手段と、前記キャリアループフィル タとで前記 L2C信号のキャリア位相推定演算ループを形成したことを特徴とする請求 項 1または請求項 3に記載の L2C信号追尾装置。
[5] 前記キャリア位相誤差演算手段は、前記 CMコードの遅延と前記 CLコードの遅延 とを生成する遅延手段を備え、前記 L2C信号に、前記 CMコード、前記 CMコードの 遅延、前記 CLコード、および前記 CLコードの遅延を作用させて統合することで、前 記 L2C信号のキャリア位相誤差を演算し、
前記キャリア NCOと、前記キャリア位相誤差演算手段と、前記キャリアループフィル タとで前記 L2C信号のキャリア周波数推定演算ループを形成したことを特徴とする請 求項 4に記載の L2C信号追尾装置。
[6] コードクロックィネーブル信号を生成するコード NCO、該コード NCOの出力に基づ く CMコードおよび微分 CMコードと前記コード NCOの出力に基づく CLコードおよび 微分 CLコードを生成するコード生成手段と、
前記ベースバンドの L2C信号に、前記 CMコード、前記微分 CMコード、前記 CLコ ード、および前記微分 CLコードを作用させて統合することで前記 L2C信号のコード 位相誤差を演算するコード位相誤差演算手段と、
該コード位相誤差演算手段力 出力されるコード位相誤差をフィルタリングして、前 記コード生成手段に出力するコードループフィルタと、を備え、
前記コード生成手段と、前記コード位相誤差演算手段と、前記コードループフィル タとで前記 L2C信号のコード位相推定演算ループを形成した請求項 2〜請求項 5の うち 、ずれかに記載の L2C信号追尾装置。
[7] 前記キャリア位相誤差演算手段は、
中間周波数の L2C信号力 前記キャリア位相を用いて、ベースバンドの L2C信号 の同相成分および直交成分を生成するベースバンド信号生成手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L2C信 号の同相成分と前記 CMコードとの相関処理を行う CMコード同相相関処理手段と、 前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の直交成分と前記 CMコードとの相関処理を行う CMコード直交相関処理手 段と、
前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の直交成分と前記 CLコードとの相関処理を行う CLコード直交相関処理手 段と、
前記 CMコード同相相関処理手段から出力される CMコード同相相関信号に、信 号のレベルに比例した重みとノイズレベルに反比例した重みとを乗算し、該乗算され た CMコード同相相関信号の双曲正接関数信号を出力する第 1CMコード同相相関 信号変換手段と、 該第 1CMコード同相相関信号変換手段からの出力信号と、前記 CMコード直交相 関処理手段力 の出力信号とを乗算し、この乗算信号と前記 CLコード直交相関処 理手段からの出力信号とを加算することで前記キャリア位相誤差を生成して前記キヤ リアループフィルタに出力する乗加算手段と、を備え、
前記最尤法に基づくキャリア位相追尾ループ処理を行う請求項 4に記載の L2C信 号追尾装置。
[8] 前記キャリア位相誤差演算手段は、
中間周波数の L2C信号力 前記キャリア位相を用いて、ベースバンドの L2C信号 の同相成分および直交成分を生成するベースバンド信号生成手段と、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L2C信 号の同相成分と前記 CMコードとの相関処理を行う CMコード同相相関処理手段と、 前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の直交成分と前記 CMコードとの相関処理を行う CMコード直交相関処理手 段と、
前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の直交成分と前記 CLコードとの相関処理を行う CLコード直交相関処理手 段と、
前記 CMコード同相相関処理手段から出力される CMコード同相相関信号のシグ モイド関数信号を出力する第 2CMコード同相相関信号変換手段と、
該第 2CMコード同相相関信号変換手段からの出力信号と、前記 CMコード直交相 関処理手段力 の出力信号とを乗算し、この乗算信号を前記 CLコード直交相関処 理手段からの出力信号とを加算することで前記キャリア位相誤差を生成して前記キヤ リアループフィルタに出力する乗加算手段と、
を備えて、前記最尤法に基づくキャリア位相追尾ループ処理を行う請求項 4に記載 の L2C信号追尾装置。
[9] 前記キャリア位相誤差演算手段は、
前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の同相成分と前記 CLコードとの相関処理を行う CLコード同相相関処理手 段と、
前記 CMコード同相相関処理手段、前記 CMコード直交相関処理手段、前記 CLコ ード同相相関処理手段、および、前記 CLコード直交相関処理手段のそれぞれから 出力される信号を遅延処理する遅延手段と、
前記 CMコード同相相関処理手段力 の CMコード同相相関信号と前記 CMコード 直交相関処理手段からの CMコード直交相関信号とからなる CMコード信号対と、前 記遅延手段からの CMコード同相相関遅延信号と CMコード直交相関遅延信号とか らなる CMコード遅延信号対とを用いて内積処理を行って CMコード内積処理信号を 出力する CMコード内積処理手段と、
前記 CMコード信号対と前記 CMコード遅延信号対とを用いて外積処理を行って C Mコード外積処理信号を出力する CMコード外積処理手段と、
前記 CLコード同相相関処理手段力 の CLコード同相相関信号と前記 CLコード直 交相関処理手段からの CLコード直交相関信号とからなる CLコード信号対と、前記 遅延手段力 の CLコード同相相関遅延信号と CLコード直交相関遅延信号とからな る CLコード遅延信号対とを用いて外積処理を行って CLコード外積処理信号を出力 する CLコード外積処理手段と、
前記 CMコード内積処理信号に、信号のレベルに比例した重みと、ノイズレベルに 反比例した重みとを乗算し、該乗算された CMコード内積処理信号の双曲正接関数 信号を出力する第 1CMコード内積処理信号変換手段と、
該第 1CMコード内積処理信号変換手段からの出力信号と、前記 CMコード外積処 理信号とを乗算し、この乗算信号と前記 CLコード外積信号とを加算することで前記 キャリア位相誤差を生成して前記キャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、 を備え、
前記最尤法に基づくキャリア周波数追尾ループ処理を行う請求項 5に記載の L2C 信号追尾装置。
前記キャリア位相誤差演算手段は、
前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の同相成分と前記 CLコードとの相関処理を行う CLコード同相相関処理手 段と、
前記 CMコード同相相関処理手段、前記 CMコード直交相関処理手段、前記 CLコ ード同相相関処理手段、および、前記 CLコード直交相関処理手段のそれぞれから 出力される信号を遅延処理する遅延手段と、
前記 CMコード同相相関処理手段力 の CMコード同相相関信号と前記 CMコード 直交相関処理手段からの CMコード直交相関信号とからなる CMコード信号対と、前 記遅延手段からの CMコード同相相関遅延信号と CMコード直交相関遅延信号とか らなる CMコード遅延信号対とを用いて内積処理を行って CMコード内積処理信号を 出力する CMコード内積処理手段と、
前記 CMコード信号対と前記 CMコード遅延信号対とを用いて外積処理を行って C Mコード外積処理信号を出力する CMコード外積処理手段と、
前記 CLコード同相相関処理手段力 の CLコード同相相関信号と前記 CLコード直 交相関処理手段からの CLコード直交相関信号とからなる CLコード信号対と、前記 遅延手段力 の CLコード同相相関遅延信号と CLコード直交相関遅延信号とからな る CLコード遅延信号対とを用いて外積処理を行って CLコード外積処理信号を出力 する CLコード外積処理手段と、
前記 CMコード内積処理信号のシグモイド関数信号を出力する第 2CMコード内積 処理信号変換手段と、
該第 2CMコード内積処理信号変換手段からの出力信号と、前記 CMコード外積処 理信号とを乗算し、この乗算信号と前記 CLコード外積信号とを加算することで前記 キャリア位相誤差を生成して前記キャリアループフィルタに出力する乗加算手段と、 を備えて、前記最尤法に基づくキャリア周波数追尾ループ処理を行う請求項 5に記 載の L2C信号追尾装置。
前記 CMコード、該 CMコードを微分した微分 CMコード、前記 CLコード、および該 CLコードを微分した微分 CLコードを生成するコード生成手段と、
コード位相誤差をフィルタリングして、前記コード生成手段に出力するコードループ フィルタと、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L2C信 号の同相成分と前記微分 CMコードとの相関処理を行う微分 CMコード同相相関処 理手段と、
前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の同相成分と前記微分 CLコードとの相関処理を行う微分 CLコード同相相 関処理手段と、
前記第 1CMコード同相相関信号変換手段からの出力信号と、前記微分 CMコード 同相相関処理手段力 の出力信号とを乗算し、この乗算信号と前記微分 CLコード 同相相関処理手段からの出力信号とを加算して、前記コードループフィルタに出力 する乗加算手段と、
を備えて、コード追尾ループ処理を行う請求項 7〜10のいずれかに記載の L2C信号 追尾装置。
[12] 前記 CMコード、該 CMコードを微分した微分 CMコード、前記 CLコード、および該 CLコードを微分した微分 CLコードを生成するコード生成手段と、
コード位相誤差をフィルタリングして、前記コード生成手段に出力するコードループ フィルタと、
サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L2C信 号の同相成分と前記微分 CMコードとの相関処理を行う微分 CMコード同相相関処 理手段と、
前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の同相成分と前記微分 CLコードとの相関処理を行う微分 CLコード同相相 関処理手段と、
前記第 2コード CM同相相関信号変換手段からの出力信号と前記微分 CMコード 同相相関処理手段力 の出力信号とを乗算し、この乗算信号と前記微分 CLコード 同相相関処理手段からの出力信号とを加算して、前記コードループフィルタに出力 する乗加算手段と、
を備えて、コード追尾ループ処理を行う請求項 7〜10のいずれかに記載の L2C信号 追尾装置。
[13] 前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の同相成分と前記微分 CMコードとの相関処理を行う微分 CMコード同相相 関処理手段と、
前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の直交成分と前記微分 CMコードとの相関処理を行う微分 CMコード直交相 関処理手段と、
前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の同相成分と前記微分 CLコードとの相関処理を行う微分 CLコード同相相 関処理手段と、
前記サンプリング周波数により設定される周期を基準として、前記ベースバンドの L 2C信号の直交成分と前記微分 CLコードとの相関処理を行う微分 CLコード直交相 関処理手段と、
前記 CMコード同相相関処理手段から出力される CMコード同相相関信号と前記 微分 CMコード同相相関処理手段から出力される微分 CMコード同相相関信号とを 乗算する乗算器と、前記 CMコード直交相関処理手段から出力される CMコード直交 相関信号と前記微分 CMコード直交相関処理手段から出力される微分 CMコード直 交相関信号とを乗算する乗算器と、前記 CLコード同相相関処理手段力 出力される CLコード同相相関信号と前記微分 CLコード同相相関処理手段から出力される微分 CLコード同相相関信号とを乗算する乗算器と、前記 CLコード直交相関処理手段か ら出力される CLコード直交相関信号と前記微分 CLコード直交相関処理手段から出 力される微分 CLコード直交相関信号とを乗算する乗算器と、これら 4つの乗算器の 出力を加算して、前記コードループフィルタに出力する乗加算手段と、
を備え、コード追尾ループ処理を行う請求項 7〜請求項 10のいずれかに記載の L2 C信号追尾装置。
測位衛星力 の L2C信号を受信するアンテナと、
該アンテナ力 の L2C信号を中間周波数に変換する高周波処理手段と、 中間周波数の L2C信号に基づきコード位相およびキャリア位相を推定演算する信 号処理手段と、
前記コード位相および前記キャリア位相に基づき、測位演算を行う測位演算手段と 前記測位演算の結果を表示するとともに操作入力を受け付ける表示操作手段とを 備え、
前記信号処理手段に、請求項 1〜請求項 13のいずれかに記載の L2C信号追尾装 置を用いることを特徴とする GPS受信機。
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Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102426369A (zh) * 2011-11-22 2012-04-25 航天恒星科技有限公司 一种l2c掩星信号开环跟踪处理方法
CN102621563A (zh) * 2012-03-20 2012-08-01 东南大学 一种基于fpga的gps软件接收机信号跟踪方法及其系统
JP2012533080A (ja) * 2009-07-15 2012-12-20 トップコン ジーピーエス，エルエルシー アンテナ・ユニットのセットからの信号を処理するナビゲーション受信機
CN104765051A (zh) * 2015-03-24 2015-07-08 芜湖航飞科技股份有限公司 一种gps卫星接收机载波跟踪系统
CN105277955A (zh) * 2014-12-26 2016-01-27 上海华测导航技术股份有限公司 一种用于gps卫星导航的基带信号处理方法
CN105467410A (zh) * 2015-12-04 2016-04-06 航天恒星科技有限公司 导航信号生成方法
CN106291606A (zh) * 2016-07-22 2017-01-04 北京航天自动控制研究所 一种抗多径高精度码环鉴相方法
CN106842247A (zh) * 2015-12-04 2017-06-13 航天恒星科技有限公司 一种gps的l2c信号生成方法及装置
CN114019541A (zh) * 2021-10-18 2022-02-08 国科海芯(上海)微电子有限公司 L2c信号的跟踪方法、装置、存储介质和设备

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4651422B2 (ja) * 2005-03-15 2011-03-16 日本無線株式会社 衛星航法装置
JP5376762B2 (ja) * 2007-02-07 2013-12-25 日本無線株式会社 衛星信号の雑音推定装置、信号対雑音比演算装置及び衛星信号受信装置
JP2010286354A (ja) * 2009-06-11 2010-12-24 Furuno Electric Co Ltd ドップラ周波数推定装置、測位信号捕捉追尾装置、測位装置、およびドップラ周波数測定方法
CN105572701B (zh) * 2015-12-17 2017-11-24 深圳市力合微电子股份有限公司 一种用于北斗二代接收机弱信号跟踪的码环鉴相方法
CN106226791A (zh) * 2016-07-06 2016-12-14 重庆邮电大学 基于并行scpc与hrc相结合的高阶boc信号多径抑制算法
CN109541651A (zh) * 2018-12-27 2019-03-29 中国电子科技集团公司第二十研究所 一种gpsl1l2双频信号联合捕获方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001208826A (ja) * 1999-11-22 2001-08-03 Nokia Mobile Phones Ltd 適応フィルタを用いた拡散スペクトル信号のトラッキング装置およびその製法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005283203A (ja) * 2004-03-29 2005-10-13 Japan Radio Co Ltd 衛星航法装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001208826A (ja) * 1999-11-22 2001-08-03 Nokia Mobile Phones Ltd 適応フィルタを用いた拡散スペクトル信号のトラッキング装置およびその製法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
FONTANA R. ET AL: "The New L2 Civil Sinnal", ION GPS 2001, THE INSTITUTE OF NAVIGATION, 11 September 2001 (2001-09-11) - 14 September 2001 (2001-09-14), pages 617 - 631, XP002997743 *
TSUCHIYA J. ET AL: "Shi GPS Sokuryo no Kiso", JAPAN ASSOCIATION OF SURVEYORS, 20 September 2002 (2002-09-20), pages 245 - 249, XP002997744 *
WANG D. ET AL: "Optimum Tracking Loop Design for Civil Signal Based on ML Estimation", ION GNSS 17TH INTERNATIONAL TECHNICAL MEETING OF THE SATELLITE DIVISION, THE INSTITUTE OF NAVIGATION, 21 September 2004 (2004-09-21) - 24 September 2004 (2004-09-24), pages 474 - 485, XP002997745 *

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012533080A (ja) * 2009-07-15 2012-12-20 トップコン ジーピーエス，エルエルシー アンテナ・ユニットのセットからの信号を処理するナビゲーション受信機
CN102426369A (zh) * 2011-11-22 2012-04-25 航天恒星科技有限公司 一种l2c掩星信号开环跟踪处理方法
CN102621563A (zh) * 2012-03-20 2012-08-01 东南大学 一种基于fpga的gps软件接收机信号跟踪方法及其系统
CN105277955A (zh) * 2014-12-26 2016-01-27 上海华测导航技术股份有限公司 一种用于gps卫星导航的基带信号处理方法
CN104765051A (zh) * 2015-03-24 2015-07-08 芜湖航飞科技股份有限公司 一种gps卫星接收机载波跟踪系统
CN105467410A (zh) * 2015-12-04 2016-04-06 航天恒星科技有限公司 导航信号生成方法
CN106842247A (zh) * 2015-12-04 2017-06-13 航天恒星科技有限公司 一种gps的l2c信号生成方法及装置
CN106291606A (zh) * 2016-07-22 2017-01-04 北京航天自动控制研究所 一种抗多径高精度码环鉴相方法
CN114019541A (zh) * 2021-10-18 2022-02-08 国科海芯(上海)微电子有限公司 L2c信号的跟踪方法、装置、存储介质和设备

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