WO2005067136A1 - 電流制限回路およびモータドライブ回路 - Google Patents

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power transistor
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Mitsuaki Daio
Daiki Yanagishima
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Rohm Co., Ltd
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/12—Control or stabilisation of current
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/40—Testing power supplies

Definitions

  • the present invention relates to a current limiting circuit and a motor drive circuit, and more particularly, to a current limiting circuit and a motor drive circuit.
  • the present invention relates to a current limiting circuit that can protect the current and can continue to be used as a driver IC.
  • a bipolar drive stepping motor driver (pulse motor driver) is a one-phase drive
  • the protruding rotor is rotated by a predetermined rotation angle.
  • the driver that supplies the drive current for exciting each stator has a power transistor (output transistor) corresponding to each phase in series with the coil (excitation coil) connected to the power supply line and wound on the stator. Is provided in each. When the power transistor provided for each phase is turned ON / OFF at a predetermined timing, the stator is sequentially excited and the stepping motor is driven.
  • the drive current sequentially increases during the ON period due to a transient phenomenon of a predetermined time constant determined by the inductance of the exciting coil of the phase and the impedance of the power transistor and the like!].
  • the power transistor is turned on and turned off after a predetermined period, so that the power transistor is controlled so that no overcurrent flows. Therefore, each phase of the power transistor is normally driven by shobbing with a logic value pulse of "H" (HIGH level) and "L" (LOW level) to be ONZOFF.
  • an overcurrent protection circuit of this type of driver includes a current detection circuit that detects an output current and an overcurrent detection circuit that stops driving a power transistor. And a circuit.
  • the current detection circuit is usually provided in series with the power transistor.
  • the overcurrent detection circuit operates according to a detection signal from the current detection circuit obtained when the output current value of the output stage power transistor becomes an overcurrent equal to or more than a predetermined value, and limits the output current value.
  • Patent Document 1 JP-A-11-112313
  • the current limiting circuit normally compares the detection voltage signal of the current detection circuit with a reference voltage by a comparator and stops driving the power transistor when the reference voltage is exceeded. If the circuit that generates the reference voltage fails, the current limiting circuit does not work, and there is a problem that the power transistor is destroyed. Therefore, an overcurrent protection circuit is separately required.
  • the reference voltage generating circuit for detecting the specified current value (limited current value) by the current limiting circuit is externally provided to the driver IC. This is because the specified current value detection voltage varies according to the variation in the characteristics of the power transistor.By adjusting this voltage externally, the current value to be limited is adjusted to a value that meets the design specifications. It is necessary to adjust.
  • connection failure and disconnection of this external circuit are more likely to occur than the circuit inside the IC.
  • the current limiting circuit does not work and the power transistor is turned on. .
  • the overcurrent protection circuit that is provided separately detects the overcurrent of the output current that flows when this switch is ON. Normally, the overcurrent protection circuit is used continuously to stop the operation as a driver IC. Cannot be used as a driver. Particularly, in the case of a driver such as a motor drive circuit, the driver does not operate simply due to a failure of the circuit that generates the reference voltage, and the motor also does not operate. Therefore, there is a problem that the mechanism or the entire device is sometimes wasted.
  • An object of the present invention is to solve such a problem of the prior art, and to prevent occurrence of overcurrent when an external reference voltage generation circuit for detecting a specified current value fails.
  • the purpose of the present invention is to provide a current limiting circuit or a motor drive circuit that can protect a power transistor and continuously use it as a driver IC.
  • a current limiting circuit or a motor drive circuit has a configuration in which an output current detection circuit is provided in series with a power transistor, and a comparator and a first reference voltage generation circuit are provided. And a second reference voltage generating circuit, the detection signal obtained by the output current detecting circuit when the output current of the power transistor reaches a predetermined specified value, and the detection signal obtained from the first reference voltage generating circuit.
  • the comparator generates a control signal for stopping the driving of the power transistor for a predetermined period according to the first reference voltage, and outputs the signal when the output current of the power transistor reaches a predetermined value exceeding a specified value.
  • the comparator generates a control signal in accordance with the detection signal obtained by the current detection circuit and the second reference voltage obtained by the second reference voltage generation circuit.
  • Reference voltage onset production circuit is external to the IC, Ru der which the second reference voltage generating circuit is incorporated in IC.
  • the second reference voltage generation circuit since the second reference voltage generation circuit is built in the IC, the second reference voltage generation circuit for detecting the specified current value fails when the second reference voltage generation circuit fails.
  • the current is limited by the voltage generation circuit, and overcurrent can be prevented to protect the power transistor.
  • the second reference voltage generation circuit built into the IC is not an external component, connection failures and disconnections hardly occur. Therefore, if this IC is surely protected and the power is set to a value slightly higher than the first reference voltage so that there is no problem in continuously operating the predetermined value as a driver IC, the driver IC can be used. There is no problem in operation as. Therefore, this IC can be continuously used as a driver without replacing the first reference voltage generation circuit of the externally mounted component.
  • the voltage to be generated by the first reference voltage generating circuit can be easily determined if the voltage to be generated can be checked through the connection terminal. It is easy to replace and return to a normal operating state. In this case, the voltage to be generated by the first reference voltage generation circuit can easily be obtained from the voltage of the second reference voltage generation circuit.
  • the specified current value here corresponds not to overcurrent protection but to a limit current value (design value) that limits the current value to a certain current value or less when the motor drive circuit is driven by shoving. .
  • the voltage of the second reference voltage generation circuit has both overcurrent protection and current limitation.
  • the overcurrent protection circuit is originally designed to prevent destruction as an IC.
  • the voltage of the second reference voltage generation circuit is reduced to the current limit by the voltage of the first reference voltage generation circuit.
  • the value close to the limiting current value is higher than the upper limit value of the product variation of the voltage of the externally attached first reference voltage generating circuit and is equal to or lower than the maximum rated current value of the power transistor. I just need.
  • the current limit value due to the voltage of the second reference voltage generating circuit is a current value exceeding the specified current value at this time, but the range in which no problem occurs even if the power transistor continues to drive the motor. It is in. For example, this is preferably in the range of approximately 3% to 10% higher than the current value at which the current is limited.
  • FIG. 1 is a block diagram mainly showing a single-phase driving circuit of a bipolar driving stepping motor driver according to an embodiment to which the current limiting circuit of the present invention is applied
  • FIG. 2 is a diagram showing the current limiting circuit
  • 3 is a circuit diagram of a comparator in FIG.
  • reference numeral 10 denotes a bipolar driving stepping motor driver IC having four excitation coils.
  • current output circuits la, lb, lc, Id are provided, each of which is connected to the excitation coil 11a, llb, 11c, lid of the stepping motor 11, respectively, and each excitation coil 11a, lib, Flywheel diodes D are connected in parallel to 11c and lid, respectively. Since the current output circuits la, lb, lc, Id are each composed of the same circuit, the details are shown only in the current output circuit la. Hereinafter, the current output circuit la will be described, and the current output circuits lb, lc, and Id are the same, and a description thereof will be omitted.
  • Reference numeral 12 denotes a power supply.
  • the current output circuit la has an N-channel MOSFET power transistor Tr.
  • the drain of the lower transistor Tr is connected to the output terminal 2a, and the excitation current is output to the output terminal 2a.
  • the source of the power transistor Tr is connected to the output current detection resistor Rs attached outside the IC via the terminal 2e, and is grounded via this.
  • the output current of the output terminal 2a is a current that sinks from the exciting coil 11a to the output terminal 2a.
  • the current limiting circuit 3 includes an amplifier 4 for multiplying X2, a comparator 5, a first reference voltage generating circuit 6a, and a second reference current generating circuit 6b.
  • the amplifier 4 is connected between the terminal 2e and the (1) input terminal of the comparator 5.
  • the reference voltage generation circuit 6a is connected to the (+) input terminal of the comparator 5 via the terminal 2c, and is provided outside the IC. As a result, the reference voltage generating circuit 6a applies the reference voltage VREF to the (+) input terminal of the comparator 5.
  • the reference voltage generating circuit 6b is provided inside the IC, is connected to the (+) input terminal of the comparator 5, and connects the reference voltage VR (VR> V REF) to the (+) input terminal of the comparator 5.
  • the reference voltage VR is slightly higher than the reference voltage VREF without any problem when the stepping motor driver IC 10 operates using the reference voltage VR as the reference voltage.
  • This reference voltage VR is close to the current limit value due to the reference voltage VREF as described above.
  • the voltage is such that the limit current is applied in a range of 3% to 10% higher than the current value that limits the current in the design. It is sufficient if the value is above the upper limit value of the product variation in the reference voltage VREF of the external reference voltage generation circuit 6a and lower than the maximum rated current value of the power transistor.
  • the phase excitation signal G (“H”) is applied to the AND gate 9 from a phase excitation signal generation circuit (not shown).
  • a phase excitation signal generation circuit not shown.
  • the gate thereof is turned on. Is closed.
  • the phase excitation signal G (“H") applied to the gate of the power transistor Tr is blocked, and the power transistor Tr is turned off at this time.
  • the voltage Vs becomes the ground potential
  • the output of the comparator 5 detection pulse S
  • the detection pulse S is a control signal for turning off the power transistor Tr.
  • the detection pulse S ("L") is also applied to the timer circuit 7a, and generates a shoving pulse on the RS flip-flop 8 after a predetermined time. That is, a pulse P ("H") is applied to the internal delay circuit 7 via the timer circuit 7a and the internal delay circuit 7 via the inverter 7b after a fixed time after the power transistor Tr becomes OFF. In addition, pulse P ("H") is applied to the D terminal of RS-flip-flop 8 without delay.
  • the internal delay circuit 7 generates a falling trigger pulse in response to the rising of the pulse P.
  • "H" that is, "1” is latched in the RS-flip-flop 8
  • the RS-flip-flop 8 counts the time of the timer circuit 7a.
  • the gate of Andgate 9 opens. Then, the AND condition with the phase excitation signal G ("H") is satisfied, and the drive current is supplied to the excitation coil 1 la by the power transistor Tr, and the current increases!
  • the timer circuit 7a drops the "H” tibbing pulse P to "L” for a certain period of time.
  • the timer circuit 7a generates the "H” tibbing pulse P to generate an RS flip-flop. Set “1” to 8 and hold gate 9 open. Therefore, when the phase excitation signal G ("H") is generated, the AND condition is satisfied, and the drive current is supplied to the excitation coil 11a by the power transistor Tr, and the above operation is performed according to the generation of the phase excitation signal G. Started.
  • the current limiting circuit 3 stops the drive current when the voltage Vs of the terminal 2c due to the resistance Rs exceeds the reference voltage VREF, that is, when the output current of the power transistor Tr reaches the specified current value. Limits the output current of the power transistor Tr.
  • the current limiting circuit 3 is provided to also serve as an overcurrent protection circuit.
  • the reference voltage generation circuit 6a fails or the reference voltage VREF is no longer generated at the terminal 2f due to a poor connection with the terminal 2f.
  • the operation described above is continuously performed with the reference voltage VREF of the reference voltage generator 6b being replaced by the reference voltage VREF of the reference voltage generator 6b.
  • the stepping motor driver IC10 as a driver can continue the operation.
  • FIG. 2 is a specific circuit diagram of the comparator 5, and the comparator 5 has a differential amplifier 50 including PNP transistors Ql and Q2.
  • PNP transistors Q3 and Q4 connected to the base of the transistor Q1 are provided in parallel with the base of the transistor Q1.
  • the emitter of the PNP transistors Q3 and Q4 is the base of the transistor Q1.
  • the collector side is grounded.
  • a PNP transistor Q5 connected to it is provided in parallel.
  • the emitter of the transistor Q5 is connected to the base of the transistor Q2, the collector side is grounded, and the base of the transistor Q5 receives the current detection signal of the X 2 times amplification.
  • a reference voltage generation circuit 6a is provided, and a reference voltage generation circuit 6b is provided between the base of the transistor Q4 and the ground GND.
  • the NPN transistors Q6 and Q7 are current mirror circuits provided as active load circuits of the differential amplifier 50 downstream of the transistors Q1 and Q2, and the emitter side is grounded.
  • NPN transistors Q8 and Q9 are output stage transistors, each emitter side is connected to ground GND, the collector of transistor Q8 is connected to power supply line + VDD via current source 54, and the collector of transistor Q6 From the base to receive the output.
  • the collector of the transistor Q9 is connected to the power supply line + VDD via the load resistor R, receives an output from the collector of the transistor Q8 to its base, and generates a detection pulse P at its collector.
  • the voltage to be generated by the first reference voltage generating circuit 6a can be easily determined if the voltage to be generated can be checked via the terminal 2f, so that the first reference voltage generating circuit 6a Can be easily replaced to return to a normal operation state.
  • the voltage to be generated by the first reference voltage generation circuit 6a can be generated as the voltage of the second reference voltage generation circuit 6b or a voltage lower than this by a predetermined value. Therefore, it is preferable that the circuit configuration is such that the voltage of the second reference voltage generation circuit 6b is output to the connection terminal (terminal 2f) of the first reference voltage generation circuit 6a.
  • the terminal 2f in FIG. 2 is such an example. If the voltage of the second reference voltage generation circuit 6b is higher than the reference voltage VREF of the second reference voltage generation circuit 6b by at least lVf (forward drop voltage between base and emitter), the first reference voltage generation circuit 6a Is connected to terminal 2f, transistor Q4 Is OFF.
  • the reference voltage VREF is set to a slightly higher value VR than the reference voltage VREF, which hinders the operation as a dryino IC. It can be used as a driver continuously.
  • the comparator 5 is configured to be provided in each of the current output circuits la, lb, lc, and Id.
  • the comparator 5 is provided commonly to a plurality of power output circuits. May be.
  • the detection resistor Rs of the output current value is shared by the comparator 5 of each of the current output circuits la and lb and the comparator 5b of each of the current output circuits lc and Id, and a total of 2 It can be individual.
  • the power transistor Tr of the embodiment is a MOSFET transistor. Of course, this may be a bipolar transistor.
  • the motor drive circuit of the stepper motor driver IC of the bipolar drive is described.
  • the output circuit of the power transistor is used as the drive circuit of the push-pull operation, and the bipolar drive (positive phase)
  • the present invention may be applied to a stepping motor driver IC having a phase amount opposite to that of the driving.
  • the ONZOFF control of the power transistor Tr is performed via the internal delay circuit 7, the RS flip-flop (data latch circuit) 8, the AND gate 9, and the OFF timer circuit 7a.
  • These circuits are not necessarily required for the present invention if the power transistor is turned off.
  • the comparator 5 is one having two (+) input terminals. This is because the internal circuit of the comparator 5 is configured by two comparators in parallel. May be. This may also use a comparator with two (+) input terminals and two (1) input terminals.
  • the drive circuit has a current limiting circuit or an overcurrent protection circuit that limits the drive current by turning off the power transistor at a specified current value of the force described in the stepping motor driver IC
  • the present invention is applicable to any circuit.
  • FIG. 1 is a block diagram centered on a single-phase drive circuit of a stepping motor driver of a bipolar drive according to an embodiment to which the current limiting circuit of the present invention is applied.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a comparator in the current limiting circuit.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Stepping Motors (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

【課題】 　規定電流値検出のための外付け基準電圧発生回路が故障したときに過電流の発生を防止してパワートランジスタを保護しかつドライバＩＣとして継続使用できる電流制限回路およびモータドライブ回路を提供することにある。 【解決手段】 　この発明は、出力電流検出回路がパワートランジスタに直列に設けられ、コンパレータと第１の基準電圧発生回路と第２の基準電圧発生回路とを有し、パワートランジスタの出力電流が所定の規定値に達したときに出力電流検出回路から得られるその検出信号と第１の基準電圧発生回路から得られる第１の基準電圧とに応じてコンパレータがパワートランジスタの駆動を所定期間停止させるための制御信号を発生し、パワートランジスタの出力電流が規定値を越えた所定値になったときに出力電流検出回路から得られるその検出信号と第２の基準電圧発生回路から得られる第２の基準電圧とに応じてコンパレータが制御信号を発生するものであって、第１の基準電圧発生回路がＩＣに外付けされ、第２の基準電圧発生回路がＩＣに内蔵されているものである。

Description

明 細 書
電流制限回路およびモータドライブ回路
技術分野
[0001] この発明は、電流制限回路およびモータドライブ回路に関し、詳しくは、ュ-ポーラ
(半波)駆動のステッピングモータドライバ ICにお 、て、規定電流値 (制限電流値)検 出のための外付け基準電圧発生回路が故障したときに過電流の発生を防止してパ ワートランジスタを保護しかつドライバ ICとして継続使用できるようにすることが可能な 電流制限回路に関する。
背景技術
[0002] ュ-ポーラ駆動のステッピングモータドライバ（パルスモータドライノく）は、 1相駆動、
1相— 2相駆動あるいは 2相駆動等によりモータの固定子側を順次励磁することで、所 定の回転角だけ突起形状の回転子を回転させる。
各固定子を励磁するための駆動電流を流すドライバは、電源ラインに接続され固定 子に巻かれたコイル (励磁コイル）に対してこれに直列にパワートランジスタ（出力段ト ランジスタ）が各相対応にそれぞれ設けられていている。この各相対応に設けられた パワートランジスタが所定のタイミングで ONZOFFされることで、固定子が順次励磁 されてステッピングモータがドライブされる。
ある相のパワートランジスタが ONすると、その相の励磁コイルのインダクタンスとパ ワートランジスタ等のインピーダンスにより決定される所定の時定数の過渡現象で O N期間の間順次駆動電流が増力!]していく。この増加量を所定値までに制限するため に、パワートランジスタを ONさせて力 所定の期間後に OFFすることで、パワートラン ジスタに過電流が流れないように制御される。そのため、パワートランジスタは、通常 、 ONZOFFする" H" (HIGHレベル）， "L" (LOWレベル）の論理値パルスで各相 がチヨッビングによるノ ルス駆動される。
[0003] このようなパルス駆動制御の 1つとして、 ON期間をタイマ回路で設定して制御する チヨッパ制御の 3相モータドライバとその IGBTパワートランジスタの保護回路が公知 である (特許文献 1)。 この特許文献 1 (特開平 11— 112313号）に示されているように、この種のドライバの 過電流保護回路は、出力電流を検出する電流検出回路とパワートランジスタの駆動 を停止する過電流検出回路とで構成される。電流検出回路は、通常、パワートランジ スタに直列に設けられている。過電流検出回路は、出力段パワートランジスタの出力 電流値が所定値以上の過電流になったときに得られる電流検出回路からの検出信 号に応じて動作して出力電流値を制限する。
特許文献 1 :特開平 11— 112313号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
電流制限回路は、通常、コンパレータにより電流検出回路力 の検出電圧信号と基 準電圧とを比較して基準電圧を越えたときにパワートランジスタの駆動を停止する。 基準電圧を発生する回路が故障すると、電流制限回路がはたらかなくなり、パワート ランジスタが破壊される問題がある。そのため、過電流保護回路が別途必要になる。 前記の電流制限回路による規定電流値 (制限電流値)検出のための基準電圧発生 回路は、ドライバ ICに外付けされる。それは、パワートランジスタの特性のばらつきに 応じて規定電流値検出電圧にばらつきが発生するからであり、この電圧を外付けに より調整することで制限する電流値を設計仕様に適合するような値に調整する必要 があるからである。
そのため、 IC内部の回路よりもこの外付け回路の接続不良、断線などが発生し易く 、それにより、この基準電圧入力端子がオープンとなると、電流制限回路がはたらか なくなってパワートランジスタが ON状態となる。別途設けられる過電流保護回路は、 この ON状態のときに流れる出力電流の過電流を検出することになる力 通常、過電 流保護回路は、ドライバ ICとしての動作を停止させるために継続的にドライバとして 使用できなくなる。特に、モータドライブ回路等のドライバにあっては、単に、基準電 圧を発生する回路の故障だけでドライバが動作しなくなり、モータも動作しなくなる。 そのため、ときには、機構あるいは装置全体が無駄になってしまう問題がある。
この発明の目的は、このような従来技術の問題点を解決するものであり、規定電流 値検出のための外付け基準電圧発生回路が故障したときに過電流の発生を防止し てパワートランジスタを保護しかつドライバ ICとして継続使用できる電流制限回路ある いはモータドライブ回路を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0005] このような目的を達成するためのこの発明の電流制限回路あるいはモータドライブ 回路の構成は、出力電流検出回路がパワートランジスタに直列に設けられ、コンパレ 一タと第 1の基準電圧発生回路と第 2の基準電圧発生回路とを有し、パワートランジ スタの出力電流が所定の規定値に達したときに出力電流検出回路力 得られるその 検出信号と第 1の基準電圧発生回路から得られる第 1の基準電圧とに応じてコンパレ ータがパワートランジスタの駆動を所定期間停止させるための制御信号を発生し、パ ワートランジスタの出力電流が規定値を越えた所定値になったときに出力電流検出 回路力 得られるその検出信号と第 2の基準電圧発生回路力 得られる第 2の基準 電圧とに応じてコンパレータが制御信号を発生するものであって、第 1の基準電圧発 生回路が ICに外付けされ、第 2の基準電圧発生回路が ICに内蔵されているものであ る。
発明の効果
[0006] この発明にあっては、第 2の基準電圧発生回路が ICに内蔵されて 、るので、規定 電流値検出のための第 1の基準電圧発生回路が故障したときに第 2の基準電圧発 生回路により電流制限がかかり、過電流を防止してパワートランジスタを保護すること ができる。
ICに内蔵されている第 2の基準電圧発生回路は、外付け部品ではないので、接続 不良、断線などはほとんど発生しない。したがって、確実にこの ICが保護され、し力も 、前記の所定値をドライバ ICとして継続動作することに問題のないような、第 1の基準 電圧より少し高い値に設定しておけば、ドライバ ICとしての動作に差し障りがない。 したがって、外部の取り付け部品の第 1の基準電圧発生回路を取り替えなくてもドラ ィバとしてこの ICを継続して使用することが可能になる。
なお、第 1の基準電圧発生回路が発生すべき電圧は、その接続端子を介して発生 すべき電圧がチェックできるようにしておけば容易に判断がつくので、第 1の基準電 圧発生回路を取り替えて正常の動作状態に戻すことも容易である。 この場合の第 1の基準電圧発生回路の発生すべき電圧は、第 2の基準電圧発生回 路の電圧力 得ることが容易にできる。
[0007] ここでの規定電流値は、過電流保護ではなくモータ駆動回路をチヨッビング駆動す るときにに電流値をある電流値以下に制限する制限電流値 (設計値）に対応するもの である。この点、第 2の基準電圧発生回路の電圧は、過電流保護と電流制限とを兼 ね備えるものである。過電流保護回路は、本来 ICとしての破壊を防止するために設 けられるものである力 ここでは、第 2の基準電圧発生回路の電圧を第 1の基準電圧 発生回路の電圧による制限電流値に近いところに設定して第 1の基準電圧発生回路 の電圧による電流制限動作ができなくなったときに電流制限回路として動作させる。 なお、制限電流値に近いところとは、外付けされる第 1の基準電圧発生回路の電圧 の製品ばらつきの上限値より上であって、パワートランジスタの最大定格電流値か、 それよりも下であればよい。
すなわち、第 2の基準電圧発生回路の電圧による制限電流値は、このときの規定電 流値を越えた電流値であるが、パワートランジスタがモータ駆動動作を継続しても問 題の生じない範囲にある。例えば、これは、電流制限を行う電流値に対して 3%— 10 %程度高 ヽ範囲が好ま 、。
その結果、基準電圧を発生する回路の故障だけでドライバが動作しなくなったり、 例えば、モータが動作しなくなったりすることがなぐ機構あるいは装置全体が無駄に なってしまう欠点を防止することができる。
発明を実施するための最良の形態
[0008] 図 1は、この発明の電流制限回路を適用した一実施例のュ-ポーラ駆動のステツピ ングモータドライバの単相駆動回路を中心としたブロック図、図 2は、その電流制限回 路におけるコンパレータの回路図である。
図 1において、 10は、励磁コイルが 4個のュ-ポーラ駆動のステッピングモータドラ ィバ ICである。これには、電流出力回路 la, lb、 lc, Idが設けられ、それぞれがステ ッビングモータ 11の励磁コイル 11a, l lb、 11c, l idにそれぞれ接続され、各励磁コ ィル 11a, l ib, 11c, l idには、それぞれフライホイールダイオード Dが並列に接続 されている。 電流出力回路 la, lb、 lc, Idは、それぞれ同一の回路で構成されているので、そ の詳細を電流出力回路 laのみに示す。以下、電流出力回路 laについて説明し、電 流出力回路 lb、 lc, Idは、同様であるのでその説明を割愛する。なお、 12は、電源 である。
[0009] 電流出力回路 laは、 Nチャネル MOSFETパワートランジスタ Trを有していて、ノ ワートランジスタ Trは、ドレインが出力端子 2aに接続され、出力端子 2aに励磁電流を 出力する。パワートランジス Trのソースは、端子 2eを介して IC外部に取り付けられた 出力電流検出用の抵抗 Rsに接続され、これを介して接地されている。なお、出力端 子 2aの出力電流は、この出力端子 2aに励磁コイル 11aからシンクする電流となる。 電流制限回路 3は、 X 2倍増幅のアンプ 4と、コンパレータ 5、第 1の基準電圧発生回 路 6a、そして第 2の基準電流発生回路 6bとからなる。
アンプ 4は、端子 2eとコンパレータ 5の (一)入力端子との間に接続されている。基準 電圧発生回路 6aは、端子 2cを介してコンパレータ 5の（+ )入力端子に接続され、 IC 外部に設けられている。これにより、基準電圧発生回路 6aは基準電圧 VREFをコンパ レータ 5の（+ )入力端子に加える。一方、基準電圧発生回路 6bは、 IC内部に設けら れていて、コンパレータ 5の（+ )入力端子に接続され、基準電圧 VR (ただし VR>V REF)をコンパレータ 5の（+ )入力端子に加える。
なお、基準電圧 VRは、ステッピングモータドライバ IC10がこれを基準電圧として動 作したときに支障のな ヽ、基準電圧 VREFより少し高 ヽ電圧である。
この基準電圧 VRは、前記したように基準電圧 VREFによる制限電流値に近いところ にある。設計上において電流制限を行う電流値に対して 3%— 10%程度高い範囲の いずれかで制限電流がかかるような電圧である。それは、外付けされる基準電圧発 生回路 6aの基準電圧 VREFにおける製品ばらつきの上限値より上であって、パワート ランジスタの最大定格電流値か、それよりも下であればよい。
[0010] ここで、出力電流検出用の抵抗 Rsの端子電圧を Vsとすると、パワートランジス Trの 出力電流が増加して、電圧 Vsが基準電圧 VREFを越えるような駆動電流（出力電流） 力 Sパワートランジス Trに発生したとき、言い換えれば、出力電流が規定値 (制限電流 値）になったときに、コンパレータ 5の出力は、 "H"から" L"に変わり、検出パルス S (" L"有意）を発生する。この検出パルス Sは、内部遅延回路 7に加えられて遅延されて 立下がりトリガー信号とされ、 RS—フリップフロップ (データラッチ回路） 8のクロック端 子 CLKに入力される。このときにはすでに、 RS—フリップフロップの D端子には遅延 しない検出パルス S ("L")の 1ビットデータが加えられている。そこで、遅延したトリガ 一信号によりこの" L"がラッチされる。
その結果、 RS—フリップフロップ 8の出力が" L"となって、この出力は、アンドゲート 9 に加えられる。
アンドゲート 9には、相励磁信号 G ("H")が相励磁信号生成回路（図示せず)から 加えられていて、 RS—フリップフロップ 8の出力が" L"となることで、そのゲートが閉じ られる。その結果、パワートランジス Trのゲートにカ卩えられる相励磁信号 G ("H")が 阻止されて、このときパワートランジス Trは OFFになる。パワートランジス Trが OFFに なると、電圧 Vsがグランド電位になり、コンパレータ 5の出力（検出パルス S)は、 "L" から" H"に戻り、検出ノ ルス Sが停止する。
したがって、ここでは、検出パルス Sは、パワートランジス Trを OFFにする制御信号 になっている。
一方、検出パルス S ("L")は、タイマ回路 7aにも加えられ、一定時間後に RS—フリ ップフロップ 8にチヨッビングパルスを発生させる。すなわち、パワートランジス Trが O FFになった後の一定時間後にタイマ回路 7aを介して内部遅延回路 7にインバータ 7 bを介してパルス P ("H")が加えられる。さらに、パルス P ("H")は、 RS—フリップフロ ップ 8の D端子に遅延なしに加えられる。
内部遅延回路 7は、このパルス Pの立上がりに対して立下がりトリガパルスを発生す る。これにより、このパルス Pの" H"の期間には、 RS—フリップフロップ 8に" H"、すな わち" 1"がラッチされて、 RS—フリップフロップ 8は、タイマ回路 7aのタイムカウントに 応じた休止期間を持つチヨッビングパルスを Q出力に発生する。その結果、アンドゲ ート 9のゲートが開く。そこで、相励磁信号 G ("H")とのアンド条件が成立してパワー トランジスタ Trにより駆動電流が励磁コイル 1 laに流され、その電流が増加して！/、く。 これが規定値 (制限電流値）に達すると、コンパレータ 5の出力は、 "H"から" L"に変 わり、検出パルス Sを発生する。これにより、パワートランジス Trがまた OFFになる。 以上の繰り返しにより、相励磁信号 G ("H")がパワートランジス Trのゲートにカ卩えら れている駆動期間にパワートランジス Trがチヨッビング駆動され、相励磁信号 Gの発 生タイミングに応じて励磁コイル 1 laに駆動電流が流される。
なお、タイマ回路 7aは、 "H"のチヨッビングパルス Pを一定時間" L"に落とすもので あって、検出パルス Sを受けないときには" H"のチヨッビングパルス Pを発生させて RS フリップフロップ 8に" 1"をセットし、ゲート 9を開状態に保持する。そこで、相励磁信 号 G ("H")が発生したときにはアンド条件が成立してパワートランジスタ Trにより駆動 電流が励磁コイル 11aに流され、前記のような動作が相励磁信号 Gの発生に応じて 開始される。
これにより、電流制限回路 3は、抵抗 Rsによる端子 2cの電圧 Vsが基準電圧 VREF を越えたときに、すなわち、パワートランジス Trの出力電流が規定電流値になったと きに駆動電流を停止させてパワートランジス Trの出力電流を制限する。この点で電 流制限回路 3は、過電流保護回路を兼ねるものとして設けられている。
[0012] ここで、基準電圧発生回路 6aが故障しあるいは端子 2fとの接続不良などにより端 子 2fに基準電圧 VREFが発生しなくなったとする。
このときには、パワートランジス Trの出力電流が増加して、電圧 Vsが基準電圧 V REFを越える。そこで、電圧 Vsが基準電圧 VRを越えるような出力電流がパワートラン ジス Trに発生したときには、言い換えれば、出力電流が規定値以上の所定値になつ たときには、コンパレータ 5の出力は、 "H"から" L"に変わる検出パルス S ("L"有意） をここでち発生する。
すなわち、コンパレータの比較基準電圧が基準電圧発生回路 6aの基準電圧 VREF 力も基準電圧発生回路 6bの基準電圧 VRに換わって前記の動作が継続的に行われ る。これによりドライバとしてステッピングモータドライバ IC10は、動作を継続すること ができる。
[0013] 図 2は、コンパレータ 5の具体的な回路図であって、コンパレータ 5は、 PNPトランジス タ Ql, Q2からなる差動増幅器 50を有している。この差動増幅器 50に対して、トラン ジスタ Q1のベースには、これに接続された PNPトランジスタ Q3, Q4が並列に設けら れている。 PNPトランジスタ Q3, Q4は、それぞれェミッタ側がトランジスタ Q1のベース に、コレクタ側が接地されている。
トランジスタ Q2のベースには、これに接続された PNPトランジスタ Q5が並列に設け られている。トランジスタ Q5のェミッタは、トランジスタ Q2のベースに接続され、コレク タ側が接地され、そのベースには、 X 2倍増幅のアンプ 4力 電流検出信号を受ける トランジスタ Q3のベースと端子 2fとの間には基準電圧発生回路 6aが設けられ、トラ ンジスタ Q4のベースとグランド GNDとの間には基準電圧発生回路 6bが設けられて いる。
51— 53は、それぞれ各トランジスタ Q1— Q5を動作させるための電流源であり、各ト ランジスタのェミッタと電源ライン +VDDとの間に設けられている。 NPNトランジスタ Q 6, Q7は、カレントミラー回路であって差動増幅器 50のアクティブ負荷回路としてトラ ンジスタ Ql, Q2の下流に設けられ、ェミッタ側が接地されている。
NPNトランジスタ Q8, Q9は、出力段トランジスタであって、それぞれのェミッタ側は グランド GNDに接続され、トランジスタ Q8のコレクタは、電流源 54を介して電源ライ ン +VDDに接続され、トランジスタ Q6のコレクタからベースに出力を受ける。トランジ スタ Q9のコレクタは、負荷抵抗 Rを介して電源ライン +VDDに接続され、トランジスタ Q8のコレクタからそのベースに出力を受けて、検出パルス Pをそのコレクタに発生す る。
ところで、第 1の基準電圧発生回路 6aの発生すべき電圧は、端子 2fを介して発生 すべき電圧をチェックできるようにしておけば容易に判断がつくので、第 1の基準電 圧発生回路 6aを取り替えて正常の動作状態に戻すことが容易である。
この場合の第 1の基準電圧発生回路 6aの発生すべき電圧は、第 2の基準電圧発 生回路 6bの電圧か、これより所定値低い電圧として発生させることができる。そのた め、第 1の基準電圧発生回路 6aの接続端子 (端子 2f)に第 2の基準電圧発生回路 6 bの電圧が出力されるような回路構成であった方がよい。図 2の端子 2fは、このような 例になっている。そして、第 2の基準電圧発生回路 6bの電圧が第 2の基準電圧発生 回路 6bの基準電圧 VREFより lVf (ベースーェミッタ間順方向降下電圧）以上高い場 合には、第 1の基準電圧発生回路 6aが端子 2fに接続されている限り、トランジスタ Q4 は OFFになっている。
[0015] ここで、基準電圧発生回路 6aの基準電圧 VREFにより制限されるパワートランジス T rの出力電流の規定値を 2. 6Aとすると、基準電圧発生回路 6bの電圧 VRにより制限 されるパワートランジス Trの出力電流を 2. 7A程度（ = 2. 6 X 1. 038)に設定され、 動作として支障を来さない値になっている。電流制限回路の動作としての回路関係も 変更はない。なお、パワートランジス Trの最大定格電流は、 3. 0A ( > 2. 6A)である とする。
その結果、基準電圧発生回路 6aが故障して基準電圧 VREFがコンパレータ 5に送 出されな 、状態であっても、基準電圧 VREFより少し高 ヽ値 VRに設定されてドライノ I Cとしての動作に差し障りがなぐ継続してドライバとして使用可能である。
[0016] ところで、実施例では、コンパレータ 5は、電流出力回路 la, lb、 lc, Idにそれぞ れ設けられる構成となっているが、コンパレータ 5は、複数の電力出力回路に共通に 設けられていてもよい。この場合、例えば、電流出力回路 la, lbのそれぞれのコンパ レータ 5と、電流出力回路 lc, Idのそれぞれのコンパレータ 5bとに対して出力電流 値の検出抵抗 Rsをそれぞれに共通化してトータルで 2個とすることができる。
また、実施例のパワートランジス Trは、 MOSFETトランジスタである力 これは、ノ イポーラトランジスタであってもよいことはもちろんである。
さらに、実施例では、ュ-ポーラ駆動のステッピングモータドライバ ICのモータ駆動 回路につ 、て説明して 、るが、パワートランジスタの出力回路をプッシュ ·プル動作の 駆動回路として、バイポーラ駆動（正位相と逆位相の量は駆動）のステッピングモータ ドライバ ICにこの発明を適用してもよいことはもちろんである。
産業上の利用可能性
[0017] 以上説明してきたが、実施例では、内部遅延回路 7と、 RS—フリップフロップ (デー タラツチ回路） 8、アンドゲート 9、そして OFFタイマ回路 7aを介してパワートランジス T rの ONZOFF制御をしている力 パワートランジス Trが OFFされる構成であれば、こ れら回路はこの発明にとつて必ずしも必要な構成ではな!/、。
また、実施例では、コンパレータ 5は、 2つの（+ )入力端子を持つもの 1つでしてい る力 これは、コンパレータ 5の内部回路をパラレルに 2つのコンパレータで構成とし てもよい。また、これは、（+ )入力端子と (一)入力端子がそれぞれある 2つあるコンパ レータを使用してもよい。
さらに、実施例では、ステッピングモータドライバ ICについて説明している力 規定 の電流値でパワートランジスタを OFFして駆動電流を制限するような電流制限回路 あるいは過電流保護回路を有するドライブ回路であれば、どのような回路であっても この発明は適用できる。
図面の簡単な説明
[0018] [図 1]図 1は、この発明の電流制限回路を適用した一実施例のュ-ポーラ駆動のステ ッビングモータドライバの単相駆動回路を中心としたブロック図である。
[図 2]図 2は、その電流制限回路におけるコンパレータの回路図である。
符号の説明
[0019] la, lb、 lc, Id…電流出力回路、
2a, 2b、 2c, 2d…出力端子、
3…電流制限回路、 Φ ·· X 2倍増幅のアンプ、
5· ··コンパレータ、 6a…第 1の基準電圧発生回路、
6b…第 2の基準電流発生回路、
7…内部遅延回路、 7a…タイマ回路、 7b…インバータ、
8· · 'RS—フリップフロップ（データラッチ回路）、
9…アンドゲート、
10· · ·ステッピングモータドライノく IC、
11a, l ib, 11c, l id…励磁コイル、
12…電源、
Rs- - '抵抗、 Tr' · ·Νチャネル MOSFETパワートランジスタ、
Q1— Q9"'バイポーラトランジスタ、 D…フライホイールダイオード。

Claims

請求の範囲
[1] 電流出力のパワートランジスタと、出力電流検出回路とを備える ICにおける電流制 限回路において、
前記出力電流検出回路は、前記パワートランジスタに直列に設けられ、 コンパレータと第 1の基準電圧発生回路と第 2の基準電圧発生回路とを有し、 前記パワートランジスタの出力電流が所定の規定値に達したときに前記出力電流 検出回路力 得られるその検出信号と前記第 1の基準電圧発生回路力 得られる第 1の基準電圧とに応じて前記コンパレータが前記パワートランジスタの駆動を所定期 間停止させるための制御信号を発生し、前記パワートランジスタの出力電流が前記 規定値を越えた所定値になったときに前記出力電流検出回路力 得られるその検出 信号と前記第 2の基準電圧発生回路力 得られる第 2の基準電圧とに応じて前記コ ンパレータが前記制御信号を発生するものであって、前記第 1の基準電圧発生回路 が前記 ICに外付けされ、前記第 2の基準電圧発生回路が前記 ICに内蔵されている 電流制限回路。
[2] 前記第 2の基準電圧は、前記パワートランジスタがドライバとして動作を継続しても 問題の生じない範囲に設定されている請求項 1記載の電流制限回路。
[3] 前記パワートランジスタの出力電流はモータをドライブする電流として出力される請 求項 2記載の電流制限回路。
[4] 前記出力電流は、前記パワートランジスタが電流を出力する出力端子力 シンクす る駆動電流である請求項 3記載の電流制限回路。
[5] 前記所定値は、前記規定値の電流値に対して 3%— 10%程度高い範囲であり、前 記出力電流検出回路は、前記 ICの所定の端子を介して外付けされた抵抗を有し、こ の抵抗に発生する端子電圧を前記検出信号とする請求項 4記載の過電流保護回路
[6] さらに、チヨッピングノルス発生回路とタイマ回路とを有し、前記所定期間は一定期 間であって、前記タイマ回路は、前記制御信号を受けて前記一定期間を計測するも のであって、前記チヨッピングノ ルス発生回路は、前記タイマ回路により設定された 前記一定期間置きにパルスを発生し、このパルスに応じて前記パワートランジスタの ONZOFFが制御される請求項 5記載の過電流保護回路。
請求項 1一 6のいずれか記載の前記電流制限回路を有する前記 ICの前記パヮ ランジスタからの前記出力電流によりモータを駆動するモータドライブ回路。 前記モータがステッピングモータである請求項 7記載のモータドライブ回路。
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