WO2005038977A1 - 共振器 - Google Patents

共振器 Download PDF

Info

Publication number
WO2005038977A1
WO2005038977A1 PCT/JP2004/015142 JP2004015142W WO2005038977A1 WO 2005038977 A1 WO2005038977 A1 WO 2005038977A1 JP 2004015142 W JP2004015142 W JP 2004015142W WO 2005038977 A1 WO2005038977 A1 WO 2005038977A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
slot
resonator
spiral
dielectric substrate
conductor wiring
Prior art date
Application number
PCT/JP2004/015142
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Hiroshi Kanno
Kazuyuki Sakiyama
Ushio Sangawa
Tomoyasu Fujishima
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. filed Critical Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority to JP2005514772A priority Critical patent/JP3955308B2/ja
Publication of WO2005038977A1 publication Critical patent/WO2005038977A1/ja
Priority to US11/237,795 priority patent/US7164332B2/en
Priority to US11/636,493 priority patent/US7466214B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/08—Strip line resonators
    • H01P7/082—Microstripline resonators

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency circuit that transmits or radiates high-frequency signals in a microwave band, a millimeter-wave band, and the like, and particularly relates to a resonance at a predetermined design frequency (resonance frequency) in the band.
  • the present invention relates to a resonator exhibiting a phenomenon.
  • resonant circuit elements used in the high-frequency circuit mounted on these wireless devices, a high-frequency circuit using a slot circuit in which a part is cut off from a ground conductor wiring layer.
  • a resonance phenomenon may occur at a half wavelength frequency corresponding to the distance between both ends of the slot.
  • the slots are arranged in a spiral shape, a resonance phenomenon may occur in a lower frequency band, that is, a longer electromagnetic wave without increasing the occupied area. For example, as shown in a cross-sectional view of FIG. 14A and a top view of FIG.
  • a dielectric substrate 501 having a dielectric constant of 10 and a thickness of 600 microns is used to form the ground conductor layer 503 formed on the surface thereof.
  • the resonance frequency is 6.69 GHz.
  • Non-Patent Document 1 Japanese Patent Document 1
  • two helical slot circuits each having 2 to 4.5 turns are arranged in line symmetry in the same plane, and both are connected in series.
  • a slot resonator that resonates at half the frequency of each spiral slot circuit is configured, and the slot resonator is applied to a part of the filter circuit.
  • two helical slot circuits are connected in series, and coupled to the input circuit at the center thereof to obtain strong coupling!
  • Non-Patent Document 1 2003 IEEE, MTT-S, International microwave symposium digest, pp. 1595-1598 "Miniaturized Slot-line and Folded-siot Band- Pass Filters"
  • Non-Patent Document 1 As exemplified in Non-Patent Document 1, if two slot circuits are connected in series, the resonance wavelength can be set to twice, so that the resonance frequency can be reduced to half. However, since each slot circuit is arranged on the same plane, the area occupied by the circuit is doubled. However, it is not preferable from the viewpoint of miniaturization!
  • an object of the present invention is to solve the above-described problems, and can exhibit a resonance phenomenon in a frequency band lower than that of a conventional half-wavelength resonator. It is another object of the present invention to provide a resonator capable of further reducing the volume.
  • the present invention is configured as follows to achieve the above object.
  • a dielectric substrate According to the first aspect of the present invention, a dielectric substrate,
  • a first ground conductor layer formed with a spiral-shaped first slot having one or more turns and disposed on the surface of the dielectric substrate;
  • a helical second slot having one or more turns is formed, and a second ground conductor layer disposed on the back surface of the dielectric substrate;
  • the first slot and the second slot overlap in a top view, and provide a resonator that exhibits a resonance phenomenon at a resonance frequency.
  • “in a top view” means that the first slot and the second slot are viewed through from the front side of the dielectric substrate.
  • the surface including the first slot (the front surface) and the surface including the second slot (the back surface) are aligned in a direction perpendicular to the front surface of the dielectric substrate (ie, the dielectric substrate). This means that they are virtually translated in the direction of the thickness of the body substrate and are viewed on the same plane.
  • the meaning of the term “te in top view” is the same in the following description.
  • a winding direction of the first slot and a winding direction of the second slot are opposite to each other.
  • the first slot and the second slot are arranged such that the centers of the spirals coincide with each other and the outer edges thereof substantially coincide with each other when viewed from above.
  • the resonator according to the first aspect is provided.
  • the outer terminal portion in the first slot and the outer terminal portion in the second slot are formed, as viewed from above, of the spiral in the first slot.
  • the resonance according to the first aspect wherein a resonance phenomenon occurs at a resonance frequency lower than the resonance frequency of the first slot and the resonance frequency of the second slot.
  • the ground conductor region outside the outer edge of the first slot in the first ground conductor layer, and the second slot in the second ground conductor layer The resonator according to the first aspect, further comprising a connection through conductor connected to a ground conductor region outside the substrate and disposed through the dielectric substrate.
  • a dielectric substrate According to a seventh aspect of the present invention, a dielectric substrate,
  • a helical slot having one or more turns is formed, and a ground conductor layer disposed on the surface of the dielectric substrate;
  • a spiral-shaped spiral conductor wiring disposed on the back surface of the dielectric substrate and having one or more turns.
  • the resonator according to the seventh aspect wherein a winding direction of the slot and a winding direction of the spiral conductor wiring are opposite to each other.
  • the slot and the spiral conductor wiring are viewed from above.
  • V The resonator according to the seventh aspect, wherein the centers of the spirals are aligned with each other, and the outer edges of the spirals are aligned with each other.
  • the outer terminal portion of the slot and the outer terminal portion of the spiral conductor wiring are substantially point-symmetric with respect to the center of the spiral in the slot when viewed from above.
  • a dielectric substrate According to an eleventh aspect of the present invention, a dielectric substrate,
  • a helical slot having one or more turns is formed, and a ground conductor layer disposed on the surface of the dielectric substrate;
  • a spiral-shaped spiral conductor wiring arranged on the back surface of the dielectric substrate and having one or more turns;
  • the above-mentioned slot and the above-mentioned spiral conductor wiring are overlapped in a top view, and provide a resonator which exhibits a resonance phenomenon at a resonance frequency.
  • a resonance phenomenon can be exhibited at a resonance frequency lower than the resonance frequency of the slot and the resonance frequency of the spiral conductor wiring.
  • a slot resonator that normally functions only as a half-wavelength resonator can be made to function as a part of a quarter-wavelength type resonator having a short resonance wavelength.
  • a slot resonator exhibiting a resonance phenomenon at a very low resonance frequency can be provided.
  • connection through conductor is provided on the ground conductor layer.
  • the resonator according to the eleventh aspect wherein the winding direction of the slot and the winding direction of the spiral conductor wiring are opposite to each other.
  • the slot and the spiral conductor wiring are arranged such that the centers of the respective spirals coincide with each other and the outer edges thereof substantially coincide with each other when viewed from above.
  • the resonator according to the eleventh aspect is provided.
  • the outer terminal portion in the slot and the outer terminal portion in the spiral conductor wiring are substantially point-symmetric with respect to the center of the spiral in the slot in a top view.
  • a dielectric substrate According to a sixteenth aspect of the present invention, a dielectric substrate
  • a first ground conductor layer having a spiral slot having one or more turns formed thereon and disposed on the surface of the dielectric substrate;
  • a second ground conductor layer disposed on the back surface of the dielectric substrate
  • a spiral-shaped spiral conductor wiring formed between the front surface and the rear surface of the dielectric substrate and having one or more turns;
  • the above-mentioned slot and the above-mentioned spiral conductor wiring are overlapped in a top view, and provide a resonator which exhibits a resonance phenomenon at a resonance frequency.
  • a resonance phenomenon can be exhibited at a resonance frequency lower than the resonance frequency of the slot and the resonance frequency of the spiral conductor wiring.
  • a slot resonator that normally functions only as a half-wavelength resonator can be made to function as a part of a quarter-wavelength type resonator having a short resonance wavelength.
  • a slot resonator exhibiting a resonance phenomenon at a very low resonance frequency can be provided.
  • the slot and the spiral conductor wiring are arranged such that the centers of the respective spirals coincide with each other and the outer edges thereof substantially coincide with each other.
  • a resonator according to a sixteenth aspect is provided.
  • the outer terminal portion in the slot and the outer terminal portion in the spiral conductor wiring are substantially point-symmetric with respect to the center of the spiral in the slot in a top view.
  • the first ground conductor layer in which the spiral first slot is formed, and the spiral second slot are also formed.
  • the formed second ground conductor layer is arranged, and is arranged so as to overlap the first slot with the second slot in a top view (that is, in the thickness direction of the dielectric substrate, It is arranged so as to have an overlapping portion in the direction while changing the formation position), so that the respective slots overlap under the condition that the high-frequency displacement current flows in the same direction in each of the slots.
  • a so-called even mode can be induced in the portion, and the effective dielectric constant can be increased.
  • such an effect of reducing the resonance frequency can be enhanced as the overlapping portion of each of the slots is increased.
  • a resonance length longer than the resonator length in a conventional resonator structure having a structure in which adjacent slots arranged on the same plane are coupled in series is provided.
  • the resonance phenomenon of the half-wavelength resonance mode with the length of the The size of the resonator can be greatly reduced and the area can be reduced.
  • the effect of reducing the resonance frequency is such that the winding direction of the spiral of the first slot is opposite to the winding direction of the spiral of the second slot. It can be enhanced by arranging them so that
  • the center of the helix of each slot and the outer edge force are arranged so as to coincide with each other in the stacking direction, so that the effect of reducing the resonance frequency can be further enhanced.
  • the outer end of the first slot and the outer end of the second slot are substantially point-symmetric with respect to the center of the helix.
  • a contact disposed through the dielectric substrate so as to connect the ground conductor region outside the outer edge of the first slot and the ground conductor region outside the second slot.
  • the provision of the continuous through conductor further enhances the high-frequency grounding state of each of the ground conductor layers.
  • the dielectric substrate is penetrated through the dielectric substrate so as to connect the inner end portion of the spiral conductor wiring or the vicinity thereof and a region inside the outer edge of the slot in the ground conductor layer.
  • the additional arrangement of the connection through conductor allows the slot circuit, which was originally a half-wavelength resonator, to function as a quarter-wavelength resonator.
  • the size of the resonator can be further reduced, and the cross-coupling capacitance between the slot and the spiral conductor wiring can cause an effective increase in the dielectric constant at a high-frequency current in the resonance mode. Therefore, the resonance frequency can be further reduced.
  • FIG. 1A is a cross-sectional view of a resonator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1B is a top view of a second ground conductor layer provided in the resonator of FIG. 1A.
  • FIG. 1C is a top view of a first ground conductor layer provided in the resonator of FIG. 1A,
  • FIG. 2A is a diagram showing an example of a spiral arrangement of slots formed in each ground conductor layer, and is a diagram showing an arrangement of a second slot;
  • FIG. 2B is a diagram showing an arrangement of a first slot
  • FIG. 3A is a diagram showing another example of a spiral arrangement of slots formed in each ground conductor layer, and is a diagram showing an arrangement of a second slot;
  • FIG. 3B is a diagram showing an arrangement of a first slot
  • FIG. 4A is a cross-sectional view of a resonator acting on a modification of the first embodiment.
  • FIG. 4B is a top view of a second ground conductor layer provided in the resonator of FIG. 4A.
  • FIG. 4C is a top view of a first ground conductor layer included in the resonator of FIG. 4A
  • FIG. 5A is a cross-sectional view of a resonator applied to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5B is a top view of a ground conductor layer included in the resonator of FIG. 5A,
  • FIG. 5C is a top view of a conductor wiring layer included in the resonator of FIG. 5A,
  • FIG. 6A is a cross-sectional view of a resonator according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 6B is a top view of a ground conductor layer provided in the resonator of FIG. 6A,
  • FIG. 6C is a top view of a conductor wiring layer provided in the resonator of FIG. 6A,
  • FIG. 7A is a cross-sectional view of a resonator according to Example 3-5 of the third embodiment.
  • FIG. 7B is a cross-sectional view of a second ground conductor layer included in the resonator of FIG. 7A. It is a top view,
  • FIG. 7C is a top view of a conductor wiring layer included in the resonator of FIG. 7A
  • FIG. 7D is a top view of a first ground conductor layer included in the resonator of FIG. 7A
  • FIG. 8A is a cross-sectional view of a resonator according to Example 3-6 of the third embodiment, in which the first conductor wiring layer and the second conductor wiring layer are not connected to each other. Indicates that
  • FIG. 8B is a top view of a second conductor wiring layer included in the resonator of FIG. 8A,
  • FIG. 8C is a top view of a first conductor wiring layer included in the resonator of FIG. 8A,
  • FIG. 8D is a top view of a ground conductor layer included in the resonator of FIG. 8A,
  • FIG. 9A is a cross-sectional view of a resonator according to Example 3-7 of the third embodiment, in which a first conductive wiring layer and a second conductive wiring layer are connected to each other. Indicates that
  • FIG. 9B is a top view of a second conductor wiring layer included in the resonator of FIG. 9A,
  • FIG. 9C is a top view of a first conductor wiring layer included in the resonator of FIG. 9A,
  • FIG. 9D is a top view of a ground conductor layer included in the resonator of FIG. 9A,
  • FIG. 10A is a sectional view of a resonator according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10B is a top view of a first ground conductor layer included in the resonator of FIG. 10A,
  • FIG. 10C is a top view of a conductor wiring layer included in the resonator of FIG. 10A,
  • FIG. 11A is a cross-sectional view showing a connection structure between a resonator and an external circuit according to each of the above embodiments of the present invention
  • FIG. 11B is a plan view showing signal conductor wiring connected to an external circuit
  • FIG. 11C is an inner surface view of a first ground conductor layer provided in the resonator of FIG. 11A.
  • FIG. 12A shows still another connection structure between the resonator and an external circuit.
  • FIG. 12B is a cross-sectional view
  • FIG. 12B is an inner surface view of a conductor wiring layer included in the resonator of FIG. 12A,
  • FIG. 13 is a transparent perspective view showing a connection structure between a resonator group and an external circuit.
  • FIG. 14A is a cross-sectional view of a conventional resonator
  • FIG. 14B is a top view of a ground conductor layer included in the resonator shown in FIG. 14A.
  • FIG. 1A is a cross-sectional view of a resonator 10 using a high-frequency circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • resonator 10 includes multilayer dielectric substrate 1 having a laminated structure of first dielectric substrate 6 and second dielectric substrate 7. Also, the respective dielectric substrates 6 and 7 are laminated so that the front surface 6a (the upper surface shown) of the first dielectric substrate 6 and the rear surface 7b (the lower surface shown) of the second dielectric substrate 7 are bonded to each other.
  • the first grounding conductor layer 2 is formed at the bonded portion.
  • a second ground conductor layer 3 is formed on the surface 7a (the upper surface in the figure) of the second dielectric substrate 7, that is, on the surface of the multilayer dielectric substrate 1.
  • the front surface 6a of the first dielectric substrate 6 and the front surface 7a and the back surface 7b of the second dielectric substrate 7 are formed so as to be parallel to each other, and the first ground conductor layer 2 and the second And the ground conductor layer 3 are arranged in parallel with each other.
  • FIG. 1B a top view of the second ground conductor layer 3 included in the resonator 10 of FIG. 1A is shown in FIG. 1B, and a top view of the first ground conductor layer 2 is shown in FIG. 1C.
  • the first ground conductor layer 2 has a first slot 4 from which a conductor portion is spirally removed so as to penetrate the conductor layer in the thickness direction.
  • the second ground conductor layer 3 also has a second slot 5 from which a conductor portion is spirally removed so as to penetrate the conductor layer in the thickness direction.
  • the first slot 4 and the second slot 5 are formed, for example, in a square shape with the outer edges being equal in size, and for example, each has the same groove width, the interval pitch between adjacent grooves, and the number of spiral turns. It is formed in a spiral shape to have!
  • the resonance frequency obtained is assumed to be fl
  • the resonance frequency obtained when the first ground conductor layer 2 does not exist and the resonator structure including only the second slot 5 is adopted is f2.
  • the relationship between the resonance frequencies fl and f2 obtained when each of the slots 4 and 5 is present alone is such that fl ⁇ f2 due to the difference in the distribution of the dielectric constant around the slots 4 and 5.
  • the spiral center Ol of the first slot 4 and the spiral center 02 of the second slot 5 are From the stacking direction of 7 A first slot 4 and a second slot 5 are arranged to match. Furthermore, the respective slots 4, 4 are so set that the outer edges of the squares of the first slot 4 and the second slot 5 (that is, the outer edges of the formation regions of the slots in the respective ground conductor layers) also substantially coincide with each other. 5 is located.
  • the first slot 4 and the second slot 5 are arranged, so that the first slot 4 and the second slot 5 are connected to the respective dielectric substrates 6 7 have different portions in the laminating direction (thickness direction or height direction) and have portions overlapping in the laminating direction. That is, the first slot 4 and the second slot 5 have portions that overlap each other when viewed from above (when viewed from the lamination direction).
  • such an overlap is defined as “cross-coupling”
  • the capacitance caused by such cross-coupling is defined as “cross-coupling capacitance”.
  • the resonance frequency fO of the resonator 10 can be reduced.
  • the resonance frequency fO in the resonator structure can be smaller than half the value of the resonance frequency fl in the resonator structure having only the slot 4. That is, the resonance frequency fO of the resonator 10 having the structure in which the slots 4 and 5 are stacked in the stacking direction, the resonance frequency fl of the resonator structure including only the first slot 4, and the resonance including only the second slot 5 Equation (1) holds between the resonance frequency f2 and the resonance frequency f2 in the container structure.
  • the resonator 10 of the first embodiment has a longer resonator length than a conventional resonator having a structure in which respective slots arranged adjacently on the same plane are connected in series.
  • the new half-wave resonance mode resonance phenomenon can be obtained in the area occupied by one conventional resonator.
  • the resonance frequency fO is the design frequency of the resonator 10, and the resonator 10 can exhibit a resonance phenomenon at the design frequency.
  • the effect of reducing the resonance frequency in the resonator structure of the first embodiment is caused by the generation of high-frequency current flowing in the same direction in each of the upper and lower slots 4 and 5 where the cross-coupling is made. ing. More specifically, the resonance frequency of the resonator depends on the effective length between portions where the high-frequency current is reflected in the resonance mode, that is, the effective resonator length.
  • the resonance frequency of the resonator depends on the effective length between portions where the high-frequency current is reflected in the resonance mode, that is, the effective resonator length.
  • a high-frequency current is induced between the upper and lower slots 4 and 5 via a cross-coupling capacitance. Can be moved.
  • the cross-coupling capacitance can move a larger amount of current as the current becomes higher and the frequency becomes higher, and the amount of current that can be moved becomes lower as the current becomes lower and the frequency becomes lower. Therefore, the following three methods can be given as methods for causing the resonator 10 to exhibit a resonance phenomenon at a lower frequency.
  • the first method is never through the cross-coupling capacitance! ⁇ Even if low enough! (4) To lengthen the effective resonator length of the first slot and the second slot so that a resonance phenomenon occurs at the resonance frequency.
  • This method is a conventional method of reducing the resonance frequency, and is not included in the claims of the present invention.
  • the second method is to increase the effective resonator length by moving the high-frequency current between the upper and lower slots 4 and 5 many times in the resonance mode. To this end, it is effective to reduce the interval at which the first slot 4 and the second slot 5 are stacked.
  • Such a method can be applied to the resonator 10 of the first embodiment.
  • the high-frequency current moves between the upper and lower slots 4 and 5 only once or twice between the first slot 4 and the second slot 5 for an extremely small number of times.
  • the effective resonator length is set to be the longest.
  • both slots 4 and 5 have the same winding direction, and the number of spiral turns of both slots 4 and 5 is the same.
  • FIG. 2A and FIG. 3 is rotated 180 degrees relative to the first slot 4 and the second slot 5 is disposed so as to completely overlap the first slot 4 as shown in FIGS. 3A and 3B.
  • FIGS.2A and 2B compared to a case where the two slots 4 and 5 are arranged so as to completely match as shown in FIGS.3A and 3B.
  • the high-frequency current flowing through the first slot 4 moves to the second slot 5 via the cross-coupling capacitance, and flows in the same direction.
  • the resonance frequency in this case is fsO.
  • the high-frequency current flowing through the first slot 4 moved to the second slot 5 via the cross-coupling capacitance and flowed in the same direction.
  • the effective resonator length becomes longer. Assuming that the resonance frequency in this case is fsl80, the relationship between the respective resonance frequencies is as shown in equation (2).
  • the outer terminal end 4a of the first slot 4 and the outer terminal 5a of the second slot 5 are located at substantially point-symmetric positions with respect to the spiral center Ol of the first slot 4.
  • the slots 4 and 5 are arranged to obtain a lower resonance frequency.
  • the respective slots 4 and 5 are arranged such that the winding direction of the first slot 4 and the winding direction of the second slot 5 and the force are opposite to each other. It is preferred that In other words, in a mode in which a high-frequency displacement current flows by connecting the two slots 4 and 5 via cross-coupling so that the helix rotates in the same direction, the winding directions of the slots 4 and 5 are the same. In the case of the opposite direction, an increase in the resonator length is most effectively obtained in the opposite direction, and as a result, the resonance frequency fO in the resonator 10 is effectively reduced. is there.
  • the spiral winding direction of the first slot 4 and the second slot 5 the spiral winding direction of the first slot 4 and the second slot 5 .
  • the high-frequency current flowing through the first slot 4 in the resonance mode is maintained in the same direction while flowing through the second slot 4 via the cross-coupling capacitance.
  • the point moving to 5 and being reflected at the end of the second slot 5 remains unchanged.
  • the outer end portion 5a of the second slot 5 High-frequency current flows into the inner end 5b of the second slot 5 and intersects the inside of the first slot 4 before being reflected at the inner end 5b. It travels through the coupling capacity and then terminates at the outer termination 4a of the first slot 4.
  • the outer terminal portion 4a of the first slot 4 and the outer terminal portion 5a of the second slot 5 are set.
  • the effective resonator length defined by is geometrically longer than when the spiral direction of the first slot 4 and the second slot 5 is set to the same direction. Therefore, by arranging the spiral winding directions of the slots 4 and 5 in opposite directions, a resonance phenomenon can be exhibited at a lower resonance frequency. That is, the relationship between the resonance frequency fo when the winding direction of the spiral of the first slot 4 and the second slot 5 is set to the opposite direction and the respective resonance frequencies described above is expressed by the following equation (3).
  • the resonance frequency fo becomes the lowest value in half IJ.
  • each of the resonance frequencies fo, fl80, and fsO is an example of the resonance frequency fo, and is included in the resonance frequency fO.
  • cross-coupling can be strengthened by arranging the helical slots arranged in the stacking direction so that their formation regions overlap, and furthermore, a combination of the slots arranged adjacent to each other in the stacking direction.
  • the first ground conductor layer 2 and the second ground conductor layer 2 in the resonator 10 of the first embodiment are in a range where the decrease in the resonance Q value due to the increase in the loss can be overcome, or a range in which the manufacturing margin of the manufacturing process is acceptable.
  • the laminating interval is set in the range of 0.5 m to 500 m, and is used for semiconductor applications, it is preferable that the laminating interval is in the range of 0.5 m to 10 m.
  • the lamination interval is set in a range of 30 / zm-500 ⁇ m.
  • the force described in the case where the ground conductor layer is not formed on the back surface 6b (the lower surface in FIG. 1A) of the first dielectric substrate 6 is described.
  • the embodiment is not limited only to such a case.
  • a third ground conductor layer may be formed on substantially the entire back surface 6b of the first dielectric substrate 6, and the like.
  • the first embodiment is not limited to the above-described configuration, and can be implemented in various other modes.
  • a resonator 11 according to a modification of the first embodiment will be described below with reference to the drawings.
  • a cross-sectional view of such a resonator 11 is shown in FIG. 4A
  • a top view of the second ground conductor layer 3 included in the resonator 20 is shown in FIG. 4B
  • a top view of the first ground conductor layer 2 is shown in FIG. 4C.
  • resonator 11 includes a plurality of connection through conductors 8 that electrically connect first ground conductor layer 2 and second ground conductor layer 3. Except that it has And has the same structure as the resonator 10.
  • the first ground conductor layer 2 and the second ground conductor layer 3 penetrate the second dielectric substrate 7 disposed therebetween in the thickness direction. Are connected to each other by a plurality of, for example, two connection through conductors 8 arranged at the same time.
  • each of the connection through conductors 8 thus formed is connected to the outer edge of the first slot 4 in the first ground conductor layer 2 (substantially square shape). It is preferable to arrange the region outside the outer edge of the formation region) and the region outside the outer edge of the second slot 5 in the second ground conductor layer 3 so as to connect to each other. That is, each region is connected to the region inside the outer edge of the first slot 4 in the first ground conductor layer 2 or the region inside the outer edge of the second slot 5 in the second ground conductor layer 3. It is not preferable that the connection through conductor 8 is arranged.
  • the phase of the high-frequency current rotates along the length direction of the slot, and the phase rotation is a half wavelength, that is, a frequency corresponding to a phase rotation of 180 degrees.
  • a resonance phenomenon can be achieved. That is, the phase must be rotated between the inner region and the outer region of the helical slot forming region.
  • the inside and outside regions of the formation region of the first slots 4 and the second All portions of the inner region and the outer region of the formation region of the slot 5 have a uniform potential as a stable ground state.
  • the first slot 4 is a half-wavelength resonator having the both ends (that is, the inner and outer ends) grounded, and the second slot 5 is also provided with the both ends grounded. Since they operate as separate half-wave resonators without coupling, the connection through-conductors are connected so that the inner region of the slot formation region is connected.
  • the configuration does not correspond to the claims of the present invention. That is, in the resonator 11 of the modified example of the first embodiment, as shown in FIGS. 4A, 4B, and 4C, the outer region of the formation region of the first slot 4 and the second slot 5 It is preferable that respective connection through conductors 8 are arranged so as to penetrate second dielectric layer 7 so as to connect with the outer region of the formation region.
  • connection through conductors 8 there are cases where the connection portions are arranged on a center line that bisects the substantially square-shaped formation region of the slots 4 and 5.
  • connection points are arranged on a diagonal extension line of the above-described substantially square-shaped formation region, if the grounding state in the two grounding conductor layers 2 and 3 is stabilized, it is difficult to achieve the above.
  • Like! / the connection through conductors 8
  • Examples 1-1 to 1-7 of the resonator of the first embodiment will be described.
  • Tables 1 and 2 of Examples 1-1 to 1-6 are summarized in Table 1.
  • Comparative Example 1 -1 1 4.10
  • a resin substrate having a dielectric constant of 10.2 and a thickness of 640 m was set as a base substrate (first dielectric substrate 6), and the surface of the base substrate was changed. Then, a resin substrate (second dielectric substrate 7) having a dielectric constant of 10.2 and a thickness of 130 / zm is bonded to form a multilayer dielectric substrate 1.
  • a high-frequency circuit based on the conditions shown in Example 11 was manufactured.
  • a copper wiring having a thickness was provided as the first ground conductor layer 2 between the base substrate and the resin substrate inside the multilayer dielectric substrate 1. Further, a copper wiring having a thickness of 20 m was formed on the surface of the multilayer dielectric substrate 1 as the second grounding conductor layer 3, that is, on the surface of the resin substrate.
  • the first ground conductor layer 2 and the second ground conductor layer 3 were formed with a spiral first slot 4 and a second slot 5 having a square outer edge of 2000 ⁇ m on each side. .
  • Each of the slots 4 and 5 removes a desired portion of the first ground conductor layer 2 and the second ground conductor layer 3 by wet etching to form a through groove that penetrates the conductor layer in the thickness direction. It was formed by this.
  • the minimum wiring width (groove width) of each slot 4 and 5 and the minimum gap distance between wirings (between grooves) were set to 200 ⁇ m.
  • the number of spiral turns was set to two for both spiral shapes.
  • the spiral directions of the first slot 4 and the second slot 5 were set to be opposite to each other.
  • the resonator according to Example 1-1 having such a structure showed a resonance phenomenon at a frequency of 1.88 GHz.
  • Example 11 a comparative example 11 in which only the first slot is formed in the first ground conductor layer without forming the second slot in the second ground conductor layer.
  • the obtained resonant frequency of the resonator was 4.10 GHz.
  • the obtained resonance frequency was 5.07 GHz. From these results, it can be seen that the resonator of Example 11 exhibits a resonance phenomenon at a low resonance frequency as compared with any of the comparative examples.
  • the thickness dimension of the resin substrate (second dielectric substrate 7) additionally bonded onto the base substrate (first dielectric substrate 6) was set to 130 m in Example 1-1.
  • the resonance frequency was 1.48 GHz.
  • the thickness of the resin substrate bonded to the surface of the base substrate is further reduced to 30 ⁇ m.
  • the resonance frequency could be reduced to 0.81 GHz.
  • the resonance frequency of the resonator of Example 11 is smaller than half the value of each of the resonance frequencies of the resonators of Comparative Examples 11 and 12, and furthermore, The resonance frequency of the resonator of Example 13 was smaller than one-fourth of the respective resonance frequencies of the resonators of Comparative Examples 11 and 12; It can be said that the resonator of the embodiment can obtain much more advantageous effects than the conventional resonator configured by arranging two slot circuits adjacent to each other on the same plane and connecting them in series. .
  • Example 11 The conditions are substantially the same as those in Example 11, and the spiral direction of the first slot 4 and the second slot 5 is set to the same direction in the arrangement shown in Figs. 3A and 3B.
  • the resonance frequency was 3.13 GHz.
  • the first slot 4 in the embodiment 14 is set to the second slot 5 and the spiral centers 01 and 02 of both slots are set as rotation axes.
  • the resonance frequency is 2.69 GHz, and the resonance phenomenon occurs at the resonance frequency lower than that of the comparative examples 11, 12, and 14 as well. It was possible to express.
  • the number of turns of the two spiral shapes is set to different values, for example, the number of turns of the spiral shape of the first slot 4 is set to three times, and the number of turns of the spiral shape of the second slot 5 is set to 1
  • the same effect was obtained when the number of times was 25.
  • the number of turns of the spiral shape of the first slot 4 and the second slot 5 is different from each other, the same effect is more remarkable.
  • the slot width of each of the first slot 4 and the second slot 5 is individually set to 200 ⁇ m.
  • the resonance frequency is increased to 250 ⁇ m and 300 ⁇ m! Even in the case of deviation, the resonance frequency must be reduced in the same manner as in Example 11 The advantage was that it was possible.
  • Example 1-6 In the resonator of Example 1-6, under the same conditions as Example 1-1, a square shape of 2000 m on a side, on which the first slot 4 and the second slot 5 are formed, is formed.
  • the first ground conductor layer 2 and the second ground conductor layer 3 are arranged at a pitch of 600 m on the border of a square area with a side of 2400 ⁇ m, each located 200 ⁇ m outward from the area.
  • 16 connecting through-conductors 8 having a diameter of 200 m are connected.
  • the resonance frequency was 1.91 GHz, which was slightly higher than the resonance frequency of Example 1-1, although the advantageous effects of the first embodiment were reduced.
  • an additional substrate having a thickness of 130 m and a dielectric constant of 10.2 was bonded to the resonator of Example 1-1 to produce a resonator of Example 17.
  • the eleventh embodiment has a structure in which two spiral slots are stacked and arranged.However, in the seventeenth embodiment, the number of stacked spiral slots is increased to three. . That is, the additional substrate (third dielectric substrate) is laminated on the surface of the resin substrate via the second ground conductor layer 3, and an additional ground conductor layer (second (Three ground conductor layers), and a third slot was formed in this ground conductor layer.
  • Example 1-7 the spiral shape of the third slot and the first slot 4 is set to the same winding direction, and is different from the winding direction of the spiral of the second slot 5 disposed therebetween.
  • the entire cross-coupled resonator structure can be set to have the longest resonator length, and the frequency is lower than that of Comparative Example 11 and Example 11.1.5 A resonance phenomenon at 54 GHz can be obtained. did it.
  • Comparative Example 1-3 a resonator having the same conditions as in Example 1-1 was used. And a diameter connecting the first ground conductor layer and the second ground conductor layer at a center point of a 2,000 m-square area which is a spiral formation area of the first slot and the second slot. One additional 200 m connection through conductor was placed.
  • the resonance frequency of the resonator of Comparative Example 13 was 5.21 GHz, which was higher than the resonance frequencies of the resonators of Comparative Example 11 and Comparative Example 12. It was not possible to obtain an advantageous effect like the resonator of the first embodiment.
  • FIG. 5A is a cross-sectional view illustrating a structure of a resonator 20 according to a second embodiment of the present invention.
  • the same components as those in FIGS. 1A, 1B, and 1C are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the multilayer dielectric substrate 21 has a laminated structure of a first dielectric substrate 6 and a second dielectric substrate 7.
  • the ground conductor layer 2 i.e., the first ground conductor layer 2 in the first embodiment described above
  • the ground conductor layer 2 is attached to the portion where the front surface 6a of the first dielectric substrate 6 is bonded to the back surface 7b of the second dielectric substrate 7. Is formed).
  • a conductor wiring layer 23 is formed on the surface 7a of the second dielectric substrate 7, that is, on the surface of the multilayer dielectric substrate 21, a conductor wiring layer 23 is formed.
  • FIG. 5B shows a top view of the conductor wiring layer 23 included in the resonator 20 of FIG. 5A
  • FIG. 5C shows a top view of the ground conductor layer 2.
  • a spiral slot 4 (that is, equivalent to the first slot 4 of the first embodiment) is formed in a part of the ground conductor layer 2.
  • a spiral-shaped spiral conductor wiring 25 is formed on the conductor wiring layer 23.
  • the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 are formed, for example, in a square area having the same size, and are formed in a spiral shape having the same wiring width, the minimum width between the wirings, and the number of spiral turns, respectively. .
  • the spiral center Ol of the slot 4 and the spiral center 03 of the spiral conductor wiring 25 are determined by the force in the stacking direction of the dielectric substrates 6 and 7.
  • the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 are arranged so as to match each other. Further, the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 are spirally connected to the slot 4 so that the outer edges of the square forming area of the spiral conductor wiring 25 substantially coincide with each other. Conductive wiring 25 is arranged.
  • the resonance frequency obtained in the case where the spiral conductor wiring 25 does not exist and a resonator structure including only the slot 4 is employed is assumed to be fl, and conversely, the slot 4 does not exist.
  • the resonance frequency obtained when a resonator structure including only the spiral conductor wiring 25 is adopted is assumed to be f3.
  • the relationship between the resonance frequencies fl and f3 obtained when the slot 4 or the spiral conductor wiring 25 exists alone as described above is based on the difference in the permittivity distribution of the dielectric around the slot 4 or the spiral conductor wiring 25. As a result, fl ⁇ f3.
  • the square area, which is the area where the slot 4 is formed, and the square area, which is the area where the spiral conductor wiring 25 is formed, have portions that vertically overlap each other in the lamination direction, and are cross-coupled to each other. .
  • the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 so as to obtain a cross-coupling capacitance in a wide area, an effect of effectively increasing the effective permittivity can be obtained.
  • the spiral winding direction of the slot 4 and the spiral winding direction of the spiral conductor wiring 25 are set to be opposite to each other.
  • the resonator length in the half-wave resonance mode in which both ends are open-terminated Is set to be the longest, and an effective reduction of the resonance frequency can be obtained.
  • the resonance frequency fO of the resonator structure having the laminated structure of the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 can be reduced.
  • the resonator 20 of the second embodiment is longer than a conventional resonator having a structure in which adjacent slots arranged on the same plane are connected in series! A resonator in the U ⁇ half-wave resonance mode can be obtained according to the occupation area of one conventional resonator.
  • the outer terminal portion 4a of the slot 4 and the helical conductor are arranged so that the outer terminal portion 25a of the wiring 25 is located at a position substantially symmetrical with respect to the center 03 of the spiral of the spiral conductor wiring 25.
  • obtaining a lower resonance frequency is preferable from a viewpoint.
  • the spiral conductor wiring 25 is formed of the second dielectric material.
  • a configuration in which a spiral slot 4 formed on the front surface 7a of the substrate 7 is formed between the front surface 6a of the first dielectric substrate 6 and the back surface 7b of the second dielectric substrate 7 will be described.
  • the configuration of the resonator 20 of the second embodiment is not limited only to such a case.
  • the resonator in which the number of wiring layers formed by stacking the spiral-shaped slot 4 and the spiral conductor wiring 25 of the resonator 20 is set to 2 is set.
  • the same effect can be obtained even if the number of wiring layers formed by stacking spiral circuits (that is, slots 4 and spiral conductor wiring 25) is expanded to three or more.
  • the resonance phenomena at the lowest resonance frequency can be exhibited by setting the wiring layers so as to be opposite to each other.
  • Examples 2-1 to 2-8 of the resonator of the second embodiment will be described.
  • Table 3 summarizes Examples 2-1 to 2-4 and Table 4 summarizes Examples 2-5 to 2-8.
  • a resin substrate having a dielectric constant of 10.2 and a thickness of 640 m is used as a base substrate (first dielectric substrate 6).
  • a resin substrate (second dielectric substrate 7) having a dielectric constant of 10.2 and a thickness of 130 m is further bonded to the surface to form a multilayer dielectric substrate 21.
  • a high-frequency circuit was manufactured based on the conditions shown in Example 2-1.
  • a copper wiring having a thickness of 20 m was provided between the base substrate and the resin substrate inside the multilayer dielectric substrate 21. Further, as the conductor wiring layer 23, a copper wiring having a thickness of 20 m was also provided on the surface of the multilayer dielectric substrate 1, that is, on the surface of the resin substrate. In the ground conductor layer 2 and the conductor wiring layer 23, a spiral slot 4 having a square outer edge with a side of 2000 m and a spiral conductor wiring 25 were formed. The wiring pattern was formed by removing desired portions from the ground conductor layer 2 and the conductor wiring layer 23 by wet etching. The minimum wiring width of slots and wiring and the minimum gap distance between wiring were set to 200 m.
  • the number of spiral turns was set to two for both spiral shapes.
  • the winding directions of the spirals of the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 were set to be opposite to each other.
  • the resonator according to Example 2-1 having such a structure shows a resonance phenomenon at a frequency of 2.94 GHz.
  • the obtained resonance frequency is 4. It was 1GHz.
  • the obtained resonance frequency was 5.19 GHz. there were. It can be seen that the resonator of Example 2-1 exhibits a resonance phenomenon at a low resonance frequency as compared with the resonators of any of the comparative examples.
  • the thickness dimension of the resin substrate (second dielectric substrate 7) additionally bonded onto the base substrate (first dielectric substrate 6) was set to 130 m in Example 2-1.
  • the resonance frequency was 2.48 GHz.
  • Example 2-1 the conditions are substantially the same as those in Example 2-1.
  • the spiral direction of the spiral of the slot and the spiral conductor wiring is set to the same direction, and the resonators of Examples 2-3 are arranged so as to substantially overlap with each other in the spiral shape.
  • the resonance frequency is 3.85 GHz, which is not as great as that of the resonator of Example 2-1.
  • the resonance phenomenon occurs at a lower resonance frequency than the resonators of Comparative Examples 2-1 and 2-2. It was possible to express.
  • the configuration is the same as that of Example 2-3, and the spiral conductor wiring is rotated by 180 degrees by a line connecting the spiral conductor wiring and the center of the spiral of the slot (that is, the outer terminal portions of the spirals are not rotated).
  • a resin substrate having a further 130 m thickness and a dielectric constant of 10.2 was bonded to the resonator of Example 2-1 as a follow-up substrate, and the resonance of Examples 2-5 to 2-8 was performed.
  • a vessel was made. That is, the additional substrate was laminated on the surface of the resin substrate (the second dielectric substrate 7) via the conductor wiring layer 23 to produce each resonator.
  • the number of layers of the spiral-shaped circuit is set to two.
  • the spiral shape is The number of stacked circuits has been expanded to three. In all the resonators, the resonance frequency was further reduced and! / ⁇ ⁇ advantageous effects were obtained.
  • another ground conductor layer (second ground conductor layer) is additionally formed on the surface of the additional substrate, and the other ground conductor layer is formed.
  • Nipple mouth A second slot was formed so as to overlap the respective formation regions of the slot 4 (first slot) and the spiral conductor wiring 25.
  • the second slot has the same shape and the same spiral winding direction as the first slot.
  • a resonance phenomenon at a frequency of 2.72 GHz was obtained.
  • Example 2-5 with the surface of the additional substrate as the upper surface, a spiral-shaped slot (second slot) spiral conductor wiring 25 spiral-shaped slot (first slot 4) in order from the upper surface
  • the resonator of Example 2-6 in which the laminated structure of each of the helical circuits was spiral conductor wiring-helical slot spiral conductor wiring was used.
  • a resonance phenomenon was obtained at a frequency of 2.57 GHz.
  • Examples 2-7 a resonator was manufactured in which the laminated structure of each spiral circuit was changed to a spiral conductor wiring, a spiral conductor wiring, and a spiral slot. In such a resonator of Example 2-7, a resonance phenomenon at a frequency of 2.35 GHz was obtained. Further, in Examples 2-8, a resonator was manufactured in which the laminated structure of each spiral circuit was changed to spiral conductor wiring, spiral slot, and spiral slot. In the resonator of Example 2-8, a resonance phenomenon at a frequency of 1.80 GHz was obtained.
  • the spiral winding directions of the stacked spiral circuits are mutually different between the spiral circuits arranged adjacent to each other in the stacking direction.
  • such an arrangement structure can effectively increase the resonator length, and in any of the resonators working in the above embodiments, the comparative examples 2-1 and 2-2 The resonance phenomenon occurred at a frequency of 2.72 GHz or lower, which is lower than that of the resonator or the resonator of Example 2-1.
  • the number of turns of the two spiral shapes is set to different values, for example, the number of turns of the spiral shape of the slot 4 is three, and the number of spiral turns of the spiral conductor wiring 25 is 1.25.
  • the same effect was obtained when However, the winding of each spiral circuit The effect of reducing the resonance frequency was stronger when the numbers were the same than when the numbers were different from each other.
  • FIG. 6A is a cross-sectional view illustrating a structure of a resonator 30 according to a third embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals are used for the same components as those of the resonators described so far shown in FIG. 1A, FIG. 4A, and FIG. 5A and the description thereof is omitted.
  • the multilayer dielectric substrate 21 has a laminated structure of the first dielectric substrate 6 and the second dielectric substrate 7.
  • the ground conductor layer 2 i.e., the first ground conductor layer 2 in the first embodiment described above
  • the ground conductor layer 2 is attached to the bonding position between the front surface 6a of the first dielectric substrate 6 and the back surface 7b of the second dielectric substrate 7. (Equivalent) is formed.
  • a conductor wiring layer 23 is formed on the surface 7a of the second dielectric substrate 7, that is, on the surface of the multilayer dielectric substrate 21, a conductor wiring layer 23 is formed.
  • FIG. 6B shows a top view of the conductor wiring layer 23 included in the resonator 20 shown in FIG. 6A
  • FIG. 6C shows a top view of the ground conductor layer 2.
  • a helical slot 4 (that is, equivalent to the first slot 4 of the first embodiment) is formed in a part of the ground conductor layer 2.
  • a spiral-shaped spiral conductor wiring 25 is formed on the conductor wiring layer 23.
  • the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 are, for example, formed in a square area of the same size, and are formed in a spiral shape having the same wiring width, the minimum width between the wirings, and the number of spiral turns, respectively.
  • the spiral center Ol of the slot 4 and the spiral center 03 of the spiral conductor wiring 25 are determined by the force in the stacking direction of the respective dielectric substrates 6 and 7.
  • the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 are arranged so as to match each other. Further, the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 are spirally connected to the slot 4 so that the outer edges of the square forming area of the spiral conductor wiring 25 substantially coincide with each other. Conductive wiring 25 is arranged.
  • the inside of the slot 4, that is, the groove-shaped portion in the slot 4 is filled with a dielectric.
  • the resonance frequency obtained when the half-wavelength resonator structure is used is assumed to be fl, and conversely, the half-wavelength resonator structure that does not have the slot 4 and includes only the spiral conductor wiring 11 is used.
  • the resonance frequency obtained in this case is f 3.
  • the relationship between the resonance frequencies fl and f3 obtained when the slot 4 or the spiral conductor wiring 25 exists alone as described above is based on the dielectric constant of the dielectric around the slot 4 or the spiral conductor wiring 25. From the difference in distribution, fl ⁇ f3.
  • the square region, which is the formation region of the slot 4, and the square region, which is the formation region of the spiral conductor wiring 25, have mutually overlapping portions and are cross-coupled to each other. Are arranged so that the cross-coupling capacitance can be obtained over a large area!
  • the region inside the formation region of the slot 4 in the ground conductor layer 2 and the inner terminal portion 25b of the spiral of the spiral conductor wiring 25 are connected to each other.
  • the connecting through conductor 8 is arranged so as to penetrate the second dielectric substrate 7.
  • the inner region of the formation region of the slot 4 and the inner terminal portion 25b of the spiral conductor wiring 25 are connected to each other, not only the effect of effectively increasing the effective permittivity can be obtained, but also the overall effect. Since the resonator structure can function as a quarter-wavelength resonator, it is possible to reduce the circuit size of the resonator.
  • the spiral winding direction of the slot 4 and the spiral winding direction of the spiral conductor wiring 25 are set to be opposite to each other. That is, the longest resonator length can be realized when a high-frequency current is supplied so as to rotate the helix in the same direction and two circuit structures are connected via cross-coupling.
  • the outer portion of the slot 4 is completely ground-terminated in terms of high frequency, but the ground conductor extends along the spiral shape of the slot 4 to form a peripheral ground conductor.
  • the phase is not completely terminated at the high frequency and the phase is rotated.
  • a structure in which the spiral inner ground conductor 32 and the inner terminal portion 25b of the spiral conductor wiring 25 are connected by the connection through conductor 8 is employed.
  • the rotated phase is further rotated to form a quarter-wavelength resonator that is open-ended at the outer end portion 25a of the spiral conductor wiring 25 along the spiral shape of the spiral conductor wiring 25.
  • the length of the resonator can be effectively increased, and the resonance frequency can be effectively reduced.
  • the resonance frequency fO of the resonator structure having the laminated structure of the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 can be reduced, so that, for example, the resonance frequency fO is one half of the resonance frequency fl. Can be less than the value.
  • a new resonator force having a longer resonator length than a conventional resonator having a structure in which adjacent slots arranged on the same plane are connected in series is used. It is obtained in the area occupied by the resonator.
  • the comparison of the resonance frequency fO of the resonator 30 of the third embodiment is performed by grounding the inner terminal portion 25b of the spiral conductor wiring 25 having the same shape with the connection through conductor 8, and connecting the spiral conductor wiring 25 to the ground conductor layer 2. Even if the resonance frequency of quarter-wave resonance in a resonator with a force structure that does not form slot 4 is f4, the resonance frequency fO is smaller than f4 by the advance of the phase in slot 4. It can be a value.
  • the resonator 30 according to the third embodiment produces a new resonance phenomenon at an extremely low frequency with a small circuit size, and produces an advantageous effect.
  • a resin substrate having a dielectric constant of 10.2 and a thickness of 640 ⁇ m is used as a base substrate (first dielectric substrate 6), and the surface of the base substrate is Further, a resin substrate (second dielectric substrate 7) having a dielectric constant of 10.2 and a thickness of 130 m is attached to form a multilayer dielectric substrate 21.
  • a high-frequency circuit was fabricated based on the conditions shown in 11.
  • copper wiring having a thickness of 20 im was provided as the ground conductor layer 2 between the base substrate and the resin substrate inside the multilayer dielectric substrate 21.
  • Copper wiring having the same thickness of 20 m was formed on the surface of the multilayer dielectric substrate 21, that is, on the surface of the resin substrate.
  • a spiral slot 4 having a square outer edge with a side of 2000 m and a spiral conductor wiring 25 were formed, respectively.
  • the wiring pattern was formed by removing desired portions from the ground conductor layer 2 and the conductor wiring layer 23 by wet etching. The minimum wiring width of each wiring and the minimum gap distance between the wirings were set to 200 m.
  • the number of turns of the spiral is set to 2, and the winding directions of the spirals of the slot 4 and the spiral conductor wiring 23 are set to be opposite to each other, and the inner end portion 25b of the spiral conductor wiring 25 and the spiral of the slot 4 are set.
  • the connection through conductor 8 having a diameter of 200 / zm was formed vertically (that is, in the stacking direction) so as to connect the ground conductor in the inner region surrounded by the shape to each other.
  • the resonator according to Example 3-1 having such a structure exhibited a resonance phenomenon at a frequency of 1.63 GHz.
  • the obtained resonance frequency is 5. It was 07 GHz.
  • the obtained resonance frequency was 2.89 GHz.
  • a connection through conductor having a diameter of 200 m was formed so as to connect the inner end portion of the spiral conductor wiring and the ground conductor layer as in Example 3-1.
  • the resonance frequency of the resonator of Comparative Example 3-3 was 3.43 GHz.
  • the resonator of Example 3-1 shows a resonance phenomenon at a low resonance frequency as compared with the resonators of any of the comparative examples, so that the advantageous effects of the third embodiment can be obtained.
  • the thickness of the resin substrate (second dielectric substrate 7) additionally bonded onto the base substrate (first dielectric substrate 6) was set to 130 m in Example 3-1.
  • the resonance frequency was 1.24 GHz, and further advantageous effects were obtained.
  • Example 3-1 The conditions are substantially the same as those in Example 3-1.
  • the spiral direction of the spiral of the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 is set to the same direction, and the spiral shapes of the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 are substantially overlapped and laminated.
  • the resonance frequency was 2.42 GHz, and Although the effect of reducing the resonance frequency was less than that of Example 3-1, the resonance phenomenon could be exhibited at a lower resonance frequency than that of Comparative Examples 3-1 and 32.
  • the resonance frequency is 2 At 30 GHz, although the effect of reducing the resonance frequency is less than that of Example 3-1, the resonance phenomenon is exhibited at a lower resonance frequency than that of Comparative Examples 3-1 and 3-2. It was possible.
  • Example 3-1 a resin substrate having a thickness of 130 m and a dielectric constant of 10.2 was further bonded to the resonator of Example 3-1 as a follow-up substrate (that is, a third dielectric substrate).
  • Example 3-5 A resonator having a 3-7 force was produced by bonding the additional substrate to the surface 7a of the dielectric substrate 7 via the conductor wiring layer 23.
  • the number of layers of the spiral-shaped circuit that is, the slot 4 and the spiral conductor wiring 25 was limited to two.
  • FIG. 7A is a cross-sectional view of the resonator 40 of Example 3-5
  • FIG. 7B, FIG. 7C, and FIG. 7B are top views of respective spiral-shaped circuit forming layers included in the resonator 40. Shown in 7D.
  • FIG. 8A is a cross-sectional view of the resonator 50 of Example 3-6
  • FIGS. 8B, 8C, and 8C are top views of formation layers of respective spiral-shaped circuits included in the resonator 50. See Figure 8D.
  • 9A is a cross-sectional view of the resonator 60 of Example 3-7
  • FIG. 9B, FIG. 9C, and FIG. 9D are top views of respective spiral-shaped circuit forming layers included in the resonator 60. Shown in
  • the additional substrate 47 on which the surface 7a of the second dielectric substrate 7 is bonded As shown in FIG. 7A, FIG. 7B, FIG. 7C, and FIG. 7D, in the resonator 40 of the embodiment 3-5, the additional substrate 47 on which the surface 7a of the second dielectric substrate 7 is bonded.
  • a second ground conductor layer 42 is additionally formed on the surface 47a of the first conductor, and a spiral-shaped circuit is formed in a region where the slot 4 (first slot) is formed in the ground conductor layer 2 laminated below the lamination direction in the drawing.
  • a second slot 44 was formed in an overlapping manner.
  • the second slot 44 has the same shape and the same spiral winding direction as the first slot 4, and the spiral shape of the second slot 44, the spiral conductor wiring 25, and the first slot 4 Were set in opposite directions.
  • the spiral conductor wiring 25 is connected to the ground conductor layer 2 in the area inside the first slot 4 using the connection through conductor 8 at the spiral inner end portion 25b, and further uses the connection through conductor 48.
  • the frequency is 1.39 GHz, which is lower than the frequency of the shifted resonator of Example 3-1 and Comparative examples 3-1 and 3-2. A resonance phenomenon was obtained.
  • the spiral structure, the spiral conductor wiring, and the spiral slot, in the downward direction in the stacking direction, are the highest in the stack structure of the spiral circuit.
  • the helical slot on the upper surface is replaced with a second helical conductor wiring, and the second helical conductor wiring, the first helical conductor wiring, and a resonator having a laminated structure of a helical slot are used in Examples 3-6 and 3-7.
  • Resonators 50 and 60 were manufactured. That is, as shown in FIGS. 8A to 8D and FIGS.
  • the second conductor wiring layers 53, 63 are formed on the surfaces 57a, 67a of the additional substrates 57, 67, and the second conductor Resonators 50 and 60 in which second spiral conductor wirings 55 and 65 were formed in wiring layers 53 and 63 were manufactured.
  • the spiral winding directions of the respective spiral circuits close to the laminating direction are opposite to each other. As shown in FIGS.
  • the first spiral conductor wiring 25 and the second spiral conductor wiring 65 are the first spiral conductor Electrical connection was made at the outer end 25a of the wiring 25 using the connection through conductor 68.
  • the first spiral conductor wiring 25 and the second spiral conductor wiring 55 are electrically connected. Instead, the coupling was achieved only by coupling with the cross-coupling capacity. In the resonator 50 of Example 3-6 having such a structure, a resonance phenomenon was obtained at 1.41 GHz, and in the resonator 60 of Example 3-7, a resonance phenomenon was obtained at 0.98 GHz. .
  • the three helical resonators arranged close to each other have a shape opposite to each other. It has a multilayer structure of resonators, and although there is a common point that all spiral structures adjacent to each other are connected by connecting through conductors, the terminal point of the resonator is the same as the terminal point of the spiral structure of the slot type. Is set. Therefore, compared to the resonator 40 of the embodiment 3-5 in which the entire resonator structure behaves like a half-wavelength resonator, the spiral conductor wiring with one end grounded is included. On the other hand, the resonator 60 of Example 3-7, in which the entire resonator structure behaves like a quarter-wavelength resonator, was able to exhibit a resonance phenomenon at a lower resonance frequency.
  • the structure of the resonator 50 of the embodiment 3-6 is similar to the resonator 60 of the embodiment 3-7, but the two spiral conductor wirings are not connected by the connection through conductor. Therefore, the structure of the resonator 50 of the embodiment 3-6 is a quarter-wavelength resonator structure including the slot and the first spiral conductor wiring, and a half-wavelength resonator structure including the half-wavelength resonator. A resonator structure is formed in which the two spiral conductor wirings are weakly coupled via the cross coupling capacitance.
  • the structure of the resonator 60 of Example 3-7 is different from that of the first embodiment in that the resonator structure, in which the first spiral conductor wiring and the second spiral conductor wiring are strongly coupled, is directly coupled to the slots, so that A quarter-wave resonator structure with strong coupling can be formed, making it possible to obtain the lowest resonance frequency
  • FIG. 10A is a cross-sectional view illustrating a configuration of a resonator 70 according to a fourth embodiment of the present invention. Show.
  • the same reference numerals are used for the same components as those of the resonator described in each of the above embodiments, and description thereof is omitted.
  • the multilayer dielectric substrate 21 has a laminated structure of a first dielectric substrate 6 and a second dielectric substrate 7.
  • a conductor wiring layer 73 is formed at a portion where the front surface 6a of the first dielectric substrate 6 is bonded to the back surface 7b of the second dielectric substrate 7.
  • a first ground conductor layer 72 is formed on the surface 7a of the second dielectric substrate 7, that is, on the surface of the multilayer dielectric substrate 21.
  • FIG. 10B shows a top view of the first ground conductor layer 72 provided in the resonator 70 of FIG. 10A
  • FIG. 10C shows a top view of the conductor wiring layer 73.
  • a helical slot 74 is formed in the first ground conductor layer 72
  • a helical spiral conductor wiring is formed in the conductor wiring layer 73, as shown in FIG. 10C. 75 is formed.
  • the center of the spiral of the slot 74 and the center of the spiral of the spiral conductor wiring 73 are arranged so as to coincide with each other.
  • the outer edges of the formation region are also arranged so as to coincide with each other.
  • the winding directions of the respective spirals are opposite to each other.
  • the resonator 70 has a stacked structure in the order of the first ground conductor layer 72, the conductor wiring layer 73, and the second ground conductor layer 71 in the stacking direction. Note that no slot is formed in the second ground conductor layer 71.
  • the connection through conductor 78 connects the first dielectric substrate 6 so as to connect the inner terminal portion 75b of the spiral conductor wiring 75 and the second ground conductor layer 71. It is arranged so as to penetrate in the laminating direction.
  • the multilayer dielectric substrate 21 having a laminated structure of the first dielectric substrate 6 and the second dielectric substrate 7 is an example of the dielectric substrate.
  • a first ground conductor layer 72 is formed on the front surface 21a of the multilayer dielectric substrate 21, and a second ground conductor layer 71 is formed on the rear surface 21b of the multilayer dielectric substrate 21.
  • a conductor wiring layer is provided between the ground conductor layers 71 and 72, that is, at the bonding position of the first dielectric substrate 6 and the second dielectric substrate 7 which is the inner layer surface of the multilayer dielectric substrate 21. 73 formed Yes.
  • resonator 70 of the fourth embodiment having such a structure, a longer V, than the conventional resonator having a structure in which respective slots arranged adjacently on the same plane are coupled in series.
  • a resonance phenomenon of a new U having a resonator length and a half-wave resonance mode can be obtained for an area occupied by one conventional resonator.
  • the effective distance between the terminal points at both ends of the slot 74 is the resonator length of the half-wavelength resonator.
  • the resonator according to the fourth embodiment for example, in a half-wavelength resonance mode in which the outer end portion 74a of the slot 74 is a reflection point at one end, the high-frequency current flows out of the outermost portion of the spiral. After flowing along the slot portion, it moves to the spiral conductor wiring 75 via the cross coupling capacitance before reaching the terminal point 74b of the slot portion.
  • the resonance structure functions as a half-wavelength resonator, which is inferior in reducing the circuit area.
  • the connection through conductor 78 that requires a relatively large area to a narrow portion at the center of the slot forming region, which is advantageous in manufacturing in terms of!
  • the configuration of the resonator of the fourth embodiment is the configuration having the smallest circuit occupation area.
  • Example 4-1 of such a resonator a resin substrate having a dielectric constant of 10.2 and a thickness of 640 m was used as a base substrate 6 (first dielectric substrate 6), and the surface of the base substrate 6 was Then, a resin substrate 7 (second dielectric substrate 7) having a dielectric constant of 10.2 and a thickness of 130 m is attached to form a multilayer dielectric substrate 21.
  • a resonator in which a high-frequency circuit having a laminated structure according to the embodiment was formed. Specifically, a copper wiring having a thickness of 20 m was formed on the surface of the multilayer dielectric substrate 21 as the first ground conductor layer 72.
  • a copper wiring having a thickness of 20 / zm was also provided on the back surface of the multilayer dielectric substrate 21.
  • a copper wiring having the same thickness of 20 m was provided inside the multilayer dielectric substrate 21, that is, at the place where the base substrate 6 and the resin substrate 7 were bonded.
  • a square spiral slot 74 and a spiral conductor wiring 75 each having a side of 20000 ⁇ m were formed.
  • such a wiring pattern was formed by removing desired portions from the first ground conductor layer 72 and the conductor wiring layer 73 by wet etching.
  • the minimum wiring width of each wiring and the minimum gap distance between the wirings were set to 200 m.
  • the number of turns of the spiral was set to 2.5 times for the slot 74 and to twice for the spiral conductor wiring 75, and the spiral winding directions of the slot 74 and the spiral conductor wiring 75 were set to be opposite.
  • the inner terminal portion 75b of the spiral conductor wiring 75 and the second ground conductor layer 71 were connected via a connection through conductor 78 having a diameter of 200 ⁇ m.
  • the resonator of Example 4-1 having such a configuration exhibited a resonance phenomenon at 1.72 GHz. This value is lower than the resonance frequency of 2.91 GHz shown in the resonator of Comparative Example 41 in which the connection through conductor is deleted from Example 41, and the advantageous effect of the fourth embodiment is obtained. It has been shown.
  • FIG. 11A is a cross-sectional view showing a connection structure between the resonator 80 and the external circuit as an example of such a connection form with the external circuit. Further, in the resonator 10 of FIG. 11A, a plan view from the back surface of the first dielectric substrate 6 is shown in FIG. 11B, and a plan view from the back surface of the first ground conductor layer 2 is shown in FIG. 11C.
  • the first dielectric substrate 6 including the first dielectric substrate 6 and the second dielectric substrate 7, the first dielectric substrate 6
  • the ground conductor layer 2 and the second ground conductor layer 3 are formed to form a resonator 80 having a laminated structure of the first slot 4 and the second slot 5.
  • the back surface of the multilayer dielectric substrate A signal conductor wiring 81 to be connected to an external circuit (not shown) is formed in the wiring.
  • FIG.11C the position of the first slot 4 in the first ground conductor layer 2 is shown, and the overlap between the signal conductor wiring 81 and the first slot 4 is understood.
  • the projection of the signal conductor wiring 81 onto the first ground conductor layer 2 is also shown at the same time.
  • the transmission line 85 composed of the signal conductor wiring 81 and the first ground conductor layer 2 thus formed is shown as a microstrip line structure in the figure, but is realized by a slot line, a coplanar line, or the like. May be.
  • the signal conductor wiring 81 may be formed on the inner layer surface of the multilayer dielectric substrate 1 on the inner surface of the substrate.
  • the signal conductor wiring 81 When the signal conductor wiring 81 is formed on a surface different from the surface on which the resonator 80 is formed, the signal conductor wiring 81 may be arranged so as to overlap a part of the resonator 80. Thus, sufficient coupling between the signal conductor wiring 81 and the resonator 80 can be obtained. At this time, the signal conductor wiring 81 does not have to be open-ended. Further, the terminal shape of the signal conductor wiring 81 may be a ring shape.
  • the conductor wiring layer 23 is formed between the first dielectric substrate 6 and the second dielectric substrate 7, and the second dielectric substrate 7 It has a laminated structure in which the ground conductor layer 2 is formed on the surface 7a of the substrate.
  • a spiral conductor wiring 25 is formed in the conductor wiring layer 23, and a slot 4 is formed in the ground conductor layer 2.
  • signal conductor wiring 91 is formed by using at least one of the surfaces on which resonator 90 is formed, for example, by using the layer on which conductor wiring layer 23 is formed. Further, the signal conductor wiring 91 is arranged adjacent to the spiral conductor wiring 25. As described above, the resonator 90 is formed, the signal conductor wiring 91 is formed using at least one of the surfaces, and the formed signal conductor wiring 91 is arranged so as to be adjacent to a part of the resonator 90. Thus, the coupling S between the signal conductor wiring 91 and the resonator 90 can be obtained. Therefore, if the signal conductor wiring 91 is connected to an external circuit (not shown), the resonator 9 0 can be used in combination with the external circuit.
  • connection structure between the resonator and the external circuit as described above the number of resonators to be installed is not limited to one, and a plurality of resonators may be collectively arranged. I know.
  • An example of a connection structure between a resonator having such a collective arrangement and a transmission line (signal conductor wiring) is shown in a schematic perspective view of FIG. Note that FIG. 13 is a transparent perspective view which is closest to the outermost surface of the multilayer structure substrate 101 including the resonator group 110 in which the plurality of resonators 100 are arranged and arranged, and partially shows only the layer structure. .
  • a transmission line 102 is formed on the surface of a multilayer dielectric substrate 101.
  • the group of resonators 110 arranged collectively can cause strong modulation on the transmission characteristics of the transmission line 31, and can be applied to a high-frequency device such as a transfer device and a filter. It becomes possible.
  • the force describing the configuration in which the upper surface of the second dielectric substrate is set to air is limited to only such a case. It is not something that can be done. Instead of such a case, for example, even when a third dielectric substrate is set on the upper surface of the second dielectric substrate, the advantageous effects of the present invention can be obtained.
  • the resonators according to the first to fourth embodiments of the present invention it is effective to increase the cross capacitive coupling between the stacked circuits in order to obtain the effect of reducing the resonance frequency.
  • the dielectric constant ⁇ 6 of the first dielectric substrate 6 and the dielectric constant ⁇ 7 of the second dielectric substrate 7 are set to have a relationship of ⁇ 6 and ⁇ 7 to further reduce the resonance frequency. Advantageous effects can be obtained.
  • the resonator according to the present invention has a helical slot set in the ground conductor layer and a helical slot or signal conductor wiring set in a layer different from the slot, and is useful as a small resonator. It is. It can be widely applied to communication fields such as filters, antennas, phase shifters, switches, and oscillators, and can be used in various fields that use wireless technologies such as power transmission and ID tags.

Abstract

　多層誘電体基板（１）の内部に第一の接地導体層（２）の一部分に設定した螺旋形状の第一のスロット（４）を有し、上記多層誘電体基板の表面に設けた第二の接地導体層（３）の一部分には螺旋形状の第二のスロット（５）を有し、当該第一のスロットと当該第二のスロットの螺旋巻き方向が逆向きであって、かつ当該第一のスロットと当該第二のスロットが上面視において重なっており、従来構造の共振器における共振周波数よりも低い周波数において共振現象を発現することが可能となる。

Description

明 細 書
共振器
技術分野
[0001] 本発明は、マイクロ波帯、およびミリ波帯などの高周波信号を伝送、もしくは放射す る高周波回路に関するものであって、特に、上記帯域における所定の設計周波数（ 共振周波数）にて共振現象を発現する共振器に関するものである。
背景技術
[0002] 近年、無線通信機器の小型化、高機能化が進み、携帯電話等に代表される無線 通信機器の爆発的な普及を可能にしてきた。今後も、無線通信機器、もしくは無線通 信機器内において使用される各デバイスには、機能性、低コスト性を損なうことなく更 なる小型化が弓 Iき続き要求されるものと思われる。
[0003] これらの無線機器に搭載される高周波回路内で使用される共振回路素子 (共振器 )の一つとして、接地導体配線層からその一部を切除したスロット回路を用いた高周 波回路素子がある。例えば長方形状のスロット回路においては、スロット両端間の距 離に相当する 2分の 1波長の周波数において共振現象を起こしうる。さらに、螺旋形 状にスロット部を配置すれば、占有面積を増加させることなぐより低周波数帯で、す なわちより長波な電磁波に対して共振現象を起こしうる。例えば、図 14Aにその断面 図を、図 14Bにその上面図を示すように、誘電率 10、厚さ 600ミクロンの誘電体基板 501を用いて、その表面に形成された接地導体層 503における 2000ミクロン角の正 方形状な領域に、巻き数が 1. 5回転の螺旋形状のスロット回路 505が作成された共 振器 500では、その共振周波数は 6. 69GHzとなる。
[0004] また、非特許文献 1に示す例においては、巻き数が 2— 4. 5回転の螺旋形状の 2つ のスロット回路を同一平面内において線対称に配置し、さらに両者を直列に結合す ることにより個々の螺旋形状のスロット回路の 2分の 1の周波数で共振するスロット共 振器を構成して、当該スロット共振器をフィルタ回路の一部に適用している。上記例 においては、螺旋形状の 2つのスロット回路を直列に接続して、その中央部位におい て入力回路と結合させることにより、強 、結合を得て!/、るものである。 [0005] 非特許文献 1 : 2003年 IEEE, MTT—S, International microwave symposiu m ダイジェスト， 1595頁— 1598頁 "Miniaturized Slot-line and Folded— si ot Band— Pass Filters"
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] しかし、このような共振器には更なる小型化の要求があるため、電磁波の 2分の 1波 長に相当するサイズにおいて共振を起こすスロット回路は、マイクロ波帯においては 占有面積が大きくなるという問題がある。
[0007] 非特許文献 1において例示されているように、 2つのスロット回路を直列に接続すれ ば、共振波長も 2倍に設定できるため、共振周波数を 2分の 1に減じることが可能とな るものの、それぞれのスロット回路が同一平面上に配置されることにより回路占有面 積も 2倍になってしま 、、小型化を図ると 、う観点からは好ましくな!/、。
[0008] また、共振周波数低下のためには、回路基板内における実効波長の短縮も有効で あるため、高誘電率材料を使用することも可能であるが、榭脂材料や一般の半導体 基板と異なり特殊な製造プロセスを必要とするため、製造コストの増大をまねくという 問題もある。
[0009] 従って、本発明の目的は、上記問題を解決することにあって、従来の 2分の 1波長 共振器よりも低い周波数帯域で共振現象を発現させることができ、小型化、小面積化 、さらに省容積ィ匕を図ることができる共振器を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0010] 本発明は、上記目的を達成するため、以下のように構成している。
[0011] 本発明の第 1態様によれば、誘電体基板と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状の第一のスロットが形成され、上記誘電体基 板の表面に配置された第一の接地導体層と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状の第二のスロットが形成され、上記誘電体基 板の裏面に配置された第二の接地導体層とを備え、
上記第一のスロットと上記第二のスロットは、上面視において重なっており、共振周 波数にて共振現象を発現する共振器を提供する。 [0012] ここで、「上面視にお 、て」とは、上記誘電体基板の上記表面側から上記第一のス ロット及び上記第二のスロットを透視して観察することを意味する。言い換えれば、上 記第一のスロットを含む面（上記表面）と、第二のスロットを含む面（上記裏面）とを、 上記誘電体基板の上記表面に対して垂直な方向（すなわち、当該誘電体基板の厚 み方向）に仮想的に平行移動させて、同一面に重ね合わせて視ることを意味する。こ の「上面視にお 、て」の用語の意味にっ 、ては、以降にお!、ても同様である。
[0013] 本発明の第 2態様によれば、上記第一のスロットの巻き方向と上記第二のスロットの 巻き方向は、互いに逆向きである第 1態様に記載の共振器を提供する。
[0014] 本発明の第 3態様によれば、上記第一のスロット及び上記第二のスロットは、上面 視において、それぞれの螺旋の中心が一致するとともに、互いの外縁が略一致する ように配置される第 1態様に記載の共振器を提供する。
[0015] 本発明の第 4態様によれば、上記第一のスロットにおける外側終端部と、上記第二 のスロットにおける外側終端部とが、上面視において、当該第一のスロットにおける上 記螺旋の中心に対して、略点対称の位置に位置されるように、当該第一のスロットと 当該第二のスロットとが配置される第 3態様に記載の共振器を提供する。
[0016] 本発明の第 5態様によれば、上記第一のスロットの共振周波数及び上記第二のス ロットの共振周波数よりも低い共振周波数にて共振現象を発現する第 1態様に記載 の共振器を提供する。
[0017] 本発明の第 6態様によれば、上記第一の接地導体層における上記第一のスロット の外縁の外側の接地導体領域と、上記第二の接地導体層における上記第二のスロ ットの外側の接地導体領域とを接続し、上記誘電体基板を貫通して配置された接続 貫通導体を備える第 1態様に記載の共振器を提供する。
[0018] 本発明の第 7態様によれば、誘電体基板と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状のスロットが形成され、上記誘電体基板の表 面に配置された接地導体層と、
上記誘電体基板の裏面に配置され、一回以上の巻き数を有する螺旋形状の螺旋 導体配線とを備え、
上記スロットと上記螺旋導体配線は、上面視において重なっており、共振周波数に て共振現象を発現する共振器を提供する。
[0019] これにより、上記共振器において、上記スロットの共振周波数及び上記螺旋導体配 線の共振周波数よりも低い共振周波数にて共振現象を発現させることができる。
[0020] 本発明の第 8態様によれば、上記スロットの巻き方向と上記螺旋導体配線の巻き方 向は、互いに逆向きである第 7態様に記載の共振器を提供する。
[0021] 本発明の第 9態様によれば、上記スロット及び上記螺旋導体配線は、上面視にお
V、てそれぞれの螺旋の中心が一致するとともに、互 、の外縁が略一致するように配 置される第 7態様に記載の共振器を提供する。
[0022] 本発明の第 10態様によれば、上記スロットにおける外側終端部と、上記螺旋導体 配線における外側終端部とが、上面視において、当該スロットにおける上記螺旋の 中心に対して、略点対称の位置に配置される第 9態様に記載の共振器を提供する。
[0023] 本発明の第 11態様によれば、誘電体基板と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状のスロットが形成され、上記誘電体基板の表 面に配置された接地導体層と、
上記誘電体基板の裏面に配置され、一回以上の巻き数を有する螺旋形状の螺旋 導体配線と、
上記螺旋導体配線の内側終端部若しくはその近傍と、上記接地導体層における上 記スロットの内側の接地導体領域とを接続し、上記誘電体基板を貫通して配置され た接続貫通導体とを備え、
上記スロットと上記螺旋導体配線は、上面視において重なっており、共振周波数に て共振現象を発現する共振器を提供する。
[0024] これにより、上記共振器において、上記スロットの共振周波数及び上記螺旋導体配 線の共振周波数よりも低!ヽ共振周波数にて共振現象を発現させることができる。特に 、通常は 2分の 1波長共振器としてしか機能しないスロット共振器を、共振波長が短い 4分の 1波長型の共振器の一部として機能させることが可能となるため、従来よりもは るかに低い共振周波数で共振現象を発現するスロット共振器を提供することができる
[0025] 本発明の第 12態様によれば、上記接続貫通導体は、上記接地導体層における上 記スロットの螺旋の中心付近の接地導体領域と接続される第 11態様に記載に共振 器を提供する。
[0026] 本発明の第 13態様によれば、上記スロットの巻き方向と上記螺旋導体配線の巻き 方向は、互いに逆向きである第 11態様に記載の共振器を提供する。
[0027] 本発明の第 14態様によれば、上記スロット及び上記螺旋導体配線は、上面視にお いて、それぞれの螺旋の中心が一致するとともに、互いの外縁が略一致するように配 置される第 11態様に記載の共振器を提供する。
[0028] 本発明の第 15態様によれば、上記スロットにおける外側終端部と、上記螺旋導体 配線における外側終端部とが、上面視において、当該スロットにおける上記螺旋の 中心に対して、略点対称の位置に配置される第 14態様に記載の共振器を提供する
[0029] 本発明の第 16態様によれば、誘電体基板と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状のスロットが形成され、上記誘電体基板の表 面に配置された第一の接地導体層と、
上記誘電体基板の裏面に配置された第二の接地導体層と、
上記誘電体基板の上記表面と上記裏面の間に形成され、一回以上の巻き数を有 する螺旋形状の螺旋導体配線と、
上記螺旋導体配線の内側終端部若しくはその近傍と上記第二の接地導体層とを 接続し、上記螺旋導体配線と上記第二の接地導体層との間における上記誘電体基 板を貫通して配置された接続貫通導体とを備え、
上記スロットと上記螺旋導体配線は、上面視において重なっており、共振周波数に て共振現象を発現する共振器を提供する。
[0030] これにより、上記共振器において、上記スロットの共振周波数及び上記螺旋導体配 線の共振周波数よりも低!ヽ共振周波数にて共振現象を発現させることができる。特に 、通常は 2分の 1波長共振器としてしか機能しないスロット共振器を、共振波長が短い 4分の 1波長型の共振器の一部として機能させることが可能となるため、従来よりもは るかに低い共振周波数で共振現象を発現するスロット共振器を提供することができる [0031] 本発明の第 17態様によれば、上記スロットの巻き方向と上記螺旋導体配線の巻き 方向は、互いに逆向きである第 16態様に記載の共振器を提供する。
[0032] 本発明の第 18態様によれば、上面視において、上記スロット及び上記螺旋導体配 線は、それぞれの螺旋の中心が一致するとともに、互いの外縁が略一致するように配 置される第 16態様に記載の共振器を提供する。
[0033] 本発明の第 19態様によれば、上記スロットにおける外側終端部と、上記螺旋導体 配線における外側終端部とが、上面視において、当該スロットにおける上記螺旋の 中心に対して、略点対称の位置に配置される第 18態様に記載の共振器を提供する
発明の効果
[0034] 本発明の上記第 1態様によれば、誘電体基板の表裏面において、螺旋形状の第 一のスロットが形成された第一の接地導体層と、同じく螺旋形状の第二のスロットが 形成された第二の接地導体層とが配置され、上記第一のスロットと上記第二のスロッ トと力 上面視において重なるように配置されている（すなわち、上記誘電体基板の 厚み方向において、その形成位置を違えながら、当該方向において重なる部分を有 するように配置されている）ことにより、上記それぞれのスロットにて高周波変位電流 が同一方向に流れるような条件において、当該それぞれのスロットの重なる部分にて いわゆる偶モードを誘発させることができ、実効誘電率を増大させることができる。そ の結果、上記それぞれのスロットの積層配置構造を有する共振器構造における共振 周波数を、上記各々のスロットが単独で存在するような共振器構造における共振周 波数よりも低減させることができる。すなわち、第一のスロットの共振周波数及び第二 のスロットの共振周波数よりも低い共振周波数にて共振現象を発現することができる 共振器を提供することができる。
[0035] さらに、このような共振周波数の低減効果は、上記それぞれのスロットの重ね合わ せの部分を増大させるに従って高めることができる。このように共振周波数の低減効 果が得られることで、例えば、同一平面上に隣接配置されたそれぞれのスロットを直 列に結合した構造を有する従来の共振器構造における共振器長よりも長い共振器 長を有する 2分の 1波長共振モードの共振現象を、従来の 1つの共振器分の占有面 積にて得ることができ、共振器の大幅な小型化 ·小面積化'省容積ィ匕を実現すること ができる。
[0036] 本発明のその他の態様によれば、このような共振周波数の低減効果は、上記第一 のスロットの螺旋の巻き方向と上記第二のスロットの螺旋の巻き方向とを互 、に逆向 きとなるように配置させることで高めることができる。
[0037] また、上記それぞれのスロットの螺旋の中心及び外縁力 積層方向にお!、て一致 するように配置されることで、上記共振周波数の低減効果をさらに高めることができる
[0038] さらに、上記第一のスロットにおける外側終端部と、上記第二のスロットにおける外 側終端部とが、上記螺旋の中心に対して略点対称の位置となるように、上記それぞ れのスロットを配置させることで、上記共振器長を増大させることができ、共振周波数 の低減効果をさらに高めることができる。
[0039] また、上記第一のスロットの外縁の外側の接地導体領域と、上記第二のスロットの 外側の接地導体領域とを接続するように、上記誘電体基板を貫通して配置された接 続貫通導体がさらに備えられていることにより、上記それぞれの接地導体層の高周波 接地状態を強化させることができる。このように接地状態を強化させることで、上記共 振器を外部回路に接続する際におけるその接続状態 (実装状態)の相違により上記 第一の接地導体層と上記第二の接地導体層との間で接地状態の相違が生じるよう な場合であっても、当該それぞれの接地導体層の電位を同一とすることができ、共振 器の特性を安定化させることができる。
[0040] また、上記それぞれのスロットの積層配置構造を有する共振器において得ることが できた上記第 1態様による共振器の大幅な小型化'小面積化'省容積化の効果を、 螺旋形状のスロットと螺旋形状の螺旋導体配線との積層配置構造を有する共振器に おいても同様に得ることができる。
[0041] また、このような上記螺旋導体配線の内側終端部若しくはその近傍と、上記接地導 体層における上記スロットの外縁の内側の領域とを接続するように、上記誘電体基板 を貫通して配置された接続貫通導体がさらに備えられていることにより、元々 2分の 1 波長共振器であるスロット回路を 4分の 1波長型の共振器として機能させることができ 、更なる共振器の小型化を図ることができるとともに、上記スロットと上記螺旋導体配 線との間の交差結合容量によって、共振モードにおける高周波電流において実効的 な誘電率の増大を生じさせることができるため、共振周波数をさらに低減させることが できる。
図面の簡単な説明
本発明のこれらと他の目的と特徴は、添付された図面についての好ましい実施形 態に関連した次の記述から明らかになる。この図面においては、
圆 1A]図 1Aは、本発明の第 1実施形態に力かる共振器の断面図であり、 圆 1B]図 1Bは、図 1Aの共振器が備える第二の接地導体層の上面図であり、 圆 1C]図 1Cは、図 1Aの共振器が備える第一の接地導体層の上面図であり、
[図 2A]図 2Aは、それぞれの接地導体層に形成されたスロットの螺旋形状の配置例を 示す図であって、第二のスロットの配置を示す図であり、
[図 2B]図 2Bは、第一のスロットの配置を示す図であり、
[図 3A]図 3Aは、それぞれの接地導体層に形成されたスロットの螺旋形状の別の配 置例を示す図であって、第二のスロットの配置を示す図であり、
[図 3B]図 3Bは、第一のスロットの配置を示す図であり、
[図 4A]図 4Aは、上記第 1実施形態の変形例に力かる共振器の断面図であり、 圆 4B]図 4Bは、図 4Aの共振器が備える第二の接地導体層の上面図であり、 圆 4C]図 4Cは、図 4Aの共振器が備える第一の接地導体層の上面図であり、 圆 5A]図 5Aは、本発明の第 2実施形態に力かる共振器の断面図であり、
[図 5B]図 5Bは、図 5Aの共振器が備える接地導体層の上面図であり、
[図 5C]図 5Cは、図 5Aの共振器が備える導体配線層の上面図であり、
圆 6A]図 6Aは、本発明の第 3実施形態に力かる共振器の断面図であり、
[図 6B]図 6Bは、図 6Aの共振器が備える接地導体層の上面図であり、
[図 6C]図 6Cは、図 6Aの共振器が備える導体配線層の上面図であり、
[図 7A]図 7Aは、上記第 3実施形態の実施例 3— 5にかかる共振器の断面図であり、 圆 7B]図 7Bは、図 7Aの共振器が備える第二の接地導体層の上面図であり、
[図 7C]図 7Cは、図 7Aの共振器が備える導体配線層の上面図であり、 [図 7D]図 7Dは、図 7Aの共振器が備える第一の接地導体層の上面図であり、
[図 8A]図 8Aは、上記第 3実施形態の実施例 3— 6にかかる共振器の断面図であり、 第一の導体配線層と第二の導体配線層とが互いに接続されていない構成を示し、
[図 8B]図 8Bは、図 8Aの共振器が備える第二の導体配線層の上面図であり、
[図 8C]図 8Cは、図 8Aの共振器が備える第一の導体配線層の上面図であり、
[図 8D]図 8Dは、図 8Aの共振器が備える接地導体層の上面図であり、
[図 9A]図 9Aは、上記第 3実施形態の実施例 3— 7にかかる共振器の断面図であり、 第一の導体配線層と第二の導体配線層とが互いに接続されている構成を示し、
[図 9B]図 9Bは、図 9Aの共振器が備える第二の導体配線層の上面図であり、
[図 9C]図 9Cは、図 9Aの共振器が備える第一の導体配線層の上面図であり、
[図 9D]図 9Dは、図 9Aの共振器が備える接地導体層の上面図であり、
[図 10A]図 10Aは、本発明の第 4実施形態にカゝかる共振器の断面図であり、
[図 10B]図 10Bは、図 10Aの共振器が備える第一の接地導体層の上面図であり、
[図 10C]図 10Cは、図 10Aの共振器が備える導体配線層の上面図であり、
[図 11A]図 11Aは、本発明の上記それぞれの実施形態に力かる共振器と外部回路と の接続構造を示す断面図であり、
[図 11B]図 11Bは、外部回路と接続される信号導体配線の示す平面図であり、
[図 11C]図 11Cは、図 11Aの共振器が備える第一の接地導体層の内表面図であり、 [図 12A]図 12Aは、共振器と外部回路とのさらに別の接続構造を示す断面図であり、 [図 12B]図 12Bは、図 12Aの共振器が備える導体配線層の内表面図であり、
[図 13]図 13は、共振器群と外部回路との接続構造を示す透過斜視図であり、
[図 14A]図 14Aは、従来の共振器の断面図であり、
[図 14B]図 14Bは、図 14Aの共振器が備える接地導体層の上面図である。
発明を実施するための最良の形態
[0043] 本発明の記述を続ける前に、添付図面において同じ部品については同じ参照符号 を付している。
[0044] 以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
[0045] (第 1実施形態） 図 1Aは、本発明の第 1の実施形態に力かる高周波回路を用いた共振器 10の断面 図である。
[0046] 図 1において、共振器 10は、第一の誘電体基板 6と、第二の誘電体基板 7との積層 構造を有する多層誘電体基板 1を備えている。また、第一の誘電体基板 6の表面 6a ( 図示上面）と第二の誘電体基板 7の裏面 7b (図示下面）とが互いに貼り合わせられる ように、それぞれの誘電体基板 6、 7が積層されており、この張り合わせ箇所には、第 一の接地導体層 2が形成されている。また、第二の誘電体基板 7の表面 7a (図示上 面）、すなわち多層誘電体基板 1の表面には、第二の接地導体層 3が形成されてい る。なお、第一の誘電体基板 6の表面 6aと第二の誘電体基板 7の表面 7a及び裏面 7 bは、互いに平行となるように形成されており、第一の接地導体層 2と第二の接地導 体層 3とは互いに平行に配置されている。
[0047] ここで、図 1Aの共振器 10が備える第二の接地導体層 3の上面図を図 1Bに示し、 第一の接地導体層 2の上面図を図 1Cに示す。図 1Cに示すように、第一の接地導体 層 2には、その導体層を厚み方向に貫通するように導体部分が螺旋形状に除去され た第一のスロット 4が形成されている。また、図 1Bに示すように、第二の接地導体層 3 にも、その導体層を厚み方向に貫通するように導体部分が螺旋形状に除去された第 二のスロット 5が形成されている。第一のスロット 4と第二のスロット 5は、例えばその外 縁が等しい大きさの正方形状に形成されており、例えばそれぞれ等しい溝幅、隣接 する溝間の間隔ピッチ、及び螺旋の巻き数を有するように螺旋形状に形成されて!、 る。
[0048] また、図 1 Aにおいて、仮に、第二の接地導体層 3が存在せず、第一のスロット 4の みを含む共振器構造を採用した場合に得られる共振周波数を flとし、逆に第一の接 地導体層 2が存在せず、第二のスロット 5のみを含む共振器構造を採用した場合に 得られる共振周波数を f 2とする。そうすると、このように各々のスロット 4、 5が単独で 存在するような場合に得られる共振周波数 fl、 f2の関係は、スロット 4、 5の周辺の誘 電率分布の差異により、 fl <f2となる。
[0049] また、図 1A、図 1B、及び図 1Cに示すように、第一のスロット 4の螺旋の中心 Olと 第二のスロット 5の螺旋の中心 02とは、それぞれの誘電体基板 6、 7の積層方向から 見て一致するように、第一のスロット 4及び第二のスロット 5が配置されている。さらに、 第一のスロット 4と第二のスロット 5のそれぞれの正方形状の外縁（すなわち、各々の 接地導体層におけるスロットの形成領域の外縁)も略一致するように、それぞれのスロ ット 4、 5は配置されている。
[0050] このように共振器 10において、第一のスロット 4及び第二のスロット 5が配置されて いることにより、第一のスロット 4と第二のスロット 5とは、それぞれの誘電体基板 6、 7の 積層方向（厚み方向あるいは高さ方向）における位置を違えながら、当該積層方向 において重なる部分を有することとなる。すなわち、第一のスロット 4と第二のスロット 5 とは、上面視（上記積層方向から見た場合）において互いに重なる部分を有している 。本明細書においては、このような重なりを「交差結合」と定義し、このような交差結合 により生じる容量を「交差結合容量」と定義する。
[0051] さらに、このような両スロット 4、 5の交差結合を強めるほど、共振器 10における共振 周波数 fOを低減させることができ、例えば、両スロット 4、 5の積層方向の配置構造を 有する共振器構造における共振周波数 fOは、スロット 4のみを有する共振器構造に おける共振周波数 flの 2分の 1の値よりも小さくなりうる。すなわち、両スロット 4、 5の 積層方向の配置構造を有する共振器 10の共振周波数 fOと、第一のスロット 4のみを 含む共振器構造における共振周波数 flと、第二のスロット 5のみを含む共振器構造 における共振周波数 f2との間には、数式（1)のような関係が成り立つこととなる。
[0052] (数 1)
f0<fl <f2 · · · (1)
[0053] 従って、本第 1実施形態の共振器 10においては、同一平面上に隣接配置されたそ れぞれのスロットを直列に結合した構造を有する従来の共振器よりも長い共振器長を 有する新しい 2分の 1波長共振モードの共振現象が、従来の一つの共振器分の占有 面積において得られることになる。なお、このような共振周波数 fO力 共振器 10にお ける設計周波数となり、当該設計周波数において共振器 10は共振現象を発現する ことができる。
[0054] このような交差結合が成されるような配置構造が採用されることにより、それぞれの スロット 4、 5にお 、て高周波変位電流が同一方向に流れるような条件にぉ 、ては、 両スロット 4、 5における交差結合が成された各部位にていわゆる偶モードが誘発され 、実効誘電率を増大させることが可能となる。効果的に実効誘電率を増大せしめるた めには、特に両スロット 4、 5の最外郭の部位がより広い面積で交差結合することが好 ましい。従って、それぞれのスロット 4、 5の溝幅、溝の間隔ピッチ、及び巻き数が等し くなるように形成されるとともに、それぞれの螺旋の中心及び外縁が一致するようにそ れぞれのスロット 4、 5が配置されることにより、広い面積での交差結合を実現すること ができ、このような配置が好ま 、形態となる。
[0055] また、本第 1実施形態の共振器構造における共振周波数低減の効果は、交差結合 が成された上下のスロット 4、 5の各部位における同一方向に流れる高周波電流の発 生に起因している。さらに詳しく説明すると、共振器の共振周波数は、共振モードに おいて、高周波電流が反射される箇所間の実効的な長さ、すなわち実効的な共振器 長に依存する。本第 1実施形態の共振器 10においては、共振モードの高周波電流 力 上下のスロット 4、 5に同一方向に流れる高周波電流を誘起することにより、上下 のスロット 4、 5間を交差結合容量を介して移動することができる。交差結合容量は高 V、周波数の電流ほど多くの電流を移動させることができ、低 、周波数の電流ほど移 動できる電流量は低下する。よって、共振器 10において、より低い周波数で共振現 象を発現させるための方法としては、例えば、以下三つの方法が挙げられる。
[0056] 第一の方法は、一度も交差結合容量を介さな！ヽ場合でも十分に低！ヽ共振周波数 で共振現象が発現するように、上記第一のスロットと第二のスロットの実効的な共振 器長を長く設定することである。この方法は、従来の共振周波数低減の手法であり、 本発明の請求する範囲には含まれない。
[0057] 次に、第二の方法は、共振モードにおいて高周波電流が何度も上下のスロット 4、 5 間を移動して、実効的な共振器長を長く稼ぐことである。このためには、第一のスロッ ト 4と第二のスロット 5が積層される間隔を減じることが有効である。このような手法は、 本第 1実施形態の共振器 10においても適用することができる。
[0058] また、第三の方法は、第一のスロット 4と第二のスロット 5間において、極めて少ない 回数だけ、例えば一回や二回だけ高周波電流が上下のスロット 4、 5間を移動する場 合において、実効的な共振器長を最も長く設定することである。このためには、第一 のスロット 4と第二のスロット 5の配置条件を最適化する必要がある。具体的に、このよ うな両スロットの相対的な配置条件の最適化について、以下に図面を用いて説明す る。
[0059] まず、図 1B及び図 1Cとは異なり、両スロット 4、 5の螺旋形状の巻き方向が同一で あり、かつ両スロット 4、 5の螺旋の巻き数が同一である場合について説明する。この ような条件の元で、両スロット 4、 5を配置する相対角度には複数の組み合わせがあり 、例えば、図 2A及び図 2Bに示すように、第一のスロット 4に対して第二のスロット 5が 相対的に 180度回転して配置されるような場合と、図 3A及び図 3Bに示すように、第 一のスロット 4に対して第二のスロット 5が完全に重なるように配置されるような場合が ある。このような 2つの配置パターンにおいては、図 3A及び図 3Bに示すように 2つの スロット 4、 5が完全に一致するように配置されるような場合よりも、図 2A及び図 2Bに 示すように 2つのスロット 4、 5が 180度回転して配置されるような場合の方力 低い共 振周波数を得ることが可能となる。
[0060] 例えば、図 3Aと図 3Bに示すような配置パターンにおいては、第一のスロット 4を流 れる高周波電流が、交差結合容量を介して第二のスロット 5へ移動し、同一方向に流 れたとしても、第一のスロット 4と比較して実効的な共振器長をあまり長くすることがで きない。この場合の共振周波数を fsOとする。これに対して、図 2Aと図 2Bに示すよう な配置パターンにおいては、第一のスロット 4を流れる高周波電流は、交差結合容量 を介して第二のスロット 5へ移動して同一方向に流れた場合、実効的な共振器長は 長くなる。この場合の共振周波数を fsl80とすると、それぞれの共振周波数の間の関 係は、数式（2)のようになる。
[0061] (数 2)
fsl80<fs0<fl <f2 · · · (2)
[0062] このような幾何学的な理解から、本第 1実施形態の共振器において第一のスロット 4 と第二のスロット 5の螺旋巻き方向が同一巻き方向となるように設定される場合には、 第一のスロット 4の外縁終端部 4aと第二のスロット 5の外縁終端部 5aは、第一のスロッ ト 4の螺旋の中心 Olに対して、略点対称の位置に配置されるような設定力 最も低い 共振周波数を与えることが分力る。 [0063] さらに、このような両スロット 4、 5の配置パターン組合せは、図 1B及び図 1Cに示す ように第一のスロット 4と第二のスロット 5との巻き方向が逆の場合であっても同様に考 えることができ、それらの組合せの中でも、それぞれのスロット 4、 5が 180度回転して 配置されるような場合が好ましい。すなわち、第一のスロット 4における外側終端部 4a と、第二のスロット 5における外側終端部 5aとが、第一のスロット 4の螺旋の中心 Olに 対して、略点対称の位置に位置されるように、それぞれのスロット 4、 5が配置されてい ることが、より低 ヽ共振周波数を得ると ヽぅ観点力ゝらは好ま 、。
[0064] また、図 1B及び図 1Cに示すように、第一のスロット 4の巻き方向と第二のスロット 5 の巻き方向と力 互いに逆向きとなるようにそれぞれのスロット 4、 5が配置されること が好ましい。すなわち、同一方向に螺旋を回転させるように、交差結合を介して 2つ のスロット 4、 5間を接続して高周波変位電流が流れるモードにおいては、それぞれの スロット 4、 5の巻き方向が同じ向きである場合に比して、逆向きである場合の方が共 振器長の増大が最も効果的に得られ、その結果、共振器 10における共振周波数 fO の効果的な低減が得られるからである。
[0065] 以下に上記理由を詳細に示す。まず、図 2A及び図 2Bに示すような配置パターン 有する共振器のように、第一のスロット 4と第二のスロット 5の螺旋の巻き方向が同一 設定の場合、共振モードにおいて第一のスロット 4を流れていた高周波電流は、同一 方向に流れる向きを保ちながら、交差結合容量を介して第二のスロット 5へ移動し、 第二のスロット 5の終端部で反射を受ける。例えば、第二のスロットの外側終端部 205 aが当該共振器の一方の終端点であるとみなすと、第一のスロット 4の内側終端部 20 4bが当該共振器のもう一方の終端点になり、両終端点間の実効的な距離が上記共 振器の実効的な共振器長となる。
[0066] これに対して、図 1B及び図 1Cに示すような配置パターンを有する本第 1実施形態 の共振器 10のように、第一のスロット 4と第二のスロット 5の螺旋の巻き方向を互いに 逆向きと設定するような場合であっても、共振モードにおいて第一のスロット 4を流れ ていた高周波電流は、同一方向に流れる向きを保ちながら、交差結合容量を介して 第二のスロット 5へ移動し、第二のスロット 5の終端部で反射を受ける点については変 化しない。し力しながら、例えば、第二のスロット 5の外側終端部 5aが共振器 10の一 方の終端点であるとみなすと、高周波電流は第二のスロット 5の内側終端部 5bへと流 れ、この内側終端部 5bにおいて反射される前に、第一のスロット 4の内側へと交差結 合容量を介して移動し、その後、第一のスロット 4の外側終端部 4aにおいて終端され る。よって、第一のスロット 4と第二のスロット 5の螺旋の巻き方向を逆向きに設定する ことにより、第一のスロット 4の外側終端部 4aと第二のスロット 5の外側終端部 5aの間 で規定される実効的な共振器長は、第一のスロット 4と第二のスロット 5の螺旋の巻き 方向を同じ向きに設定した場合に比べて、幾何学的に長くなる。従って、両スロット 4 、 5の螺旋の巻き方向を互いに逆向きと配置させることにより、より低い共振周波数に おいて共振現象を発現させることが可能となる。すなわち、第一のスロット 4と第二の スロット 5の螺旋の巻き方向を逆向きへと設定した場合の共振周波数 foと、上記それ ぞれの共振周波数との関係は、数式 (3)のように表すことができ、共振周波数 foが最 ち低い値となることが半 IJる。
[0067] (数 3)
fo< fsl80< fs0< fl < f2 · · · (3)
[0068] なお、本第 1実施形態においてそれぞれの共振周波数 fo、 fl80、及び fsOは、共 振周波数 foの一例であって、共振周波数 fOに含まれるものである。
[0069] なお、本第 1実施形態の共振器 10においては、螺旋形状の第一のスロット 4及び第 二のスロット 5の 2つのスロットが積層されて形成される共振器構造について説明して いるが、積層される螺旋形状のスロットの数が 3つ以上の数に拡張されても同様の効 果を得ることができる。特に、積層方向に配置されるそれぞれの螺旋形状のスロットを 、その形成領域が重なるように配置することにより交差結合を強めることができ、さら に、積層方向に隣接配置されるそれぞれのスロットの組合せについて、それぞれの 螺旋の巻き方向と逆向きに設定すれば、最も低い共振周波数での共振現象を発現 させることがでさる。
[0070] 2つのスロット回路を隣接させて配置して容量を介して結合することは平面回路に おいても可能であるが、強い結合度を得るためには、上記 2つのスロット回路間の間 隙距離を極端に低減する必要があるので、一般的な製造プロセスにおいては実現が 極めて困難である。また、このように平面上にスロット回路を隣接して配置した場合、 結合をすることができるのはそれぞれのスロット回路の一部分に限定されてしまい、 高 、結合度を得ることができな 、。
[0071] 一方、本第 1実施形態の共振器 10が有する共振器構造においては、 2つのスロット 4、 5のほぼ全面にて交差結合が得られるだけでなぐその結合度は第一の接地導体 層 2と第二の接地導体層 3との間の積層間隔を低減させることで増大させることがで きる。これにより、偶モード誘起による実効誘電率の増大も強く設定することが可能と なり、回路面積の効果的な削減を実現することができる。従って、損失の増加による 共振 Q値の低下を克服できる範囲内、あるいは製造プロセスの製造マージンを許容 可能な範囲内で、本第 1実施形態の共振器 10における第一の接地導体層 2と第二 の接地導体層 3との間の積層間隔は小さく設定することが好ましい。例えば、上記積 層間隔は、 0. 5 m— 500 mの範囲で設定することが好ましぐ半導体用の用途 にて用いられる場合には、当該積層間隔を 0. 5 m— 10 mの範囲で設定すること が好ましぐプリント基板の用途にて用いられる場合には、当該積層間隔を 30 /z m— 500 μ mの範囲で設定することが好ましい。
[0072] なお、本第 1実施形態の共振器 10においては、第一の誘電体基板 6の裏面 6b (図 1Aにおける下面）に接地導体層が形成されていない場合について説明した力 本 第 1実施形態はこのような場合についてのみ限定されるものではない。このような場 合に代えて、第一の誘電体基板 6の裏面 6bの略全面に第三の接地導体層が形成さ れて 、るような場合であってもよ 、。
[0073] また、本第 1実施形態は上述のような構成についてのみ限られるものではなぐその 他様々な態様にて実施することができる。ここで本第 1実施形態の変形例に係る共振 器 11について、図面を用いて以下に説明する。このような共振器 11における断面図 を図 4Aに示し、共振器 20が備える第二の接地導体層 3の上面図を図 4Bに、第一の 接地導体層 2の上面図を図 4Cに示す。なお、共振器 11が有する各構成部において 、共振器 10が有する構成部と同じ構造を有する部分については、同じ参照番号を付 している。
[0074] 図 4A、図 4B、及び図 4Cに示すように、共振器 11は、第一の接地導体層 2と第二 の接地導体層 3とを電気的に接続する複数の接続貫通導体 8を備えている点を除い ては共振器 10と同じ構造を有している。具体的には、多層誘電体基板 1内において 、第一の接地導体層 2と第二の接地導体層 3とは、その間に配置される第二の誘電 体基板 7を厚み方向に貫通するように配置された複数、例えば 2つの接続貫通導体 8により互いに接続されている。このようにそれぞれの接地導体層 2、 3が、それぞれ の接続貫通導体 8により接続されることにより、各接地導体層 2、 3における高周波接 地状態を強化させることができる。このように高周波接地状態を強化することにより、 例えば、共振器 11を別の回路基板上の高周波回路へ実装する際の実装方法の相 違により、それぞれの接地導体層における接地状態の相違が生じるような場合であつ ても、それぞれの接地導体層間の電位を同一とすることができ、共振器 11の特性を 安定させることができる。
[0075] また、図 4B及び図 4Cに示すように、このように形成されるそれぞれの接続貫通導 体 8は、第一の接地導体層 2における第一のスロット 4の外縁 (略正方形状の形成領 域の外縁)の外側の領域と、第二の接地導体層 3における第二のスロット 5の外縁の 外側の領域とを互いに接続するように配置されることが好ましい。すなわち、第一の 接地導体層 2における第一のスロット 4の外縁の内側の領域、又は第二の接地導体 層 3における第二のスロット 5の外縁の内側の領域と接続されるようにそれぞれの接 続貫通導体 8が配置されることは好ましくな 、。
[0076] スロット共振器は、スロットの長さ方向に沿って高周波電流の位相が回転しており、 その位相回転が 2分の 1波長、すなわち 180度分の位相回転に相当する周波数にお いて共振現象を果たしうる。すなわち、螺旋形状のスロットの形成領域の内側領域と 外側領域とでは、位相が回転していなくてはならない。ところが、 2つの積層された第 一のスロット 4と第二のスロット 5の形成領域の内側を接続してしまうと、第一のスロット 4の形成領域の内側領域及び外側領域、並びに、第二のスロット 5の形成領域の内 側領域及び外側領域の全ての箇所が、安定した接地状態として電位が統一されてし まう。すなわち、第一のスロット 4は、両端の終端部 (すなわち、内側終端部及び外側 終端部）が接地された 2分の 1波長共振器として、第二のスロット 5も両端の終端部が 接地された 2分の 1波長共振器として、それぞれが結合することなく分離して動作する こととなるため、スロットの形成領域の内側領域が接続されるような接続貫通導体の配 置は本発明の請求範囲には相当しない。すなわち、本第 1実施形態の変形例の共 振器 11においては、図 4A、図 4B、及び図 4Cに示すように、第一のスロット 4の形成 領域の外側領域と、第二のスロット 5の形成領域の外側領域とを接続するように、第 二の誘電体層 7を貫通してそれぞれの接続貫通導体 8が配置されることが好ましい。
[0077] また、このようなそれぞれの接続貫通導体 8の配置の中でも、スロット 4、 5の略正方 形状の形成領域を 2分するような中心線上にそれぞれの接続箇所を配置させるよう な場合や、上記略正方形状の形成領域の対角線の延長線上にそれぞれの接続箇 所を配置させるような場合が、 2つの接地導体層 2、 3における接地状態を安定化さ せるとレ、う観点からは好まし!/、。
[0078] (実施例 1)
次に、本第 1実施形態の共振器の実施例 1 - 1から 1 - 7について説明する。実施例 の構造および共振周波数は比較例と比較するため、実施例 1 - 1から 1 - 6について は表 1に、実施例 1 7については表 2にまとめた。
[0079] [表 1]
Figure imgf000020_0001
[0080] [表 2] 共振
スロット回路の
周波数
積層数 (GHz)
実施例 1 - 1 2 1 .88
実施例 1 -7 3 1.54
比較例 1 -1 1 4.10 [0081] 本第 1実施形態の実施例 1 1として、誘電率 10. 2、厚さ 640 mの榭脂基板をべ ース基板 (第一の誘電体基板 6)とし、当該ベース基板の表面に更に誘電率 10. 2、 厚さ 130 /z mの榭脂基板 (第二の誘電体基板 7)を貼り合わせて、多層誘電体基板 1 とし、この多層誘電体基板 1に、表 1の実施例 1 1において示すような条件に基づく 高周波回路を作製した。
[0082] 具体的には、第一の接地導体層 2として多層誘電体基板 1の内部である上記べ一 ス基板と上記榭脂基板との間に厚さ の銅配線を施した。また、第二の接地導 体層 3として多層誘電体基板 1の表面、すなわち、上記榭脂基板の表面に同じく厚さ 20 mの銅配線を施した。第一の接地導体層 2と第二の接地導体層 3には、外形が 一辺 2000 μ mの正方形状の外縁を有する螺旋形状の第一のスロット 4と第二のスロ ット 5を形成した。各スロット 4、 5は、第一の接地導体層 2及び第二の接地導体層 3に おける所望の箇所をウエットエッチングにて除去して、導体層を厚み方向に貫通させ る貫通溝を形成することにより形成した。各スロット 4、 5の最小配線幅 (溝幅）と配線 間 (溝間）の最小間隙距離はそれぞれ 200 μ mとした。両螺旋形状とも螺旋の巻き数 は 2回に設定した。第一のスロット 4と第二のスロット 5の螺旋の巻き方向を互いに逆 向きと設定した。このような構造の実施例 1—1にかかる共振器においては、周波数 1 . 88GHzにて共振現象を示した。
[0083] 一方、実施例 1 1に対する比較例として、第二の接地導体層に第二のスロットを形 成せず第一の接地導体層に第一のスロットのみを形成した場合の比較例 1 1の共 振器においては、得られる共振周波数は 4. 10GHzであった。また、さらに、第一の 接地導体層に第一のスロットを形成せず第二の接地導体層に第二のスロットのみを 形成した場合の比較例 1 2の共振器においては、得られる共振周波数は 5. 07GH zであった。このような結果からは、実施例 1 1の共振器は、いずれの比較例と比較し ても、低 ヽ共振周波数にぉ ヽて共振現象を示すことが判る。
[0084] また、ベース基板 (第一の誘電体基板 6)の上に追加して張り合わせる榭脂基板 (第 二の誘電体基板 7)の厚さ寸法を実施例 1—1における 130 mの設定力も 80 mに 減じた実施例 1-2の共振器においては、共振周波数が 1. 48GHzであった。また、 上記ベース基板の表面に張り合わせる上記榭脂基板の厚さ寸法をさらに 30 μ mま で減じた実施例 1-3の共振器においては、共振周波数は 0. 81GHzまで低減せし めることが可能であった。
[0085] 実施例 1 1の共振器における共振周波数は、比較例 1 1、及び比較例 1 2の共 振器におけるそれぞれの共振周波数の値の 2分の 1よりも小さい値となり、さらには、 実施例 1 3の共振器における共振周波数は、比較例 1 1、及び比較例 1 2の共振 器におけるそれぞれの共振周波数の値の 4分の 1よりも小さい値となったことから、本 第 1実施形態の共振器が、 2つのスロット回路を同一平面上で隣接配置させるととも に直列接続して構成される従来の共振器よりも遥かに有利な効果を得ることができる と言うことができる。
[0086] また、実施例 1 1と略同一の条件であり、図 3A及び図 3Bに示すような配置で、第 一のスロット 4と第二のスロット 5の螺旋の巻き方向を同一方向とし、第一のスロット 4と 第二のスロット 5の螺旋形状を略重なるように配置した実施例 1 4の共振器にぉ 、て は、共振周波数は 3. 13GHzであった。この実施例 1-4の共振器では、実施例 1-1 ほどではないが比較例 1 1、及び比較例 1 2の共振器よりも低い共振周波数で共 振現象を発現させることが可能であった。
[0087] また、図 2A及び図 2Bに示すような配置で、実施例 1 4における第一のスロット 4を 第二のスロット 5に対して、両スロットの螺旋の中心 01、 02を回転軸として 180度回 転した実施例 1 5の共振器においては、共振周波数は 2. 69GHzとなって、比較例 1 1、比較例 1 2、更には実施例 1 4よりも低い共振周波数で共振現象を発現させ ることが可能であった。
[0088] また、螺旋形状のスロットの大きさは同一のままで螺旋形状の巻き数を 1回から 2. 5 回の範囲で変更した場合にぉ 、ても、螺旋形状のスロットの形成領域をさらに拡張し て螺旋形状の巻き数を 2. 5回力 5回までの範囲で増加させた場合においても、実 施例 1 1の場合と同様に共振周波数の低減効果が得られた。
[0089] さらに、 2つの螺旋形状の巻き数を異なる値に設定した場合、例えば第一のスロット 4の螺旋形状の巻き数を 3回とし、第二のスロット 5の螺旋形状の巻き数を 1. 25回と した場合においても、同様の効果が得られた。ただし、第一のスロット 4と第二のスロッ ト 5の螺旋形状の巻き数が互いに異なるよりも、同一である方がより顕著な効果が見ら れた。
[0090] また、螺旋形状の外形を正方形以外の多角形、円形などの形状に加工した場合に おいても、また、第一のスロット 4と第二のスロット 5のスロット幅を個別に 200 μ mから 100 m、 50 mへと減じた場合、 250 μ m、 300 μ mへと増やした!/ヽずれの場合に おいても、実施例 1 1の場合と同様に共振周波数を低減させることができるという有 利な効果を得ることができた。
[0091] また、実施例 1-6の共振器においては、実施例 1-1と同一条件において、第一の スロット 4、及び第二のスロット 5の形成領域である一辺 2000 mの正方形状の領域 から、それぞれ 200 μ m外側方向に位置する一辺 2400 μ mの正方形状の領域の境 界線上に、 600 mの間隔ピッチにて第一の接地導体層 2と第二の接地導体層 3と を接続する直径 200 mの接続貫通導体 8を 16本配置した。実施例 1 6の共振器 においては、その共振周波数は 1. 91GHzであって、実施例 1—1の共振周波数より 若干値が上がって本第 1実施形態の有利な効果が低減はしたものの、それぞれの接 地導体層 2、 3が接続されることにより、両接地導体層 2、 3の電位が統一され、高周 波接地の強化、すなわち実装条件の変化に対して特性の変化が少ない共振器を提 供することができるという有利な効果を得ること画可能となる。
[0092] また、実施例 1—1の共振器に、さらに 130 m厚、誘電率 10. 2の追加基板を張り 合わせて、実施例 1 7の共振器を作製した。実施例 1 1においては螺旋形状のスロ ットを 2つ積層配置させる構造を有して 、たが、実施例 1 7にお 、ては螺旋形状スロ ットの積層数を 3つに拡張した。すなわち、第二の接地導体層 3を介して上記榭脂基 板の表面に上記追加基板 (第三の誘電体基板)を積層させるとともに、この追加基板 の表面にさらに追加の接地導体層（第三の接地導体層）を設けて、この接地導体層 に第三のスロットを形成した構造とした。実施例 1-7においては、第三のスロットと第 一のスロット 4の螺旋形状を同一の巻き方向として、その間に配置される第二のスロッ ト 5の螺旋の巻き方向と異ならせることにより、交差結合した全体の共振器構造が最も 長い共振器長となるよう設定することができ、比較例 1 1、実施例 1 1よりも低い周 波数である 1. 54GHzでの共振現象を得ることができた。
[0093] 一方、比較例 1-3においては、実施例 1-1と同一条件の構成を有する共振器にお いて、第一のスロット、及び第二のスロットの螺旋形状の形成領域である一辺 2000 mの正方形の領域の中心点において、第一の接地導体層と第二の接地導体層とを 接続する直径 200 mの接続貫通導体を一本追加して配置した。比較例 1 3の共 振器において共振周波数は 5. 21GHzであって、比較例 1 1、及び比較例 1 2の 共振器の共振周波数と比較して共振周波数が増大してしまっており、本第 1実施形 態の共振器のような有利な効果を得ることができな力つた。
[0094] (第 2実施形態）
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなぐその他種々の態様で実 施できる。例えば、本発明の第 2の実施形態に力かる共振器 20の構造を示す断面図 を図 5Aに示す。なお、図 5Aにおいて、図 1A、図 1B、及び図 1Cと同じ構成要素に ついては同じ符号を用い、その説明を省略する。
[0095] 図 5Aに示すように、多層誘電体基板 21は、第一の誘電体基板 6と、第二の誘電体 基板 7の積層構造により構成されている。第一の誘電体基板 6の表面 6aと第二の誘 電体基板 7の裏面 7bの貼り合わせ箇所には、接地導体層 2 (すなわち、上記第 1実 施形態における第一の接地導体層 2に相当）が形成されている。また、第二の誘電 体基板 7の表面 7a、すなわち多層誘電体基板 21の表面には、導体配線層 23が形 成されている。
[0096] ここで、図 5Aの共振器 20が備える導体配線層 23の上面図を図 5Bに示し、接地導 体層 2の上面図を図 5Cに示す。また、図 5Cに示すように、接地導体層 2の一部分に は、螺旋形状のスロット 4 (すなわち、上記第 1実施形態の第一のスロット 4に相当）が 形成されている。また、図 5Bに示すように、導体配線層 23には、螺旋形状の螺旋導 体配線 25が形成されて 、る。スロット 4と螺旋導体配線 25は例えば等 、大きさの正 方形領域に形成されており、それぞれ等しい配線幅、配線間の最小幅、及び螺旋の 巻き数を有する螺旋形状に形成されて!ヽる。
[0097] また、図 5B及び図 5Cに示すように、スロット 4の螺旋の中心 Olと、螺旋導体配線 2 5の螺旋の中心 03とは、それぞれの誘電体基板 6、 7の積層方向力 見て互いに一 致するように、スロット 4と螺旋導体配線 25とが配置されている。さらに、スロット 4及び 螺旋導体配線 25の正方形状の形成領域の外縁も略一致するように、スロット 4と螺旋 導体配線 25とが配置されている。
[0098] また、図 5Aにおいて、仮に、螺旋導体配線 25が存在せず、スロット 4のみを含む共 振器構造を採用した場合に得られる共振周波数を flとし、逆に、スロット 4が存在せ ず、螺旋導体配線 25のみを含む共振器構造を採用した場合に得られる共振周波数 を f 3とする。そうすると、このようにスロット 4又は螺旋導体配線 25が単独で存在する ような場合に得られる共振周波数 fl、 f3の関係は、スロット 4又は螺旋導体配線 25の 周辺の誘電体の誘電率分布の差により、 fl <f3となる。
[0099] スロット 4の形成領域である正方形領域と、螺旋導体配線 25の形成領域である正方 形領域はそれぞれの積層方向にぉ 、て重なり合う部分を有しており、互いに交差結 合している。特に、スロット 4と螺旋導体配線 25とが広い面積で交差結合容量が得ら れるよう配置されることにより、実効誘電率の効果的な増大という効果が得られる。ま た、図 5B及び図 5Cに示すように、スロット 4の螺旋の巻き方向と螺旋導体配線 25の 螺旋の巻き方向とは、互いに逆方向となるように設定されることが好ましい。すなわち 、同一方向に螺旋を回転させるように、交差結合を介して高周波変位電流が流れて 2つの回路構造を接続した場合に、両端が開放終端された 2分の 1波長共振モード おける共振器長が最も長く設定され、共振周波数の効果的な低減が得られるからで ある。また、交差結合を強めるほど、スロット 4と螺旋導体配線 25の積層構造を有する 共振器構造における共振周波数 fOを下げることができ、例えば、共振周波数 fOは共 振周波数 flの 2分の 1の値よりも小さくなりうる。すなわち、本第 2実施形態の共振器 2 0においては、同一平面上に隣接配置されたそれぞれのスロットを直列に結合した構 造を有する従来の共振器よりも長!ヽ共振器長を有する新 Uヽ 2分の 1波長共振モード の共振器が、従来の一つの共振器分の占有面積にぉ 、て得られることになる。
[0100] また、上記第 1実施形態の共振器 10におけるそれぞれのスロット 4、 5の配置と同様 に、本第 2実施形態の共振器 20においても、スロット 4の外側終端部 4aと、螺旋導体 配線 25の外側終端部 25aとが、螺旋導体配線 25の螺旋の中心 03に対して、略点 対称の位置に位置されるように、スロット 4及び螺旋導体配線 25が配置されて 、るこ とが、より低 ヽ共振周波数を得ると ヽぅ観点からは好まし ヽ。
[0101] なお、本第 2実施形態の共振器 20においては、螺旋導体配線 25が第二の誘電体 基板 7の表面 7aに形成されて、螺旋形状のスロット 4が第一の誘電体基板 6の表面 6 aと第二の誘電体基板 7の裏面 7bとの間に形成されるような構成について説明してき たが、本第 2実施形態の共振器 20の構成はこのような場合にっ ヽてのみ限定される ものではない。このような構成に代えて、例えば、螺旋形状の両回路が形成される配 置が逆、すなわち、第二の誘電体基板 7の表面 7aにスロットが形成され、第一の誘電 体基板 6の表面 6aと第二の誘電体基板 7の裏面 7bとの間に螺旋導体配線が形成さ れるような場合であっても、同様に本第 2実施形態の有利な効果を得ることができる。
[0102] また、上述の説明におレ、ては、共振器 20が有する螺旋形状のスロット 4と螺旋導体 配線 25とが積層されて形成される配線層の数が 2に設定された共振器構造につい て説明しているが、螺旋形状の回路 (すなわち、スロット 4や螺旋導体配線 25)が積 層されて形成される配線層の数が 3以上の数に拡張されても同様の効果を得ること ができる。特に、螺旋形状の回路を、その形成領域が概略重なるように設定して積層 することにより交差結合を強めることができ、また、各螺旋形状回路の螺旋の巻き方 向につ ヽては、積層方向に隣接して配置されるそれぞれの配線層の組合せにお ヽ て、互いに逆向きとなるように設定することで、最も低い共振周波数での共振現象を 発現させることがでさる。
[0103] (実施例 2)
次に、本第 2実施形態の共振器の実施例 2-1から 2-8について説明する。実施例 の構造および共振周波数は比較例と比較するため、実施例 2— 1から 2— 4について は表 3に、実施例 2— 5から 2— 8については表 4にまとめた。
[0104] [表 3]
2つの
追加樹脂 共振 螺旋導体 螺旋が
スロッ卜 基板厚 周波数
配線 重なるか
(•i m) (GHz)
どうか
実施例 2 - 1 有 有 130 逆 - 2.94 実施例 2-2 有 有 30 逆 - 2.48 実施例 2- 3 有 有 130 重なる 3.85
重ならない
実施例 2-4 有 有 130 同一 3.83
(180度回転)
比較例 2-1 有 無 130 - - 4.10 比較例 2-2 無 有 130 ― - 5.19 [0105] [表 4]
Figure imgf000027_0001
[0106] 本第 1実施形態の実施例に力かる共振器として、誘電率 10. 2、厚さ 640 mの榭 脂基板をベース基板 (第一の誘電体基板 6)とし、当該ベース基板の表面に更に誘 電率 10. 2、厚さ 130 mの榭脂基板 (第二の誘電体基板 7)を貼り合わせて、多層 誘電体基板 21とし、この多層誘電体基板 21に、表 3の実施例 2 - 1において示すよう な条件に基づく高周波回路を作製した。
[0107] 具体的には、接地導体層 2として多層誘電体基板 21の内部である上記ベース基板 と上記榭脂基板との間に厚さ 20 mの銅配線を施した。また、導体配線層 23として 多層誘電体基板 1の表面、すなわち、上記榭脂基板の表面に同じく厚さ 20 mの銅 配線を施した。接地導体層 2と導体配線層 23には、外形が一辺 2000 mの正方形 状の外縁を有する螺旋形状のスロット 4と螺旋導体配線 25を形成した。配線パターン の加工は、接地導体層 2と導体配線層 23から所望の箇所をウエットエッチングにて除 去することにより形成した。スロット及び配線の最小配線幅と配線間の最小間隙距離 はそれぞれ 200 mとした。両螺旋形状とも螺旋の巻き数は 2回に設定した。スロット 4と螺旋導体配線 25の螺旋の巻き方向を互いに逆向きと設定した。このような構造の 実施例 2-1にかかる共振器においては、周波数 2. 94GHzにおいて共振現象を示 [0108] 一方、実施例 2— 1に対する比較例として、導体配線層を形成せず接地導体層にス ロットのみを形成した場合の比較例 2— 1の共振器においては、得られる共振周波数 は 4. 1GHzであった。さらに、接地導体層にスロットを形成せずに、導体配線層に螺 旋導体配線のみを形成した場合の比較例 2 - 2の共振器にお 、ては、得られる共振 周波数は 5. 19GHzであった。実施例 2— 1の共振器は、いずれの比較例の共振器と 比較しても、低 ヽ共振周波数にぉ ヽて共振現象を示すことが判る。
[0109] また、ベース基板 (第一の誘電体基板 6)の上に追加して張り合わせる榭脂基板 (第 二の誘電体基板 7)の厚さ寸法を実施例 2— 1における 130 mの設定から 30 mに 減じた実施例 2-2の共振器においては、共振周波数が 2. 48GHzであった。
[0110] また、実施例 2-1と略同一の条件であり、スロットと螺旋導体配線の螺旋の巻き方 向を同一方向とし、螺旋形状について概略重なる配置とした実施例 2— 3の共振器に おいては、共振周波数は 3. 85GHzであって、実施例 2— 1の共振器ほどではないが 比較例 2— 1、比較例 2— 2の共振器よりも低い共振周波数で共振現象を発現させるこ とが可能であった。また、実施例 2— 3と同様の構成であり、螺旋導体配線を螺旋導体 配線およびスロットの螺旋の中心間を結ぶ線分で 180度回転した場合 (すなわち、互 いの螺旋の外側終端部を螺旋の中心に対して点対称の位置に配置した場合)の実 施例 2— 4の共振器においては、共振周波数は 3. 83GHzであって、実施例 2— 1ほど ではないが比較例 2— 1、比較例 2— 2よりも低い共振周波数で共振現象を発現させる ことが可能であった。
[0111] また、実施例 2— 1の共振器に、さら〖こ 130 m厚、誘電率 10. 2の榭脂基板を追カロ 基板として張り合わせて、実施例 2— 5から 2— 8の共振器を作製した。すなわち、導体 配線層 23を介して、上記榭脂基板 (第二の誘電体基板 7)の表面に上記追加基板を 積層してそれぞれの共振器を作製した。実施例 2— 1から 2— 4の共振器については、 螺旋形状回路の積層数が 2とされて 、たが、実施例 2— 5から 2— 8の共振器にっ 、て は、螺旋形状回路の積層数を 3に拡張した。いずれの共振器においても更なる共振 周波数の低減と!/ヽぅ有利な効果を得た。
[0112] 具体的には、実施例 2— 5の共振器においては、上記追加基板の表面にさらに別の 接地導体層（第二の接地導体層）を追加形成し、当該別の接地導体層にお ヽてス口 ット 4 (第一のスロット)及び螺旋導体配線 25のそれぞれの形成領域に重なるように第 二のスロットを形成した。第二のスロットは第一のスロットと同一形状、同一螺旋巻き方 向である。実施例 2— 5の共振器においては、周波数 2. 72GHzでの共振現象を得た
[0113] さらに、実施例 2— 5において、上記追加基板の表面を上面として、当該上面から順 に螺旋形状スロット (第二のスロット) 螺旋導体配線 25 螺旋形状スロット (第一のス ロット 4)であったそれぞれの螺旋形状回路の積層構造を、螺旋導体配線 -螺旋形状 スロット 螺旋導体配線、とした実施例 2— 6の共振器を作製した。この実施例 2— 6の 共振器においては、周波数 2. 57GHzにおいて共振現象を得た。
[0114] さらに実施例 2— 7においては、それぞれの螺旋形状回路の積層構造を、螺旋導体 配線 螺旋導体配線 螺旋形状スロット、へと変更した共振器を作製した。このような 実施例 2-7の共振器においては、周波数 2. 35GHzでの共振現象を得た。さらに実 施例 2— 8においては、それぞれの螺旋形状回路の積層構造を、螺旋導体配線ー螺 旋形状スロット 螺旋形状スロット、へと変更した共振器を作製した。このような実施例 2— 8の共振器においては、周波数 1. 80GHzでの共振現象を得た。
[0115] なお、実施例 2— 5から 2— 8の共振器においては、積層されたそれぞれの螺旋形状 回路の螺旋巻き方向は、その積層方向に隣接配置されるそれぞれの螺旋形状回路 間において互いに逆向きであり、このような配置構造によれば共振器長を効果的に 長くすることができ、いずれの上記実施例に力かる共振器においても、比較例 2— 1及 び 2— 2の共振器や、実施例 2— 1の共振器よりも低い値である 2. 72GHz以下の周波 数で共振現象を発現した。
[0116] また、螺旋形状回路の形成領域のサイズは同一のままとして、螺旋形状の巻き数を 1回から 2. 5回の範囲で変更した場合においても、上記形成領域のサイズをさらに拡 張して螺旋形状の巻き数を 2. 5回力 5回までの範囲で増加させた場合においても 、上記それぞれの実施例の共振器と同様に、共振周波数の低減効果が得られた。
[0117] さらに、 2つの螺旋形状の巻き数を異なる値に設定した場合、例えばスロット 4の螺 旋形状の巻き数を 3回とし、螺旋導体配線 25の螺旋形状の巻き数を 1. 25回とした 場合においても、同様の効果が得られた。ただし、それぞれの螺旋形状回路の巻き 数が互いに異なるよりも、同一とした場合の方が共振周波数低減効果が大き力つた。
[0118] また、螺旋形状の形成領域の外形を正方形以外の多角形、円形などの形状にカロ ェした場合においても、実施例 2— 1の場合と同様に共振周波数の低減の有利な効 果が得られた。
[0119] また、スロット幅と螺旋導体配線の配線幅をそれぞれ個別に 200 μ m力ら 100 μ m 、 50 μ mへと減じた場合、 250 μ m、 300 μ mへと増やしたいずれの場合においても 、実施例 2— 1の場合と同様に共振周波数の低減の有利な効果を得た。
[0120] (第 3実施形態）
次に、本発明の第 3の実施形態に力かる共振器 30の構造を示す断面を図 6Aに示 す。図 6Aにおいて、図 1A、図 4A、及び図 5A等に示すこれまでに説明したそれぞ れの共振器と同じ構成要素については同じ符号を用い、その説明を省略する。
[0121] 図 6Aに示すように、多層誘電体基板 21は、第一の誘電体基板 6と、第二の誘電体 基板 7の積層構造により構成されている。第一の誘電体基板 6の表面 6aと第二の誘 電体基板 7の裏面 7bの張り合わせ箇所には、接地導体層 2 (すなわち、上記第 1実 施形態における第一の接地導体層 2に相当）が形成されている。また、第二の誘電 体基板 7の表面 7a、すなわち多層誘電体基板 21の表面には、導体配線層 23が形 成されている。
[0122] ここで、図 6Aの共振器 20が備える導体配線層 23の上面図を図 6Bに示し、接地導 体層 2の上面図を図 6Cに示す。図 6Cに示すように、接地導体層 2の一部分には、螺 旋形状のスロット 4 (すなわち、上記第 1実施形態の第一のスロット 4に相当）が形成さ れている。また、図 6Bに示すように、導体配線層 23には、螺旋形状の螺旋導体配線 25が形成されて 、る。スロット 4と螺旋導体配線 25は例えば等 、大きさの正方形領 域に形成されており、それぞれ等しい配線幅、配線間の最小幅、及び螺旋の巻き数 を有する螺旋形状に形成されて 、る。
[0123] また、図 6B及び図 6Cに示すように、スロット 4の螺旋の中心 Olと、螺旋導体配線 2 5の螺旋の中心 03とは、それぞれの誘電体基板 6、 7の積層方向力 見て互いに一 致するように、スロット 4と螺旋導体配線 25とが配置されている。さらに、スロット 4及び 螺旋導体配線 25の正方形状の形成領域の外縁も略一致するように、スロット 4と螺旋 導体配線 25とが配置されている。
[0124] また、スロット 4の内部、すなわち、スロット 4における溝形状の部分は誘電体で満た されており、図 6Aにおいて、仮に、螺旋導体配線 25が存在せず、スロット 4のみを含 む 2分の 1波長共振器構造を採用した場合に得られる共振周波数を flとし、逆に、ス ロット 4が存在せず、螺旋導体配線 11のみを含む 2分の 1波長共振器構造を採用し た場合に得られる共振周波数を f 3とする。そうすると、このようにスロット 4又は螺旋導 体配線 25が単独で存在するような場合に得られる共振周波数 fl、 f3の関係は、スロ ット 4又は螺旋導体配線 25の周辺の誘電体の誘電率分布の差より、 fl <f3となる。
[0125] スロット 4の形成領域である正方形領域と、螺旋導体配線 25の形成領域である正方 形領域は互いに重なり合う部分を有して互いに交差結合しており、スロット 4と螺旋導 体配線 25とが広 ヽ面積で交差結合容量が得られるよう配置されて!ヽる。
[0126] さらに、図 6A、図 6B、及び図 6Cに示すように、接地導体層 2におけるスロット 4の 形成領域の内側の領域と、螺旋導体配線 25の螺旋の内側終端部 25bとを互いに接 続する接続貫通導体 8が、第二の誘電体基板 7を貫通するように配置されている。こ のようにスロット 4の形成領域の内側領域と、螺旋導体配線 25の内側終端部 25bとが 互いに接続されることにより、実効誘電率の効果的な増大という効果が得られるだけ でなぐ全体の共振器構造を 4分の 1波長共振器として機能せしめることができるので 、共振器における回路サイズの削減を可能とすることができる。
[0127] また、図 6B及び図 6Cに示すように、スロット 4の螺旋の巻き方向と螺旋導体配線 25 の螺旋の巻き方向とは、互いに逆向きとなるよう設定されることが好ましい。すなわち 、同一方向に螺旋を回転させるように高周波電流を流して、交差結合を介して 2つの 回路構造を接続した場合に、最も長 、共振器長を実現しうるからである。
[0128] 本第 3実施形態の共振器 30においては、スロット 4の外郭部が高周波的にも完全 に接地終端されているが、スロット 4の螺旋形状に沿って接地導体が周辺の接地導 体から分離され、当該螺旋形状により囲まれるように位置された内側の接地導体 32 へと導かれるにつれて、高周波的には完全に接地終端されず位相が回転した構造と なる。このような構造において、上述したように螺旋形状の内側の接地導体 32と螺旋 導体配線 25の内側終端部 25bとが接続貫通導体 8にて接続される構造が採用され ていることにより、上記回転した位相がさらに回転されて、螺旋導体配線 25の螺旋形 状に沿って螺旋導体配線 25の外側終端部 25aにおいて開放終端となる 4分の 1波 長の共振器として機能させることができ、共振器長の増大が効果的に得られ、共振周 波数の効果的な低減を得ることができる。また、交差結合を強めるほど、スロット 4と螺 旋導体配線 25の積層構造を有する共振器構造における共振周波数 fOを下げること ができるので、例えば、共振周波数 fOは共振周波数 flの 2分の 1の値よりも小さくなり うる。すなわち、本第 3実施形態の共振器においては、同一平面上に隣接配置され たそれぞれのスロットを直列に結合した構造を有する従来の共振器よりも長い共振器 長を有する新しい共振器力 一つの共振器分の占有面積において得られることにな る。
[0129] また、本第 3実施形態の共振器 30の共振周波数 fOの比較の対象を、同一形状の 螺旋導体配線 25の内側終端部 25bを接続貫通導体 8により接地し、接地導体層 2に スロット 4を形成しな力つた構造の共振器での 4分の 1波長共振の共振周波数を f4と した場合においても、スロット 4における位相の進行の分だけ、共振周波数 fOは f 4より も小さい値となりうる。
[0130] すなわち、本第 3実施形態の共振器 30は、省面積な回路サイズで極めて低い周波 数で新たな共振現象を発現する、 、う有利な効果を生むことになるものである。
[0131] (実施例 3)
次に、本第 3実施形態の共振器の実施例 3 - 1から 3 - 7について説明する。
[0132] それぞれの実施例の構造及び共振周波数は比較例と比較するため、実施例 3— 1 カゝら 3-4については表 5に、実施例 3-1、 3—5、 3—6、及び 3—7は表 6にまとめた。
[0133] [表 5] 2つの 2ゥの
追加樹脂 螺旋導体配線が 共振 螺旋導体 螺旋の 螺旋が
スロッ卜 基板厚 接続貫通導体で 周波数 配線 螺旋卷き 重なるか
( μ m) 撩統される先 (GHz)
方向 どうか
実施例 3 1 有 有 130 逆 スロットの内部 一 1.63 荑施例 3- 2 有 30 一 t.24 赛施例 3 - 3 有 有 130 同一 一 重なる 2.42 実施例 3 - 4 有 130 同一 重ならない
2.30 (180度 Θ転） 比較例 3-1 有 無 130 - ― - 5.07 比較例 3 - 2 130 fe地 ¾s体層 - 2.89
裏面の
比較例 3 - 3 無 有 130 - 接地導体層 - 3.43
ノ
[0134] [表 6]
Figure imgf000033_0001
[0135] 本第 3実施形態の共振器の実施例として、誘電率 10. 2、厚さ 640 μ mの樹脂基板 をベース基板 (第一の誘電体基板 6)とし、当該ベース基板の表面に更に誘電率 10 . 2、厚さ 130 mの榭脂基板 (第二の誘電体基板 7)を貼り合わせて、多層誘電体 基板 21とし、この多層誘電体基板 21に、表 5の実施例 3— 1において示すような条件 に基づく高周波回路を作製した。
[0136] 具体的には、接地導体層 2として多層誘電体基板 21の内部である上記ベース基板 と上記榭脂基板との間に厚さ 20 i mの銅配線を施した。また、導体配線層 23として 多層誘電体基板 21の表面、すなわち上記榭脂基板の表面に同じく厚さ 20 mの銅 配線を施した。接地導体層 2と導体配線層 23には、外形が一辺 2000 mの正方形 状の外縁を有する螺旋形状のスロット 4と螺旋導体配線 25をそれぞれ形成した。配 線パターンの加工は、接地導体層 2と導体配線層 23から所望の箇所をウエットエッチ ングにて除去することにより形成した。各配線の最小配線幅と配線間の最小間隙距 離はそれぞれ 200 mとした。両螺旋形状とも螺旋の巻き数は 2に設定するとともに、 スロット 4と螺旋導体配線 23の螺旋の巻き方向を互いに逆向きと設定し、螺旋導体配 線 25の内側終端部 25bとスロット 4の螺旋形状により囲まれた内側領域の接地導体と を互いに接続するように、垂直 (すなわち、積層方向）に直径 200 /z mの接続貫通導 体 8を形成した。このような構造の実施例 3—1にかかる共振器においては、周波数 1 . 63GHzにて共振現象を示した。
[0137] 一方、実施例 3— 1に対する比較例として、導体配線層を形成せず接地導体層にス ロットのみを形成した場合の比較例 3— 1の共振器においては、得られる共振周波数 は 5. 07GHzであった。また、接地導体層にスロットを形成せず導体配線層に螺旋 導体配線のみを形成した場合の比較例 3— 2の共振器にお 、ては、得られる共振周 波数は 2. 89GHzであった。また、比較例 3— 2の共振器において、実施例 3— 1と同 様に螺旋導体配線の内側終端部と接地導体層とを接続するように、直径 200 mの 接続貫通導体を形成した場合の比較例 3— 3の共振器にぉ ヽては、共振周波数は 3 . 43GHzであった。実施例 3— 1の共振器は、いずれの比較例の共振器と比較しても 、低い共振周波数において共振現象を示し、本第 3実施形態の有利な効果を得るこ とがでさることが半 IJる。
[0138] また、ベース基板 (第一の誘電体基板 6)の上に追加して張り合わせる榭脂基板 (第 二の誘電体基板 7)の厚さを実施例 3—1における 130 mの設定力も 40 mに減じ た実施例 3—2の共振器においては、共振周波数が 1. 24GHzであり、さらに有利な 効果が得られた。
[0139] また、実施例 3—1と略同一の条件であり、スロット 4と螺旋導体配線 25の螺旋の巻き 方向を同一方向とし、スロット 4と螺旋導体配線 25の螺旋形状を概略重ねて積層した 場合の実施例 3— 3の共振器においては、共振周波数が 2. 42GHzであって、実施 例 3— 1と比較すると共振周波数低減の効果は少ないものの、比較例 3— 1、比較例 3 2と比較すると、より低い共振周波数で共振現象が発現せしめることが可能であった 。また、実施例 3— 3の共振器から、螺旋導体配線 25の形成方向を螺旋の中心点を 軸として 180度回転させて得られた実施例 3-4の共振器においては、共振周波数が 2. 30GHzであって、実施例 3—1と比較すると共振周波数低減の効果は少ないもの の、比較例 3 - 1、比較例 3 - 2と比較すると、より低い共振周波数で共振現象を発現さ せることが可能であった。
[0140] また、螺旋形成領域のサイズは同一のまま螺旋形状の巻き数を 1回から 2. 5回の 範囲で変更した場合においても、本第 3実施形態による効果が得られた。
[0141] さらに、螺旋形成領域のサイズをさらに拡張して螺旋形状の巻き数を 2. 5回から 5 回までの範囲で増加させた場合にぉ 、ても、 2つの螺旋形状の巻き数を異なる値に 設定した場合、例えばスロット 4の螺旋形状の巻き数を 3回とし、螺旋導体配線 25の 螺旋形状の巻き数を 1. 25回とした場合においても、共振周波数低減効果が見られ た。ただし、 2つの螺旋形状の巻き数を同一にした方が、異なる巻き数の場合よりも共 振周波数低減効果は大きカゝつた。
[0142] また、螺旋形状の形成領域の外縁形状を正方形以外の多角形、円形などの形状 に加工した場合においても、実施例 3—1の場合と同様に共振周波数の低減の有利 な効果が得られた。
[0143] また、スロット幅と螺旋導体配線の配線幅を個別に 200 μ m力ら 100 m、 50 m へと減じた場合、 250 ^ m, 300 /z mへと増やしたいずれの場合においても、実施例 3— 1の場合と同様に共振周波数の低減の有利な効果を得た。
[0144] また、実施例 3—1の共振器にさらに 130 m厚、誘電率 10. 2の榭脂基板を追カロ 基板 (すなわち、第三の誘電体基板)として張り合わせ、すなわち、第二の誘電体基 板 7の表面 7aに導体配線層 23を介して上記追加基板を貼り合わせて、実施例 3— 5 力も 3-7の共振器を作製した。実施例 3-1から 3-4の共振器については、螺旋形状 回路 (すなわち、スロット 4及び螺旋導体配線 25)の積層数は 2に限られていた力 実 施例 3— 5から 3— 7の共振器については、螺旋形状回路の積層数を 3に拡張し、その 結果、 ヽずれもさらなる共振周波数の低減と!/ヽぅ有利な効果を得た。 [0145] ここで、実施例 3— 5の共振器 40の断面図を図 7Aに示し、この共振器 40が備える それぞれの螺旋形状回路の形成層の上面図を図 7B、図 7C、及び図 7Dに示す。ま た、同様に、実施例 3-6の共振器 50の断面図を図 8Aに示し、この共振器 50が備え るそれぞれの螺旋形状回路の形成層の上面図を図 8B、図 8C、及び図 8Dに示す。 さらに、実施例 3— 7の共振器 60の断面図を図 9Aに示し、この共振器 60が備えるそ れぞれの螺旋形状回路の形成層の上面図を図 9B、図 9C、及び図 9Dに示す。
[0146] 図 7A、図 7B、図 7C、及び図 7Dに示すように、実施例 3— 5の共振器 40において は、第二の誘電体基板 7の表面 7aの貼り合わせられた追加基板 47の表面 47aにさら に第二の接地導体層 42を追加形成し、その図示積層方向下方に積層された接地導 体層 2における螺旋形状回路であるスロット 4 (第一のスロット）の形成領域に重ねるよ うにして第二のスロット 44を形成した。第二のスロット 44は第一のスロット 4と同一形状 、同一螺旋巻き方向の配置であり、第二のスロット 44、螺旋導体配線 25、第一のスロ ット 4の螺旋形状は、近接する層においては互いに逆向きに設定した。螺旋導体配 線 25は、螺旋形状の内側終端部 25bにおいて、接続貫通導体 8を用いて第一のス ロット 4の内側の領域における接地導体層 2と接続され、さらに接続用貫通導体 48を 用いて第二のスロット 44の内側の領域における第二の接地導体層 42と接続した。こ のような構造の実施例 3— 5の共振器 40においては、実施例 3— 1、比較例 3— 1、 3-2 の 、ずれの共振器よりも低 、周波数である 1. 39GHzで共振現象を得た。
[0147] さらに、実施例 3—5の共振器 40において、図示上面力 積層方向下方に向けて順 に、螺旋スロット-螺旋導体配線-螺旋スロットであったそれぞれの螺旋形状回路の 積層構造の最上面の螺旋スロットを、第二の螺旋導体配線に置換し、第二の螺旋導 体配線 第一の螺旋導体配線 螺旋スロットという積層構造を有する共振器を実施 例 3— 6、及び 3—7の共振器 50、 60として作製した。すなわち、図 8Aから図 8D、及 び図 9Aから図 9Dに示すように、追加基板 57、 67の表面 57a、 67aに第二の導体配 線層 53、 63を形成し、この第二の導体配線層 53、 63に第二の螺旋導体配線 55、 6 5が形成された共振器 50、 60の作製を行った。また、実施例 3— 6の共振器 50、及び 実施例 3— 7の共振器 60にお 、ても、積層方向に近接するそれぞれの螺旋形状回路 の螺旋巻き方向を互いに逆向きとした。 [0148] また、図 9Aから図 9Dに示すように、実施例 3—7の共振器 60においては、第一の 螺旋導体配線 25と第二の螺旋導体配線 65とは、第一の螺旋導体配線 25の外側終 端部 25aにおいて接続貫通導体 68を用いて電気的に接続を行った。これに対して、 図 8Aから図 8Dに示すように、実施例 3— 6の共振器 50においては、第一の螺旋導 体配線 25と第二の螺旋導体配線間 55とは電気的に接続せずに、交差結合容量に よる結合によってのみ結合を図った。このような構造の実施例 3— 6の共振器 50にお いては、 1. 41GHzで共振現象を得、実施例 3— 7の共振器 60においては、 0. 98G Hzで共振現象を得た。
[0149] 実施例 3— 5の共振器 40と実施例 3— 7の共振器 60においては、近接した螺旋型の 共振器構造が互いに逆向きの形状を持つように設定した 3つの螺旋型の共振器の積 層構造であり、また、近接した螺旋型の構造はすべて接続貫通導体によって接続さ れているという共通点があるものの、共振器の終端点がスロット型の螺旋構造の終端 点に設定されている。従って、全体の共振器構造が 2分の 1波長型の共振器のように 振舞う実施例 3-5の共振器 40と比較して、一端を接地終端とされた螺旋導体配線が 含まれることにより、全体の共振器構造が 4分の 1波長型の共振器のように振舞う実 施例 3— 7の共振器 60の方が、より低 、共振周波数で共振現象を発現することができ た。
[0150] また、実施例 3— 6の共振器 50においては、実施例 3— 7の共振器 60と類似の構造 であるものの、 2つの螺旋導体配線間は接続貫通導体で接続されていない。よって、 実施例 3— 6の共振器 50の構造は、スロットと第一の螺旋導体配線からなる 4分の 1波 長型の共振器構造と、 2分の 1波長型の共振器である第二の螺旋導体配線とが交差 結合容量を介して弱く結合した共振器構造となる。一方、実施例 3-7の共振器 60の 構造は、第一の螺旋導体配線と第二の螺旋導体配線が強く結合してなる共振器構 造をスロットと直接結合することにより全ての層間の結合が強固である 4分の 1波長型 の共振器構造を形成できるため、最も低い共振周波数を得ることが可能となっている
[0151] (第 4実施形態）
次に本発明の第 4の実施形態にカゝかる共振器 70の構成を示す断面図を図 10Aに 示す。なお、図 10Aにおいて、これまでのそれぞれの実施形態において説明した共 振器と同じ構成要素については同じ符号を用い、その説明を省略する。
[0152] 図 10Aに示すように、多層誘電体基板 21は、第一の誘電体基板 6と第二の誘電体 基板 7の積層構造により構成されている。第一の誘電体基板 6の表面 6aと第二の誘 電体基板 7の裏面 7bとの貼り合わせ箇所には、導体配線層 73が形成されている。ま た、第二の誘電体基板 7の表面 7a、すなわち多層誘電体基板 21の表面には、第一 の接地導体層 72が形成されて ヽる。
[0153] ここで、図 10Aの共振器 70が備える第一の接地導体層 72の上面図を図 10Bに示 し、導体配線層 73の上面図を図 10Cに示す。図 10Bに示すように、第一の接地導 体層 72には螺旋形状のスロット 74が形成されており、また、図 10Cに示すように、導 体配線層 73には螺旋形状の螺旋導体配線 75が形成されて ヽる。
[0154] また、図 10B及び図 10Cに示すように、スロット 74の螺旋の中心と螺旋導体配線 7 3の螺旋の中心とは互いに一致するように配置されており、さらにそれぞれの螺旋形 状の形成領域の外縁も互いに一致するように配置されている。なお、それぞれの螺 旋の卷き方向は互いに逆向きとなるように配置されて 、る。
[0155] さらに、図 10Aに示すように、第一の誘電体基板 6の裏面 6b、すなわち多層誘電体 基板 21の裏面には、第二の接地導体層 71が形成されている。従って、共振器 70は 、その積層方向において、第一の接地導体層 72、導体配線層 73、第二の接地導体 層 71の順序の積層構造を有している。なお、この第二の接地導体層 71には、スロッ トは形成されていない。また、図 10A及び図 10Cに示すように、螺旋導体配線 75の 内側終端部 75bと、第二の接地導体層 71とを接続するように、接続貫通導体 78が第 一の誘電体基板 6をその積層方向に貫通して配置されて 、る。
[0156] なお、本第 4実施形態においては、第一の誘電体基板 6と第二の誘電体基板 7との 積層構造を有する多層誘電体基板 21が誘電体基板の一例となっており、この多層 誘電体基板 21の表面 21aに第一の接地導体層 72が形成されるとともに、多層誘電 体基板 21の裏面 21bに第二の接地導体層 71が形成されている。さらに、それぞれ の接地導体層 71、 72の間、すなわち、多層誘電体基板 21の内層面である第一の誘 電体基板 6と第二の誘電体基板 7の貼り合わせ箇所に、導体配線層 73が形成されて いる。
[0157] このような構造を有する本第 4実施形態の共振器 70によれば、同一平面上に隣接 配置されたそれぞれのスロットを直列に結合した構造を有する従来の共振器よりも長 V、共振器長を有する新 U、2分の 1波長共振モードの共振現象が、従来の 1つの共 振器分の占有面積にぉ 、て得ることができる。
[0158] 例えば、スロット 74のみが形成されている従来の共振器構造の場合、スロット 74の 両端の終端点間の実効的な距離が、 2分の 1波長共振器の共振器長となる。一方、 第 4実施形態の共振器においては、例えば、スロット 74の外側終端部 74aを一端の 反射点とする 2分の 1波長型の共振モードにおいて、高周波電流は螺旋の内側へと 最外郭のスロット部に沿って流れた後、スロット部の終端点 74bへと到達する前に、交 差結合容量を介して螺旋導体配線 75へと移動する。さらに、螺旋導体配線 75にお いて、高周波電流は、同一方向へ流れ、螺旋導体配線 75の終端点へと到達する前 に再度スロット 74へ移動するというモードになる。最終的には、スロット 74の両端を終 端点とする 2分の 1波長型の共振器構造となるが、 4分の 1波長型の螺旋導体配線 7 5と結合することにより、従来のスロットよりはるかに長い共振器長を得ることができるも のである。また、 4分の 1波長共振器として機能させられる第 3実施形態に力かる共振 器と比較すると、共振構造が 2分の 1波長共振器として機能するため、回路面積の低 減という点では劣るものの、比較的広い面積を必要とする接続貫通導体 78をスロット 形成領域の中央部の狭 ヽ箇所に接続する必要がなくなると!ヽぅ点で、製造上有利で ある。また、回路特性として 2分の 1波長共振器の特性が必要となる場合においては 、本第 4実施形態の共振器の構成が回路占有面積が最も少な ヽ構成となる。
[0159] 次に、このような本第 4実施形態の共振器 70により得られる効果について、さらに実 施例を用いて具体的に説明する。
[0160] このような共振器の実施例 4—1として、誘電率 10. 2、厚さ 640 mの榭脂基板を ベース基板 6 (第一の誘電体基板 6)とし、ベース基板 6の表面にさらに誘電率 10. 2 、厚さ 130 mの榭脂基板 7 (第二の誘電体基板 7)を貼り合わせて、多層誘電体基 板 21とし、この多層誘電体基板 21に、本第 4実施形態の積層構造を有する高周波 回路が形成された共振器を作製した。 [0161] 具体的には、第一の接地導体層 72として多層誘電体基板 21の表面に厚さ 20 m の銅配線を施した。また、第二の接地導体層 71として、多層誘電体基板 21の裏面に も厚さ 20 /z mの銅配線を施した。また、導体配線層 73として多層誘電体基板 21の 内部、すなわち、ベース基板 6と榭脂基板 7との貼り合わせ箇所に同じく厚さ 20 m の銅配線を施した。第一の接地導体層 72と導体配線層 73には、その外形が一辺 20 00 μ mの正方形螺旋形状のスロット 74と螺旋導体配線 75をそれぞれ形成した。
[0162] また、このような配線パターンの加工は、第一の接地導体層 72と導体配線層 73か ら所望の箇所をウエットエッチングにて除去することにより形成した。各配線の最小配 線幅と配線間の最小間隙距離はそれぞれ 200 mとした。螺旋の巻き数は、スロット 74は 2. 5回、螺旋導体配線 75は 2回に設定するとともに、スロット 74と螺旋導体配 線 75の螺旋の巻き方向は逆向きと設定した。さらに、螺旋導体配線 75の内側終端 部 75bと第二の接地導体層 71とを直径 200 μ mの接続貫通導体 78を介して接続し た。
[0163] このような構成を有する実施例 4—1の共振器においては、 1. 72GHzにて共振現 象を示した。この値は、実施例 4 1から、接続貫通導体を削除した比較例 4 1の共 振器が示した 2. 91GHzという共振周波数よりも低い値であって、本第 4実施形態の 有利な効果が示された。
[0164] (外部回路との接続）
次に、上記それぞれの実施形態に力かる共振器が、外部回路とどのように接続され るかについて以下に説明する。
[0165] このような外部回路との接続形態の一例として、共振器 80と外部回路との接続構造 を示す断面図を図 11 Aに示す。また、図 11Aの共振器 10において、第一の誘電体 基板 6の裏面からの平面図を図 11Bに示し、第一の接地導体層 2の裏面からの平面 図を図 11Cに示す。
[0166] 図 11Aから図 11Cに示すように、第一の誘電体基板 6と第二の誘電体基板 7とから なる多層誘電体基板 1において、上記第 1実施形態のように、第一の接地導体層 2及 び第二の接地導体層 3とが形成されて、第一のスロット 4と第二のスロット 5の積層構 造を有する共振器 80が形成されている。また、多層誘電体基板 1における図示裏面 には、外部回路（図示せず)と接続される信号導体配線 81が形成されている。なお、 図 11Cにおいては、第一の接地導体層 2内の第一のスロット 4の形成位置を示すとと もに、信号導体配線 81と第一のスロット 4との重なりを理解できるように、信号導体配 線 81の第一の接地導体層 2への射影も同時に示している。また、このように形成され た信号導体配線 81と第一の接地導体層 2から構成される伝送線路 85は、図中では マイクロストリップ線路構造として示しているがスロット線路、コプレーナ線路などで実 現されてよい。また、信号導体配線 81は多層誘電体基板 1の裏面でなぐ基板内層 面に形成されても良 、ことは言うまでもな 、。このように共振器 80と信号導体配線 81 との接続構造が形成されていることにより、信号導体配線 81を介して共振器 80を外 部回路に電磁気的に結合して使用することが可能となる。
[0167] また、共振器 80が形成されている面とはまた異なる面に信号導体配線 81が形成さ れる場合には、共振器 80の一部と重なるように信号導体配線 81を配置すれば、信 号導体配線 81と共振器 80との間の十分な結合を得ることができる。この際、信号導 体配線 81は開放終端されなくてもよい。また、信号導体配線 81の終端形状はリング 形状でもよい。
[0168] 次に、外部回路とのさらに別の接続構造について図 12Aに示す共振器 90の断面 図、及び図 12Bに示す導体配線層の内面図を用いて説明する。
[0169] 図 12Aに示すように、共振器 90においては、第一の誘電体基板 6と第二の誘電体 基板 7との間に導体配線層 23が形成され、第二の誘電体基板 7の表面 7aに接地導 体層 2が形成された積層構造を有している。また、導体配線層 23には螺旋導体配線 25が形成され、接地導体層 2にはスロット 4が形成されている。
[0170] さらに、図 12Bに示すように、共振器 90が形成される面の少なくとも一層を用いて、 例えば、導体配線層 23が形成されている層を用いて信号導体配線 91が形成されて 、さらにこの信号導体配線 91は、螺旋導体配線 25と隣接するように配置されている。 このように共振器 90が形成されて 、る面の少なくとも一層を用いて信号導体配線 91 が形成されるとともに、当該形成された信号導体配線 91が共振器 90の一部と隣接 するよう配置されることにより、信号導体配線 91と共振器 90との間の結合を得ること 力 Sできる。従って、信号導体配線 91と外部回路 (図示せず)を接続すれば、共振器 9 0を上記外部回路と結合させて用いることが可能となる。
[0171] なお、上述のような共振器と外部回路との接続構造においては、共振器の設置数 は 1つの限定されるものではなぐ複数の共振器が集団的に配置されるような場合で あってもょ ヽ。このような集団的な配置の共振器と伝送線路 (信号導体配線)との接 続構造の一例を図 13の模式斜視図に示す。なお、図 13においては、複数の共振器 100が整列配置された共振器群 110を備える多層構造基板 101における最も表面 に近 、層の構造のみを部分的に示す透過斜視図となって 、る。
[0172] 図 13に示すように、多層誘電体基板 101の表面には伝送線路 102が形成されて いる。このような構造により、集団的に配置された共振器群 110が、伝送線路 31の伝 送特性に対して強い変調を起こすことが可能となり、移送器、フィルタ等の高周波デ バイスへの応用が可能となる。
[0173] なお、本発明の第 1から第 4の実施形態においては、第二の誘電体基板の上面が 空気に設定された構成について説明している力 本発明はこのような場合について のみ限られるものではない。このような場合に代えて、例えば、第二の誘電体基板の 上面に第三の誘電体基板を設定した場合においても、本発明の有利な効果を得るこ とが可能である。
[0174] なお、本発明の第 1実施形態から第 4実施形態の共振器において、共振周波数低 減の効果を得るためには、積層された回路間の交差容量結合を増大せしめることが 有効であり、第一の誘電体基板 6の誘電率 ε 6と、第二の誘電体基板 7の誘電率 ε 7 には、 ε 6く ε 7の関係を設定することで、さらなる共振周波数の低減という有利な効 果を得ることができる。
[0175] なお、上記様々な実施形態のうちの任意の実施形態を適宜組み合わせることにより
、それぞれの有する効果を奏するようにすることができる。
[0176] 本発明は、添付図面を参照しながら好ましい実施形態に関連して充分に記載され ているが、この技術の熟練した人々にとつては種々の変形や修正は明白である。そ のような変形や修正は、添付した請求の範囲による本発明の範囲から外れない限り において、その中に含まれると理解されるべきである。
[0177] 2003年 10月 15曰に出願された曰本国特許出願 No. 2003— 354817号の明細 書、図面、及び特許請求の範囲の開示内容は、全体として参照されて本明細書の中 に取り入れられるものである。
産業上の利用可能性
本発明にかかる共振器は、接地導体層に設定された螺旋形状のスロットと、前記ス ロットと異なる層に設定された螺旋形状のスロット、もしくは信号導体配線を有し、小 型共振器として有用である。また、フィルタ、アンテナ、移相器、スィッチ、発振器等の 通信分野の用途に広く応用でき、電力伝送や IDタグなどの無線技術を使用する各 分野において使用されうる。

Claims

請求の範囲
[1] 誘電体基板と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状の第一のスロットが形成され、上記誘電体基 板の表面に配置された第一の接地導体層と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状の第二のスロットが形成され、上記誘電体基 板の裏面に配置された第二の接地導体層とを備え、
上記第一のスロットと上記第二のスロットは、上面視において重なっており、共振周 波数にて共振現象を発現する共振器。
[2] 上記第一のスロットの巻き方向と上記第二のスロットの巻き方向は、互いに逆向きで ある請求項 1に記載の共振器。
[3] 上記第一のスロット及び上記第二のスロットは、上面視において、それぞれの螺旋 の中心が一致するとともに、互 、の外縁が略一致するように配置される請求項 1に記 載の共振器。
[4] 上記第一のスロットにおける外側終端部と、上記第二のスロットにおける外側終端 部とが、上面視において、当該第一のスロットにおける上記螺旋の中心に対して、略 点対称の位置に配置される請求項 3に記載の共振器。
[5] 上記第一のスロットの共振周波数及び上記第二のスロットの共振周波数よりも低い 共振周波数にて共振現象を発現する請求項 1に記載の共振器。
[6] 上記第一の接地導体層における上記第一のスロットの外縁の外側の接地導体領 域と、上記第二の接地導体層における上記第二のスロットの外側の接地導体領域と を接続し、上記誘電体基板を貫通して配置された接続貫通導体を備える請求項 1に 記載の共振器。
[7] 誘電体基板と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状のスロットが形成され、上記誘電体基板の表 面に配置された接地導体層と、
上記誘電体基板の裏面に配置され、一回以上の巻き数を有する螺旋形状の螺旋 導体配線とを備え、
上記スロットと上記螺旋導体配線は、上面視において重なっており、共振周波数に て共振現象を発現する共振器。
[8] 上記スロットの巻き方向と上記螺旋導体配線の巻き方向は、互いに逆向きである請 求項 7に記載の共振器。
[9] 上記スロット及び上記螺旋導体配線は、上面視にお!/、て、それぞれの螺旋の中心 がー致するとともに、互いの外縁が略一致するように配置される請求項 7に記載の共 振器。
[10] 上記スロットにおける外側終端部と、上記螺旋導体配線における外側終端部とが、 上面視において、当該スロットにおける上記螺旋の中心に対して、略点対称の位置 に配置される請求項 9に記載の共振器。
[11] 誘電体基板と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状のスロットが形成され、上記誘電体基板の表 面に配置された接地導体層と、
上記誘電体基板の裏面に配置され、一回以上の巻き数を有する螺旋形状の螺旋 導体配線と、
上記螺旋導体配線の内側終端部若しくはその近傍と、上記接地導体層における上 記スロットの内側の接地導体領域とを接続し、上記誘電体基板を貫通して配置され た接続貫通導体とを備え、
上記スロットと上記螺旋導体配線は、上面視において重なっており、共振周波数に て共振現象を発現する共振器。
[12] 上記接続貫通導体は、上記接地導体層における上記スロットの螺旋の中心付近の 接地導体領域と接続される請求項 11に記載に共振器。
[13] 上記スロットの巻き方向と上記螺旋導体配線の巻き方向は、互いに逆向きである請 求項 11に記載の共振器。
[14] 上記スロット及び上記螺旋導体配線は、上面視にお!/、て、それぞれの螺旋の中心 がー致するとともに、互 、の外縁が略一致するように配置される請求項 11に記載の 共振器。
[15] 上記スロットにおける外側終端部と、上記螺旋導体配線における外側終端部とが、 上面視において、当該スロットにおける上記螺旋の中心に対して、略点対称の位置 に配置される請求項 14に記載の共振器。
[16] 誘電体基板と、
一回以上の巻き数を有する螺旋形状のスロットが形成され、上記誘電体基板の表 面に配置された第一の接地導体層と、
上記誘電体基板の裏面に配置された第二の接地導体層と、
上記誘電体基板の上記表面と上記裏面の間に形成され、一回以上の巻き数を有 する螺旋形状の螺旋導体配線と、
上記螺旋導体配線の内側終端部若しくはその近傍と上記第二の接地導体層とを 接続し、上記螺旋導体配線と上記第二の接地導体層との間における上記誘電体基 板を貫通して配置された接続貫通導体とを備え、
上記スロットと上記螺旋導体配線は、上面視において重なっており、共振周波数に て共振現象を発現する共振器。
[17] 上記スロットの巻き方向と上記螺旋導体配線の巻き方向は、互いに逆向きである請 求項 16に記載の共振器。
[18] 上記スロット及び上記螺旋導体配線は、上面視にお!/、て、それぞれの螺旋の中心 がー致するとともに、互いの外縁が略一致するように配置される請求項 16に記載の 共振器。
[19] 上記スロットにおける外側終端部と、上記螺旋導体配線における外側終端部とが、 上面視において、当該スロットにおける上記螺旋の中心に対して、略点対称の位置 に配置される請求項 18に記載の共振器。
PCT/JP2004/015142 2003-10-15 2004-10-14 共振器 WO2005038977A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005514772A JP3955308B2 (ja) 2003-10-15 2004-10-14 共振器
US11/237,795 US7164332B2 (en) 2003-10-15 2005-09-29 Resonator
US11/636,493 US7466214B2 (en) 2003-10-15 2006-12-11 Resonator

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003354817 2003-10-15
JP2003-354817 2003-10-15

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US11/237,795 Continuation US7164332B2 (en) 2003-10-15 2005-09-29 Resonator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2005038977A1 true WO2005038977A1 (ja) 2005-04-28

Family

ID=34463152

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2004/015142 WO2005038977A1 (ja) 2003-10-15 2004-10-14 共振器

Country Status (4)

Country Link
US (2) US7164332B2 (ja)
JP (1) JP3955308B2 (ja)
CN (1) CN100477375C (ja)
WO (1) WO2005038977A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023054633A1 (ja) * 2021-09-29 2023-04-06 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 多層デバイス
RU2812810C2 (ru) * 2021-04-26 2024-02-02 Николай Иванович Войтович Способ возбуждения щелевой антенны многопетлевым проводником и устройство для его реализации

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4636950B2 (ja) * 2005-06-22 2011-02-23 株式会社日立メディアエレクトロニクス 伝送回路、アンテナ共用器、高周波スイッチ回路
JP5380919B2 (ja) * 2008-06-24 2014-01-08 日本電気株式会社 導波路構造およびプリント配線板
US8890761B2 (en) * 2008-08-01 2014-11-18 Nec Corporation Structure, printed circuit board, antenna, transmission line to waveguide converter, array antenna, and electronic device
JP5326649B2 (ja) 2009-02-24 2013-10-30 日本電気株式会社 アンテナ、アレイアンテナ、プリント基板、及びそれを用いた電子装置
CN101998757A (zh) * 2009-08-26 2011-03-30 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 印刷电路板及其带通滤波器
US9000307B2 (en) * 2010-03-08 2015-04-07 Nec Corporation Structure, circuit board, and circuit board manufacturing method
TW201201634A (en) * 2010-06-17 2012-01-01 Hon Hai Prec Ind Co Ltd Printed circuit board
JP5725032B2 (ja) * 2010-09-28 2015-05-27 日本電気株式会社 構造体及び配線基板
FR2999377B1 (fr) 2012-12-12 2018-10-19 Thales Procede de realisation de motifs resonnants adaptes a la realisation de fonctions passives rf
WO2014171091A1 (ja) * 2013-04-18 2014-10-23 パナソニック株式会社 共鳴結合器
WO2015104409A1 (en) * 2014-01-13 2015-07-16 Thomson Licensing Slot line resonator for filters
WO2015114004A1 (en) * 2014-01-31 2015-08-06 Thomson Licensing Slot line resonator

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0537214A (ja) * 1991-07-26 1993-02-12 Tdk Corp 多層基板による共振器
JP2000244213A (ja) * 1998-12-22 2000-09-08 Murata Mfg Co Ltd 共振器、フィルタ、デュプレクサおよび通信装置
JP2001077609A (ja) * 1999-02-23 2001-03-23 Murata Mfg Co Ltd 誘電体共振器、インダクタ、キャパシタ、誘電体フィルタ、発振器、誘電体デュプレクサおよび通信装置
JP2002009516A (ja) * 2000-06-26 2002-01-11 Murata Mfg Co Ltd 共振器、フィルタ、デュプレクサおよび通信装置

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US969096A (en) * 1909-12-20 1910-08-30 Frank M Fleming Bicycle-seat.
US3715692A (en) * 1972-01-10 1973-02-06 Us Army Microstrip-slot line phase shifter
US4598276A (en) * 1983-11-16 1986-07-01 Minnesota Mining And Manufacturing Company Distributed capacitance LC resonant circuit
US6075427A (en) * 1998-01-23 2000-06-13 Lucent Technologies Inc. MCM with high Q overlapping resonator
CN1161880C (zh) * 1999-09-21 2004-08-11 株式会社村田制作所 电感电容滤波器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0537214A (ja) * 1991-07-26 1993-02-12 Tdk Corp 多層基板による共振器
JP2000244213A (ja) * 1998-12-22 2000-09-08 Murata Mfg Co Ltd 共振器、フィルタ、デュプレクサおよび通信装置
JP2001077609A (ja) * 1999-02-23 2001-03-23 Murata Mfg Co Ltd 誘電体共振器、インダクタ、キャパシタ、誘電体フィルタ、発振器、誘電体デュプレクサおよび通信装置
JP2002009516A (ja) * 2000-06-26 2002-01-11 Murata Mfg Co Ltd 共振器、フィルタ、デュプレクサおよび通信装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2812810C2 (ru) * 2021-04-26 2024-02-02 Николай Иванович Войтович Способ возбуждения щелевой антенны многопетлевым проводником и устройство для его реализации
WO2023054633A1 (ja) * 2021-09-29 2023-04-06 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 多層デバイス

Also Published As

Publication number Publication date
US20060017527A1 (en) 2006-01-26
US20070090901A1 (en) 2007-04-26
US7466214B2 (en) 2008-12-16
CN1868088A (zh) 2006-11-22
JPWO2005038977A1 (ja) 2007-02-08
CN100477375C (zh) 2009-04-08
JP3955308B2 (ja) 2007-08-08
US7164332B2 (en) 2007-01-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7164332B2 (en) Resonator
JP3800555B2 (ja) 高周波回路
JP6731021B2 (ja) メタマテリアル共振器を利用したデバイス
US6075427A (en) MCM with high Q overlapping resonator
US7561012B2 (en) Electronic device and filter
JP6593552B2 (ja) 無線通信デバイス
US8704723B2 (en) Differential dipole antenna system with a coplanar radiating structure and transceiver device
JP2752048B2 (ja) 対称型ストリップライン共振器
JP5666642B2 (ja) 小型アンテナ
US6812813B2 (en) Method for adjusting frequency of attenuation pole of dual-mode band pass filter
JP3478219B2 (ja) 共振器、共振素子、共振器装置、フィルタ、デュプレクサおよび通信装置
JP2000101377A (ja) フィルタ装置およびアンテナ装置
TWI815365B (zh) 槽孔天線
JP2003069360A (ja) バラントランス
JP2006060352A (ja) 可変共振器
KR20110094215A (ko) 분포 정수 회로
US7525401B2 (en) Stacked filter
JP2004350143A (ja) バラントランス
JP4433904B2 (ja) バランフィルタ
EP1174943B1 (en) Dual mode band-pass filter
CN101127271B (zh) 电感结构
JP2006025237A (ja) バランフィルタ
JP2006148959A (ja) アンテナ装置
JPH07183733A (ja) ミキサ回路
JP2002232205A (ja) 積層型誘電体フィルタ

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200480029934.2

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2005514772

Country of ref document: JP

AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 11237795

Country of ref document: US

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 11237795

Country of ref document: US

122 Ep: pct application non-entry in european phase