JP2000244213A - 共振器、フィルタ、デュプレクサおよび通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 縁端効果による電力損失を極めて効果的に抑
えて、優れた損失特性を有する共振器、フィルタ、デュ
プレクサおよび通信装置を得る。 【解決手段】 誘電体基板１の表面に、それぞれスパイ
ラル状の複数の線路を、互いに交差しないように、それ
らの一端と他端が基板上の中心点の周囲に円周上に並ぶ
ように配置する。これにより各スパイラル状線路の縁端
部を実質的に無くし、縁端効果による損失を極めて有効
に抑制する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、無線通信や電磁
波の送受信に利用される、たとえばマイクロ波帯やミリ
波帯における共振器、フィルタ、デュプレクサおよび通
信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】マイクロ波帯やミリ波帯で用いられる共
振器としては、特開昭６２−１９３３０２号公報に記載
のヘアピン共振器が知られている。このヘアピン共振器
は直線状の線路による共振器を用いる場合に比べて小型
化できるという特徴を備える。

【０００３】また、小型化を図ることができる別の共振
器として特開平２−９６４０２号公報に記載のスパイラ
ル共振器が知られている。このスパイラル共振器は、共
振器線路をスパイラル形状とすることによって、同一占
有面積内に長い共振線路を構成し、また共振用コンデン
サを設けることによって全体にさらに小型化を図ること
ができるという特徴を備える。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来の
共振器は、１つの半波長線路にて１つの共振器を構成し
たものであった。したがって、従来の共振器は電気エネ
ルギーが集中して蓄積される領域と磁気エネルギーが集
中して蓄積される領域とがそれぞれ誘電体基板の特定の
領域に分離されて偏在する。具体的には、半波長線路の
開放端部近傍に電気エネルギーが蓄積され、半波長線路
の中央部近傍に磁気エネルギーが蓄積される。

【０００５】このような、１つのマイクロストリップ線
路により構成される共振器では、マイクロストリップ線
路が本質的に持つ縁端効果による特性劣化を免れないと
いう難点があった。すなわち線路の断面を見た場合に、
線路の縁端部（幅方向の両端、および厚み方向の上端・
下端）に電流が集中する。この電流集中による電力損失
を抑えるために、例えば線路の膜厚を厚くしても、電流
集中の生じる縁端部が広がる訳ではないため、無意味で
あり、縁端効果による電力損失の問題は必ず生じる。

【０００６】この発明の目的は、縁端効果による電力損
失を極めて効果的に抑えて、優れた損失特性を有する共
振器、フィルタ、デュプレクサおよび通信装置を提供す
ることにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに、本願発明に係る共振器は、それぞれスパイラル状
の複数の線路を、互いに交差しないように、それらの一
端と他端が基板上の所定点の周囲に分布するように配置
することにより構成する。

【０００８】また、基板上の各線路が、一方の軸を角、
他方の軸を動径とする極座標表現において単調増加また
は単調減少する線で表される、複数の線路の集合体で構
成される共振器であって、各線路の線幅が２πラジアン
を線数で割った値以下の角幅に収まり、前記線路の集合
体全体が任意の動径において常に２πラジアン以内の角
幅に納まるように基板上に配置する。たとえば、図２に
示すように、線路の配置を極座標表現したとき、任意の
動径における線路の左端の角がθ１、右端の角がθ２で
あるとき、１つの線路の角幅はΔθ＝θ２−θ１で表さ
れる。ここで線数をｎとすれば、１つの線路の角幅Δθ
をΔθ≦２π／ｎの関係とする。また、任意の動径ｒｋ
における線路集合体全体の角幅θｗを２πラジアン以内
とする。

【０００９】このような構造によって、ある１つのスパ
イラル状の線路に隣接してほぼ同形状のスパイラル状の
線路が隣接配置されることになる。従って、ミクロで見
た物理的な端部は実際に存在し、それぞれの線路の端部
に弱い縁端効果が生じるが、これらの複数の線路の集合
体を１つの線路としてマクロで見たとき、言わば或る線
路のたとえば右隣に自分と合同の線路の左側の縁端部が
隣接することになり、線路の幅方向の端部というものが
無くなる。（端部の存在が希薄となる。）したがって線
路の縁端部における電流集中が極めて効率的に緩和され
て、全体の電力損失が抑制される。

【００１０】また、この発明に係る共振器は、前記複数
の線路の各々を、ある１つのスパイラル状線路の回転対
称体とする。これにより線路をその動径（半径）方向の
横断面で見た時に、１つのスパイラル状線路の左右両端
に一定の間隔をおいて、より同程度の振幅と位相を持っ
た電流が流れる線路が配置されるため、縁端効果が効率
良く緩和される。

【００１１】また、この発明に係る共振器は、複数の線
路の集合体の中央部に、該線路の内側の端部をそれぞれ
接続した電極を設ける。この構造により、各線路の内側
の端部すなわち内周端が上記電極で共通に接続され同電
位となる。このため、各線路の内側の端部の境界条件が
強制的に一致し、所望の共振モードで安定して共振し、
同時にスプリアスモードが抑圧される。

【００１２】また、この発明に係る共振器は、隣接する
線路の等電位部分を互いに導体で接続する。これによ
り、共振モードへ影響を与えることなく、その動作を安
定させることができる。

【００１３】また、この発明に係る共振器は、前記複数
の線路のいずれか一方の端部または両端部をそれぞれグ
ランド電極に接地する。ここで複数の線路の一方端のみ
を接地すれば、１／４波長の共振器となるため、短い線
路長で所定の共振周波数を得ることができ、全体の小型
化を図ることができる。また、各線路の両端部を接地す
れば、それらの接地部分での電界成分が０となって、優
れた遮蔽性が得られる。

【００１４】また、この発明に係る共振器は、前記複数
の線路をそれぞれ折線で構成する。この構造によれば成
膜および微細加工プロセスに適した単純な構造により線
路を構成することができる。

【００１５】また、この発明に係る共振器は、前記複数
の線路の線路幅および隣接する他の線路との間を、線路
の一方の端部から他方の端部にかけてほぼ等しくする。
これにより、いわば等幅スパイラル状の線路を用いるこ
とになり、共振器の中心近傍から最密の条件でスパイラ
ル状の線路を設けることができ、共振器の占有面積を最
小にすることができる。

【００１６】また、この発明に係る共振器は、前記複数
の線路のそれぞれの線路幅を、当該線路の導体の表皮深
さ程度または該表皮深さより細くする。この構造により
線路の左右の間隙を通り抜ける磁束を保持するために流
れる電流が左右で干渉する距離となり、共振位相からず
れた位相を持つ無効電流を抑えることができる。これに
より電力損失が飛躍的に低減することになる。

【００１７】また、この発明に係る共振器は前記複数の
線路のそれぞれを、薄膜誘電体層と薄膜導体層とを積層
してなる薄膜多層電極とする。この構造により、基板界
面からの膜厚方向への表皮効果を緩和することができ、
さらなる導体損失の低減が図れる。

【００１８】また、この発明に係る共振器は、前記複数
の線路の互いに隣接する線路間の空隙に誘電体を充填す
る。これにより、線路間短絡が防止され、また線路が上
記薄膜多層電極である場合に、層間短絡も有効に防止す
ることができる。

【００１９】また、この発明に係る共振器は、前記複数
の線路の少なくとも１つの線路を超伝導体で構成する。
本願発明によれば、基本的に縁端効果による大きな電流
集中が生じない構造であるため、超伝導体の低損失特性
が充分に発揮でき、臨界電流密度以下のレベルで高いＱ
で動作させることができる。

【００２０】さらに、この発明に係る共振器は、前記複
数の線路を基板の両面に設けて、基板周囲を導電体キャ
ビティで遮蔽する。これにより、共振電磁界の対称性を
良好に保つことができ、さらなる低損失特性が得られ
る。

【００２１】また、この発明に係るフィルタは、上記共
振器に信号入出力部を設けて構成する。これにより、挿
入損失が小さく、小型のフィルタが得られる。

【００２２】また、この発明に係るデュプレクサは、上
記フィルタを送信フィルタもしくは受信フィルタとし
て、その両方のフィルタとして用いて構成する。これに
より、低挿入損失で小型のデュプレクサが得られる。

【００２３】さらにこの発明に係る通信装置は、上記フ
ィルタまたはデュプレクサを用いて通信装置を構成す
る。これによりＲＦ送受信部の挿入損失が低減されて、
雑音特性、伝送速度等の通信品質を向上させることがで
きる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、この発明に係る共振器、フ
ィルタ、デュプレクサおよび通信装置の実施形態につい
て図面を参照して説明する。

【００２５】〔原理および第１の実施形態、図１〜図１
０〕図１の（Ｂ）は共振器の構成を示す上面図、（Ｃ）
は断面図、（Ｄ）は部分拡大断面図である。誘電体基板
１の下面には全面のグランド電極３を形成していて、上
面にはそれぞれ合同である、両端開放のスパイラル状の
８本の線路２を、互いに交差しないように、それぞれの
線路の一端と他端を基板上の所定点（中心点）の周囲に
配置している。（Ａ）はそれらの８本の線路のうち１つ
の線路を代表させて示している。これらの線路の幅は表
皮深さに略等しい幅としている。

【００２６】図２は図１に示した８本の線路の形状を極
座標のパラメータを用いて示したものである。この例で
は８本の線路のそれぞれの内周端の動径ｒ１および外周
端の動径ｒ２は一定であり、それぞれの端部の角度方向
の位置を等間隔に配置している。既に述べたように、任
意の動径における線路の左端の角がθ１、右端の角がθ
２であるとき、１つの線路の角幅をΔθ＝θ２−θ１で
表す。ここで線数ｎ＝８であるので、１つの線路の角幅
ΔθをΔθ≦２π／８（＝π／４）ラジアンの関係とす
る。また、任意の動径ｒｋにおける線路集合体全体の角
幅θｗを２πラジアン以内とする。

【００２７】これらの線路は相互誘導および静電容量に
より結合して、１つの共振器（共振線路）として作用す
る。

【００２８】尚、上記ｒ１，ｒ２は必ずしも一定である
必要はなく、また等角度に配置しなくてもよく、さらに
は各線路が合同である必要もない。但し、後述するよう
に、特性面および製造の容易性の面で、ｒ１，ｒ２を一
定とし、合同の線路を等角度に配置する方が望ましい。

【００２９】図３はそれぞれスパイラル状の複数の線路
を配置した線路パターン（以下、この集合体を「多重ス
パイラルパターン」と言う。）における電磁界および電
流の分布の例を示している。図３における上段は多重ス
パイラルパターンの平面図であるが、個々の線路を分離
せずに塗り潰して表している。同図の中段は線路の内周
端と外周端におけるチャージが最大の瞬間における多重
スパイラルパターンのＡ−Ａ部分の断面での電界および
磁界の分布を示している。また、下段はその瞬間におけ
る同断面での各線路の電流密度および線路の間隙を通る
磁界のｚ成分（紙面に垂直な方向）の平均値をそれぞれ
示している。

【００３０】ここで各線路をミクロ的に見れば、図に示
すようにそれぞれの縁端部において電流密度が大きくな
るが、動径方向の横断面で見た時に、１つのスパイラル
状線路の左右両端に一定の間隙をおいて同程度の振幅と
位相を持った電流の流れる導体線路が配置されるため、
縁端効果が緩和される。すなわち多重スパイラルパター
ンを１つの線路と見た場合に、内周端と外周端が電流分
布の節、中央が腹となるほぼ正弦波状に分布し、マクロ
的には縁端効果が生じない。

【００３１】図４は比較例であり、図３に示した各線路
の線路幅を表皮深さの数倍の幅にまで広げた場合につい
て示している。このように線路幅を広げると、図に示す
ように各導体の縁端効果による電流集中が顕在化し、損
失低減効果は小さくなる。

【００３２】図３および図４に示したような電磁界分布
は本来３次元解析を行わなければ得られないが、その計
算量は膨大なものとなるため、厳密な解析は実際上困難
である。ここでは、振幅と位相の与えられた複数の線電
流源の作る磁界分布について静磁界解析を行った結果を
示す。

【００３３】〈解析モデル〉図５は複数の線電流源の解
析モデルであり、マイクロストリップ多線線路の断面図
として示している。

【００３４】 モデル１（電流が同位相および同振幅で分布するモデ
ル） ｉ_k ＝Ａ／√２，（ｋ＝１，２，・・・ｎ） モデル２（電流の位相が０〜１８０°、振幅が正弦曲線
で分布するモデル） ｉ_k ＝Ａ sin｛（２ｋ−１）π／２ｎ｝，（ｋ＝１，
２，・・・ｎ） 〈磁界分布の計算〉断面内の磁界分布の計算はビオ・サ
バールの法則により行う。

【００３５】ｘｙ面上の座標（ｐ）を通り、ｚ方向に無
限に続いて流れる線電流源のつくる磁界ベクトルは、次
式で表される。

【００３６】

【数１】 これにより、この解析モデルにおける複数の線電流源の
つくる磁界分布は次式で計算される。

【００３７】

【数２】 ここで ｐ _k ^(m) はグランド電極を対称面とするｐ_k の
鏡像位置の座標である。また電流が逆向きに流れるため
に第２項には負号がつく。

【００３８】〈計算例〉 設定条件 多線線数：ｎ＝２０ 合計線幅：ｗｏ＝０．５ｍｍ 基板厚さ：ｈｏ＝０．５ｍｍ 線電流源の座標 ｘ_k ＝〔｛（２ｋ−１）／２ｎ｝−（１／２）〕ｗo ｙ_k ＝ｈo （ｋ＝１，２，・・・，ｎ） 図６はモデル１とモデル２について磁界の強度分布を示
している。図において縦方向の補助線は多線線路群の端
部、横方向の補助線は基板界面である。この結果から、
モデル２（正弦分布）のほうが、ｘ，ｙの両方向におい
て等高線が密に混んでいないことが判り、モデル２のほ
うが、同じ磁界蓄積エネルギーであるときに表面電流が
小さく、電力損失が小さいことが判る。

【００３９】また、図７は磁界のｘ成分の分布について
示している。図において縦方向の補助線は多線線路群の
端部、横方向の補助線は基板界面である。この図から、
モデル２の方がアイソレーションがよく、隣接共振器を
配置してフィルタなどを構成する場合など集積化に好都
合であることが判る。

【００４０】さらに、図８は磁界のｙ成分の２次元分
布、図９はその１次元分布をそれぞれ示している。図８
において縦方向の補助線は多線線路群の端部、横方向の
補助線は基板界面である。この結果から、モデル２の方
が、電極縁端部における磁界集中が小さく、大幅に縁端
効果が改善され、損失特性に優れることが判る。

【００４１】以上に述べたような多重スパイラルパター
ンによる縁端効果の抑制効果は、線路上の任意の点にお
いて最短距離にある左右の隣接線路との電流位相差が最
小となるようにした場合に最も効果的となる。図１０は
上記位相差と導体損失との関係について示している。こ
こで隣接線路間の電流位相差が０°の時、共振エネルギ
ーの保持に最も有効となり、位相差が±９０°の時、無
効電流によって導体損失の低減効果が無くなる。ここで
無効電流とは、共振器の磁界から位相のずれた電流（密
度）であり、伝送には寄与しない。上記電流位相差がさ
らに大きくなって、±１８０°となれば、共振エネルギ
ー自体を低減させる方向に作用してしまう。したがって
略±４５°の範囲を有効領域とすることができる。

【００４２】ここで、多重スパイラルパターンによる平
面回路型低損失共振器の設計に関する基本的な考え方を
まとめると、次のように表せる。

【００４３】(1) 合同パターンである複数の線路を互い
に絶縁された状態で回転対称状に配置する。このことに
より、線路の物理長、電気長、および共振周波数がすべ
て一致する。また、基板界面上の等位相線が同心円状に
分布する。そのため、電磁気的に見て、縁端部の無いモ
ードとなり、縁端効果による電力損失を効果的に抑圧す
ることができる。

【００４４】(2) 線路上の任意の点において、最短距離
にある左右の隣接線路との位相差が最小となるようにす
る。但し、線路幅と線路間の間隙を略一定とし、急なベ
ンド部を設けない。線路幅と線路間の間隙をできる限り
小さくする。また、１本の線路が曲がって、それ自身で
隣接しないようにする。

【００４５】このことにより、線路の間隙に発生する電
界ベクトルおよび通り抜ける磁束密度が小さくなり、線
路の間隙を伝搬する電力による損失が低減される。すな
わち線路１本ずつのミクロなスケールでの縁端効果の抑
圧にも有効となる。

【００４６】(3) 線路の幅を表皮深さ程度またはそれ以
下にする。このことにより、線路の左右の端部から磁界
侵入が互いに干渉し、有効電流の流れる導体断面積が増
大し、線路に流れる無効電流が減少し、導体損失が低減
される。

【００４７】〔第２の実施形態、図１１〕図１１は第２
の実施形態に係る共振器の平面図、断面図および部分拡
大断面図である。図１に対比すれば明らかなように、こ
の共振器は多重スパイラルパターンの線路２のそれぞれ
の内周端および外周端をスルーホールを介してグランド
電極３に接地している。これにより両端短絡の共振線路
として作用する。この構造によれば両端短絡型であるた
め、共振器の遮蔽性に優れ、外部への電磁界リークおよ
び外部からの電磁界による影響を受けにくくなる。

【００４８】〔第３の実施形態、図１２〕図１２は第３
の実施形態に係る共振器の平面図、断面図および部分拡
大断面図である。図１および図１１に比較すれば明らか
なように、この共振器は、多重スパイラルパターンの各
線路の内周端をスルーホールを介してグランド電極３に
接地している。外周端は開放させたままとしている。こ
れにより１／４波長の共振器として作用し、短い線路長
で所定の共振周波数が得られるため、共振器の基板上で
の占有面積をより縮小化することができる。

【００４９】〔第４の実施形態、図１３〕図１３は第４
の実施形態に係る共振器の平面図、断面図および部分拡
大断面図である。この例も線路は多重スパイラルパター
ンであるが、図１に示した線路とは異なり、それぞれを
スロット線路として構成している。このようなスロット
線路による場合でも、縁端部における電流集中が緩和さ
れて、低損失な共振器が得られる。

【００５０】〔第５の実施形態、図１４・図１５〕図１
４は多重スパイラルパターンの、隣接する線路の間隙が
一定となる等幅スパイラル曲線とした例である。この例
では、８本の線路を用いているが、図１４においては代
表の１本を他の線路より太く表している。ここで、多重
スパイラルパターンの占有領域を１．６ｍｍ×１．６ｍ
ｍとし、線路幅を１０μｍ、間隙を１０μｍ、最小半径
（内周半径）を２５．５μｍ、最大半径（外周半径）を
７５０．０μｍとし、各線路の線路長を１１．０ｍｍと
し、基板の比誘電体率を８０とする。この設定条件によ
り、比誘電率の６０％が実効値として作用する場合、共
振周波数は約２ＧＨｚとなる。

【００５１】ここで、ｎ回回転対称となる多重等幅スパ
イラルの導出手順について示す。

【００５２】(1) 線数ｎを与える。

【００５３】(2) 回転角Δθ＝２π／ｎを回って増加す
る半径方向の距離（すなわち幅）Δｗを与える。

【００５４】(3) 上記条件によって決まる最小半径ｒo
＝Δｗ／Δθを求める。

【００５５】(4) 半径によって決まる無次元パラメータ
ｕ(r) ，ｖ(r) をそれぞれ次式によって定義する。

【００５６】 ｕ(r) ＝ｒ／ｒ_o ｖ(r) ＝√（ｕ(r)²−１） (5) 等幅スパイラル曲線の座標は極座標において次式で
表現される。

【００５７】 右巻：θ(r) ＝ ｖ(r) −ｔａｎ^-1（ｖ(r) ） 左巻：θ(r) ＝−ｖ(r) ＋ｔａｎ^-1（ｖ(r) ） (6) 内周半径（ｒ_a ）、外周半径（ｒ_b ）を条件（ｒ_o
≦ｒ_a ＜ｒ_b ）のもとに与える。

【００５８】(7) 半径ｒ（ｒ_a ≦ｒ≦ｒ_b ）をパラメー
タとしてｘｙ座標を次式により求める。

【００５９】 ｘ座標： ｘ₁ (r) ＝ｒcos （θ(r) ） ｙ座標： ｙ₁ (r) ＝ｒsin （θ(r) ） (8) 残りのｎ−１本のスパイラルのｘｙ座標を次式によ
り求める。

【００６０】 ｘ座標： ｘ_k (r) ＝ｒcos （θ(r) ＋Δθ・（ｋ−
１）） ｙ座標： ｙ_k (r) ＝ｒsin （θ(r) ＋Δθ・（ｋ−
１）） ただし、ｋ＝２，３，・・・，ｎ (9) 共振周波数の設定 所望の共振周波数となる線路長を基板の比誘電率の実効
値から求めておき、次式によって、計算される線路長Ｌ
_total に一致するように外周半径ｒ_b を求める。

【００６１】 ただし、上式は目安を与える式であり、実際には線間容
量などにより設計中心からのずれを生じる。

【００６２】上記等幅スパイラル曲線の導出を次に示
す。図１５は以下に示す各式における各パラメータの関
係を図示したものである。

【００６３】解析モデルの条件設定 等幅スパイラルの線数：ｎ本 １／ｎ回転する間に増加する幅（線路幅、間隙）：Δｗ (1) １／ｎ回転の角 Δθ＝２π／ｎ (2) 半径定数ｒ_o の定義 ｒ_o ＝Δｗ／Δθ (3) 微分量の関係式 ｒｄθ／ｄｒ＝ tanα ｄｗ／（ｒｄθ）＝Δｗ／（ｒΔθ）＝ｒ_o ／ｒ＝ cos
α (4) 極座標の微分方程式 ｄθ＝√｛（ｒ／ｒ_o ）² −１）｝ｄｒ／ｒ (5) 変数変換（無次元パラメータの導入） ｕ≡ｒ／ｒ_o とおくと ｄθ＝√（ｕ² −１）ｄｕ／ｕ さらにｖ≡√（ｕ² −１）＝√｛（ｒ／ｒ_o ）² −
１）｝とおくと、 ｄθ＝｛ｖ² ／（ｖ² ＋１）｝ｄｖ (6) 微分方程式の解 θ＝ｖ− tan^-1ｖ 〔第６の実施形態、図１６〜図１８〕以上に示した各実
施形態では、線路を曲線として表したが、直線の集合体
すなわち折線で構成してもよい。図１６は２つの線路を
それぞれ２４角の折線で構成した例である。同図に示す
ように、線路幅および隣接する線路との間隙を等幅にす
るために、等角度間隔で折れ曲がる折線とすれば、等幅
スパイラル曲線との良い近似が得られる。

【００６４】図１７の（Ａ）は３線２４角、（Ｂ）は４
線２４角、（Ｃ）は１２線２４角、（Ｄ）は２４線２４
角、（Ｅ）は４８線２４角の例をそれぞれ示している。

【００６５】尚、図１６および図１７の各共振器は、各
線路幅と隣接線路間の間隙をそれぞれ２μｍとしたもの
である。但し、線路長は２ＧＨｚを得るための長さとは
しておらず、中央から巻きはじめたときの最初の数個
（の線分）をおいたところのパターンを示している。

【００６６】図１８は線路を折線とした時の、その線数
に対するＱｏおよび（ｆｏ／単体ｆｏ）の関係について
示している。

【００６７】この例では、直径２．８ｍｍの円内に外周
を一定として外側から内側へ線路を巻くものとし、共振
周波数が２ＧＨｚとなるように線路を形成した場合につ
いて示している。分母の単体ｆｏは物理長から計算され
る共振周波数であり、分子のｆｏは測定による共振周波
数である。このように線数を多くするほど、線路間の寄
生容量が小さくなるため、寄生容量によるｆｏの低下が
小さくなって、同じ共振周波数を得るための占有面積は
若干大きくなる。しかしながら、隣接線路間の位相差が
小さくなり、損失が少なくなってＱｏが向上する。

【００６８】上記隣接線路間の位相差とは、線路上の任
意の点における、最短距離にある左右の隣接線路上の電
流位相の差であるが、これは、或る線路の長手方向の電
圧または電流の節や腹を隣接線路間で比べたときのずれ
を電気角で表した値（空間位相差）として定義できる。
但しこの空間位相差は多重スパイラルパターンの内側で
小さく、外側で大きくなるため、平均空間位相差を設計
の指標とする。ここで、線数をｎとすれば、平均空間位
相差Δθは、半波長共振器の場合Δθ＝１８０度／ｎと
表せる。

【００６９】上述したように、線路の線数を多くする
程、平均空間位相差が小さくなるため特性上有利となる
が、パターン形成精度の制限があるため、むやみに線数
を増すことはできない。得られる特性を重視すれば、上
記線数は２４本以上であることが望ましい。このこと
は、半波長共振器の場合、線数が２４のとき平均空間位
相差ΔθはΔθ＝１８０度／２４＝７．５度であるの
で、平均空間位相差を、７．５度以下にすることが望ま
しいと、言い換えることもできる。また、製造の容易性
を重視すれば、ラインとスペースが数μｍ以上で、占有
面積から自動的に決定される線数を上限とすることが望
ましい。

【００７０】〔第７の実施形態、図１９〕図１９の上段
は基板に形成した線路のパターンを示す上面図、中段は
共振器全体の断面図、下段はその部分拡大図である。こ
の例では、誘電体基板１の両面に互いに面対称の多重ス
パイラルパターンの線路を形成し、その誘電体基板１を
金属キャビティ４の内部に配置している。このような構
造によって、共振電磁界の対称性が高まり、電流密度分
布の集中が避けられ、更なる低損失特性が得られる。

【００７１】〔第８の実施形態、図２０〕図２０は線路
部分の拡大断面図である。ここで線路の幅を導体の表皮
深さ程度またはそれより細くしている。これにより、導
体の左右の間隙（スペース）を通り抜ける磁束を保持す
るために流れる電流が左右で干渉する距離となり、共振
位相からずれた位相を持つ無効電流を低減することがで
きる。その結果、電力損失が飛躍的に低減できる。

【００７２】〔第９の実施形態、図２１・図２２〕図２
１は線路部分の拡大断面図である。この例では、誘電体
基板の表面に薄膜導体層、薄膜誘電体層、薄膜導体層、
薄膜誘電体層の順に積層し、さらに最上層に導体層を設
けて３層構造の薄膜多層電極として線路を構成してい
る。このように膜厚方向に薄膜多層化することにより、
基板の界面からの表皮効果を緩和することができ、さら
なる導体損失の低減が図れる。

【００７３】図２２は上記薄膜多層電極の間隙部分に誘
電体材料を充填したものである。この構造によれば、隣
接する線路間の短絡および層間の短絡を容易に防止する
ことができ、信頼性の向上および特性安定化が図れる。

【００７４】〔第１０の実施形態、図２３〕図２３は導
体部分の拡大断面図である。この例では線路の電極材料
として超伝導体を用いる。例えばイットリウム系やビス
マス系の高温超伝導体材料を用いる。一般に超伝導材料
を電極として用いる場合に、その耐電力特性が低下しな
いように電流密度の上限を定める必要があるが、このよ
うに、線路を多重スパイラルパターンとすることによっ
て、実質的に縁端部のない線部となるため大きな電流集
中がなく、超伝導体の臨界電流密度以下のレベルで容易
に動作させることができる。その結果、超伝導体の低損
失特性が有効に利用できる。

【００７５】〔第１１の実施形態、図２４・図２５〕図
２４は多重スパイラルパターンの線路を用いた他の共振
器の構成を示している。この例ではそれぞれ両端開放の
線路が相互誘導および容量結合して１つの共振器を構成
している。図において、円形の破線は代表的な等電位線
であり、内周および外周が電圧の腹となり、中間位置が
電圧の節となる。但し、外周に近い程、隣接線路間の位
相差が大きく、線間容量が大きくなるため、電圧の節は
内周と外周の中央より外周寄りに位置する。

【００７６】この第１１の実施形態では、各線路の等電
位となる部分同士を導体（以下「等電位接続線路」とい
う。）で接続するようにしたものである。図２５はその
例を示している。図２５において、（Ａ）は電圧の腹と
なる外周位置に等電位接続線路を設けた例である。
（Ｂ）は電圧の腹となる内周位置に等電位接続線路を設
けた例である。（Ｃ）は外周位置と内周位置に等電位接
続線路を設けた例である。（Ｄ）は電圧の節となる途中
位置に等電位接続線路を設けた例である。（Ｅ）は電圧
の腹となる内周位置と外周位置および電圧の節となる途
中位置に等電位接続線路を設けた例である。

【００７７】このように、各線路の等電位となる部分同
士を導体で積極的に接続することにより、各線路の所定
位置の電位が強制的に等しくされて、動作が安定化す
る。また、元々等電位である線路上の部分同士を接続す
るものであるため、共振モードへの影響は小さい。な
お、図２５に示した例では、電圧の腹または節となる位
置に等電位接続線路を設けたが、それ以外の位置で等電
位となる部分同士を接続するようにしてもよい。

【００７８】〔第１２の実施形態、図２６〕以上に述べ
た例では共振器の基本モードを利用するものとして説明
したが、２次高調波またはそれ以上の高次の共振モード
も生じる。図２６は、線路長で１波長共振する２次モー
ドであり、電流振幅で見ると、腹が２つ存在する様子を
示している。電流の流れる向きは、第１の領域で外向き
の場合、第２の領域では内向きとなり、半周期後にはそ
の逆の組み合わせとなる。この場合、第２の領域の方が
隣接線路間の位相差が大きく、そのため線間容量が発生
するため、第２の領域の方が第１の領域に比べて面積的
に幾分小さくなる。共振周波数は基本モードよりも大き
いが、線間容量の発生により、２倍以下となる。無負荷
Ｑは基本モードに比べて劣るが、フィルタ設計に積極的
に利用すれば、広帯域化に対して有効である。

【００７９】〔第１３の実施形態、図２７〕図２７はフ
ィルタの構成を示す図であり、図における上部は多重ス
パイラルパターンを形成した誘電体基板の上面図、図の
下部はフィルタ全体の正面図である。誘電体基板１の上
面には図１に示したものと同様の多重スパイラルパター
ンを３組配置していて、その両側の共振器にそれぞれ静
電容量的に結合する外部結合電極５を形成している。こ
の外部結合電極５，５は図におけるフィルタの正面（外
面）に入力端子および出力端子として引き出している。
この誘電体基板の下面と四側面にはグランド電極を形成
している。また、この誘電体基板の上部に、上面および
四側面にグランド電極を形成したもう１つの誘電体基板
を積層する。これによりトリプレート構造の共振器によ
るフィルタを構成する。

【００８０】この構造により、隣接する共振器間が誘導
的に結合し、３段の共振器からなる帯域通過特性を示す
フィルタを得る。

【００８１】〔第１４の実施形態、図２８・図２９〕図
２８はデュプレクサの構成を示す図であり、上部のシー
ルドカバーを取り除いた状態での上面図である。図にお
いて１０，１１は図２７に示した誘電体基板部分の構成
を備えるフィルタであり、この例では１０を送信フィル
タ、１１を受信フィルタとして用いる。６は絶縁基板で
あり、その上面にフィルタ１０，１１をマウントしてい
る。基板６には分岐用の線路７、ＡＮＴ端子、ＴＸ端子
およびＲＸ端子をそれぞれ形成していて、フィルタ１
０，１１の外部結合電極と基板６上の電極部分とをワイ
ヤーボンディングしている。基板６の下面には、各端子
部分を除いてほぼ全面のグランド電極を形成している。
基板６の上部には図に示す破線部分にシールドカバーを
取りつける。

【００８２】図２９はこのデュプレクサの等価回路図で
ある。この構造により送信信号の受信回路への回り込み
および受信信号の送信回路への回り込みを防止するとと
もに、送信回路からの送信信号を送信周波数帯域のみ通
過させてアンテナへ導き、アンテナからの受信信号を受
信周波数帯域のみ通過させて受信機へ与える。

【００８３】〔第１５の実施形態、図３０〕図３０は通
信装置の構成を示すブロック図である。ここでデュプレ
クサとしては図２８および図２９に示した構成のものを
用いる。回路基板上には送信回路と受信回路を構成し、
ＴＸ端子に送信回路が接続され、ＲＸ端子に受信回路が
接続され、且つＡＮＴ端子にアンテナが接続されるよう
に、上記回路基板上にデュプレクサを実装する。

【００８４】〔第１６の実施形態、図３１〕以上に示し
た各共振器の実施形態は、多重スパイラルパターンを成
す複数の線路の内側の端部をそれぞれ独立させたままに
するか、図２５に示したように等電位接続線路で接続す
るようにしたものであったが、この第１６の実施形態を
含めて以降に示す各実施形態では、多重スパイラルパタ
ーンの中央部に、各線路の内側の端部をそれぞれ接続し
た電極を設ける。

【００８５】図３１は第１６の実施形態に係る共振器の
平面図、断面図および部分拡大断面図である。図１に比
較すれば明らかなように、この共振器は、誘電体基板１
の下面に全面のグランド電極３を形成していて、上面に
多重スパイラルパターンを形成するとともに、多重スパ
イラルパターンの各線路２の内周端につながった中央電
極８を設けている。

【００８６】このように、複数の線路の集合体の中央部
に中央電極８を設けたことにより、各線路の内側の端部
が中央電極８で共通に接続され同電位となる。このた
め、各線路の内側の端部の境界条件が強制的に一致し、
内周端と外周端を開放端とする１／２波長の共振モード
で安定して共振し、スプリアスモードが抑圧される。

【００８７】また、中央電極８とグランド電極３との間
に静電容量が生じて、共振器の容量成分が増す。そのた
め、同じ共振周波数を得るための各線路の線路長を短く
することができ、多重スパイラルパターンによる低損失
特性を保ちつつ、共振器全体の占有面積を縮小化でき
る。

【００８８】さらに、中央電極８は、外部入出力用の電
極として用いることもできる。例えば、所定箇所に外部
入出力端子を設けて、その外部入出力端子と中央電極８
との間をワイヤボンドする際の電極として、この中央電
極８を用いることができる。

【００８９】〔第１７の実施形態、図３２〕図３２は第
１７の実施形態に係る共振器の平面図、断面図および部
分拡大断面図である。この共振器は、多重スパイラルパ
ターンに中央電極８を設けるとともに、各線路の内周端
と外周端をそれぞれスルーホールを介してグランド電極
３に接地したものである。このように中央電極８を設け
ることによって、上述の場合と同様に、共振モードの安
定化および外部接続性の多様化を図ることができる。な
お、中央電極８とグランド電極３間を接続するスルーホ
ールは図１１に示したような通り抜けの穴であってもよ
く、導体が充填されていてもよい。

【００９０】〔第１８の実施形態、図３３〕図３３は第
１８の実施形態に係る共振器の平面図、断面図および部
分拡大断面図である。この共振器は、多重スパイラルパ
ターンに中央電極８を設けるとともに、各線路の内周端
をスルーホールを介してグランド電極３に接地したもの
である。各線路の外周端は開放させたままとしている。
これにより１／４波長の共振器として作用する。このよ
うに中央電極８を設けることによって、上述の場合と同
様に、共振モードの安定化および外部接続性の多様化を
図ることができる。

【００９１】〔第１９の実施形態、図３４〕図３４は第
１９の実施形態に係る共振器の平面図、断面図および部
分拡大断面図である。この例は、図１３に示したような
スロット線路による多重スパイラルパターンの有する共
振器に中央電極８を設けたものである。このようなスロ
ット線路による場合でも、中央電極８を設けることによ
って、上述の場合と同様に、共振モードの安定化、共振
器の小型化および外部接続性の多様化を図ることができ
る。

【００９２】〔第２０の実施形態、図３５〕図３５は、
図３１に示した構成の共振器を用いたフィルタの構成を
示す図である。各共振器にそれぞれ中央電極を設けたこ
と以外は、図２７に示したフィルタと同様である。誘電
体基板１の上面には中央電極付きの多重スパイラルパタ
ーンを３組配置していて、その両側の共振器にそれぞれ
静電容量的に結合する外部結合電極５を形成している。
この外部結合電極５，５は図におけるフィルタの正面
（外面）に入力端子および出力端子として引き出してい
る。誘電体基板の下面と四側面にはグランド電極を形成
している。また、この誘電体基板の上部に、上面および
四側面にグランド電極を形成したもう１つの誘電体基板
を積層する。これによりトリプレート構造の共振器によ
るフィルタを構成する。

【００９３】この構造により、隣接する共振器間が誘導
的に結合し、３段の共振器からなる帯域通過特性を示す
ことになるが、各共振器を小型化できるため、フィルタ
全体を小型化することができる。また、共振器のスプリ
アスモード抑圧効果が高いため、スプリアス特性に優れ
たフィルタ特性が得られる。

【００９４】

【発明の効果】請求項１，２，３に係る発明によれば、
線路の縁端部における電流集中が極めて効率的に緩和さ
れて、全体の電力損失が抑制される。

【００９５】特に請求項２に係る発明によれば、線路を
その動径（半径）方向の横断面で見た時に、１つのスパ
イラル状線路の左右両端に一定の間隔をおいて、より同
程度の振幅と位相を持った電流が流れる線路が配置され
るため、縁端効果が効率良く緩和される。

【００９６】請求項４に係る発明によれば、各線路の内
側の端部すなわち内周端が電極で共通に接続され同電位
となるため、各線路の内側の端部の境界条件が強制的に
一致し、所望の共振モードで安定して共振し、同時にス
プリアスモードが抑圧される。また、各線路の内側の端
部が開放端である場合に、上記電極とグランド電極との
間に静電容量が生じて共振器の容量成分が増すため、同
じ共振周波数を得るための各線路の線路長を短くするこ
とができ、低損失特性を保ちつつ、共振器全体の占有面
積を縮小化できる。さらに、上記電極は外部入出力用の
電極として用いることもでき、外部接続性が向上する。

【００９７】請求項５に係る発明によれば、隣接する線
路の等電位部分が互いに導体で接続されるため、共振モ
ードへ影響を与えることなく、その動作を安定させるこ
とができる。

【００９８】請求項６に係る発明によれば、複数の線路
の一方端のみを接地したとき１／４波長の共振器となる
ため、短い線路長で所定の共振周波数を得ることがで
き、全体の小型化を図ることができる。また、各線路の
両端部を接地したとき、優れた遮蔽性が得られる。

【００９９】請求項７に係る発明によれば、成膜および
微細加工プロセスに適した単純な構造により線路を構成
することができる。

【０１００】請求項８に係る発明によれば、いわば等幅
スパイラル状の線路を用いることになり、共振器の中心
近傍から最密の条件でスパイラル状の線路を設けること
ができ、共振器の占有面積を最小にすることができる。

【０１０１】請求項９に係る発明によれば、線路の左右
の間隙を通り抜ける磁束を保持するために流れる電流が
左右で干渉する距離となり、共振位相からずれた位相を
持つ無効電流を抑えることができ、これにより電力損失
が飛躍的に低減することになる。

【０１０２】請求項１０に係る発明によれば、基板界面
からの膜厚方向への表皮効果を緩和することができる。
これにより、さらなる導体損失の低減が図れる。

【０１０３】請求項１１に係る発明によれば、線路間短
絡が防止され、また線路が上記薄膜多層電極である場合
に、層間短絡も有効に防止することができる。

【０１０４】請求項１２に係る発明によれば、超伝導体
の低損失特性が充分に発揮でき、臨界電流密度以下のレ
ベルで高いＱで動作させることができる。

【０１０５】請求項１３に係る発明によれば、共振電磁
界の対称性を良好に保つことができ、さらなる低損失特
性が得られる。

【０１０６】請求項１４に係る発明によれば、挿入損失
が小さく、小型のフィルタが得られる。

【０１０７】請求項１５に係る発明によれば、低挿入損
失で小型のデュプレクサが得られる。

【０１０８】さらに請求項１６に係る発明によれば、Ｒ
Ｆ送受信部の挿入損失が低減されて、雑音特性、伝送速
度等の通信品質が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態に係る共振器の構成を示す図

【図２】線路のパターンを極座標から直角座標に変換し
て表した図

【図３】共振器の電磁界分布の例を示す図

【図４】他の共振器の電磁界分布の例を示す図

【図５】線電流源のつくる磁界分布の解析モデル

【図６】２つの解析モデルにおける磁界密度分布を示す
図

【図７】同モデルにおける磁界振幅のｘ成分の分布を示
す図

【図８】同モデルにおける磁界振幅のｙ成分の分布を示
す図

【図９】ｘ方向位置における磁界のｙ成分の強度を示す
図

【図１０】隣接する線路間の電流位相差とエネルギー蓄
積の有効領域等との関係を示す図

【図１１】第２の実施形態に係る共振器の構成を示す図

【図１２】第３の実施形態に係る共振器の構成を示す図

【図１３】第４の実施形態に係る共振器の構成を示す図

【図１４】第５の実施形態に係る共振器の構成を示す図

【図１５】同共振器における線路パターン導出のための
参照図

【図１６】第６の実施形態に係る共振器の線路パターン
の一例を示す図

【図１７】同実施形態における他の線路パターンの例を
示す図

【図１８】線数とＱｏおよびｆｏとの関係を示す図

【図１９】第７の実施形態に係る共振器の構成を示す図

【図２０】第８の実施形態に係る共振器の線路部分の拡
大断面図

【図２１】第９の実施形態に係る共振器の線路部分の拡
大断面図

【図２２】同実施形態に係る他の共振器の線路部分の拡
大断面図

【図２３】第１０の実施形態に係る共振器の線路部分の
拡大断面図

【図２４】第１１の実施形態に係る共振器の構成を示す
図

【図２５】第１１の実施形態に係る他の幾つかの共振器
の構成を示す図

【図２６】第１２の実施形態に係る共振器の高次モード
の例を示す図

【図２７】第１３の実施形態に係るフィルタの構成を示
す図

【図２８】第１４の実施形態に係るデュプレクサの構成
を示す図

【図２９】同デュプレクサのブロック図

【図３０】第１５の実施形態に係る通信機の構成を示す
ブロック図

【図３１】第１６の実施形態に係る共振器の構成を示す
図

【図３２】第１７の実施形態に係る共振器の構成を示す
図

【図３３】第１８の実施形態に係る共振器の構成を示す
図

【図３４】第１９の実施形態に係る共振器の構成を示す
図

【図３５】第２０の実施形態に係るフィルタの構成を示
す図

【符号の説明】

１−誘電体基板 ２−線路 ３−グランド電極 ４−キャビティ ５−外部結合電極 ６−基板 ７−分岐用線路 ８−中央電極 １０−送信フィルタ １１−受信フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 阿部 眞 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内 (72)発明者 石川 容平 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内 Ｆターム(参考） 5J006 HB02 HB03 HB15 HB16 HB22 JA01 KA03 LA02 LA21 NA04 NC02

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 それぞれスパイラル状の複数の線路の集
   合体による共振器であって、前記複数の線路の両端を、
   基板上の所定点の周囲で前記集合体の実質的な内周上と
   外周上とにそれぞれ分布させて、前記複数の線路を互い
   に交差しないように配置して成る共振器。
2. 【請求項２】 それぞれスパイラル状の複数の線路の集
   合体による共振器であって、前記複数の線路を、互いに
   交差しないように、基板上の所定点を中心とする回転対
   称位置にそれぞれ配置して成る共振器。
3. 【請求項３】 基板上の各線路が、一方の軸を角、他方
   の軸を動径とする極座標表現において単調増加または単
   調減少する線で表される、複数の線路の集合体で構成さ
   れる共振器であって、 各線路の線幅が２πラジアンを線数で割った値以内の角
   幅に収まり、前記線路の集合体全体が任意の動径におい
   て常に２πラジアン以内の角幅に納まるように基板上に
   配置して成る共振器。
4. 【請求項４】 前記複数の線路の集合体の中央部に、該
   線路の内側の端部をそれぞれ接続した電極を設けたこと
   を特徴とする請求項１、２または３に記載の共振器。
5. 【請求項５】 前記複数の線路の略等電位となる部分同
   士を導体で互いに接続したことを特徴とする請求項１〜
   ４のうちいずれかに記載の共振器。
6. 【請求項６】 前記複数の線路のいずれか一方の端部ま
   たは両端部をそれぞれグランド電極に接地したことを特
   徴とする請求項１〜５のうちいずれかに記載の共振器。
7. 【請求項７】 前記複数の線路をそれぞれ折線で構成し
   たことを特徴とする請求項１〜６のうちいずれかに記載
   の共振器。
8. 【請求項８】 前記複数の線路の線路幅および隣接する
   他の線路との間を、線路の一方の端部から他方の端部に
   かけて略等しくしたことを特徴とする請求項１〜７のう
   ちいずれかに記載の共振器。
9. 【請求項９】 前記複数の線路のそれぞれの線路幅を、
   当該線路の導体の表皮深さ程度または該表皮深さより細
   くしたことを特徴とする請求項１〜８のうちいずれかに
   記載の共振器。
10. 【請求項１０】 前記複数の線路のそれぞれを、薄膜誘
    電体層と薄膜導体層とを積層して成る薄膜多層電極とし
    たことを特徴とする請求項１〜９のうちいずれかに記載
    の共振器。
11. 【請求項１１】 前記複数の線路の互いに隣接する線路
    間の空隙に誘電体を充填したことを特徴とする請求項１
    〜１０のうちいずれかに記載の共振器。
12. 【請求項１２】 前記複数の線路のうち少なくとも１つ
    の線路を超伝導体で構成したことを特徴とする請求項１
    〜１１のうちいずれかに記載の共振器。
13. 【請求項１３】 前記複数の線路を前記基板の両面に面
    対称となるように設けて、該基板の周囲を導電体キャビ
    ティで遮蔽したことを特徴とする請求項１〜１２のうち
    いずれかに記載の共振器。
14. 【請求項１４】 請求項１〜１３のうちいずれかに記載
    の共振器に信号入出力部を設けたフィルタ。
15. 【請求項１５】 請求項１４に記載のフィルタを送信フ
    ィルタもしくは受信フィルタとして、またはその両方の
    フィルタとして用いたデュプレクサ。
16. 【請求項１６】 請求項１４に記載のフィルタまたは請
    求項１５に記載のデュプレクサの少なくともいずれか一
    つを備えた通信装置。