WO2005034288A1 - Vorrichtung sowie verfahren zum abstrahlen und/oder zum empfangen von elektromagnetischer strahlung - Google Patents

Vorrichtung sowie verfahren zum abstrahlen und/oder zum empfangen von elektromagnetischer strahlung Download PDF

Info

Publication number
WO2005034288A1
WO2005034288A1 PCT/EP2004/052011 EP2004052011W WO2005034288A1 WO 2005034288 A1 WO2005034288 A1 WO 2005034288A1 EP 2004052011 W EP2004052011 W EP 2004052011W WO 2005034288 A1 WO2005034288 A1 WO 2005034288A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
line
antenna elements
dielectric
feed
phase shift
Prior art date
Application number
PCT/EP2004/052011
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Joerg Schoebel
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch Gmbh filed Critical Robert Bosch Gmbh
Priority to EP04787090A priority Critical patent/EP1678787A1/de
Priority to JP2005518267A priority patent/JP2006516370A/ja
Priority to US10/570,195 priority patent/US20070152868A1/en
Publication of WO2005034288A1 publication Critical patent/WO2005034288A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/2005—Electromagnetic photonic bandgaps [EPB], or photonic bandgaps [PBG]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/27—Adaptation for use in or on movable bodies
    • H01Q1/32—Adaptation for use in or on road or rail vehicles
    • H01Q1/3208—Adaptation for use in or on road or rail vehicles characterised by the application wherein the antenna is used
    • H01Q1/3233—Adaptation for use in or on road or rail vehicles characterised by the application wherein the antenna is used particular used as part of a sensor or in a security system, e.g. for automotive radar, navigation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/0006—Particular feeding systems
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/32—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by mechanical means
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/44—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the electric or magnetic characteristics of reflecting, refracting, or diffracting devices associated with the radiating element
    • H01Q3/443—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the electric or magnetic characteristics of reflecting, refracting, or diffracting devices associated with the radiating element varying the phase velocity along a leaky transmission line
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0442—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular tuning means

Definitions

  • the present invention relates to a device for emitting and / or receiving electromagnetic radiation, in particular electromagnetic high-frequency radar radiation, comprising at least one single-layer or multi-layer, in particular also at least one metallic layer, substrate on which at least one planar line, in particular in the form of a ribbon line or in the form of a symmetrical or asymmetrical coplanar line or in the form of a microstrip line or in the form of a slot line or in the form of a coplanar two-band line, with at least two antenna elements, in particular beam elements, of which at least in particular is applied partially serial feed and / or in particular at least partially in-phase feed and / or in particular at least partially phase and / or amplitude symmetrical feed, for example
  • At least one electrical feedthrough from the underside of the substrate facing away from the antenna elements wherein at least one metallization layer can be arranged on the underside of the substrate facing away from the antenna elements.
  • the present invention further relates to a method for
  • Metallization layer can be provided.
  • Sensing the surroundings of a means of transportation, in particular a motor vehicle can in principle be done by means of LI [ght] D [etecting] A [nd] R [anging], by means of RA [dio] D [etecting] A [nd] R [anging] Video or ultrasound.
  • Radar sensors are becoming increasingly widespread on means of transportation, in particular on motor vehicles.
  • Today's systems are used for automatic distance and / or
  • Means of transportation around or the entire environment of the means of transportation are scanned.
  • the antennas of the commercially available automotive radar sensors at a frequency of 77 gigahertz are usually constructed as lens antennas; For future radar sensors at a frequency of 24 gigahertz and at a frequency of 77 gigahertz, planar antennas are being examined.
  • phase-controlled group antenna G (“phased array”) with phase shifters P (cf. FIG. 1A) and with power divider L (cf. FIG. 1A) or with beam-shaping array is used for this purpose
  • Element or network S for generating the phase assignment, such as a Rotman / Archer / Gent lens, Butler matrix or Pale matrix.
  • a plurality of antenna elements are usually arranged one above the other, which are controlled within a column with a fixed phase and amplitude relationship to one another.
  • a beam bundling in elevation E is thus achieved, which serves to increase the range and to suppress undesired targets which are at a very low or high altitude.
  • the group antenna G is usually built up planar on H [och] F [requenz] substrates, such as glass, ceramic or softboard. Patches are generally used as antenna elements of the group antenna G; alternatives are, for example, dipole or slot radiators. Current research is concerned with the transfer of these concepts into cost-effective systems for use in motor vehicles.
  • the installation of the radar sensors places high demands on the size and shape of the sensor, especially for the side area.
  • the sensor By using planar antennas, the sensor becomes flat. Since radar sensors cannot be installed behind the metallic outer walls of a vehicle, the (plastic) bumpers, plastic trims, scratches and scratches remain as installation space in the side area
  • the radar sensor may therefore have to be installed at an angle because it is behind
  • the installation angles for the radar sensor generally differ for the different installation locations on a motor vehicle and / or between different motor vehicles.
  • the beam lobe in elevation is so wide that an inclined installation with a deviation of the order of about + five degrees to about + ten degrees from the vertical can be tolerated.
  • planar short- to medium-range sensors or planar L [ong] R [ange] R [adar] - / A [daptive] C [ruise] C [ontrol] sensors are considered, the width of the beam is only increased in elevation be a few degrees to achieve the necessary antenna gain; then a beam lobe oriented as precisely as possible along the horizontal is absolutely necessary.
  • planar H [och] F [requenz] lines and planar antennas planar H [och] F [requenz] lines, such as coplanar, are nowadays used for the construction of inexpensive H [och] F [requenz] circuits -, Microstrip, slot lines or the like used.
  • planar line types shown in FIG. 3A in FIG. 3B and in FIG. 3C, there are a large number of other planar line types, such as ribbon lines or coplanar two-band lines (cf. for example R. K. Hoffma ⁇ n, "Integrated Microwave Circuits",
  • microwave substrates such as glass, ceramic or plastic, which can be mixed with fillers or reinforced with glass fibers, or the like, serve as the substrate.
  • Planar antennas for example with dipole, patch or slot radiators, are built up on this microwave substrate; Details on this are, for example, the presentation in P. Bhartia, K.V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London,
  • FIG. 4A, FIG. 4B and FIG. 4C show possible configurations for the feeding of the planar antennas: in the case of the series feeding (so-called “series feed”) according to FIG. 4A, an electrical path length occurs between the antenna elements, via which a fixed beam deflection in elevation can be set;
  • a combination of the series feed (see FIG. 4A) and the in-phase feed (see FIG. 4B) is the phase and amplitude symmetrical feed according to FIG. 4C.
  • the antenna elements are not necessarily fed in phase, but the phase deviations and the amplitude assignment are symmetrical, and the feed network is also smaller than in the case of in-phase feed (cf. FIG. 4B).
  • the antenna elements can be coupled directly to the feed network.
  • the power distribution network is accordingly either on the same metal level as the antenna elements or on the Antenna elements opposite substrate side.
  • the substrate can have an internal, locally interrupted metallization or can be constructed from a plurality of metallic and dielectric layers.
  • the power distribution and feeding can be done on an inside
  • Substrate layer take place.
  • the beam lobes can be swiveled in elevation by adjusting the phase relationship between the antenna elements in elevation, so that the
  • Beam lobes are aligned at a desired angle in the vertical (generally parallel to the horizontal plane) when the radar sensor is installed at an angle.
  • phase relationship between the radiator elements can be set by various measures (i) and / or (ii):
  • a special design of the antenna or the feed network for each elevation angle can be implemented most simply by different line lengths in the feed network, via which the antenna elements are controlled.
  • phase shifters Electronically or otherwise adjustable phase shifters (cf. SK Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Vol. 1 and Vol. 2, Artech House, Boston, London, 1991) are forbidden because of the number of phase shifters required, the associated costs and also the possibly increasing sensor size.
  • the elevation angle of a radar sensor with electronic Controlled phase shifters could indeed be set to the correct value by exchanging information with the motor vehicle electronics, without errors occurring, but electronically controllable phase shifters are prohibited for cost reasons, as mentioned.
  • the present invention is based on the inadequacies and, in recognition of the outlined prior art, the object of further developing a device of the type mentioned at the outset and a method of the type mentioned at the outset such that the angle of the beam lobes of the radar sensor can be adjusted in elevation in a simple and inexpensive manner is, the electronics and H [och] F [requenz] modules should remain unchanged for all realizable elevation angles.
  • the present invention is intended to rule out errors which arise as a result of confusing the phase shifter assembly and / or the nameplate or as a result of incorrect "trimming".
  • the teaching according to the present invention is therefore based on Provision of one or more radar antennas that can be used in the manner essential to the invention for transmitting and / or receiving high-frequency electromagnetic radiation for non-perpendicular installation on or in means of transportation, in particular on or in motor vehicles.
  • the core of the present invention is the adjustment of the beam angle in elevation of the beam lobe of a radar antenna for means of transportation, in particular for motor vehicles, for which purpose the deliberate and targeted detuning of the at least one planar H [och] F [requenz] -
  • dielectric loading by changing the effective dielectric constant, in particular the coefficient of propagation, of the signal line (so-called “dielectric loading"), for example by means of at least one cap made of dielectric material, or
  • At least one element made of conductive material for example at least one Ra [dar] dom [e] s made of metal, at a certain distance from the signal line or
  • planar lines such as microstrip lines or striplines (see page 73 in SK Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Vol. 1 and Vol. 2, Artech House, Boston, London, 1991), which surrounds the planar line Material changes, for example by sliding a plate of dielectric material over the line.
  • This principle can also be applied to other planar lines, such as coplanar lines, slot lines and a large number of symmetrical and asymmetrical strip lines; Analogously to this, the effective dielectric constant of a waveguide can also be changed by moving a piece of dielectric material within the waveguide (see page 75 in SK Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Volume 1 and Volume 2, Artech House, Boston, London, 1991).
  • the new and inventive embodiment according to the present invention is advantageous in that the complicated processing of the dielectric waveguide on the substrate is eliminated.
  • the H [och] F [requenzj circuit is expediently constructed with planar H [och] F [requenz] lines.
  • the H [och] F [requenz] circuit and the planar H [och] F [requenz] lines, the phase (relation) and the antenna pattern of which are influenced by the dielectric cap, are advantageously located on the same substrate.
  • WO 00/54368 A1 is disclosed, in principle only possible to a very limited extent, because the waveguiding in the dielectric waveguide is based on the difference in the dielectric constant between the waveguide and the surrounding air. If a dielectric element were brought into the immediate vicinity of the dielectric waveguide, part of the
  • a further delimitation criterion of the present invention for the disclosure according to the publication WO 00/54368 A1 is that the object known from the prior art relates to a "scanning" antenna, the beam lobe of which repetitively scans a certain angular range, whereas the present invention treated in a preferred manner the fixed setting of the beam by means of the cap of the (radar) sensor.
  • both the present device and the present method can additionally
  • feed network so-called "feed network”
  • the exact adjustment of the different elevation angles can also take place via the material, in particular via the dielectric constant of the material, of the cap.
  • the exact setting of the different elevation angles can also be achieved by suitable structuring of the cap depending on the elevation angle, for example in the form of holes, in the form of grooves, in the form of columns, in the form of steps, in the form of Honeycomb and / or in the form of the like.
  • Structuring the dielectric or metal-coated cap with at least one periodic structure, for example with a P [hotonic] B [and] G [ap] structure, is particularly advantageous, so that a so-called
  • “Slow Wave” structure is created. With such a periodic structure, which has a pass band and stop band in frequency and is known per se, for example, from waveguides, particularly large phase shifts and thus particularly large elevation angles can be achieved.
  • a “slow wave” structure is particularly well suited for applications in the S [hort] R [ange] R [adar] because the “slow wave” structure is particularly broadband. Since the distance between the dielectric and / or conductive element and the high-frequency board comprising the substrate is to be set relatively precisely and is to be kept constant over the life of the sensor device according to the present invention, the tolerance range of this distance should be estimated in the
  • the material of the dielectric body and / or the conductive body according to an expedient development of the present invention has a similar, optimally even the same thermal expansion coefficient as the material of the H [och] F [requenz] board, and in this case in particular how the material of the substrate.
  • Bodies for the different elevation angles are made of the same material or at least of a material that is similar in terms of thermal expansion behavior, the elevation angle can be adjusted by means of the structuring of the dielectric and / or conductive element discussed above.
  • the dielectric material and / or the conductive element can be mechanically, for example by clamping or screwing over spacers, or in direct contact with the H [och] F [requenz] circuit board, which can also be realized by selective contact surfaces be connected.
  • An alternative or supplementary possibility is the selective or full-surface gluing of the dielectric and / or conductive body and H [och] F [requenz] board.
  • the dielectric material and / or the conductive element can also be constructed in several parts.
  • the element influencing the phases and thus the antenna pattern can be mounted above the feed or feed network or below the feed or feed network; at least one further, preferably cap-shaped element then protects the radar arrangement against environmental influences.
  • this can be the phases and thus the
  • Element influencing the antenna pattern can also be inserted into at least one recess in the cap, in order then to be mounted together with this cap over the feed network or under the feed network.
  • the transitions between areas that are out of phase and areas that are out of phase can be realized by gradual transitions between these areas. This means that the distance between the dielectric and / or metallic body
  • Planar conduction in the transition area preferably runs continuously, for example linearly trapezoidal, or varies in several small steps.
  • the feed network or feed network can be embodied in at least one other line type in order to have a greater influence on the phase by the dielectric material or by the conductive element.
  • This different embodiment is based on the fact that a larger proportion of the electromagnetic field in the air is conducted above the line in a coplanar or slot line than in a microstrip line; the influence of the dielectric cap or the conductive element is therefore greater.
  • phase-influencing dielectric and / or conductive can be used in order to keep the radar beam in elevation at the same angle with different loads on a means of transportation without level control, in particular a motor vehicle without level control.
  • Element can be designed to be adjustable. Such adjustment can take place, for example, via at least one electric motor.
  • the (radar) sensor has at least one coding element which is expediently accessible from the outside, such as at least one jumper or at least one switch.
  • Such a coding element is used for the purpose of the sensor
  • Angle evaluation communicated the installation position. Then the sensor can "upside down” and “upside down” depending on whether upward or downward beam deflection is desired.
  • the (radar) sensor only has to be designed for one type of cap element - dielectric or metal - and the beam deflection that can be achieved with such a type of cap element and only goes in one direction can be optimized or maximized.
  • the present invention further relates to at least one mechanically controllable phase shifter which is based on the variation of the spacing of at least one conductive element from at least one planar H [och] F [requenz] line, such as, for example, from at least one ribbon line,
  • microstrip line so-called "microstrip line”
  • slot line so-called "slot line”
  • the present invention further relates to at least one dielectric waveguide in which the phase shift or the angle, in particular the elevation angle, of the radiation and / or reception of the electromagnetic radiation in elevation by variably spacing arrangement of at least one at least partially made of conductive material, in particular at least partially made of metal, formed element is adjustable.
  • the arrangement of at least one conductive element is preferred over the arrangement of at least one dielectric element, since "dielectric loading" only functions to a very limited extent on a dielectric waveguide in that the waveguide of the dielectric waveguide is based on total reflection at the interface Air is based and the wave is no longer guided when the dielectric loading is increased due to one or more dielectric elements.
  • the present invention relates to the use of at least one device according to the type set out above and / or a method according to the type set out above in the automotive sector, in particular in the field of vehicle surroundings sensors, for example for measuring and determining the angular position of at least one object, as is also relevant in the context of a pre-crash sensor for triggering an airbag in a motor vehicle.
  • a sensor system in particular a radar sensor system, is used to determine whether there will be a possible collision with the detected object, for example with another motor vehicle. If there is a collision, the speed and impact point of the collision are also determined.
  • life-saving milliseconds can be obtained for the driver of the motor vehicle, in which preparatory measures can be carried out, for example, when the airbag is activated or when the belt system is tightened.
  • planar antenna system proposed according to the present invention can be used both in the L [ong] R [ange] R [adar] range and in A [daptive] C [ruise] C [ontrol] systems, for example the third
  • L [ong] R [ange] R [adar] is generally understood to be a long-range radar for long-range functions, which is typically used at a frequency of 77 gigahertz for A [daptive] C [ruise] C [ontrol] functions becomes.
  • Beam (er) elements and equipped with the dielectric or metallized, in particular cap-shaped bodies proposed according to the present invention, provided that the targeted adjustment of the elevation angle proves to be necessary.
  • S [hort] R [ange] R [adar] is generally understood to be a short-range radar for short-range functions, which is typically used at a frequency of 24 gigahertz for parking assistance functions or for pre-crash functions to trigger an airbag.
  • the structure according to the present invention can be used in a S [hort] R [ange] R [adar] sensor in which the direction of the beam lobe is set in elevation by at least one vehicle-specific dielectric and / or conductive cap.
  • 1A shows, in a partially schematic representation, a first arrangement for analog beam shaping via phase shifters according to the prior art
  • 1B is a partial schematic representation of a second arrangement for analog beam shaping via a beam shaping network according to the prior art
  • FIG. 1C shows, in a partially schematic representation, an arrangement for digital beam shaping according to the prior art
  • 3A shows a first device according to the prior art in cross-sectional representation (upper part of the picture) and in a top view (lower part of the picture), the planar line arrangement of which is designed as a coplanar line;
  • 3C shows a third device according to the prior art, the planar line arrangement of which is designed as a slot line, in cross-sectional representation (upper part of the figure) and in a top view (lower part of the figure);
  • 4A shows a schematic representation of a first possibility for feeding antenna elements in the form of a series feed according to the prior art
  • 4B shows a schematic representation of a second possibility for feeding antenna elements in the form of in-phase feeding according to the prior art
  • 4C shows a schematic representation of a third possibility for feeding antenna elements in the form of a phase and amplitude symmetrical feeding according to the prior art
  • 5A shows a top view of a first possibility for a direct or capacitive series feed of antenna elements according to the prior art
  • 5B is a top view of a second option for direct or capacitive series feeding of antenna elements according to the prior art
  • 6A in cross-sectional representation (upper right part of the picture), in side view (left part of the picture) and in a top view (lower right part of the picture) a first possibility for a series supply of antenna elements from the underside of the substrate by electromagnetic slot coupling according to the prior art;
  • FIG. 8A shows a cross-sectional illustration of a first exemplary embodiment of the device according to the present invention, the planar line arrangement of which is designed as a coplanar line;
  • FIG. 8B shows a cross-sectional illustration of the first exemplary embodiment of the device according to the present invention, the planar line arrangement of which is designed as a microstrip line;
  • FIG. 8C shows a cross-sectional illustration of the first exemplary embodiment of the device according to the present invention, the planar line arrangement of which is designed as a slot line;
  • FIG. 9A shows a cross-sectional illustration of a second exemplary embodiment of the device according to the present invention, the planar line arrangement of which is designed as a coplanar line;
  • FIG. 9B shows a cross-sectional illustration of the second exemplary embodiment of the device according to the present invention, the planar line arrangement of which is designed as a microstrip line;
  • FIG. 9C shows a cross-sectional illustration of the second exemplary embodiment of the device according to the present invention, the planar line arrangement of which is designed as a slot line;
  • 10A shows a cross-sectional illustration of a third exemplary embodiment of the device according to the present invention, the planar line arrangement of which is designed as a coplanar line;
  • 10B is a cross-sectional illustration of the third exemplary embodiment of the device according to the present invention, the planar line arrangement of which is designed as a microstrip line;
  • FIG. 10C shows a cross-sectional illustration of the third exemplary embodiment of the device according to the present invention, the planar line arrangement of which is designed as a slot line;
  • FIG. 11 shows a fourth exemplary embodiment of the device according to the present invention in cross-sectional representation (upper right part of the picture), in side view (left part of the picture) and in a top view (lower right part of the picture);
  • FIG. 12 shows a fifth exemplary embodiment of the device according to the present invention in cross-sectional representation (upper right part of the image), in side representation (left part of the image) and in a top view (lower right part of the image);
  • FIG. 13 shows a sixth exemplary embodiment of the device according to the present invention in cross-sectional representation (upper right part of the picture), in side view (left part of the picture) and in a top view (lower right part of the picture);
  • FIG. 14 shows a seventh exemplary embodiment of the device according to the present invention in cross-sectional representation (upper right part of the image), in side representation (left part of the image) and in a top view (lower right part of the image);
  • 15 shows a schematic representation of an eighth exemplary embodiment of the device according to the present invention
  • 16 shows a schematic representation of a ninth exemplary embodiment of the device according to the present invention
  • FIG. 17 shows a schematic representation of a device in which binary-shifted phase shift elements are installed
  • FIG. 18 shows a schematic illustration of a tenth exemplary embodiment of the device according to the present invention.
  • FIG. 19 shows a schematic representation of an eleventh embodiment of the device according to the present invention.
  • FIG. 21 shows a schematic representation of a thirteenth exemplary embodiment of the device according to the present invention.
  • FIG. 22 shows a schematic illustration of a fourteenth exemplary embodiment of the device according to the present invention.
  • FIG. 23 shows a schematic representation of a fifteenth exemplary embodiment of the device according to the present invention.
  • 24 shows a schematic illustration of an exemplary embodiment of a simple feed network designed for simulation calculations according to the present invention
  • 25 shows a perspective illustration of an exemplary embodiment of a first simulation model of the arrangement with a simple feed network from FIG. 24 in the case of the provision of dielectric cap-shaped bodies according to the present invention
  • FIG. 26 shows a perspective illustration of an alternative embodiment to FIG. 25 of a simulation model of the arrangement with a simple feed network from FIG. 24 in the case of the provision of metallic cap-shaped bodies according to the present invention
  • FIG. 27 shows in three-dimensional plot the directivity measured in decibels in elevation of the arrangement with a simple feed network from FIG. 24 without a dielectric and / or metallic cap-shaped body according to the present invention
  • FIG. 28 in two-dimensional graphic representation shows the directivity in elevation of the arrangement with simple feed network from FIG. 24 plotted against the measured beam deflection angle, measured in decibels, without dielectric and / or metallic cap-shaped body according to the present invention for different frequencies;
  • 29 shows in a two-dimensional graphical representation (so-called antenna diagram in elevation) the directivity in elevation of the arrangement, plotted against the beam deflection angle measured in degrees and measured in decibels 24 simple feed network of FIG. 24 without dielectric and / or metallic cap-shaped body according to the present invention, with dielectric cap-shaped bodies according to the present invention and with metallic cap-shaped body according to the present invention;
  • FIG. 30 shows a perspective illustration of an exemplary embodiment of a second simulation model of an arrangement with a meandering feed network according to the present invention
  • FIG. 31 shows in two-dimensional graphic representation (so-called antenna diagram in elevation) the directivity in elevation of the arrangement with meandering feed network from FIG. 30 plotted against the beam deflection angle measured in degrees, measured in decibels, from FIG. 30 without dielectric and / or metallic cap-shaped body according to the present invention for different frequencies;
  • FIG. 32 in a two-dimensional graphic representation shows the directivity in elevation of the arrangement with a meandering feed network from FIG. 30 plotted against the beam deflection angle measured in degrees, measured in decibels, without dielectric and / or metallic cap-shaped body according to the present invention, with dielectric cap-shaped bodies according to the present invention and with metallic cap-shaped bodies according to the present invention
  • FIG. 33 in a two-dimensional graphic representation shows the directivity in elevation of the arrangement with a meandering feed network from FIG. 30 plotted against the beam deflection angle measured in degrees and measured in decibels from FIG. 30 without dielectric and / or metallic cap-shaped body according to the present invention for different frequencies, with dielectric cap-shaped body according to the present invention for different frequencies and with metallic cap-shaped body according to the present invention for different frequencies;
  • FIG. 34 shows a perspective illustration of an exemplary embodiment of a third simulation model of an arrangement with an in-phase feed network according to the present invention
  • 35 is a two-dimensional graphic representation (so-called antenna diagram in elevation) of the directivity plotted against the beam angle measured in degrees, measured in decibels in elevation of the arrangement with in-phase feed network from FIG. 34 without dielectric and / or metallic cap-shaped body according to the present invention, with dielectric cap-shaped body according to the present invention (beam deflection: "forwards") and with dielectric cap-shaped body according to the present invention (beam deflection: "backwards”); and
  • Fig. 36 in a two-dimensional graphic representation (so-called antenna diagram in elevation) against the in degrees measured beam deflection angle, directivity measured in decibels in elevation of the arrangement with in-phase feed network from FIG. 34 without dielectric and / or metallic cap-shaped body according to the present invention for different frequencies, with dielectric cap-shaped body according to the present invention (beam deflection: "forward” ) for different frequencies and with a dielectric cap-shaped body according to the present invention (beam deflection: "backwards”) for different frequencies.
  • the (radar) device 100 which is especially designed for the short range, and a method related thereto for detecting, detecting and / or evaluating one or more objects will be explained by way of example.
  • the device 100 which functions as an antenna, can be used in an essential manner according to the invention for transmitting and / or receiving electromagnetic H [och] F [requenz] radar radiation.
  • the device 100 has a substrate layer 10 with a
  • Dielectric constant ⁇ r , ⁇ on; A metallization layer 12 is applied to the underside 10u of the substrate 10 (cf. FIG. 3B: design according to the prior art; cf. FIG. 8B: first exemplary embodiment the present device 100; see. FIG. 9B: second exemplary embodiment of the present device 100; see. Figure 10B: third embodiment of the present device 100).
  • a planar configuration runs on the top 10o of the substrate 10
  • the planar linework 20 leads to a plurality of antenna or beam elements 32, 34, 36, 38, likewise applied to the substrate-shaped H [och] F [requenz] board 10 (cf. FIGS. 4A, 4B, 4C, 5A, 5B , 6A, 6B: designs according to the prior art; see FIG. 11: fourth embodiment of the present device 100; see FIG. 12: fifth embodiment of the present device 100; see FIG. 13: sixth embodiment of the present device 100; see FIG. 14: seventh embodiment of the present device 100; see FIG. 15: eighth embodiment of the present device 100; see FIG. 16: ninth embodiment the present device 100; see.
  • Figure 17 Device with three binary graded phase shift elements 60, 62, 64; see.
  • Figure 18 tenth embodiment of the present device 100; see. Figure 19: eleventh embodiment of the present device 100; see. Figure 20: twelfth embodiment of the present device 100; see. Figure 21: thirteenth embodiment of the present device 100; see. Figure 22: fourteenth embodiment of the present device 100; see. Figure 23: fifteenth embodiment of the present device 100).
  • These emitter elements 32, 34, 36, 38 can be supplied in various ways, for example as a serial supply 22s (so-called "series feed”: see FIGS. 4A, 5A, 5B, 6A, 6B: designs according to the prior art; see FIG. 11: fourth embodiment of the present device 100; see FIG. 12: fifth embodiment of the present device 100; see FIG. 13: sixth embodiment of the present device 100; see FIG. 14: seventh embodiment of the present device 100; see FIG. Figure 15: eighth embodiment of the present device 100; see Figure 22: fourteenth embodiment of the present
  • Device 100 see. Figure 23: fifteenth embodiment of the present device 100).
  • FIGS. 5A, 5B designs according to the prior art; see FIG. 11: fourth embodiment of the present device 100; see FIG. 12: fifth embodiment of the present device 100).
  • serial feed 22s can also take place from the bottom 10u of the substrate 10 by means of electromagnetic coupling of the feed network through a slot 32s, 34s, 36s, 38s (see FIG. 6A: Execution according to the prior art Technology; see FIG. 13: sixth exemplary embodiment of the present device 100; see FIG. 22: fourteenth embodiment of the present device 100; see FIG. 23: fifteenth embodiment of the present device 100).
  • a serial feed 22s can also be provided from the bottom 10u of the substrate 10 via an electrical feedthrough 32d, 34d, 36d, 38d (see FIG. 6B: version according to the prior art; see FIG. 14: seventh exemplary embodiment of the present device 100).
  • Figure 17 Device with three binary graded phase shift elements 60, 62, 64; see.
  • Figure 18 tenth embodiment of the present device 100; see.
  • Figure 19 eleventh embodiment of the present device 100; see.
  • Figure 20 twelfth embodiment of the present device 100; see.
  • Figure 21 thirteenth embodiment of the present device 100).
  • a further alternative or supplementary method for feeding the antenna elements 32, 34, 36, 38 to the method of series feeding 22s and / or to the method of in-phase feeding 22g is the phase and Amplitude-symmetrical feed 22p (cf. FIG. 40: design according to the prior art; cf. FIG. 16: ninth exemplary embodiment of the present device 100).
  • the beam angle in elevation E of the radar antenna or radar device 100 provided for a motor vehicle 200 according to the present invention can be adjusted by the planar H [high] F [requency] signal line 20 and is specifically detuned.
  • Phase difference ⁇ between two radiator elements 32, 34 and 34, 36 and 36, 38 can be increased.
  • Phase difference ⁇ between the antenna elements 32, 34, 36, 38 and the resulting antenna pattern in the second exemplary embodiment of the present invention according to FIGS. 9A, 9B, 9C is carried out by attaching a plate-shaped or layered element 50 made of conductive material at a certain distance from the signal line 20.
  • this metallic element 50 can be favorably replaced by a partial or complete one
  • the conductive element 50 is coated with one or more dielectric layers 40s.
  • FIGS. 10A, 10B, 10C takes place by means of a corresponding one which is dependent on the desired elevation angle ⁇
  • FIGS. 10A, 10B, 10C Design of the dielectric cap 40 with conductive layer 50s (cf. FIGS. 10A, 10B, 10C) of the sensor 100 (for comparison, the respective undisturbed line 20 known from the prior art is shown in FIGS. 3A, 3B, 30).
  • phase shifters are not controlled according to the invention, but practically the entire feed network or feed network is detuned or larger parts of the feed network or feed network are detuned; for this reason the feed network is at least partially constructed as a series feed 22s (so-called “series feed”) (see page 161 in P. Bhartia, KVS Rao, RS Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991).
  • series feed 22s series feed 22s
  • the just designed dielectric cap 40 which is arranged at a relatively large distance from the circuit board 10, influences the line 20 and which extends between the beam elements 32, 34, 36 thus the phase ⁇ of line 20 little.
  • the graduated dielectric and / or partially metallized cap 40 according to FIG. 12 influences the line 20 running between the beam elements 32, 34, 36 and thus the
  • the feed network on the same metallization level as the beam elements 32, 34, 36, 38, which means a direct or capacitive series supply of the directly coupled beam elements 32,
  • the dielectric cap 40 or the conductive cap 50 then simultaneously forms a ra [dar] dom [e] or a “radar dome”, that is to say a dome-shaped weather protection for the patch elements, which is permeable to electromagnetic radiation, for example in the form of a plastic cladding for the Radar 100 antenna system.
  • a ra [dar] dom [e] or a “radar dome” that is to say a dome-shaped weather protection for the patch elements, which is permeable to electromagnetic radiation, for example in the form of a plastic cladding for the Radar 100 antenna system.
  • the feed network can also, like the respective one 13 shows the sixth exemplary embodiment according to FIG. 13 and the seventh exemplary embodiment according to FIG. 14, on which the side of the substrate 10 opposite the radiator elements 32, 34, 36, 38 are built.
  • the emitters 32 or 34 or 36 or 38 are in this case
  • the dielectric cap 40 determining the elevation angle ⁇ on the back, that is located on the side of the sensor 100 remote from the beam.
  • FIG. 15 illustrates the beam deflection caused by a plate-shaped body 40 made of dielectric material of the dielectric constant ⁇ r , 2 in the case of serial feed 22s (so-called "series feed")
  • FIG. 16 shows the ninth
  • Embodiment of the device 100 the beam deflection with phase-symmetrical feed 22p (see also the illustration in FIG. 4C from the prior art).
  • phase (and amplitude-symmetrical feed 22p) Due to its symmetry, the phase (and amplitude-symmetrical feed 22p) has advantageous properties in that a simpler design of the feed can be achieved for a power distribution that drops outwards from the center, particularly with regard to a reduction in the side lobes of the phase and amplitude symmetrical feed 22p
  • Symmetry advantageously has little or no "squint" in elevation E.
  • U [ltra] W [ide] B [and] systems are generally understood to mean radar and communication systems which work with pulsed signals, the pulse length of which is very short and the latter
  • phase-shifting phase shifting element 62 which effects a phase shift of ⁇
  • a first dielectric element 40 which causes a phase shift of 2 ⁇ and is suitably structured
  • a second, suitably structured dielectric element 42 causing a phase shift of ⁇ and a third, suitably structured dielectric element 44 causing a phase shift of ⁇ can be graded using the three binary
  • Phase shift elements 60, 62, 64 built-in phase shift n ⁇
  • the three dielectric elements 40, 42, 44 are designed as suitably structured dielectric caps, the first dielectric cap 40 [ ⁇ --> phase shift 2 ⁇ ] being twice as long as the second dielectric cap 42 [ ⁇ --> phase shift ⁇ ] and how the third dielectric cap 44 [ ⁇ -> phase shift ⁇ ] is formed.
  • conductive elements 50, 52, 54 it is also possible to use conductive elements 50, 52, 54 to compensate or to amplify the beam deflection, namely in such a way that
  • a first conductive element 50 which causes a phase shift of 2 (- ⁇ ) and is suitably structured
  • a second, suitably structured conductive element 52 which causes a phase shift of - ⁇ and
  • a third, suitably structured conductive element 54 which causes a phase shift of - ⁇ and which can be compensated for by means of the three binary graded phase shift elements 60, 62, 64, phase shift n ⁇ - so that the beam deflection is reduced or even disappears (cf. foundedes Embodiment according to Figure 20),
  • the three conductive elements 50, 52, 54 are designed as suitably structured metallic caps, the first metallic cap 50 [ ⁇ --> phase shift 2 (- ⁇ )] being twice as long as the second metallic cap 52 [ ⁇ --> Phase shift - ⁇ ] and how the third metallic cap 54 [ ⁇ --> phase shift - ⁇ ] is formed.
  • Embodiment apparent, respectively opposite arrangement of the elements 40, 42, 44 or 50, 52, 54 influencing the phase shift n ⁇ on the individual branches of the feed network or feed network when the beam deflection disappears in FIGS. 18 and 20 or in relation to FIG. 17
  • the doubled beam deflection in FIGS. 19 and 21 is explained by the fact that the effective dielectric constant e ⁇ on the feed network and thus the phase shift n ⁇ between the antenna elements 32, 34, 36, 38 - is increased by the dielectric materials 40, 42, 44 (cf. 18 and 19), which corresponds to an electrical extension of the planar line system 20, and
  • FIG. 22 fourteenth embodiment of the device 100
  • FIG. 23 fifteenth embodiment of the device 100
  • the electrical path length between the beam (er) elements 32, 34, 36, 38 can be a multiple of half the wavelength by the
  • ⁇ arcsin ⁇ 1 / [2 ⁇ a [( ⁇ eff, 2 / ⁇ eff, ⁇ ) 1 1/2 -1] ⁇ ,
  • Such a configuration can be given in a manner essential to the invention by partial or complete metallization of at least one plastic cap which then functions as a metallic element 50 for adjusting the elevation angle ((cf. second exemplary embodiment according to FIGS. 9A, 9B, 9C).
  • the effective dielectric constant ⁇ ⁇ depends on the thickness h of the substrate 10 and on the width w of the microstrip.
  • ⁇ ⁇ ff 0.5 ⁇ + 1) + 0.5 ( ⁇ r, ⁇ - 1) (1 + 12h / w) "1/2 + 0, 02 ( ⁇ r ⁇ 1 - 1) (1-w / h) 2 for w ⁇ h;
  • ⁇ ⁇ ff 0.5 * ( ⁇ r . ⁇ + 1) + 0.5 ( ⁇ r , ⁇ - 1) (1+ 12h / wV 1 2 for w ⁇ h.
  • Dielectric constant ⁇ eff can be achieved, which is equal to the dielectric constant ⁇ r ⁇ 1 of the substrate 10.
  • the effective dielectric constant ⁇ e ff always remains smaller than for the same "dielectric loading" for the coplanar line or slot line.
  • the microstrip line (S [hort] R [ange] R [adar]; eight millimeters at one
  • This HFSS simulation model for four slot-coupled, series-fed patches is shown in FIG. 25, which also contains the Ra [dar] dom [e] and adhesive for the Ra [dar] dom [e].
  • a separate simulation calculation is carried out for the position of the reference planes at the branches of the branch lines to the patches; all branch lines are extended accordingly by 350 micrometers.
  • a cap which is gradually brought up to the conductor track in the area of the distribution network, is attached below the feed network (see FIG. 26, in which the HFSS simulation model, namely only lines, coupling slots and cap, for simulation calculations on the influence of a metallic cap is shown).
  • FIG. 27 shows a three-dimensional plot of the directivity measured in decibels in elevation of the arrangement with a simple feed or feed network without a dielectric and / or conductive cap in one
  • FIG. 28 shows the directivity plotted against the beam deflection angle measured in degrees (from the z-axis) and measured in decibels in elevation of the arrangement with a simple feed or feed network without a dielectric and / or conductive cap. Due to the serial feed, the beam angle is frequency-dependent, the different frequencies 22 gigahertz, 24 gigahertz, 26 gigahertz and 28 gigahertz being considered.
  • Path length of ⁇ i 4 ⁇ (corresponding to 2 ⁇ s , i.e. twice the wavelength of the substrate) connects in order to achieve the greatest possible deflection of the beam lobe.
  • the feed or feed network according to FIG. 30 generates an output distribution of 0.25 / 1/1 / 0.25 with an amplitude assignment of 0.5 / 1/1 / 0.5. This reduces the side lobes to about -20 decibels below the main lobe maximum; the main lobe also widens.
  • FIG. 31 shows the directivity plotted against the beam deflection angle measured in degrees (from the z axis) and measured in decibels in elevation of the arrangement with a meandering feed or feed network without a dielectric and / or conductive cap, the different frequencies being 22 gigahertz, 24 gigahertz, 26 gigahertz and 28 gigahertz can be considered.
  • grating lobes occur.
  • the directivities, measured in decibels, and measured in decibels in elevation of the arrangement with a meandering feed or feed network at a frequency of 24 gigahertz at a frequency of 24 gigahertz are compiled for the following different configurations against the beam deflection angle (from z-axis).
  • a metallic cap at a short distance deteriorates the beam shape, so that a metallic cap at a distance of two hundred micrometers can achieve a beam deflection of -7 degrees.
  • the frequency-dependent angle difference of the beam maxima decreases for large beam deflections, but remains very large there as well.
  • Figure 34 shows an in-phase feed network, all
  • the line lengths from the patches to the first branch are approximately eight millimeters, that is to say the line lengths from the patches to the first branch correspond to approximately ⁇ s .
  • the line length between the first branch and the second branch is about ten millimeters to about twelve millimeters.
  • a second dielectric cap shaped differently from the first dielectric cap can more than double the beam deflection.
  • the directivities, measured in decibels, and measured in decibels in elevation of the arrangement with in-phase feed or feed network in a frequency range from twenty gigahertz to 28 gigahertz for the following different configurations are compiled against the beam deflection angle (from z-axis).
  • the arrangement without a dielectric and / or metallized cap and for the dielectric cap which compensates for the beam deflection results in a relatively small variation in the beam lobe maximum with the Frequency.
  • Exemplary embodiments of three different feed networks simple feed or feed network according to FIGS. 24 to 29; meandering feed or feed network according to FIGS. 30 to 33; in-phase feed network with a binary graded phase difference according to FIGS. 34 to 36) the potential of the latter
  • Invention proposed setting of the elevation angle of a planar radar antenna.
  • a column of four slot-coupled patches at a frequency of 24 gigahertz is used for the simulation calculations, these patches being available as optimized antenna or beam (s) elements for the simulation.
  • the limitation to four antenna or beam (er) elements keeps the effort for the simulation within limits.
  • the beam lobe of this column is so wide that there is only a difference in the directivities of a few decibels in the swivel range, so that the effort - not least because of the additional losses due to the swivel - would not be worthwhile for this configuration; however, these simulations do
  • planar antennas are used in the medium range and for L [ong] R [ange] R [adar] applications, columns with about twenty antenna or beam (er) elements must be used in order to be able to achieve the necessary antenna gains at all.
  • the beam is then only a few degrees wide, and an installation of about five degrees to about ten degrees from the plumb line can no longer be tolerated under any circumstances.
  • This product is verified by opening and comparing two radar sensors for different installation angles, for example from two different motor vehicles. If the boards, on to which the feed network and the antennas are located, are identical and if the dielectric or conductive, in particular cap-shaped bodies differ, then the proof is completed.
  • Beam (er) element ⁇ are provided with an opaque coating (in this case it is not visible whether the boards are identical or not), the coating has to be removed, for example by means of a solvent, or X-ray images of H [och] F to produce [requenz] boards.
  • the dielectric or metallized, in particular cap-shaped bodies look identical and also have identical dimensions, then the dielectric constant of the dielectric or metallized, in particular cap-shaped bodies must be determined; there are suitable measuring techniques for this.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Security & Cryptography (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Optics & Photonics (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Fittings On The Vehicle Exterior For Carrying Loads, And Devices For Holding Or Mounting Articles (AREA)
  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)

Abstract

Um eine Vorrichtung (100) sowie ein Verfahren zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung so weiterzuentwickeln, dass das Einstellen des Winkels (Θ) der Strahlkeulen der Vorrichtung (100) in Elevation (E) auf einfache und kostengünstige Weise bewerkstelligbar ist, wird vorgeschlagen, dass die Phasenverschlebung (Δφ) zwischen der von , verschiedenen Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgestrahlten undloder empfangenen elektromagnetischen Strahlung bzw. der Winkel (Θ) des Abstrahlens undioder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) durch Variieren der effektiven Dielektrizitätszahl (ϵeff), insbesondere des Ausbreitungskoeffizienten, der Leitung (20) und/oder durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen mindestens eines zumindest partiell aus leitfähigem Material, insbesondere zumindest partiell aus Metall, gebildeten Elements (50, 52, 54) einstellbar ist.

Description

Vorrichtung sowie Verfahren zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, aufweisend mindestens ein einschichtiges oder mehrschichtiges, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisendes Substrat, auf dem mindestens eine planar ausgebildete Leitung, insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung oder in Form einer Mikrostreifenleitung oder in Form einer Schlitzleitung oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, mit mindestens zwei Antennenelementen, insbesondere Strahlelementen, aufgebracht ist, deren insbesondere zumindest partiell serielle Speisung und/oder insbesondere zumindest partiell gleichphasige Speisung und/oder insbesondere zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrische Speisung zum Beispiel
- mittels direkten oder kapazitiven Ankoppeins mindestens eines Speisenetzwerks auf der den Antennenelementen zugewandten Oberseite des Substrats oder
- mittels durch jeweils mindestens einen Schlitz erfolgenden elektromagnetischen Ankoppeins mindestens eines Speisenetzwerks von der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite des Substrats her oder
- über jeweils mindestens eine elektrische Durchführung von der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite des Substrats her erfolgt, wobei auf der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite des Substrats mindestens eine Metallisierungsschicht angeordnet sein kann.
Die vorliegende Erfindung betrifft des weiteren ein Verfahren zum
Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, mittels mindestens zweier Antennenelemente, insbesondere Strahlelemente, die über mindestens eine planar ausgebildete Leitung, insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung oder in Form einer Mikrostreifenleitung oder in Form einer Schlitzleitung oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, insbesondere zumindest partiell seriell und/oder insbesondere zumindest partiell gleichphasig und/oder insbesondere zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrisch zum Beispiel
- mittels direkten oder kapazitiven Ankoppeins mindestens eines Speisenetzwerks auf der den Antennenelementen zugewandten Oberseite mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats oder
- mittels durch jeweils mindestens einen Schlitz erfolgenden elektromagnetischen Ankoppeins mindestens eines Speisenetzwerks von der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats her oder
- über jeweils mindestens eine elektrische Durchführung von der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats her gespeist werden, wobei auf der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite des Substrats mindestens eine
Metallisierungsschicht vorgesehen werden kann.
Stand der Technik
Eine Sensierung des Umfelds eines Fortbewegungsmittels, insbesondere eines Kraftfahrzeugs, kann grundsätzlich mittels LI[ght]D[etecting]A[nd]R[anging], mittels RA[dio]D[etecting]A[nd]R[anging], mittels Video oder auch mittels Ultraschall erfolgen.
Hierbei finden an Fortbewegungsmitteln, insbesondere an Kraftfahrzeugen, zunehmend Radarsensoren Verbreitung. Heutige Systeme dienen der automatischen Abstands- und/oder
Geschwindigkeitsregelung; zukünftige Systeme, die sich momentan im Entwicklungsstadium befinden, sollen weitere Funktionalitäten ermöglichen, wie etwa Komfortsysteme, zum Beispiel für den stop-and-go- Betrieb, bis hin zu Sicherheitssystemen, die Airbags und Gurtstraffer schärfen, Airbag-Auslösezeitpunkte optimieren oder der
Kollisionswarnung und -Vermeidung dienen.
Für derartige Anwendungen muß ein großer Bereich um das
Fortbewegungsmittel herum bzw. die gesamte Umgebung des Fortbewegungsmittels abgetastet werden. Dafür werden mehrere
Sensoren rund um das Fortbewegungsmittel gruppiert. Die Antennen der kommerziell erhältlichen Kfz-Radarsensoren bei einer Frequenz von 77 Gigahertz werden üblicherweise als Linsenantennen aufgebaut; für zukünftige Radarsensoren bei einer Frequenz von 24 Gigahertz und bei einer Frequenz von 77 Gigahertz werden planare Antennen untersucht.
In diesem Zusammenhang ist es aus dem Stand der Technik bekannt, planare phasengesteuerte Gruppenantennen ("phased arrays") in militärischen Radarsystemen einzusetzen:
Um die Winkelpositionen der Zielobjekte in der Horizontalen (Azimut A; vgl. Figur 1A, Figur 1 B und Figur 1C) zu ermitteln, werden bei der Strahlformung auf analoger Ebene (vgl. Figur 1A und Figur 1 B) mehrere Strahlkeulen ausgebildet. Hierzu dient eine phasengesteuerte Gruppenantenne G ("phased array") mit Phasenschiebern P (vgl. Figur 1A) sowie mit Leistungsteiler L (vgl. Figur 1A) oder mit strahlformendem
Element bzw. Netzwerk S (vgl. Figur 1 B) zum Erzeugen der Phasenbelegung, wie Rotman-/Archer-/Gent-Linse, Butler-Matrix oder Blass-Matrix.
Die schaltungsseitigen Ausgänge des Strahlformungsnetzwerks S (vgl.
Figur 1B) können über einen Umschalter parallel oder seriell in das Basisband gemischt und mittels einer Verarbeitungseinheit V weiterverarbeitet werden.
Für die Strahlformung auf digitaler Ebene (vgl. Figur 1C) werden die
Signale aller Antennenspalten zur digitalen Auswertung mittels hintereinander geschalteter rauscharmer Verstärker R (sogenannter L[ow]N[oise]A[mplifier]) sowie mittels Tiefpaßfiltern T ins Basisband herabgemischt und mittels Analog/Digital-Wandlern W digitalisiert.
Die vorgenannten Konzepte und Prinzipien sind in Figur 1A, in Figur 1B und in Figur 1C jeweils für den Empfangspfad dargestellt.
In der Vertikalen (Elevation E; vgl. Figur 1A, Figur 1B und Figur 1C) werden üblicherweise mehrere Antennenelemente übereinander angeordnet, die innerhalb einer Spalte mit einer festen Phasen- und Amplitudenbeziehung zueinander angesteuert werden. Damit wird eine Strahlbündelung in Elevation E erreicht, die der Erhöhung der Reichweite und der Ausblendung von unerwünschten Zielen, die sich in sehr geringer oder größerer Höhe befinden, dient.
Die Gruppenantenne G wird üblicherweise planar auf H[och]F[requenz]- Substraten, wie etwa Glas, Keramik oder Softboard, aufgebaut. Als Antennenelemente der Gruppenantenne G dienen im allgemeinen Patches, Alternativen sind zum Beispiel Dipol- oder Schlitzstrahler. Gegenwärtige Forschungsarbeiten beschäftigen sich mit der Übertragung dieser Konzepte in kostengünstige Systeme für die Anwendung im Kraftfahrzeug.
Der Einbau der Radarsensoren stellt insbesondere für den Seitenbereich hohe Anforderungen an die Baugröße sowie an die Form des Sensors.
Durch Verwendung planarer Antennen wird der Sensor flach. Da Radarsensoren nicht hinter den metallischen Außenwänden eines Fahrzeugs verbaut werden können, bleiben als Einbauraum im Seitenbereich vor allem um die Ecken des Fahrzeugs gezogene (Kunststoff-)Stoßfänger, Kunststoff-Zierleisten, Kratz- und
Prallschutzelemente sowie Spoiler.
In diesem Zusammenhang ist zu bedenken, dass die Außenwände von
Kraftfahrzeugen normalerweise nicht exakt in der Senkrechten sind. Der Radarsensor ist also unter Umständen schräg einzubauen, weil der hinter
Stoßfänger, Zierleisten und dergleichen zur Verfügung stehende Einbauraum nicht für einen senkrechten Einbau ausreicht. Die Einbauwinkel für den Radarsensor unterscheiden sich im allgemeinen für die unterschiedlichen Einbauorte an einem Kraftfahrzeug und/oder zwischen verschiedenen Kraftfahrzeugen.
Für die sich in Entwicklung befindlichen S[hort]R[ange]R[adar]-Sensoren mit zum Beispiel vier oder sechs Elementen in Elevation ist die Strahlkeule in Elevation so breit, dass ein schräger Einbau mit einer Abweichung in der Größenordnung von etwa + fünf Grad bis etwa + zehn Grad aus der Vertikalen toleriert werden kann.
Werden jedoch planare kurz- bis mittelreichweitige Sensoren oder planare L[ong]R[ange]R[adar]-/A[daptive]C[ruise]C[ontrol]-Sensoren betrachtet, so wird die Breite der Strahlkeule in Elevation nur noch wenige Grad betragen, um den notwendigen Antennengewinn zu erzielen; dann ist eine möglichst exakt entlang der Horizontalen orientierte Strahlkeule zwingend erforderlich.
Eine Strahlablenkung um drei Grad nach oben führt bei einem Abstand von dreißig Metern bereits dazu, dass sich das Maximum der Strahlkeule
1 ,60 Meter über dem Einbauort des Sensors befindet (vgl. Figur 2, anhand derer die Auslenkung der Strahlkeule bei einem um drei Grad schrägen Einbau optisch veranschaulicht ist).
Was nun planare H[och]F[requenz]-Leitungen sowie planare Antennen anbelangt, so werden für den Aufbau preisgünstiger H[och]F[requenz]- Schaltungen heutzutage planare H[och]F[requenz]-Leitungen, wie etwa Koplanar-, Mikrostreifen-, Schlitzleitungen oder dergleichen eingesetzt.
Exemplarisch sind diese drei planaren Leitungstypen mit dem jeweiligen prinzipiellen Verlauf des elektrischen Felds des Grundmodus - in Figur 3A als (symmetrische oder unsymmetrische) Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide"),
- in Figur 3B als Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line") und
- in Figur 3C als Schlitzleitung (= sogenannte "slot line") skizziert.
Abgesehen von den in Figur 3A, in Figur 3B und in Figur 3C dargestellten planaren Leitungstypen gibt es eine Vielzahl weiterer planarer Leitungstypen, so etwa Bandleitungen oder koplanare Zweibandleitungen (vgl. zum Beispiel R. K. Hoffmaπn, "Integrierte Mikrowellenschaltungen",
Springer-Verlag, Berlin, 1983).
Außerdem können folgende Modifikationen auftreten:
- eine Metallisierung der Substratunterseite; - mehrschichtige Substrate, wobei auch metallische Schichten auftreten können;
- dielektrische Schichten, die die metallischen Leiterbahnen überdecken.
Als Substrat dienen spezielle Mikrowellensubstrate, wie etwa Glas, Keramik oder Kunststoff, der mit Füllstoffen versetzt oder mit Glasfasern verstärkt sein kann, oder dergleichen. Auf diesem Mikrowellensubstrat werden planare Antennen beispielsweise mit Dipol-, Patch- oder Schlitzstrahlern aufgebaut; Einzelheiten hierzu sind zum Beispiel der Darstellung in P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London,
1991 , entnehmbar.
In Figur 4A, in Figur 4B und in Figur 4C sind mögliche Konfigurationen der Speisung der planaren Antennen gezeigt: - bei der Serienspeisung (sogenannter "series feed") gemäß Figur 4A tritt zwischen den Antennenelementen eine elektrische Weglänge auf, über die eine feste Strahlablenkung in Elevation eingestellt werden kann;
- bei der gleichphasigen Speisung (sogenannter "corporate feed") gemäß Figur 4B werden alle Antennenelemente mit der gleichen Phase gespeist, wobei die Amplitude üblicherweise symmetrisch nach außen hin abnimmt, um die Nebenkeulen zu reduzieren;
- eine Kombination aus der Serienspeisung (vgl. Figur 4A) und der gleichphasigen Speisung (vgl. Figur 4B) ist die phasen- und amplitudensymmetrische Speisung gemäß Figur 4C. Hier werden die Antennenelemente nicht notwendigerweise phasengleich gespeist, jedoch sind die Phasenabweichungen sowie die Amplitudenbelegung symmetrisch, und außerdem ist das Speisenetzwerk kleiner als bei der gleichphasigen Speisung (vgl. Figur 4B).
Wie den beiden exemplarischen Anordnungen einer direkten oder kapazitiven Serienspeisung gemäß Figur 5A und gemäß Figur 5B entnehmbar ist, können die Antennenelemente direkt an das Speisenetzwerk angekoppelt sein.
Alternativ hierzu können die Antennenelemente von der
Substratunterseite
- durch elektromagnetische Kopplung (sogenannte Schlitzkopplung; vgl. Figur 6A) oder
- über elektrische H[och]F[requenz]-Durchführungen (sogenannte "vias"; vgl. Figur 6B) seriell gespeist werden (vgl. P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991 ).
Das Leistungsverteilnetzwerk befindet sich dementsprechend entweder auf der gleichen Metallebene wie die Antennenelemente oder auf der den Antennenelementen gegenüberliegenden Substratseite. In letzterem Falle kann das Substrat eine innenliegende, stellenweise unterbrochene Metallisierung aufweisen bzw. kann aus mehreren metallischen und dielektrischen Schichten aufgebaut sein. Weiterhin kann die Leistungsverteilung und Speisung auf einer innenliegenden
Substratschicht erfolgen.
Was nun die Strahlschwenkung in Elevation anbelangt, so können durch Einstellen der Phasenbeziehung zwischen den Antennenelementen in Elevation die Strahlkeulen in Elevation geschwenkt werden, damit die
Strahlkeulen bei schrägem Einbau des Radarsensors im gewünschten Winkel in der Vertikalen (im allgemeinen parallel zur Horizontalebene) ausgerichtet sind.
Diese Strahlablenkung durch Phasenverschiebung zwischen den
Strahlerelementen ist in Figur 7 illustriert, wobei sich allgemeine Grundlagen sowie der funktionale Zusammenhang zwischen der Phasenverschiebung Δφ und dem Ablenkwinkel Θ in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991 , finden.
In diesem Zusammenhang kann die Einstellung der Phasenbeziehung zwischen den Strahlerelementen durch verschiedene Maßnahmen (i) und/oder (ii) erfolgen:
(i) Ein spezielles Design der Antenne bzw. des Speisenetzwerks für jeden Elevationswinkel kann am einfachsten durch unterschiedliche Leitungslängen im Speisenetzwerk, über das die Antennenelemente angesteuert werden, realisiert werden.
Hierzu müßten unterschiedliche H[och]F[requenz]-Platinen für jeden vom Benutzer gewünschten Elevationswinkel bzw. für eine gewisse Anzahl sinnvoll abgestufter Elevationswinkel hergestellt und in die entsprechenden Sensoren eingesetzt werden, was einen erheblichen logistischen sowie organisatorischen Aufwand bei Produktion und Lagerhaltung erfordert.
Durch Verwechslung des Typenschilds oder der H[och]F[requenz]- Platine könnte außerdem der Fehler auftreten, dass ein Sensor nicht den vorgesehenen Elevationswinkel aufweist; dann funktioniert das Radarsystem gar nicht, mit verringerter Reichweite oder nur unter bestimmten Umständen.
Ein derartiger Fehler wäre nur sehr schwer zu finden, denn der falsche Elevationswinkel kann äußerlich am Sensor nicht erkannt werden, sondern nur durch öffnen des Sensors sowie durch genaue Inspektion der H[och]F[requenz]-Platine oder durch eine Messung der Strahlcharakteristik, was in einer Kraftfahrzeugwerkstätte praktisch undurchführbar ist.
(ii) Elektronisch oder auf andere Weise einstellbare Phasenschieber (vgl. S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991) zwischen den Antennenelementen verbieten sich wegen der Anzahl der erforderlichen Phasenschieber, der damit verbundenen Kosten und zudem der möglicherweise zunehmenden Sensorbaugröße.
Bei mechanisch "getrimmten" Phasenschiebern kann hier außerdem der vorgenannte Fehler auftreten, dass der eingestellte Elevationswinkel oder das Typenschild verwechselt werden.
Der Elevationswinkel eines Radarsensors mit elektronisch gesteuerten Phasenschiebern könnte zwar über einen Informationsaustausch mit der Kraftfahrzeugelektronik auf den korrekten Wert eingestellt werden, ohne dass hierbei Fehler auftreten, jedoch verbieten sich elektronisch steuerbare Phasenschieber aus Kostengründen, wie erwähnt.
Darstellung der Erfindung: Aufgabe, Lösung, Vorteile
Ausgehend von den vorstehend dargelegten Nachteilen und
Unzulänglichkeiten sowie unter Würdigung des umrissenen Standes der Technik liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art sowie ein Verfahren der eingangs genannten Art so weiterzuentwickeln, dass das Einstellen des Winkels der Strahlkeulen des Radarsensors in Elevation auf einfache und kostengünstige Weise bewerkstelligbar ist, wobei die Elektronik- und H[och]F[requenz]-Baugruppen für alle realisierbaren Elevationswinkel unverändert bleiben sollen.
Des weiteren sollen durch die vorliegende Erfindung Fehler ausgeschlossen werden, die durch Verwechslung der Phasenschieber- Baugruppe und/oder des Typenschilds oder durch fehlerhaftes "Trimmen" entstehen.
Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen sowie durch ein Verfahren mit den im Anspruch 18 angegebenen Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und zweckmäßige Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den jeweiligen Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Lehre gemäß der vorliegenden Erfindung geht demnach von der Bereitstellung einer oder mehrerer in erfindungswesentlicher Weise für das Senden und/oder für das Empfangen von hochfrequenter elektromagnetischer Strahlung einsetzbarer Radarantennen für den nichtsenkrechten Einbau an oder in Fortbewegungsmitteln, insbesondere an oder in Kraftfahrzeugen, aus.
Kern der vorliegenden Erfindung ist das Einstellen des Strahlwinkels in Elevation der Strahlkeule einer Radarantenne für Fortbewegungsmittel, insbesondere für Kraftfahrzeuge, wozu das bewußte und gezielte Verstimmen der mindestens einen planaren H[och]F[requenz]-
Signalleitung
- durch Verändern der effektiven Dielektrizitätszahl, insbesondere des Ausbreitungskoeffizienten, der Signalleitung (sogenanntes "dielectric loading"), zum Beispiel mittels mindestens einer Kappe aus dielektrischem Material, oder
- durch Anbringen mindestens eines Elements aus leitfähigem Material, zum Beispiel mindestens eines Ra[dar]dom[e]s aus Metall, in einem gewissen Abstand von der Signalleitung oder
- durch Kombinieren dieser beiden technischen Maßnahmen genutzt wird.
Nun ist das Prinzip des sogenannten "dielectric loading" bei mechanisch steuerbaren Phasenschiebern an sich bereits aus dem Stand der Technik bekannt (eine einfache Möglichkeit, einen mechanisch steuerbaren Phasenschieber zu realisieren, ist zum Beispiel in S. K. Koul, B. Bhat,
"Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991 , beschrieben):
Hierbei besteht das Prinzip des "dielectric loading" bei mechanisch steuerbaren Phasenschiebern darin, die effektive Dielektrizitätszahl der
Leitung zu verändern. Zu diesem Zwecke wird bei planaren Leitungen, wie etwa Microstrip-Leitungen oder Striplines (vgl. Seite 73 in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991), das die planare Leitung umgebende Material verändert, beispielsweise indem eine Platte aus dielektrischem Material über die Leitung geschoben wird.
Dieses Prinzip läßt sich auch auf weitere planare Leitungen, wie etwa auf Koplanarleitungen, auf Schlitzleitungen sowie auf eine Vielzahl symmetrischer und asymmetrischer Streifenleitungen anwenden; analog hierzu läßt sich auch die effektive Dielektrizitätszahl eines Hohlleiters ändern, indem ein Stück dielektrisches Material innerhalb des Hohlleiters verschoben wird (vgl. Seite 75 in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991).
Eine alternative Möglichkeit der Beeinflussung der effektiven Dielektrizitätszahl eines dielektrischen Wellenleiters ist die Variation des Abstands eines leitfähigen Elements vom Wellenleiter. Dieses Prinzip wird in der Druckschrift WO 00/54368 A1 aus dem Stand der Technik genutzt, um eine Strahlschwenkung durch mechanisches Auf- und
Abbewegen einer leitenden Platte über einem dielektrischen Wellenleiter zu realisieren.
Im Gegensatz zur Offenbarung gemäß der Druckschrift WO 00/54368 A1 wird bei der vorliegenden Erfindung jedoch kein dielektrischer
Wellenleiter, sondern vielmehr eine planare H[och]F[requenz]-Leitung genutzt, die in vielfältigen Ausführungsformen, etwa als Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide"), als Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line"), als Schlitzleitung (= sogenannte "slot line") oder als andere symmetrische und/oder asymmetrische Streifenleitungen, ausgebildet sein kann (vgl. zur Ausgestaltung von planaren H[och]F[requenz]-Leitung auch R. K. Hoffmann, "Integrierte Mikrowellenschaltungen", Springer-Verlag, Berlin, 1983).
Im Vergleich zum Stand der Technik gemäß der Druckschrift WO 00/54368 A1 ist die neue sowie erfinderische Ausgestaltung gemäß der vorliegenden Erfindung insofern vorteilhaft, als die komplizierte Prozessierung des dielektrischen Wellenleiters auf dem Substrat wegfällt.
Auch entfallen Übergänge zwischen dem dielektrischen Wellenleiter und der das Sendesignal erzeugenden bzw. das Empfangssignal weiterverarbeitenden H[och]F[requenz]-Schaltung. Die H[och]F[requenzj- Schaltung ist zweckmäßigerweise mit planaren H[och]F[requenz]- Leitungen aufgebaut. Die H[och]F[requenz]-Schaltung und die planaren H[och]F[requenz]-Leitungen, deren Phase(nbeziehung) und deren Antennendiagramm durch die dielektrische Kappe beeinflußt werden, befinden sich günstigerweise auf dem gleichen Substrat.
Des weiteren wird bei der vorliegenden Erfindung - im Unterschied zum Stand der Technik gemäß der Druckschrift WO 00/54368 A1 - nicht nur mindestens ein leitfähiges, insbesondere metallisches, Element, sondern alternativ oder ergänzend hierzu auch mindestens ein dielektrisches Element zum Beeinflussen der Phase(ndifferenz) zwischen den einzelnen Strahlelementen des Radarsensors verwendet.
Dies ist für einen dielektrischen Wellenleiter, wie er in der Druckschrift
WO 00/54368 A1 offenbart ist, prinzipiell nur sehr eingeschränkt möglich, denn die Wellenführung im dielektrischen Wellenleiter beruht auf dem Unterschied in der Dielektrizitätskonstante zwischen Wellenleiter und umgebender Luft. Würde nun ein dielektrisches Element in unmittelbare Nähe des dielektrischen Wellenleiters gebracht, so würde ein Teil der
Leistung in das dielektrische Element ausgekoppelt und ginge demzufolge unerwünschterweise verloren.
Als weiteres Abgrenzungskriterium der vorliegenden Erfindung zur Offenbarung gemäß der Druckschrift WO 00/54368 A1 dient, dass sich der aus dem Stand der Technik bekannte Gegenstand auf eine "scannende" Antenne bezieht, deren Strahlkeule zeitlich sich wiederholend einen bestimmten Winkelbereich abtastet, wohingegen die vorliegende Erfindung in bevorzugter Weise die feste Einstellung der Strahlkeule mittels der Kappe des (Radar-)Sensors behandelt.
Gemäß einer erfindungswesentlichen Weiterbildung sowohl der vorliegenden Vorrichtung als auch des vorliegenden Verfahrens kann zusätzlich
- der Elevationswinkel, - die Typenbezeichnung des Sensors und/oder
- der Fahrzeugtyp sowie der Einbauort, für den der Sensor mit seinem speziellen Elevationswinkel vorgesehen ist, direkt
- in mindestens einer Beschriftung des vorzugsweise kappenförmig ausgebildeten dielektrischen Materials und/oder
- in mindestens einer Beschriftung des vorzugsweise kappenförmig ausgebildeten leitfähigen Elements vermerkt sein. Eine Verwechslung von Sensoren ist somit ausgeschlossen.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltungsform der vorliegenden Erfindung kann die exakte Einstellung der verschiedenen Elevationswinkel
- über den Abstand der dielektrischen Kappe und/oder - über den Abstand der leitfähigen Kappe vom Speisenetzwerk (= sogenanntes "Feednetzwerk") erfolgen. Alternativ oder in Ergänzung hierzu kann die exakte Einstellung der verschiedenen Elevationswinkel auch über das Material, insbesondere über die Dielektrizitätskonstante des Materials, der Kappe erfolgen.
Wiederum alternativ oder in Ergänzung hierzu kann die exakte Einstellung der verschiedenen Elevationswinkel auch durch eine geeignete, vom Elevationswinkel abhängige Strukturierung der Kappe, zum Beispiel in Form von Löchern, in Form von Rillen, in Form von Säulen, in Form von Stufen, in Form von Waben und/oder in Form von dergleichen, erfolgen.
Besonders vorteilhaft ist eine Strukturierung der dielektrischen oder metallbeschichteten Kappe mit mindestens einer periodischen Struktur, etwa mit einer P[hotonic]B[and]G[ap]-Struktur, so dass eine sogenannte
"Slow Wave"-Struktur entsteht. Mit einer derartigen periodischen Struktur, die Durchlaßbereich und Sperrbereiche in der Frequenz aufweist und an sich zum Beispiel von Wellenleitern bekannt ist, lassen sich besonders große Phasenverschiebungen und damit besonders große Elevationswinkel erzielen.
Die "Slow Wave"-Struktur ermöglicht es in diesem Zusammenhang, die erforderliche Phasenverschiebung in einer direkten Verbindung zwischen zwei Patchelementen [= Antennen- oder Strahl(er)elementen] einzubringen, ohne dass Umwegleitungen erforderlich sind, die im zwischen den Speisungen der Antennen- oder Strahl(er)elemente zur Verfügung stehenden Raum schwierig unterzubringen sind und zusätzliche Verluste hervorrufen. Für Anwendungen im S[hort]R[ange]R[adar] ist eine "Slow Wave"-Struktur besonders gut geeignet, weil die "Slow Wave"-Struktur besonders breitbandig ist. Da der Abstand zwischen dem dielektrischen und/oder leitfähigen Element und der das Substrat aufweisenden H[och]F[requenz]-Platine relativ genau einzustellen und über die Lebensdauer der Sensorvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung konstant zu halten ist, sollte der Toleranzbereich dieses AbStands schätzungsweise im
Bereich von einigen zehn Mikrometern liegen.
Aus diesem Grunde weist das Material des dielektrischen Körpers und/oder des leitfähigen Körpers gemäß einer zweckmäßigen Weiterbildung der vorliegenden Erfindung einen ähnlichen, im Optimalfall sogar gleichen thermischen Ausdehnungskoeffizienten wie das Material der H[och]F[requenz]-Platine, und hierbei insbesondere wie das Material des Substrats, auf.
Wenn hierbei alle dielektrischen und/oder leitfähigen Elemente bzw.
Körper für die unterschiedlichen Elevationswinkel aus dem gleichen Material oder zumindest aus einem in bezug auf das thermische Ausdehnungsverhalten ähnlichen Material aufgebaut sind, kann der Elevationswinkel mittels der vorstehend diskutierten Strukturierung des dielektrischen und/oder leitfähigen Elements eingestellt werden.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann das dielektrische Material und/oder das leitfähige Element mechanisch, zum Beispiel durch Klemmen oder Schrauben über Abstandshalter, oder in direktem, auch durch punktuelle Kontaktflächen realisierbarem Kontakt mit der H[och]F[requenz]-Platine verbunden sein. Eine alternative oder ergänzende Möglichkeit ist das punktuelle oder vollflächige Verkleben von dielektrischem und/oder leitfähigem Körper und H[och]F[requenz]-Platine.
In einer erfindungswesentlichen Weiterbildung der vorliegenden Erfindung wie auch des vorliegenden Verfahrens kann das dielektrische Material und/oder das leitfähige Element auch mehrteilig aufgebaut sein. Zu diesem Zwecke kann beispielsweise das die Phasen und damit das Antennendiagramm beeinflußende Element über dem Feed- oder Speisenetzwerk oder unter dem Feed- oder Speisenetzwerk montiert werden; mindestens ein weiteres, vorzugsweise kappenförmig ausgebildetes Element schützt die Radaranordnung dann gegen Umwelteinflüsse.
Alternativ oder in Ergänzung hierzu kann das die Phasen und damit das
Antennendiagramm beeinflußende Element auch in mindestens eine Aussparung der Kappe eingesetzt werden, um sodann zusammen mit dieser Kappe über dem Speisenetzwerk oder unter dem Speisenetzwerk montiert zu werden.
Gemäß einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung können die Übergänge zwischen phasenmäßig verstimmten Bereichen und phasenmäßig unverstimmten Bereichen durch graduelle Übergänge zwischen diesen Bereichen realisiert werden. Dies bedeutet, dass der Abstand des dielektrischen und/oder metallischen Körpers zur
Planarleitung im Übergangsbereich vorzugsweise kontinuierlich, beispielsweise linear trapezförmig, verläuft oder in mehreren kleinen Stufen variiert.
In diesem Zusammenhang kann (bzw. sollte bei einer exemplarischen
Ausgestaltung als Ra[dar]dom[e] oder "Radarkuppel") die Metallisierung des dielektrischen und/oder metallischen Körpers im Bereich der ungestörten Pianarleitungen weggelassen werden. Der Übergangsbereich zu den gezielt gestörten Pianarleitungen kann aber durchaus metallisiert sein. In einer bevorzugten Ausgestaltungsform der vorliegenden Erfindung kann das Feednetzwerk oder Speisenetzwerk in mindestens einem anderen Leitungstyp ausgeführt sein, um eine stärkere Beeinflussung der Phase durch das dielektrische Material oder durch das leitfähige Element zu bewirken. So kann beispielsweise die H[och]F[requenz]-Schaltung aus Mikrostreifenleitungen (= sogenannte "microstrip lines") aufgebaut sein, wohingegen das Speisenetzwerk in dem Bereich, in dem die Phase und damit das Antennendiagramm beeinflußt werden soll, koplanar ausgebildet ist.
Dieser unterschiedlichen Ausgestaltung liegt zugrunde, dass bei einer Koplanar- oder Schlitzleitung ein größerer Anteil des elektromagnetischen Felds in der Luft oberhalb der Leitung geführt wird als bei einer Mikrostreifenleitung; damit ist die Beeinflussung durch die dielektrische Kappe oder durch das leitfähige Element größer.
Um den Radarstrahl in Elevation bei unterschiedlicher Belastung eines Fortbewegungsmittels ohne Niveauregulierung, insbesondere eines Kraftfahrzeugs ohne Niveauregulierung, auf dem gleichen Winkel zu halten, kann das phasenbeeinflussende dielektrische und/oder leitfähige
Element in zweckmäßiger Weise verstellbar ausgeführt sein. Ein derartiges Verstellen kann zum Beispiel über mindestens einen Elektromotor erfolgen.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung der vorliegenden Erfindung weist der (Radar-)Sensor mindestens ein zweckmäßigerweise von außen zugängliches Kodierelement, wie etwa mindestens einen Jumper oder mindestens einen Schalter, auf.
Über ein derartiges Kodierelement wird dem Sensor zum Zwecke einer
Winkelauswertung die Einbaulage mitgeteilt. Dann kann der Sensor "richtig herum" und "über Kopf eingebaut werden, und zwar in Abhängigkeit davon, ob eine Strahlablenkung nach oben oder eine Strahlablenkung nach unten erwünscht ist.
Auf diese Weise muß der (Radar-)Sensor nur für eine Art von Kappenelement - dielektrisch oder aus Metall - ausgelegt werden, und die mit einem derartigen Typ von Kappenelement erzielbare, lediglich in eine Richtung gehende Strahlablenkung kann optimiert bzw. maximiert werden.
Die voriiegende Erfindung betrifft des weiteren mindestens einen mechanisch steuerbaren Phasenschieber, der auf der Variation des Abstands mindestens eines leitfähigen Elements von mindestens einer planaren H[och]F[requenz]-Leitung, wie zum Beispiel - von mindestens einer Bandleitung,
- von mindestens einer (symmetrischen oder unsymmetrischen) Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide"),
- von mindestens einer Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line"), - von mindestens einer Schlitzleitung (= sogenannte "slot line") oder
- von mindestens einer koplanaren Zweibandleitung, beruht (zur Definition der Leitungstypen: vgl. Seite 93 in R. K. Hoffmann, "Integrierte Mikrowellenschaltungen", Springer-Verlag, Berlin, 1983).
Die voriiegende Erfindung betrifft des weiteren mindestens einen dielektrischen Wellenleiter, bei dem die Phasenverschiebung bzw. der Winkel, insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation durch variabel beabstandbares Anordnen mindestens eines zumindest partiell aus leitfähigem Material, insbesondere zumindest partiell aus Metall, gebildeten Elements einstellbar ist. In diesem Zusammenhang wird bei einem dielektrischen Wellenleiter das Anordnen mindestens eines leitfähigen Elements gegenüber dem Anordnen mindestens eines dielektrischen Elements bevorzugt, denn "dielectric loading" funktioniert auf einem dielektrischen Wellenleiter insofern nur sehr eingeschränkt, als die Wellenleitung des dielektrischen Wellenleiters auf Totalreflexion an der Grenzfläche zur Luft beruht und die Welle bei durch ein oder mehrere dielektrische Elemente bewirktem stärkerem "dielectric loading" nicht mehr geführt wird.
Die vorliegende Erfindung betrifft schließlich die Anwendung mindestens einer Vorrichtung gemäß der vorstehend dargelegten Art und/oder eines Verfahrens gemäß der vorstehend dargelegten Art im Automobilbereich, insbesondere auf dem Gebiet der Fahrzeugumfeldsensorik, so zum Beispiel zum Messen sowie zum Bestimmen der Winkellage von mindestens einem Objekt, wie sie etwa auch im Rahmen einer Pre-Crash- Sensierung zum Auslösen eines Airbags in einem Kraftfahrzeug relevant ist.
Hierbei wird durch eine Sensorik, insbesondere Radarsensorik, festgestellt, ob es zu einer möglichen Kollision mit dem detektierten Objekt, beispielsweise mit einem anderen Kraftfahrzeug, kommen wird. Falls es zu einer Kollision kommt, wird zusätzlich bestimmt, mit welcher Geschwindigkeit und an welchem Aufschlagpunkt es zur Kollision kommt.
In Kenntnis dieser Daten können lebensrettende Millisekunden für den Fahrer des Kraftfahrzeugs gewonnen werden, in denen vorbereitende Maßnahmen beispielsweise bei der Ansteuerung des Airbags oder bei der Straffung des Gurtsystems vorgenommen werden können.
Weitere mögliche Einsatzgebiete von Vorrichtung und von Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung sind Einpark-Assistenzsysteme, eine Tote-Winkel-Detektion bzw. Tote-Winkel-Überwachung oder ein Stop & Go-System als Erweiterung zu einer bestehenden Einrichtung zum adaptiven automatischen Regeln der Fahrgeschwindigkeit, wie etwa einem A[daptive-]C[ruise-]C[ontrol]-System (= System zur adaptiven
Geschwindigkeitsregelung).
Demzufolge kann das gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagene Planarantennensystem sowohl im L[ong]R[ange]R[adar]-Bereich als auch bei A[daptive]C[ruise]C[ontrol]-Systemen, zum Beispiel der dritten
Generation, als auch im S[hort]R[ange]R[adar]-Bereich eingesetzt werden.
In diesem Zusammenhang wird unter L[ong]R[ange]R[adar] im allgemeinen ein langreichweitiges Radar für Fernbereichsfunktionen verstanden, das typischerweise bei einer Frequenz von 77 Gigahertz für A[daptive]C[ruise]C[ontrol]-Funktionen eingesetzt wird.
Prinzipiell kann das S[hort]R[ange]R[adar]-System mit den gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagenen Antennen- oder
Strahl(er)elementen sowie mit den gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagenen dielektrischen bzw. metallisierten, insbesondere kappenförmigen Körpern ausgerüstet werden, sofern sich die gezielte Einstellung des Elevationswinkels als notwendig erweist.
Dies gilt in stärkerem Maße für Folgegenerationen des S[hort]R[ange]R[adar], wenn
- insbesondere empfangsseitig eine stärkere Strahlbündelung in Elevation in Zusammenhang mit einer Reichweitenerhöhung erfolgen sollte oder
- insbesondere sendeseitig größere und damit stärker bündelnde Antennenarrays eingesetzt werden, um die Nebenkeulen weiter zu verringern.
In diesem Zusammenhang wird unter S[hort]R[ange]R[adar] im allgemeinen ein kurzreichweitiges Radar für Nahbereichsfunktionen verstanden, das typischerweise bei einer Frequenz von 24 Gigahertz für Einparkhilfsfunktionen oder für Pre-Crash-Funktionen zur Auslösung eines Airbags eingesetzt wird.
Nicht zuletzt hierfür kann die Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung in einem S[hort]R[ange]R[adar]-Sensor verwendet werden, bei dem die Richtung der Strahlkeule in Elevation durch mindestens eine fahrzeugspezifische dielektrische und/oder leitfähige Kappe eingestellt wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Wie bereits vorstehend erörtert, gibt es verschiedene Möglichkeiten, die Lehre der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten und weiterzubilden. Hierzu wird einerseits auf die den Ansprüchen 1 und 18 nachgeordneten Ansprüche verwiesen, andererseits werden weitere Ausgestaltungen, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung nachstehend anhand der durch die Figuren 8A bis 36 veranschaulichten Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Es zeigt:
Fig. 1A in teilschematischer Darstellung eine erste Anordnung zur analogen Strahlformung über Phasenschieber gemäß dem Stand der Technik; Fig. 1B in teilschematischer Darstellung eine zweite Anordnung zur analogen Strahlformung über ein Strahlformungsnetzwerk gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 1C in teilschematischer Darstellung eine Anordnung zur digitalen Strahlformung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 2 in seitlicher Darstellung die Auslenkung der Strahlkeule bei schrägem Einbau eines Radarsensors gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 3A in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine erste Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung ausgebildet ist;
Fig. 3B in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine zweite Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung ausgebildet ist;
Fig. 3C in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine dritte Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Schlitzleitung ausgebildet ist;
Fig. 4A in schematischer Darstellung eine erste Möglichkeit für eine Speisung von Antennenelementen in Form einer Serienspeisung gemäß dem Stand der Technik; Fig. 4B in schematischer Darstellung eine zweite Möglichkeit für eine Speisung von Antennenelementen in Form einer gleichphasigen Speisung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 4C in schematischer Darstellung eine dritte Möglichkeit für eine Speisung von Antennenelementen in Form einer phasen- und amplitudensymmetrischen Speisung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 5A in Aufsichtdarstellung eine erste Möglichkeit für eine direkte oder kapazitive Serienspeisung von Antennenelementen gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 5B in Aufsichtdarstellung eine zweite Möglichkeit für eine direkte oder kapazitive Serienspeisung von Antennenelementen gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 6A in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) eine erste Möglichkeit für eine Serienspeisung von Antennenelementen von der Substratunterseite her durch elektromagnetische Schlitzkopplung gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 6B in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) eine zweite Möglichkeit für eine Serienspeisung von Antennenelementen von der Substratunterseite her über elektrische H[och]F[requenz]- Durchführungen gemäß dem Stand der Technik; Fig. 7 in schematischer Darstellung eine Anordnung zur Strahlablenkung durch Phasenverschiebung zwischen Strahlerelementen gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 8A in Querschnittdarstellung ein erstes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung ausgebildet ist;
Fig. 8B in Querschnittdarstellung das erste Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung ausgebildet ist;
Fig. 8C in Querschnittdarstellung das erste Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Schlitzleitung ausgebildet ist;
Fig. 9A in Querschnittdarstellung ein zweites Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung ausgebildet ist;
Fig. 9B in Querschnittdarstellung das zweite Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung ausgebildet ist;
Fig. 9C in Querschnittdarstellung das zweite Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Schlitzleitung ausgebildet ist;
Fig. 10A in Querschnittdarstellung ein drittes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung ausgebildet ist; Fig. 10B in Querschnittdarstellung das dritte Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung ausgebildet ist;
Fig. 10C in Querschnittdarstellung das dritte Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Schlitzleitung ausgebildet ist;
Fig. 11 in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) ein viertes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 12 in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) ein fünftes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 13 in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) ein sechstes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 14 in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) ein siebtes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 15 in schematischer Darstellung ein achtes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung; Fig. 16 in schematischer Darstellung ein neuntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 17 in schematischer Darstellung eine Vorrichtung, in die binär abgestufte Phasenverschiebungselemente eingebaut sind;
Fig. 18 in schematischer Darstellung ein zehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 19 in schematischer Darstellung ein elftes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 20 in schematischer Darstellung ein zwölftes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 21 in schematischer Darstellung ein dreizehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 22 in schematischer Darstellung ein vierzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 23 in schematischer Darstellung ein fünfzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 24 in schematischer Darstellung ein für Simulationsrechnungen ausgelegtes Ausführungsbeispiel eines einfachen Speisenetzwerks gemäß der vorliegenden Erfindung; Fig. 25 in perspektivischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines ersten Simulationsmodells der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus Fig. 24 im Falle des Vorsehens von dielektrischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 26 in perspektivischer Darstellung ein zu Fig. 25 alternatives Ausführungsbeispiel eines Simulationsmodells der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus Fig. 24 im Falle des Vorsehens von metallischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 27 in dreidimensionaler Plotdarstellung die in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus Fig. 24 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 28 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus Fig. 24 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen;
Fig. 29 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus Fig. 24 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung, mit dielektrischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung sowie mit metallischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 30 in perspektivischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines zweiten Simulationsmodells einer Anordnung mit mäanderförmigem Speisenetzwerk gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 31 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Speisenetzwerk aus Fig. 30 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen;
Fig. 32 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Speisenetzwerk aus Fig. 30 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung, mit dielektrischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung sowie mit metallischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung; Fig. 33 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Speisenetzwerk aus Fig. 30 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen, mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen sowie mit metallischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen;
Fig. 34 in perspektivischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines dritten Simulationsmodells einer Anordnung mit gleichphasigem Speisenetzwerk gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 35 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit gleichphasigem Speisenetzwerk aus Fig. 34 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung, mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung (Strahlablenkung: "nach vorne") sowie mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung (Strahlablenkung: "nach hinten"); und
Fig. 36 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkuπgswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit gleichphasigem Speisenetzwerk aus Fig. 34 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen, mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung (Strahlablenkung: "nach vorne") für verschiedene Frequenzen sowie mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung (Strahlablenkung: "nach hinten") für verschiedene Frequenzen.
Gleiche oder ähnliche Ausgestaltungen, Elemente oder Merkmale sind in den Figuren 1A bis 36 mit identischen Bezugszeichen versehen.
Bester Weg zur Ausführung der Erfindung
Im folgenden wird die insbesondere für den Nahbereich ausgelegte (Radar-)Vorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung sowie ein hierauf bezogenes Verfahren zum Erfassen, zum Detektieren und/oder zum Auswerten von einem oder mehreren Objekten beispielhaft erläutert.
In diesem Zusammenhang kann die als Antenne fungierende Vorrichtung 100 in erfindungswesentlicher Weise zum Senden und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung genutzt werden.
Hierzu weist die Vorrichtung 100 eine Substratschicht 10 mit einer
Dielektrizitätskonstante εr,ι auf; auf der Unterseite 10u des Substrats 10 ist eine Metallisierungsschicht 12 aufgebracht (vgl. Figur 3B: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. Figur 8B: erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 9B: zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 10B: drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Auf der Oberseite 10o des Substrats 10 verläuft ein planar ausgebildetes
Feednetzwerk oder Speisenetzwerk in Form einer oder mehrerer Leitungen 20; exemplarisch sind in den Figuren 3A, 3B, 3C (= Ausführungen gemäß dem Stand der Technik) sowie in den Figuren 8A, 8B, 8C (= erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100), in den Figuren 9A, 9B, 9C (= zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100) und in den Figuren 10A, 10B, 10C (= drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100) jeweils drei unterschiedliche planare Leitungstypen mit dem jeweiligen prinzipiellen Verlauf des elektrischen Felds des Grundmodus dargestellt, nämlich - in den Figuren 3A, 8A, 9A, 10A eine symmetrische Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide"),
- in den Figuren 3B, 8B, 9B, 10B eine Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line") und
- in den Figuren 3C, 8C, 9C, 10C eine Schlitzleitung (= sogenannte "slot line").
Das planare Leitungswerk 20 führt zu mehreren, ebenfalls auf der substratförmigen H[och]F[requenz]-Platine 10 aufgebrachten Antennenoder Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 (vgl. Figuren 4A, 4B, 4C, 5A, 5B, 6A, 6B: Ausführungen gemäß dem Stand der Technik; vgl. Figur 11: viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 12: fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 13: sechstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 14: siebtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 15: achtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 16: neuntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 17: Vorrichtung mit drei binär abgestuften Phasenverschiebungselementen 60, 62, 64; vgl. Figur 18: zehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 19: elftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 20: zwölftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 21 : dreizehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 22: vierzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 23: fünfzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Die Speisung dieser Strahlerelemente 32, 34, 36, 38 kann auf verschiedene Arten erfolgen, so etwa als serielle Speisung 22s (sogenannter "series feed": vgl. Figuren 4A, 5A, 5B, 6A, 6B: Ausführungen gemäß dem Stand der Technik; vgl. Figur 11 : viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 12: fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 13: sechstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 14: siebtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 15: achtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 22: vierzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Vorrichtung 100; vgl. Figur 23: fünfzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Hierbei erfolgt bei einer derartigen Serienspeisung 22s ein direktes oder kapazitives Ankoppeln des Feed- oder Speisenetzwerks auf der
Oberseite 10o des Substrats 10 (vgl. Figuren 5A, 5B: Ausführungen gemäß dem Stand der Technik; vgl. Figur 11 : viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 12: fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Alternativ zu einem derartigen direkten oder kapazitiven Ankoppeln des Speisenetzwerks auf der Oberseite 10o des Substrats 10 kann eine serielle Speisung 22s auch von der Unterseite 10u des Substrats 10 her mittels elektromagnetischen Ankoppeins des Speisenetzwerks durch jeweils einen Schlitz 32s, 34s, 36s, 38s erfolgen (vgl. Figur 6A: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. Figur 13: sechstes Ausfuhrungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 22: vierzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 23: fünfzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Alternativ zu einem derartigen elektromagnetischen Ankoppeln des Speisenetzwerks von der Unterseite 10u des Substrats 10 her kann eine serielle Speisung 22s auch von der Unterseite 10u des Substrats 10 her über jeweils eine elektrische Durchführung 32d, 34d, 36d, 38d erfolgen (vgl. Figur 6B: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. Figur 14: siebtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Eine zur Methode der Serienspeisung 22s alternative oder ergänzende Methode der Speisung der Antennenelemente 32, 34, 36, 38 ist die gleichphasige Speisung 22g (= sogenanntes "corporate feed": vgl. Figur
4B: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. Figur 17: Vorrichtung mit drei binär abgestuften Phasenverschiebungselementen 60, 62, 64; vgl. Figur 18: zehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 19: elftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 20: zwölftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. Figur 21 : dreizehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Eine weitere, zur Methode der Serienspeisung 22s und/oder zur Methode der gleichphasigen Speisung 22g alternative oder ergänzende Methode der Speisung der Antennenelemente 32, 34, 36, 38 ist die phasen- und amplitudensymmetrische Speisung 22p (vgl. Figur 40: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. Figur 16: neuntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Der Kern der vorliegenden Erfindung ist nun darin zu sehen, dass der Strahlwinkel in Elevation E der für ein Kraftfahrzeug 200 vorgesehenen Radarantenne oder Radarvorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung eingestellt werden kann, indem die planare H[och]F[requenz]- Signalleitung 20 bewußt und gezielt verstimmt wird.
Dieses bewußte sowie gezielte Verstimmen der planaren H[och]F[requenz]-Signalleitung 20 und damit das bewußte sowie gezielte Beeinflussen des Phasenunterschieds Δφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 sowie des resultierenden Antennendiagramms erfolgt beim ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß den Figuren 8A, 8B, 8C durch Verändern der effektiven Dielektrizitätszahl εeff, das heißt des Ausbreitungskoeffizienten der Signalleitung 20 (sogenanntes "dielectric loading"), indem eine Kappe aus dielektrischem Material 40 mit einer Dielektrizitätskonstante εr,2 > 1 in einem gewissen Abstand oberhalb der planaren Signalleitung 20 angeordnet wird.
Hierbei kann durch Vergrößern der Dielektrizitätszahl εr,2 des dielektrischen Materials 40 oberhalb der Leitung 20 der Ausbreitungskoeffizient auf der Leitung 20 und damit der
Phasenunterschied Δφ zwischen zwei Strahler-Elementen 32, 34 bzw. 34, 36 bzw. 36, 38 vergrößert werden.
Das bewußte sowie gezielte Verstimmen der planaren H[och]F[requenz]- Signalleitung 20 und damit das bewußte sowie gezielte Beeinflussen des
Phasenunterschieds Δφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 sowie des resultierenden Antennendiagramms erfolgt beim zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß den Figuren 9A, 9B, 9C durch Anbringen eines platten- oder schichtförmigen Elements 50 aus leitfähigem Material in einem gewissen Abstand von der Signal leitung 20.
Hierbei kann durch Anbringen des leitfähigen Elements 50 oberhalb der Leitung 20 mit Luft im Zwischenraum der Ausbreitungskoeffizient auf der Leitung 20 und damit der Phasenunterschied Δφ zwischen zwei Strahler- Elementen 32, 34 bzw. 34, 36 bzw. 36, 38 verkleinert werden.
Wird - wie im Falle des zweiten Ausführungsbeispiels gemäß den Figuren 9A, 9B, 9C - die Phasendifferenz Δφ und damit der Elevationswinkel Θ durch ein metallisches Element 50 eingestellt, so läßt sich dieses metallische Element 50 günstig durch eine teilweise oder vollständige
Metallisierung einer Kunststoffkappe herstellen.
Das bewußte sowie gezielte Verstimmen der planaren H[och]F[requenz]- Signalleitung 20 und damit das bewußte sowie gezielte Beeinflussen des Phasenunterschieds Δφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 sowie des resultierenden Antennendiagramms erfolgt beim dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß den Figuren 10A, 10B, 10C durch Kombinieren dieser beiden technischen Maßnahmen (= dielektrisches Element + leitfähiges Element) in Form einer Kappe aus dielektrischem Material 40, deren von der Leitung 20 abgewandte Seite mit einer leitfähigen Schicht 50s beschichtet ist. Alternativ hierzu ist auch eine Variante denkbar, bei der das leitfähige Element 50 mit einer oder mehreren dielektrischen Schichten 40s beschichtet ist.
Das "dielectric loading" mittels der dielektrischen Kappe 40 (vgl. Figuren
8A, 8B, 8C) bzw. das Anbringen des leitfähigen Elements 50 (vgl. Figuren 9A, 9B, 90) bzw. das Kombinieren dieser beiden technischen Maßnahmen (vgl. Figuren 10A, 10B, 10C) erfolgt durch eine entsprechende, vom gewünschten Elevationswinkel Θ abhängige
- Gestaltung der dielektrischen Kappe 40 (vgl. Figuren 8A, 8B, 80) bzw. - Gestaltung der leitfähigen Kappe 50 (vgl. Figuren 9A, 9B, 90) bzw.
- Gestaltung der dielektrischen Kappe 40 mit leitfähiger Schicht 50s (vgl. Figuren 10A, 10B, 10C) des Sensors 100 (zum Vergleich ist in den Figuren 3A, 3B, 30 die jeweilige, aus dem Stand der Technik bekannte ungestörte Leitung 20 dargestellt).
Mithilfe dieser drei vorbeschriebenen Prinzipien werden erfindungsgemäß nicht einzelne Phasenschieber gesteuert, sondern es wird praktisch das gesamte Feednetzwerk oder Speisenetzwerk verstimmt oder es werden größere Teile des Feednetzwerks oder Speisenetzwerks verstimmt; aus diesem Grunde ist das Speisenetzwerk zumindest in Teilen als Serienspeisung 22s (sogenannter "series feed") aufgebaut (vgl. Seite 161 in P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991).
Zur Realisierung verschiedener Elevationswinkel Θ muß lediglich eine unterschiedliche Kappe montiert werden; die elektronischen und H[och]F[requenz]-Baugruppen des Sensors 100 sind für alle Elevationswinkel Θ gleich, was für direkt gekoppelte Antennenelemente 32, 34, 36 mit Serienspeisung in Figur 11 (= viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100) sowie in Figur 12 (= fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100) illustriert ist.
Hierbei beeinflußt die eben ausgestaltete und mit relativ großem Abstand zur Platine 10 angeordnete dielektrische Kappe 40 gemäß Figur 11 die zwischen den Strahlelementen 32, 34, 36 verlaufende Leitung 20 und damit die Phase Δφ der Leitung 20 wenig.
Im Gegensatz dazu beeinflußt die abgestuft ausgestaltete dielektrische und/oder teilweise metallisierte Kappe 40 gemäß Figur 12 die zwischen den Strahlelementen 32, 34, 36 verlaufende Leitung 20 und damit die
Phase Δφ der Leitung 20 stärker, wobei der Übergang 40t zwischen dem (sich in Figur 12 links befindlichen) Bereich 40b, der die Phase Δφ auf der Leitung 20 beeinflußt (= phasenmäßig "verstimmter" Bereich), und dem (sich in Figur 12 rechts befindlichen) Bereich 40n, der die Phase Δφ auf der Leitung 20 nicht beeinflußt (= phasenmäßig "unverstimmter" Bereich), graduell ausgeführt ist. Dies bedeutet, dass der Abstand der dielektrischen Kappe 40 zur Leitung 20 im Übergangsbereich 40t kontinuierlich, nämlich linear trapezförmig variiert (vgl. Figur 12).
Wie des weiteren der jeweiligen Darstellung des vierten
Ausführungsbeispiels gemäß Figur 11 sowie des fünften Ausführungsbeispiels gemäß Figur 12 entnehmbar ist, ist es einerseits möglich, das Speisenetzwerk auf der gleichen Metallisierungsebene wie die Strahlelemente 32, 34, 36, 38 anzuordnen, was eine direkte oder kapazitive Serienspeisung der direkt angekoppelten Strahlelemente 32,
34, 36, 38 bedeutet (vgl. Seiten 133 f. in P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991).
Die dielektrische Kappe 40 bzw. die leitfähige Kappe 50 bildet dann zugleich ein Ra[dar]dom[e] oder eine "Radarkuppel", das heißt einen kuppeiförmigen, für elektromagnetische Strahlung durchlässigen Wetterschutz für die Patchelemente, zum Beispiel in Form einer Kunststoffverkleidung für die Antennenanlage des Radars 100.
Andererseits kann das Speisenetzwerk auch, wie der jeweiligen Darstellung des sechsten Ausführungsbeispiels gemäß Figur 13 sowie des siebten Ausführungsbeispiels gemäß Figur 14 entnehmbar ist, auf der den Strahlerelementen 32, 34, 36, 38 gegenüberliegenden Seite des Substrats 10 aufgebaut werden.
Die Strahler 32 bzw. 34 bzw. 36 bzw. 38 werden in diesem Falle
- mittels elektromagnetischer Kopplung durch Schlitze 32s bzw. 34s bzw. 36s bzw. 38s (vgl. sechstes Ausführungsbeispiel gemäß Figur 13) oder
- mittels elektromagnetischer Kopplung durch H[och]F[requenz]- Durchführungen 32d bzw. 34d bzw. 36d bzw. 38d (sogenannte "vias") oder durch dergleichen angeregt, wobei sich die den Elevationswinkel Θ bestimmende dielektrische Kappe 40 auf der Rückseite, das heißt auf der strahlabgewandten Seite des Sensors 100 befindet.
Dies bedeutet, dass die Beeinflussung der Phase Δφ sowie des resultierenden Antennendiagramms durch die dielektrische und/oder metallisierte Kappe 40 bei der Serienspeisung gemäß Figur 13 (= sechstes Ausführungsbeispiel) und gemäß Figur 14 (= siebtes Ausführungsbeispiel) durch das Substrat 10 hindurch erfolgt.
Auch in diesem Falle ist der Übergang 40t zwischen dem (sich in Figur 13 bzw. in Figur 14 jeweils links befindlichen) Bereich 40b, der die Phase Δφ auf der Leitung 20 beeinflußt (= phasenmäßig "verstimmter" Bereich), und dem (sich in Figur 13 bzw. in Figur 14 jeweils links befindlichen) Bereich
40n, der die Phase Δφ auf der Leitung 20 nicht beeinflußt (= phasenmäßig "unverstimmter" Bereich), graduell ausgeführt. Dies bedeutet, dass der Abstand der dielektrischen Kappe 40 zur Leitung 20 im Übergangsbereich 40t kontinuierlich, nämlich linear trapezförmig variiert (vgl. Figuren 13 und 14). Während anhand des achten Ausführungsbeispiels der Vorrichtung 100 gemäß Figur 15 die durch einen plattenförmigen Körper 40 aus dielektrischem Material der Dielektrizitätskonstante εr,2 bewirkte Strahlablenkung bei serieller Speisung 22s (sogenannter "series feed") veranschaulicht ist, zeigt Figur 16 anhand des neunten
Ausführungsbeispiels der Vorrichtung 100 die Strahlablenkung bei phasensymmetrischer Speisung 22p (vgl. hierzu auch die Darstellung in Figur 4C aus dem Stand der Technik).
Die phasen- (und amplituden Symmetrische Speisung 22p hat aufgrund ihrer Symmetrie insofern vorteilhafte Eigenschaften, als hierdurch ein einfacheres Design der Speisung für eine von der Mitte nach außen abfallende Leistungsverteilung, insbesondere im Hinblick auf eine Reduzierung der Nebenkeulen, erzielbar ist. Auch triit aufgrund der der phasen- und amplitudensymmetrischen Speisung 22p immanenten
Symmetrie vorteilhafterweise nur ein geringes oder gar kein "Schielen" in Elevation E auf.
Wie beim neunten Ausführungsbeispiel in Figur 16 dargestellt ist, kann der jeweilige Phasenunterschied Δφ zwischen den Antennenelementen
32, 34, 36, 38 - auf der einen Seite (= oberer Bereich in Figur 16) der Zentralspeisung eines derartigen Feed- oder Speisenetzwerks durch "dielectric loading" mittels der dielektrischen Kappe 40 vergrößert und - auf der anderen Seite (= unterer Bereich in Figur 16) der Zentralspeisung eines derartigen Feed- oder Speisenetzwerks durch Vorsehen eines leitfähigen Körpers 50 verkleinert werden. Damit kann auch für dieses Speisenetzwerk der Elevationswinkel Θ eingestellt werden.
In Figur 17, in Figur 18, in Figur 19, in Figur 20 und in Figur 21 sind fünf verschiedene Varianten einer gleichphasigen Speisung 22g dargestellt, die ohne Phasendifferenzen von 360 Grad zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 auskommen und damit insbesondere für breitbandige Radarsysteme (sogenannte U[ltra]W[ide]B[and]- Radarsysteme) und für breitbandige Kommunikationssysteme
(sogenannte U[ltra]W[ide]B[and]-Kommunikationssysteme) geeignet sind.
In diesem Zusammenhang werden unter U[ltra]W[ide]B[and]-Systemen im allgemeinen Radar- und Kommunikationssysteme verstanden, die mit gepulsten Signalen arbeiten, deren Pulslänge sehr kurz und deren
Bandbreite daher sehr groß ist.
Hierzu wird in das Speisenetzwerk
- ein erstes, eine Phasenverschiebung von 2Δφ bewirkendes binär abgestuftes Phasenverschiebungselement 60,
- ein zweites, eine Phasenverschiebung von Δφ bewirkendes binär abgestuftes Phasenverschiebungselement 62 sowie
- ein drittes, eine Phasenverschiebung von Δφ bewirkendes binär abgestuftes Phasenverschiebungselement 64 eingebaut (vgl. Figur 17), um eine gewisse Strahlablenkung nΔφ (mit n =
0 für das erste Strahlelement 32 bzw. n = 1 für das zweite Strahlelement 34 bzw. n = 2 für das dritte Strahlelement 36 bzw. n = 3 für das vierte Strahlelement 38) einzustellen.
Durch
- ein erstes, eine Phasenverschiebung von 2Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes dielektrisches Element 40,
- ein zweites, eine Phasenverschiebung von Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes dielektrisches Element 42 sowie - ein drittes, eine Phasenverschiebung von Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes dielektrisches Element 44 kann die mittels der drei binär abgestuften
Phasenverschiebungselemente 60, 62, 64 eingebaute Phasenverschiebung nΔφ
- entweder kompensiert werden, so dass die Strahlablenkung verkleinert wird oder sogar verschwindet (vgl. zehntes Ausführungsbeispiel gemäß Figur 18),
- oder verstärkt werden, so dass die Strahlablenkung exemplarisch zu 2nΔφ (mit n = 0, 1 , 2, 3) vergrößert wird (vgl. elftes Ausführungsbeispiel gemäß Figur 19).
Hierbei sind die drei dielektrischen Elemente 40, 42, 44 als geeignet strukturierte dielektrische Kappen ausgebildet, wobei die erste dielektrische Kappe 40 [<--> Phasenverschiebung 2 Δφ] doppelt so lang wie die zweite dielektrische Kappe 42 [<--> Phasenverschiebung Δφ] und wie die dritte dielektrische Kappe 44 [<-> Phasenverschiebung Δφ] ausgebildet ist.
Anstelle des Einsatzes von dielektrischen Elementen 40, 42, 44 ist auch der Einsatz von leitfähigen Elementen 50, 52, 54 zum Kompensieren oder zum Verstärken der Strahlablenkung möglich, nämlich dergestalt, dass durch
- ein erstes, eine Phasenverschiebung von 2 (-Δφ) bewirkendes und geeignet strukturiertes leitfähiges Element 50,
- ein zweites, eine Phasenverschiebung von -Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes leitfähiges Element 52 sowie
- ein drittes, eine Phasenverschiebung von -Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes leitfähiges Element 54 die mittels der drei binär abgestuften Phasenverschiebungselemente 60, 62, 64 eingebaute Phasenverschiebung n Δφ - entweder kompensiert werden kann, so dass die Strahlablenkung verkleinert wird oder sogar verschwindet (vgl. zwölfes Ausführungsbeispiel gemäß Figur 20),
- oder verstärkt werden kann, so dass die Strahlablenkung exemplarisch zu 2n Δφ (mit n = 0, 1 , 2, 3) vergrößert wird (vgl. dreizehntes Ausführungsbeispiel gemäß Figur 21 ).
Hierbei sind die drei leitfähigen Elemente 50, 52, 54 als geeignet strukturierte metallische Kappen ausgebildet, wobei die erste metallische Kappe 50 [<--> Phasenverschiebung 2 (-Δφ)] doppelt so lang wie die zweite metallische Kappe 52 [<--> Phasenverschiebung -Δφ] und wie die dritte metallische Kappe 54 [<--> Phasenverschiebung -Δφ] ausgebildet ist.
Die aus einem Vergleich von Figur 18 (= zehntes Ausführungsbeispiel) mit Figur 20 (= zwölftes Ausführungsbeispiel) sowie aus einem Vergleich von Figur 19 (= elftes Ausführungsbeispiel) mit Figur 21 (= dreizehntes
Ausführungsbeispiel) ersichtliche, jeweils entgegengesetzte Anordnung der die Phasenverschiebung nΔφ beeinflußenden Elemente 40, 42, 44 bzw. 50, 52, 54 auf den einzelnen Ästen des Feednetzwerks oder Speisenetzwerks bei verschwindender Strahlablenkung in den Figuren 18 und 20 bzw. bei in bezug auf Figur 17 verdoppelter Strahlablenkung in den Figuren 19 und 21 erklärt sich dadurch, dass die effektive Dielektrizitätszahl e^ auf dem Speisenetzwerk und damit die Phasenverschiebung nΔφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 - durch die dielektrischen Materialien 40, 42, 44 gesteigert wird (vgl. Figur 18 und Figur 19), was einer elektrischen Verlängerung des planaren Leitungssystems 20 entspricht, und
- durch die leitfähigen Materialien 50, 52, 54 verringert wird (vgl. Figur 20 und Figur 21), was einer elektrischen Verkürzung des planaren Leitungssystems 20 entspricht. Zwei Varianten der vorliegenden Erfindung in Form eines mäanderförmigen Speisenetzwerks, das heißt in Form einer mäanderförmigen Führung der Speiseleitung 20 zur stärkeren Beeinflussung der Phasen sowie des resultierenden Antennendiagramms sind in Figur 22 (= vierzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) und in Figur 23 (= fünfzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) dargestellt.
Damit kann die elektrische Weglänge zwischen den Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 ein Vielfaches der halben Wellenlänge betragen, indem die
Felder der Strahl(er)elemente 32, 34, 36, 38 antiparallel zueinander (vgl. Figur 22) oder parallel zueinander (vgl. Figur 23) ausgerichtet werden, wobei jeweils exemplarisch eine elektromagnetische Schlitzkopplung von der Rückseite der H[och]F[requenz]-Platine 10 erfolgt.
Nachstehend erfolgt nun eine detaillierte theoretische Erläuterung des Aufbaus und des Funktionsprinzips der vorliegenden Erfindung, wobei zunächst auf die Strahlablenkung Θ in Elevation E eingegangen werden soll:
Gemäß Figur 7 hängt der Strahlwinkel Θ mit der Phasenverschiebung Δφ zwischen zwei Antennen- oder Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 wie folgt zusammen (vgl. S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991): Δφ = Δφ2 - Δφ! = (ω/c) a sinΘ
Für den Ausbreitungskoeffizienten der verlustlosen Leitung gilt näherungsweise (für Leitungen für T[ransversal]E[lectro]M[agnetic]- Wellen, das heißt für Leitungen für elektromagnetische Wellen ohne
Feldanteile in Ausbreituπgsrichtung gilt sogar exakt): \1/2 1/2 ß = ω*(L-cy = ω (μo εoεβff)
Damit läßt sich für das Verhältnis Δφ2 / Δφi der Phasenverschiebung Δφ zwischen zwei Elementen in Abhängigkeit von der effektiven Dielektrizitätszahl ε^ für zwei Konfigurationen der dielektrischen Kappe 40 (vgl. Figur 11 und Figur 12) finden:
Δφ2 / Δ(pι = ß2 l / ßι l =
Figure imgf000048_0001
/ εeff.i) 1/2
Damit ergibt sich die Strahlablenkung Θ zu:
Θ = arcsin{Δφ1/[2πa [(εeff,2 / εeff,ι) 11/2 -1]},
wobei der Abstand a des dielektrischen Elements 40 auf die Wellenlänge λ normiert ist: a' = a/λ.
Für eine verschwindende Strahlablenkung (Θ gleich null Grad) ohne Einfluß der Dielektrizitätskonstante εr,2 des dielektrischen Materials 40 ergibt sich zwischen zwei Antennenelementen 32, 34 bzw. 34, 36 bzw. 36,
38 eine Phasendifferenz Δφi = 2ττ.
Wenn eine nicht-verschwindende Strahlablenkung (Θ ungleich null Grad) nach oben wie auch nach unten realisiert und ausschließlich "dielectric loading" (<-> Vorsehen mindestens eines dielektrischen Körpers 40) eingesetzt werden soll, so wird eine Phasendifferenz Δφ! < 2ττ gewählt, denn durch "dielectric loading" kann eine Leitung 20 nur elektrisch verlängert werden.
Des weiteren ist zu berücksichtigen, dass sich neben dem
Ausbreitungskoeffizienten ß auch die Leitungsimpedanz Z ändert: 1/2 -1/2 Z = (L7C) ~ Eeff-
Eine gewisse Fehlanpassung ist normalerweise tolerierbar. Diese Fehlanpassung bestimmt die maximal erreichbare Strahlablenkung Θ, sofern nicht Konfigurationen gefunden werden, bei denen sich die Kapazität C und die Induktivität L' in ähnlicher Weise ändern.
Eine derartige Konfiguration kann in erfindungswesentlicher Weise durch eine partielle oder vollständige Metallisierung mindestens einer dann als metallisches Element 50 zum Einstellen des Elevationswinkels Θ fungierenden Kunststoffkappe gegeben sein (vgl. zweites Ausführungsbeispiel gemäß den Figuren 9A, 9B, 9C).
Ansonsten bleibt auch noch die erfindungswesentliche Möglichkeit, die
Länge der Leitung 20 bzw. die Phasenverschiebung Δφ zwischen zwei Antennen- oder Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 zu Δφ = n 2π zu vergrößern (vgl. zehntes Ausfuhrungsbeispiel gemäß Figur 18 sowie elftes Ausführungsbeispiel gemäß Figur 19).
Was nun erreichbare Änderungen der effektiven Dielektrizitätszahl εeff der Planarleitung 20 anbelangt, so ist allgemein festzuhalten, dass die effektive Dielektrizitätszahl einer Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line") im allgemeinen weniger stark von der Dielektrizitätszahl εr,ι des Substrats 10 abweicht, als dies bei der Dielektrizitätszahl einer
(symmetrischen oder unsymmetrischen) Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide") oder bei der Dielektrizitätszahl einer Schlitzleitung (= sogenannte "slot line") der Fall ist.
Abschätzungen für die effektiven Dielektrizitätszahlen derartiger
Pianarleitungen finden sich auf den Seiten 151 und 176 in R. E. Collin, "Foundations for Microwave Engineering", 2. Auflage, McGraw-Hill International Editions, New York usw., 1992.
Für eine Koplanarleitung und für eine Schlitzleitung mit unendlich dünner Metallisierung und mit Luft oberhalb des Substrats 10 ist die effektive Dielektrizitätszahl
Figure imgf000050_0001
wobei εr,ι die Dielektrizitätskonstante des Substrats 10 ist.
Für eine Mikrostreifenleitung ist die effektive Dielektrizitätszahl ε^ von der Dicke h des Substrats 10 und von der Breite w des Mikrostreifens abhängig. Im Falle unendlich dünner Metallisierung und bei Luft oberhalb des Substrats 10 gilt: εβff = 0,5 ^ + 1 ) + 0,5 (εr,ι - 1) (1+12h/w)"1/2 + 0,02 (εrι1 - 1) (1-w/h)2 für w < h; εθff = 0,5 *(εr.ι + 1) + 0,5 (εr,ι - 1) (1+12h/wV1 2 für w < h.
Dies bedeutet, dass die effektive Dielektrizitätszahl εeff der Mikrostreifenleitung immer größer als die effektive Dielektrizitätszahl εeιτ der Koplanarleitung oder der Schlitzleitung ist.
Aus den vorstehenden Gleichungen ergibt sich, dass durch "dielectric loading" mit einem Material 40, dessen Dielektrizitätszahl εr,2 gleich der Dielektrizitätszahl εr,ι des Substrats 10 ist, maximal eine effektive
Dielektrizitätszahl εeff erreichbar ist, die gleich der Dielektrizitätszahl εrι1 des Substrats 10 ist.
Für Koplanarleitungen oder Schlitzleitungen ist mit einer dielektrischen Kappe 40, deren Dielektrizitätskonstante εr,2 größer als die
Dielektrizitätskonstante εr.ι des Substrats 10 ist, maximal eine effektive Dielektrizitätszahl £<# = 0,5 (εr,ι + εr,2) erreichbar, für Mikrostreifenleitungen hat eine zweite leitfähige Ebene hinzuzukommen (vgl. Figuren 10A, 10B, 10C), so dass sich eine symmetrische Streifenleitung ergibt.
Für die Mikrostreifenleitung mit "dielectric loading" bleibt die effektive Dielektrizitätszahl εeff ansonsten stets kleiner als für das gleiche "dielectric loading" bei der Koplanarleitung oder Schlitzleitung.
Wird hingegen ein leitfähiges Element 50 über der Leitung 20 plaziert, so kann die effektive Dielektrizitätszahl εeff theoretisch bis auf den Wert Eins abgesenkt werden. Genaue Ergebnisse lassen sich mit Simulationsprogrammen erhalten.
Die nachfolgende Tabelle gibt einige Beispiele.
Konfiguration Leitung 20 ohne Kappe 40 Leitung 20 mit Kappe 40
Leitung 20 a' Z0 Δ(pι εr,ι θ f,ι εr.2 εeff,2 Z Θ
Mikrostreifen 0,64 50 2π 3 2,44 3 3 45 9,8° (SRR)
Koplanar 0,64 50 2ττ 3 2 3 3 41 20,6°
Mikrostreifen 0,5 50 2π 3 2,44 3 3 45 12,6°
Mikrostreifen 0,5 50 2ττ 3 2,44 4 3,24 38 41 ,0°
Koplanar 0,5 50 2π 3 2 3 3 41 26,7°
Mikrostreifen + 0,5 50 2ττ 3 2,44 11 2,2 ge53 -5,8° leitfähiges Element 50 schätzt
Mikrostreifen + 0,5 50 2ττ 3 2,44 1 2,0 ge55 -10,9° leitfähiges Element 50 schätzt
Mikrostreifen 0,4 50 2π 3 2,44 3 3 45 15,8°
Die Mikrostreifenleitung (S[hort]R[ange]R[adar]; acht Millimeter bei einer
Frequenz von 24 Gigahertz) bezieht sich auf eine fünfzig Ohm-Leitung bei einer Frequenz von 24 Gigahertz auf 10 mil Ro3003. Mit einem Sprung von fünfzig Ohm Leitungsimpedanz auf 41 Ohm Leitungsimpedanz ist eine Anpassung von Sn = -20 Dezibel erzielbar. Wenn ein großer Einstellbereich für die Strahlablenkung Θ bei geringer Fehlanpassung gefordert ist, bietet es sich an, den Abstand a der Antennen- oder Strahl(er)elemente 32, 34, 36, 38 in Elevation E zu verringern.
Um nun das Funktionsprinzip der vorliegenden Erfindung zu erläutern und zu verifizieren, werden nachfolgend verschiedene auf Simulationen beruhende Ergebnisse vorgestellt, wobei zunächst die serielle Speisung betrachtet wird:
Für das Strahl(er)element des S[hort]R[ange]R[adar]-Sensors (schlitzgekoppeltes Patch) wird ein provisorisches, nicht optimiertes Design für eine Serienspeisung berechnet; dementsprechend ist in Figur 24 ein (einfaches) Feednetzwerk oder Speisenetzwerk für
Simulationsrechnungen dargestellt, wobei gleiche Leistung an allen vier Patches zugrunde gelegt wird, das heißt die Leistungsauskopplung an allen Antennen- oder Strahl(er)elementen ist nominell gleich; der Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente beträgt λs = 8 Millimeter bzw. Aq^ = 2ττ.
Beim Design für die Serienspeisung wird Wert darauf gelegt, dass alle Verbindungen zwischen den Abzweigungen zu den Antennen- oder Strahl(er)elementen (im Schaltplan senkrecht verlaufend) auf einer möglichst großen Länge mit einer ähnlichen Leitungsimpedanz (zwischen vierzig Ohm und fünfzig Ohm) ausgeführt werden, damit die Beeinflussung durch die dielektrische und/oder leitfähige Kappe möglichst gleichmäßig wird. Aus diesem Grunde wird die Leitung zum letzten Element auf das Impedanzniveau von 45 Ohm transformiert (an den Leitungen sind die jeweiligen Impedanzniveaus angegeben). Dieses Design für die Serienspeisung wird in einem H[igh]F[requency]S[tructure]S[imulator]-Modell im Rahmen eines finite- Elemente-Simulationsprogramms für elektromagnetische Wellen in dreidimensionalen Strukturen umgesetzt, wobei schlitzgekoppelte Patchelemente eingesetzt werden.
Dieses HFSS-Simulationsmodell für vier schlitzgekoppelte, seriengespeiste Patches ist in Figur 25 dargestellt, wobei auch das Ra[dar]dom[e] sowie Kleber für das Ra[dar]dom[e] enthalten ist. Für die Lage der Referenzebenen an den Verzweigungen der Abzweigleitungen zu den Patches wird eine separate Simulationsrechnung durchgeführt; sämtliche Abzweigleitungen werden dementsprechend um 350 Mikrometer verlängert.
Die Simulationsrechnungen des Einflusses der dielektrischen und/oder metallisierten Kappe werden in zwei Konfigurationen vorgenommen:
- der gesamte Raum unterhalb des Feed- oder Speisenetzwerks wird mit einem Dielektrikum gefüllt; in der Ebene der Metallisierung von zwanzig Mikrometern Dicke, also im Raum neben den Leiterbahnen, befindet sich Luft (vgl. Figur 25);
- eine Kappe, die im Bereich des Verteilnetzwerks graduell an die Leiterbahn herangeführt wird, wird unterhalb des Speisenetzwerks angebracht (vgl. Figur 26, in der das HFSS-Simulationsmodell, und zwar nur Leitungen, Koppelschlitze und Kappe, für Simulationsrechnungen zum Einfluß einer metallischen Kappe dargestellt ist).
Figur 27 zeigt einen dreidimensionalen Plot der in Dezibel gemessenen Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Feed- oder Speisenetzwerk ohne dielektrische und/oder leitfähige Kappe bei einer
Frequenz von 24 Gigahertz. Figur 28 zeigt die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Feed- oder Speisenetzwerk ohne dielektrische und/oder leitfähige Kappe. Durch die serielle Speisung ist der Strahlwinkel frequenzabhängig, wobei die unterschiedlichen Frequenzen 22 Gigahertz, 24 Gigahertz, 26 Gigahertz und 28 Gigahertz betrachtet werden.
In Figur 29 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel
(ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit einfachem Feed- oder Speisenetzwerk bei einer Frequenz von 24 Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt: - Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe;
- vollständig überdeckende dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3, direkt auf den Leiterbahnen aufliegend (vgl. Figur 25);
- vollständig überdeckende dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 4,2, direkt auf den Leiterbahnen aufliegend (vgl. Figur 25); und - metallische Kappe im Abstand von einhundert Mikrometern von den Leiterbahnen (vgl. Figur 26), die im Randbereich graduell an das Verteil netzwerk herangeführt wird.
In diesem Zusammenhang ergibt sich ein Schwenkbereich von etwa + zehn Grad, wie vorstehend bereits dargelegt.
Nachdem vorstehend anhand von Simulationsergebnissen das Funktionsprinzip der vorliegenden Erfindung im Falle einer allgemeinen Serienspeisung erläutert und verifiziert ist, werden nachfolgend verschiedene, zum Teil auf Simulationen beruhende Ergebnisse für den
Fall einer mäanderförmigen seriellen Speisung betrachtet: Figur 30 zeigt ein mäanderförmiges Feed- oder Speisenetzwerk analog zu Figur 22 (= vierzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) und zu Figur 23 (= fünfzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100), das die Antennen- oder Strahl(er)elemente bzw. Patches mit einer elektrischen
Weglänge von Δφi = 4ττ (entsprechend 2λs, also der doppelten Wellenlänge des Substrats) verbindet, um eine möglichst große Ablenkung der Strahlkeule zu erreichen.
Weiterhin wird der Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente bzw.
Patches auf sechs Millimeter (entsprechend 0,5 λ bei 25 Gigahertz) verringert, womit sich die Ablenkung der Strahlkeule weiter erhöht. Das Feed- oder Speisenetzwerk gemäß Figur 30 erzeugt bei einer Amplitudenbelegung von 0,5 / 1 / 1 / 0,5 eine Leistungsverteilung von 0,25 / 1 / 1 / 0,25. Damit werden die Nebenkeulen auf etwa -20 Dezibel unterhalb des Hauptkeulenmaximums reduziert; außerdem verbreitert sich die Hauptkeule.
Figur 31 zeigt die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Feed- oder Speisenetzwerk ohne dielektrische und/oder leitfähige Kappe, wobei die unterschiedlichen Frequenzen 22 Gigahertz, 24 Gigahertz, 26 Gigahertz und 28 Gigahertz betrachtet werden.
Durch die in Vergleich zu Figur 28 größere Leitungslänge zwischen den Patches wird die Frequenzabhängigkeit des Strahlwinkels stärker. Der Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente bzw. Patches von sechs Millimetern entspricht einer halben Freiraumwellenlänge von 26 Gigahertz. Höhere Frequenzen sind nicht in Figur 31 aufgenommen, weil
"grating lobes" auftreten. In Figur 32 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Feed- oder Speisenetzwerk bei einer Frequenz von 24 Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt:
- Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe;
- dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 2;
- dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3; - metallische Kappe im Abstand von zweihundert Mikrometern von den Leiterbahnen; und
- metallische Kappe im Abstand von vierhundert Mikrometern von den Leiterbahnen.
In diesem Zusammenhang verschlechtert eine metallische Kappe in geringem Abstand die Strahlform, so dass sich mit einer metallischen Kappe im Abstand von zweihundert Mikrometern eine Strahlablenkung von -7 Grad erreichen läßt.
Für größere Ablenkungen müsste das mäanderförmige Speisenetzwerk speziell für den Einsatz einer metallischen Kappe ausgelegt werden. Demgegenüber bewirkt eine dielektrische Kappe bei dieser Anordnung eine sehr starke Strahlablenkung, die bereits für eine Dielektrizitätszahl ε = 2 größer als fünfzehn Grad ist und für eine Dielektrizitätszahl ε = 3 einen Winkel von dreißig Grad erreicht.
In Figur 33 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Feed- oder Speisenetzwerk in einem Frequenzbereich von 24 Gigahertz bis 26
Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt:
- Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
- Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 25 Gigahertz;
- Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 26 Gigahertz;
- dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 2 bei einer Frequenz von 24 Gigahertz; - dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 2 bei einer Frequenz von 25 Gigahertz;
- dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 2 bei einer Frequenz von 26 Gigahertz;
- dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
- dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 25 Gigahertz; und
- dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 26 Gigahertz.
In diesem Zusammenhang geht die frequenzabhängige Winkeldifferenz der Strahlmaxima für große Strahlablenkungen zurück, bleibt aber auch dort sehr groß.
Während sich die beiden vorstehend dargelegten Anordnungen
(einfaches Feed- oder Speisenetzwerk gemäß den Figuren 24 bis 29; mäanderförmiges Feed- oder Speisenetzwerk gemäß den Figuren 30 bis 33) aus diesem Grunde vorrangig für schmal bandigere Anwendungen, wie zum Beispiel für ein langreichweitiges Radar (sogenanntes L[ong]R[ange]R[adar], typischerweise für einen bei einer Frequenz von 77
Gigahertz arbeitenden, den Abstand regelnden Tempomaten, das heißt für ein A[daptive]C[ruise]C[ontrol]-System) mit planarer Antenne eignen, wird abschließend in den Figuren 24, 25 und 26 ein gleichphasig ausgelegtes Speisenetzwerk mit binär abgestufter Phasendifferenz analog zu Figur 17, zu Figur 18 (= zehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100), zu Figur 19 (= elftes Ausführungsbeispiel der
Vorrichtung 100), zu Figur 20 (= zwölftes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) und zu Figur 21 (= dreizehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) untersucht.
Figur 34 zeigt ein gleichphasiges Speisenetzwerk, das alle
Antennenelemente prinzipiell gleichphasig, das heißt mit verschwindender Phasenverschiebung (Δφ! = 0) versorgt.
Um eine große Strahlablenkung zu erhalten, betragen die Leitungslängen von den Patches bis zur ersten Verzweigung etwa acht Millimeter, das heißt die Leitungslängen von den Patches bis zur ersten Verzweigung entsprechen etwa λs. Die Leitungslänge zwischen der ersten Verzweigung und der zweiten Verzweigung beträgt etwa zehn Millimeter bis etwa zwölf Millimeter.
In das gleichphasige Speisenetzwerk wird eine Phasenverschiebung zwischen den Antennen- oder Strahl(er)elementen von 35 Grad eingefügt, die sich auf den vorstehend genannten Leitungslängen durch eine dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 gerade kompensieren läßt (analog Figur 18).
Damit ergibt sich per Design eine Strahlablenkung ohne dielektrische und/oder leitfähige Kappe von zehn Grad. Die Amplitudenbelegung beträgt wieder 0,5 / 1 / 1 / 0,5 (vgl. Figur 30), der Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente 5,4 Millimeter zueinander. Die Bereiche unterhalb der Leiterbahnen sind die Bereiche der dielektrischen Kappe, die für die Strahlablenkung "vorwärts" bzw. "nach vorne" und "rückwärts" bzw. "nach hinten" genutzt werden.
In Figur 35 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel
(ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit gleichphasigem Feed- oder Speisenetzwerk bei einer Frequenz von 24 Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt: - Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe (Strahlablenkung im Design);
- dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 (Strahlablenkung "vorwärts"); und
- dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 (Strahlablenkung "rückwärts").
In diesem Zusammenhang gelingt es, die durch die Leitungslängen vorgegebene Strahlablenkung von etwa zehn Grad durch eine erste dielektrische Kappe genau zu kompensieren; andererseits kann eine im Vergleich zur ersten dielektrischen Kappe anders geformte zweite dielektrische Kappe die Strahlablenkung mehr als verdoppeln.
In Figur 36 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit gleichphasigem Feed- oder Speisenetzwerk in einem Frequenzbereich von zwanzig Gigahertz bis 28 Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt:
- Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von zwanzig Gigahertz; - Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 22 Gigahertz; - Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
- Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 26 Gigahertz; - Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 28 Gigahertz;
- dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von zwanzig Gigahertz;
- dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 22 Gigahertz;
- dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
- dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 26 Gigahertz; - dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 28 Gigahertz;
- dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von zwanzig Gigahertz;
- dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 22 Gigahertz;
- dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
- dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 26 Gigahertz; und - dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 28 Gigahertz.
In diesem Zusammenhang ergibt sich für die Anordnung ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe sowie für die dielektrische Kappe, die die Strahlablenkung kompensiert (Bereich "Schwenkung zurück") eine relativ geringe Variation des Strahlkeulenmaximums mit der Frequenz.
Auch die Variation des Maximums mit der Frequenz beim Schwenken "vorwärts" ist verhältnismäßig klein, jedoch - genau wie die Nebenkeulen - noch optimierbar; eine derartige Optimierung umfaßt insbesondere
- Form und Plazierung der dielektrischen und/oder leitfähigen Kappen,
- Phasenfehler an den Antennen- oder Strahl(er)elementen und
- den Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente zueinander.
Zusammenfassend betrachtet illustrieren die vorstehenden
Ausführungsbeispiele an drei unterschiedlichen Speisenetzwerken (einfaches Feed- oder Speisenetzwerk gemäß den Figuren 24 bis 29; mäanderförmiges Feed- oder Speisenetzwerk gemäß den Figuren 30 bis 33; gleichphasiges Speisenetzwerk mit binär abgestufter Phasendifferenz gemäß den Figuren 34 bis 36) das Potential der im Rahmen dieser
Erfindung vorgeschlagenen Einstellung des Elevationswinkels einer planaren Radarantenne.
Hierbei wird für die Simulationsrechnungen eine Spalte aus vier schlitzgekoppelten Patches bei einer Frequenz von 24 Gigahertz verwendet, wobei diese Patches als optimierte Antennen- oder Strahl(er)elemente für die Simulation verfügbar sind. Die Beschränkung auf vier Antennen- oder Strahl(er)elemente hält den Aufwand für die Simulation in Grenzen.
Die Strahlkeule dieser Spalte ist allerdings so breit, dass sich im Schwenkbereich nur ein Unterschied der Direktivitäten von wenigen Dezibel ergibt, so dass sich der Aufwand also - nicht zuletzt auch wegen der zusätzlichen Verluste durch die Schwenkung - für diese Konfiguration nicht lohnen würde; gleichwohl machen diese Simulationen jedoch den
Effekt der Strahlschwenkung deutlich. Weiterhin kann eine bessere Unterdrückung der Nebenkeulen und der "grating lobes" durch ein optimiertes Design des Speisenetzwerks realisiert werden.
Wenn planare Antennen im mittleren Entfernungsbereich und für L[ong]R[ange]R[adar]-Anwendungen eingesetzt werden, sind Spalten mit etwa zwanzig Antennen- oder Strahl(er)elementen einzusetzen, um die notwendigen Antennengewinne überhaupt erreichen zu können. Die Strahlkeule ist dann nur noch wenige Grad breit, und ein Einbau um etwa fünf Grad bis etwa zehn Grad aus dem Lot kann somit unter keinen Umständen mehr toleriert werden.
Die einfache serielle Speisung hat die größte Relevanz für ein schmalbandiges L[ong]R[ange]R[adar]. Hier ist allerdings der Winkelbereich, der sich durch "dielectric loading" erreichen läßt, begrenzt. Abhilfe kann durch die Verwendung
- von Materialien mit höherer Dielektrizitätszahl,
- von alternativen Leitungstypen, zum Beispiel Koplanarleitungen, oder
- von sogenannten "Slow Wave"-Strukturen und/oder von sogenannten P[hotonic]B[and]G[ap]-Strukturen im dielektrischen bzw. leitfähigen, insbesondere kappenförmigen Körper geschaffen werden.
Im Ausführungsbeispiel des gleichphasigen Speisenetzwerks (vgl. Figuren 34 bis 36) wird auch das Potential für breitbandige Systeme und für einen großen Schwenkbereich gezeigt, wobei allerdings die
Speisenetzwerke recht aufwendig und groß werden.
Hinsichtlich der Nachweisbarkeit der vorliegenden Erfindung am
Erzeugnis erfolgt dieser Nachweis durch öffnen und Vergleichen zweier Radarsensoren für unterschiedliche Einbauwinkel, die zum Beispiel von zwei verschiedenen Kraftfahrzeugen stammen. Wenn die Platinen, auf denen sich das Speisenetzwerk und die Antennen befinden, identisch sind und wenn sich die dielektrischen bzw. leitfähigen, insbesondere kappenförmigen Körper unterscheiden, dann ist der Nachweis vollzogen.
Für den Fall, dass die Leiterbahnen und/oder die Antennen- bzw.
Strahl(er)elementθ mit einer undurchsichtigen Beschichtung versehen sind (in diesem Falle ist nicht sichtbar, ob die Platinen identisch sind oder nicht), ist die Beschichtung, zum Beispiel mittels Lösungsmittel, zu entfernen, oder es sind Röntgenbilder der H[och]F[requenz]-Platinen anzufertigen.
Wenn die dielektrischen bzw. metallisierten, insbesondere kappenförmigen Körper, zum Beispiel infolge Lackierung, identisch aussehen und auch identische Abmessungen aufweisen, so ist die Dielektrizitätskonstante der dielektrischen bzw. metallisierten, insbesondere kappenförmigen Körper zu bestimmen; hierfür gibt es geeignete Meßtechniken.

Claims

A n s p r ü c h e
1. Vorrichtung (100) zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, aufweisend mindestens ein einschichtiges oder mehrschichtiges, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisendes Substrat (10), auf dem mindestens eine planar ausgebildete Leitung (20), insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung (20k) oder in Form einer Mikrostreifenleitung (20m) oder in Form einer Schlitzleitung (20s) oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, mit mindestens zwei Antennenelementen (32, 34, 36, 38), insbesondere Strahlelementen, aufgebracht ist, deren insbesondere zumindest partiell serielle Speisung (22s) und/oder insbesondere zumindest partiell gleichphasige Speisung (22g) und/oder insbesondere zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrische Speisung (22p) zum Beispiel mittels direkten oder kapazitiven Ankoppeins mindestens eines Speisenetzwerks auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10) oder - mittels durch jeweils mindestens einen Schlitz (32s, 34s, 36s, 38s) erfolgenden elektromagnetischen Ankoppeins mindestens eines Speisenetzwerks von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) her oder über jeweils mindestens eine elektrische Durchführung (32d, 34d, 36d, 38d) von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) her erfolgt, wobei auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) mindestens eine Metallisierungsschicht (12) angeordnet sein kann, d a d u rc h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen der von verschiedenen Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgestrahlten und/oder empfangenen elektromagnetischen Strahlung bzw. der Winkel (Θ), insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) durch Variieren der effektiven Dielektrizitätszahl (εeff), insbesondere des Ausbreitungskoeffizienten, der Leitung (20) und/oder durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen mindestens eines zumindest partiell aus leitfähigem Material, insbesondere zumindest partiell aus Metall, gebildeten Elements (50, 52, 54) einstellbar ist.
2. Vorrichtung gemäß Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (εeff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen von dielektrischem, insbesondere kappenförmig ausgebildetem Material (40, 42, 44) auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und der Leitung (20), und/oder auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und der Leitung (20), variierbar, insbesondere vergrößerbar, ist.
3. Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (εeff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen des insbesondere kappenförmig gestalteten, zum Beispiel als partiell oder vollständig metallisierte Kunststoff kappe ausgebildeten leitfähigen Elements (50, 52, 54) auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50, 52, 54) und der Leitung (20), und/oder - auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50, 52, 54) und der Leitung (20), variierbar, insbesondere verkleinerbar, ist.
4. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40) mindestens eine leitfähige Schicht (50s) aufweist und/oder - dass das leitfähige Element (50) mindestens eine dielektrische Schicht (40s) aufweist.
5. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Typenbezeichnung der Vorrichtung (100), - die Typenbezeichnung des Fortbewegungsmittels (200), insbesondere des Kraftfahrzeugs, für das die Vorrichtung (100) vorgesehen ist, der Elevationswinkel (Θ) der Vorrichtung (100) und/oder der Einbauort im Fortbewegungsmittel (200), für den die Vorrichtung (100) mit dem ausgewählten Elevationswinkel (Θ) vorgesehen ist, auf dem dielektrischem Material (40, 42, 44) und/oder auf dem leitfähigen Element (50, 52, 54) vermerkt, insbesondere eingeprägt, ist.
6. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) und/oder der Winkel (Θ), insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) mittels Variieren des Abstands des metallbeschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44) vom Speisenetzwerk, mittels der Dielektrizitätskonstante (εr,2) des metallbeschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder mittels einer vom Elevationswinkel (Θ) abhängigen, insbesondere periodischen, Strukturierung des metallbeschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44), etwa durch Löcher, durch Rillen, durch Säulen, durch Stufen, durch Waben, durch eine P[hotonic]B[and]G[ap]-Struktur unter Bildung einer "Slow Wave"- Struktur oder durch dergleichen, exakt einstellbar, insbesondere genau vergrößerbar, ist.
7. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) einen gleichen oder ähnlichen thermischen Ausdehnungskoeffizienten wie das Material des insbesondere als H[och]F[requenz]-Platine ausgebildeten Substrats (10) aufweist.
8. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) in direktem Kontakt, insbesondere über punktuelle Kontaktflächen, oder - über mindestens einen Abstandshalter unter optionalem Einsatz von Klemmen und/oder Schrauben in Verbindung oder durch punktuelles oder vollflächiges Verkleben in Verbindung mit dem insbesondere als H[och]F[requenz]-Platine ausgebildeten Substrat (10) steht.
9. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) einteilig oder mehrteilig aufgebaut ist, zum Beispiel indem - mindestens ein die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder den Elevationswinkel (Θ) beeinflußendes dielektrisches und/oder leitfähiges Element über dem Speisenetzwerk und/oder unter dem Speisenetzwerk angeordnet ist und mindestens ein weiteres die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder den Elevationswinkel (Θ) beeinflußendes dielektrisches und/oder leitfähiges Element die Vorrichtung (100) insbesondere gegen Umwelteinflüsse schützt.
10. Vorrichtung gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das (weitere) dielektrische und/oder leitfähige Element in mindestens eine Aussparung des dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder des leitfähigen Elements (50, 52, 54) einsetzbar und zusammen mit dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und/oder mit dem leitfähigen Element (50, 52, 54) über dem Speisenetzwerk und/oder unter dem Speisenetzwerk montierbar ist.
11. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Abstand des dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder des leitfähigen Elements (50, 52, 54) zur Leitung (20) im insbesondere metallisierten Übergangsbereich (40, 42, 44t bzw. 50t) von den die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder den Elevationswinkel (Θ) beeinflußenden Bereichen (40b bzw. 50b) zu den die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder den Elevationswinkel (Θ) nicht beeinflußenden, insbesondere nicht metallisierten Bereichen (40n bzw. 50n) graduell, beispielsweise stufenförmig, und/oder kontinuierlich, beispielsweise linear trapezförmig, zunimmt.
12. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass im Falle einer zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrischen Speisung (22p) auf der einen Seite der Zentralspeisung des Speisenetzwerks die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder der Elevationswinkel (Θ) mittels des dielektrischen Materials (40, 42, 44) vergrößerbar und auf der anderen Seite der Zentralspeisung des Speisenetzwerks die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder der Elevationswinkel (Θ) mittels des leitfähigen Elements (50, 52, 54) verkleinerbar ist.
13. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass zum stärkeren Beeinflussen der Phasenverschiebung (Δφ) und/oder des Elevationswinkels (Θ) das Speisenetzwerk in einem anderen Typ, zum Beispiel in Form einer Koplanarleitung (20k) oder in Form einer Schlitzleitung (20s) oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, ausgebildet ist als die Leitung (20) selbst, die zum Beispiel in Form einer Mikrostreifenleitung (20m) ausgebildet ist.
14. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass insbesondere im Falle besonders breitbandiger Radarsysteme oder U[ltra]W[ide]B[and]- Radarsysteme zum Einstellen einer bestimmten Strahlablenkung (Θ) in das Speisenetzwerk mindestens ein binär abgestuftes Phasenverschiebungselement (60, 62, 64) eingebaut ist, das mittels des dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder mittels des leitfähigen Elements (50, 52, 54) so kompensierbar ist, dass die Auslenkung der Strahlkeule verkleinerbar ist, oder so verstärkbar ist, dass die die Auslenkung der Strahlkeule vergrößerbar ist.
15. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass zum stärkeren Beeinflussen der Phasenverschiebung (Δφ) und/oder des Elevationswinkels (Θ) die Leitung (20), insbesondere die Speiseleitung, mäanderförmig geführt ist, so dass die elektromagnetischen Felder der Antennenelemente (32, 34, 36, 38) antiparallel zueinander oder parallel zueinander ausgerichtet sind und/oder die elektrische Weglänge zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) ein Vielfaches der halben Wellenlänge der abgestrahlten und/oder empfangenen elektromagnetischen Strahlung beträgt.
16. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) insbesondere über mindestens einen Elektromotor verstellbar ausgebildet ist, um die abgestrahlte und/oder empfangene elektromagnetische Strahlung in Elevation (E) auch bei unterschiedlicher Belastung des Fortbewegungsmittels (200) auf dem gleichen Winkel (Θ), insbesondere auf dem gleichen Elevationswinkel, zu halten.
17. Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 16, gekennzeichnet durch mindestens ein insbesondere von außerhalb der Vorrichtung (100) zugängliches Kodierelement, wie etwa mindestens einen Jumper und/oder mindestens einen Schalter, zum Kommunizieren und Speichern der Einbaulage der Vorrichtung (100).
18. Verfahren zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, mittels mindestens zweier Antennenelemente (32, 34, 36, 38), insbesondere Strahlelemente, die über mindestens eine planar ausgebildete Leitung (20), insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung (20k) oder in Form einer Mikrostreifenleitung (20m) oder in Form einer Schlitzleitung (20s) oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, insbesondere zumindest partiell seriell (22s) und/oder insbesondere zumindest partiell gleichphasig (22g) und/oder insbesondere zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrisch (22p) zum Beispiel mittels direkten oder kapazitiven Ankoppeins mindestens eines Speisenetzwerks auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats (10) oder mittels durch jeweils mindestens einen Schlitz (32s, 34s, 36s, 38s) erfolgenden elektromagnetischen Ankoppeins mindestens eines Speisenetzwerks von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (1 Ou) mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats (10) her oder über jeweils mindestens eine elektrische Durchführung (32d, 34d, 36d, 38d) von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats (10) her gespeist werden, wobei auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) mindestens eine
Metallisierungsschicht (12) vorgesehen werden kann,
d a d u rc h g e k e n n z e i c h n e t ,
dass die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen der von verschiedenen Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgestrahlten und/oder empfangenen elektromagnetischen Strahlung bzw. der Winkel (Θ), insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) eingestellt wird, - indem die effektive Dielektrizitätszahl (εeff), insbesondere der Ausbreitungskoeffizient, der Leitung (20) variiert wird und/oder indem mindestens ein zumindest partiell aus leitfähigem Material, insbesondere zumindest partiell aus Metall, gebildetes Element (50, 52, 54) variabel beabstandet zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) angeordnet wird.
19. Verfahren gemäß Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (εeff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variiert, insbesondere vergrößert, wird, indem dielektrisches, insbesondere kappenförmig ausgebildetes Material (40, 42, 44) auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und der Leitung (20), und/oder auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und der Leitung (20), variabel beabstandet zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) angeordnet wird.
20. Verfahren gemäß Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (εeff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variiert, insbesondere verkleinert, wird, indem das insbesondere kappenförmig gestaltete, zum Beispiel als partiell oder vollständig metallisierte Kunststoffkappe ausgebildete leitfähige Element (50, 52, 54) - auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50, 52, 54) und der Leitung (20), und/oder auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50, 52, 54) und der Leitung (20), variabel beabstandet zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) angeordnet wird.
21. Verfahren gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) und/oder der Winkel (Θ), insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) exakt eingestellt, insbesondere genau vergrößert, wird, indem der Abstand des metallbeschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44) vom Speisenetzwerk variiert wird, indem die Dielektrizitätskonstante (εr,2) des metall beschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44) ausgewählt wird und/oder indem das metall beschichtete (50s) oder dielektrische Material (40, 42, 44), etwa durch Löcher, durch Rillen, durch Säulen, durch Stufen, durch Waben, durch eine P[hotonic]B[and]G[ap]-Struktur unter Bildung einer "Slow Wave"-Struktur oder durch dergleichen, in Abhängigkeit vom Elevationswinkel (Θ) insbesondere periodisch strukturiert wird.
22. Verfahren gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 21 , dadurch gekennzeichnet, dass im Falle einer zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrischen Speisung (22p) auf der einen Seite der Zentralspeisung des Speisenetzwerks die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder der Elevationswinkel (Θ) mittels des dielektrischen Materials (40, 42, 44) vergrößert und auf der anderen Seite der Zentralspeisung des Speisenetzwerks die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder der Elevationswinkel (Θ) mittels des leitfähigen Elements (50, 52, 54) verkleinert wird.
23. Verfahren gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass insbesondere im Falle besonders breitbandiger Radarsysteme oder U[ltra]W[ide]B[and]- Radarsysteme eine bestimmte Strahlablenkung (Θ) eingestellt wird, indem in das Speisenetzwerk mindestens ein binär abgestuftes Phasenverschiebungselement (60, 62, 64) eingebaut wird, das mittels des dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder mittels des leitfähigen Elements (50, 52, 54) so kompensiert wird, dass die Auslenkung der Strahlkeule verkleinert wird, oder so verstärkt wird, dass die Auslenkung der Strahlkeule vergrößert wird.
24. Verfahren gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) insbesondere über mindestens einen Elektromotor verstellt wird, um die abgestrahlte und/oder empfangene elektromagnetische Strahlung in Elevation (E) auch bei unterschiedlicher Belastung des Fortbewegungsmittels (200) auf dem gleichen Winkel (Θ), insbesondere auf dem gleichen Elevationswinkel, zu halten.
25. Verwendung mindestens einer Vorrichtung (100) gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 17 und/oder eines Verfahrens gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 24 zum Sensieren, insbesondere zum Radarsensieren, des Umgebungsbereichs eines Fortbewegungsmittels (200), insbesondere eines Kraftfahrzeugs, etwa zum Zwecke des objekteindeutigen Messens des Abstands und/oder der Geschwindigkeit von mindestens einem Objekt im Umfeld des Fortbewegungsmittels (200), des automatischen Regeins des Abstands und/oder der Geschwindigkeit des Fortbewegungsmittels (200), des stop-and-go-Betrieb des Fortbewegungsmittels (200), des Erhöhens der Sicherheit beim Betrieb des Fortbewegungsmittels (200) im Hinblick auf ein Schärfen von Airbag und/oder Gurtstraffer, ein Optimieren des Auslösezeitpunkts von Airbag und/oder Gurtstraffer oder ein Warnen vor und Vermeidung einer Kollision, zum Beispiel mit einem anderen Fortbewegungsmittel (202).
PCT/EP2004/052011 2003-09-30 2004-09-02 Vorrichtung sowie verfahren zum abstrahlen und/oder zum empfangen von elektromagnetischer strahlung WO2005034288A1 (de)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP04787090A EP1678787A1 (de) 2003-09-30 2004-09-02 Vorrichtung sowie verfahren zum abstrahlen und/oder zum empfangen von elektromagnetischer strahlung
JP2005518267A JP2006516370A (ja) 2003-09-30 2004-09-02 電磁放射を放射および／または受信するための装置および方法
US10/570,195 US20070152868A1 (en) 2003-09-30 2004-09-02 Device and method for radiating and/or receiving electromagnetic radiation

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10345314A DE10345314A1 (de) 2003-09-30 2003-09-30 Vorrichtung sowie Verfahren zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung
DE10345314.8 2003-09-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2005034288A1 true WO2005034288A1 (de) 2005-04-14

Family

ID=34306153

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2004/052011 WO2005034288A1 (de) 2003-09-30 2004-09-02 Vorrichtung sowie verfahren zum abstrahlen und/oder zum empfangen von elektromagnetischer strahlung

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20070152868A1 (de)
EP (1) EP1678787A1 (de)
JP (1) JP2006516370A (de)
DE (1) DE10345314A1 (de)
WO (1) WO2005034288A1 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2407920B (en) * 2003-11-05 2006-10-25 Bosch Gmbh Robert Device and method for phase-shifting
EP2015396A3 (de) * 2004-02-11 2009-07-29 Sony Deutschland GmbH Zirkular polarisierte Gruppenantenne

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005033414A1 (de) * 2005-07-18 2007-01-25 Robert Bosch Gmbh Antenneneinrichtung
KR101172240B1 (ko) * 2010-05-18 2012-08-07 주식회사 만도 센서 및 얼라이먼트 조절 방법
JP5620757B2 (ja) * 2010-09-01 2014-11-05 株式会社豊田中央研究所 レーダ装置
JP2012108075A (ja) * 2010-11-19 2012-06-07 Furuno Electric Co Ltd レーダ装置及び物標検出方法
JP2012168156A (ja) * 2011-02-11 2012-09-06 National Univ Corp Shizuoka Univ 車載用のマルチビーム方式レーダ装置、マルチビーム方式レーダ方法およびマルチビーム方式レーダプログラム
KR101211195B1 (ko) 2012-02-28 2012-12-11 주식회사 에이스테크놀로지 슬로우 웨이브 구조를 이용하는 엔포트 급전 시스템 및 이에 포함된 급전 소자
DE102012104037A1 (de) * 2012-05-08 2013-11-14 Eads Deutschland Gmbh Antennenvorrichtung und Verfahren zum elektronischen Schwenken eines Radarstrahls
CN103094689B (zh) * 2013-02-04 2016-03-16 京信通信系统（中国）有限公司 介质移相模块及其移相单元、馈电网络和天线
JP6371534B2 (ja) * 2014-02-12 2018-08-08 株式会社デンソーテン レーダ装置、車両制御システム、および、信号処理方法
GB201514249D0 (en) * 2015-08-12 2015-09-23 Trw Ltd Processing received radiation reflected from a target
CN105098336B (zh) * 2015-09-14 2018-03-09 重庆大学 一种基于非对称共面馈电的小型化多频段天线
US10761204B2 (en) * 2017-12-15 2020-09-01 Google Llc Radar attenuation mitigation
US11450953B2 (en) * 2018-03-25 2022-09-20 Metawave Corporation Meta-structure antenna array
JP6923478B2 (ja) 2018-03-28 2021-08-18 日立Astemo株式会社 レーダセンサ
US10665939B2 (en) * 2018-04-10 2020-05-26 Sierra Nevada Corporation Scanning antenna with electronically reconfigurable signal feed
US11378683B2 (en) * 2020-02-12 2022-07-05 Veoneer Us, Inc. Vehicle radar sensor assemblies
CN112068093B (zh) * 2020-09-10 2023-10-27 上海航天电子通讯设备研究所 一种天馈子系统多自由度自动调整测试装置

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6328103A (ja) * 1986-07-22 1988-02-05 Murata Mfg Co Ltd ストリツプラインフイルタ
US4849722A (en) * 1986-09-25 1989-07-18 Alcatel Thomson Faisceaux Hertziens Adjustable band suspended substrate filter
US5905462A (en) * 1998-03-18 1999-05-18 Lucent Technologies, Inc. Steerable phased-array antenna with series feed network
DE19911905A1 (de) * 1998-03-18 1999-10-21 Alcatel Sa Phasenschieber für Antennen
DE19951123A1 (de) * 1999-07-30 2001-02-15 Volkswagen Ag Radarsensor und Radarantenne für ein Überwachen der Umgebung eines Kraftfahrzeuges
JP2001203501A (ja) * 2000-01-21 2001-07-27 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 可変型移相器
US20020084869A1 (en) * 2000-12-29 2002-07-04 White Christopher A. Device for tuning the propagation of electromagnetic energy

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7274331B2 (en) * 2001-12-03 2007-09-25 Huber + Suhner Ag Phase-shifting system using a displaceable dielectric and phase array antenna comprising such a phase-shifting system

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6328103A (ja) * 1986-07-22 1988-02-05 Murata Mfg Co Ltd ストリツプラインフイルタ
US4849722A (en) * 1986-09-25 1989-07-18 Alcatel Thomson Faisceaux Hertziens Adjustable band suspended substrate filter
US5905462A (en) * 1998-03-18 1999-05-18 Lucent Technologies, Inc. Steerable phased-array antenna with series feed network
DE19911905A1 (de) * 1998-03-18 1999-10-21 Alcatel Sa Phasenschieber für Antennen
DE19951123A1 (de) * 1999-07-30 2001-02-15 Volkswagen Ag Radarsensor und Radarantenne für ein Überwachen der Umgebung eines Kraftfahrzeuges
JP2001203501A (ja) * 2000-01-21 2001-07-27 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 可変型移相器
US20020084869A1 (en) * 2000-12-29 2002-07-04 White Christopher A. Device for tuning the propagation of electromagnetic energy

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 012, no. 234 (E - 629) 5 July 1988 (1988-07-05) *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 2000, no. 24 11 May 2001 (2001-05-11) *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2407920B (en) * 2003-11-05 2006-10-25 Bosch Gmbh Robert Device and method for phase-shifting
EP2015396A3 (de) * 2004-02-11 2009-07-29 Sony Deutschland GmbH Zirkular polarisierte Gruppenantenne

Also Published As

Publication number Publication date
US20070152868A1 (en) 2007-07-05
EP1678787A1 (de) 2006-07-12
DE10345314A1 (de) 2005-04-14
JP2006516370A (ja) 2006-06-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2005034288A1 (de) Vorrichtung sowie verfahren zum abstrahlen und/oder zum empfangen von elektromagnetischer strahlung
EP1782502B1 (de) Antennenstruktur mit patch-elementen
DE69020319T2 (de) Mobiles Antennensystem.
EP1825561B1 (de) Antennenanordnung für einen radar-transceiver
DE69729344T2 (de) Radarmodul und MMIC-Anordnung dafür
EP2047565B1 (de) Schlitzantenne und verfahren zur rfid
WO2005099042A1 (de) Wellenleiterstruktur
EP3465817B1 (de) Antennenvorrichtung für einen radardetektor mit mindestens zwei strahlungsrichtungen und kraftfahrzeug mit zumindest einem radardetektor
DE10351506A1 (de) Vorrichtung sowie Verfahren zur Phasenverschiebung
WO2006029926A1 (de) Monostatischer planarer mehrstrahlradarsensor
DE102010019081A9 (de) Breitband-Antennensystem zur Satellitenkommunikation
EP3850705A1 (de) Radarsystem mit einer kunststoffantenne mit reduzierter empfindlichkeit auf störwellen auf der antenne sowie auf reflektionen von einer sensorabdeckung
WO2006072511A1 (de) Antennenanordnung für einen radar-transceiver
DE102015207186A1 (de) Antennenvorrichtung zur Realisierung von orthogonalen Antennencharakteristiken
EP2494655B1 (de) Antennenanordnung zur übertragung von signalen
EP1958002A1 (de) Antennenanordnung für einen radar-sensor
WO2014090565A1 (de) Füllstandsmessgerät
WO2008028739A1 (de) Antennenanordnung mit parasitär angekoppelten antennenelementen
DE102005011128B4 (de) Kalibrierung einer elektronischen steuerbaren Planarantenne und elektronisch steuerbare Antenne mit einer Messsonde im reaktiven Nahfeld
DE102015210488A1 (de) Antennenvorrichtung zum Empfangen von elektromagnetischen Wellen und Verfahren zum Betreiben einer Antennenvorrichtung zum Empfangen von elektromagnetischen Wellen
DE60112335T2 (de) Phasengesteuerte gruppenantenne mit spannungsgesteuertem phasenschieber
EP2225799B1 (de) Antennenanordnung für einen radar-transceiver und schaltungsanordnung zum speisen einer antennenanordnung eines solchen radar-transceivers
DE102008055196A1 (de) Vorrichtung zum Senden und/oder Empfangen elektromagnetischer Hochfrequenzsignale
EP3707775B1 (de) Ein- und auskopplungsvorrichtung zwischen einem schaltungsträger und einem wellenleiter
EP0489934B1 (de) Flächenantenne

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2004787090

Country of ref document: EP

AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2005518267

Country of ref document: JP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2004787090

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10570195

Country of ref document: US

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 10570195

Country of ref document: US

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 2004787090

Country of ref document: EP