WO2004104605A1 - 電流測定装置及び試験装置 - Google Patents

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WO2004104605A1
WO2004104605A1 PCT/JP2004/006935 JP2004006935W WO2004104605A1 WO 2004104605 A1 WO2004104605 A1 WO 2004104605A1 JP 2004006935 W JP2004006935 W JP 2004006935W WO 2004104605 A1 WO2004104605 A1 WO 2004104605A1
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current
power supply
unit
resistor
capacitor
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PCT/JP2004/006935
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English (en)
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Inventor
Yoshihiro Hashimoto
Original Assignee
Advantest Corporation
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/28—Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/317—Testing of digital circuits
    • G01R31/3181—Functional testing
    • G01R31/319—Tester hardware, i.e. output processing circuits
    • G01R31/31917—Stimuli generation or application of test patterns to the device under test [DUT]
    • G01R31/31924—Voltage or current aspects, e.g. driver, receiver
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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    • G01R31/28—Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/30—Marginal testing, e.g. by varying supply voltage
    • G01R31/3004—Current or voltage test

Definitions

  • the present invention relates to a current measuring device and a test device.
  • the present invention relates to a current measuring device for measuring a power supply current received by an electronic device.
  • Patent Document 1 JP-A-7-333249 (Pages 2-4, Fig. 1-5)
  • an object of the present invention is to provide a current measuring device and a test device that can solve the above-mentioned problems. This object is achieved by a combination of features described in the independent claims.
  • the dependent claims define further advantageous embodiments of the present invention.
  • a current measuring device for measuring a power supply current received by an electronic device, wherein the first current supply unit outputs a first current that is a part of the power supply current.
  • One end is connected to the first current supply unit, so that the smoothing capacitor smoothes the first current output from the first current supply unit, and has a smaller capacitance than the smoothing capacitor.
  • the device-side capacitor that smoothes the power supply current by being electrically connected to the electronic device, and from the smoothing capacitor to the device-side capacitor when turned on.
  • a switch for flowing the first current a second current supply unit that outputs a second current smaller than the first current to the device-side capacitor via a path parallel to the switch, and a second current supply unit that outputs the second current supply unit.
  • a power supply current calculation unit that calculates a power supply current based on the two currents.
  • a first resistor for electrically connecting the switch and one end of the device-side capacitor, an electrical resistance greater than the first resistor, a second current supply unit, and one end of the device-side capacitor And a second resistor for electrically connecting the second resistor and the second resistor.
  • the power supply current calculation unit calculates the power supply current based on the ratio of the electric resistance of the first resistor to the electric resistance of the second resistor and the output second current. Good.
  • the power supply current calculation unit may calculate the second current as the power supply current.
  • the switch is a MOS transistor that electrically connects the smoothing capacitor and the device-side capacitor when turned on, and one end is electrically connected to the gate terminal of the MOS transistor, and the other end is connected to the MOS transistor.
  • a gate resistor for receiving a control signal for controlling the transistor.
  • a current measuring device for measuring a power supply current received by an electronic device, wherein the first current supply unit outputs a first current that is a part of the power supply current; One end is connected to the first current supply unit, so that a smoothing capacitor for smoothing the first current output from the first current supply unit, and a capacitance smaller than the smoothing capacitor, and one end is connected to the electronic device.
  • a first resistor electrically connecting the device-side capacitor for smoothing the power supply current, one end of the smoothing capacitor, one end of the device-side capacitor, and a first resistor.
  • a second resistor one end of which is electrically connected to one end of the device-side capacitor, and a second current smaller than the first current are connected to the device-side capacitor via the second resistor.
  • 2nd current supply section that outputs to Comprises an electrical resistance of the first resistor, the ratio of the electrical resistance of the second resistor, and based on the second current second current supply portions has output, and a power supply current calculation section for calculating the power supply current.
  • a test apparatus for testing an electronic device, wherein the first current supply unit outputs a first current that is a part of a power supply current to be received by the electronic device, The first current output from the first current supply unit is connected to one end of the first current supply unit.
  • a smoothing capacitor that smoothes the power supply, a device-side capacitor that has a smaller capacitance than the smoothing capacitor, and has one end electrically connected to the electronic device to smooth the power supply current.
  • a second current supply unit that outputs a first current from the smoothing capacitor to the device-side capacitor and a second current smaller than the first current to the device-side capacitor via a path parallel to the switch.
  • a determination unit that calculates a power supply current based on the second current output by the second current supply unit and determines pass / fail of the electronic device based on the calculated power supply current.
  • a test apparatus for testing an electronic device, wherein the first current supply unit outputs a first current that is a part of a power supply current to be received by the electronic device, One end is connected to the first current supply unit, so that the smoothing capacitor smoothes the first current output from the first current supply unit, and has a smaller capacitance than the smoothing capacitor, and one end is connected to the electronic device.
  • a device-side capacitor for smoothing a power supply current
  • a first resistor for electrically connecting one end of the smoothing capacitor, one end of the device-side capacitor, and a capacitor larger than the first resistor.
  • a second resistor having a resistor, one end of which is electrically connected to one end of the device-side capacitor; and a second resistor for outputting a second current smaller than the first current to the device-side capacitor via the second resistor.
  • 2 Current supply A power supply current based on the ratio of the electrical resistance of the first resistor to the electrical resistance of the second resistor, and the second current output by the second current supply unit, and based on the calculated power supply current, A determination unit that determines the quality of the electronic device.
  • an electronic device can be tested with high accuracy.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a configuration of a test apparatus 100 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a configuration of a power supply unit 106.
  • FIG. 3 is a timing chart showing an example of the operation of the test apparatus 100.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a detailed configuration of a current consuming unit 306.
  • FIG. 5 is a timing chart showing an example of the operation of the current consumption unit 306.
  • FIG. 6 is a timing chart showing an example of a detailed operation of the current consumption unit 306.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a configuration of a quiescent current measurement power supply 204.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of a configuration of a switch 208.
  • FIG. 9 is a diagram showing another example of the configuration of the power supply unit 106.
  • FIG. 10 is a diagram showing still another example of the configuration of the power supply unit 106.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a time measuring unit 1010.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of a configuration of a current consumption calculation unit 1020.
  • FIG. 13 is a timing chart showing an example of the operation of the current consumption unit 306 during a measurement period.
  • FIG. 14 is a diagram showing another example of the configuration of the current consumption calculation unit 1020.
  • FIG. 15 is a timing chart showing another example of the operation of the current consuming unit 306 during the measurement period.
  • FIG. 1 shows an example of a configuration of a test apparatus 100 according to an embodiment of the present invention, together with an electronic device 50.
  • the electronic device 50 is, for example, a device under test (DUT) such as an LSI.
  • the test apparatus 100 of the present embodiment aims to perform a test of the electronic device 50 with high accuracy.
  • the test apparatus 100 includes a control unit 110, a power supply unit 106, a pattern generation unit 102, a signal input A unit 104 and a determination unit 108 are provided.
  • the control unit 110 controls the power supply unit 106, the pattern generation unit 102, the signal input unit 104, and the determination unit 108.
  • the power supply unit 106 is a power supply device that supplies a power supply current to the electronic device 50. Further, in this example, the power supply unit 106 measures the magnitude of the power supply current supplied to the electronic device 50, and notifies the determination unit 108 of the measurement result.
  • the pattern generation unit 102 generates a test pattern to be input to the electronic device 50, and supplies the generated test pattern to the signal input unit 104.
  • the signal input unit 104 supplies the test pattern to the electronic device 50 that receives the power supply current from the power supply unit 106 at a preset timing, for example, by delaying the test pattern by a predetermined time.
  • the determination unit 108 determines pass / fail of the electronic device 50 based on a signal output from the electronic device 50 according to the test pattern. Further, in this example, the determination unit 108 determines the quality of the electronic device 50 based on the magnitude of the power supply current that the power supply unit 106 supplies to the electronic device 50.
  • the determination unit 108 may have a function of a power supply current calculation unit that calculates a power supply current. According to this example, the test of the electronic device 50 can be appropriately performed.
  • the test apparatus 100 may have a function of a current measuring apparatus that measures a power supply current received by the electronic device 50.
  • FIG. 2 shows an example of the configuration of the power supply unit 106 together with the electronic device 50.
  • the power supply section 106 includes a large current power supply 202, a quiescent current measurement power supply 204, a plurality of connection lines 206a and b, a plurality of capacitors 214 and 216, a switch 208, and a plurality of resistors 210, 212 and 218. Further, in this example, the electronic device 50 receives the terminal voltage Vo of the capacitor 216 as a power supply voltage.
  • a current consuming unit 306, a plurality of capacitors 214 and 216, a switch 208, and a plurality of resistors 210, 212 and 218, which are part of the large current power supply 202, are mounted on the user interface 150.
  • the user interface 150 is an example of a printed circuit board on which wiring for electrically connecting the current output unit 302 and the electronic device 50 is formed.
  • the user interface 150 is a performance board on which the electronic device 50 is placed.
  • the test apparatus 100 may test, for example, the electronic device 50 in a wafer state. In this case, the electronic device 50 is connected to the user interface, for example, via a probe cart.
  • the large current power supply 202 is an example of a first current supply unit, and includes a current output unit 302 and a current consumption unit 306.
  • the current output unit 302 is a device power supply that supplies power to the electronic device 50, and outputs a voltage based on, for example, an instruction from the control unit 110 to connect the first current iRl that is at least a part of the output current.
  • Electronic device 50 is provided via line 206a, switch 208, resistor 210, and resistor 212.
  • the first current iRl is a part of the power supply current Io to be received by the electronic device 50.
  • the current consuming unit 306 is an example of the power supply voltage stabilizing device according to the present invention, and stabilizes the power supply voltage that the power supply unit 106 supplies to the electronic device 50.
  • the current consuming unit 306 supplies a partial current IL, which is a part of the output current of the current output unit 302, to a path parallel to the electronic device 50 according to, for example, an instruction from the control unit 110.
  • the large current power supply 202 supplies a current obtained by removing the partial current IL from the output current to the electronic device 50 as a first current iRl.
  • the current consuming unit 306 detects a decrease in the terminal voltage Vo of the capacitor 216 based on the voltage generated by the resistor 212. Then, when detecting that the terminal voltage Vo decreases, the current consuming unit 306 stops consuming the partial current IL.
  • the large current power supply 202 increases the first current iRl by supplying substantially the entire output current to the electronic device 50 as the first current iRl. Thereby, the large current power supply 202 increases the terminal voltage Vo. Therefore, according to this example, the terminal voltage Vo of the capacitor 216 can be kept stable. Further, thereby, the electronic device 50 that receives the terminal voltage Vo as the power supply voltage can be tested with high accuracy.
  • the quiescent current measuring power supply 204 is an example of a second current supply unit, and supplies a second current iR2 smaller than the first current iRl via a resistor 218 provided in a path parallel to the switch 208. And supplies it to the electronic device 50. Further, in this example, the quiescent current measuring power supply 204 notifies the determination unit 108 of the magnitude of the output second current iR2.
  • connection lines 206a and 206b are, for example, coaxial cables, and electrically connect the current output unit 302 and the static current measurement power supply 204 to the user interface 150.
  • the connection line 206a electrically connects the current output unit 302 and the switch 208.
  • the connection line 206b electrically connects the quiescent current measurement power supply 204 and the resistor 218.
  • the capacitor 214 is an example of a smoothing capacitor. One end of the capacitor 214 is connected to the current output unit 302 via the connection line 206a, and the other end is grounded. As a result, the capacitor 214 smoothes the first current iRl output from the current output unit 302.
  • one end of the capacitor 214 is electrically connected to the resistor 212 via the switch 208 and the resistor 210.
  • the capacitor 214 smoothes the power supply current Io upstream of the resistor 212 in the current direction by smoothing the first current iRl that is a part of the power supply current Io.
  • the capacitor 216 is an example of a device-side capacitor, and has a smaller capacitance than the capacitor 214.
  • the capacitor 216 has one end connected to the electronic device 50 and the other end grounded.
  • One end of the capacitor 216 is electrically connected to the capacitor 214 via the resistor 212, the resistor 210, and the switch 208.
  • the capacitor 216 smoothes the first current iRl downstream of the resistor 212 in the current direction.
  • the capacitor 216 may smooth the power supply current Io provided by the resistor 212 to the electronic device 50.
  • the switch 208 is provided between the capacitor 214 and the resistor 210 in the resistor 212 and the resistor IJ.
  • the switch 208 is turned on, the capacitor 208 is connected to the capacitor 216 via the resistor 210 and the resistor 212.
  • the first current iRl flows.
  • the switch 208 is turned on or off according to an instruction from the control unit 110.
  • the switch 208 allows the first current iRl to flow regardless of an instruction from the control unit. In this case, it is possible to prevent the terminal voltage Vo of the capacitor 216 from excessively decreasing.
  • the resistor 210 is an example of a first resistor.
  • the resistor 210 limits the output current of the large-current power supply 202 and supplies the large-current power supply 202 with the first current iRl. Is output.
  • the resistor 210 is electrically connected to the capacitor 216 via the resistor 212, thereby electrically connecting the switch 208 and one end of the capacitor 216. Also, this allows the resistor 210 to electrically connect one end of the capacitor 214 and one end of the capacitor 216, and when the switch 208 is turned on, the first current iRl is transferred from the capacitor 214 to the capacitor 216. Shed.
  • the resistor 212 is an example of a connection resistor.
  • the resistor 212 electrically connects the current output unit 302 and the electronic device 50 and supplies the first current iRl received from the switch 208 via the resistor 210 to the current 212.
  • the child device 50 is supplied.
  • the resistor 212 may supply the first current iRl received from the current output unit 302 to the electronic device 50 as at least a part of the power supply current Io.
  • the resistor 212 gives a voltage generated at both ends according to the first current to the current consuming unit 306.
  • the resistor 212 is used to detect a decrease in the terminal voltage Vo of the capacitor 216, which is lower than the absolute value of the flowing current. Therefore, the resistor 212 is a pattern resistor formed on the user interface 150.
  • the electrical resistance of the resistor 212 may be, for example, about 5 ⁇ , and may be, for example, a pattern resistor having a wiring copper thickness of 35 zm, a pattern width of 10 mm, and a pattern length of about 10 cm.
  • the resistor 218 is an example of a second resistor, one end of which is electrically connected to one end of the capacitor 216, and the other end of which is electrically connected to the quiescent current measurement power supply 204 via the connection line 206b. Is performed.
  • the resistor 218 electrically connects the quiescent current measurement power supply 204 and one end of the capacitor 216.
  • the resistor 218 has a higher electrical resistance than the resistor 210. Accordingly, the resistor 218 causes the quiescent current measurement power supply 204 to output a second current iR2 smaller than the first current iRl. According to this example, the power supply current Io can be appropriately supplied to the electronic device 50.
  • the switch 208 is turned on, for example, when performing a functional test of the electronic device 50.
  • the power supply unit 106 supplies the sum of the first current iRl and the second current iR2 to the electronic device 50 as the power supply current Io.
  • the large current power supply 202 and the quiescent current measurement power supply 204 supply the first current iRl and the second current iR2 corresponding to the ratio of the electric resistance between the resistor 210 and the resistor 218 to the electronic device 50.
  • the determination unit 108 may calculate the magnitude of the first current iRl based on the magnitude of the second current iR2 notified from the quiescent current measurement power supply 204 and the ratio of the electric resistance.
  • the switch 208 is turned on, the determination unit 108 determines the ratio between the electric resistance of the resistor 210 and the electric resistance of the resistor 218 and the second current iR2 output by the quiescent current measurement power supply 204.
  • the power supply current Io received by the electronic device 50 is calculated based on
  • the determination unit 108 may calculate the power supply current Io received by the electronic device 50 during the function test.
  • the magnitude of the first current iRl is determined based on the current output from the large current power supply 202. If an error occurs due to the influence of the capacitance of the capacitor 214, there is a force S.
  • the quiescent current measurement power supply 204 supplies the second current iR2 to the electronic device 50 without passing through the capacitor 214 having a large capacitance. Therefore, the quiescent current measurement power supply 204 can detect the output second current iR2 with high accuracy and notify the determination unit 108. Therefore, according to the present example, the power supply current Io of the electronic device 50 can be calculated with high accuracy.
  • the switch 208 is turned off, for example, when performing a quiescent current test (Iddq test) of the electronic device 50.
  • the power supply unit 106 supplies the second current iR2 to the electronic device 50 as the power supply current Io. Therefore, when the switch 208 is turned off, the determination unit 108 calculates the second current iR2 output from the quiescent current measurement power supply 204 as the power supply current Io received by the electronic device 50. As a result, the determination unit 108 calculates the power supply current Io based on the second current iR2 output from the quiescent current measurement power supply 204. Further, the determination unit 108 may determine the acceptability of the electronic device 50 based on the calculated power supply current Io. According to this example, the test of the electronic device 50 can be performed with high accuracy.
  • a single capacitor is used instead of the capacitor 214 and the capacitor 216 as a capacitor for smoothing the power supply current Io, if the capacitance of the capacitor is small, the power supply current Io The fluctuation of the capacitor terminal voltage accompanying the change becomes large, and the power supply voltage of the electronic device 50 becomes unstable. In addition, when the capacitance of the capacitor is large, it takes time S to recover when the terminal voltage of the capacitor changes, and it may be difficult to appropriately maintain the power supply voltage of the electronic device 50.
  • the capacitor 216 for smoothing the power supply current Io in the immediate vicinity of the electronic device 50 and the capacitor 214 for smoothing the large first current iRl for performing a functional test and the like By providing, for example, when performing a functional test, the fluctuation of the power supply voltage according to the fluctuation of the power supply current Io can be reduced. In the case of performing static current measurement or the like, the power supply current Io can be measured with high accuracy by turning off the switch 208, for example.
  • the power supply voltage of the electronic device 50 is, for example, 2 V, and if the allowable range of the power supply voltage fluctuation is 5%, the power supply voltage fluctuation is further taken into account with a tolerance of 0.5. Must be about 50 mV or less.
  • the function rate in the function test Is 10 nsec
  • the peak current is 1 A
  • the period during which the peak current flows is 4 nsec
  • the response time required for the high-current power supply 202 to change the output current is 5 / sec
  • the capacitor 216 may have a capacitance of, for example, about 1/10 or less of the capacitor 214 according to the ratio between the first current iRl and the second current iR2.
  • the large current power supply 202 may output a first current iRl that is substantially inversely proportional to the sum of the ON resistance of the switch 208 and the electrical resistance of the resistor 210.
  • the quiescent current measurement power supply 204 may output a second current iR2 that is substantially inversely proportional to the electrical resistance of the resistor 218.
  • the ratio of the electrical resistance of the resistor 218 to the sum of the ON resistance of the switch 208 and the electrical resistance of the resistor 210 is determined in advance, for example, according to the range of the power supply current Io to be measured.
  • the sum of the ON resistance of the switch 208 and the electrical resistance of the resistor 210 may be, for example, about 1Z10 times or more the electrical resistance of the resistor 218.
  • the quiescent current measurement power supply 204 outputs a second current iR2 that is about 1/10 or less of the first current iRl.
  • the power supply unit 106 may further include a current consumption measuring unit 1000 supplied to the electronic device 50 during the function test of the electronic device 50 and measuring a power supply current Io consumed by the electronic device 50. Good.
  • the control unit 110 stops the output of the second current iR2 from the quiescent current measurement power supply 204.
  • the power supply unit 106 calculates the average current consumption of the electronic device 50 during the measurement period based on the value of the output current of the current output unit 302 during a predetermined measurement period during the function test, for example. calculate.
  • the power supply unit 106 may calculate the average current consumption of the electronic device 50 based on the value of the partial current IL during the measurement period.
  • the current consumption measuring section 1000 has a time measuring section 1010 and a current consumption calculating section 1020.
  • the time measurement unit 1010 measures the time during which the current consumption unit 306 consumes the partial current IL or the time during which the consumption is stopped during the measurement period of the average current consumption of the electronic device 50.
  • the current consumption calculation unit 1020 is based on the time during which the current consumption unit 306 consumes or stops the consumption of the partial current IL measured by the time measurement unit 1010, and the current value of the output current of the current output unit 302. Then, the average current consumption of the electronic device 50 during the measurement period is calculated and displayed.
  • the current consumption calculation unit 1020 displays the ratio of the time during which the current consumption unit 306 consumes the partial current IL or the time during which the current consumption is stopped to the measurement period.
  • FIG. 3 is a timing chart showing an example of the operation of the test apparatus 100.
  • the test apparatus 100 performs an initial setting and / or functional test and a quiescent current test.
  • the test apparatus 100 measures the quiescent current after the large power supply current lo flows through the electronic device 50.
  • the test apparatus 100 performs the initial setting and / or the function test and the quiescent current test again.
  • the switch 208 When performing the initial setting and / or the function test, the switch 208 is turned on, and the electronic device 50 outputs the first current iRl and the first current iRl having a magnitude of about 1Z10 of the first current iRl as the power supply current lo. 2 Receive the current iR2.
  • the electronic device 50 receives a power supply current lo that changes in synchronization with, for example, a clock signal. In this case, the terminal voltage Vo of the capacitor 216 increases and decreases in synchronism with the power supply current lo in a negative correlation with the increase and decrease of the power supply current lo.
  • the control section 110 measures the power supply current lo. Then, if the power supply current lo is within the predetermined range (normal), the control section 110 turns off the switch 208 to cut off the first current iRl. In this case, the electronic device 50 receives the second current iR2 as the power supply current lo. Then, after the determination unit 108 measures the power supply current lo of the electronic device 50, the control unit 110 turns on the switch 208 again. As a result, the test apparatus 100 ends the quiescent current test.
  • the test apparatus 100 again performs the initial setting and / or the function test, and starts the next static current test.
  • the determination unit 108 measures the power supply current lo before the control unit 110 turns off the switch 208.
  • the control unit 110 keeps the switch 208 on and the electronic device 50 , The first current iRl and the second current i R2 are continuously received as the power supply current lo.
  • the measurement of the power supply current Io may not be performed beforehand, and the switch 208 may be turned off as shown by a dotted line in the figure.
  • the power supply current Io if the power supply current Io is abnormal, the voltage at both ends of the resistor 210 increases according to the decrease in the terminal voltage Vo of the capacitor 216. Flow iRl. Also in this case, the power supply current Io can be appropriately supplied to the electronic device 50.
  • FIG. 4 shows an example of a detailed configuration of the current consuming unit 306.
  • the 306 includes a low-pass filter 402, a difference detection unit 412, and a parallel load unit 304.
  • the mouth pass finalizer 402, the difference detection unit 412, and the parallel load unit 304 may be provided on the user interface 150 (see FIG. 2).
  • the low-pass filter 402 includes a resistor and a capacitor. This resistor connects the power supply side end of the resistor 212 close to the resistor 210 to one end of this capacitor. The other end of this capacitor is grounded. As a result, the low-noise filter 402 receives the output voltage of the current output unit 302 (see FIG. 2) via the resistor 210, reduces the high-frequency component of the output voltage, and supplies the reduced voltage to the difference detection unit 412.
  • the low-pass filter 402 preferably has a cutoff frequency lower than the frequency at which the power supply current Io received by the electronic device 50 changes. In this case, the low-pass filter 402 reduces the frequency component higher than the cutoff frequency and passes the output voltage of the current output unit 302. Further, in this example, the low-noise filter 402 receives the voltage Vi at the power supply side end of the resistor 212 as the output voltage of the current output unit 302, and converts the voltage Vp obtained by reducing the high frequency component of the voltage Vi into The difference is provided to the difference detection unit 412.
  • the difference detection unit 412 includes a voltage follower 404, a reference voltage output unit 406, a comparison unit 414, a reference voltage setting unit 408, and a load driving unit 410.
  • the voltage follower 404 is an operational amplifier whose output is negatively fed back.
  • the voltage follower 404 receives the output voltage of the low-pass filter 402 at the positive input, and supplies a voltage equal to this output voltage to the reference voltage output unit 406.
  • the reference voltage output unit 406 has a plurality of resistors 502, 504, 506 connected in series between the output of the voltage follower 404 and the ground potential.
  • the reference voltage output section 406 The potential at the node between the resistor 502 and the resistor 504 is output as a reference voltage applied to the comparison unit 414. Accordingly, the reference voltage output unit 406 outputs a reference voltage obtained by dividing the output voltage of the low-pass filter 402 based on the electric resistance ratio of the plurality of resistors 502, 504, and 506.
  • the reference voltage output unit 406 receives the output of the reference voltage setting unit 408 at a node between the resistor 504 and the resistor 506. Accordingly, the reference voltage output unit 406 outputs either the first reference voltage or the second reference voltage according to the output of the reference voltage setting unit 408.
  • the comparison unit 414 receives the reference voltage output from the reference voltage output unit 406 at a positive input, and receives the potential of the device side end of the resistor 212 close to the electronic device 50 at a negative input. As a result, the comparison unit 414 compares the reference voltage with the potential of the device side end.
  • the difference detection unit 412 detects the potential difference between the output voltage of the low-pass filter 402 and the potential of the resistor 212 on the device side. May be detected.
  • the comparing section 414 gives the result of the comparison to the reference voltage setting section 408 by, for example, a collector open output. For example, the comparator 414 opens the output when the potential of the positive input is higher than the potential of the negative input, and grounds the output when the potential of the positive input is lower than the potential of the negative input.
  • the device-side end of the resistor 212 is connected to one end of the capacitor 216. Therefore, the potential of the device side end is equal to the terminal voltage Vo of the capacitor 216.
  • the comparing unit 414 compares the output voltage of the low-pass filter 402 with the terminal voltage Vo.
  • the reference voltage setting section 408 has a constant voltage source 508 and a plurality of resistors 510 and 518.
  • the constant voltage source 508 outputs a predetermined voltage Vcc.
  • the resistor 510 connects the positive electrode of the constant voltage source 508 and the output terminal of the comparison unit 414.
  • the resistor 518 connects the output terminal of the comparison unit 414 and the upstream end of the resistor 506 in the reference voltage output unit 406.
  • the reference voltage setting unit 408 connects the plurality of resistors 510 and 518 to the upstream end of the resistor 506 in order to make the output open.
  • the output voltage Vcc of the constant voltage source 508 is provided via the power supply.
  • the voltage follower 4 The reference voltage output unit 406 outputs the first reference voltage based on the output of the output terminal 04, the electrical resistance ratio of the plurality of resistors 502, 504, 506, 510, and 518, and the output voltage Vcc of the constant voltage source 508.
  • the reference voltage setting section 408 grounds the upstream end of the resistor 506 via the resistor 518.
  • the reference voltage output unit 406 A second reference voltage smaller than the reference voltage is output.
  • reference voltage setting section 408 provides reference voltage output section 406 with second reference voltage when terminal voltage Vo of capacitor 216 becomes larger than the first reference voltage. Output. Further, when the terminal voltage Vo becomes lower than the second reference voltage, the reference voltage setting unit 408 causes the reference voltage output unit 406 to output the first reference voltage.
  • the reference voltage output unit 406 outputs a reference voltage that changes with hysteresis based on the output of the reference voltage setting unit 408.
  • the reference voltage setting unit 408 gives the potential Va of the node between the resistor 510 and the resistor 518 to the load driving unit 410. Therefore, when the terminal voltage Vo of the capacitor 216 is smaller than the reference voltage output from the reference voltage output unit 406, the reference voltage setting unit 408 sends the H signal to the load driving unit 410 according to the output of the comparison unit 414. give. When the terminal voltage Vo is higher than the reference voltage, the reference voltage setting unit 408 supplies the L signal to the load driving unit 410. Thereby, reference voltage setting section 408 gives the output of comparison section 414 to load drive section 410.
  • the load driving section 410 is, for example, an inverting circuit, and inverts the output of the comparing section 414 received via the reference voltage setting section 408, and supplies the inverted output to the parallel load section 304.
  • the load driving unit 410 provides a signal corresponding to the result of comparing the terminal voltage Vo of the capacitor 216 with the reference voltage to the parallel load unit 304.
  • the load driver 410 when the terminal voltage Vo is higher than the reference voltage, the load driver 410 outputs an H signal.
  • the load driving section 410 outputs an L signal.
  • the difference detection unit 412 detects the potential difference between the output voltage of the low-pass filter 402 and the terminal voltage Vo of the capacitor 216. The detection is performed, and the detection result is notified to the parallel load unit 304.
  • the output of the load driving unit 410 is supplied to the time measuring unit 1010.
  • the load driving unit 410 measures the time during which the current consuming unit 306 consumes the partial current IL or the time during which the consumption is stopped, based on the signal output from the load driving unit 410.
  • the parallel load section 304 includes a low-speed switch 512, a resistor 514, and a high-speed switch 516.
  • the low-speed switch 512 is a switch that opens and closes at a lower speed than the response speed of the current output unit 302, and is connected in parallel with the resistor 212 by connecting one end to the connection line 206a. Thereby, the parallel load section 304 is connected to the output terminal of the current output section 302 in parallel with the resistor 212.
  • the low-speed switch 512 opens and closes, for example, according to an instruction from the control unit 110.
  • the response speed of the current output unit 302 is, for example, a speed at which the current output unit 302 changes the output current in response to a change in the power supply current Io received by the electronic device 50.
  • the low-speed switch 512 is, for example, a semiconductor switch such as a MOSFET. In this case, the low-speed switch 512 may receive the output SW of the control unit 110 via, for example, a resistor.
  • the resistor 514 is connected downstream of the low-speed switch 512 in series with the low-speed switch 512. This causes the resistor 514 to consume the current received from the current output 302 via the high speed switch 516.
  • the high-speed switch 516 is an N-type MOSFET connected downstream of the resistor 514 and in series with the resistor 514, and receiving the output of the load driver 410 at the gate terminal. Accordingly, the high-speed switch 516 opens and closes according to the output of the difference detection unit 412. The high-speed switch 516 opens and closes faster than the response speed of the current output unit 302. The high-speed switch 516 turns on when the terminal voltage Vo of the capacitor 216 is higher than the reference voltage. When the terminal voltage Vo is smaller than the reference voltage, the high-speed switch 516 is turned off.
  • the high speed switch 516 may be connected in series with the resistor 212 and the low speed switch 512.
  • a partial current IL which is a part of the output current of the current output unit 302 flows through the resistor 514, and the parallel load unit 304 Consumes IL.
  • the parallel load unit 304 stops consuming the partial current IL. Therefore, when the terminal voltage Vo decreases, the current consuming unit 306 increases the current flowing through the resistor 212. This results in current consumption The unit 306 increases the terminal voltage Vo. Therefore, according to the present example, the power supply voltage of the electronic device 50 can be kept stable.
  • the terminal voltage Vo of the capacitor 216 is determined by the change in the power supply current Io of the electronic device 50. May greatly change depending on the situation. For example, if the power supply current Io temporarily increases, the terminal voltage Vo may temporarily decrease significantly due to undershoot. Further, when the power supply current Io temporarily decreases, the terminal voltage Vo may temporarily increase significantly due to overshoot. In this case, the power supply voltage of the electronic device 50 becomes unstable, and it may be difficult to perform an appropriate test. Also, with the recent development of miniaturization technology, for example, the gate breakdown voltage of MOSFETs has been reduced, and overshoot of the power supply voltage may be a problem.
  • the current flowing from the current output unit 302 to the capacitor 216 can be appropriately changed according to the change in the power supply current Io of the electronic device 50. You can force it. In addition, thereby, the power supply voltage of the electronic device 50 can be kept stable.
  • connection lines 206 since a large number of connection lines 206 are required, it may be difficult to increase the width of the connection lines 206 due to, for example, a limitation in mounting. Also, it may be difficult to arrange the current output unit 302 in the immediate vicinity of the electronic device 50. In this case, for example, even if the output voltage of the current output unit 302 is corrected by feeding back the terminal voltage Vo of the capacitor 216, the response speed of the current output unit 302 has a limit based on, for example, the inductance of the connection line 206. . However, according to the present example, by switching the high-speed switch 516 on and off, the current received by the capacitor 216 can be changed appropriately and quickly.
  • the power supply voltage of the electronic device 50 may be different depending on, for example, a test item or a type of the electronic device 50.
  • the reference voltage given to the comparison unit 414 is
  • reference voltage output section 406 generates a reference voltage based on the output voltage of current output section 302. Therefore, according to the present example, the reference voltage can be appropriately generated even when the power supply voltage of the electronic device 50 is changed.
  • the difference detection unit 412 receives the output voltage of the current output unit 302 via the low-pass filter 402.
  • the reference voltage can be stably generated even if the potential Vi at the power supply side end of the resistor 212 temporarily changes, for example, according to the change in the power supply current Io.
  • the low-pass filter 402 has a cutoff frequency of, for example, about 2 kHz, and if the potential Vi at the power supply side end fluctuates by about 100 mV, the output fluctuation should be about lmV
  • the filter 402 may have a characteristic of, for example, about 40 db.
  • the frequency of 13 db is 20 Hz
  • the RC time constant ⁇ is about 8 ms.
  • the power supply current Io force S 1A of the electronic device 50 and the capacitance of the capacitor 216 is 30
  • the terminal voltage Vo of the capacitor 216 decreases, for example, by about 3 mV per 100 ⁇ seconds.
  • an inexpensive general-purpose comparator can be used as the comparison unit 414.
  • the parallel load unit 304 includes a plurality of resistors 514 that can be selected by, for example, a switch.
  • the control unit 110 selects one resistor 514 according to the type of the electronic device 50, for example.
  • Low speed switch 512 and high speed switch 516 may be connected to selected resistor 514.
  • the parallel load unit 304 may include, for example, a constant current circuit instead of the resistor 514.
  • FIG. 5 is a timing chart showing an example of the operation of the current consuming unit 306.
  • current output section 302 starts operation at time T1, and outputs a predetermined voltage.
  • the current consuming unit 306 starts operating accordingly.
  • the low-speed switch 512 is turned on in accordance with the change of the signal SW at time ijT2, and the parallel load unit 304 starts consuming the partial current IL. .
  • the low-speed switch 512 may be turned on after the output voltage Vp of the low-pass filter 402 becomes substantially equal to the output voltage of the current output unit 302.
  • the low-speed switch 512 may be gradually turned on as shown by a dotted line in the figure, for example, by receiving the signal SW via a resistor.
  • the parallel load unit 304 may gradually increase the partial current IL from Tj to T3.
  • the terminal voltage Vo of the capacitor 216 changes according to the operation of the electronic device 50.
  • the high-speed switch 516 is turned on or off in accordance with a change in the terminal voltage Vo, and the parallel load unit 304 consumes a corresponding partial current IL. Thereby, the current consuming unit 306 stabilizes the power supply voltage of the electronic device 50.
  • the test apparatus 100 waits for the stabilization time of the low-pass filter 402 and starts the next test, for example. According to this example, the power supply current Io of the electronic device 50 can be kept stable.
  • FIG. 6 is a timing chart showing an example of a detailed operation of current consuming section 306 from time T4 to time T5. During this period, the terminal voltage Vo of the capacitor 216 repeatedly increases and decreases, for example, according to the operation of the electronic device 50.
  • the reference voltage output unit 406 outputs the first reference voltage VH or the second reference voltage VL according to the output Va of the comparison unit 414. Then, when the terminal voltage Vo falls below the second reference voltage VL, for example, at time T41, the comparing section 414 inverts the output Va to an H signal. Then, at a time T42 slightly later than the time T41, the parallel load unit 304 stops consuming the partial current IL according to the output of the load driving unit 410. In this case, The current flowing from the current output section 302 to the capacitor 216 increases, and the terminal voltage Vo of the capacitor 216 increases.
  • the parallel load section 304 operates in a path parallel to the resistor 212.
  • the flow of the partial current IL may be stopped.
  • the parallel load unit 304 may stop receiving the partial current IL from the current output unit 302.
  • comparison section 414 inverts output Va to an L signal. Then, at time T44 slightly later than time T43, parallel load section 304 starts consuming partial current IL in accordance with the output of load drive section 410. In this case, the current flowing from the current output unit 302 to the capacitor 216 decreases, and the terminal voltage Vo of the capacitor 216 drops.
  • the parallel load unit 304 becomes lower than the second reference voltage VL after the terminal voltage Vo of the capacitor 216 becomes higher than the first reference voltage VH. During this period, the partial current IL may be consumed by flowing the partial current IL through a path parallel to the resistor 212. When the potential difference detected by the difference detection unit 412 is smaller than a predetermined value, the parallel load unit 304 may consume the partial current IL.
  • the parallel load unit 304 starts consuming the partial current IL. I do. This can prevent the terminal voltage Vo from excessively increasing.
  • FIG. 7 shows an example of the configuration of the quiescent current measurement power supply 204.
  • the quiescent current measuring power supply 204 includes an operational amplifier 602, a capacitor 604, an operational amplifier 606, and a plurality of resistors.
  • the operational amplifier 602 is negatively fed back via the resistor 608, and outputs an output voltage corresponding to the voltage received from the control unit 110 to the positive input to the connection line 206b via the resistor 608. This Accordingly, the operational amplifier 602 outputs a voltage based on an instruction from the control unit 110.
  • the capacitor 604 prevents oscillation of the operational amplifier 602 by being connected in parallel with the resistor 608.
  • the operational amplifier 606 forms a differential amplifier (subtraction circuit) together with a plurality of resistors.
  • the operational amplifier 606 receives a voltage applied to the operational amplifier 602 by the control unit 110 at a positive input via a resistor, and receives an output of the operational amplifier 602 at a negative input via the resistor. Then, the operational amplifier 606 notifies the determination unit 108 of the difference between the voltage received at each of the positive input and the negative input.
  • the potential of the negative input of the operational amplifier 602 that has been negatively fed back is equal to the potential received from the control unit 110 to the positive input. Therefore, the resistor 608 allows a current proportional to the difference between the voltage applied to the operational amplifier 602 by the control unit 110 and the output voltage of the operational amplifier 602 to flow. As a result, the quiescent current measuring power supply 204 outputs an output current proportional to the difference to the connection line 206b.
  • the determination unit 108 determines the quiescent current measurement power supply 204 based on the difference and the electrical resistance of the resistor 608. Can be calculated.
  • FIG. 8 shows an example of the configuration of the switch 208.
  • switch 208 has MOSF ET 702, resistor 704, and a plurality of diodes 706,708.
  • the MOSFET 702 has a drain terminal and a source terminal connected to the capacitor 214 and the resistor 210, and when turned on, supplies a current received from the capacitor 214 to the capacitor 216 via the resistor 210 and the resistor 212.
  • the gate terminal of the MOSFET 702 is connected to the control unit 110 via the resistor 704.
  • MOSFET 702 can be turned on or off at an appropriate speed in accordance with an instruction from control unit 110. This can also prevent spike-like noise from being generated in the terminal voltage Vo of the capacitor 216, for example.
  • the switch 208 can be turned on and off in about 4 a seconds.
  • the capacitor 214 and the capacitor 216 are electrically connected.
  • This is an example of a MOS transistor that is electrically connected.
  • the resistor 704 is an example of a gate resistor having one end electrically connected to the gate terminal of the MOSFET 702 and the other end receiving a control signal for controlling the resistor 704.
  • the diode 706 is connected between the source terminal and the drain terminal of the MOSFET 702 from the capacitor 214 to the capacitor 216 in a direction opposite to the direction of the force.
  • the diode 706 quickly discharges the capacitor 216 when, for example, the current output unit 302 (see FIG. 2) lowers the output voltage.
  • the diode 708 is connected between the capacitor 214 and the resistor 212, in parallel with the MOSFET 702 and the resistor 210, and is connected to the capacitor 216 in a forward direction from the capacitor 214 to the capacitor 216. This allows diode 708 to flow current from capacitor 214 to capacitor 216, regardless of the state of MOSFET 702, for example, if the voltage across resistor 210 becomes greater than the threshold voltage of diode 708. Thus, the diode 708 prevents the terminal voltage Vo of the capacitor 216 from excessively decreasing. According to this example, the current output unit 302 and the capacitor 216 can be appropriately connected. Diode 708 may be, for example, a Schottky diode. Note that, in the configuration for measuring the power supply current Io prior to the measurement of the quiescent current as described with reference to FIG. 3, for example, the diode 708 may be omitted.
  • FIG. 9 shows another example of the configuration of the power supply unit 106 together with the electronic device 50.
  • the power supply section 106 includes a large current power supply 202, a quiescent current measurement power supply 204, a plurality of connection lines 206a-c, a plurality of capacitors 214 and 216, a plurality of switches 208, 252, 254, and a plurality of switches.
  • the resistors 210 and 218 are provided. Except for the points described below, the configuration in FIG. 9 denoted by the same reference numeral as in FIG. 2 has the same or similar function as / to the configuration in FIG.
  • switch 254 When turned on, switch 254 electrically connects capacitor 214 and high-current power supply 202 via connection line 206c. When turned on, the switch 252 electrically connects the capacitor 216 and the high-current power supply 202 via the connection line 206c. The switch 252 and the switch 254 may be turned on or off according to an instruction of the control unit 110.
  • the high-current power supply 202 receives the terminal voltage Vp of the capacitor 216 or the terminal voltage Vo of the capacitor 214 via the switch 252 or the switch 254, and changes the output voltage accordingly. In this case, the large current power supply 202 can output the output voltage with high accuracy. Also in this example, the power supply current Io can be calculated with high accuracy based on the second current iR2 output from the quiescent current measurement power supply 204. Therefore, according to this example, the electronic device 50 can be tested with high accuracy.
  • FIG. 10 shows still another example of the configuration of the power supply unit 106 together with the electronic device 50.
  • the power supply unit 106 includes a large-current power supply 202, a plurality of connection lines 206ad, a plurality of capacitors 214 and 216, and a resistor 212. Except for the points described below, the configuration in FIG. 10 denoted by the same reference numeral as in FIG. 2 has the same or similar function as / to the configuration in FIG.
  • connection line 206b electrically connects the ground terminal of the current output unit 302 and the ground terminal of the user interface 150.
  • the connection line 206c electrically connects one end of the capacitor 216 and the current output unit 302.
  • the connection line 206 electrically connects the ground terminal of the electronic device 50 and the current output section 302.
  • the current output unit 302 includes a plurality of voltage followers 804 and 806, an operational amplifier 802, and a plurality of resistors.
  • the voltage follower 804 is connected to the capacitor 216 via the connection line 206c, and supplies a voltage equal to the terminal voltage Vo of the capacitor 216 to the negative input of the operational amplifier 802.
  • the voltage follower 806 is connected to the ground terminal of the electronic device 50 via the connection line 206d, and applies a voltage equal to the voltage generated at the ground terminal of the electronic device 50 to the positive input of the operational amplifier 802.
  • the operational amplifier 802 receives the voltage output from the control unit 110 at a positive input via a resistor, and outputs a voltage corresponding to this to the connection line 206a via the resistor.
  • the operational amplifier 8002 is feedback-controlled by receiving the terminal voltage Vo generated at the capacitor 216 according to the output voltage and the voltage of the ground terminal of the electronic device 50 via the voltage follower 804 and the voltage follower 806. ing. Therefore, according to this example, the operational amplifier 80 2 can control the output voltage with high accuracy. Further, also in this example, the terminal voltage Vo of the capacitor 216 can be kept stable by the current consumption unit 306. Therefore, according to this example, the electronic device 50 can be tested with high accuracy.
  • FIG. 11 shows a configuration of the time measurement unit 1010.
  • the time measurement unit 1010 measures the off-time during which the high-speed switch 516 is turned off during the measurement period of the average current consumption of the electronic device 50, so that the current consumption unit 306 stops consuming the partial current IL. Measure the amount of time you spend.
  • the time measuring unit 1010 has a logic circuit 1110, a counter 1120, a register 1130, and a DA converter 1140.
  • the logic circuit 1110 supplies a clock signal such as a reference clock of the test apparatus 100 to the counter 1120 while the high-speed switch 516 is off. More specifically, logic circuit 1110 outputs the logical product of the inverted value of the signal output by load driving section 410 in current consuming section 306 and the clock signal. Accordingly, the logic circuit 1110 supplies the clock signal to the counter 1120 while the load driver 410 is outputting the L signal, that is, while the high-speed switch 516 is off.
  • the counter 1120 counts the off-time of the high-speed switch 516 during the measurement period based on the clock signal supplied from the logic circuit 1110 while the high-speed switch 516 is off. More specifically, control section 110 inputs a reset signal to counter 1120 before the start of the measurement period. In response, the counter 1120 initializes the count value. Next, the control unit 110 supplies H logic to the start / stop signal during the measurement period. In response to this, the counter 1120 is enabled to count and counts the clock signal supplied from the logic circuit 1110. Then, when the measurement period ends, the control section 110 sets the start / stop signal to L logic. In response to this, the counter 1120 stops counting.
  • the register 1130 inputs the count value output by the counter 1120 as the data input signal Di, stores it at the end of the measurement period, and outputs it as the data output signal Do. More specifically, register 1130 stores the count value when the start / stop signal changes to H logic or L logic at the end of the measurement period. Here, the register 1130 may store only one or more high-order bits of the count value output by the counter 1120 and output it as the data output signal Do.
  • the DA converter 1140 converts the off time of the high-speed switch 516 in units of cycles, which is counted by the counter 1120 and stored in the register 1130, into an analog value.
  • control section 110 sets the measurement period so as to be 2 n cycles of the clock signal (where n is a positive integer).
  • the counter 1120 counts the off time of the high-speed switch 516 during the measurement period in cycle units obtained by dividing the measurement period by 2 n.
  • the logic circuit 1110 is a logic circuit (AND logic) that outputs the logical product of the signal output from the load driving unit 410 and the clock signal
  • the high-speed switch 516 can be turned off. Instead of the time, the on-time of the high-speed switch 516 can be measured.
  • FIG. 12 shows an example of the configuration of current consumption calculation section 1020.
  • the current consumption calculation unit 1020 performs the measurement during the function test based on the ON time or OFF time of the high-speed switch 516 measured by the time measurement unit 1010 and the current value of the output current of the current output unit 302. The average current consumption of the electronic device 50 during the period is calculated and displayed.
  • the current consumption calculation unit 1020 in this example can be used when the parallel load unit 304 consumes the same amount of the partial current IL as the output current of the current output unit 302 when the high-speed switch 516 is on.
  • the current consumption calculation unit 1020 in this example calculates the average current consumption by multiplying the average value of the output current of the current output unit 302 during the measurement period by the ratio of the off time of the high-speed switch 516 to the measurement period. I do.
  • Current consumption calculation section 1020 includes a multiplier 1200, a display 1210, and a voltmeter 1220.
  • Multiplier 1200 outputs the average value of the output current of current output section 302 during the measurement period.
  • the multiplier 1200 calculates the average current consumption of the electronic device 50 by multiplying the average value of the output current during the measurement period by the count value of the counter 1120 indicating the ratio of the off time of the high-speed switch 516 during the measurement period. I do.
  • the display unit 1210 displays the average current consumption of the electronic device 50 calculated by the multiplier 1200.
  • the voltmeter 1220 measures the voltage of the analog signal output from the DA converter 1140. indicate.
  • the user of the current consumption measurement unit 1000 reads the output voltage of the DA converter 1140 and calculates the ratio of the maximum count value (2 to the nth power) in the measurement period to the output voltage of the DA converter 1140.
  • the average value of the output current of the current output unit 302 the average current consumption of the electronic device 50 can be calculated based on these values in the same manner as the multiplier 1200.
  • the DA converter 1140 and the voltmeter 1220 can be connected by one analog signal, the DA converter 1140 and the voltmeter 1220 can be easily realized as compared with the case where a digital signal is wired.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a case where the average current consumption of the electronic device 50 is measured using the time measuring unit 1010 and the current consumption calculating unit 1020 shown in FIGS. An example of the operation will be described.
  • the parallel load unit 304 consumes the same amount of the partial current IL as the output current IDPS of the current output unit 302 when the high-speed switch 516 is on. Such a state can occur when the current consumption when the electronic device 50 is not operating becomes almost OA.
  • the electronic device 50 performs an operation according to the function test during the measurement period.
  • the power supply current Io input to the electronic device 50 varies between, for example, 0 A, 1 A, and 2 A, as illustrated in FIG.
  • the terminal voltage Vo changes.
  • the output SW2 of the load driving unit 410 is switched to suppress the fluctuation of the terminal voltage Vo.
  • the high-speed switch 516 is appropriately switched on or off so as to suppress the fluctuation of the terminal voltage Vo.
  • the partial current IL has the same value as the output current IDPS.
  • the average value of the power supply current Io of the electronic device 50 that is, the average current consumption of the electronic device 50 can be calculated by the following equation (1).
  • the current consumption calculation unit 1020 can calculate the average current consumption of the electronic device 50 by multiplying the average value of the output current IDPS during the measurement period by the ratio of the off time of the high-speed switch 516 during the measurement period. it can.
  • the current consumption measurement unit 1000 The user can read the average value of the output current IDPS from the current output unit 302 and read the ratio of the off time of the high-speed switch 516 from the voltmeter 1220 to calculate the average current consumption of the electronic device 50. .
  • FIG. 14 shows another example of the configuration of current consumption calculation section 1020.
  • the current consumption calculator 1020 includes an on-time or an off-time of the high-speed switch 516 measured by the time measuring unit 1010, a current value of the output current, and a parallel load unit when the high-speed switch 516 is on. Based on the current value of the partial current of 304, the average current consumption of the electronic device 50 during the measurement period during the function test is calculated and displayed.
  • the current consumption calculation unit 1020 in this example can be used when the parallel load unit 304 consumes a partial current IL different from the output current of the current output unit 302 when the high-speed switch 516 is on.
  • the consumption current calculation unit 1020 in this example is configured to subtract the product of the current value of the partial current when the high-speed switch 516 is on and the ratio of the on-time to the measurement period from the average value of the output current during the measurement period. To calculate the average current consumption.
  • the current consumption calculation unit 1020 according to the present example includes a subtractor 1400, a multiplier 1410, a subtractor 1420, a display unit 1210, and a voltmeter 1220.
  • the display unit 1210 and the voltmeter 1220 have the same functions and configurations as the display unit 1210 and the voltmeter 1220 illustrated in FIG.
  • Subtractor 1400 calculates the on-time of high-speed switch 516 by subtracting the off-time of high-speed switch 516 from the measurement period. More specifically, the subtractor 1400 subtracts the number of cycles in which the high-speed switch 516 is off, that is, the count value supplied via the register 1130, from the number of cycles in the measurement period, 2 n to the power of n. Calculate the number of cycles in which high speed switch 516 is on.
  • the output of the subtractor 1400 can be used as a ratio of the ON time of the high-speed switch 516 to the measurement period.
  • the multiplier 1410 multiplies the current value of the partial current IL in a state where the high-speed switch 516 is on by the ratio of the on-time of the high-speed switch 516 to the measurement period output by the subtractor 1400.
  • the subtractor 1420 subtracts the product output by the multiplier 1410 from the average value of the output current IDPS of the current output unit 302 during the measurement period.
  • FIG. 15 shows the power consumption during the measurement period when the average current consumption of the electronic device 50 is measured using the time measurement unit 1010 and the current consumption calculation unit 1020 shown in FIGS. 11 and 13.
  • the parallel load unit 304 consumes a partial current IL smaller than the output current IDPS of the current output unit 302 when the high-speed switch 516 is on. Such a state may occur when the current consumption does not become OA even when the electronic device 50 is not operating.
  • the electronic device 50 performs an operation according to the function test during the measurement period.
  • the power supply current Io input to the electronic device 50 fluctuates between, for example, 0 A, 1 A, 2 A, and 3 A as illustrated in FIG.
  • the terminal voltage Vo of 216 changes.
  • the output SW2 of the load driving unit 410 is switched to suppress the fluctuation of the terminal voltage Vo.
  • the high-speed switch 516 is appropriately switched on or off so as to suppress the fluctuation of the terminal voltage Vo.
  • the partial current IL has a smaller value (2A in this example) than the output current IDPS (3A in this example).
  • the high-speed switch 516 is off, the partial current IL is 0 A. Therefore, the average current consumption of the electronic device 50 can be calculated by the following equation (2).
  • [1- (off time / measurement time of high-speed switch 516)] is (on time / measurement time of high-speed switch 516).
  • the average current consumption of the electronic device 50 can be calculated by subtracting the product of the current value of the partial current IL and the ratio of the on-time to the measurement period during the measurement state by the average value of the output current IDPS during the measurement period. .
  • the user of the current consumption measuring unit 1000 reads the average value of the output current IDPS from the current output unit 302, reads the ratio of the off time of the high-speed switch 516 from the voltmeter 1220, and reads these values and the high-speed switch 516. It is also possible to calculate the average current consumption of the electronic device 50 based on the current value of the partial current IL in the ON state.
  • the current output section 302 Output current, on-time or off-time of high-speed switch 516, and Alternatively, the average current consumption of the electronic device 50 can be measured based on the partial current when the high-speed switch 516 is on. Accordingly, even in an environment where a constant output current flows from the current output unit 302 and a partial current is appropriately consumed in accordance with the operation of the electronic device 50, the average current consumption of the electronic device 50 can be appropriately measured. Can be.
  • an electronic device can be tested with high accuracy.

Abstract

　電子デバイスが受け取る電源電流を測定する電流測定装置であって、電源電流の一部である第１電流を出力する第１電流供給部と、一端が第１電流供給部と接続されることにより、第１電流供給部が出力する第１電流を平滑化する平滑コンデンサと、平滑コンデンサよりも小さな静電容量を有し、一端が電子デバイスと電気的に接続されることにより、電源電流を平滑化するデバイス側コンデンサと、オンになった場合に、平滑コンデンサからデバイス側コンデンサへ、第１電流を流すスイッチと、第１電流よりも小さな第２電流を、スイッチと並列な経路を介して、デバイス側コンデンサに出力する第２電流供給部と、第２電流供給部が出力した第２電流に基づき、電源電流を算出する電源電流算出部とを備える。

Description

技術分野
[0001] 本発明は、電流測定装置及び試験装置に関する。特に本発明は、電子デバイスが 受け取る電源電流を測定する電流測定装置に関する。
背景技術
[0002] CMOS半導体等の電子デバイスにおいては、内部回路が動作した場合に、電源 明
電流が大きく変化する。また、従来、電子デバイスの動作特性試験時に負荷に与え 田
る電圧の変動が小さい電圧発生回路が知られている（例えば、特許文献 1参照。）。 特許文献 1 :特開平 7-333249号公報 (第 2-4頁、第 1-5図）
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0003] 近年の微細化技術の向上により、電子デバイスの高速度化、低電圧化が進み、電 子デバイスの電源電圧における変動の許容幅が小さくなつている。そのため、電子デ バイスを試験する試験装置においては、更に高い精度の電源装置が必要とされてい る。
[0004] そこで本発明は、上記の課題を解決することのできる電流測定装置及び試験装置 を提供することを目的とする。この目的は請求の範囲における独立項に記載の特徴 の組み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定 する。
課題を解決するための手段
[0005] 即ち、本発明の第 1の形態によると、電子デバイスが受け取る電源電流を測定する 電流測定装置であって、電源電流の一部である第 1電流を出力する第 1電流供給部 と、一端が第 1電流供給部と接続されることにより、第 1電流供給部が出力する第 1電 流を平滑化する平滑コンデンサと、平滑コンデンサよりも小さな静電容量を有し、一 端が電子デバイスと電気的に接続されることにより、電源電流を平滑化するデバイス 側コンデンサと、オンになった場合に、平滑コンデンサからデバイス側コンデンサへ、 第 1電流を流すスィッチと、第 1電流よりも小さな第 2電流を、スィッチと並列な経路を 介して、デバイス側コンデンサに出力する第 2電流供給部と、第 2電流供給部が出力 した第 2電流に基づき、電源電流を算出する電源電流算出部とを備える。
[0006] また、スィッチと、デバイス側コンデンサの一端とを電気的に接続する第 1抵抗と、 第 1抵抗よりも大きな電気抵抗を有し、第 2電流供給部と、デバイス側コンデンサの一 端とを電気的に接続する第 2抵抗とを更に備えてよい。また、スィッチがオンになった 場合、電源電流算出部は、第 1抵抗の電気抵抗と、第 2抵抗の電気抵抗との比、及 び出力した第 2電流に基づき、電源電流を算出してよい。
[0007] また、スィッチがオフになった場合、電源電流算出部は、第 2電流を、電源電流とし て算出してよい。
[0008] また、スィッチは、オンになった場合に平滑コンデンサとデバイス側コンデンサとを 電気的に接続する MOSトランジスタと、一端が MOSトランジスタのゲート端子に電 気的に接続され、他端に MOSトランジスタを制御する制御信号を受け取るゲート抵 抗とを有してよい。
[0009] 本発明の第 2の形態によると、電子デバイスが受け取る電源電流を測定する電流測 定装置であって、電源電流の一部である第 1電流を出力する第 1電流供給部と、一 端が第 1電流供給部と接続されることにより、第 1電流供給部が出力する第 1電流を 平滑化する平滑コンデンサと、平滑コンデンサよりも小さな静電容量を有し、一端が 電子デバイスと電気的に接続されることにより、電源電流を平滑化するデバイス側コ ンデンサと、平滑コンデンサの一端と、デバイス側コンデンサの一端とを電気的に接 続する第 1抵抗と、第 1抵抗よりも大きな電気抵抗を有し、一端がデバイス側コンデン サの一端と電気的に接続された第 2抵抗と、第 1電流よりも小さな第 2電流を、第 2抵 抗を介して、デバイス側コンデンサに出力する第 2電流供給部と、第 1抵抗の電気抵 抗と、第 2抵抗の電気抵抗との比、及び第 2電流供給部が出力した第 2電流に基づき 、電源電流を算出する電源電流算出部とを備える。
[0010] 本発明の第 3の形態によると、電子デバイスを試験する試験装置であって、電子デ バイスが受け取るべき電源電流の一部である第 1電流を出力する第 1電流供給部と、 一端が第 1電流供給部と接続されることにより、第 1電流供給部が出力する第 1電流 を平滑化する平滑コンデンサと、平滑コンデンサよりも小さな静電容量を有し、一端 が電子デバイスと電気的に接続されることにより、電源電流を平滑化するデバイス側 コンデンサと、オンになった場合に、平滑コンデンサからデバイス側コンデンサへ、第 1電流を流すスィッチと、第 1電流よりも小さな第 2電流を、スィッチと並列な経路を介 して、デバイス側コンデンサに出力する第 2電流供給部と、第 2電流供給部が出力し た第 2電流に基づき、電源電流を算出し、算出した電源電流に基づき、電子デバイス の良否を判定する判定部とを備える。
[0011] 本発明の第 4の形態によると、電子デバイスを試験する試験装置であって、電子デ バイスが受け取るべき電源電流の一部である第 1電流を出力する第 1電流供給部と、 一端が第 1電流供給部と接続されることにより、第 1電流供給部が出力する第 1電流 を平滑化する平滑コンデンサと、平滑コンデンサよりも小さな静電容量を有し、一端 が電子デバイスと電気的に接続されることにより、電源電流を平滑化するデバイス側 コンデンサと、平滑コンデンサの一端と、デバイス側コンデンサの一端とを電気的に 接続する第 1抵抗と、第 1抵抗よりも大きな電気抵抗を有し、一端がデバイス側コンデ ンサの一端と電気的に接続された第 2抵抗と、第 1電流よりも小さな第 2電流を、第 2 抵抗を介して、デバイス側コンデンサに出力する第 2電流供給部と、第 1抵抗の電気 抵抗と、第 2抵抗の電気抵抗との比、及び第 2電流供給部が出力した第 2電流に基 づき、電源電流を算出し、算出した電源電流に基づき、電子デバイスの良否を判定 する判定部とを備える。
[0012] なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなぐ これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
発明の効果
[0013] 本発明によれば、電子デバイスを、高い精度で試験することができる。
図面の簡単な説明
[0014] [図 1]本発明の一実施形態に係る試験装置 100の構成の一例を示す図である。
[図 2]電源部 106の構成の一例を示す図である。
[図 3]試験装置 100の動作の一例を示すタイミングチャートである。
[図 4]電流消費部 306の詳細な構成の一例を示す図である。 [図 5]電流消費部 306の動作の一例を示すタイミングチャートである。
[図 6]電流消費部 306の詳細な動作の一例を示すタイミングチャートである。
[図 7]静止電流測定用電源 204の構成の一例を示す図である。
[図 8]スィッチ 208の構成の一例を示す図である。
[図 9]電源部 106の構成の他の例を示す図である。
[図 10]電源部 106の構成の更なる他の例を示す図である。
[図 11]時間測定部 1010の構成を示す図である。
[図 12]消費電流算出部 1020の構成の一例を示す図である。
[図 13]測定期間中における電流消費部 306の動作の一例を示すタイミングチャート である。
[図 14]消費電流算出部 1020の構成の他の例を示す図である。
[図 15]測定期間中における電流消費部 306の動作の他の例を示すタイミングチヤ一 トである。
符号の説明
50 電子デバイス
100 試験装置
102 パターン発生部
104 信号入力部
106 電源部
108 判定部
110 制御部
150 ユーザインターフェース
202 大電流用電源
204 静止電流測定用電源
206 接続線
208 スィッチ
210 抵抗
212 抵抗 214 コンデンサ
216 コンデンサ
218 抵抗
252 スィッチ
254 スィッチ
302 電流出力部
304 並列負荷部
306 電流消費部
402 ローパスフィルタ
404 ボルテージフォロア
406 基準電圧出力部
408 基準電圧設定部
410 負荷駆動部
412 差分検出部
414 比較部
502 抵抗
504 抵抗
506 抵抗
508 定電圧源
510 抵抗
512 低速スィッチ
514 抵抗
516 高速スィッチ
518 抵抗
602 オペアンプ
604 コンデンサ
606 オペアンプ 702 MOSFET
704 抵抗
706 ダイオード
708 ダイオード
802 オペアンプ
804 ボルテージフォロア
806 ボルテージフォロア
1000 消費電流測定部
1010 時間測定部
1020 消費電流算出部
1110 論理回路
1120 カウンタ
1130 レジスタ
1140 DAコンバータ
1200 乗算器
1210 表示部
1220 電圧計
1400 減算器
1410 乗算器
1420 減算器
発明を実施するための最良の形態
[0016] 以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は請求の 範囲に力かる発明を限定するものではなぐまた実施形態の中で説明されている特 徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
[0017] 図 1は、本発明の一実施形態に係る試験装置 100の構成の一例を電子デバイス 5 0とともに示す。電子デバイス 50は、例えば LSI等の試験対象デバイス（DUT)であ る。本例の試験装置 100は、電子デバイス 50の試験を高い精度で行うことを目的と する。試験装置 100は、制御部 110、電源部 106、パターン発生部 102、信号入力 部 104、及び判定部 108を備える。制御部 110は、電源部 106、パターン発生部 10 2、信号入力部 104、及び判定部 108を制御する。
[0018] 電源部 106は、電子デバイス 50に電源電流を供給する電源装置である。また、本 例において、電源部 106は、電子デバイス 50に供給した電源電流の大きさを測定し て、測定結果を、判定部 108に通知する。
[0019] パターン発生部 102は、電子デバイス 50に入力されるべき試験パターンを生成し て、信号入力部 104に供給する。信号入力部 104は、電源部 106から電源電流を受 け取る電子デバイス 50に、試験パターンを、例えば所定の時間遅延させることにより 、予め設定されたタイミングで、供給する。
[0020] 判定部 108は、試験パターンに応じて電子デバイス 50が出力する信号に基づき、 電子デバイス 50の良否を判定する。また、本例において、判定部 108は、電源部 10 6が電子デバイス 50に与える電源電流の大きさに基づき、電子デバイス 50の良否を 判定する。判定部 108は、電源電流を算出する電源電流算出部の機能を有してよい 。本例によれば、電子デバイス 50の試験を、適切に行うことができる。試験装置 100 は、電子デバイス 50が受け取る電源電流を測定する電流測定装置の機能を有して よい。
[0021] 図 2は、電源部 106の構成の一例を、電子デバイス 50とともに示す。電源部 106は 、大電流用電源 202、静止電流測定用電源 204、複数の接続線 206a、 b、複数のコ ンデンサ 214、 216、スィッチ 208、及び複数の抵抗 210、 212、 218を有する。また 、本例において、電子デバイス 50は、コンデンサ 216の端子電圧 Voを、電源電圧と して受け取る。
[0022] 本例において、大電流用電源 202の一部である電流消費部 306、複数のコンデン サ 214、 216、スィッチ 208、及び複数の抵抗 210、 212、 218は、ユーザインターフ エース 150上に設けられる。ユーザインターフェース 150は、電流出力部 302と電子 デバイス 50とを電気的に接続する配線が形成されたプリント基板の一例であり、例え ば、電子デバイス 50を裁置するパフォーマンスボードである。尚、試験装置 100は、 例えば、ウェハ状態の電子デバイス 50を試験してもよい。この場合、電子デバイス 50 は、ユーザインターフェース と、例えばプローブカートを介して接続される。 [0023] 大電流用電源 202は、第 1電流供給部の一例であり、電流出力部 302及び電流消 費部 306を含む。電流出力部 302は、電子デバイス 50に電力を供給するデバイス電 源であり、例えば制御部 110の指示に基づく電圧を出力することにより、出力電流の 少なくとも一部である第 1電流 iRlを、接続線 206a、スィッチ 208、抵抗 210、及び抵 抗 212を介して、電子デバイス 50に与える。本例において、第 1電流 iRlは、電子デ バイス 50が受け取るべき電源電流 Ioの一部である。
[0024] 電流消費部 306は、本発明に係る電源電圧安定化装置の一例であり、電源部 106 が電子デバイス 50に供給する電源電圧を安定化する。電源電圧を安定化するため 、電流消費部 306は、例えば制御部 110の指示に応じて、電流出力部 302の出力 電流の一部である部分電流 ILを、電子デバイス 50と並列な経路に流して消費する。 この場合、大電流用電源 202は、出力電流から部分電流 ILを除いた電流を、第 1電 流 iRlとして、電子デバイス 50に供給する。
[0025] また、電流消費部 306は、抵抗 212が生じる電圧に基づき、コンデンサ 216の端子 電圧 Voが低下するのを検出する。そして、端子電圧 Voが低下するのを検出した場 合、電流消費部 306は、部分電流 ILの消費を停止する。この場合、大電流用電源 2 02は、出力電流の略全部を、第 1電流 iRlとして、電子デバイス 50に供給することに より、第 1電流 iRlを増加させる。これにより、大電流用電源 202は、端子電圧 Voを上 昇させる。そのため、本例によれば、コンデンサ 216の端子電圧 Voを、安定に保つこ とができる。また、これにより、端子電圧 Voを電源電圧として受け取る電子デバイス 5 0を、高い精度で試験することができる。
[0026] 静止電流測定用電源 204は、第 2電流供給部の一例であり、第 1電流 iRlよりも小 さな第 2電流 iR2を、スィッチ 208と並列な経路に設けられた抵抗 218を介して、電子 デバイス 50に供給する。また、本例において、静止電流測定用電源 204は、出力し た第 2電流 iR2の大きさを、判定部 108に通知する。
[0027] 複数の接続線 206a、 bは、例えば同軸ケーブルであり、電流出力部 302及び静止 電流測定用電源 204と、ユーザインターフェース 150とを電気的に接続する。本例に おいて、接続線 206aは、電流出力部 302とスィッチ 208とを電気的に接続する。接 続線 206bは、静止電流測定用電源 204と抵抗 218とを電気的に接続する。 [0028] コンデンサ 214は、平滑コンデンサの一例であり、一端が接続線 206aを介して電 流出力部 302と接続され、他端が接地される。これにより、コンデンサ 214は、電流出 力部 302が出力する第 1電流 iRlを平滑化する。また、コンデンサ 214のこの一端は 、スィッチ 208及び抵抗 210を介して、抵抗 212と電気的に接続される。コンデンサ 2 14は、電源電流 Ioの一部である第 1電流 iRlを平滑化することにより、電源電流 Ioを 、抵抗 212よりも電流方向の上流において平滑化する。
[0029] コンデンサ 216は、デバイス側コンデンサの一例であり、コンデンサ 214よりも小さな 静電容量を有する。また、コンデンサ 216は、一端が電子デバイス 50と接続され、他 端が接地される。また、コンデンサ 216の一端は、抵抗 212、抵抗 210、及びスィッチ 208を介して、コンデンサ 214と、電気的に接続される。これにより、コンデンサ 216 は、抵抗 212よりも電流方向の下流において、第 1電流 iRlを平滑化する。コンデン サ 216は、抵抗 212が電子デバイス 50に与える電源電流 Ioを、平滑化してよい。
[0030] スィッチ 208は、抵抗 212と直歹 IJに、コンデンサ 214と抵抗 210との間に設けられ、 オンになった場合に、抵抗 210及び抵抗 212を介して、コンデンサ 214からコンデン サ 216へ、第 1電流 iRlを流す。本例において、スィッチ 208は、制御部 110の指示 に応じてオン又はオフとなる。また、スィッチ 208は、抵抗 210の両端の電圧が所定 の値より大きくなつた場合、制御部の指示にかかわらず、第 1電流 iRlを流す。この場 合、コンデンサ 216の端子電圧 Voが過度に低下するのを防ぐことができる。
[0031] 抵抗 210は、第 1抵抗の一例であり、スィッチ 208と直列に接続されることにより、大 電流用電源 202の出力電流を制限して、大電流用電源 202に、第 1電流 iRlを出力 させる。また、抵抗 210は、抵抗 212を介してコンデンサ 216と電気的に接続されるこ とにより、スィッチ 208と、コンデンサ 216の一端とを、電気的に接続する。また、これ により、抵抗 210は、コンデンサ 214の一端と、コンデンサ 216の一端とを電気的に 接続し、スィッチ 208がオンになった場合に、第 1電流 iRlを、コンデンサ 214からコ ンデンサ 216に流す。
[0032] 抵抗 212は、接続抵抗の一例であり、抵抗 210と直列に、抵抗 210と電子デバイス
50との間に設けられる。これにより、抵抗 212は、電流出力部 302と電子デバイス 50 とを電気的に接続し、抵抗 210を介してスィッチ 208から受け取る第 1電流 iRlを、電 子デバイス 50に供給する。抵抗 212は、電流出力部 302から受け取る第 1電流 iRl を、電源電流 Ioの少なくとも一部として、電子デバイス 50に供給してよい。
[0033] また、抵抗 212は、第 1電流に応じて両端に生じる電圧を、電流消費部 306に与え る。この場合、抵抗 212は、流れる電流の絶対値ではなぐコンデンサ 216の端子電 圧 Voの低下を検知するために用いられる。そのため、抵抗 212は、ユーザインター フェース 150上に形成されたパターン抵抗であってよレ、。抵抗 212の電気抵抗は、 例えば 5πι Ω程度であってよぐ例えば配線の銅の厚さが 35 z m、パターン幅が 10 mm、パターン長が 10cm程度のパターン抵抗であってよい。
[0034] 抵抗 218は、第 2抵抗の一例であり、一端がコンデンサ 216の一端と電気的に接続 され、他端が、接続線 206bを介して、静止電流測定用電源 204と電気的に接続され る。これにより、抵抗 218は、静止電流測定用電源 204と、コンデンサ 216の一端とを 電気的に接続する。また、抵抗 218は、抵抗 210よりも大きな電気抵抗を有する。こ れにより、抵抗 218は、第 1電流 iRlよりも小さな第 2電流 iR2を、静止電流測定用電 源 204に出力させる。本例によれば、電源電流 Ioを電子デバイス 50に、適切に供給 できる。
[0035] 以下、電源部 106及び判定部 108の動作について更に詳しく説明する。本例にお いて、スィッチ 208は、例えば電子デバイス 50の機能試験を行う場合に、オンになる 。この場合、電源部 106は、第 1電流 iRlと第 2電流 iR2との和を、電源電流 Ioとして、 電子デバイス 50に供給する。
[0036] この場合、大電流用電源 202及び静止電流測定用電源 204は、抵抗 210と抵抗 2 18との電気抵抗の比に応じた第 1電流 iRl及び第 2電流 iR2を、電子デバイス 50に 与える。判定部 108は、静止電流測定用電源 204から通知された第 2電流 iR2の大 きさと、当該電気抵抗の比に基づき、第 1電流 iRlの大きさを算出してよい。これによ り、スィッチ 208がオンになった場合、判定部 108は、抵抗 210の電気抵抗と、抵抗 2 18の電気抵抗との比、及び静止電流測定用電源 204が出力した第 2電流 iR2に基 づき、電子デバイス 50が受け取る電源電流 Ioを算出する。判定部 108は、機能試験 の間に電子デバイス 50が受け取る電源電流 Ioを算出してよい。
[0037] ここで、例えば第 1電流 iRlの大きさを、大電流用電源 202が出力した電流に基づ レ、て算出しょうとすれば、コンデンサ 214の静電容量の影響により誤差が生じる場合 力 Sある。しかし、本例において、静止電流測定用電源 204は、大きな静電容量を有 するコンデンサ 214を介さずに、第 2電流 iR2を電子デバイス 50に供給する。そのた め、静止電流測定用電源 204は、出力した第 2電流 iR2を高い精度で検知して、判 定部 108に通知できる。そのため、本例によれば、電子デバイス 50の電源電流 Ioを 、高い精度で算出できる。
[0038] また、スィッチ 208は、例えば電子デバイス 50の静止電流試験（Iddq試験）を行う 場合に、オフになる。この場合、電源部 106は、第 2電流 iR2を、電源電流 Ioとして、 電子デバイス 50に供給する。そのため、スィッチ 208がオフになった場合、判定部 1 08は、静止電流測定用電源 204が出力した第 2電流 iR2を、電子デバイス 50が受け 取る電源電流 Ioとして算出する。これにより、判定部 108は、静止電流測定用電源 2 04が出力した第 2電流 iR2に基づき、電源電流 Ioを算出する。また、判定部 108は、 算出した電源電流 Ioに基づき、電子デバイス 50の良否を判定してよい。本例によれ ば、電子デバイス 50の試験を高い精度で行うことができる。
[0039] 尚、電源電流 Ioを平滑化するコンデンサとして、コンデンサ 214及びコンデンサ 21 6に代えて、例えば 1個のコンデンサを用いるとすれば、コンデンサの容量が小さレヽ 場合には、電源電流 Ioの変化に伴うコンデンサの端子電圧の変動が大きくなり、電 子デバイス 50の電源電圧が不安定になることとなる。また、コンデンサの容量が大き い場合には、コンデンサの端子電圧が変化した場合の回復に時間力 Sかかることとなり 、電子デバイス 50の電源電圧を適切に保つことが困難になる場合がある。
[0040] しかし、本例によれば、電子デバイス 50の直近で電源電流 Ioを平滑化するコンデ ンサ 216と、機能試験等を行う場合の大きな第 1電流 iRlを平滑化するコンデンサ 21 4とを設けることにより、例えば機能試験を行う場合に、電源電流 Ioの変動に応じた電 源電圧の変動を低減できる。また、静止電流測定等を行う場合には、例えばスィッチ 208をオフにすることにより、電源電流 Ioを高い精度で測定できる。
[0041] ここで、電子デバイス 50の電源電圧を、例えば 2Vとした場合、電源電圧の変動の 許容範囲を 5%とすれば、 0. 5の裕度を更に考慮して、電源電圧の変動は、 50mV 程度以下である必要がある。この場合、例えば機能試験におけるファンクションレート を 10n秒、ピーク電流を 1A、ピーク電流が流れる期間を 4n秒、大電流用電源 202が 出力電流を変化させるのに要する応答時間を 5 / 秒とすれば、コンデンサ 214の静 電容量は、例えば、（0· 4八 5 /1秒）/50111¥ = 40 ？でぁってょレヽ。また、コンデ ンサ 216は、第 1電流 iRlと第 2電流 iR2との比に応じて、例えば、コンデンサ 214の 1 0分の 1程度以下の、静電容量を有してよい。
[0042] また、大電流用電源 202は、スィッチ 208のオン抵抗と、抵抗 210の電気抵抗との 和に略反比例する第 1電流 iRlを出力してよい。静止電流測定用電源 204は、抵抗 218の電気抵抗に略反比例する第 2電流 iR2を出力してよい。
[0043] スィッチ 208のオン抵抗と、抵抗 210の電気抵抗との和に対する、抵抗 218の電気 抵抗の比は、例えば、測定する電源電流 Ioの範囲に応じて、予め定められる。スイツ チ 208のオン抵抗と、抵抗 210の電気抵抗との和は、例えば、抵抗 218の電気抵抗 の 1Z10倍程度以上であってよい。この場合、静止電流測定用電源 204は、第 1電 流 iRlの 1/10程度以下の第 2電流 iR2を出力する。静止電流試験を行う場合の電 源電流 Ioの最大値を 10mA程度とした場合、スィッチ 208をオン力 オフに切り換え た場合の電圧変動を 50mV程度とするためには、抵抗 218の電気抵抗は、例えば、 50mV/10mA= 5 Ω程度であってよレヽ。
[0044] また、電源部 106は、電子デバイス 50の機能試験中において電子デバイス 50に供 給され、電子デバイス 50により消費される電源電流 Ioを測定する消費電流測定部 10 00を更に備えてもよい。ここで、電子デバイス 50により消費される電源電流 Ioを消費 電流測定部 1000により測定する場合、制御部 110は、静止電流測定用電源 204に よる第 2電流 iR2の出力を停止させる。
[0045] 本実施形態に係る電源部 106は、例えば機能試験中の予め定められた測定期間 における電流出力部 302の出力電流の値に基づいて、測定期間における電子デバ イス 50の平均消費電流を算出する。ここで電源部 106は、測定期間における部分電 流 ILの値に更に基づいて、電子デバイス 50の平均消費電流を算出してよい。
[0046] 消費電流測定部 1000は、時間測定部 1010と、消費電流算出部 1020とを有する 。時間測定部 1010は、電子デバイス 50の平均消費電流の測定期間において、電 流消費部 306が部分電流 ILを消費する時間又は消費を停止する時間を測定する。 消費電流算出部 1020は、時間測定部 1010により測定された、電流消費部 306が 部分電流 ILを消費する時間又は消費を停止する時間と、電流出力部 302の出力電 流の電流値とに基づいて、測定期間における電子デバイス 50の平均消費電流を算 出して表示する。また、消費電流算出部 1020は、電流消費部 306が部分電流 ILを 消費する時間又は消費を停止する時間の、測定期間に対する割合を表示する。
[0047] 図 3は、試験装置 100の動作の一例を示すタイミングチャートである。本例において 、試験装置 100は、初期設定及び/又は機能試験と静止電流試験とを行う。これに より、試験装置 100は、電子デバイス 50に大きな電源電流 loが流れた後の静止電流 を測定する。また、試験装置 100は、この静止電流試験の後に、再度、初期設定及 び/又は機能試験と静止電流試験とを行う。
[0048] 初期設定及び/又は機能試験を行う場合、スィッチ 208はオンであり、電子デバィ ス 50は、電源電流 loとして、第 1電流 iRlと、第 1電流 iRlの 1Z10程度の大きさの第 2電流 iR2とを受け取る。また、電子デバイス 50は、例えばクロック信号に同期して変 化する電源電流 loを受け取る。この場合、コンデンサ 216の端子電圧 Voは、電源電 流 loと同期して、電源電流 loの増減と負の相関で増減する。
[0049] そして、静止電流測定を行う場合、スィッチ 208を切り換えるのに先立って、判定部
108は、電源電流 loを測定する。そして、電源電流 loが所定の範囲内（正常）であれ ば、制御部 110は、スィッチ 208をオフにすることにより、第 1電流 iRlを遮断する。こ の場合、電子デバイス 50は、第 2電流 iR2を、電源電流 loとして受け取る。そして、判 定部 108が電子デバイス 50の電源電流 loを測定した後、制御部 110は、スィッチ 20 8を再度オンにする。これにより、試験装置 100は、静止電流試験を終了する。
[0050] そして、試験装置 100は、再度、初期設定及び/又は機能試験を行い、次の静止 電流試験を開始する。この場合も、制御部 110がスィッチ 208をオフにするのに先立 ち、判定部 108は、電源電流 loを測定する。ここで、例えば電源電流 loが所定の値よ り大きい場合などの、電源電流 loが所定の範囲をはずれていた場合 (異常）、制御部 110は、スィッチ 208をオンに保ち、電子デバイス 50は、第 1電流 iRl及び第 2電流 i R2を、継続して、電源電流 loとして受け取る。これにより、静止電流測定用電源 204 の電流供給能力よりも電子デバイス 50の静止電流が大きい場合であっても、適切に 、静止電流試験を行うことができる。
[0051] 尚、他の例においては、電源電流 Ioの測定を先立って行わず、図中に点線で示す ように、スィッチ 208をオフにしてもよレ、。この場合、電源電流 Ioが異常であれば、コ ンデンサ 216の端子電圧 Voの低下に応じて抵抗 210の両端の電圧が増大するため 、スィッチ 208は、制御部の指示にかかわらず、第 1電流 iRlを流す。この場合も、電 子デバイス 50に適切に、電源電流 Ioを供給できる。
[0052] 図 4は、電流消費部 306の詳細な構成の一例を示す。本例において、電流消費部
306は、ローパスフィルタ 402、差分検出部 412、及び並列負荷部 304を有する。口 ーパスフイノレタ 402、差分検出部 412、及び並列負荷部 304は、ユーザインターフエ ース 150 (図 2参照）上に設けられてよい。
[0053] ローパスフィルタ 402は、抵抗及びコンデンサを含む。この抵抗は、抵抗 212にお ける抵抗 210に近い電源側端部と、このコンデンサの一端とを接続する。また、このコ ンデンサの他端は接地される。これにより、ローノ スフィルタ 402は、抵抗 210を介し て、電流出力部 302 (図 2参照）の出力電圧を受け取り、これの高周波成分を低減さ せて、差分検出部 412に供給する。
[0054] 尚、ローパスフィルタ 402は、電子デバイス 50が受け取る電源電流 Ioが変化する周 波数よりも低いカットオフ周波数を有するのが好ましい。この場合、ローパスフィルタ 4 02は、このカットオフ周波数よりも高い周波数成分を低減させて、電流出力部 302の 出力電圧を通過させる。また、本例において、ローノ スフィルタ 402は、電流出力部 3 02の出力電圧として、抵抗 212の電源側端部の電圧 Viを受け取り、電圧 Viの高周 波成分を低減させた電圧 Vpを、差分検出部 412に与える。
[0055] 差分検出部 412は、ボルテージフォロア 404、基準電圧出力部 406、比較部 414、 基準電圧設定部 408、及び負荷駆動部 410を含む。ボルテージフォロア 404は、出 力が負帰還されたオペアンプである。ボルテージフォロア 404は、ローパスフィルタ 4 02の出力電圧を正入力に受け取り、この出力電圧と等しい電圧を、基準電圧出力部 406に与える。
[0056] 基準電圧出力部 406は、ボルテージフォロア 404の出力と、接地電位との間に直 列に接続された複数の抵抗 502、 504、 506を有する。基準電圧出力部 406は、抵 抗 502と抵抗 504との間のノードの電位を、比較部 414に与える基準電圧として、出 力する。これにより、複数の抵抗 502、 504、 506の電気抵抗比に基づいて、ローパ スフィルタ 402の出力電圧を分圧した基準電圧を、基準電圧出力部 406は出力する
[0057] また、基準電圧出力部 406は、基準電圧設定部 408の出力を、抵抗 504と抵抗 50 6との間のノードに受け取る。これにより、基準電圧設定部 408の出力に応じて、基準 電圧出力部 406は、第 1の基準電圧、又は第 2の基準電圧のいずれかを出力する。
[0058] 比較部 414は、基準電圧出力部 406が出力する基準電圧を正入力に受け取り、抵 抗 212における電子デバイス 50に近いデバイス側端部の電位を、負入力に受け取る 。これにより、比較部 414は、当該基準電圧と、デバイス側端部の電位とを比較する。 ボルテージフォロア 404及び基準電圧出力部 406を介してローパスフィルタ 402の出 力電圧を受け取ることにより、差分検出部 412は、ローパスフィルタ 402の出力電圧と 、抵抗 212のデバイス側端部の電位との電位差を検出してよい。そして、比較部 414 は、これらを比較した結果を、例えばコレクタオープン出力により、基準電圧設定部 4 08に与える。例えば、比較部 414は、正入力の電位が負入力の電位より大きい場合 、出力をオープンにし、正入力の電位が負入力の電位より小さい場合、出力を接地 する。
[0059] 尚、本例において、抵抗 212のデバイス側端部は、コンデンサ 216の一端と接続さ れている。そのため、デバイス側端部の電位は、コンデンサ 216の端子電圧 Voと等し レ、。比較部 414は、ローパスフィルタ 402の出力電圧と、端子電圧 Voとを比較してよ レ、。
[0060] 基準電圧設定部 408は、定電圧源 508、及び複数の抵抗 510、 518を有する。定 電圧源 508は、予め定められた電圧 Vccを出力する。抵抗 510は、定電圧源 508の 正極と、比較部 414の出力端とを接続する。抵抗 518は、比較部 414の出力端と、基 準電圧出力部 406における抵抗 506の上流端とを接続する。
[0061] そのため、基準電圧よりも端子電圧 Voが小さい場合、比較部 414が出力をオーブ ンにするため、基準電圧設定部 408は、抵抗 506の上流端に、複数の抵抗 510、 51 8を介して、定電圧源 508の出力電圧 Vccを与える。この場合、ボルテージフォロア 4 04の出力、複数の抵抗 502、 504、 506、 510、 518の電気抵抗比、及び定電圧源 508の出力電圧 Vccに基づき、基準電圧出力部 406は、第 1の基準電圧を出力する
[0062] また、基準電圧よりも端子電圧 Voが大きい場合、比較部 414が出力を接地するた め、基準電圧設定部 408は、抵抗 506の上流端を、抵抗 518を介して接地する。こ の場合、抵抗 506の上流端の電位が低下するため、ボルテージフォロア 404の出力 、及び複数の抵抗 502、 504、 506、 518の電気抵抗比に基づき、基準電圧出力部 406は、第 1の基準電圧よりも小さな第 2の基準電圧を出力する。
[0063] これにより、基準電圧設定部 408は、比較部 414の出力に基づき、コンデンサ 216 の端子電圧 Voが第 1の基準電圧より大きくなつた場合、基準電圧出力部 406に第 2 の基準電圧を出力させる。また、端子電圧 Voが第 2の基準電圧より小さくなつた場合 、基準電圧設定部 408は、基準電圧出力部 406に第 1の基準電圧を出力させる。基 準電圧出力部 406は、基準電圧設定部 408の出力に基づき、ヒステリシスを有して変 化する基準電圧を出力する。
[0064] また、基準電圧設定部 408は、抵抗 510と抵抗 518との間のノードの電位 Vaを、負 荷駆動部 410に与える。そのため、基準電圧出力部 406が出力する基準電圧よりも コンデンサ 216の端子電圧 Voが小さい場合、比較部 414の出力に応じて、基準電 圧設定部 408は、 H信号を、負荷駆動部 410に与える。また、基準電圧よりも端子電 圧 Voが大きい場合、基準電圧設定部 408は、 L信号を、負荷駆動部 410に与える。 これにより、基準電圧設定部 408は、比較部 414の出力を、負荷駆動部 410に与え る。
[0065] 負荷駆動部 410は、例えば反転回路であり、基準電圧設定部 408を介して受け取 る比較部 414の出力を、反転して、並列負荷部 304に与える。これにより、負荷駆動 部 410は、コンデンサ 216の端子電圧 Voと、基準電圧とを比較した結果に応じた信 号を、並列負荷部 304に与える。本例において、端子電圧 Voが基準電圧よりも大き い場合、負荷駆動部 410は、 H信号を出力する。また、端子電圧 Voが基準電圧より も小さい場合、負荷駆動部 410は、 L信号を出力する。これにより、差分検出部 412 は、ローパスフィルタ 402の出力電圧と、コンデンサ 216の端子電圧 Voとの電位差を 検出し、検出した結果を、並列負荷部 304に通知する。
[0066] また、負荷駆動部 410の出力は、時間測定部 1010に対して供給される。負荷駆動 部 410は、電流消費部 306が部分電流 ILを消費する時間又は消費を停止する時間 を、負荷駆動部 410が出力する信号に基づいて測定する。
[0067] 並列負荷部 304は、低速スィッチ 512、抵抗 514、及び高速スィッチ 516を含む。
低速スィッチ 512は、電流出力部 302の応答速度よりも低速に開閉するスィッチであ り、一端が接続線 206aと接続されることにより、抵抗 212と並列に接続される。これに より、並列負荷部 304は、電流出力部 302の出力端に対して、抵抗 212と並列に接 続される。また、低速スィッチ 512は、例えば、制御部 110の指示に応じて、開閉する 。ここで、電流出力部 302の応答速度とは、例えば、電子デバイス 50が受け取る電源 電流 Ioの変化に対して電流出力部 302が出力電流を変化させる速度である。低速ス イッチ 512は、例えば、 MOSFET等の半導体スィッチであってよレ、。この場合、低速 スィッチ 512は、制御部 110の出力 SWを、例えば抵抗を介して受け取ってよい。
[0068] 抵抗 514は、低速スィッチ 512の下流に、低速スィッチ 512と直列に接続される。こ れにより、抵抗 514は、高速スィッチ 516を介して電流出力部 302から受け取る電流 を消費する。
[0069] 高速スィッチ 516は、抵抗 514の下流に、抵抗 514と直列に接続され、ゲート端子 に負荷駆動部 410の出力を受け取る N型 MOSFETである。これにより、高速スイツ チ 516は、差分検出部 412の出力に応じて開閉する。また、高速スィッチ 516は、電 流出力部 302の応答速度よりも高速に開閉する。高速スィッチ 516は、コンデンサ 21 6の端子電圧 Voが基準電圧よりも大きい場合、オンになる。また、端子電圧 Voが基 準電圧よりも小さい場合、高速スィッチ 516は、オフになる。高速スィッチ 516は、抵 抗 212と並歹 IJ、かつ低速スィッチ 512と直列に接続されてよい。
[0070] ここで、低速スィッチ 512及び高速スィッチ 516がオンの場合、抵抗 514には、電流 出力部 302の出力電流の一部である部分電流 ILが流れ、並列負荷部 304は、この 部分電流 ILを消費する。また、例えば高速スィッチ 516がオフになった場合、並列負 荷部 304は、部分電流 ILの消費を停止する。そのため、端子電圧 Voが低下した場 合、電流消費部 306は、抵抗 212に流れる電流を増大させる。これにより、電流消費 部 306は、端子電圧 Voを上昇させる。そのため本例によれば、電子デバイス 50の電 源電圧を安定に保つことができる。
[0071] 尚、例えば電流消費部 306を用いずに電流出力部 302の出力電流を電子デバィ ス 50に供給するとすれば、コンデンサ 216の端子電圧 Voは、電子デバイス 50の電 源電流 Ioの変化に応じて大きく変化する場合がある。例えば、電源電流 Ioが一時的 に増大した場合、端子電圧 Voは、アンダーシュートにより、一時的に大きく低下する 場合がある。また、電源電流 Ioが一時的に減少した場合、端子電圧 Voは、オーバー シュートにより、一時的に大きく増大する場合がある。この場合、電子デバイス 50の電 源電圧が不安定となり、適切な試験を行うのが困難となる場合がある。また、近年の 微細化技術の発達により、例えば MOSFETのゲート耐圧は低下しており、電源電圧 のオーバーシュートは問題となる場合がある。
[0072] しかし、本例によれば、電流消費部 306を用いることにより、電子デバイス 50の電源 電流 Ioの変化に応じて、電流出力部 302からコンデンサ 216に流れる電流を、適切 に変ィ匕させること力できる。また、これにより、電子デバイス 50の電源電圧を安定に保 つことができる。
[0073] また、試験装置においては、多数の接続線 206を必要とするため、例えば実装上 の限界から、接続線 206の配線幅を大きくするのも困難な場合もある。また、電流出 力部 302を電子デバイス 50の直近に配置することも、困難な場合がある。この場合、 例えばコンデンサ 216の端子電圧 Voを帰還させることにより電流出力部 302の出力 電圧を補正するとしても、電流出力部 302の応答速度には、例えば接続線 206のィ ンダクタンスに基づく限界がある。し力し、本例によれば、高速スィッチ 516のオンと オフとを切り換えることにより、適切かつ高速に、コンデンサ 216が受け取る電流を変 化させることができる。
[0074] また、電子デバイス 50の電源電圧は、例えば試験項目や、電子デバイス 50の品種 毎に異なる場合がある。この場合、比較部 414に与える基準電圧を、電子デバイス 5
0の電源電圧に追従させて変化させる必要がある。ここで、この基準電圧を、例えば 電流出力部 302以外のデバイス電源に出力させるとすれば、例えば試験装置間や ユーザインターフェース間に生じる誤差により、十分な精度が得られない場合がある 。また、この誤差を補正する補正回路を別途設けるとすれば、回路規模が増大するこ ととなる。
[0075] しかし、本例によれば、基準電圧出力部 406は、電流出力部 302の出力電圧に基 づき、基準電圧を生成する。そのため、本例によれば、電子デバイス 50の電源電圧 を変化させた場合にも、基準電圧を、適切に生成できる。
[0076] また、本例において、差分検出部 412は、電流出力部 302の出力電圧を、ローパス フィルタ 402を介して受け取る。この場合、抵抗 212の電源側端部の電位 Viが、例え ば電源電流 Ioの変化に応じて一時的に変化した場合であっても、安定して、基準電 圧を生成できる。ここで、ローパスフィルタ 402が、例えば、 2kHz程度のカットオフ周 波数を有する場合、電源側端部の電位 Viが l OOmV程度変動した場合に、出力の 変動を lmV程度とするためには、ローパスフィルタ 402は、例えば一 40db程度の特 性を有すればよい。
[0077] この場合、本例のような RC—段構成のローパスフィルタ 402においては、一 3dbとな る周波数は 20Hzとなり、 RCの時定数 τは 8m秒程度となる。この場合、例えば電子 デバイス 50に与える電源電圧が変更された場合、基準電圧を 0. 1 %程度の精度で 安定させるまでのセットリング時間は、例えば、 6. 9 X τ = 55m秒程度となるため、 試験時間に与える影響は小さい。
[0078] また、電子デバイス 50の電源電流 Io力 S 1Aであり、コンデンサ 216の静電容量が 30
/i Fである場合、コンデンサ 216の端子電圧 Voは、例えば、 100η秒あたり 3mV程度 低下する。この場合、比較部 414として、例えば、安価な汎用のコンパレータを用い ること力 Sできる。
[0079] また、他の例にぉレ、て、並列負荷部 304は、例えばスィッチ等で選択可能な、複数 の抵抗 514を含んでよレ、。この場合、例えば制御部 1 10は、例えば電子デバイス 50 の品種に応じて、一の抵抗 514を選択してよレ、。低速スィッチ 512及び高速スィッチ 516は、選択された抵抗 514と接続されてよい。また、並列負荷部 304は、抵抗 514 に代えて、例えば定電流回路を含んでもよい。
[0080] 図 5は、電流消費部 306の動作の一例を示すタイミングチャートである。本例にお いて、電流出力部 302は、時刻 T1において動作を開始し、所定の電圧を出力する。 電流消費部 306は、これに応じて、動作を開始する。そして、ローパスフィルタ 402の 出力電圧 Vpが安定した後、時亥 ijT2において、信号 SWの変化に応じて、低速スイツ チ 512はオンになり、並列負荷部 304は、部分電流 ILの消費を開始する。低速スイツ チ 512は、ローパスフィルタ 402の出力電圧 Vpと、電流出力部 302の出力電圧とが 略等しくなつた後に、オンになってよい。
[0081] 尚、低速スィッチ 512は、例えば抵抗を介して信号 SWを受け取ることにより、図中 に点線で示すように、徐々にオンになってよい。並列負荷部 304は、時亥 ljT2から T3 にかけて、徐々に部分電流 ILを増大させてよい。
[0082] そして、低速スィッチ 512の安定化時間を、時刻 T4まで待った後、電子デバイス 50 に対する試験が開始されると、電子デバイス 50の動作に応じてコンデンサ 216の端 子電圧 Voが変化するため、高速スィッチ 516は、端子電圧 Voの変化に応じてオン 又はオフとなり、並列負荷部 304は、これに応じた部分電流 ILを消費する。これによ り、電流消費部 306は、電子デバイス 50の電源電圧を安定させる。
[0083] そして、時刻 T5に電子デバイス 50の試験が終了した後、時刻 T6から時亥 ljT7にか けて、低速スィッチ 512はオフになり、低速スィッチ 512の安定化時間を時亥 ijT8まで 待った後、電流出力部 302は、出力電圧を 0に低下させる。そして、これに応じて、口 一パスフィルタ 402の出力電圧 Vpが低下した後、時刻 T9に、電流消費部 306は動 作を終了する。尚、試験装置 100は、例えば、電流消費部 306の動作をー且終了さ せた後、例えばローパスフィルタ 402の安定化時間を待って、次の試験を開始してよ レ、。本例によれば、電子デバイス 50の電源電流 Ioを、安定に保つことができる。
[0084] 図 6は、時刻 T4から T5における、電流消費部 306の詳細な動作の一例を示すタイ ミングチャートである。この期間において、コンデンサ 216の端子電圧 Voは、電子デ バイス 50の動作に応じて、例えば、増大及び減少を繰り返す。
[0085] ここで、基準電圧出力部 406は、比較部 414の出力 Vaに応じて、第 1の基準電圧 VH、又は第 2の基準電圧 VLを出力する。そして、例えば時刻 T41のように、端子電 圧 Voが第 2の基準電圧 VLを下回った場合、比較部 414は、出力 Vaを H信号に反 転させる。そして、時刻 T41よりわずかに遅れた時刻 T42において、並列負荷部 304 は、負荷駆動部 410の出力に応じて、部分電流 ILの消費を停止する。この場合、電 流出力部 302からコンデンサ 216に流れる電流は増大し、コンデンサ 216の端子電 圧 Voは上昇する。
[0086] この場合、例えば、端子電圧 Voが第 2の基準電圧 VLより小さくなつた後、第 1の基 準電圧 VHより大きくなるまでの期間、並列負荷部 304は、抵抗 212と並列な経路に 部分電流 ILを流すのを停止してよい。並列負荷部 304は、差分検出部 412が検出 する電位差が予め定められた値よりも大きくなつた場合、電流出力部 302から部分電 流 ILを受け取るのを停止してよい。
[0087] また、例えば時刻 T43のように、端子電圧 Voが第 1の基準電圧 VHを上回った場 合、比較部 414は、出力 Vaを L信号に反転させる。そして、時刻 T43よりわずかに遅 れた時刻 T44において、並列負荷部 304は、負荷駆動部 410の出力に応じて、部分 電流 ILの消費を開始する。この場合、電流出力部 302からコンデンサ 216に流れる 電流は減少し、コンデンサ 216の端子電圧 Voは降下する。
[0088] この場合、並列負荷部 304は、比較部 414の出力に基づき、コンデンサ 216の端 子電圧 Voが第 1の基準電圧 VHより大きくなつた後、第 2の基準電圧 VLより小さくな るまでの期間、部分電流 ILを、抵抗 212と並列な経路に流すことにより消費してよい 。並列負荷部 304は、差分検出部 412が検出する電位差が予め定められた値よりも 小さい場合、部分電流 ILを消費してよい。
[0089] これにより、電流消費部 306は、コンデンサ 216の端子電圧 Voを、適切な範囲内に 安定させる。そのため、本例によれば、電子デバイス 50の電源電圧を、安定に保つ こと力 Sできる。
[0090] 尚、例えば時亥 ijT5において試験が終了した後に、例えば時刻 T51のように、コン デンサ 216の端子電圧 Voが上昇した場合にも、並列負荷部 304は、部分電流 ILの 消費を開始する。これにより、端子電圧 Voが過度が上昇するのを防止できる。
[0091] 図 7は、静止電流測定用電源 204の構成の一例を示す。本例において、静止電流 測定用電源 204は、オペアンプ 602、コンデンサ 604、オペアンプ 606、及び複数の 抵抗を有する。
[0092] オペアンプ 602は、抵抗 608を介して負帰還されており、制御部 110から正入力に 受け取る電圧に応じた出力電圧を、抵抗 608を介して接続線 206bに出力する。これ により、オペアンプ 602は、制御部 110の指示に基づく電圧を出力する。コンデンサ 604は、抵抗 608と並列に接続されることにより、オペアンプ 602の発振を防止する。
[0093] オペアンプ 606は、複数の抵抗とともに、差動増幅器 (減算回路）を構成する。オペ アンプ 606は、制御部 110がオペアンプ 602に与える電圧を、抵抗を介して正入力 に受け取り、オペアンプ 602の出力を、抵抗を介して負入力にうけとる。そして、オペ アンプ 606は、正入力及び負入力のそれぞれに受け取る電圧の差分を、判定部 10 8に通知する。
[0094] ここで、負帰還されたオペアンプ 602の負入力の電位は、制御部 110から正入力 に受け取る電位と等しい。そのため、抵抗 608は、制御部 110がオペアンプ 602に与 える電圧と、オペアンプ 602の出力電圧の差分に比例する電流を流す。これにより、 静止電流測定用電源 204は、この差分に比例する出力電流を、接続線 206bに出力 する。
[0095] また、本例によれば、オペアンプ 606がこの差分を判定部 108に通知するため、判 定部 108は、この差分、及び抵抗 608の電気抵抗に基づき、静止電流測定用電源 2 04の出力電流を算出することができる。
[0096] 図 8は、スィッチ 208の構成の一例を示す。本例において、スィッチ 208は、 MOSF ET702、抵抗 704、及び複数のダイオード 706、 708を有する。 MOSFET702は、 ドレイン端子及びソース端子がコンデンサ 214及び抵抗 210に接続されており、オン になった場合に、コンデンサ 214から受け取る電流を、抵抗 210及び抵抗 212を介し て、コンデンサ 216に与える。また、 MOSFET702のゲート端子は、抵抗 704を介し て、制御部 110と接続される。これにより、 MOSFET702を、制御部 110の指示に応 じて、適切な速度でオン又はオフにできる。また、これにより、例えばコンデンサ 216 の端子電圧 Voに、スパイク状のノイズが発生するのを防止できる。
[0097] ここで、例えば MOSFET702のゲート容量力 S4000pFの場合、抵抗 704の電気抵 抗が 100 Ωとすれば、このゲート容量及び抵抗 704の電気抵抗による RC回路の時 定数 τ = 0. 4 μ秒程度となり、セットリング時間を 10 τ程度と考えれば、スィッチ 208 は、 4 a秒程度の時間でオンとオフとが切り換えられる。
[0098] 尚、 MOSFET702は、オンになった場合にコンデンサ 214とコンデンサ 216とを電 気的に接続する MOSトランジスタの一例である。また、抵抗 704は、一端が MOSF ET702のゲート端子に電気的に接続され、他端に抵抗 704を制御する制御信号を 受け取るゲート抵抗の一例である。
[0099] ダイオード 706は、 MOSFET702のソース端子とドレイン端子との間に、コンデン サ 214からコンデンサ 216に向力 方向と逆方向に接続される。これにより、ダイォー ド 706は、例えば電流出力部 302 (図 2参照）が出力電圧を低下させた場合に、コン デンサ 216を速やかに放電する。
[0100] また、ダイオード 708は、コンデンサ 214と抵抗 212との間に、 MOSFET702及び 抵抗 210と並歹 IJに、コンデンサ 214からコンデンサ 216に向力、う方向に対して順方向 に接続される。これにより、例えば抵抗 210の両端の電圧がダイオード 708の閾電圧 より大きくなつた場合に、ダイオード 708は、 MOSFET702の状態によらず、コンデ ンサ 214からコンデンサ 216への電流を流す。これにより、ダイオード 708は、コンデ ンサ 216の端子電圧 Voが過度に低下するのを防止する。本例によれば、電流出力 部 302とコンデンサ 216とを、適切に接続できる。ダイオード 708は、例えばショットキ 一ダイオードであってよい。尚、図 3を用いて説明したような、静止電流の測定に先だ つて、電源電流 Ioを測定する構成においては、例えば、ダイオード 708を省略しても よい。
[0101] 図 9は、電源部 106の構成の他の例を、電子デバイス 50とともに示す。本例におい て、電源部 106は、大電流用電源 202、静止電流測定用電源 204、複数の接続線 2 06a— c、複数のコンデンサ 214、 216、複数のスィッチ 208、 252、 254、及び複数 の抵抗 210、 218を有する。尚、以下に説明する点を除き、図 9において、図 2と同一 の符号を付した構成は、図 2における構成と同一又は同様の機能を有するため、説 明を省略する。
[0102] スィッチ 254は、オンになった場合に、コンデンサ 214と大電流用電源 202とを、接 続線 206cを介して電気的に接続する。スィッチ 252は、オンになった場合に、コンデ ンサ 216と大電流用電源 202とを、接続線 206cを介して電気的に接続する。スイツ チ 252及びスィッチ 254は、制御部 110の指示に応じて、オン又はオフになってよい [0103] 大電流用電源 202は、スィッチ 252又はスィッチ 254を介して、コンデンサ 216の端 子電圧 Vp、又はコンデンサ 214の端子電圧 Voを受け取り、これに応じて出力電圧を 変化させる。この場合、大電流用電源 202は、出力電圧を、高い精度で出力すること ができる。また、本例においても、静止電流測定用電源 204が出力する第 2電流 iR2 に基づき、電源電流 Ioを、高い精度で算出することができる。そのため、本例によれ ば、電子デバイス 50を、高い精度で試験することができる。
[0104] 図 10は、電源部 106の構成の更なる他の例を、電子デバイス 50とともに示す。本 例において、電源部 106は、大電流用電源 202、複数の接続線 206a d、複数のコ ンデンサ 214、 216、及び抵抗 212を有する。尚、以下に説明する点を除き、図 10に おいて、図 2と同一の符号を付した構成は、図 2における構成と同一又は同様の機能 を有するため、説明を省略する。
[0105] 本例において、接続線 206bは、電流出力部 302における接地端子と、ユーザイン ターフェース 150における接地端子とを電気的に接続する。これにより、電流出力部 302及びユーザインターフェース 150は、高い精度で共通に、接地される。また、接 続線 206cは、コンデンサ 216の一端と、電流出力部 302とを電気的に接続する。接 続線 206は、電子デバイス 50の接地端子と、電流出力部 302とを電気的に接続する
[0106] 電流出力部 302は、複数のボルテージフォロア 804、 806、オペアンプ 802、及び 複数の抵抗を含む。ボルテージフォロア 804は、コンデンサ 216と、接続線 206cを介 して接続され、コンデンサ 216の端子電圧 Voと等しい電圧を、オペアンプ 802の負 入力に与える。ボルテージフォロア 806は、電子デバイス 50の接地端子と、接続線 2 06dを介して接続され、電子デバイス 50の接地端子に生じている電圧と等しい電圧 を、オペアンプ 802の正入力に与える。
[0107] オペアンプ 802は、制御部 110が出力する電圧を、抵抗を介して正入力に受け取り 、これに応じた電圧を、抵抗を介して、接続線 206aに出力する。ここで、オペアンプ 8 02は、出力電圧に応じてコンデンサ 216に生じる端子電圧 Vo、及び電子デバイス 5 0の接地端子の電圧を、ボルテージフォロア 804及びボルテージフォロア 806を介し て受け取ることにより、帰還制御されている。そのため、本例によれば、オペアンプ 80 2の出力電圧を、高い精度で制御することができる。また、本例においても、電流消 費部 306により、コンデンサ 216の端子電圧 Voを、安定に保つことができる。そのた め、本例によれば、電子デバイス 50を、高い精度で試験することができる。
[0108] 図 11は、時間測定部 1010の構成を示す。本実施形態に係る時間測定部 1010は 、電子デバイス 50の平均消費電流の測定期間において高速スィッチ 516がオフとな つたオフ時間を測定することにより、電流消費部 306が部分電流 ILの消費を停止し ている時間を測定する。
[0109] 時間測定部 1010は、論理回路 1110と、カウンタ 1120と、レジスタ 1130と、 DAコ ンバータ 1140とを有する。論理回路 1110は、高速スィッチ 516がオフとなっている 間、例えば試験装置 100の基準クロック等のクロック信号をカウンタ 1120に供給する 。より具体的には、論理回路 1110は、電流消費部 306内の負荷駆動部 410が出力 する信号の反転値とクロック信号との論理積を出力する。これにより、論理回路 1110 は、負荷駆動部 410が L信号を出力している間、すなわち高速スィッチ 516がオフと なっている間、クロック信号をカウンタ 1120に供給する。
[0110] カウンタ 1120は、高速スィッチ 516がオフの間論理回路 1110から供給されるクロッ ク信号に基づいて、測定期間における高速スィッチ 516のオフ時間をカウントする。 より具体的には、制御部 110は、測定期間の開始前にリセット信号をカウンタ 1120へ 入力する。これを受けてカウンタ 1120は、カウント値を初期化する。次に制御部 110 は、測定期間の間、スタート/ストップ信号に H論理を供給する。これを受けてカウン タ 1120は、カウントをイネ一ブルされ、論理回路 1110から供給されるクロック信号を カウントする。そして、制御部 110は、測定期間が終了すると、スタート/ストップ信号 を L論理とする。これを受けてカウンタ 1120は、カウントを停止する。
[0111] レジスタ 1130は、カウンタ 1120が出力するカウント値をデータ入力信号 Diとして入 力し、測定期間の終了時に記憶して、データ出力信号 Doとして出力する。より具体 的には、レジスタ 1130は、測定期間の終了時においてスタート/ストップ信号が H論 理カ、ら L論理に変化したときにカウント値を記憶する。ここで、レジスタ 1130は、カウ ンタ 1120が出力するカウント値のうち、上位の 1又は複数ビットのみを記憶して、デ ータ出力信号 Doとして出力してもよい。 [0112] DAコンバータ 1140は、カウンタ 1120によりカウントされ、レジスタ 1130に記憶さ れた、サイクル単位の高速スィッチ 516のオフ時間を、アナログ値に変換する。
[0113] 以上において、制御部 110は、測定期間を、クロック信号の 2の n乗サイクル (ただし nは正の整数）となるように設定する。これによりカウンタ 1120は、測定期間における 高速スィッチ 516のオフ時間を、測定期間を 2の n乗で割ったサイクル単位でカウント する。このように測定期間を設定することにより、カウント値における下から nビット目を 1の位と見なし、 n— 1ビット目以下を少数点以下の位と見なせば、当該カウント値は、 測定期間に対する高速スィッチ 516のオフ時間の割合として用いることもできる。
[0114] なお、以上に代えて、論理回路 1110を、負荷駆動部 410が出力する信号とクロッ ク信号との論理積を出力する論理回路 (AND論理）とすれば、高速スィッチ 516のォ フ時間に代えて高速スィッチ 516のオン時間を測定することができる。
[0115] 図 12は、消費電流算出部 1020の構成の一例を示す。消費電流算出部 1020は、 時間測定部 1010により測定された高速スィッチ 516のオン時間又はオフ時間と、電 流出力部 302の出力電流の電流値とに基づレ、て、機能試験中の測定期間における 電子デバイス 50の平均消費電流を算出して表示する。本例における消費電流算出 部 1020は、高速スィッチ 516がオンの状態において、並列負荷部 304が、電流出力 部 302の出力電流と同量の部分電流 ILを消費する場合に用いることができる。
[0116] 本例における消費電流算出部 1020は、測定期間における電流出力部 302の出力 電流の平均値に、測定期間に対する高速スィッチ 516のオフ時間の割合を乗じるこ とにより、平均消費電流を算出する。消費電流算出部 1020は、乗算器 1200と、表 示咅 1210と、電圧計 1220とを含む。
[0117] 乗算器 1200は、測定期間における電流出力部 302の出力電流の平均値を電流 力する。そして、乗算器 1200は、測定期間における出力電流の平均値に、測定期 間における高速スィッチ 516のオフ時間の割合を示すカウンタ 1120のカウント値を 乗じることにより、電子デバイス 50の平均消費電流を算出する。表示部 1210は、乗 算器 1200により算出された電子デバイス 50の平均消費電流を表示する。
[0118] 電圧計 1220は、 DAコンバータ 1140が出力するアナログ信号の電圧を計測して 表示する。ここで、消費電流測定部 1000の使用者は、 DAコンバータ 1140の出力 電圧を読み取って、測定期間における最大のカウント値（2の n乗）に対応する DAコ ンバータ 1140の出力電圧に対する割合を算出すると共に、電流出力部 302の出力 電流の平均値を読み取れば、これらの値に基づいて乗算器 1200と同様にして電子 デバイス 50の平均消費電流を算出することができる。ここで、 DAコンバータ 1140と 電圧計 1220は 1本のアナログ信号により接続可能であることから、デジタル信号を配 線する場合と比較し簡易に実現することができる。
[0119] 図 13は、図 11及び図 12に示した時間測定部 1010及び消費電流算出部 1020を 用いて電子デバイス 50の平均消費電流を測定する場合における、測定期間中の電 流消費部 306の動作の一例を示す。本例において、並列負荷部 304は、高速スイツ チ 516がオンの状態において、電流出力部 302の出力電流 IDPSと同量の部分電 流 ILを消費する。このような状態は、電子デバイス 50が動作していないときの消費電 流がほぼ OAとなる場合に起こり得る。
[0120] 電子デバイス 50は、測定期間中において機能試験に応じた動作を行う。この結果 、電子デバイス 50に対して入力される電源電流 Ioは、図 13に例示したように、例え ば 0A、 1A、及び 2Aの間で変動し、電子デバイス 50の動作に応じてコンデンサ 216 の端子電圧 Voが変化する。そして、負荷駆動部 410の出力 SW2は、この端子電圧 Voの変動を抑えるべくスイッチングされる。この結果、高速スィッチ 516は、端子電圧 Voの変動を抑えるように、オン又はオフのいずれかに適切に切り替えられる。
[0121] 高速スィッチ 516がオンの状態において、部分電流 ILは、出力電流 IDPSと同じ値
(本例においては 2A)となる。一方、高速スィッチ 516がオフの状態において、部分 電流 ILは、 0Aとなる。したがって、電子デバイス 50の電源電流 Ioの平均値、すなわ ち電子デバイス 50の平均消費電流は、以下の式（1)により算出することができる。
[0122] Ioの平均値 = 1 の平均値
DPS
X (高速スィッチ 516のオフ時間/測定時間） （1)
[0123] したがって消費電流算出部 1020は、測定期間における出力電流 IDPSの平均値 に、測定期間における高速スィッチ 516のオフ時間の割合を乗じることにより、電子 デバイス 50の平均消費電流を算出することができる。また、消費電流測定部 1000の 使用者は、出力電流 IDPSの平均値を電流出力部 302から読み取り、高速スィッチ 5 16のオフ時間の割合を電圧計 1220から読み取って、電子デバイス 50の平均消費 電流を計算することも可能である。
[0124] 図 14は、消費電流算出部 1020の構成の他の例を示す。本例に係る消費電流算 出部 1020は、時間測定部 1010により測定された高速スィッチ 516のオン時間又は オフ時間と、出力電流の電流値と、高速スィッチ 516がオンの状態における並列負 荷部 304の部分電流の電流値とに基づいて、機能試験中の測定期間における電子 デバイス 50の平均消費電流を算出して表示する。本例における消費電流算出部 10 20は、高速スィッチ 516がオンの状態において、並列負荷部 304が、電流出力部 30 2の出力電流と異なる部分電流 ILを消費する場合に用いることができる。
[0125] 本例における消費電流算出部 1020は、高速スィッチ 516がオンの状態における部 分電流の電流値及び測定期間に対するオン時間の割合の積を、測定期間における 出力電流の平均値から減じることにより、平均消費電流を算出する。本例に係る消費 電流算出部 1020は、減算器 1400と、乗算器 1410と、減算器 1420と、表示部 121 0と、電圧計 1220とを含む。ここで表示咅 1210及び電圧計 1220は、図 12に示した 表示部 1210及び電圧計 1220と同様の機能及び構成をとるため、説明を省略する。
[0126] 減算器 1400は、測定期間から高速スィッチ 516のオフ時間を減じることにより、高 速スィッチ 516のオン時間を算出する。より具体的には、減算器 1400は、測定期間 のサイクル数である 2の n乗から、高速スィッチ 516がオフであるサイクル数、すなわち レジスタ 1130を介して供給されるカウント値、を減じることにより高速スィッチ 516が オンであるサイクル数を算出する。ここで、減算器 1400の出力は、測定期間に対す る高速スィッチ 516のオン時間の割合としても用いることができる。
[0127] 乗算器 1410は、高速スィッチ 516がオンの状態における部分電流 ILの電流値に、 減算器 1400により出力された、測定期間に対する高速スィッチ 516のオン時間の割 合を乗じる。減算器 1420は、測定期間における電流出力部 302の出力電流 IDPS の平均値から、乗算器 1410により出力される積を減じる。
[0128] 図 15は、図 11及び図 13に示した時間測定部 1010及び消費電流算出部 1020を 用いて電子デバイス 50の平均消費電流を測定する場合における、測定期間中の電 流消費部 306の動作の一例を示す。本例において、並列負荷部 304は、高速スイツ チ 516がオンの状態において、電流出力部 302の出力電流 IDPSより小さい部分電 流 ILを消費する。このような状態は、電子デバイス 50が動作していない場合におい ても消費電流が OAとならない場合に起こり得る。
[0129] 電子デバイス 50は、測定期間中において機能試験に応じた動作を行う。この結果 、電子デバイス 50に対して入力される電源電流 Ioは、図 15に例示したように、例え ば 0A、 1A、 2A、及び 3Aの間で変動し、電子デバイス 50の動作に応じてコンデンサ 216の端子電圧 Voが変化する。そして、負荷駆動部 410の出力 SW2は、この端子 電圧 Voの変動を抑えるべくスイッチングされる。この結果、高速スィッチ 516は、端子 電圧 Voの変動を抑えるように、オン又はオフのいずれかに適切に切り替えられる。
[0130] 高速スィッチ 516がオンの状態において、部分電流 ILは、出力電流 IDPS (本例に おいては 3A)と比較し小さな値 (本例においては 2A)となる。一方、高速スィッチ 51 6がオフの状態において、部分電流 ILは、 0Aとなる。したがって、電子デバイス 50の 平均消費電流は、以下の式（2)により算出することができる。
[0131] Ioの平均値 = 1 の平均値
DPS
-オン時の IL X [1 - (高速スィッチ 516のオフ時間/測定時間)] (2)
[0132] ここで、 [1- (高速スィッチ 516のオフ時間/測定時間）]は、（高速スィッチ 516の オン時間/測定時間）であるから、消費電流算出部 1020は、高速スィッチ 516がォ ンの状態における部分電流 ILの電流値及び測定期間に対するオン時間の割合の積 を、測定期間における出力電流 IDPSの平均値力 減じることにより、電子デバイス 5 0の平均消費電流を算出することができる。また、消費電流測定部 1000の使用者は 、出力電流 IDPSの平均値を電流出力部 302から読み取り、高速スィッチ 516のオフ 時間の割合を電圧計 1220から読み取って、これらの値及び高速スィッチ 516がオン の状態における部分電流 ILの電流値に基づいて電子デバイス 50の平均消費電流 を計算することも可能である。
[0133] 以上に示した消費電流測定部 1000によれば、機能試験中等において電子デバィ ス 50の電源電圧の変動を抑えるべく高速スィッチ 516を適宜オンとした場合におい ても、電流出力部 302の出力電流、高速スィッチ 516のオン時間かオフ時間、及び /又は、高速スィッチ 516のオン時における部分電流に基づいて電子デバイス 50の 平均消費電流を測定できる。これにより、電流出力部 302からは一定の出力電流が 流れており、電子デバイス 50の動作に伴い適宜部分電流が消費される環境におい ても、電子デバイス 50の平均消費電流を適切に測定することができる。
[0134] 以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実 施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または 改良をカ卩えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改 良をカ卩えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、請求の範囲の記載から 明らかである。
産業上の利用可能性
[0135] 本発明によれば、電子デバイスを、高い精度で試験することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 電子デバイスが受け取る電源電流を測定する電流測定装置であって、
前記電源電流の一部である第 1電流を出力する第 1電流供給部と、
一端が前記第 1電流供給部と接続されることにより、前記第 1電流供給部が出力す る前記第 1電流を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサよりも小さな静電容量を有し、一端が前記電子デバイスと電気 的に接続されることにより、前記電源電流を平滑化するデバイス側コンデンサと、 オンになった場合に、前記平滑コンデンサから前記デバイス側コンデンサへ、前記 第 1電流を流すスィッチと、
前記第 1電流よりも小さな第 2電流を、前記スィッチと並列な経路を介して、前記デ バイス側コンデンサに出力する第 2電流供給部と、
前記第 2電流供給部が出力した前記第 2電流に基づき、前記電源電流を算出する 電源電流算出部と
を備える電流測定装置。
[2] 前記スィッチと、前記デバイス側コンデンサの一端とを電気的に接続する第 1抵抗と 前記第 1抵抗よりも大きな電気抵抗を有し、前記第 2電流供給部と、前記デバイス 側コンデンサの一端とを電気的に接続する第 2抵抗と
を更に備える請求項 1に記載の電流測定装置。
[3] 前記スィッチがオンになった場合、前記電源電流算出部は、前記第 1抵抗の電気 抵抗と、前記第 2抵抗の電気抵抗との比、及び出力した前記第 2電流に基づき、前 記電源電流を算出する請求項 2に記載の電流測定装置。
[4] 前記スィッチがオフになった場合、前記電源電流算出部は、前記第 2電流を、前記 電源電流として算出する請求項 1に記載の電流測定装置。
[5] 前記スィッチは、
オンになった場合に前記平滑コンデンサと前記デバイス側コンデンサとを電気的に 接続する MOSトランジスタと、
一端が前記 MOSトランジスタのゲート端子に電気的に接続され、他端に前記 MO 制御する制御信号を受け取るゲート抵抗と
を有する請求項 1に記載の電流測定装置。
[6] 電子デバイスが受け取る電源電流を測定する電流測定装置であって、
前記電源電流の一部である第 1電流を出力する第 1電流供給部と、
一端が前記第 1電流供給部と接続されることにより、前記第 1電流供給部が出力す る前記第 1電流を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサよりも小さな静電容量を有し、一端が前記電子デバイスと電気 的に接続されることにより、前記電源電流を平滑化するデバイス側コンデンサと、 前記平滑コンデンサの一端と、前記デバイス側コンデンサの一端とを電気的に接続 する第 1抵抗と、
前記第 1抵抗よりも大きな電気抵抗を有し、一端が前記デバイス側コンデンサの一 端と電気的に接続された第 2抵抗と、
前記第 1電流よりも小さな第 2電流を、前記第 2抵抗を介して、前記デバイス側コン デンサに出力する第 2電流供給部と、
前記第 1抵抗の電気抵抗と、前記第 2抵抗の電気抵抗との比、及び前記第 2電流 供給部が出力した前記第 2電流に基づき、前記電源電流を算出する電源電流算出 部と
を備える電流測定装置。
[7] 電子デバイスを試験する試験装置であって、
前記電子デバイスが受け取るべき電源電流の一部である第 1電流を出力する第 1 電流供給部と、
一端が前記第 1電流供給部と接続されることにより、前記第 1電流供給部が出力す る前記第 1電流を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサよりも小さな静電容量を有し、一端が前記電子デバイスと電気 的に接続されることにより、前記電源電流を平滑化するデバイス側コンデンサと、 オンになった場合に、前記平滑コンデンサから前記デバイス側コンデンサへ、前記 第 1電流を流すスィッチと、
前記第 1電流よりも小さな第 2電流を、前記スィッチと並列な経路を介して、前記デ バイス側コンデンサに出力する第 2電流供給部と、
前記第 2電流供給部が出力した前記第 2電流に基づき、前記電源電流を算出し、 算出した前記電源電流に基づき、前記電子デバイスの良否を判定する判定部と を備える試験装置。
[8] 電子デバイスを試験する試験装置であって、
前記電子デバイスが受け取るべき電源電流の一部である第 1電流を出力する第 1 電流供給部と、
一端が前記第 1電流供給部と接続されることにより、前記第 1電流供給部が出力す る前記第 1電流を平滑化する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサよりも小さな静電容量を有し、一端が前記電子デバイスと電気 的に接続されることにより、前記電源電流を平滑化するデバイス側コンデンサと、 前記平滑コンデンサの一端と、前記デバイス側コンデンサの一端とを電気的に接続 する第 1抵抗と、
前記第 1抵抗よりも大きな電気抵抗を有し、一端が前記デバイス側コンデンサの一 端と電気的に接続された第 2抵抗と、
前記第 1電流よりも小さな第 2電流を、前記第 2抵抗を介して、前記デバイス側コン デンサに出力する第 2電流供給部と、
前記第 1抵抗の電気抵抗と、前記第 2抵抗の電気抵抗との比、及び前記第 2電流 供給部が出力した前記第 2電流に基づき、前記電源電流を算出し、算出した前記電 源電流に基づき、前記電子デバイスの良否を判定する判定部と
を備える試験装置。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1821171A1 (en) * 2004-11-30 2007-08-22 Advantest Corporation Testing apparatus and electric source circuit
US7362104B2 (en) 2003-05-21 2008-04-22 Advantest Corporation Current measurement device and test device
CN101937035A (zh) * 2010-08-20 2011-01-05 郭春雨 电力电子元件测量装置
CN106291013A (zh) * 2016-08-30 2017-01-04 广东欧珀移动通信有限公司 模拟电池装置、电阻值的调节方法及控制器

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2005073740A1 (ja) * 2004-01-29 2005-08-11 Advantest Corporation 試験装置及び試験方法
JP2008287549A (ja) * 2007-05-18 2008-11-27 Advantest Corp 電圧生成装置およびそれを用いた直流試験装置
US20100315091A1 (en) * 2009-06-12 2010-12-16 Heimo Hartlieb Detecting a Short Circuit in an Inductive Load Current Path
US8476917B2 (en) * 2010-01-29 2013-07-02 Freescale Semiconductor, Inc. Quiescent current (IDDQ) indication and testing apparatus and methods
TWI414794B (zh) * 2010-03-12 2013-11-11 Hon Hai Prec Ind Co Ltd 交流電源量測電路
CN102486517B (zh) * 2010-12-01 2015-11-25 中国电力科学研究院 冲击电压复合的高压直流输电换流阀故障电流试验方法
CN102543144B (zh) * 2010-12-29 2015-03-25 温州泓呈祥科技有限公司 硬盘电源电气参数监控装置
US9891277B2 (en) * 2014-09-30 2018-02-13 Nxp Usa, Inc. Secure low voltage testing

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001004692A (ja) * 1999-01-01 2001-01-12 Advantest Corp 半導体試験装置
JP2001004703A (ja) * 1999-06-22 2001-01-12 Advantest Corp 電圧電流発生測定装置及びこれを用いる半導体試験装置の電圧電流発生測定装置
JP2001041997A (ja) * 1999-07-30 2001-02-16 Advantest Corp 電源電流測定装置
JP2002040098A (ja) * 2000-07-24 2002-02-06 Advantest Corp 試験装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3072880B2 (ja) 1994-06-02 2000-08-07 株式会社アドバンテスト Ｉｃ試験用電圧発生回路
US5821742A (en) * 1994-11-30 1998-10-13 Utility Test Equipment Company Computerized solid state energy meter test system and method of testing
JP3465674B2 (ja) * 2000-09-08 2003-11-10 株式会社ニプロン 無停電性二重化電源装置におけるユニットの抜き差し構造
WO2004104605A1 (ja) 2003-05-21 2004-12-02 Advantest Corporation 電流測定装置及び試験装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001004692A (ja) * 1999-01-01 2001-01-12 Advantest Corp 半導体試験装置
JP2001004703A (ja) * 1999-06-22 2001-01-12 Advantest Corp 電圧電流発生測定装置及びこれを用いる半導体試験装置の電圧電流発生測定装置
JP2001041997A (ja) * 1999-07-30 2001-02-16 Advantest Corp 電源電流測定装置
JP2002040098A (ja) * 2000-07-24 2002-02-06 Advantest Corp 試験装置

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7362104B2 (en) 2003-05-21 2008-04-22 Advantest Corporation Current measurement device and test device
EP1821171A1 (en) * 2004-11-30 2007-08-22 Advantest Corporation Testing apparatus and electric source circuit
EP1821171A4 (en) * 2004-11-30 2010-08-04 Advantest Corp TEST DEVICE AND ELECTRIC SOURCE SWITCHING
CN101937035A (zh) * 2010-08-20 2011-01-05 郭春雨 电力电子元件测量装置
CN106291013A (zh) * 2016-08-30 2017-01-04 广东欧珀移动通信有限公司 模拟电池装置、电阻值的调节方法及控制器

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