WO2004066481A2 - Vorrichtung und verfahren zum übertragen und bereitstellen der energie kapazitiver aktuatoren - Google Patents

Vorrichtung und verfahren zum übertragen und bereitstellen der energie kapazitiver aktuatoren Download PDF

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WO2004066481A2
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Anton Seelig
Dieter Reiners
Jürgen Luther
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Eurocopter Deutschland Gmbh
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a device for contactless electrical energy transmission and control for a system consisting of at least one stationary and one movable part or for a system in which energy is to be transmitted, with at least one means to be controlled and supplied with energy.
  • Bidirectional DC to DC Converter for Contactless Power Supplies ", ETEP Vol. 3, No. 2, March / April 1993, a method and an arrangement are known which enable the bidirectional transmission of electrical energy via robot joints with an arbitrarily large angle of rotation without one electrically conductive connection over the swivel joint is required.
  • a high-frequency alternating voltage is formed on the input side of the joint from a direct voltage by means of an inverter, this alternating voltage by means of an inductive transformer from a primary coil of the transformer on one side of a separation point, ie an air gap. transferred to a secondary coil, which is on the other side of the separation point, and converted back there again into a DC voltage.
  • the DC voltage / AC voltage converters and AC voltage / DC voltage converters used are designed as inverters so that they can be operated bidirectionally and the energy flow is therefore reversible.
  • a capacitor that has been charged behind the separation point on the secondary side can be discharged by transferring the energy back to the primary side via the separation point.
  • Actuators are also known in principle.
  • An example is the piezo element, which is used as a capacitive actuator in automobiles, aircraft or other technical devices where components can be moved with high frequency and medium power. This can be done both in the arrangement of individual actuators, as well as in the form of groups of several steep elements.
  • DE 199 27 087 A1 describes a method and a device for charging and discharging several piezoelectric elements. By means of a suitably controlled charging and discharging switch, one or more groups comprising piezoelectric elements can be charged or discharged independently of one another.
  • the alternating voltage or the inductively transmitted alternating current transmitted via the separation point are rectified on the moving system and the energy is stored in a buffer capacitance which is generally designed as an electrolytic capacitor and which is still considerably larger than the capacitance of the piezo elements.
  • a buffer capacitance which is generally designed as an electrolytic capacitor and which is still considerably larger than the capacitance of the piezo elements.
  • One or more piezo elements are then charged from the buffer capacitance with a current clocked at a high frequency.
  • it is desirable to use a method that uses a higher-frequency voltage or a higher-frequency one Electricity transmitted via the separation point supplies the piezoelectric elements without intermediate storage.
  • the document does not give any indication as to how the piezoelectric elements should be actuated, in particular if the latter are arranged on the movable part of a system consisting of a stationary and a movable part.
  • the problem arises that certain electrical components are no longer suitable for these operating conditions.
  • the device is used in the area of the rotor axis and the rotor head of a helicopter, the use of electrolytic capacitors is fundamentally not possible due to the high mechanical load.
  • operation with electrolytic capacitors is only possible with considerable risks.
  • the invention is therefore based on the object of specifying a method and a device for energy supply and control of capacitive actuators which, on the one hand, allow the actuators to be actuated over a certain distance and, on the other hand, which transmit the energy of the actuators arranged on the movable part of the system enable the movable part separated by a separation point and supply the energy to the actuators arranged on the movable part in accordance with the desired force effects or the intended movements, without the energy having to be temporarily stored in an electrolytic capacitor on the movable subsystem.
  • an alternating current ic of higher frequency with an amplitude independent of the phase position and the amplitude of a counter voltage u G is generated by a frequency generator 2 and transmitted by means of an inductive transmitter 3 to a movable subsystem.
  • the high-frequency alternating current i emanating from the secondary winding of the transformer is impressed into the actuator separately by means of an electronic actuating device 4 after positive and negative half-oscillations or sections of these half-oscillations in such a way that a change in length ⁇ s of the actuator occurs in a desired direction in each half-oscillation.
  • the range of the operating frequency of the frequency generator 2 is in the range between about 25 kHz and a few MHz. The range around 100 kHz is preferred.
  • both the power to be controlled and the spatial distance to be bridged from the frequency generator to the actuators must be taken into account. Basically, the usable frequency decreases with increasing power and / or distance.
  • the method for providing electrical energy for at least one capacitive actuator, which is arranged on the movable part is characterized in that the frequency generator 2 in the stationary part from the direct voltage 1 produces an alternating current JG of higher frequency with the phase position and the amplitude of the counter voltage UG generates independent amplitude and that the alternating current JG is fed to the primary winding 3a of the inductive transformer bridging the separation point, the one originating from the secondary winding 3b on the movable subsystem High-frequency alternating current i is impressed into the actuator by means of an electronic adjusting device 4, separated from positive and negative half-vibrations or sections of these half-vibrations, in such a way that a change in length ⁇ s of the actuator occurs in the desired direction in each half-vibration.
  • the method for providing the energy of capacitive actuators is also characterized in that the high-frequency alternating current i by an electronic control device 4 in accordance with the difference Us - UA between the setpoint value Us of the actuator voltage and the current one
  • Actuator voltage UA is always impressed into the actuator in the direction in which the magnitude of the voltage difference us - u A decreases.
  • the method for providing the energy of capacitive actuators is also characterized in that the high-frequency alternating current i is separated by an electronic actuating device 4 in accordance with the difference between a setpoint value of the actuator length and the current actual value of the actuator length after positive and negative half-oscillations or sections of these half-oscillations, is impressed into the actuator in the direction in which the amount of the difference between the setpoint value of the actuator length and the actual value of the actuator length decreases.
  • the method for providing the energy of capacitive actuators is further characterized in that the target value us of the actuator voltage is formed from the deviation between a target value of the actuator length and the current actual value of the actuator length.
  • the method for providing the energy of capacitive actuators is also characterized in that the current actual value of the actuator length is determined by Detecting a path or an angle on the mechanical transmission 5c of the actuator is determined.
  • the process for providing the energy of capacitive actuators is characterized by the following process steps: the separate impressing of the half-oscillations with different polarity or corresponding half-oscillation sections of the higher-frequency alternating current i takes place within each half-oscillation in three successive phases of the operating states "inverter operation", “idling” and “rectifier operation” , whereby the transition between the phases of the operating states by
  • a semiconductor switch is switched off and the duration or the extent of the angular ranges of the individual phases determines the direction and size of the average charge and energy transport.
  • the method for providing the energy of capacitive actuators is characterized in that the duration or the measure of the angular ranges of the phases of the operating states by shifting the guiding areas of a series of switches S1, S3 or S2, S4 in relation to the guiding areas of the switch pairs in the basic position S10, S30 or S20, S40 is set, and that the control area signals of the basic position S10, S30 and S20, S40 of the series of switch pairs S1, S3 and S2, S4 have a constant phase position within a switching grid SR synchronized to the impressed higher-frequency current i.
  • the arrangement for carrying out the method comprises the features that it has a frequency generator 2, consisting of an inverter with semiconductor switches T1-T4 that can be switched off and a series resonant circuit L G , C G connected downstream, the resonance frequency f ⁇ of which corresponds to the inverter frequency fw, and an actuator actuator 4 comprises at least one circuit 4a, 4b, 4c with switchable power semiconductors in a matrix arrangement, which separates the current i G , i drawn from the series resonant circuit capacitor C G of the frequency generator 2 after positive and negative half oscillations or Sections of these half vibrations in the actuator 5, 5a impresses in the direction that the charge and energy stored in the actuator increases or decreases with each half vibration of the current in accordance with the desired change in length ( ⁇ s) of the actuator.
  • a frequency generator 2 consisting of an inverter with semiconductor switches T1-T4 that can be switched off and a series resonant circuit L G , C G connected downstream, the resonance frequency f ⁇ of
  • the arrangement for carrying out the method is characterized in that a frequency generator 2, consisting of an inverter with semiconductor switches T1-T4 that can be switched off and a series resonant circuit LG, CG connected in series, the resonance frequency fG of which corresponds to the inverter frequency f w , of an actuator actuator 4 contains at least one circuit 4a, 4b, 4c with switchable power semiconductors in a matrix arrangement, which impresses the current JG, i drawn off at the series resonant circuit capacitor CG of the frequency generator 2 separately for positive and negative half oscillations or sections from these half oscillations in the actuator 5, 5a in that direction that the charge and energy stored in the actuator increase or decrease with each half oscillation of the current in accordance with the desired change in length ( ⁇ s) of the actuator.
  • a frequency generator 2 consisting of an inverter with semiconductor switches T1-T4 that can be switched off and a series resonant circuit LG, CG connected in series, the resonance frequency fG of which corresponds to the
  • the arrangement for carrying out the method is characterized by the features that the series resonant circuit capacitor CG of the frequency generator 2 is connected to the primary winding 3a of an inductive transformer 3 bridging a separation point 3c, and that the secondary winding 3b of the transformer located on the movable part is connected to the circuits 4a , 4b, 4c with disconnectable power semiconductors in a matrix arrangement of the actuator actuating device 4 is connected.
  • the actuator setting device 4 has means for regulating 4 R and for controlling 4 S ⁇ of impressing positive and negative half-oscillations or sections of half-oscillations of the higher-frequency alternating current i into the actuator 5, 5a
  • the Control means 4 R means control 4 S ⁇ via Signal ⁇ depending on the amount of the difference us-u A between the setpoint us and the actual value u ' A of the actuator voltage causes differently sized sections of half-oscillations of the current i
  • the means for control 4 R the means for control 4s ⁇ via the signal GW, depending on the sign of the difference us-u A between the setpoint value u s and the actual value u A of the actuator voltage, causes the power semiconductors S1, S2, S3, S4 to be controlled in such a way that the actuator 5, 5a with a negative sign of the difference us-u A from half oscillation to half oscillation successive charge or energy is withdrawn and with a positive sign of the difference us-u A
  • the arrangement for carrying out the method is characterized by the features that the actuator actuating device 4 has means for regulating 4 R and for controlling 4s ⁇ of impressing positive and negative half-oscillations or sections of half-oscillations of the higher-frequency alternating current i in the actuator 5, 5a, that the Actuator 5.5a means for detecting the actual value of the actuator length has that the means for control 4 influences the means for control 4 S ⁇ via a signal ⁇ depending on the amount of the difference between the target value and the actual value of the actuator length, sections of different sizes to form half oscillations of the current i, and that the means for regulating 4 R the means for controlling 4s ⁇ via the signal G / W depending on the sign of the difference between the setpoint and the actual value of the actuator lengths, the power semiconductors S1, S2, S3, S4 causes the actuator to be controlled 5, 5a, if the sign of the difference from half oscillation to half oscillation is negative, charge or energy is successively withdrawn and, if the sign of the difference from half
  • the arrangement for carrying out the method is characterized in that the actuator 5,5a has means for detecting the actual value of the actuator length and that the actuator actuating device has means for forming a target value us of the actuator voltage from the deviation between a target value of the actuator length and the current actual value of the actuator length.
  • the arrangement for carrying out the method is characterized in that the actuator 5 has means for detecting and converting a path or an angle of the mechanical transmission 5c into the actual value of the actuator length.
  • the arrangement for carrying out the method is also characterized in that the means for controlling 4s ⁇ of impressing half-oscillations or sections of half-oscillations of alternating current i into the actuator are supplied with signals SR of a switching grid synchronized with alternating current i, that the means for controlling 4 S ⁇ Logic means which, from signals SR of the switching grid, guide area signals S10, S30 and S20, S40 of the basic position of the series of semiconductor switch pairs S1, S3 and S2, S4 form that the means for control 4 S ⁇ means for leading displacement of the guide areas of the switch pair S2 , S4 compared to the basic position S20, S40 in rectifier operation and also includes means for lagging displacement of the guide areas of the switch pair S1, S3 compared to the basic position S10, S30 in inverter operation, and that the means for control 4 S ⁇ from the means for regulation 4 R a G / W signal for setting de r direction of displacement and a signal ⁇ for adjusting the amount of displacement is
  • the arrangement for carrying out the method is characterized by the features that unipolar power semiconductors S1, S2, S3, S4 that can be switched off to form an output voltage u A , u A of the actuator actuating device 4 with only one polarity of the output conductors A, B 'of the circuit 4a, 4b in a matrix arrangement contains that the unipolar power semiconductors that can be switched off are used in relation to the polarity of the output voltage in the direction in which they are the output voltage u A , u A as reverse voltage record and switch off the current -L A from the positive output conductor to an AC input.
  • the arrangement for carrying out the method is characterized in that to form an output voltage u A , u A of the actuator actuating device 4 with alternating polarity of the output conductors A, B ', the circuit 4c contains bipolar power semiconductors which can be switched off in a matrix arrangement and which optionally block positive or negative voltages and Switch off currents in both directions of current flow.
  • each bipolar power semiconductor consists of two unipolar power semiconductors connected in series in opposite directions, with a positive output voltage u A , u A the means for controlling 4s ⁇ the controllable power semiconductors (S1 P, S2P, S3P , S4P), which block a positive output voltage, controls in the manner according to the invention in rectifier and inverter operation and controls the power semiconductors S1 N, S2N, S3N, S4N provided for negative output voltages, as long as there is positive output voltage, in the conductive state, and at negative output voltage u A , u A the means for controlling 4s ⁇ the controllable power semiconductors S1 N, S2N, S3N, S4N, block the negative output voltage, controls in the manner according to the invention in rectifier and inverter operation and the power semiconductors S1 P, S2P provided for positive output voltage , S3P, S4P, as long as negat ve output voltage is present, controls the
  • the arrangement for carrying out the method is characterized by the features that the actuator 5 contains two stacks 5a, 5b electrically connected in series made of piezoelectric material, that an actuator actuating device according to the invention is connected to the center connection B and an outer conductor connection A of the series 5a, 5b connected in series 4 or 4.1, Fig. 7 is connected and to the outer conductor connections A, C of the stack 5a, 5b connected in series a DC voltage UAV is applied as a bias voltage, which is formed by a DC voltage source that supplies and receives at least half of the Y / 2 of the current ⁇ A impressed on the center connection by the actuator actuating device 4 and thereby keeps the value of the DC voltage UAV constant.
  • the arrangement for carrying out the method is characterized in that the direct bias voltage UAV is supplied by a power supply unit designed according to the prior art, the output capacitance of which is dimensioned such that the currents JA 2 changing direction caused by the actuator actuating device 4 do not change the DC bias voltage UAV to any significant extent cause.
  • the arrangement for carrying out the method is also characterized in that the direct bias voltage UAV at the outer conductor connections A, C of the stacks 5a, 5b connected in series is formed by an actuator actuating device 4.2, FIG. 7 according to the invention, to which a constant bias voltage setpoint VSS2 is fed.
  • the arrangement for carrying out the method is characterized by the features that at least two actuators 5.1, 5.3 that are independent in their mechanical movements, each with two stacks of piezoelectric material connected in series, with their outer conductors A1, A3 and C1, C3 are connected to a common actuator actuating device 4.2 are, which keeps the bias voltage u A v 2 between the outer conductors A1, C1 and A3, C3 independent of the currents i A ⁇ , J A 3 flowing through the actuators at a constant value that in each of the actuators 5.1, 5.3
  • one actuator actuating device 4.1, 4.3 each via the center connections B1, B3 and the common outer conductor connections A1, A3 of the series currents i A ⁇ , A3 for setting the mutually independent actuator transfer voltages UAUI, UAU3 and the associated independent movements that each actuator position l device 4.1, 4.2, 4.3, ...
  • the impressed high-frequency current i ' is fed via the secondary winding b from input transformers 7.1, 7.2, 7.3, ..., whose Primary windings a are connected in series and form a common higher-frequency intermediate circuit HFZK all actuator actuating devices, and that in the higher-frequency intermediate circuit of frequency generator 2 impresses its output current JG as intermediate circuit current i.
  • the arrangement is finally characterized in that the frequency generator 2 has its output current impresses via a transformer 3 bridging a separation point 3 as an intermediate circuit current i in the intermediate circuit HFZK.
  • the particular advantage of the contactless transmission of energy and / or control functions according to the invention in a system which comprises at least one stationary and one movable part between which energy is to be transmitted is that no vibration-sensitive components, such as electrolytic capacitors, are used in the movable part must and at the same time at least the same functional reliability as in previously known comparable systems for control and energy transfer in capacitive actuators.
  • the arrangement according to the invention and the method according to the invention are equally suitable for controlling and supplying energy to capacitive actuators over shorter or longer distances, in particular also for systems in which no separation points between stationary and moving parts have to be bridged.
  • FIGS. 1 to 7. Show it:
  • FIG. 9 shows a section through a device for energy transmission in the region of the rotor shaft.
  • FIG. 1 shows a stationary frequency generator 2, which generates an alternating current from a direct voltage source 1, which can be a battery or a capacitor charged to the same voltage higher frequency of 100 kHz, for example, which has an amplitude T G that is independent of the amplitude and the phase position of the counter voltage UG.
  • a direct voltage source 1 which can be a battery or a capacitor charged to the same voltage higher frequency of 100 kHz, for example, which has an amplitude T G that is independent of the amplitude and the phase position of the counter voltage UG.
  • a generator can emit and absorb active and reactive power depending on the phase position of the counter voltage.
  • the alternating current i G is fed to the primary winding 3a of an inductive transformer 3 bridging the separation point.
  • the secondary winding 3b of the transformer is connected to an electronic actuator 4, which acts as an actuator actuator and generally corresponds to a converter circuit.
  • the transmitter 3 can be an inductive rotary transmitter corresponding to the state of the art, the primary part of which is attached at the pivot point of the movement and the secondary part of which is rotatably mounted at the pivot point.
  • the separation point to be bridged runs as an air gap inside the rotary transmitter.
  • linear transformers are also available to bridge a separation point running along the movement path.
  • the current i emerging from the secondary winding 3b of the transformer in accordance with its transmission ratio is always impressed into the capacitive actuator in the direction in which the amount of the difference us - via an electronic actuator control device 4, separated according to positive and negative half oscillations or sections from these half oscillations.
  • UA of a voltage setpoint us and the current actuator voltage u A decreases from half oscillation to half oscillation. If the voltage difference u s - u A has become zero or is within a tolerance band accepted as zero, the actuator actuating device 4 conducts the current i past the actuator 5 via a short-circuit of the leads to the actuator actuating device. This short circuit is completely uncritical when current i is impressed.
  • the capacitive actuator 5 converts the change in length ⁇ s that occurs when a charge Ji A dt is applied to a stack 5a of piezoelectric material via a mechanical transmission 5c into an angle change in a flap 6.
  • the method according to the invention enables the stack 5a piezoelectric with the higher-frequency alternating current i required for transmission via the inductive transmitter 3 and the actuator actuating device 4 Load or unload materials without the need for an energy storage device in the form of an electrolytic capacitor on the moving system.
  • the method according to the invention can also be used to adjust the energy of capacitive actuators if the task is not to bridge an isolating point with the aid of an inductive transformer.
  • the setpoints Us of the actuator voltage which are used, for example, in a control system LS as bit-serial, must also be provided
  • Data words are generated and fed to the actuator actuating device 4 via the isolating point 3c.
  • these are transmitted via the separation point by means of an optical or likewise inductive data transmission device DU designed according to the prior art and converted on the movable subsystem by means of a data converter DW into the desired values us suitable for the actuator setting device.
  • the frequency generator 2 shows an exemplary embodiment of the frequency generator 2 according to the invention and the actuator actuating device 4.
  • the frequency generator 2 is an inverter and consists of a
  • Bridge circuit switchable semiconductor power switch T1-T4 for example MOS field-effect transistors or IGBTs, with a series resonant circuit LQ, CG in the bridge diagonal and a load coupled to the capacitor CG via the transformer 3. If the inverter frequency fw, which an oscillator contained in the inverter control 2a generates, matches the resonance frequency of the series resonant circuit
  • m is the fundamental oscillation amplitude of the inverter voltage uw, which is kept at a constant value in the event of fluctuating DC input voltage UB by the pulse width modulation contained in the inverter control 2a.
  • the output current amplitude i G des is the fundamental oscillation amplitude of the inverter voltage uw, which is kept at a constant value in the event of fluctuating DC input voltage UB by the pulse width modulation contained in the inverter control 2a.
  • Frequency generator 2 is independent both of the level of the counter voltage U G and of its phase relationship to the current i G.
  • the frequency generator 2 can therefore not only deliver active and reactive power via the transformer 3 to the movable secondary part at constant current 1 G , but also take it up from the latter and feed the received active power to the direct voltage source UB.
  • the bridge circuit of the semiconductor power switches T1-T4 can, as is known from the general teaching of converter technology, be replaced by functionally identical half-bridge circuits with a capacitive input voltage divider or transformer center circuits.
  • the level of the counter voltage UQ and its phase position and thus the direction of the energy flow are determined by the secondary winding 3b
  • Transmitter 3 connected actuator actuator 4 determines.
  • this also contains a bridge circuit from
  • the filter CF, L F serves to limit the high-frequency ripple of the current I ' A to the actuator 5. Since the actuator voltage U A is only via the actuating device 4 a frequency of e.g. B. is adjusted to a maximum of 500 Hz, the frequency of the current ripple of i A but twice the value of the frequency f, for example 200 kHz, the filter is designed so that between the low-frequency actuator voltage UA and the low-frequency voltage component of u A at the Filter capacitor C no noteworthy
  • the voltage difference u A -u A that occurs at the filter inductance L F is the high-frequency voltage ripple of, for example, 200 kHz.
  • the filter CL, LL which is designed as a series resonant circuit and is matched to the frequency fw of the frequency generator 2 or the current i, is a suction circuit which does not represent any resistance to the current i.
  • the inductance LL of this filter absorbs the voltage differences that occur suddenly when the power switches S1-S4 are switched between the voltage u ' G transmitted from the capacitor CG to the secondary transformer winding 3b and the low-frequency output voltage u A «UA of the actuator actuating device 4.
  • the output signals ⁇ and G / W influence the control 4s ⁇ of the actuator actuating device in such a way that the current i supplied to the actuator actuating device is impressed into the capacitive actuator separately after positive and negative half-vibrations or sections from these half-vibrations in such a way that the amount of the difference u s -u A decreases , If this difference is positive, ie U S > UA, further charge must be fed to the actuator.
  • the controller 4 S ⁇ is triggered via the signal G / W to control the bridge circuit S1-S4 as a rectifier.
  • the signal ⁇ is a measure of the size of the deviation u s -u A and determines how using the Fig. 3 is explained in more detail, the size of the angle of the half-vibration sections.
  • the half-oscillation sections of the current i are formed by switching the semiconductor switches S1-S4 on and off via the controller 4 S ⁇ in fine raster steps in synchronism with the oscillation profile.
  • a switching grid SR which is synchronous with the phase position of the current i is generated by means of the current transformer SW and the circuits 4 S ⁇ , 4 S2 and 4 S 3.
  • the semiconductor switches S1-S4 are switched on in both rectifier and inverter operation only in those time or phase angle ranges in which the current i already flows via the diode which is parallel to each switch.
  • the current signal of a current transformer SW which detects the higher-frequency current i, is fed via a comparator stage 4s ⁇ to a first phase input E1 of a phase lock loop circuit 4s2.
  • a signal ru reduced by a factor of 2 N from the output clock f ⁇ of the PLL circuit is fed to the second phase input E2 by means of an N-stage counter 4s3.
  • the PLL circuit 4 S2 sets the frequency of its output clock for such that the frequency and phase angle deviation between the current signal at input E1 with frequency fw and the reduced signal with frequency tru at input E2 becomes zero.
  • N 6.
  • the frequency f w of the current i of 100 kHz then has a switching resolution in which the semiconductor switches S1-S4 are switched on and off once per 100 kHz period
  • the diagrams a) to e) and the switching states 1 to 6 explain the setting of the actuator current i A , ie the formation of the half-oscillation sections from the current i, for the rectifier and for the inverter operation, with switching losses when switching the semiconductor switch S1-S4 can be avoided.
  • Diagram 3a shows the profile of the voltage u at the AC-side input of the bridge circuit S1-S4 in association with the impressed current i.
  • Diagram 3b) shows the associated formation of the current sections from the half oscillations of the current i. Voltage and current sections of the
  • Inverter operation are characterized by additional puncturing.
  • the numbers in the voltage diagram a) indicate time ranges which correspond to the switching states 1 to 6 in the right part of FIG. 3.
  • Diagram c) shows the leading areas of the diodes, which are integrated in the switches S1-S4.
  • Diagrams d) and e) indicate the possible guiding ranges of controllable semiconductor switches S1-S4 in synchronized switching grid SR, namely diagram d) for rectifier operation and diagram e) for inverter operation.
  • the bordered control areas indicate the angle or time range in which the assigned switches S1-S4 are controlled in the conductive state.
  • the control areas for three settings of the actuator current namely minimum, average and maximum current, are shown.
  • a Gap area ⁇ in which the pairs of switches in series always lock simultaneously and those connected in parallel to the switches
  • Wiring capacitors CB can be recharged.
  • a pair of switches S1 and S3 or S2 and S4 in series maintains the phase position of its leading areas with the impressed current i in each operating state, while the leading areas of the other pair of switches between the minimum position SXMIN, in which the minimum current is transmitted, and the maximum position SXMAX can be shifted with maximum current transmission in grid steps ⁇ t.
  • control areas have a phase position in all operating states such that the impressed current i either passes from a diode to the parallel switch already switched on when it crosses zero, or after reloading the
  • Wiring capacitors C B continue to flow via the diode of the switch in series. As a result, switch-on losses of the controllable semiconductor switches are avoided.
  • the conducting switch is switched off, the current i then recharges the parallel wiring capacitors CB and then also flows on via the diode of the switch connected in series. Switching off must take place at an angle ⁇ A so far before the next current zero crossing that the current i is sufficient to reload the wiring capacitors CB parallel to the switches by the amount of the actuator voltage UA in the gap region ⁇ L following the switching off.
  • state 1 the impressed current i flows in a short circuit via the switches S1 and S2 that are switched on. No current is supplied to the actuator, which is represented in simplified form by a DC voltage source with voltage UA.
  • State 2 begins with the opening of switch S2 at the end of the control area of S2 in diagram d).
  • Current i now flows in state 2 via the circuit capacitors in parallel with switches S2 and S4. Because of the equality of the capacitors, the current i / 2 flows over each capacitor and only the current of the capacitor lying in parallel with S4 flows via the direct voltage source UA.
  • the recharging state 2 has ended and changes to state 3 when the capacitor CB lying parallel to S2 is charged to the voltage UA and the capacitor CB lying parallel to S4 is completely discharged.
  • Diagram a) shows, in association with current i, the associated voltage u at the input of the bridge circuit and diagram b) the corresponding section from a half-oscillation of current i. It can be seen from the diagrams a), b) and d) that a leading shift of the guide areas of S2 and S4 to the left from the basic position marked with S2MIN and S4MIN, as indicated by arrows G, increases the current sections supplied to the actuator until almost the entire half oscillation is fed to the actuator. When the guide areas are moved back to the right, the current sections are reduced to the angle ⁇ A.
  • the angle ⁇ A is the angular distance of the right boundaries of the guide areas of S2MIN and S4MIN from the subsequent current zero crossing and must be slightly larger than the gap area ⁇ L that starts at the same time, so that the charge reversal of the capacitors C B parallel to S2 and S4 before closing the switch S4 and before the next zero crossing of the current i is completed.
  • the switch S4 is closed after the reloading of the wiring capacitors and before the current i crosses zero, because in this area the diode parallel to S4 conducts.
  • switches S1 and S3 are opened with each zero crossing.
  • state 3 changes to state 5 after the current zero crossing and after opening switch S1, in which the capacitor lying in parallel with switch S1 is now charged to voltage U A and the capacitor lying in parallel with switch S3 is discharged. If the latter is discharged, the parallel diode takes over the current and the switch S3 is closed after the gap area ⁇ L.
  • the impressed current i now flows in the region 6 in a short circuit via the switch S3 and the parallel diode and the switch S4.
  • the region 6 lying in the negative half-oscillation of the current i corresponds to the region 1 in the positive half-oscillation.
  • the transition from rectifier operation to inverter operation takes place by extending switch state 3 beyond the current zero crossing without an additional switching operation being required in area 4 marked by dotting.
  • the actuator actuating device 4 has, as the diagrams a) to e) and the switching states 1 to 6 show, each phase of the impressed higher-frequency alternating current i in succession a phase of the operating state "inverter operation” with the charge and energy transport from the actuator 5, 5a to AC side, a phase of the operating state "idling” with a short-circuited AC input and without changing the charge and energy state of the actuator and a phase of the operating state “rectifier operation” with charge and energy transport from the AC side to the actuator 5, 5a.
  • phase of the "inverter operation” begins with each zero crossing of current i automatically if the controllable power semiconductors in parallel with the conductive diodes have been switched on during the phase of the "rectifier operation" before the zero current crossing.
  • the phase of the "inverter operation” can be switched off at any time within the current half-oscillation by switching off one of the two in the
  • the transition between the phases of the operating states takes place through switch-off processes in which no switch-off losses occur.
  • FIGS. 1 and 2 only enables the setting of actuator voltages u A of a sign, ie the output line B can only be polarized positively with respect to the output line A.
  • actuator actuating devices 4 with positive and negative output voltage are required for certain actuators.
  • An actuator actuating device 4 according to the invention which fulfills this requirement is shown in FIG. 5. It differs from the actuator actuating device 4 of FIG. 2 in that in the actuating device 4c, instead of the semiconductor switches S1, S2, S3, S4 of the circuit 4a, which only block voltage of one polarity and can switch current on and off in one direction, semiconductor switches are used that block voltages of both polarities and switch currents on and off in both directions.
  • Such bidirectional semiconductor switches consist, for example, as shown in FIGS. 4c and 5, of a pair of controllable semiconductor switches S1P / S3N, S2P / S4N, S3P / S1N, S4P / S2N connected in opposite directions in series.
  • FIG. 4a) shows the actuator for positive output voltage u A of the actuator actuator 4 shown in FIG.
  • the controllable semiconductor switches must be arranged in relation to the output lines A, B 'according to the scheme shown in FIG. 4b).
  • the switches S1-S4 have additionally been given the identifier “P” in the arrangement for positive output voltage and the identifier “N” in the arrangement for negative output voltage.
  • the numbers 1-4 indicate semiconductor switches which are driven in phase with respect to the input current i.
  • the circuit 4c supplies a positive output voltage if the semiconductor switches labeled "N” are permanently switched to the conductive state and the semiconductor switches labeled “P” are activated in the manner described with reference to FIGS. 2 and 3.
  • a negative output voltage u A is formed
  • the semiconductor switches denoted by “P” remain permanently controlled in the conductive state and the semiconductor switches denoted by “N” now receive the control signals which, when a positive output voltage is generated, are the same as the semiconductor switches denoted by “P”
  • Piezoelectric actuators are particularly advantageous, as shown in FIG. 6, with two stacks 5a, 5b made of piezoelectric material operated in opposite phase equipped.
  • the two piezo stacks 5a and 5b are connected in series with respect to an approximately constant bias voltage UAV and with respect to a charge voltage UAU applied between the center point connection B and an outer conductor connection, for example A.
  • UAV approximately constant bias voltage
  • UAU charge voltage
  • the two stacks of a double actuator are largely the same.
  • the upper piezo stack 5b in FIG. 6 is discharged in the direction of the pre-tension u A v and the lower piezo stack 5a in the direction of the pre-tension u A v is further charged, so that in the upper stack the elongation caused by the charge decreases and on the lower one Pile the stretch increases.
  • a double actuator can be supplied, for example, by two actuator actuators according to the invention. Be more than two
  • Controlled double actuators with the same control tasks they can receive their bias from a common actuator.
  • the DC bias voltage can also be generated by a power supply unit designed according to the prior art.
  • This property can be achieved, for example, in that the output capacitance of the
  • Power supply unit is dimensioned much larger than the capacity of the double actuators.
  • the exemplary embodiment in FIG. 7 has two groups, each with two double actuators.
  • Each of the two actuator groups has its own preload control device 4.2 or 4.5. These are generally constant bias setpoints VSS2 and VSS5 supplied.
  • the actuator actuators 4.1 and 4.3 of the first group and the actuator actuators 4.4 and 4.6 of the second group set the voltages u A u ⁇ , u A ⁇ i3 and u A u4 through the currents i A ⁇ , ⁇ A3 and the currents i A4 , ⁇ A6, u A u6 and thus the charges and the changes in length of the double actuators according to the voltage setpoints Usi, u S3 , or u S4 , u S6 .
  • These voltage setpoints are generated in accordance with the exemplary embodiments shown in FIGS. 1 and 7 in a control system LS as bit-serial data words, transmitted by means of a data transmission device DU designed according to the prior art via the separation point 3c and on the movable subsystem by means of a
  • Data converter DW converted into the desired values suitable for the actuator setting devices 4.1, 4.3 or 4.4, 4.6 and fed to the setting devices.
  • the supply of the impressed current i 'to each of the actuator control devices 4.1, 4.3, 4.4, 4.6 and the bias control devices 4.2 and 4.5 takes place via the secondary windings of input transformers 7.1, 7.2, 7.3, 7.4, 7.5 and 7.6 whose primary windings are connected in series and by the impressed current i are fed from the secondary winding 3b of the transformer 3 bridging the separation point.
  • the primary winding 3a of this transformer is fed in accordance with the arrangements of FIGS. 1 and 2 by the frequency generator 2 according to the invention with a higher-frequency alternating current J G of constant amplitude.
  • the frequency generator 2 feeds its output current directly into the series-connected primary windings of the input transformers 7.1 - 7.6.
  • These input transformers achieve potential freedom and current adaptation to the actuators 4.1-4.6 and to the actuators on their secondary side.
  • the outputs of the potential-free control devices can therefore be connected to one another and have a common ground potential.
  • the input voltages u to U g of the actuating devices 4.1-4.6 in FIG. 7 correspond to the input voltage u ' G of the actuating device 4 in FIGS. 1 and 2.
  • a power flow via the actuator actuating device 4.1 to the connected actuator results in an input voltage to be counted positively in the direction of the arrow of the input current i '.
  • Half of the actuator current JAI flows back, ie the current i A - ⁇ / 2 via the bias voltage control device 4.2.
  • the assignment of the current i A ⁇ / 2 to the bias voltage u A v 2 in the bias voltage control device 4.2 results in a power flow from the actuator side to the higher-frequency intermediate circuit.
  • the associated input voltage u 2 is then the input voltage u!
  • FIG. 8 shows in a simplified manner the manner in which a device described above and the associated method using the device in the region of the rotor shaft GR and the rotor blades BL of a rotary wing aircraft, in particular a helicopter, are used.
  • the necessary electronic components, such as the power supply PS, and the frequency generator MFG with the control electronics Cl, and also the connection to the flight control STC of the helicopter are permanently mounted on board the helicopter.
  • various contactless coupling devices CD are provided on the rotor shaft GR. These can be implemented in the manner of an optical coupler DU (see FIG. 1), as indicated in the case of signal transmission STM from the control electronics C1 integrated in the control system LS (see FIG. 1) to the optical waveguide OW.
  • contactless inductive signal transmissions 3 are provided, which are used, for example, for energy transmission ETM from the frequency generator MFG to the rotor head electronics RHE.
  • Both types of transmission can be used for the transmission of the signals of the azimuth sensor AZS.
  • the azimuth sensor AZS is used to generate setpoint values for the various actuators depending on the current position of the respective rotor blade within one revolution.
  • rotor shaft In the area of the rotor shaft, further functional units are indicated which are only indirectly related to the invention, such as the mechanical rotor control RCM and the rotor head sensors RHS. Further electrical connections lead from the rotor head electronics RHE into the rotor blades BL to the actuators A, which move the rudder flaps FL, and to the sensors S, which detect the position of the rudder flaps FL.
  • the rudder flaps are examples of various embodiments of aerodynamically effective devices on the rotor blades.
  • the rotor electronics RHE thus contains the electronic actuator actuating device 4 described in detail above (cf. FIGS. 1, 2) and the further electronic circuits necessary for controlling and controlling the actuators A, such as the data converter DW (cf. FIG. 1).
  • FIG. 9 shows a detailed solution with regard to the contactless inductive energy transmission ETM, which is shown only schematically in a simplified manner in FIG.
  • the rotor shaft RTG designed as a hollow shaft, is rotatably mounted within a static rotor shaft bearing SP.
  • the optical waveguide OW for optical data transmission and coaxially around the two conductive metal pipes CMW are arranged. Both conductors lead to the rotor head electronics RHE (not shown) to the right in the direction of the arrow.
  • the two conductive metal pipes CMW are electrically connected via the connecting lines CC to the winding w 2 rotating together with the rotor shaft (corresponding to 3b in FIG. 1). Together with the static winding wi (corresponding to 3a in FIG. 1), the rotating winding w 2 forms the contactless transformer (corresponding to 3 in FIG. 1).
  • the leads to the stationary winding wi are not explicitly shown in FIG. 9.

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnungen zum Übertragen und Einstellen der elektrischen Ladung und Energie von piezoelektrischen Aktuatoren (5), die vorzugsweise auf bewegbaren Systemen angeordnet sind, zu denen eine elektrisch leitende Verbindung gar nicht oder nur mit erheblichen Schwierigkeiten zu realisieren ist. Hierbei wird durch einen Frequenzgenerator (2) ein Wechselstrom (iG) höherer Frequenz mit von der Phasenlage und der Amplitude einer Gegenspannung (uG) unabhängigen Amplitude erzeugt und mittels eines induktiven Übertragers (3) auf ein bewegbares Teilsystem übertragen. Der von der Sekundärwicklung (3b) des Übertragers ausgehende höherfrequente Wechselstrom (iG) wird mittels einer elektronischen Stelleinrichtung (4) getrenntt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten von diesen Halbschwingungen in derjenigen Richtung in den Aktuator (5) eingeprägt, dass in jeder Halbschwingung eine Längenänderung des Aktuators in einer gewünschten Richtung auftritt.

Description

Vorrichtung und Verfahren zum Übertragen und Bereitstellen der Energie kapazitiver Aktuatoren
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur berührungslosen elektrischen Energieübertragung und Steuerung für ein aus mindestens einem stationären und einem bewegbaren Teil bestehenden System beziehungsweise für ein System, in dem Energie zu übertragen ist, mit mindestens einem zu steuernden und mit Energie zu versorgenden Mittel.
In derartigen Systemen müssen bei entsprechendem Bedarf elektrische Energie und Steuersignale vom stationären Teil des Systems in den bewegten Teil des Systems übertragen werden, weil im bewegten Teil zumindest eine Einrichtung, beispielsweise eine Stelleinrichtung, angeordnet ist, die im Betriebsfall mit Energie versorgt werden muss und die funktionsbedingt gesteuert werden muss. Alternativ sind hier auch Systeme in Betracht zu ziehen, bei denen Stelleinrichtungen, wie beispielsweise kapazitive Aktuatoren, über eine bestimmte Entfernung hin betätigt werden müssen.
Aus der Literatur, siehe z. B. : A. Esser, „A New Approach to Synchronize a
Bidirektional DC to DC Converter for Contactless Power Supplies", ETEP Vol. 3, No. 2, March/April 1993, ist ein Verfahren und eine Anordnungen bekannt, welche die bidirektionale Übertragung elektrischer Energie über Robotergelenke mit beliebig großem Drehwinkel ermöglicht, ohne dass eine elektrisch leitende Verbindung über das Drehgelenk hinweg erforderlich ist. Hierzu wird auf der Eingangsseite des Gelenkes aus einer Gleichspannung mittels eines Wechselrichters eine hoherfrequente Wechselspannung gebildet, diese Wechselspannung mittels eines induktiven Übertragers von einer Primärsspule des Übertragers auf der einen Seite einer Trennstelle, d. h. eines Luftspaltes, auf eine Sekundärspule, die auf der anderen Seite der Trennstelle liegt, übertragen und dort wieder in eine Gleichspannung zurückgewandelt. Die dabei eingesetzten Gleichspannungs-/ Wechselspannungswandler und Wechselspannungs- /Gleichspannungswandler sind als Wechselrichter ausgebildet, so dass sie bidirektional betreibar sind und dadurch der Energiefluss umkehrbar ist. Ein Kondensator, der hinter der Trennstelle auf der Sekundärseite aufgeladen wurde, kann entladen werden, indem die Energie wieder über die Trennstelle auf die Primärseite zurückübertragen wird.
Grundsätzlich sind auch Stelleinrichtungen bekannt. Als Beispiel sei hier das Piezo-Element genannt, das als kapazitiver Aktuator in Automobilen, Fluggeräten oder anderen technischen Geräten dort eingesetzt wird, wo mit hoher Frequenz und mittlerer Stellkraft Bauteile zu bewegen sind. Dies kann sowohl in der Anordnung einzelner Stellglieder erfolgen, als auch in der Form von Gruppen mehrerer Steilglieder. Die DE 199 27 087 A1 beschreibt zum letztgenannten Fall ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Laden und Entladen mehrerer piezoelektrischer Elemente. Mittels in geeigneter Weise angesteuerter Lade- und Entladeschalter können jeweils ein oder mehrere piezoelektrische Elemente umfassende Gruppen unabhängig voneinander geladen oder entladen werden. Bei dem Energieaustausch zwischen dem sekundärseitigen Kondensator, der als Pufferkondensator eine größere Kapazität als die Piezoelemente aufweist, wobei beide Kapazitäten im allgemeinen auf unterschiedliche Spannungen aufgeladen sind, wird der Lade- und Entladestrom in seinem Anstieg durch eine Spule begrenzt und durch periodisches Schalten, auch Takten genannt, in seiner Höhe eingestellt. Dieses Takten erfolgt durch Ein- und Ausschalten von Halbleiterschaltern mit hoher Frequenz, wobei der in einer Spule 2 gespeicherte Lade- oder Entladestrom beim Schalten in den Halbleitern eine hohe Schaltverlustleistung erzeugt. Ein weiterer Nachteil dieses Verfahrens und dieser Anordnung besteht in der doppelten Wandlung und der Speicherung der Energie auf dem bewegten System. Die über die Trennstelle, d.h. den Luftspalt, induktiv übertragene Wechselspannung bzw. der induktiv übertragene Wechselstrom werden auf dem bewegten System gleichgerichtet und die Energie in einer in der Regel als Elektrolytkondensator ausgebildeten Pufferkapazität, die noch wesentlich größer als die Kapazität der Piezoelemente ist, gespeichert. Aus der Pufferkapazität werden dann ein oder mehrere Piezoelemente mit bei hoher Frequenz getaktetem Strom aufgeladen. Wünschenswert ist dagegen ein Verfahren, das die mit höherfrequenter Spannung bzw. mit höherfrequentem Strom über die Trennstelle übertragene Energie ohne Zwischenspeicherung den piezoelektrischen Elementen zuführt.
Der Druckschrift ist jedoch kein Hinweis entnehmbar, auf weiche Weise die Ansteuerung der piezoelektrischen Elemente erfolgen soll, insbesondere wenn letztere auf dem bewegbaren Teil eines aus einem stationären und einem bewegbaren Teil bestehenden Systems angeordnet sind. Weiterhin ergibt sich bei besonderen bewegten System, die Erschütterungen und/oder hohen Geschwindigkeiten ausgesetzt sind, das Problem, dass bestimmte elektrische Bauteile nicht mehr für diese Betriebsbedingungen geeignet sind. Geht man beispielsweise von einer Anwendung der Vorrichtung im Bereich der Rotorachse und des Rotorkopfes eines Hubschraubers aus, so ist die Verwendung von Elektrolytkondensatoren aus Gründen der hohen mechanischen Belastung prinzipbedingt nicht möglich. Gerade bei Anwendungen mit rauen Umgebungsbedingungen, wie hohen und tiefen Temperaturen und großen Zentrifugalbeschleunigungen auf dem bewegten System, beispielsweise dem Rotorkopf eines Hubschraubers, ist ein Betrieb mit Elektrolytkondensatoren nur bei erheblichen Risiken möglich.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Energieversorgung und Steuerung von kapazitiven Aktuatoren anzugeben, welche einerseits die Ansteuerung der Aktuatoren über eine bestimmte Entfernung erlauben und welche andererseits die Übertragung der Energie der auf dem bewegbaren Teil des Systems angeordneten Aktuatoren auf das durch eine Trennstelle getrennte bewegbare Teil ermöglichen und die Energie den auf dem bewegbaren Teil angeordneten Aktuatoren nach Maßgabe der gewünschten Kraftwirkungen oder der beabsichtigten Bewegungen zuführen, ohne dass eine Zwischenspeicherung der Energie in einem Elektrolytkondensator auf dem bewegbaren Teilsystem erforderlich ist.
Die Aufgabe wird durch die in den Ansprüchen 1 , 2,14 und 16 wiedergegebenen kennzeichnenden Merkmale in hervorragender Weise gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den kennzeichnenden Merkmalen der nachbezogenen Ansprüche.
Im Rahmen der Erfindung ergeben sich noch weitere Möglichkeiten der Ausgestaltung des Verfahrens und der Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens, die nachfolgend beschrieben werden.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird durch einen Frequenzgenerator 2 ein Wechselstrom ic höherer Frequenz mit von der Phasenlage und der Amplitude einer Gegenspannung uG unabhängigen Amplitude erzeugt und mittels eines induktiven Übertragers 3 auf ein bewegbares Teilsystem übertragen. Der von der Sekundärwicklung des Übertragers ausgehende hoherfrequente Wechselstrom i wird mittels einer elektronischen Stelleinrichtung 4 getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten dieser Halbschwingungen in der Richtung in den Aktuator eingeprägt, dass in jeder Halbschwingung eine Längenänderung Δs des Aktuators in einer gewünschten Richtung auftritt.
Der Bereich der Betriebsfrequenz des Frequenzgenerators 2 liegt dabei im Bereich zwischen etwa 25 kHz und einigen MHz. Bevorzugt wird der Bereich um 100 kHz. Bei der Wahl der Betriebsfrequenz ist sowohl die zu steuernde Leistung als auch die zu überbrückende räumliche Entfernung vom Frequenzgenerator bis zu den Aktuatoren zu berücksichtigen. Grundsätzlich gilt, dass mit wachsender Leistung und/ oder Entfernung die nutzbare Frequenz sinkt.
Das Verfahren zur Bereitstellung elektrischer Energie für wenigstens einen kapazitiven Aktuator, der auf dem bewegbaren Teil angeordnet ist, ist dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzgenerator 2 im stationären Teil aus der Gleichspannung 1 einen Wechselstrom JG höherer Frequenz mit von der Phasenlage und der Amplitude der Gegenspannung UG unabhängigen Amplitude erzeugt und dass der Wechselstrom JG der Primärwicklung 3a des die Trennstelle überbrückenden induktiven Übertragers zugeführt wird, wobei der von der Sekundärwicklung 3b auf dem bewegbaren Teilsystem ausgehende hoherfrequente Wechselstrom i wird mittels einer elektronischen Stelleinrichtung 4 getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten von diesen Halbschwingungen, stets in der Richtung in den Aktuator eingeprägt, dass in jeder Halbschwingung eine Längenänderung Δs des Aktuators in der gewünschten Richtung auftritt.
Das Verfahren zur Bereitstellung der Energie kapazitiver Aktuatoren ist auch dadurch gekennzeichnet, dass der hoherfrequente Wechselstrom i durch eine elektronische Stelleinrichtung 4 nach Maßgabe des Unterschiedes Us - UA zwischen dem Sollwert Us der Aktuatorspannung und der aktuellen
Aktuatorspannung UA, getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten von diesen Halbschwingungen, stets in derjenigen Richtung in den Aktuator eingeprägt wird, bei der der Betrag des Spannungsunterschiedes us - uA abnimmt.
Das Verfahren zum Bereitstellen der Energie kapazitiver Aktuatoren ist außerdem dadurch gekennzeichnet, dass der hoherfrequente Wechselstrom i durch eine elektronische Stelleinrichtung 4 nach Maßgabe des Unterschiedes zwischen einem Sollwert der Aktuatoriänge und dem aktuellen Istwert der Aktuatoriänge getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten von diesen Halbschwingungen, in derjenigen Richtung in den Aktuator eingeprägt wird, bei der der Betrag des Unterschiedes zwischen dem Sollwert der Aktuatoriänge und dem Istwert der Aktuatoriänge abnimmt.
Das Verfahren zum Bereitstellen der Energie kapazitiver Aktuatoren ist weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass der Sollwert us der Aktuatorspannung aus der Abweichung zwischen einem Sollwert der Aktuatoriänge und dem aktuellen Istwert der Aktuatoriänge gebildet wird.
Das Verfahren zum Bereitstellen der Energie kapazitiver Aktuatoren ist auch dadurch gekennzeichnet, dass der aktuelle Istwert der Aktuatoriänge durch Erfassen eines Weges oder eines Winkels an der mechanischen Übersetzung 5c des Aktuators ermittelt wird.
Das Verfahren zum Bereitstellen der Energie kapazitiver Aktuatoren ist gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte: das getrennte Einprägen der Halbschwingungen mit unterschiedlicher Polarität oder entsprechender Halbschwingungsabschnitte des höherfrequenten Wechselstromes i erfolgt innerhalb jeder Halbschwingung in drei aufeinanderfolgenden Phasen der Betriebszustände „Wechselrichterbetrieb", „Leerlauf" und „Gleichrichterbetrieb", wobei der Übergang zwischen den Phasen der Betriebszustände durch
Abschalten eines Halbleiterschalters erfolgt und wobei die Dauer bzw. das Maß der Winkelbereiche der einzelnen Phasen die Richtung und Größe des mittleren Ladungs- und Energietransports bestimmt.
Schließlich ist das Verfahren zum Bereitstellen der Energie kapazitiver Aktuatoren dadurch gekennzeichnet, dass die Dauer bzw. das Maß der Winkelbereiche der Phasen der Betriebszustände durch Verschieben der Leitbereiche eines in Reihe liegenden Schalterpaares S1 , S3 oder S2, S4 gegenüber den Leitbereichen der Schalterpaare in der Grundstellung S10, S30 oder S20, S40 eingestellt wird, und dass die Leitbereichssignale der Grundstellung S10, S30 und S20, S40 der in Reihe liegenden Schalterpaare S1 , S3 und S2, S4 innerhalb eines zum eingeprägten höherfrequenten Strom i synchronisierten Schaltrasters SR eine konstante Phasenlage haben.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens umfasst die Merkmale, dass sie einen Frequenzgenerator 2 aufweist, bestehend aus einem Wechselrichter mit abschaltbaren Halbleiterschaltern T1-T4 und einem nachgeschalteten Reihenschwingkreis LG, CG, dessen Resonanzfrequenz fσ mit der Wechselrichterfrequenz fw übereinstimmt, und eine Aktuatorstelleinrichtung 4 aufweist, die wenigstens eine Schaltung 4a, 4b, 4c mit abschaltbaren Leistungshalbleitern in Matrixanordnung enthält, welche den an dem Reihenschwingkreiskondensator CG des Frequenzgenerators 2 abgenommenen Strom iG, i getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten aus diesen Halbschwingungen in den Aktuator 5, 5a in derjenigen Richtung einprägt, dass die in dem Aktuator gespeicherte Ladung und Energie mit jeder Halbschwingung des Stromes entsprechend der gewünschten Längenänderung (Δs) des Aktuators zu oder abnimmt.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist gekennzeichnet durch die Merkmale, dass einem Frequenzgenerator 2, bestehend aus einem Wechselrichter mit abschaltbaren Halbleiterschaltern T1-T4 und einem nachgeschalteten Reihenschwingkreis LG, CG, dessen Resonanzfrequenz fG mit der Wechselrichterfrequenz fw übereinstimmt, einer Aktuatorstelleinrichtung 4, die wenigstens eine Schaltung 4a, 4b, 4c mit abschaltbaren Leistungshalbleitern in Matrixanordnung enthält, welche den an dem Reihenschwingkreiskondensator CG des Frequenzgenerators 2 abgenommenen Strom JG, i getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten aus diesen Halbschwingungen in den Aktuator 5, 5a in derjenigen Richtung einprägt, dass die in dem Aktuator gespeicherte Ladung und Energie mit jeder Halbschwingung des Stromes entsprechend der gewünschten Längenänderung (Δs) des Aktuators zu oder abnimmt.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist gekennzeichnet durch die Merkmale, dass der Reihenschwingkreiskondensator CG des Frequenzgenerators 2 an die Primärwicklung 3a eines eine Trennstelle 3c überbrückenden induktiven Übertragers 3 angeschlossen ist, und dass die auf dem bewegbaren Teil befindliche Sekundärwicklung 3b des Übertragers an die Schaltungen 4a, 4b, 4c mit abschaltbaren Leistungshalbleitern in Matrixanordnung der Aktuatorstelleinrichtung 4 angeschlossen ist.
Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist auch dadurch gekennzeichnet, dass die Aktuatorstelleinrichtung 4 Mittel zur Regelung 4R und zur Steuerung 4Sτ des Einprägens von positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten von Halbschwingungen des höherfrequenten Wechselstromes i in den Aktuator 5, 5a aufweist, dass das Mittel zur Regelung 4R das Mittel zur Steuerung 4Sτ über ein Signal φ in Abhängigkeit von dem Betrag des Unterschiedes us-uA zwischen dem Sollwert us und dem Istwert u'A der Aktuatorspannung veranlasst, unterschiedlich große Abschnitte von Halbschwingungen des Stromes i zu bilden, und dass das Mittel zur Regelung 4R das Mittel zur Steuerung 4sτ über das Signal G W in Abhängigkeit von dem Vorzeichen des Unterschiedes us-uA zwischen dem Sollwert us und dem Istwert uA der Aktuatorspannung veranlasst, die Leistungshalbleiter S1 , S2, S3, S4 in der Weise zu steuern, dass dem Aktuator 5, 5a bei negativem Vorzeichen des Unterschiedes us-uA von Halbschwingung zu Halbschwingung sukzessive Ladung bzw. Energie entzogen wird und bei positivem Vorzeichen des Unterschiedes us-uA von Halbschwingung zu Halbschwingung sukzessive Ladung bzw. Energie zugeführt wird.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist gekennzeichnet durch die Merkmale, dass die Aktuatorstelleinrichtung 4 Mittel zur Regelung 4R und zur Steuerung 4sτ des Einprägens von positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten von Halbschwingungen des höherfrequenten Wechselstromes i in den Aktuator 5, 5a aufweist, dass der Aktuator 5,5a Mittel zur Erfassung des Istwertes der Aktuatoriänge aufweist, dass das Mittel zur Regelung 4 das Mittel zur Steuerung 4Sτ über ein Signal φ in Abhängigkeit von dem Betrag des Unterschiedes zwischen dem Sollwert und dem Istwert der Aktuatoriänge beeinflusst, unterschiedlich große Abschnitte von Halbschwingungen des Stromes i zu bilden, und dass das Mittel zur Regelung 4R das Mittel zur Steuerung 4sτ über das Signal G/W in Abhängigkeit von dem Vorzeichen des Unterschiedes zwischen dem Sollwert und dem Istwert der Aktuatoriänge die Leistungshalbleiter S1 , S2, S3, S4 in der Weise zu steuern veranlasst, dass dem Aktuator 5, 5a bei negativem Vorzeichen des Unterschiedes von Halbschwingung zu Halbschwingung sukzessive Ladung bzw. Energie entzogen und bei positivem Vorzeichen des Unterschiedes von Halbschwingung zu Halbschwingung sukzessive Ladung bzw. Energie zugeführt wird.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, dass der Aktuator 5,5a Mittel zur Erfassung des Istwertes der Aktuatoriänge aufweist und dass die Aktuatorstelleinrichtung Mittel zur Bildung eines Sollwertes us der Aktuatorspannung aus der Abweichung zwischen einem Sollwert der Aktuatoriänge und dem aktuellen Istwert der Aktuatoriänge aufweist.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, dass der Aktuator 5 Mittel zum Erfassen und Umwandeln eines Weges oder eines Winkels der mechanischen Übersetzung 5c in den Istwert der Aktuatoriänge aufweist.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist auch dadurch gekennzeichnet, dass dem Mittel zur Steuerung 4sτ des Einprägens von Halbschwingungen oder Abschnitten von Halbschwingungen des Wechselstromes i in den Aktuator Signale SR eines zum Wechselstrom i synchronisierten Schaltrasters zugeführt werden, dass das Mittel zur Steuerung 4Sτ Logikmittel umfasst, welche aus Signalen SR des Schaitrasters Leitbereichssignale S10, S30 und S20, S40 der Grundstellung der in Reihe liegenden Halbleiterschalterpaare S1 , S3 und S2, S4 bilden, dass das Mittel zur Steuerung 4Sτ Mittel zur voreilenden Verschiebung der Leitbereiche des Schalterpaares S2, S4 gegenüber der Grundstellung S20, S40 im Gleichrichterbetrieb umfasst und auch Mittel zur nacheilenden Verschiebung der Leitbereiche des Schalterpaares S1 , S3 gegenüber der Grundstellung S10, S30 im Wechselrichterbetrieb umfasst, und dass dem Mittel zur Steuerung 4Sτ von dem Mittel zur Regelung 4R ein Signal G/W zur Einstellung der Richtung der Verschiebung und ein Signal φ zur Einstellung des Maßes der Verschiebung zugeführt wird.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist gekennzeichnet durch die Merkmale, dass zur Bildung einer Ausgangsspannung uA,uA der Aktuatorstelleinrichtung 4 mit nur einer Polarität der Ausgangsleiter A, B' der Schaltung 4a, 4b unipolare abschaltbare Leistungshalbleiter S1 , S2, S3, S4 in Matrixanordnung enthält, dass die unipolaren abschaltbaren Leistungshalbleiter auf die Polarität der Ausgangsspannung bezogen in der Richtung in die Matrix eingesetzt sind, in der sie die Ausgangsspannung uA,uA als Sperrspannung aufnehmen und den Strom -lA von dem positiven Ausgangsleiter zu einem Wechselstromeingang abschalten.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung einer Ausgangsspannung uA,uA der Aktuatorstelleinrichtung 4 mit wechselnder Polarität der Ausgangsleiter A, B' die Schaltung 4c bipolare abschaltbare Leistungshalbleiter in Matrixanordnung enthält, die wahlweise positive oder negative Spannungen sperren und Ströme in beiden Stromflussrichtungen abschalten.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist gekennzeichnet durch die Merkmale, dass jeder bipolare Leistungshalbleiter aus zwei gegensinnig in Reihe geschalteten unipolaren Leistungshalbleitern besteht, wobei bei positiver Ausgangsspannung uA,uA das Mittel zur Steuerung 4sτ die steuerbaren Leistungshalbleiter (S1 P, S2P, S3P, S4P), die eine positive Ausgangsspannung sperren, in der erfindungsgemäßen Weise im Gleich- und Wechselrichterbetrieb steuert und die für negative Ausgangsspannungen vorgesehenen Leistungshalbleiter S1 N, S2N, S3N, S4N, solange positive Ausgangspannung vorliegt, in den leitenden Zustand steuert, und wobei bei negativer Ausgangsspannung uA,uA das Mittel zur Steuerung 4sτ die steuerbaren Leistungshalbleiter S1 N, S2N, S3N, S4N, die negative Ausgangsspannung sperren, in der erfindungsgemäßen Weise im Gleich- und Wechselrichterbetrieb steuert und die für positive Ausgangsspannung vorgesehenen Leistungshalbleiter S1 P, S2P, S3P, S4P, solange negative Ausgangspannung vorliegt, in den leitenden Zustand steuert.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist gekennzeichnet durch die Merkmale, dass der Aktuator 5 zwei elektrisch in Reihe geschaltete Stapel 5a, 5b aus piezoelektrischem Material enthält, dass an den Mittelanschluss B und einen Außenleiteranschluss A der in Reihe geschalteten Stapel 5a, 5b eine erfindungsgemäße Aktuatorstelleinrichtung 4 bzw. 4.1 , Fig. 7 angeschlossen ist und an die Außenleiteranschlüsse A, C der in Reihe geschalteten Stapel 5a, 5b eine Gleichspannung UAV als Vorspannung gelegt ist, die von einer Gleichspannungsquelle gebildet wird, die mindestens die Hälfte JA/2 des an dem Mittelanschluss von der Aktuatorstelleinrichtung 4 eingeprägten Stromes ΪA liefert und aufnimmt und dabei den Wert der Gleichspannung UAV konstant hält.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichvorspannung UAV von einen nach dem Stand der Technik ausgebildeten Netzgerät geliefert wird, dessen Ausgangskapazität so bemessen ist, dass die durch die Aktuatorstelleinrichtung 4 verursachten Ströme JA 2 wechselnder Richtung keine nennenswerte Änderung der Gleichvorspannung UAV verursachen.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist auch dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichvorspannung UAV an den Außenleiteranschlüssen A, C der in Reihe geschalteten Stapel 5a, 5b von einer erfindungsgemäßen Aktuatorstelleinrichtung 4.2, Fig. 7 gebildet wird, der ein konstanter Vorspannungssollwert VSS2 zugeführt ist.
Die Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist gekennzeichnet durch die Merkmale, dass mindesten zwei in ihren mechanischen Bewegungen unabhängige Aktuatoren 5.1 , 5.3 mit je zwei in Reihe geschalteten Stapeln aus piezoelektrischem Material mit Ihren Außenleitern A1 , A3 und C1 , C3 an eine gemeinsame Aktuatorstelleinrichtung 4.2 angeschlossen sind, welche die Vorspannung uAv2 zwischen den Außenleitern A1 , C1 und A3, C3 unabhängig von den über die Aktuatoren fließenden Strömen iAι, JA3 auf einem konstanten Wert hält, dass in jeden der Aktuatoren 5.1 , 5,3 mit zwei in Reihe geschalteten Stapeln aus piezoelektrischem Material je eine Aktuatorstelleinrichtung 4.1 , 4.3 über die Mittenanschlüsse B1 , B3 und die gemeinsamen Außenleiteranschlüsse A1 , A3 der in Reihe geschalteten Stapeln Ströme iAι, A3 zur Einstellung der voneinander unabhängigen Aktuatorumladespannungen UAUI, UAU3 und der zugehörigen unabhängigen Bewegungen einprägen, dass jeder Aktuatorstelleinrichtung 4.1 , 4.2, 4.3,... der eingeprägte hoherfrequente Strom i' über die Sekundäwicklung b von Eingangstransformatoren 7.1, 7.2, 7.3,... zugeführt wird, deren Primärwicklungen a in Reihe geschaltet sind und einen allen Aktuatorstelleinrichtungen gemeinsamen höherfrequenten Stromzwischenkreis HFZK bilden, und dass in den höherfrequenten Stromzwischenkreis der Frequenzgnerator 2 seinen Ausgangsstrom JG als Zwischen kreisstrom i einprägt.
Die Anordnung ist schließlich dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzgenerator 2 seinen Ausgangsstrom
Figure imgf000014_0001
über einen eine Trennstelle 3 überbrückenden Transformator 3 als Zwischenkreisstrom i in den Stromzwischenkreis HFZK einprägt.
Der besondere Vorteil der erfindungsgemäßen berührungslosen Übertragung von Energie und/ oder Kontrollfunktionen in einem System, das mindestens ein stationäres und ein bewegbares Teil umfasst, zwischen denen Energie zu übertragen ist, liegt darin dass im bewegbaren Teil keinerlei erschütterungsempfindliche Bauteile, wie beispielsweise Elektrolytkondensatoren, verwendet werden müssen und gleichzeitig wenigstens die gleiche Funktionssicherheit wie bei bisher bekannt gewordenen vergleichbaren Systemen zur Steuerung und Energieübertragung bei kapazitiven Aktuatoren. Grundsätzlich eignet sich die erfindungsgemäße Anordnung und das erfindungsgemäße Verfahren ebenso gut zur Steuerung und Energieversorgung von kapazitiven Aktuatoren über kürzere oder auch größere Entfernungen, insbesondere auch für Systeme, in denen keine Trennstellen zwischen stationären und bewegten Teilen überbrückt werden müssen.
Die Erfindung wird an Hand der in den Figuren 1 bis 7 schematisch vereinfacht dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 : eine schematische Anordnung zur Durchführung des Verfahrens mit einem stationären Frequenzgenerator 2, einem eine Trennstelle überbrückenden induktiven Übertrager 3, einer Aktuatorstelleinrichtung 4 und einem kapazitiven Aktuator 5 mit einem Stapel 5a piezoelektrischen Materials, Fig. 2: ein beispielhaftes Schaltprinzip für die schematische Anordnung nach Fig. 1 ,
Fig. 3:Diagramme a) bis e) und Schaltzustände 1 - 6 der Aktuatorstelleinrichtung 4,
Fig. 4: erläutert Schaltprinzip und Wirkungsweise des Leistungskernes 4c einer Aktuatorstelleinrichtung 4 mit bipolarer Ausgangspannung uA,
Fig. 5: ein Ausführungsbeispiel einer Aktuatorstelleinrichtung 4 mit beliebiger Ausgangsspannung,
Fig. 6: eine schematische Anordnung eines Doppelaktuators mit zwei Stapeln 5a, 5b, piezoelektrischen Materials,
Fig. 7: ein Ausführungsbeispiel mit 4 Doppelaktuatoren an einer gemeinsamen Energiezufuhr,
Fig. 8: die Integration einer erfindungsgemäßen Energieversorgung im Bereich der Rotorwelle und der Rotorblätter eines Drehflügelflugzeugs,
Fig. 9: einen Schnitt durch eine Vorrichtung zur Energieübertragung im Bereich der Rotorwelle.
Die schematische Anordnung der Erfindung in Fig.1 zeigt einen stationären Frequenzgenerator 2, der aus einer Gleichspannungsquelle 1 , die eine Batterie oder ein auf Geichspannung geladener Kondensator sein kann, einen Wechselstrom
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höherer Frequenz von beispielsweise 100 kHz generiert, der eine von der Amplitude und der Phasenlage der Gegenspannung UG unabhängige Amplitude TG aufweist. Ein derartiger Generator kann je nach der Phasenlage der Gegenspannung Wirk- und Blindleistung abgeben und aufnehmen. Um die Leistung bzw. die Energie über die Trennstelle 3c zu mindestens einem Aktuator 5 auf dem bewegbaren Teilsystem zu transportieren, wird der Wechselstrom iG der Primärwicklung 3a eines die Trennstelle überbrückenden induktiven Übertragers 3 zugeführt. Auf dem bewegbaren Teilsystem ist die Sekundärwicklung 3b des Übertragers mit einer elektronischen Stelleinrichtung 4, die als Aktuatorstelleinrichtung wirkt und in der Regel einer Stromrichterschaltung entspricht, verbunden. Ist das bewegbare Teilsystem drehbar, so kann der Übertrager 3 ein dem Stand der Technik entsprechender induktiver Drehübertrager sein, dessen Primärteil im Drehpunkt der Bewegung befestigt und dessen Sekundärteil im Drehpunkt drehbar gelagert ist. Die zu überbrückende Trennstelle verläuft in diesem Fall als Luftspalt im Inneren des Drehübertragers. Für lineare Bewegungen stehen ebenfalls Linearübertrager zur Überbrückung einer entlang der Bewegungsstrecke verlaufenden Trennstelle zur Verfügung. Der aus der Sekundärwicklung 3b des Übertragers entsprechend dessen Übersetzungsverhältnisses austretende Strom i wird über eine elektronische Aktuatorstelleinrichung 4, getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten aus diesen Halbschwingungen, stets in der Richtung in den kapazitiven Aktuator eingeprägt, in der der Betrag des Unterschiedes us - UA eines Spannungssollwertes us und der aktuellen Aktuatorspannung uA von Halbschwingung zu Halbschwingung abnimmt. Ist der Spannungsunterschied us - uA zu Null geworden oder liegt dieser innerhalb eines als Null akzeptierten Toleranzbandes, leitet die Aktuatorstelleinrichtung 4 den Strom i an dem Aktuator 5 über einen Kurzschluss der Zuleitungen zur Aktuatorstelleinrichtung vorbei. Dieser Kurzschluss ist bei eingeprägtem Strom i völlig unkritisch.
Der kapazitive Aktuator 5 wandelt die beim Aufbringen einer Ladung JiAdt auf einen Stapel 5ä piezoelektrischen Materials auftretende Längenänderung Δs über eine mechanische Übersetzung 5c in eine Winkeländerung einer Klappe 6 um.
Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht mit dem zur Übertragung über den induktiven Übertrager 3 zwingend erforderlichen höherfrequenten Wechselstrom i und mittels der Aktuatorstelleinrichtung 4 den Stapel 5a piezoelektrischen Materials zu laden oder zu entladen, ohne dass ein Energiespeicher in Form eines Elektrolytkondensators auf dem bewegten System erforderlich ist.
Es ist offensichtlich, dass das erfindungsgemäße Verfahren auch dann zum Einstellen der Energie kapazitiver Aktuatoren angewendet werden kann, wenn nicht die Aufgabe besteht, eine Trennstelle mit Hilfe eines induktiven Übertragers zu überbrücken.
Bei Vorhandensein der Trennstelle müssen in der Regel auch die Sollwerte Us der Aktuatorspannung, die beispielsweise in einem Leitsystem LS als bitserielle
Datenworte generiert werden, über die Trennstelle 3c der Aktuatorstelleinrichtung 4 zugeführt werden. In dem Ausführungsbeispiel der Fig.1 werden diese mittels einer optischen oder ebenfalls induktiven, nach dem Stand der Technik ausgebildeten Datenübertragungseinrichtung DU über die Trennstelle übertragen und auf dem bewegbaren Teilsystem mittels eines Datenwandlers DW in die für die Aktuatorstelleinrichtung geeigneten Sollwerte us gewandelt.
In Fig 2 sind eine beispielhafte Ausführung des erfindungsgemäßen Frequenzgenerators 2 und der Aktuatorstelleinrichtung 4 dargestellt. Der Frequenzgenerator 2 ist ein Wechselrichter und besteht aus einer
Brückenschaltung abschaltbarer Halbleiterleistungsschalter T1-T4, beispielsweise MOS-Feldeffekt-Transistoren oder IGBTs, mit einem Reihenschwingkreis LQ, CG in der Brückendiagonalen und einer an den Kondensator CG über den Übertrager 3 angekoppelten Last. Bei Übereinstimmung der Wechselrichterfrequenz fw , die ein in der Wechsel richtersteuerung 2a enthaltener Oszillator erzeugt, mit der Resonanzfrequenz des Reihenschwingkreises
fπ =
2π LÖ 'G
wird in den an den Kondensator angeschlossenen Übertrager 3 ein von der
Gegenspannung uG und damit von der angeschlossenen Last unabhängiger Strom iG mit der konstanten Amplitude
Figure imgf000018_0001
eingeprägt. In dieser Gleichung ist m die Grundschwingungsamplitude der Wechselrichterspannung uw, die bei schwankender Eingangsgleichspannung ÜB durch die in der Wechselrichtersteuerung 2a enthaltene Pulsweitenmodulation auf einem konstanten Wert gehalten wird. Die Ausgangsstromamplitude iG des
Frequenzgenerators 2 ist sowohl von der Höhe der Gegenspannung UG als auch von deren Phasenlage zum Strom iG unabhängig. Der Frequenzgenerator 2 kann daher bei konstantem Strom1G nicht nur Wirk- und Blindleistung über den Übertrager 3 an den bewegbaren Sekundärteil liefern, sondern auch von diesem aufnehmen und die aufgenommene Wirkleistung der Gleichspannungsquelle ÜB zuführen.
Die Brückenschaltung der Halbleiterleistungsschalter T1 - T4 kann, wie aus der allgemeinen Lehre der Stromrichtertechnik bekannt ist, durch funktionsgleiche Halbbrückenschaltungen mit kapazitivem Eingangspannungsteiler oder Transformator-Mittelpunktschaltungen ersetzt werden.
Die Höhe der Gegenspannung UQ und deren Phasenlage und somit die Richtung des Energieflusses werden durch die an die Sekundärwicklung 3b des
Übertragers 3 angeschlossene Aktuatorstelleinrichtung 4 bestimmt. Diese enthält als Stelleinrichtung 4a ebenfalls eine Brückenschaltung von
Halbleiterleistungsschaltern S1-S4, denen noch Beschaltungskondensatoren CB parallelgeschaltet sind, auf deren Funktion weiter unten eingegangen wird. Am Ausgang der Brückenschaltung zum Aktuator 5 hin liegt ein Filter CF, LF, und in die
Zuleitung des höherfrequenten Wechselstromes i zur Brückenschaltung ist ein
Filter CL , LL geschaltet.
Das Filter CF, LF dient der Begrenzung der hochfrequenten Welligkeit des Stromes I'A zum Aktuator 5. Da die Aktuatorspannung UAÜber die Stelleinrichtung 4 nur mit einer Frequenz von z. B. maximal 500 Hz verstellt wird, die Frequenz der Stromwelligkeit von iA aber den doppelten Wert der Frequenz f , also beispielsweise 200 kHz aufweist, ist das Filter so ausgelegt, daß zwischen der niederfrequenten Aktuatorspannung UA und dem niederfrequenten Spannungsanteil von uA an dem Filterkondensator C kein nennenswerter
Unterschied besteht. Der Spannungsunterschied uA -uA, der an der Filterinduktivität LF auftritt, ist die hochfrequente Spannungswelligkeit von beispielsweise 200 kHz.
Das als Reihenschwingkreis ausgebildete und auf die Frequenz fw des Frequenzgenerators 2 bzw. des Stromes i abgestimmte Filter CL, LL ist ein Saugkreis, der für den Strom i keinen Widerstand darstellt. Die Induktivität LL dieses Filters nimmt die beim Schalten der Leistungsschalter S1-S4 sprunghaft auftretenden Spannungsunterschiede zwischen der von dem Kondensator CG auf die sekundäre Übertragerwicklung 3b übertragenen Spannung u'G und der niederfrequenten Ausgangsspannung uA« UA der Aktuatorstelleinrichtung 4 auf.
Um die Aktuatorspannung UA bzw. uA, die ein Maß für die in dem piezoelektrischen Material 5a gespeicherte Ladung jΪAdt und damit auch der Längenänderung Δs ist, den zeitlich veränderlichen Sollwerten us nachzuführen, ist eine Regelung 4R vorhanden, deren Ausgangssignale φ und G/W die Steuerung 4sτ der Aktuatorstelleinrichtung in der Weise beeinflussen, dass der der Aktuatorstelleinrichtung zugeführte Strom i getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten aus diesen Halbschwingungen in der Richtung in den kapazitiven Aktuator eingeprägt wird, dass der Betrag des Unterschiedes us-uA abnimmt. Ist dieser Unterschied positiv, d.h. US>UA, muss dem Aktuator weitere Ladung zugeführt werden. Das ist identisch mit einem Energiefluss von der höherfrequenten Wechselstromseite zu der nur niederfrequent veränderlichen Gleichspannungsseite mit den Spannungen uA bzw. uA. Zu diesem Zweck wird die Steuerung 4Sτ über das Signal G/W veranlasst, die Brückenschaltung S1-S4 als Gleichrichter zu steuern. Das Signal φ ist ein Maß für die Größe der Abweichung us-uA und bestimmt, wie an Hand der Fig. 3 noch ausführlicher erläutert wird, der Größe des Winkels der Halbschwingungsabschnitte.
Bei negativer Abweichung us-uA, d.h. US<UA, wird dem Aktuator Ladung bzw. Energie entzogen und über die Aktuatorstelleinrichtung 4 in den von dem höherfrequenten Strom i durchflossenen Energieübertragungskreis eingespeist. Die Steuerung 4sτ steuert nun, veranlasst durch das Signal G/W, die Brückenschaltung S1-S4 als Wechselrichter, wobei das Signal φ wiederum entsprechend der Größe der Abweichung US-UA die Größe des Winkels der Halbschwingungsabschnitte bestimmt.
Die Bildung der Halbschwingungsabschnitte des Stromes i erfolgt durch Ein- und Ausschalten der Halbleiterschalter S1-S4 über die Steuerung 4Sτ in feinen Rasterschritten synchron zum Schwingungsverlauf. Zu diesem Zweck wird mittels des Stromwandlers SW und der Schaltkreise 4Sι, 4S2 und 4S3 ein zu der Phasenlage des Stromes i synchrones Schaltraster SR erzeugt. In diesem Schaltraster werden die Halbleiterschalter S1 - S4 sowohl im Gleichrichter- als auch im Wechselrichterbetrieb nur in solchen Zeit- bzw. Phasenwinkelbereichen eingeschaltet, in denen der Strom i bereits über die zu jedem Schalter parallelliegende Diode fließt. Beim Einschalten der Halbleiterschalter S1-S4 wird daher Einschaltverlustleistung vermieden.
Zur Bildung des Schaltrasters SR wird das Stromsignal eines Stromwandlers SW, der den höherfrequenten Strom i erfaßt, über eine Komparatorstufe 4sι einem ersten Phaseneingang E1 eines Phase-Lock-Loop-Schaltkreises 4s2 zugeführt. Dem zweiten Phaseneingang E2 wird ein mittels eines N-stufigen Zählers 4s3 aus dem Ausgangstakt fτ des PLL-Schaltkreises um den Faktor 2N untersetztes Signal ru zugeführt. Der PLL-Schaltkreis 4S2 stellt die Frequenz seines Ausgangstaktes fr so ein, dass die Frequenz- und Phasenwinkelabweichung zwischen dem Stromsignal am Eingang E1 mit der Frequenz fw und dem untersetzten Signal mit der Frequenz tru am Eingang E2 Null wird. Die N-Ausgangssignale SR des N- stufigen Zählers bilden dann das mit den Nulldurchgängen des Wechselstromes i synchronisierte Schaltraster SR. In dem Beispiel der Fig. 2 beträgt N=6. Bei einer Frequenz fw des Stromes i von 100 kHz hat dann das Schaltraster, in dem die Halbleiterschalter S1-S4 einmal pro 100-kHz-Periode ein- und ausgeschaltet werden, eine zeitliche Auflösung von
Δt = = 156 ns.
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In Fig. 3 erläutern die Diagramme a) bis e) und die Schaltzustände 1 bis 6 das Einstellen des Aktuatorstromes iA, d. h. das Bilden der Halbschwingungsabschnitte aus dem Strom i, für den Gleichrichter- und für den Wechselrichterbetrieb, wobei Schaltverluste beim Schalten der Halbleiterschalter S1- S4 vermieden werden.
Diagramm 3a) zeigt den Verlauf der Spannung u am wechselstromseitigen Eingang der Brückenschaltung S1- S4 in Zuordnung zu dem eingeprägten Strom i. Diagramm 3b) zeigt die zugehörige Bildung der Stromabschnitte aus den Halbschwingungen des Stromes i. Spannungs- und Stromabschnitte des
Wechselrichterbetriebes sind durch zusätzliche Punktierung gekennzeichnet. Die Ziffern im Spannungsdiagramm a) kennzeichnen Zeitbereiche, die den Schaltzuständen 1 bis 6 im rechten Teil der Fig. 3 entsprechen.
Diagramm c) kennzeichnet die Leitbereiche der Dioden, die in die Schalter S1-S4 integriert sind.
Die Diagramme d) und e) geben die in dem synchronisierten Schaltraster SR liegenden möglichen Leitbereiche der steuerbaren Halbleiterschalter S1-S4 an und zwar Diagramm d) für den Gleichrichterbetrieb und Diagramm e) für den Wechselrichterbetrieb. Die umrandeten Leitbereiche kennzeichnen den Winkeloder Zeitbereich, in dem die zugeordneten Schalter S1-S4 in den leitenden Zustand gesteuert sind. Für den Gleichrichterbetrieb und für den Wechselrichterbetrieb sind jeweils die Leitbereiche für drei Einstellungen des Aktuatorstromes, nämlich minimaler, mittlerer und maximaler Strom dargestellt. Zwischen den Leitbereichen der Halbleiterschalter S1 und S3, bzw. S2 und S4, die bezüglich der Aktuatorspannung uA in Reihe geschaltet sind, befindet sich ein Lückenbereich Δφ , in dem die in Reihe liegenden Schalterpaare stets gleichzeitig sperren und die zu den Schaltern parallelgeschalteten
Beschaltungskondensatoren CB , wie weiter unten näher erläutert wird, umgeladen werden. Zur Einstellung des zu übertragenden Aktuatorstromes behält in jedem Betriebszustand ein in Reihe liegendes Schalterpaar S1 und S3 oder S2 und S4 die Phasenlage seiner Leitbereiche zu dem eingeprägten Strom i bei, während die Leitbereiche des jeweils anderen Schalterpaares zwischen der Minimalstellung SXMIN, in der der minimale Strom übertragen wird, und der Maximalstellung SXMAX mit maximaler Stromübertragung in Rasterschritten Δt verschoben werden.
Bei der erfindungsgemäßen Aktuatorstelleinrichtung 4 haben die Leitbereiche in allen Betriebszuständen eine solche Phasenlage, dass der eingeprägte Strom i bei seinem Nulldurchgang entweder von einer Diode auf den bereits eingeschalteten parallelliegenden Schalter übergeht oder nach Umladen der
Beschaltungskondensatoren CB über die Diode des in Reihe liegenden Schalters weiterfließt. Dadurch sind Einschaltverluste der steuerbaren Halbleiterschalter vermieden.
Am Ende eines Leitbereiches wird der leitende Schalter abgeschaltet, der Strom i lädt dann die parallelliegenden Beschaltungskondensatoren CB um und fließt danach ebenfalls über die Diode des in Reihe geschalteten Schalters weiter. Das Abschalten muss bei einem Winkel ΔφA soweit vor dem nächsten Stromnulldurchgang erfolgen, dass der Strom i ausreicht, in dem auf das Abschalten folgenden Lückenbereich ΔφL die zu den Schaltern parallelliegenden Beschaltungskondensatoren CB um den Betrag der Aktuatorspannung UA umzuladen.
Beim Übergang des Stromes von einer Diode auf den parallelliegenden steuerbaren Schalter tritt außer der niedrigen Durchlassspannung keine zusätzliche Spannung auf. Auch beim Abschalten eines Schalters, wenn der Strom von diesem auf die parallelliegenden Kondensatoren übergeht, ist die Spannung an dem Schalter zunächst Null und steigt dann, nachdem der Schalter sperrt, mit einer durch den Kapazitätswert der parallelliegenden Kondensatoren gegebenen Steilheit
du dt 2CB
an. Die Schaltverluste der steuerbaren Schalter sind bei diesen Schaltvorgängen nahezu Null. Dieser Stromübergang ist, wie an Hand der Diagramme und Schaltzustände der Fig. 3 näher gezeigt wird, im Gleich- und Wechselrichterbetrieb identisch.
In dem Zustand 1 fließt der eingeprägte Strom i im Kurzschluss über die eingeschalteten Schalter S1 und S2. Dem durch eine Gleichspannungsquelle mit der Spannung UA vereinfacht dargestellten Aktuator wird dabei kein Strom zugeführt. Der Zustand 2 beginnt mit dem Öffnen des Schalters S2 am Ende des Leitbereiches von S2 im Diagramm d). Der Strom i fließt nun im Zustand 2 über die zu den Schaltern S2 und S4 parallelliegenden Beschaltungskondensatoren. Wegen der Gleichheit der Kondensatoren fließt über jeden Kondensator der Strom i/2 und nur der Strom des zu S4 parallel liegenden Kondensators fließt über die Gleichspannungsquelle UA. Der Umladezustand 2 ist beendet und geht in den Zustand 3 über, wenn der zu S2 parallel liegende Kondensator CB auf die Spannung UA aufgeladen und der zu S4 parallel liegende Kondensator CB völlig entladen ist. Im Zustand 3 fließt der Strom i zunächst über den Schalter S1 und die zu dem Schalter S4 parallelliegende Diode sowie über den Aktuator entgegen der Spannung UA. ES liegt Gleichrichterbetrieb mit Leistungsfluss von der Wechselstromseite zu der Gleichspannungsseite vor. Nach Ablauf des Lückenbereiches ΔφL wird der spannungslose Schalter S4 geschlossen.
Diagramm a) zeigt in Zuordnung zum Strom i die zugehörige Spannung u am Eingang der Brückenschaltung und Diagramm b) den entsprechenden Abschnitt aus einer Halbschwingung des Stromes i. Es ist aus den Diagrammen a), b) und d) zu ersehen, dass durch eine voreilende Verschiebung der Leitbereiche von S2 und S4 nach links aus der mit S2MIN und S4MIN gekennzeichneten Grundstellung, wie durch Pfeile G angedeutet, die dem Aktuator zugeführten Stromabschnitte vergrößert werden, bis annähernd die gesamte Halbschwingung dem Aktuator zugeführt wird. Beim Zurückverschieben der Leitbereiche nach rechts werden die Stromabschnitte bis auf den Winkel ΔφA reduziert. Der Winkel ΔφA ist der Winkelabstand der rechten Grenzen der Leitbereiche von S2MIN und S4MIN von dem nachfolgenden Stromnulldurchgang und muss etwas größer sein als der gleichzeitig beginnende Lückenbereich ΔφL, damit die Umladung der zu S2 und S4 parallelliegenden Kondensatoren CB vor dem Schließen des Schalters S4 und vor dem nächsten Nulldurchgang des Stromes i abgeschlossen ist. Das Schließen des Schalters S4 nach dem Umladen der Beschaltungskondensatoren und vor dem Nulldurchgang des Stromes i erfolgt spannungslos, weil in diesem Bereich die zu S4 parallelliegende Diode leitet.
Im Gleichrichterbetrieb werden, wie die in ihrer Grundstellung verbleibenden Leitbereiche S10 und S30 der Schalter S1 und S3 in Diagramm d) zeigen, mit jedem Nulldurchgang die Schalter S1 bzw. S3 geöffnet. Dabei geht der Zustand 3 nach dem Stromnulldurchgang und nach dem Öffnen des Schalters S1 in den Zustand 5 über, in dem nun der zu Schalter S1 parallel liegende Kondensator auf die Spannung UA aufgeladen und der zu Schalter S3 parallel liegende Kondensator entladen werden. Ist letzterer entladen, übernimmt die parallel liegende Diode den Strom und der Schalter S3 wird nach dem Lückenbereich ΔφL geschlossen. Der eingeprägte Strom i fließt nun im Bereich 6 im Kurzschluss über den Schalter S3 und die parallel liegende Diode sowie den Schalter S4. Der in der negativen Halbschwingung des Stromes i liegende Bereich 6 entspricht dem Bereich 1 in der positiven Halbschwingung.
Wie Diagramm e) zeigt, haben die Leitbereiche aller Schalter in der Grundstellung des Gleichrichterbetriebes und in der Grundstellung des Wechselrichterbetriebes die gleiche Phasenlage zum eingeprägten Strom i. Die Grundstellung des Wechsel richterbetriebes ist somit die Grundstellung des Gleichrichterbetriebes. Der Wechselrichterbetrieb wird dadurch realisiert, dass nun die Leitbereiche der Schalter S2 und S4 in ihrer Grundstellung S20 und S40 verbleiben und die Phasenlage der Leitbereiche der Schalter S1 und S3 aus ihrer Grundsstellung heraus nach rechts nacheilend verschoben werden. Dadurch bleibt am Ende des Bereiches 3 nach dem Nulldurchgang des Stromes i der Schalter S1 weiter geschlossen. Der Bereich 3 geht unter Beibehaltung der Schalterstellungen mit dem Stromnulldurchgang in Bereich 4 des Wechselrichterbetriebes über. Dabei ändert sich die Energieflussrichtung, der Aktuator wird entladen und die Energie dem Wechselstromkreis zugeführt. Der Übergang von dem Gleichrichterbetrieb zum Wechselrichterbetrieb erfolgt durch Verlängern des Schalterzustandes 3 über den Stromnulldurchgang hinaus, ohne dass in dem durch Punktierung gekennzeichneten Bereich 4 ein zusätzlicher Schaltvorgang erforderlich ist. Je nach der Größe der durch Pfeile W gekennzeichneten Verschiebung der Leitbereiche der Schalter S1 und S3 gegenüber dem Grundzustand S1MIN = S10 und S3MIN = S30 wird der Entladestrom iA des Aktuators eingestellt. Beim
Abschalten des Schalters S1 am Ende des Leitbereiches erfolgt der Übergang zu dem bereits beschriebenen Zustand 5. Bei symmetrischer Lage der Umladezustände 2 und 5 zum Nulldurchgang wird dem Aktuator im Wechselrichterbetrieb in den Bereichen 4 und 5 genau soviel Ladung und Energie entzogen wie ihm in der Halbschwingung zuvor im Gleichrichterbetrieb in den Bereichen 2 und 3 zugeführt wurde, d.h. in dieser Stellung der Leitbereiche ist der Mittelwert des Ladungstransportes und des Energieflusses Null.
Die erfindungsgemäße Aktatorstelleinrichtung 4 hat, wie die Diagramme a) bis e) und die Schaltzustände 1 bis 6 zeigen, in jeder Halbschwingung des eingeprägten höherfrequenten Wechselstromes i nacheinander eine Phase des Betriebszustandes „Wechselrichterbetrieb" mit dem Ladungs- und Energietransport vom Aktuator 5, 5a zur Wechselstromseite, eine Phase des Betriebszustandes „Leerlauf" mit kurzgeschlossenem Wechselstromeingang und ohne Änderung des Ladungs- und Energiezustandes des Aktuators und eine Phase des Betriebszustandes „Gleichrichterbetrieb" mit Ladungs- und Energietransport von der Wechselstromseite zum Aktuator 5, 5a. Die Phase des „Wechselrichterbetriebes" beginnt mit jedem Nulldurchgang des Stromes i automatisch, wenn während der vor dem Stromnulldurchgang liegenden Phase des „Gleichrichterbetriebes" die zu den leitenden Dioden parallelliegenden steuerbaren Leistungshalbleiter eingeschaltet wurden. Die Phase des „ Wechsel richterbetriebes" kann zu jedem beliebigen Zeitpunkt innerhalb der aktuellen Halbschwingung durch Abschalten eines der beiden in der
„Wechselrichterphase" leitenden steuerbaren Leistungshalbleiter beendet werden. Die Aktuatorstelleinrichtung geht dann in die „Leerlaufphase". Durch Abschalten des weiteren in der „Leerlaufphase" noch leitenden steuerbaren Leistungshalbleiters wird dann die Phase des „Gleichrichterbetriebes" eingestellt. Dies muss mindestens bei einem Winkel ΔφA vor dem folgenden Nulldurchgang des Stromes i erfolgen, um die vollständige Umladung der Beschaltungskondensatoren CB in dem Lückenbereich Δ L zu gewährleisten.
Der Übergang zwischen den Phasen der Betriebszustände erfolgt durch Abschaltvorgänge, bei denen keine Abschaltverluste auftreten. Die Größe und die Richtung des mittleren Ladungs- und Energietransportes über die erfindungsgemäße Aktuatorstelleinrichtung wird durch die Dauer bzw. die Größe der Winkelbereiche der einzelnen Phasen bestimmt und im Gleichrichterbetrieb über die voreilende Verschiebung „G" der Schalter S2, S4 gegenüber der Grundstellung S2MIN=S20 sowie S4MIN=S40 und im Wechselrichterbetrieb über die nacheilende Verschiebung „W" der Schalter S1 , S3 gegenüber der Grundstellung S1 MIN=S10 sowie S3MIN=S30 eingestellt.
Die Schaltungsanordnung nach den Figuren 1 und 2 ermöglicht nur die Einstellung von Aktuatorspannungen uA eines Vorzeichens, d. h. die Ausgangsleitung B kann gegenüber der Ausgangsleitung A nur positv gepolt sein. Für bestimmte Aktuatoren werden jedoch Aktuatorstelleinrichtungen 4 mit postiver und negativer Ausgangsspannung benötigt. Eine erfindungsgemäße Aktuatorstelleinrichtung 4, die diese Forderung erfüllt, ist in Fig. 5 dargestellt. Sie unterscheidet sich von der Aktuatorstelleinrichtung 4 der Fig. 2 dadurch, dass in dem Stelleinrichtung 4c an Stelle der Halbleiterschalter S1 , S2, S3, S4 der Schaltung 4a, die nur Spannung einer Polarität sperren und Strom einer Richtung ein- und ausschalten können, Halbleiterschalter verwendet werden, die Spannungen beider Polaritäten sperren und Ströme in beiden Richtungen ein- und ausschalten können. Derartige bidirektionale Halbleiterschalter bestehen beispielsweise, wie in Fig. 4c und Fig. 5 gezeigt, aus einem Paar gegensinnig in Reihe geschalteter steuerbarer Halbleiterschalter S1P/S3N, S2P/S4N, S3P/S1 N, S4P/S2N.
Die Wirkungsweise einer Aktuatorstelleinrichtung 4 für bidirektionale Ausgangsspannungen wird an Hand der in Fig. 4 gezeigten Stelleinrichtungen 4a) bis 4c) erläutert. In Fig. 4a) ist noch einmal die Stelleinrichtung für positive Ausgangsspannung uAder in Fig. 2 gezeigten Aktuatorstelleeinrichtung 4 dargestellt. Zur Bildung einer negativen Ausgangsspannung uAmüssen die steuerbaren Halbleiterschalter bezogen auf die Ausgangsleitungen A,B' nach dem in Fig. 4b) gezeigten Schema angeordnet sein. Zur Unterscheidung der Halbleiterschalter in beiden Anordnungen haben die Schalter S1-S4 in der Anordnung für positive Ausgangsspannung zusätzlich die Kennung „P" und in der Anordnung für negative Ausgangsspannung zusätzlich die Kennung „N" erhalten. Die Ziffern 1-4 kennzeichnen in beiden Anordnungen Halbleiterschalter, die auf den Eingangsstrom i bezogen gleichphasig angesteuert werden. Die Schaltung 4c liefert eine positive Ausgangspannung, wenn die mit „N" bezeichneten Halbleiterschalter dauernd in den leitenden Zustand geschaltet sind und die mit „P" bezeichneten Halbleiterschalter in der an Hand der Figuren 2 und 3 beschriebenen Weise angesteuert werden. Beim Bilden einer negativen Ausgangsspannung uA bleiben die mit „P" bezeichneten Halbleiterschalter dauernd in den leitenden Zustand gesteuert und die mit „N" bezeichneten Halbleiterschalter erhalten nun die Steuersignale, die beim Generieren einer positiven Ausgangsspannung den mit „P" bezeichneten Halbleiterschaltern mit der gleichen Kennziffer zugeführt werden. Die Umschaltung der Steuersignale erfolgt in der Steuerung 4Sτ der Fig.5 in Abhängigkeit von dem Vorzeichen der Differenz US-UA, wobei diese Vorzeicheninformation in der Information φ enthalten ist, beim Nulldurchgang der Ausgangsspannung des Aktuatorstellers, d. h. bei uA= 0.
Piezoelektrische Aktuatoren werden besonders vorteilhaft, wie Fig. 6 zeigt, mit 2 gegenphasig betriebenen Stapeln 5a, 5b aus piezoelektrischem Material ausgerüstet. Hierbei sind die beiden Piezostapel 5a und 5b bezüglich einer annähernd konstant gehaltenen Vorspannung UAV in Reihe und bezüglich einer zwischen dem Mittelpunktanschluss B und einem Außenleiteranschluss, beispielsweise A, angelegten Umladespannung UAU parallelgeschaltet. Mit einem derartigen Doppelaktuator werden größere Stellwege Δs1 +Δs2 und größere Stellkräfte erreicht als mit einem Aktuator, der nur einen Piezostapel aufweist. Bezüglich der Kapazität sind die beiden Stapel eines Doppelaktuators weitgehend gleich. Beim Einprägen eines Stromes JA über den Mittelleiter B fließt der Strom je zur Hälfte über die beiden Außenleiter A und C zurück. Dabei wird der obere Piezostapel 5b in Fig. 6 im Richtungssinn der Vorspannung uAv entladen und der untere Piezostapel 5a im Richtungssinn der Vorspannung uAv weiter aufgeladen, so dass bei dem oberen Stapel die durch die Ladung verursachte Dehnung zurückgeht und auf dem unteren Stapel die Dehnung zunimmt. Die Speisung eines derartigen Doppelaktuators kann beispielsweise durch zwei erfindungsgemäße Aktuatorsteller erfolgen. Werden mehr als zwei
Doppelaktuatoren mit gleichen Stellaufgaben angesteuert, so können diese ihre Vorspannung von einem gemeinsamen Aktuatorsteller erhalten.
Da die Vorspannung uAv von Doppelaktuatoren in der Regel konstant ist und nur die Umladespannung UAU zur Steuerung der Bewegung verändert wird, kann die Gleichvorspannung auch von einem nach dem Stand der Technik ausgebildeten Netzgerät erzeugt werden. Dieses Netzgerät muss jedoch in der Lage sein, bei annähernd konstanter Ausgangsspannung uAv den über die x=m jΔ zusammengeschalteten Außenleiter A , Cx fließenden Strom ∑ — von m x=ι 2 Doppelaktuatoren zu liefern oder aufzunehmen. Diese Eigenschaft kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass die Ausgangskapazität des
Netzgerätes wesentlich größer als die Kapazität der Doppelaktuatoren bemessen wird.
Das Ausführungsbeispiel der Fig. 7 weist 2 Gruppen mit je 2 Doppelaktuatoren auf. Jede der beiden Aktuatorgruppen hat eine eigene Vorspannungsstelleinrichtung 4.2 bzw. 4.5. Diesen werden die im allgemeinen konstanten Vorspannungssollwerte VSS2 und VSS5 zugeführt. Die Aktuatorstelleinrichtungen 4.1 und 4.3 der ersten Gruppe bzw. die Aktuatorstelleinrichtungen 4.4 und 4.6 der zweiten Gruppe stellen durch die Ströme iAι, ΪA3 bzw. die Ströme iA4, ΪA6 die Spannungen uAuι, uAιi3 bzw. uAu4, uAu6 und damit die Ladungen und die Längenänderungen der Doppelaktuatoren nach den Spannungssollwerten Usi, uS3, bzw. uS4, uS6, ein. Diese Spannungssollwerte werden entsprechend den in Fig. 1 und Fig. 7 dargestellten Ausführungsbeispielen in einem Leitsystem LS als bitserielle Datenworte generiert, mittels einer nach dem Stand der Technik ausgebildeten Datenübertragungseinrichtung DU über die Trennstelle 3c übertragen und auf dem bewegbaren Teilsystem mittels eines
Datenwandlers DW in die für die Aktuatorstelleinrichtungen 4.1 , 4.3, bzw. 4.4, 4.6 geeigneten Sollwerte gewandelt und den Stelleinrichtungen zugeführt.
Die Zufuhr des eingeprägten Stromes i' zu jeder der Aktuatorstelleinrichtungen 4.1 , 4.3, 4.4, 4.6 und der Vorspannungsstelleinrichtungen 4.2 und 4.5 erfolgt über die Sekundärwicklungen von Eingangstransformatoren 7.1 , 7.2, 7.3, 7.4, 7.5 und 7.6 deren Primärwicklungen in Reihe geschaltet sind und durch den eingeprägten Strom i aus der Sekundärwicklung 3b des die Trennstelle überbrückenden Transformators 3 gespeist werden. Die Primärwicklung 3a dieses Transformators wird entsprechend der Anordnungen von Fig. 1 und Fig. 2 von dem erfindungsgemäßen Frequenzgenerator 2 mit einem höherfrequenten Wechselstrom JG konstanter Amplitude gespeist. Ist keine zu überbrückende Trennstelle vorhanden, speist der Frequenzgenerator 2 seinen Ausgangsstrom
Figure imgf000029_0001
direkt in die in Reihe geschalteten Primärwicklungen der Eingangstransformatoren 7.1 - 7.6 ein. Durch diese Eingangstransformatoren wird auf ihrer Sekundärseite Potentialfreiheit und Stromanpassung an die Stelleinrichtungen 4.1 - 4.6 und an die Aktuatoren erreicht. Die Ausgänge der potentialfreien Stelleinrichtungen können daher miteinander verbunden sein und ein gemeinsames Massepotential haben. Die Eingangspannungen u bis Ugder Stelleinrichtungen 4.1 - 4.6 in Fig. 7 entsprechen der Eingangspannung u'G der Stelleinrichtung 4 in Fig. 1 und Fig. 2.
Die über die Transformatoren 7.1 -7.6 in Fig.7 von den Eingängen der Stelleinrichtungen auf die Reihenschaltung der Primärwicklungen übertragenen Spannungen u'Gι bis u'G6 addieren sich in dem höherfrequenten Zwischenstromkreis HFZK, der aus den in Reihe geschalteten Primärwicklungen der Eingangstransformatoren 7.1 -7.6 und der Sekundärwicklung 3b des die Trennstelle 3c überbrückenden Übertragers besteht, zu der resultierenden Gesamtspannung u'G. Dabei gleichen sich entgegengesetzt gerichtete
Leistungsflüsse in dem Zwischenstromkreis HFZK durch die Addition entgegengesetzt gerichteter Spannungen aus. Beispielsweise hat ein Leistungsfluss über die Aktuatorstelleinrichtung 4.1 zu dem angeschlossenen Aktuator eine im Sinne der Pfeilrichtung des Eingangsstromes i' positiv zu zählende Eingangsspannung zur Folge. Von dem Aktuatorstrom JAI fließt die Hälfte, d. h. der Strom iA-ι/2 über die Vorspannungsstelleinrichtung 4.2 zurück. Die Zuordnung des Stromes iAι/2 zu der Vorspannung uAv2 ergibt bei der Vorspannungsstelleinrichtung 4.2 einen Leistungsfluss von der Aktuatorseite zu dem höherfrequenten Zwischenstromkreis. Die zugehörige Eingangsspannung u2 ist dann der Eingangsspannung u!| entgegen gerichtet, wodurch die
Gesamtleistung im Zwischenstromkreis HFZK reduziert wird. Über den Übertrager 3 wird daher nur die resultierende Gesamtleistung aller Aktuatoren übertragen.
Anhand der Figur 8 wird vereinfacht dargestellt, in welcher Weise eine oben beschriebene Vorrichtung und das zugehörige Verfahren unter Verwendung der Vorrichtung im Bereich der Rotorwelle GR und der Rotorblätter BL eines Drehflügelflugzeugs, insbesondere eines Hubschraubers zur Anwendung kommt. An Bord des Hubschrauber fest montiert sind die notwendigen elektronischen Bauteile, wie beispielsweise die Stromversorgung PS, und der Frequenzgenerator MFG mit der Steuerungselektronik Cl, und auch die Verbindung zur Flugsteuerung STC des Hubschraubers.
An der Rotorwelle GR sind neben diversen Lagern BG verschiedene berührungslose Kopplungsvorrichtungen CD vorgesehen. Diese können einmal in der Art eines optischen Kopplers DU (vgl. Fig. 1 ) ausgeführt sein, wie dies im Fall der Signalübertragung STM von der im Leitsystem LS (vgl. Fig. 1 ) integrierten Steuerungselektronik Cl zum Lichtwellenleiter OW angedeutet ist. Zum anderen sind berührungslose induktive Signalübertragungen 3 (vgl. Fig. 1 ) vorgesehen, die beispielsweise bei der Energieübertragung ETM vom Frequenzgenerator MFG zur Rotorkopfelektronik RHE Verwendung finden.
Bei der Übertragung der Signale des Azimut-Sensors AZS können beide Arten der Übertragung zur Anwendung kommen. Der Azimut-Sensor AZS dient dazu, Sollwertgrößen für die verschiedenen Aktuatoren in Abhängigkeit von der momentanen Position des jeweiligen Rotorblattes innerhalb eines Umlaufs zu erzeugen.
Im Bereich der Rotorwelle sind weitere Funktionseinheiten angedeutet, die nur in mittelbarem Zusammenhang mit der Erfindung stehen, wie die mechanische Rotorsteuerung RCM und die Rotorkopfsensoren RHS. Von der Rotorkopfelektronik RHE führen weitere elektrische Verbindungen in die Rotorblätter BL zu den Aktuatoren A, die die Ruderklappen FL bewegen, und zu den Sensoren S, die Lage der Ruderklappen FL detektieren. Die Ruderklappen stehen hier beispielhaft für verschiedene Ausführungsformen aerodynamisch wirksamer Einrichtungen an den Rotorblättern. Die Rotorelektronik RHE enthält somit die oben ausführlich beschriebenen elektronischen Aktuatorstelleinrichtung 4 (vgl. Fig. 1 , 2) und die weiteren zur Ansteuerung und Kontrolle der Aktuatoren A notwendigen elektronischen Schaltungen, wie beispielsweise den Datenwandler DW (vgl. Fig. 1 ).
Die Figur 9 zeigt schließlich eine Detaillösung bezüglich der berührungslosen induktiven Energieübertragung ETM, die in der Figur 8 nur schematisch vereinfacht dargestellt ist. Innerhalb einer statischen Rotorwellenlagerung SP ist die als Hohlwelle ausgeführte Rotorwelle RTG drehbar gelagert. Im Bereich der Drehachse der rotierenden Hohlwelle RTG sind der Lichtwellenleiter OW für die optische Datenübertragung und koaxial um diesen herum die beiden leitfähigen Metallrohre CMW angeordnet. Beide Leiter führen in Pfeilrichtung nach rechts zu der nicht dargestellten Rotorkopfelektronik RHE. Die beiden leitfähigen Metallrohre CMW sind über die Verbindungsleitungen CC mit der gemeinsam mit der Rotorwelle rotierenden Wicklung w2 (entsprechend 3b in Figur 1) elektrisch verbunden. Zusammen mit der statischen Wicklung wi (entsprechend 3a in Figur 1 ) bildet die rotierende Wicklung w2 den berührungslosen Übertrager (entsprechend 3 in Figur 1 ). Die Zuleitungen zur stationären Wicklung wi sind in der Figur 9 nicht explizit dargestellt.

Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung zur berührungslosen elektrischen Energieübertragung und/ oder Kontrolleinrichtung in einem System, umfassend mindestens ein stationäres und ein bewegbares Teil, zwischen denen Energie zu übertragen ist, mit mindestens einem zu steuernden und mit Energie zu versorgenden Mittel im bewegbaren Teil, dadurch gekennzeichnet, dass ein Reihenschwingkreiskondensator (CG) eines Frequenzgenerators an eine Primärwicklung (3a) eines eine Trennstelle (3c) zwischen dem stationären Teil und dem bewegbaren Teil überbrückenden induktiven Übertragers angeschlossen ist und dass eine auf dem bewegbaren Teil angeordnete Sekundärwicklung (3b) des Übertragers an wenigstens eine Aktuatorstelleinrichtung (4) in der Form einer Matrixanordnung (4a, 4b, 4c) von schaltbaren Leistungshalbleitern (S1 , ..., S4) angeschlossen ist.
2. Vorrichtung zur elektrischen Energieübertragung und/oder Kontrolleinrichtung in einem System, in dem Energie zu übertragen ist, mit mindestens einem zu steuernden und mit Energie zu versorgenden Mittel, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: - einem Frequenzgenerator (2), bestehend aus einem Wechselrichter mit schaltbaren Halbleiterschaltern (T1-T4) in Matrixanordnung und einem nachgeschalteten Reihenschwingkreis (LG, CG), dessen Resonanzfrequenz (fG) mit der Wechselrichterfrequenz (fw) übereinstimmt, einer dem zu steuernden und mit Energie zu versorgenden Mittel zugeordneten Stelleinrichtung (4), die eine Matrixanordnung (4a, 4b, 4c) von schaltbaren Leistungshalbleitern (S1 , ..., S4) in enthält, welche den an einem Reihenschwingkreiskondensator (CG ) des Frequenzgenerators (2) abgenommenen Strom (ic i) getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten aus diesen Halbschwingungen in das zu steuernde und mit Energie zu versorgende Mittel (5, 5a) einprägt.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: a) zur Bildung einer Ausgangsspannung (u'A, uA) der Stelleinrichtung (4) mit nur einer Polarität der Ausgangsleiter (A, B') enthält die Aktuatorstelleinrichtung (4a, 4b) unipolare schaltbare Leistungshalbleiter (S1 , ..., S4) in Matrixanordnung, b) die unipolaren schaltbaren Leistungshalbleiter sind auf die Polarität der Ausgangsspannung bezogen eingesetzt, in der sie die Ausgangsspannung (uΑ, UA ) als Sperrspannung aufnehmen und den Strom (- ) vom positiven Ausgangsleiter zu einem Wechselstromeingang abschalten.
4. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung einer Ausgangsspannung (u'A, uA) der Stelleinrichtung (4) mit wechselnder Polarität der Ausgangsleiter (A, B') die Aktuatorstelleinrichtung (4c) bipolare schaltbare Leistungshalbleiter in Matrixanordnung aufweist, die wahlweise positive oder negative Spannungen sperren und Ströme in beiden Stromflussrichtungen abschalten.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: die Aktuatorstelleinrichtung (4) weist Mittel zur Regelung (4R) und zur Steuerung (4Sτ) des Einprägens von positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten von Halbschwingungen des höherfrequenten Wechselstromes (i) in den Aktuator (5, 5a) auf, das Mittel zur Regelung (4R) ist verbunden mit dem Mittel zur Steuerung (4Sτ,), um über ein Signal (φ) in Abhängigkeit von dem Betrag des Unterschiedes (us-uA) zwischen dem Sollwert (us) und dem Istwert (uA) der Aktuatorspannung unterschiedlich große Abschnitte von Halbschwingungen des Stromes (i) zu bilden, das Mittel zur Regelung (4R) ist verbunden mit dem Mittel zur Steuerung (4Sτ), um über das Signal (G/W) in Abhängigkeit von dem Vorzeichen des Unterschiedes (us-uA) zwischen dem Sollwert (us) und dem Istwert (uA) der Aktuatorspannung, die Leistungshalbleiter (S 1 , S2, S3, S4) in der Weise zu steuern, wobei dem Aktuator (5, 5a) bei negativem Vorzeichen des Unterschiedes (us-uA) von Halbschwingung zu Halbschwingung sukzessive Ladung bzw. Energie entzogen und bei positivem Vorzeichen des Unterschiedes (us-uA) von
Halbschwingung zu Halbschwingung sukzessive Ladung bzw. Energie zugeführt wird.
6. Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das zu steuernde und mit Energie zu versorgende Mittel als kapazitiver Aktuator ausgeführt ist.
7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch folgende Merkmale: a) das Mittel zur Steuerung (4Sτ) des Einprägens von Halbschwingungen oder Abschnitten von Halbschwingungen des Wechselstromes (i) in den Aktuator ist Verbunden mit Einrichtungen (4Sι, 4s2, 4S3) zur Erzeugung von Signale (SR) eines zum Wechselstrom (i) synchronisierten Schaltrasters, b) das Mittel zur Steuerung (4Sτ) umfasst Logikmittel, welche aus Signalen (SR) des Schaltrasters Leitbereichssignale (S10, S30) und (S20, S40) der Grundstellung der in Reihe liegenden Halbleiterschalterpaare (S1 ,S3) und (S2, S4) bilden, c) das Mittel zur Steuerung (4Sτ) umfasst Mittel zur voreilenden Verschiebung der Leitbereiche des Schalterpaares (S2, S4) gegenüber der Grundstellung (S20, S40) im Gleichrichterbetrieb und umfasst Mittel zur nacheilenden Verschiebung der Leitbereiche des Schalterpaares (S1 , S3) gegenüber der Grundstellung (S10, S30) im Wechselrichterbetrieb, d) das Mittel zur Steuerung (4Sτ) ist verbunden mit dem Mittel zur Regelung (4R) zur Zuführung eines Signals (G/W) zur Einstellung der Richtung der Verschiebung und eines Signals (φ) zur Einstellung des Maßes der Verschiebung.
8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 , 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens wesentliche Teile der Energieübertragung und der Kontrolleinrichtung im Bereich einer das bewegliche Teil bildenden Rotorachse und eines Rotorkopfes eines Drehflügelflugzeugs angeordnet sind.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass in wenigstens einem Rotorblatt des Drehflügelflugzeugs einer oder mehrere kapazitive Aktuatoren angeordnet sind.
10. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass am stationären Teil einer Rotorachsenlagerung zur Energieübertragung wenigstens eine Primärwicklung (3a) angeordnet ist, welche mit einer an der Rotorachse angeordneten Sekundärwicklung korrespondiert.
11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass im Bereich der Rotorachse ein Azimut-Sensor angeordnet ist, dessen Ausgang mit der Kontrolleinrichtung verbunden ist.
12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass im Bereich des Rotorblatts wenigstens ein Sensor zur Erfassung der Position eines vom kapazitiven Aktuator betätigten aerodynamisch wirksamen Mittels angeordnet ist, dessen Ausgang mit der Kontrolleinrichtung verbunden ist.
13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Aktuatorstelleinrichtung (4) und eine zugehörige Steuerelektronik im
Rotorkopf angeordnet sind und über in der Rotorachse angeordnete Leitungen mit der berührungslosen Energieübertragung verbunden sind.
14. Verfahren zum Bereitstellen der Energie wenigstens eines kapazitiven Aktuators gemäß der Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 , 3 bis 7, wobei die Aktuatoren auf einem bewegbaren Teilsystem, das durch eine Trennstelle (3c) von einem stationären System getrennt ist, angeordnet sind, gekennzeichnet durch folgende Verfahrenschritte: in dem stationären System generiert der Frequenzgenerator (2) aus der Gleichspannung (1) einen Wechselstrom (ic) höherer Frequenz mit von der Phasenlage und der Amplitude der Gegenspannung (uG) unabhängigen Amplitude, - der Wechselstrom (ic) wird der Primärwicklung (3a) eines die Trennstelle überbrückenden induktiven Übertragers (3) zugeführt, der von der Sekundärwicklung (3b) auf dem bewegbaren Teilsystem ausgehende hoherfrequente Wechselstrom (i) wird mittels einer Aktuatorstelleinrichtung (4) getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten von diesen Halbschwingungen, stets in der Richtung in den Aktuator eingeprägt, dass in jeder Halbschwingung eine Längenänderung (Δs) des Aktuators in der gewünschten Richtung auftritt.
15. Verfahren zum Bereitstellen der Energie wenigstens eines kapazitiven Aktuators gemäß der Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte: aus einer Gleichspannung wird durch einen Frequenzgenerator (2) ein Wechselstrom (JG) höherer Frequenz mit von der Phasenlage und der Amplitude einer Gegenspannung (UQ) unabhängigen Amplitude generiert, der hoherfrequente Wechselstrom (i) wird mittels einer elektronischen Stelleinrichtung (4) getrennt nach positiven und negativen Halbschwingungen oder Abschnitten von diesen Halbschwingungen stets in der Richtung in den Aktuator eingeprägt, dass in jeder Halbschwingung eine Längenänderung (Δs) des Aktuators in der gewünschten Richtung auftritt.
16. Verwendung einer berührungslosen elektrischen Energieübertragung und/ oder Kontrolleinrichtung gemäß den Ansprüchen 1 bis 15 in einem Drehflügelflugzeug.
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AU2003299308A AU2003299308A1 (en) 2003-01-20 2003-12-13 Device and method for transmitting and proving the energy of capacitive actuators
EP20030799479 EP1586153B1 (de) 2003-01-20 2003-12-13 Vorrichtung und verfahren zum ubertragen und bereitstellen der energie kapazitiver aktuatoren
US10/542,638 US7579715B2 (en) 2003-01-20 2003-12-13 Device and method for transmitting and providing the power of capacitive actuators

Applications Claiming Priority (2)

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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2743179A1 (de) * 2012-12-17 2014-06-18 EADS Deutschland GmbH Aktuatoranordnung und Steuerflächenanordnung, insbesondere für ein Flugzeug
WO2016008633A1 (de) * 2014-07-16 2016-01-21 Vermes Microdispensing GmbH Phasenabschnittsteuerung von piezoaktoren
EP2740208B1 (de) 2011-08-02 2020-06-24 Sew-Eurodrive GmbH & Co. KG Elektronisches gerät, insbesondere übertragerkopf, und system zur kontaktlosen energieübertragung

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005003850B4 (de) * 2005-01-27 2009-03-19 Festo Ag & Co. Kg Fluidtechnische Anordnung
DE102005047551A1 (de) * 2005-09-30 2007-04-12 Siemens Ag Erregereinrichtung für eine elektrische Maschine
DE102007050265B4 (de) * 2007-10-18 2020-12-17 Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg System mit relativ zu einem Primärleitersystem bewegbar angeordnetem Verbraucher
US8129864B2 (en) * 2008-01-07 2012-03-06 Access Business Group International Llc Inductive power supply with duty cycle control
US8203294B2 (en) * 2008-11-25 2012-06-19 GE Aviations Systems LLC Electric energy storage integrated within or proximate to electrically driven flight control actuators
US10355526B2 (en) * 2008-11-26 2019-07-16 Auckland Uniservices Limited Bi-directional inductive power transfer
US8331196B2 (en) * 2009-04-14 2012-12-11 Covaris, Inc. System and method for controlling an acoustic transducer
US8750007B2 (en) * 2010-03-23 2014-06-10 Qualcomm Incorporated Power conversion
US10343535B2 (en) 2010-04-08 2019-07-09 Witricity Corporation Wireless power antenna alignment adjustment system for vehicles
JP5928865B2 (ja) * 2010-11-18 2016-06-01 富士電機株式会社 非接触給電装置の制御方法
KR101439495B1 (ko) * 2011-01-26 2014-09-11 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 스위칭 전원장치
CN103299529B (zh) * 2011-02-08 2016-08-10 西门子公司 具有多相矩阵变换器的能源供应系统和运行该系统的方法
WO2013020127A2 (en) * 2011-08-04 2013-02-07 President And Fellows Of Harvard College System and method for efficient drive of capacitive actuators with voltage amplification
US8422249B2 (en) * 2011-08-25 2013-04-16 Direct Grid Technologies, LLC Apparatus for a microinverter particularly suited for use in solar power installations
FR2990809B1 (fr) * 2012-05-21 2017-04-14 Hispano-Suiza Systeme d'alimentation en energie electrique comprenant une machine asynchrone et moteur de propulsion equipe d'un tel systeme d'alimentation en energie electrique
EP2733839B1 (de) 2012-11-14 2017-01-04 AIRBUS HELICOPTERS DEUTSCHLAND GmbH Elektrische Schaltung mit einem Leistungsverstärker für antagonistische piezoelektrische Aktuatoren
JP6047442B2 (ja) 2013-03-29 2016-12-21 富士電機株式会社 給電装置
JP6124336B2 (ja) 2013-06-12 2017-05-10 東海旅客鉄道株式会社 給電装置
JP6129669B2 (ja) * 2013-07-18 2017-05-17 東海旅客鉄道株式会社 給電装置
US20150311724A1 (en) * 2014-03-31 2015-10-29 Evatran Group, Inc. Ac inductive power transfer system
DE102014207854A1 (de) * 2014-04-25 2015-10-29 Robert Bosch Gmbh Übertragungssystem, Verfahren und Fahrzeuganordnung
EP3204997A4 (de) 2014-10-08 2018-02-14 PowerbyProxi Limited Wechselrichter für einen induktiven stromsender
EP3269023A4 (de) * 2015-03-13 2018-04-04 Apple Inc. Induktiver stromempfänger
US10193229B2 (en) * 2015-09-10 2019-01-29 Cpg Technologies, Llc Magnetic coils having cores with high magnetic permeability
FR3056555B1 (fr) * 2016-09-29 2018-12-07 Safran Helicopter Engines Systeme propulsif hybride pour aeronef a voilure tournante multirotor comprenant des moyens ameliores de conversion dc/ac
GB2578433B (en) 2018-10-25 2022-08-17 Safran Electrical & Power Electric machine control
CN114400647B (zh) * 2021-12-23 2024-02-13 智寰(北京)氢能科技有限公司 一种耐高频电压纹波的电压闪变抑制装置

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4953068A (en) * 1989-11-08 1990-08-28 Unisys Corporation Full bridge power converter with multiple zero voltage resonant transition switching
WO2000048299A1 (en) * 1999-02-11 2000-08-17 Alstom Uk Limited Improved heavy duty isolating converter
DE19927190A1 (de) * 1999-06-15 2000-12-21 Bosch Gmbh Robert Verfahren und Vorrichtung zum Laden und Entladen eines piezoelektrischen Elements
US6181235B1 (en) * 1994-09-02 2001-01-30 Ultra Electronics Limited Rotary apparatus
US6227204B1 (en) * 1998-08-21 2001-05-08 Implex Aktiengesellschaft Hearing Technology Device and process for charging of rechargeable batteries of implants
US6301128B1 (en) * 2000-02-09 2001-10-09 Delta Electronics, Inc. Contactless electrical energy transmission system
US20020141867A1 (en) * 2001-04-03 2002-10-03 Eurocopter Deutschland Gmbh Method and control arrangement for adjusting a flap that is pivotally supported in a rotor blade of a helicopter

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1291271A (en) * 1968-10-07 1972-10-04 Sud Aviation Improvements in or relating to power transmitting mechanisms, and applications thereof, notably to helicopters
WO1993024343A1 (en) 1992-05-22 1993-12-09 Daifuku Co., Ltd. Apparatus for supplying electric power to moving object without contact
US5637973A (en) * 1992-06-18 1997-06-10 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Noncontacting electric power transfer apparatus, noncontacting signal transfer apparatus, split-type mechanical apparatus employing these transfer apparatus and a control method for controlling same
JP3358244B2 (ja) * 1993-08-04 2002-12-16 株式会社デンソー 圧電アクチュエータ用駆動装置
DE4446779C2 (de) * 1994-12-24 1996-12-19 Daimler Benz Ag Anordnung zur berührungslosen induktiven Übertragung elektrischer Leistung
US6084368A (en) * 1996-06-24 2000-07-04 Siemens Aktiengesellschaft Arrangement for the contactless inductive transmission of electric measurement values and/or electric energy between a rotor and a stator
DE19709717C1 (de) * 1997-03-10 1998-09-24 Siemens Ag Vorrichtung und Verfahren zum Ansteuern wenigstens eines kapazitiven Stellgliedes
US6032546A (en) * 1997-07-21 2000-03-07 Stone; Neil System for transferring electrical power between non-contacting elements in relative motion
DE19735624C1 (de) * 1997-08-18 1998-12-10 Daimler Benz Ag Verfahren und Anordnung zur induktiven Übertragung elektrischer Leistung auf mehrere bewegte Verbraucher
US6232775B1 (en) * 1997-12-26 2001-05-15 Alps Electric Co., Ltd Magneto-impedance element, and azimuth sensor, autocanceler and magnetic head using the same
DE19927087A1 (de) 1999-06-15 2000-12-21 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung zum Laden und Entladen mehrerer piezoelektrischer Elemente
US6231013B1 (en) * 1999-06-16 2001-05-15 Daimlerchrysler Ag Airfoil member with a piezoelectrically actuated servo-flap
US7198223B2 (en) * 2001-02-14 2007-04-03 Airscooter Corporation Ultralight coaxial rotor aircraft
FR2837784B1 (fr) * 2002-03-28 2004-05-28 Eurocopter France Rotor de giravion a entrainement homocinetique avec differentiel de partage de couple
US6845941B2 (en) * 2002-06-04 2005-01-25 Bret D. Pica Rotary/fixed wing aircraft
US6934167B2 (en) * 2003-05-01 2005-08-23 Delta Electronics, Inc. Contactless electrical energy transmission system having a primary side current feedback control and soft-switched secondary side rectifier

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4953068A (en) * 1989-11-08 1990-08-28 Unisys Corporation Full bridge power converter with multiple zero voltage resonant transition switching
US6181235B1 (en) * 1994-09-02 2001-01-30 Ultra Electronics Limited Rotary apparatus
US6227204B1 (en) * 1998-08-21 2001-05-08 Implex Aktiengesellschaft Hearing Technology Device and process for charging of rechargeable batteries of implants
WO2000048299A1 (en) * 1999-02-11 2000-08-17 Alstom Uk Limited Improved heavy duty isolating converter
DE19927190A1 (de) * 1999-06-15 2000-12-21 Bosch Gmbh Robert Verfahren und Vorrichtung zum Laden und Entladen eines piezoelektrischen Elements
US6301128B1 (en) * 2000-02-09 2001-10-09 Delta Electronics, Inc. Contactless electrical energy transmission system
US20020141867A1 (en) * 2001-04-03 2002-10-03 Eurocopter Deutschland Gmbh Method and control arrangement for adjusting a flap that is pivotally supported in a rotor blade of a helicopter

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2740208B1 (de) 2011-08-02 2020-06-24 Sew-Eurodrive GmbH & Co. KG Elektronisches gerät, insbesondere übertragerkopf, und system zur kontaktlosen energieübertragung
EP2740208B2 (de) † 2011-08-02 2023-06-07 Sew-Eurodrive GmbH & Co. KG Elektronisches gerät, insbesondere übertragerkopf, und system zur kontaktlosen energieübertragung
EP2743179A1 (de) * 2012-12-17 2014-06-18 EADS Deutschland GmbH Aktuatoranordnung und Steuerflächenanordnung, insbesondere für ein Flugzeug
US9631711B2 (en) 2012-12-17 2017-04-25 Eads Deutschland Gmbh Actuator arrangement and control surface arrangement, especially for an aircraft
WO2016008633A1 (de) * 2014-07-16 2016-01-21 Vermes Microdispensing GmbH Phasenabschnittsteuerung von piezoaktoren
CN106464164A (zh) * 2014-07-16 2017-02-22 微密斯点胶技术有限公司 压电执行器的相斩波控制
KR20170031106A (ko) * 2014-07-16 2017-03-20 버메스 마이크로디스펜싱 게엠베하 피에조 액추에이터의 위상각 제어
CN106464164B (zh) * 2014-07-16 2019-11-08 微密斯点胶技术有限公司 压电执行器的相斩波控制
US10491141B2 (en) 2014-07-16 2019-11-26 Vermes Microdispensing GmbH Phase-chopping control of piezoelectric actuators
TWI703807B (zh) * 2014-07-16 2020-09-01 德商韋密斯微分配有限公司 壓電致動器陣列的壓電控制電路及控制方法、壓電致動裝置及含有其之計量閥
KR102407688B1 (ko) * 2014-07-16 2022-06-10 버메스 마이크로디스펜싱 게엠베하 피에조 액추에이터의 위상각 제어

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