EP1342310A2 - Verfahren zur speisung einer induktiven last mit parallelgeschalteten weichschaltenden wechselrichtern - Google Patents

Verfahren zur speisung einer induktiven last mit parallelgeschalteten weichschaltenden wechselrichtern

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Publication number
EP1342310A2
EP1342310A2 EP01270944A EP01270944A EP1342310A2 EP 1342310 A2 EP1342310 A2 EP 1342310A2 EP 01270944 A EP01270944 A EP 01270944A EP 01270944 A EP01270944 A EP 01270944A EP 1342310 A2 EP1342310 A2 EP 1342310A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
inverter
inverters
resonance
parallel
voltage
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP01270944A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Andreas SCHÖNKNECHT
Rik W. De Doncker
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Otto Junker GmbH
Original Assignee
Otto Junker GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Otto Junker GmbH filed Critical Otto Junker GmbH
Publication of EP1342310A2 publication Critical patent/EP1342310A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a method for supplying an inductive load with any number of parallel-connected soft-switching inverters, which are fed by at least one rectifier, each inverter being connected in parallel with at least one capacitor bank, which is connected to at least one voltage intermediate circuit, and the outputs of the inverters to the inductive Load can be coupled.
  • the L f C ⁇ R parallel resonant circuit topology described there has some advantages over topologies with only two energy stores (series resonant circuit or parallel resonant circuit).
  • the resonance choke Z_ ⁇ and the resonance capacitor Ci By adapting the resonance choke Z_ ⁇ and the resonance capacitor Ci, the input impedance Zi of the L 1 C1 2 R parallel resonant circuit (see FIG. 3) can be optimally adapted to the specifications of the inverter, which means the use of a high-frequency transformer at the output of the inverter and means considerable cost savings.
  • the parallel resonant circuit without inductor Li the inductance of the lines from the inverter to the L ⁇ C ⁇ L 2 R parallel resonant circuit in this topology . which inevitably arise when inverters are connected in parallel, not critical.
  • the maximum power available at the load in the L1C 1 L2R parallel resonant circuit topology has so far been limited by the maximum power of an individual inverter unit, consisting of an inverter and an associated resonance choke.
  • EP 0 511 344 B1 shows a method and a device for connecting inverters in parallel.
  • the output chokes of the inverters used there are only balancing chokes, which only serve to avoid cross currents between the individual inverters and ensure an even distribution of the currents.
  • a complex control algorithm is usually required to achieve this. Basically, this means additional work that is caused by the parallel connection. A compromise must be found between the size and thus the effort of the balancing choke and the even distribution of the power or the size of the cross currents.
  • DE 196 51 666 A1 describes a method with which a uniform current distribution can be achieved by means of a special type of balancing choke in the case of several inverters connected in parallel.
  • the method is characterized by a special connection of the balancing chokes with which Ferrite core material can be saved.
  • this method has the disadvantage that the balancing chokes used involve additional expenditure and lead to higher costs.
  • the object of the invention is to provide a method for feeding an ohmic-inductive load in the form of an inductor or induction furnace with a high frequency power product with inverters connected in parallel, which is characterized in that any number of inverters can be connected in parallel without additional hardware expenditure and is possible without complex control technology.
  • the chokes at the output of the individual inverter WR are not balancing chokes but part of the Li Ci L 2 R parallel resonant circuit.
  • the current distribution of the inverters WR is proportional to the value of the inductances of the respective resonance chokes L ⁇ n , which are arranged at the output of the WR. A uniform current distribution is guaranteed if all output chokes L ⁇ n have the same inductance.
  • any number of inverters can be connected in parallel.
  • the inductive coupling of the inverter units to a common capacitor bank i.e. a group of capacitors that are connected to each other by busbars, so that lead inductances usually do not play a major role.
  • the method according to the invention can be used to feed inductors or induction furnaces with a high frequency power product, for example so that steel strips are inductively heated with the help of an inductor with powers of several MW at frequencies of more than 20 kHz.
  • the method is therefore particularly suitable for inductive loads with a low power factor, which have to be supplied with alternating currents at a fixed frequency and with powers of approx. 100 kW to a few MW.
  • powers of several MW at frequencies of approximately 100 kHz are required.
  • the parallel connection of the inverter units ie the inverter together with the associated resonance chokes, is required.
  • Inverters are understood to mean the power semiconductors with drivers and control.
  • the output power is distributed evenly across the inverter units.
  • the inverter units are switched non-synchronously, there are no impermissibly high cross currents between the inverter units.
  • the cost of materials increases only slightly due to the parallel connection compared to a single-inverter system. Additional protective mechanisms that are implemented in the controller are required. However, these play a subordinate role in relation to the total costs of the system.
  • a relatively expensive high-frequency transformer can be dispensed with.
  • a device operating according to this system can be modular, i.e. the number of inverter units can be adapted to the required output power. The power loss is minimized due to the soft switching inverters.
  • the rectifiers can be of any topology.
  • a rectifier is designed for an inverter and forms a module with it. You just switch like that many of these standard modules in parallel as necessary until the required performance is achieved.
  • each WR Since each WR has its own GR, each WR has its own
  • MOSFET power semiconductors For A4: The use of MOSFET power semiconductors is conceivable for (higher) frequencies from approx. 100 kHz to approx. 1 MHz. IGCT power semiconductors are more likely to be used at lower frequencies. Some companies implement 100 kHz converters with MOSFET semiconductors. The IGBT has only recently entered this high frequency range.
  • Re A5 If a defective inverter is a short circuit, it must be ensured that it is disconnected from the DC link. This can be done during operation by power semiconductors (such as IGCTs) or after the system has been switched off by mechanical disconnection. The separation from the intermediate circuit can e.g. by attaching fuses that automatically trip in the event of a short circuit.
  • Another option is to supply the inverter units with independent rectifiers.
  • a short circuit e.g. at the output of one or more inverter units is not critical for the continued operation of the intact inverter units.
  • the power semiconductors of the inverter itself and the intermediate circuit capacitor can also be short-circuited due to a defect. If one inverter fails, the associated rectifier can be switched off and the circuit can be operated with the remaining inverters.
  • Re A6 In the event of an inverter failure, disconnection from the L 1 C 1 L 2 R parallel resonant circuit is always required. After the system has been switched off, it can be disconnected mechanically and also in operation (and then, of course, after the system has been switched off) electrically, ie with a power semiconductor. The electrical separation can take place in such a way that the corresponding Circuit breaker is not switched on when the system is switched on again, provided that the relevant inverter is to remain separated from the others. This means that when switching on, only the inverters that work perfectly are connected to the L ⁇ C-
  • one inverter unit consisting of an inverter and assigned resonance choke including the controller, fails, the operation of the remaining intact units can be continued (redundancy).
  • a reserve inverter can be provided, which can be switched on. Inverters of 200 kW each are conceivable. Since most of the work is in the megawatt range, a requirement of at least 10 inverters can be expected. If an inverter fails until it is repaired, e.g. If the desired performance is not achieved in a belt heating system, this can be temporarily compensated for by slowing down the belt speed.
  • a device can be controlled decentrally, i.e. without a master circuit. Communication between the controls of the inverter units that is necessary for operation does not take place. This makes the overall system less susceptible to interference. If one of the individual controls fails during operation, the remaining controls can continue to work unhindered.
  • the control has the following tasks:
  • A11-A18 In principle, it is a standard control procedure. The special thing is that with this standard control method with the design selected here, decentralized control is possible without communication between the individual controls and without a master. In the past, such control was always carried out by a master, which controls the individual inverters simultaneously. The advantage of this regulation is that no interference-prone communication is necessary. Control redundancy is also achieved. This means that the operation of the inverters 1 with a functioning controller can be continued if any controller fails.
  • a mains transformer can be connected upstream of the rectifier.
  • FIG. 7 a control concept.
  • Figure 1 shows the basic structure of the power section. This consists of N IGBT inverters 1 connected in parallel (three of which are explicitly shown), each with an individually assigned capacitor bank 3 and a common voltage intermediate circuit, which are fed by a rectifier 2 with any topology. Of course, the use of several rectifiers 2 is also conceivable.
  • FIG. 2 shows the topology for an IGBT inverter unit with a voltage intermediate circuit (and capacitor bank) 3.
  • An L f CrZ - ⁇ - parallel resonant circuit is connected to the output of the inverter 1 (see FIG. 3), since a LyCr element applies an ohmic-inductive load 11 adapts the inverter 1, whereby of course several ohmic-inductive loads can also be provided.
  • the total inductance of the resonance chokes 6 was divided between the N inverters 1 connected in parallel.
  • the respective resonance inductor 7 must be arranged symmetrically, for example resonance inductor 7 is divided into two partial inductors, each with L n / 2.
  • the inverters 1 are operated in the vicinity of the resonance frequency fo of the L 1 C1L2R parallel resonant circuit 5 with the switching frequency f s , which results from the parallel connection of the total inductance 6 of the resonance reactors and the total inductance 9 of the ohmic-inductive load 11 with the resonance capacitor 8 7 (see Figure 3). Neglecting the damping, the following applies to this frequency:
  • of the L 1 C1L2R parallel resonant circuit a local minimum.
  • FIG. 4 shows the voltage and current profiles at the outputs of two inverters 1 connected in parallel due to the resulting bandpass character at this operating point, for example, with ideally simultaneous switching and with identical resonance chokes.
  • the respective output current In and I 12 of the inverter 1 is sinusoidal due to the bandpass character of the f C ⁇ ft parallel resonant circuit despite the respective rectangular output voltages Un and U ⁇ 2 -
  • the output power of the inverter system i.e. All inverters connected in parallel are controlled by the rectifier 2 via the voltage Udc of the DC voltage intermediate circuit or on the capacitor 3.
  • FIG. 5 shows that in the case of non-synchronous switching, the output currents n , here In and I- I2 , of the individual inverter units are in phase and only have different amplitudes.
  • Figure 6 shows the principle of the decentralized control concept.
  • the control In order to achieve a high level of reliability and modularity of the system, the control should be set up decentrally and there should be no communication between controls 13 of different inverters 1.
  • Each controller 13 therefore only measures quantities within the associated inverter 1, that is the output voltage and the output current ⁇ n of the inverter 1.
  • the voltage U 2 at the ohmic-inductive load 11 can also be used for improved control properties.
  • a rectifier 2 with an upstream transformer 14 feeds a DC voltage intermediate circuit U dC or a capacitor 3 to which N inverters 1 connected in parallel are connected.
  • the transformer 14 is a mains transformer 14, which has the task of transforming the mains voltage down to a value that is reasonable for the rectifier 2. Depending on the type of rectifier and the power supply, this transformer 14 can be omitted become. All inverters 1 are connected to a common resonance capacitor 8 via resonance chokes 7, which are also connected in parallel and which, for reasons of symmetry, have to be divided into two resonance chokes with inductance L- / n / 2.
  • Each of these inverters 1 has its own DC link in the form of a capacitor 3, which is connected to the inverter 1 in a low-inductance manner. All inverters 1 are controlled independently of one another without the controls of different inverters 1 communicating with one another. For this purpose, the individual controls 13 record the output voltage of the respective inverter U ⁇ n , the output current of the respective inverter U n and the voltage U 2 at the ohmic-inductive load 11. With the aid of these variables, each controller 13 controls its respective inverter 11 with the frequency s at which the angle ⁇ has the respective desired value ⁇ *.
  • FIG. 7 presents an example of the control concept from FIG. 6, with which the respective controller 13 is able to switch the assigned inverter 1 in the vicinity of the resonance frequency f 0 with the switching frequency f s and simultaneously with the other inverters 1 synchronize so that they switch at the same time.
  • the controlled variable is the frequency fo with which the inverter 1 is controlled.
  • This frequency can be recognized, for example, by the fact that the inverter output voltage (Jin and the inverter output current ⁇ n are in phase. Since there are two resonance frequencies for which this is the case, it makes sense to add a further measured variable, e.g. the angular shift between the Voltages l / ⁇ n and U.
  • the task of the control is to control the inverter 1 with the switching frequency f s , which is in the vicinity of the operating frequency f 0 , so that the angle ⁇ "between the inverter output voltage U- ⁇ and current assumes a predetermined setpoint value ⁇ " *.
  • a control system with two superimposed control loops was developed, which is based on the principle of a so-called phase-locked loop (PLL).
  • PLL phase-locked loop
  • the inverter output voltages t / ⁇ n and the voltage U 2 at the ohmic-inductive load 11 and the inverter output current ⁇ are detected by means of voltage and current transformers. From this, angle detectors 16 determine the angle ⁇ n , ie the angular displacement between -J ⁇ "and U 2 , and the angle ⁇ n , ie the angular displacement between U ⁇ and / ⁇ ".
  • An inner control loop subtracts the detected angle ⁇ "from the target value ⁇ " * given by the outer control loop. The resulting difference is given to the input of a PI controller 21, at whose output the setpoint for the switching frequency fs is present.
  • a voltage-controlled oscillator (VCO, "Voltage Controlled Oscillator”) 18 converts this setpoint into switching signals which are transmitted to the drivers 12 of the inverter 1.
  • VCO Voltage Controlled Oscillator
  • An external control loop serves to track ⁇ "* when the ohmic-inductive load 11 changes, so that the angle ⁇ " * set by the user is established.
  • the detected angle ⁇ " is subtracted from the target value ⁇ " * and passed to a further PI controller or an I controller 17.
  • the setpoint ⁇ mein* is present at the output, which is transferred to the inner control loop.
  • the outer control loop can be omitted.
  • VCO Voltage Controlled Oscillator

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • General Induction Heating (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Speisung einer induktiven Last in Form eines Induktors oder Induktionsofens mit einem hohen Frequenz-Leistungsprodukt. Dies wird mit parallelgeschalteten weichschaltenden Wechseilrichtern beliebiger Anzahl erreicht, die von zumindest einem Gleichrichter gespeist werden, wobei jedem Wechselrichter zumindest ein Kondensator parallel vorgeschaltet wird, der an zumindet einem Spannungszwischenkreis angeschlossen wird. Die Ausgänge der Wechselrichter werden an zumindest einen L1C1L2R-Parallelschwingkreis, der aus der ohmsch-induktiven Last L2R und einem Resonanzkondensator C1 und der Gesamtinduktivität L1 der Resonanzdrosseln besteht, angekoppelt. Die Wechselrichter werden synchron geschaltet und mit der Resonanzfrequenz (f0) des L1C1L2R-Parallelschawingkreises bzw. geringfügig oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz (f0) mit der Schaltfrequenz (fs) angesteuert.

Description

Verfahren zur Speisung einer induktiven Last mit parallelgeschalteten weichschaltenden Wechselrichtern
Beschreibung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Speisung einer induktiven Last mit parallelgeschalteten weichschaltenden Wechselrichtern beliebiger Anzahl, die von zumindest einem Gleichrichter gespeist werden, wobei jedem Wechselrichter zumindest eine Kondensatorbank parallel vorgeschaltet wird, die an zumindest einen Spannungszwischenkreis angeschlossen wird und die Ausgänge der Wechselrichter an die induktive Last angekoppelt werden.
Die Anpassung von ohmsch-induktiven Lasten an einen einzelnen Wechselrichter mit Spannungszwischenkreis mittels LCL-Kreis und eine dafür geeignete Regelstrategie sind bereits aus Doht, H.C.; Birk, G.; Fischer, G.L.: Control mode for inverters with resonance transformation in induction heating applications, Power Conversion, Juni 1994, Tagungsband, S. 57-67 und aus Dieckerhoff, S.; Ryan, M.J.; De Doncker, R.W.: Design of an IGBT-Based LCL-Resonant Inverter for High-Frequency Induction Heating", IAS'99, Phoenix bekannt.
Die dort beschriebene LfC^R-Parallelschwingkreis-Topologie besitzt einige Vorteile gegenüber Topologien mit nur zwei Energiespeichern (Serienschwingkreis oder Parallelschwingkreis). So kann durch Anpassung der Resonanzdrossel Z_ι und des Resonanzkondensators C-i die Eingangsimpedanz Zi des L1C1 2R- Parallelschwingkreises (vgl. Fig. 3) optimal an die Spezifikationen des Wechselrichters angepasst werden, was den Einsatz eines Hochfrequenztransformators am Ausgang des Wechselrichters überflüssig macht und eine erhebliche Kostenersparnis bedeutet. Im Gegensatz zum Parallelschwingkreis ohne Drossel L-i sind bei dieser Topologie Induktivitäten der Leitungen vom Wechselrichter zum L<ιCιL2R-Paralle-schwingkreis. die gerade bei der Parallelschaltung von Wechselrichtern zwangsläufig entstehen, unkritisch.
Die maximal an der Last zur Verfügung stehende Leistung ist bei der L1C1L2R- Parallelschwingkreis-Topologie bisher durch die Maximalleistung einer einzelnen Wechselrichtereinheit, bestehend aus einem Wechselrichter und zugeordneter Resonanzdrossel, begrenzt.
Ein Problem beim Parallelschalten von Wechselrichtern mit Spannungszwischenkreis stellen zum einen Querströme, die durch nicht exakt gleichzeitiges Schalten der Wechselrichter zwischen den verschiedenen Wechselrichtereinheiten fließen, zum anderen die gleichmäßige Verteilung der Ströme und damit der Leistung auf die Wechselrichtereinheiten dar. Es wurden bereits Konzepte zur Lösung dieser Probleme bei der Parallelschaltung von Wechselrichtern in der EP 0 511 344 B1 und der DE 196 51 666 A1 erarbeitet.
So sind der EP 0 511 344 B1 ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Parallelschalten von Wechselrichtern zu entnehmen. Die dort verwendeten Ausgangsdrosseln der Wechselrichter sind allein Symmetrierdrosseln, die ausschließlich zur Vermeidung von Querströmen zwischen den einzelnen Wechselrichtern dienen und für eine gleichmäßige Aufteilung der Ströme sorgen. Weiterhin ist in der Regel ein aufwendiger Steueralgorithmus erforderlich, um dies zu erreichen. Dies bedeutet grundsätzlich einen Mehraufwand, der durch die Parallelschaltung entsteht. Dabei muss ein Kompromiss zwischen der Größe und damit dem Aufwand der Symmetrierdrossel und gleichmäßiger Verteilung der Leistung bzw. der Größe der Querströme gefunden werden.
DE 196 51 666 A1 beschreibt ein Verfahren, mit dem eine gleichmäßige Stromverteilung mittels einer besonderen Art von Symmetrierdrosseln bei mehreren parallel geschalteten Wechselrichtern erreicht werden kann. Das Verfahren zeichnet sich durch eine besondere Verschaltung der Symmetrierdrosseln aus, mit dem Ferritkern-Material eingespart werden kann. Dieses Verfahren hat wie bei der EP 0 511 344 B1 den Nachteil, dass die verwendeten Symmetrierdrosseln einen Zusatzaufwand bedeuten und zu höheren Kosten führen.
Aufgabe der Erfindung ist es nun, ein Verfahren zur Speisung einer ohmsch-induktiven Last in Form eines Induktors oder Induktionsofens mit einem hohen Frequenz- Leistungsprodukt mit parallelgeschalteten Wechselrichtern zu schaffen, welches sich dadurch auszeichnet, dass sich eine Parallelschaltung von beliebig vielen Wechselrichtern ohne zusätzlichen Hardwareaufwand und ohne aufwendige Steuerungstechnik möglich ist.
Diese Aufgabe wird bei einer Vorrichtung der eingangs erwähnten Art durch den kennzeichnenden Teil des Hauptanspruchs gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Bei dieser Art der Aufteilung des auf die parallelgeschalteten Wechselrichter WR werden die sonst für eine Parallelschaltung notwendigen Symmetrierdrosseln eingespart. Anders ausgedrückt: Die Drosseln am Ausgang der einzelnen Wechselrichter WR sind keine Symmetrierdrosseln sondern Teil des Li Ci L2R-Parallelschwingkreises.
Die Stromverteilung der Wechselrichter WR ist proportional zum Wert der Induktivitäten der jeweiligen Resonanzdrosseln Lιn , die am Ausgang der WR angeordnet sind. Eine gleichmäßige Stromverteilung ist gewährleistet, wenn alle Ausgangsdrosseln Lιn die gleiche Induktivität haben.
Mit dieser Topologie können beliebig viele Wechselrichter parallelgeschaltet werden. Besonders vorteilhaft ist hierbei die induktive Ankopplung der Wechselrichtereinheiten an eine gemeinsame Kondensatorbank, d.h. eine Gruppe von Kondensatoren, die über Stromschienen miteinander verbunden sind, so dass Zuleitungsinduktivitäten in der Regel keine große Rolle spielen.
Durch das erfindungsgemäße Verfahren können Induktoren oder Induktionsöfen mit einem hohen Frequenz-Leistungsprodukt gespeist werden, beispielsweise können damit Stahlbänder mit Hilfe eines Induktors mit Leistungen von mehreren MW bei Frequenzen von mehr als 20 kHz induktiv erwärmt werden.
Somit eignet sich das Verfahren insbesondere für induktive Lasten mit niedrigem Leistungsfaktor, die mit Wechselströmen bei einer festen Frequenz und mit Leistungen von ca. 100kW bis einigen MW versorgt werden müssen. An einer ohmsch-induktiven Last L2R werden beispielsweise zur induktiven Erwärmung von Stahlbändern Leistungen von mehreren MW bei Frequenzen von ca. 100 kHz benötigt. Um dieses hohe Frequenz-Leistungsprodukt zu erzielen, ist die Parallelschaltung der Wechselrichtereinheiten, d.h. der Wechselrichter samt zugeordneter Resonanzdrosseln, erforderlich. Unter Wechselrichter werden hierbei die Leistungshalbleiter mit Treibern und Steuerung verstanden.
Die Ausgangsleistung verteilt sich gleichmäßig auf die Wechselrichtereinheiten. Es fließen bei nicht-synchronem Schalten der Wechselrichtereinheiten keine unzulässig hohen Querströme zwischen den Wechselrichtereinheiten. Der Materialaufwand steigt durch die Parallelschaltung gegenüber einem Ein-Wechselrichtersystem nur geringfügig an. Es sind zusätzliche Schutzmechanismen, die in der Steuerung realisiert werden, erforderlich. Im Verhältnis zu den Gesamtkosten des Systems spielen diese jedoch eine untergeordnete Rolle. Auf einen relativ teuren Hochfrequenztransformator kann verzichtet werden. Zudem kann eine nach diesem System arbeitende Vorrichtung modular ausgebildet sein, d.h. die Anzahl der Wechselrichtereinheiten kann beliebig an die erforderliche Ausgangsleistung angepasst werden. Aufgrund der weich schaltenden Wechselrichter wird die Verlustleistung minimiert.
Selbstverständlich können verschiedenste konstante und/oder variable Lasten vorgesehen sein. Die Gleichrichter können beliebiger Topologie sein.
Zu A2: Vorteilhaft an dieser Bauform sind die entstehende magnetische Kopplung der Drosseln und die sich ergebende Einsparung an Kernmaterial.
Zu A3: Vorteilhaft an einem eigenen unabhängigen GR ist: a) Redundanz: Wenn ein Gleichrichter ausfällt, kann weitergearbeitet werden. b) Modulgedanke: Ein Gleichrichter ist mit seiner Leistung auf einen Wechselrichter ausgelegt und bildet mit diesem zusammen ein Modul. Man schaltet dann einfach so viele dieser Standardmodule wie nötig parallel, bis die geforderte Leistung erreicht wird.
Hierdurch wird der für die Leistungsanpassung nötige Projektierungsaufwand minimiert, so dass eine deutliche Verringerung der Anlagenkosten zu erwarten ist.
Da nun jedem WR ein eigener GR zugeordnet ist, hat jeder WR seinen eigenen
Spannungszwischenkreis.
Zu A4: Für (höhere) Frequenzen von ca. 100 kHz bis ca. 1 MHz ist der Einsatz von MOSFET-Leistungshalbleitem vorstellbar. IGCT-Leistungshalbleiter werden eher bei niedrigeren Frequenzen eingesetzt. Von einigen Firmen werden 100 kHz-Umrichter mit MOSFET-Halbleitern realisiert. Erst seit relativ kurzer Zeit dringt der IGBT in diesen hohen Frequenzbereich ein.
Zu A5: Stellt ein defekter Wechselrichter einen Kurzschluss dar, so muss sichergestellt werden, dass dieser vom Spannungszwischenkreis getrennt wird. Dies kann während des Betriebs durch Leistungshalbleiter (wie z.B. IGCTs) oder nach Abschalten der Anlage durch mechanisches Trennen erfolgen. Das Trennen vom Zwischenkreis kann z.B. durch Anbringen von Sicherungen erfolgen, die im Kurzschlussfall automatisch auslösen.
Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Wechselrichtereinheiten mit unabhängigen Gleichrichtern zu speisen. In diesem Fall ist ein Kurzschluss, z.B. am Ausgang eines oder mehrerer Wechselrichtereinheiten unkritisch für eine Fortsetzung des Betriebs der intakten Wechselrichtereinheiten. Neben einem Kurzschluss am Ausgang des Wechselrichters können auch die Leistungshalbleiter des Wechselrichters selbst sowie der Zwischenkreiskondensator infolge eines Defekts kurzgeschlossen sein. Fällt ein Wechselrichter aus, kann der zugehörige Gleichrichter abgeschaltet und die Schaltung mit den überbleibenden Wechselrichtern betrieben werden.
Zu A6: Bei Ausfall eines Wechselrichters ist eine Trennung vom L1C1L2R- Parallelschwingkreis immer erforderlich. Es kann sowohl nach Abschalten der Anlage mechanisch als auch im Betrieb (und dann gegebenenfalls natürlich auch nach Abschalten der Anlage) elektrisch, d.h. mit einem Leistungshalbleiter getrennt werden. Die elektrische Trennung kann derart erfolgen, dass der entsprechende Leistungsschalter beim Wiedereinschalten der Anlage nicht eingeschaltet wird, sofern der betreffende Wechselrichter von den anderen getrennt bleiben soll. Das heißt, dass beim Anschalten nur die Wechselrichter dem LιC-|L2R-Parallelschwingkreis zugeschaltet werden, die einwandfrei funktionieren.
Theoretisch reicht eine Trennung vom Zwischenkreis für den weiteren Betrieb des noch intakten Teils der Anlage. Beim defekten Wechselrichter würden jedoch unter Umständen sehr hohe Spannungen auftreten, die zu einer vollständigen Zerstörung des Wechselrichters führen würden und sogar Personen an der Anlage gefährden könnten. Aus diesem Grund ist es sehr sinnvoll, immer auch vom LιCιL2R-Parallelschwingkreis zu trennen.
Bei Ausfall einer Wechselrichtereinheit, bestehend aus Wechselrichter und zugeordneter Resonanzdrossel inklusive der Steuerung, kann der Betrieb der restlichen intakten Einheiten fortgesetzt werden (Redundanz). Hierzu kann ein Reserve-Wechselrichter vorgesehen sein, der zugeschaltet werden kann. Im Einsatz sind Wechselrichter von je 200 kW vorstellbar. Da zumeist im Megawattbereich gearbeitet werden soll, kann mit einem Bedarf von zumindest 10 Wechselrichtern gerechnet werden. Wird aufgrund eines Wechselrichterausfalls bis zu dessen Reparatur, z.B. bei einer Banderwärmungsanlage die gewünschte Leistung nicht erzielt, so kann dies vorübergehend durch eine Verlangsamung der Bandgeschwindigkeit ausgeglichen werden.
Zu A7: Mit dem Verfahren kann eine Vorrichtung dezentral, also ohne Master- Schaltung, gesteuert werden. Eine für den Betrieb notwendige Kommunikation zwischen den Steuerungen der Wechselrichtereinheiten findet nicht statt. Dadurch wird das Gesamtsystem unanfälliger gegen Störungen. Fällt im Betrieb eine der individuellen Steuerungen aus, so können die restlichen Steuerungen ungehindert weiterarbeiten. Die Steuerung hat folgende Aufgaben:
1. Überwachung des Wechselrichters und Abschalten bei Auftreten einer Störung,
2. Ansteuern des Wechselrichters in der Nähe der oben genannten Resonanzfrequenz /b mit der Schaltfrequenz fs, und
3. Synchronisation der Wechselrichter ohne Kommunikation mit Steuerungen anderer Wechselrichter. Zu A8-A10: Die Differenz zwischen f0 und fs hängt von den Parametern des L1C1L2R- Parallelschwingkreises ab. Mit steigender Differenz der Frequenzen wird der Winkel φ zwischen Ui und größer. Der ideale Winkel φ ist der, bei dem die Verluste in den Leistungshalbleitern des Wechselrichters minimal werden. Der Winkel φ hängt dabei vom genauen Typ der Leistungshalbleiter und den Parametern des L|CιL2R- Parallelschwingkreises ab.
Zu A11-A18: Prinzipiell handelt es sich um ein Standardregelungsverfahren. Das besondere ist, dass mit diesem Standardregelungsverfahren mit der hier gewählten Auslegung eine dezentrale Regelung ohne Kommunikation der einzelnen Steuerungen miteinander und ohne Master möglich ist. Bisher erfolgte eine solche Regelung immer durch einen Master, der die einzelnen Wechselrichter gleichzeitig ansteuert. Der Vorteil dieser Regelung ist, dass keine störanfällige Kommunikation nötig ist. Außerdem wird eine Redundanz der Steuerung erreicht. Das bedeutet dass eine Fortsetzung des Betriebs der Wechselrichter 1 mit funktionierender Steuerung möglich ist, wenn eine beliebige Steuerung ausfällt.
Zu A19 Dem Gleichrichter kann noch ein Netztransformator vorgeschaltet sein.
Im Folgenden wird das erfindungsgemäße Verfahren und eine nach dem Verfahren arbeitende Vorrichtung anhand von 7 Figuren erläutert: Dabei zeigt
Fig. 1 : eine Topologie des Leistungsteils,
Fig. 2: den prinzipiellen Aufbau eines IGBT-Wechselrichters mit Spannungszwischenkreis,
Fig. 3: einen LιCιL2R-Parallelschwingkreis,
Fig. 4: simulierte Spannungen und Ströme am Ausgang von zwei exakt gleichzeitig schaltenden Wechselrichtern,
Fig. 5: simulierte Spannungen und Ströme am Ausgang von zwei nicht gleichzeitig schaltenden Wechselrichtern (Winkelverschiebung 30°),
Fig. 6: ein verteiltes Steuerkonzept, und
Fig. 7: ein Regelkonzept. Figur 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau des Leistungsteils. Dieser besteht aus N parallel geschalteten IGBT-Wechselrichtern 1 (Es sind hiervon drei explizit dargestellt.) mit jeweils individuell zugeordneter Kondensatorbank 3 und gemeinsamen Spannungszwischenkreis, die von einem Gleichrichter 2 mit beliebiger Topologie gespeist werden. Selbstverständlich ist auch der Einsatz mehrerer Gleichrichter 2 vorstellbar.
Figur 2 zeigt die Topologie für eine IGBT-Wechselrichtereinheit mit Spannungszwischenkreis (und Kondensatorbank) 3. Am Ausgang des Wechselrichters 1 ist ein LfCrZ-^-Parallelschwingkreis angeschlossen (vgl. Figur 3), da ein LyCrGlied eine ohmsch-induktive Last 11 an den Wechselrichter 1 anpasst, wobei selbstverständlich auch mehrere ohmsch-induktive Lasten vorgesehen sein können. Bei der Parallelschaltung wurde die Gesamtinduktivität der Resonanzdrosseln 6 auf die N parallel geschalteten Wechselrichter 1 aufgeteilt. Um die Gesamtimpedanz (= Eingangsimpedanz des L1CιL2R-Parallelschwingkreises Z1) des L1C1L2R- Parallelschwingkreises 5 durch die Parallelschaltung nicht zu verändern, muss gelten
mit ιn: Resonanzdrossel, d.h. Ausgangsdrossel 7 des n-ten Wechselrichters 1 ι: Gesamtinduktivität 6 der Resonanzdrosseln, die sich aus der Parallelschaltung der einzelnen Resonanzdrosseln 7 ergibt.
Dabei muss die jeweilige Resonanzdrossel 7 symmetrisch angeordnet sein, z.B. teilt sich Resonanzdrossel 7 in zwei Teildrosseln zu je Lιn/2 auf.
Die Wechselrichter 1 werden in der Nähe der Resonanzfrequenz fo des L1C1L2R- Parallelschwingkreises 5 mit der Schaltfrequenz fs betrieben, die sich aus der Parallelschaltung der Gesamtinduktivität 6 der Resonanzdrosseln und der Gesamtinduktivität 9 der ohmsch-induktiven Last 11 mit dem Resonanzkondensator 87 ergibt (vgl. Figur 3). Unter Vernachlässigung der Dämpfung gilt für diese Frequenz:
Bei dieser Frequenz f0 hat der Betrag der Eingangsimpedanz |Zι| des L1C1L2R- Parallelschwingkreises ein lokales Minimum.
Figur 4 zeigt die sich aufgrund des dadurch entstehenden Bandpaßcharakters in diesem Betriebspunkt beispielsweise ergebenden Spannungs- und Stromverläufe an den Ausgängen von zwei parallel geschalteten Wechselrichtern 1 bei ideal gleichzeitigem Schalten und bei identisch ausgelegten Resonanzdrosseln. Der jeweilige Ausgangsstrom In und I12 der Wechselrichter 1 ist aufgrund des Bandpaßcharakters des fC^ft-Parallelschwingkreises sinusförmig trotz der jeweiligen rechteckförmigen Ausgangsspannungen Un und Uι2-
Die Ausgangsleistung des Wechselrichtersystems , d.h. aller parallelgeschalteter Wechselrichter, wird vom Gleichrichter 2 über die Spannung Udc des Gleichspannungszwischenkreises bzw. an dem Kondensator 3 gesteuert.
Figur 5 zeigt, dass bei nicht synchronem Schalten die Ausgangsströme n, hier In und I-I2, der einzelnen Wechselrichtereinheiten in Phase sind und lediglich unterschiedliche Amplitude haben.
Figur 6 zeigt das Prinzip des dezentralen Steuerkonzepts. Um eine hohe Zuverlässigkeit und Modularität des Systems zu erreichen, soll die Steuerung dezentral aufgebaut und keine Kommunikation zwischen Steuerungen 13 verschiedener Wechselrichter 1 stattfinden. Jede Steuerung 13 misst also nur Größen innerhalb des zugeordneten Wechselrichters 1 , das sind die Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom ιn des Wechselrichters 1. Für verbesserte Regeleigenschaften kann außerdem die Spannung U2 an der ohmsch-induktiven Last 11 verwendet werden.
Ein Gleichrichter 2 mit vorgeschaltetem Transformator 14 speist einen Gleichspannungszwischenkreis UdC bzw. einen Kondensator 3 , an den N parallel geschaltete Wechselrichter 1 angeschlossen sind. Bei dem Transformator 14 handelt es sich um einen Netztransformator 14, der die Aufgabe hat, die Netzspannung auf einen für den Gleichrichter 2 vernünftigen Wert herunter zu transformieren. Je nach Gleichrichtertyp und Netzeinspeisung kann auf diesen Transformator 14 verzichtet werden. Alle Wechselrichter 1 sind über ebenfalls parallel geschaltete Resonanzdrosseln 7, die aus Symmetriegründen in zwei Resonanzdrosseln mit der Induktivität L-\n/2 aufgeteilt werden müssen, an einen gemeinsamen Resonanzkondensator 8 angeschlossen.
Jeder dieser Wechselrichter 1 verfügt über einen eigenen niederinduktiv an den Wechselrichter 1 angeschlossenen Gleichspannungszwischenkreis in Form eines Kondensators 3. Alle Wechselrichter 1 werden unabhängig voneinander angesteuert, ohne dass die Steuerungen unterschiedlicher Wechselrichter 1 miteinander kommunizieren. Dazu werden von den einzelnen Steuerungen 13 die Ausgangsspannung des jeweiligen Wechselrichters U^n, der Ausgangsstrom des jeweiligen Wechselrichters Un sowie die Spannung U2 an der ohmsch-induktiven Last 11 erfasst. Mit Hilfe dieser Größen steuert jede Steuerung 13 ihren jeweiligen Wechselrichter 11 mit der Frequenz s an, bei der der Winkel φ den jeweiligen Sollwert φ* hat.
Figur 7 stellt ein Beispiel für das Regelkonzept aus Figur 6 vor, mit dem die jeweilige Steuerung 13 in der Lage ist, den zugeordneten Wechselrichter 1 in der Nähe der Resonanzfrequenz f0 mit der Schaltfrequenz fs zu schalten und gleichzeitig mit den anderen Wechselrichtern 1 zu synchronisieren, so dass sie zum gleichen Zeitpunkt schalten.
Die Regelgröße ist die Frequenz fo, mit der der Wechselrichter 1 angesteuert wird. Diese Frequenz ist z.B. daran zu erkennen, dass die Wechselrichterausgangsspannung (Jin und der Wechselrichterausgangsstrom ιn in Phase sind. Da es zwei Resonanzfrequenzen gibt, für die dies zutrifft, ist es sinnvoll, eine weitere Messgröße hinzuzunehmen, z. B. die Winkelverschiebung zwischen den Spannungen l/ιn und U .
Aufgabe der Regelung ist es nun, den Wechselrichter 1 mit der Schaltfrequenz fs, die in der Nähe der Betriebsfrequenz f0 ist, anzusteuern, so dass der Winkel φ„ zwischen Wechselrichterausgangsspannung U-\ und -ström einen vorgegebenen Sollwert φ„* einnimmt. Dazu wurde eine Regelung mit zwei überlagerten Regelschleifen entwickelt, die auf dem Prinzip einer sogenannten Phase-Locked-Loop (PLL) beruht. Mittels Spannungs- und Stromwandlern werden die Wechselrichterausgangsspannungen t/ιn und die Spannung U2 an der ohmsch-induktiven Last 11 sowie der Wechselrichterausgangsstrom ι„ erfasst. Winkeldetektoren 16 ermitteln daraus den Winkel θn, d.h. die Winkelverschiebung zwischen -Jι„ und U2, sowie den Winkel φn, d.h. die Winkelverschiebung zwischen U^ und /ι„.
Eine innere Regelschleife subtrahiert den erfassten Winkel θ„ von dem von der äußeren Regelschleife vorgegebenen Sollwert θ„*. Die sich daraus ergebende Differenz wird an den Eingang eines Pl-Reglers 21 gegeben, an dessen Ausgang der Sollwert für die Schaltfrequenz fs anliegt. Ein spannungsgeregelter Oszillator (VCO, "Voltage Controlled Oscillator") 18 wandelt diesen Sollwert in Schaltsignale um, die an die Treiber 12 des Wechselrichters 1 übertragen werden. Dabei steuert jede Steuerung 13 den ihr zugeordneten Wechselrichter 1 an.
Eine äußere Regelschleife dient zur Nachführung von θ„* bei sich verändernder ohmsch-induktiver Last 11 , so dass sich der vom Benutzer vorgegebene Winkel φ„* einstellt. Dabei wird der erfasste Winkel φ„ von dem Sollwert φ„* subtrahiert und an einen weiteren Pl-Regler oder einen I-Regler 17 gegeben. Am Ausgang liegt der Sollwert θ„* an, der an die innere Regelschleife übergeben wird.
Bei sich nicht verändernder ohmsch-induktiver Last 11 kann die äußere Regelschleife weggelassen werden.
Bezu szeichenliste
1 WR Wechselrichter
2 GR Gleichrichter
3 C-dc Kondensator
4 Udc Spannungszwischenkreis
5 L1C1L2R Schwingkreis
6 Li Gesamtinduktivität der Resonanzdrosseln
7 bin Resonanzdrossel des n-ten Wechselrichters
8 C-i Resonanzkondensator
9 L2 Gesamtinduktivität der ohmsch-induktiven Last(en)
10 R ohmscher Widerstand der ohmsch-induktiven Last(en)
1 1 L2R Ohmsch-induktive Last
12 Treiber
13 Steuerung
14 Netztransformator
15 Spannungswandler
16 Phasendetektor
17 Pl-Regler
18 VCO "Voltage Controlled Oscillator": Spannungsgeregelter Oszillator;
Erzeugt ein rechteckförmiges Schaltsignal mit spannungsabhängiger Frequenz
19 Treiber des IGBT
20 Treiber des Gleichrichters
21 Pl-Regler f0 Resonanzfrequenz fs Schaltfrequenz des Wechselrichters l-iπ Wechselrichterausgangsstrom l-i Gesamtwechselrichterausgangsstrom
Udc Spannung am Kondensator CdC
Uin Wechselrichterausgangsspannung des n-ten Wechselrichters
Ui Wechselrichterausgangsspannung bei einem Ein- Wechselrichtersystem U2 Spannung an der/den ohmsch-induktiven Last(en) L2R
Z1 Eingangsimpedanz des eines Ein-
Wechselrichtersystems φn Winkel zwischen -Jιn und / n φ„* Sollwert des Winkels zwischen -Jιn und n θ„ Winkel zwischen L 1n und U2
Qn * Sollwert des Winkels zwischen L/ιn und U2

Claims

Ansprüche
1. Anwendung eines Verfahrens zur Speisung einer induktiven Last (11) mit parallelgeschalteten weichschaltenden Wechselrichtern (1) beliebiger Anzahl, die von zumindest einem Gleichrichter (2) gespeist werden, wobei jedem Wechselrichter (1) zumindest eine Kondensatorbank (3) parallel vorgeschaltet wird, die an zumindest einen Spannungszwischenkreis angeschlossen wird und die Ausgänge der Wechselrichter (1) an eine Last angekoppelt werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Last (11) in Form eines Induktors oder eines Induktionsofens Bestandteil eines LιCιL2R-Parallelschwingkreises (5), bestehend aus Drosseln (7) mit einer Gesamtinduktivität (6), zumindest einem Kondensator (8) und zumindest der ohmsch- induktiven Last (11), ist, dass die Wechselrichter (1) mit der Resonanzfrequenz (f0) des LιCιL2R-Parallelschwingkreises (5) oder geringfügig oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz (f0) mit der Schaltfrequenz (fs) angesteuert werden, wobei die Resonanzfrequenz (fo) sich aus der Parallelschaltung aller Gesamtinduktivitäten (6, 9) mit dem Resonanzkondensator (8) unter Vernachlässigung der Dämpfung wie folgt
berechnet = :
2π^C1 - L1 - L2 /(Ll +L2)
dass für die Gesamtinduktivität (6) Resonanzdrosseln (7) eingesetzt werden, die derart auf die parallel geschalteten Wechselrichter (1) aufzuteilen sind, dass gilt
L mit /.-in: Resonanzdrossel am Ausgang des n-ten Wechselrichters
(1 ), und ι: Gesamtinduktivität der Resonanzdrosseln, die sich aus der
Parallelschaltung der einzelnen Resonanzdrosseln (7) ergibt, und dass jede Resonanzdrossel (7) auf beide Ausgänge des jeweiligen Wechselrichters (1) in Form zweier unabhängiger Resonanzdrosseln mit gleich großer oder ungefähr gleich großer Induktivität aufgeteilt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzdrosseln (7) auf beide Ausgänge des jeweiligen Wechselrichters (1) in Form zweier Drosseln (6) gleich großer oder ungefähr gleich großer Induktivität aufgeteilt sind, deren Wicklungen auf einem gemeinsamen Kern aufgebracht sind.
3. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass jedem Wechselrichter (1) ein eigener unabhängiger Gleichrichter (2) zwischen Wechselrichter (1) und Kondensator (3) vorgeschaltet wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselrichter (1) aus abschaltbaren Leistungshalbleitern, insbesondere IGCT-, IGBT- und/oder MOSFET-Leistungshalbleitern, aufgebaut sind.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei Ausfall eines Wechselrichters (1) dieser elektrisch durch einen Leistungshalbleiter und/oder durch mechanisches Trennen vom speisenden Spannungszwischenkreis Udc getrennt wird.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei Ausfall eines Wechselrichters (1) dieser ausgangsseitig elektrisch vom LιCιL2R-Parallelschwingkreis (5) getrennt wird.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselrichter (1 ) mit eigenen unabhängigen Steuerungen versehen werden, die ohne miteinander zu kommunizieren die Wechselrichter (1) synchron schalten und jeweils mit der Resonanzfrequenz (f0) des LιCιL2R-Parallelschwingkreises (5) oder geringfügig oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz (f0) mit der Schaltfrequenz (fs) ansteuern.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselrichter (1) mit einer Schaltfrequenz (fs), die maximal 10 % oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz (f0) liegt, angesteuert werden.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselrichter (1) mit einer Schaltfrequenz (fs), die maximal 5 % oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz (f0) liegt, angesteuert werden.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselrichter (1) mit einer Schaltfrequenz (fs), die maximal 1 % oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz (fo) liegt, angesteuert werden.
11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass den Steuerungen (13) der Wechselrichter (1) zur Berechnung der Schaltfrequenz (fs) jeweils die Messgröße Wechselrichterausgangsspannung (U-ιn) und zusätzlich zumindest eine der beiden Messgrößen Wechselrichterausgangsstrom (lιn) und / oder Spannung (U ) an der/den ohmsch-induktiven Last(en) (11) zur Verfügung gestellt werden.
12. Verfahren nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Phase (φn) zwischen Wechselrichterausgangsspannung (Uιn) und -ström (l-ιn) mittels Winkeldetektoren (16) ermittelt wird.
13. Verfahren nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Phase (θn) zwischen Wechselrichterausgangsspannung (Uιn) und der Spannung (U2) an der Last (11 ) mittels Winkeldetektoren (16) ermittelt wird.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 11 - 13, dadurch gekennzeichnet, dass an Stelle der Messung der Wechselrichterausgangsspannung (Uιn) die in der Steuerung (13) vorhandenen Steuerimpulse zur Ermittlung der Phasenwinkel (φn) und (θn) verwendet werden.
15. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 11 - 13, dadurch gekennzeichnet, dass bei konstanter/-n ohmsch-induktiver/-n Last(en) (11) das Verfahren um eine Regelschleife nach dem Prinzip der Phase-Locked-Loop (PLL) ergänzt wird, wobei der erfasste Winkel (θn) von einem vorgegebenen Sollwert (θn*) subtrahiert und die sich daraus ergebende Differenz an den Eingang eines Reglers (17) gegeben wird, so dass an dessen Ausgang der Sollwert für die Schaltfrequenz (fs) anliegt, der über einen spannungsgeregelten Oszillator (18) an die Treiber (19) der Wechselrichter (1) übertragen wird und der Steuerung (13) der Sollwert (θn*) vorgegeben wird, so dass sich bei der/den gegebenen konstanten Last(en) der gewünschte Winkel (φn) einstellt.
16. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 11 - 13, dadurch gekennzeichnet, dass bei variabler/-n ohmsch-induktiver/-n Last(en) (11) das Verfahren um eine Regelschleife nach dem Prinzip der Phase-Locked-Loop (PLL) ergänzt wird, wobei der erfasste Winkel (φn) von einem vorgegebenen Sollwert (φn*) subtrahiert und die sich daraus ergebende Differenz an denn Eingang eines Reglers (17) gegeben wird, so dass an dessen Ausgang der Sollwert für die Schaltfrequenz (fs) anliegt, der über einen spannungsgeregelten Oszillator (18) an die Treiber der Wechselrichter (12) übertragen wird.
17. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 11 - 14, dadurch gekennzeichnet, dass bei variabler/-n ohmsch-induktiver Last(en) (11) das Verfahren um zwei sich überlagernde Regelschleifen nach dem Prinzip der Phase-Locked-Loop (PLL) ergänzt wird, wobei
• die äußere Regelschleife zur Nachführung des Sollwertes (θn *) bei sich verändem- der/-n ohmsch-induktiven Last(en) (11) dient, worauf sich der vom Benutzer vorgegebene Winkel (φn*) einstellt, von dem der erfasste Winkel (φn) subtrahiert und die so ermittelte Differenz an einen Regler (17) gegeben wird, so dass an dessen Ausgang der Sollwert (θn*) anliegt, der an die innere Regelschleife übergeben wird, und
• die innere Regelschleife den erfassten Winkel (θn) von dem von der äußeren Regelschleife vorgegebenen Sollwert (θn*) subtrahiert und die sich daraus ergebende Differenz an den Eingang eines weiteren Reglers (21) gegeben wird, so dass an dessen Ausgang der Sollwert für die Schaltfrequenz (fs) anliegt, der über einen spannungsgeregelten Oszillator (18) an die Treiber (12) der Wechselrichter (1) übertragen wird.
18. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 - 17, dadurch gekennzeichnet, dass für den Regler (17, 21) ein Pl-Regler verwendet wird.
19. Vorrichtung zur Anwendung des Verfahrens nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für parallelgeschaltete weichschaltende Wechselrichter (1) beliebiger Anzahl zumindest ein die Wechselrichter (1) speisender Gleichrichter (2) vorgesehen ist, wobei jedem Wechselrichter (1) zumindest ein Spannungszwischenkreis Udc parallel vorgeschaltet ist und die Ausgänge der Wechselrichter (1) an zumindest einen L-iCιL2R-Parallelschwingkreis (5) bestehend aus Drosseln (7) mit einer Gesamtinduktivität (6), zumindest einem Kondensator (8) und zumindest einer ohmsch-induktiven Last (11), angekoppelt sind und zudem zumindest eine Steuerung vorgesehen ist.
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1870994B1 (de) * 2006-06-23 2010-01-20 ALSTOM Technology Ltd Stromversorger für elektrostatischen Abscheider
WO2009147551A1 (en) * 2008-06-02 2009-12-10 Philips Intellectual Property & Standards Gmbh Scalable power supply system for providing electrical power for a computer tomography device
US7924580B2 (en) * 2009-08-28 2011-04-12 General Electric Company Switching inverters and converters for power conversion
CN103368404B (zh) * 2013-08-02 2016-12-28 陶顺祝 一种集成电感谐振变换器
EP3915187A1 (de) * 2019-01-21 2021-12-01 Sew-Eurodrive GmbH & Co. KG Antriebssystem, aufweisend einen ersten umrichter und zumindest einen zweiten umrichter
CN113972849A (zh) * 2021-10-27 2022-01-25 珠海格力电器股份有限公司 感应加热电源的频率自适应装置、方法及相关设备

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5081409A (en) * 1989-11-13 1992-01-14 Performance Controls, Inc. Pulse-width modulated circuit for driving a load
JP3591982B2 (ja) * 1996-04-26 2004-11-24 株式会社日立メディコ 磁気共鳴イメージング装置用電源装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
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