WO2004023684A1

WO2004023684A1 - 受信装置及び通信システム

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Publication number: WO2004023684A1
Application number: PCT/JP2002/008763
Authority: WO
Inventors: Lozhkin Alexander N
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2002-08-30
Filing date: 2002-08-30
Publication date: 2004-03-18
Also published as: JP3930511B2; JPWO2004023684A1

Description

明細書

受信装置及ぴ通信システム

技術分野

本発明は受信装置及ぴ通信システムに係わり、特に、 2 つの直交サブチャネルを備えたシングルキヤリァ通信システムあるいはマルチキャリア通信システムのチャネル間干渉を利用した受信装置及び通信システムに関する。

2 つの直交サブチャネルを備えたシングルキヤリァ通信システム、あるいはフィルタパンク変調、 DMT変調、 FMT変調などのマルチキヤリア通信システムにおけるビットエラー率（BER) は、チャネル間干渉（Inter channel Interference ： ICI) による歪みが含まれる受信信号を利用することにより改善が可能である。チャネル間干渉は通信システムにおいてシステム誤動作により、あるいはサブチヤネル間の直交性の喪失などの不可避な環境により発生する。このチャネル間干渉はスぺクトルエネルギーの漏洩、時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因する。

本発明のターボレシーバの主な利点は、 I CIの振る舞いが、零平均ガウス分布確率変数（例えば下記文献 1で使用されたガウス近似）として扱われることであり、有限状態離散マルコフプロセスモデルを採用する。このような ICI モデルでは、 ICI の性質から簡易ガウス近似がより現実的であるように思われる。本発明のターボレシーバは最大事後確率推定アルゴリズムに基いている。このタ一ポレシ一バでは、非線形処理後に一方のサブチャネルから導出した情報が他方のサブチヤンネルの推定最大事後確率を精練し、同様に、他方のサブチャネルから導出した情報が一方のサブチャンネルの推定最大確率を精練する。

文献 1 ： K.Sathananthan and C.Tellamb ra, Prooability of error calculation of OFDM system with fre quency offset" , IEEE Trans. Commun. Vol.49, No .11, Nov. 2001, ρρ 1884· 1888.

背景技術

(a)周波数オフセットと ICI の関係

帯域を独立の狭帯域である複数のサブパンドに分割し、かつ、サブバンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキヤリァ通信システムにおいて、すなわち、フィルタノくンク変調、 DMT(Piscrete Multitone)変調、 FMT(Filtered Multitone)変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセットの選択は伝統的に、シンボル間干渉（ISI)とチャネル間干渉（ICI)を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。

ドップラーシフ卜がなく、且つ、送受信器間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリ一の復元を保証する。しかし、発振器の不正確なチューニングゃドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スぺクトル漏洩あるいは ICIによる BER劣化を引き起こす。

そのような BERの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセッ卜をできるだけ小さく、具体的には、サブキヤリァ周波数間隔の 1%以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキヤリァ信号を受信する際、ノィズレベルが大きいと、周波数オフセット推定の精度を損なうという問題がある。更に、この方法は、髙速フヱ一ジングチャネルにおいて、すな.わち、ドップラーシフトが伝送シンポルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。

図 1に示すように OFDMの場合、周波数オフセット（チャネル間隔により正規化された周波数オフセット） _αが零であれば、第 1 サブチャネルの伝達関数（ゲイン /周波数特性）は図 1 の実線で示すように、第 2サブチャネル（点線）の中心周波数 f₂において無限の減衰を与える。又、同様に第 2サブチャネルの伝達関数は、第 1 サブチャネルの中心周波数において無限の減衰を与える。すなわち、周波数ォフセット αが零であれば、隣接サブチャネル間に ICI は発生しない。言い換えると、周波数オフセッ卜が零であれば、サブチャネルが直交し、 ICI は完全に存在しない。 . ―

しかし、周波数オフセット αが零でなければ、隣接サブチャネルの各スぺクトルは、図 2において a i、 α 2として明記するように、着目のサブチャンネルにおいて非零の相互ゲインを示す。すなわち、図 2に示すように、周波数オフセットカ S 零でないと、サブチャネル間に ICI (クロストーク）を発生する。 (b)位相オフセットと ICI の関係

現在多く使われているシングルキヤリァ変調方式において、受信機は直交ダゥン変換器（直交復調器）を組み込んでいる。こ.れは HF信号あるいは局部発振器出力を 900だけ位相シフ卜することを必要とする。 RF信号の位相シ.フトは一般に雑音電力ゲインとのトレードオフを伴い、また高速データシステムにおけるワイドバンド信号において RF 信号の位相シフトは困難であり、このため局部発振信号の位相をシフ卜することが望ましい。いずれの場合にも、 900位相シフトのエラーや I, Q 直交信号振幅の不整合は、周波数変換された信号（直交復調信号）のコンステレーションを劣化させ、それにより BERを増加する。図 3は復調された I，Q信号振幅が等しく、且つ、 I，Q 信号の位相が直交している理想の場合であり、図 4 は I，Q 信号振幅が等しくなく、あるいは I, Q信号の位相が直交していない場合（位相エラ一の場合）である。図 4では、 I,Q信号（ I ', Q') の位相が直交していないことにより、あるいは振幅が等しくないことにより、太線 Iq, Qi で示すように ICI 直交成分が発生する。位相オフセットがなく，また RF信号あるいは局部発振信号のいずれかの位相シフトが 900 の場合と同じような品質を維持するためには、位相シフトオフセットは 4〜 7。に維持すべきことは、実験的に判明されている。以上のように、従来の通信システムでは、周波数オフセッ卜や位相エラー、振幅エラー等に起因して ICIが発生し、この ICI により BERが劣化する問題があった。

( c ) 通信システムの一般的なモデル

図 5 は ICI が存在するマルチキヤリァ通信システムあるいはシングルキヤリァ通信システムを説明するための一般的なモデルである。 1、 2 はサブチャネル c l, ch2 の送信装置、 3,4は各サブチャネルの受信装置、 5, 6は各サブチャネルの伝送路、 7, 8はクロストーク係数 α ι、 α ₂をサブチャネル信号 D 1,D2にそれぞれ乗算する乗算器、 9，10は他方のサブチャネルからのクロストーク（ICI)を自分のサブチャネル信号に合成する合成部、 11, 12 はノイズ合成部である。図 5 において、サブチャネル chl,cli2 で伝送されるデータは統計的に独立であり（相関がなく）、サブチャンネル間のクロストーク係数（結合係数）は α 1と a ₂と表記される。

この図 5は、周波数オフセットを有する DMT システムにおける 2つのサブチャネルのモデル及び直交不整合を有するシングルキヤリアシステムにおける 2つのサブチャネルのモデルを示している。図 5がら明らかなように第 1 サブチヤネルから信号は結合係数 _α 1で第 2サブチャネルに漏れ、第 2サブチャネルからの信号は結合係数《 2 で第 1サブチャネルに漏れる。サブチャネル間の周波数直交性により、 r (t)， ii₂(t)として表記されたノイズ成分は統計的に独立である（相関が無い）。

( d ) 技術的課題

図 5のモデルは ICIの原因になる物理プロセスを理解する上で有益である。このモデルを用いていうならば、課題は ICI が発生しても、各サブチャネルの受信信号や送信情報シンボルの値（2 進数であれば符号）を正しく決定できるようにすることである。

受信装置における ICI を緩和する 1つの可能性のある方法は、以下の文献 2で提案されている ICI キャンセルのための判定帰還ィコライザ（DFE)を採用することである。

文献 2:Viterbo and K.Fazel, " Jtiow to combat long echoes in QFDM transmission scheme s : Subchannel equalization or more powerful channel coding," Proc. IEEE Globecom '95, Singapore, Nov. 1995, pp . 2069-2074

ところで、個々の受信装置の出力がハードビッ卜デシジョン（硬判定）の形式であると、サブチャネル間で情報を共有しても、わずかな利点が存在するにすぎない。これは硬判定である DFE の動作範囲を制限する。

以上のアプローチが多くの実際のケースで有効であっても、 ICI の効果を最小化するものであり次善の策である。なぜならば、 ICI には送信シンポルについての情報が含まれているからであり、この ICI に含まれる送信シンボル情報を用いて受信信号を良好に復調できる可能性があるからである。

以上から、本発明の目的は、 ICIが存在する通信システムにおいて該 ICIを利用して BERパフォーマンスを改善することである。

本発明の別の目的は、 IGI を利用した事後確率に基づいて BER を小さくすることである。

発明の開示

本発明は 2つの隣接サブチャネルを介して信号を送受する通信システムであり、 ①隣接する 2つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、②対応する各サブチャネルからの信号をそれぞれ受信し、それぞれ受信データの軟判定を行う受信部を含む受信装置、 ③各受信部における軟判定の対象値を他方の受信部に入力する手段、を備え、一方の受信部は他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。

上記各受信部は、①第 1 のサブチャネルから第 2 のサブチャネルへの第 1 のクロストークパス及び第 2のサブチャネルから第 1のサブチャネルへの第 2のクロストークパスの結合度を考慮して、対応するサブチャネルから受信したデータが 2 値のうち一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、②他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、③該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、を備えている。

又、上記各'受信部は、① 2つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方のサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される参照信号と、 2つのサブチャネル信号で伝送されたデータが異なるとした場合において他方のサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される参照信号とを加減算して第 1、第 2の基準信号を作成する手段、②該第 1、第' 2の基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する第 1、第 2の相関手段、 ③第 2 相関手段の相関結果と他方の受信部から入力する前記軟判定対象値とを加算する加算部、④該加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、 ⑤前記第 1の相関手段の相関結果に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、 ⑥該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部を備えている。

図面の簡単な説明

図 1 は、周波数オフセット αが零であるときの周波数特性ある。

図 2は周波数オフセットが零でないときの周波数特性である。

図 3は復調された I, Q 信号振幅が等しく、且つ、 I,Q 信号の位相が直交している理想の場合の信号べクトル (コンステレーシヨン）説明図である。図 4は I , Q信号振幅が等しくなく、あるいは I , Q信号の位相が直交していない場合の信号べクトル（コンステレーシヨン）説明図である。

図 5は I CI が存在するマルチキャリア通信システムあるいはシングルキヤリァ通信システムを説明するための一般的なモデルである。

図 6は 2つの隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図である。

図 7は本発明の I CI を利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ターボレシーバという）の構成図である。

図 8は非線形ュニットの伝達関数である。

図 9 は α i = a

の場合における本発明レシーバ及ぴ従来のマツチトフィルタレシーバの Eb/NoZ平均 BERパフォーマンス特性図である。

図 1 0は本発明のターポレシーバ及ぴマツチトフィルタペースレシーバの平均 BERパフォーマンスを I CIの結合係数 αの関数とし、且つ Eb/Noをパラメータとして示すものである。

発明を実施するための最良の形態

( A) 本発明の通信システムの全体の構

図 6は 2つの隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図である。隣接サブチャネル ch l, cli2を介してそれぞれ独立にデータを送信する 2 つの送信部 21，22、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う 2 つの受信装置 40、 50、各受信装置の軟判定対象値を他方の受信装置に入力する手段 60 を備えている。一方の受信装置 40 ( 50) は他方の受信装置 50(40)から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの" 0"、 " 1 "を判定する。なお、伝送路の特性として、第 1 のサプチャネル ch lから第 2のサブチャネル ch.2への結合係数 1を有する第 1のクロストークパス、第 2 のサブチャネル cli2 から第 1 のサブチャネル ch lへの第 2のクロストークパスが存在し、これらを符号 31、 3 2で表現する。また、 ICI信号ゃノィズが伝送中に合成されるが、合成を行う部分を符号 33〜34、35~ 36 で表現する。 (B) 受信シンボル復調のアルゴリズム

図 6に示す通信システムにおいて第 1、第 2サブチャネルの受信機が受信シンポルを復調するァルゴリズムについて説明する。

復調アルゴリズムの原理は第 1、第 2 サブチャネルで受信する情報シンボル力 S"〇"（=+l)である事後確率と" 1"(=ー 1)であるかの事後確率の差を示す値 P^Ps を導出することである。というのは、上記の事後確率の差！ >i、P₂を導出できれば、受信情報シンボルが" 0"である力 1"であるか判定することができるか.らである。すなわち、第 1サブチャネルの確率差 Piは、受信情報シンポルが" 0"(=+1)である事後確率と" 1"(=-1)である事後確率の差であるから、 Pi> 0であれば第 1サブチヤネルの受信情報は'' 0", Piく 0であれば第 1サブチャネルの受信情報は" Γであると判定できる。又、同様に、確率差 P₂ は第 2 サブチャネルの受信情報シンボル

― 1)である事後確率の差であるから、 P₂>0 であれば第 2サブチャネルの受信情報は" 0", P₂<0であれば第 2サブチャネルの受信情報は" 1 "であると判定できる。以上から、本発明では、まず事後確率の差を示す値 P^Psを導出する。

バイナリ情報（2値情報）が第 1、第 2サブチャネルを介して信号 S*y(t)として送信されるものとする。なお、 S*ij(t)におけるインデックス i はサブチヤ.ネル番号 ( i =1,2) を示し、インデックス； j はサブチャネル i における情報シンボル Diの符号により決定される。すなわち、

Di=+ 1ならば; j=0

Di=—1ならば j=l (1)

である。以後、表記を簡単にするために、式において S*y (t)の時間依存性を省略する。すなわち、 S*ij (t)を S*ij と表記する。

送信情報シンボル D 、D₂は統計的に独立で（相関がなく）、且つ、等分布された確率変数であるとする。図 6から、第 1、第 2受信機 40,50の入力における ICIの影響を受けた信号は、第 1、第 2サブチャネルで送信された信号 S*^', S*_2j (j = l,2)の線形結合として表現される。 = + 2. ^20， A = + D₂ = +1 ^20 = S;_D + a, . ¾ , D₂ = +LD_X = +1

= S_l*₀ + ₂. Si, , D_t = +1,D₂ = - 1 = S₂*₀ + , . S_n* , A = +1, A = _1

(2) = + α₂. S;_o ,Ό, =-l,D₂ =+1 = S₂*₁ + a, · S_w*, D₂ = -Ι, = +1

S 13 + ₂ - S* D, = -l,D₂ =一 1 S₂₃ = S₂ ^f ₁ + a, · S_u* , D₂ = -1, = -1

ICI の導入後は、（2)式に従って、各サブチャネルの受信機入力における 4つの信号として S ( i =1,2 =0,1,2,3)を使用する。（2)式の'8 における最初のィンデックス i はサブチャネル番号を示し、第 2のィンデッタス〗は、第 1、第 2サブチヤネルにおけるシンボル D1,D2をペア（対）にすることにより決定される信号番号を示す。

以下の①、②を考慮することにより最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、 ①情報信号は符号が反対であり、

S*ll及ぴ S*20 =

- S*2i であるということ、及び②情報シンポルの送信のためにサブチャネル 1、 2 において同一信号が使用され、

であるということ、を考盧することにより、最適受信のァルゴリズムを更に発展することができる。

後者の②は、雨サブチャネルが同じであり、第 1、第 2サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける（2)式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。

[ ₂₂ = -S₂₀ + _x -S_n =一 S. (3) i^UI3 = - 10 - " 2 ·¾) =S_X0

(2)、（3)式より、信号 Sijを受信する事後確率、換言すれば、受信信号が Sijである事後確率 P(Sy/y(t)) は、次式 [ 〃 (り] (4)

により与えられる。ただし、

koは正規化因子、 i はサブチャネル番号（ i =l, 2)、jは信号番号 (j=0, l,2，3)

y(t)は第 i サブチャネルにおいて、 ICIを伴う信号系列とスぺクトルパヮ一強度 Noを有する白色ガウスノイズ n(t)との合成.信号（y(t)= Sij +n(t))、

P_apr(Sij)は受信信号 Sijの事前確率

P(y(t)/ Sij)は条件付き確率であり、受信語が y(t)であった時、送られた符号語が Sijであったという確率、

である。事前確率？₃ (3 )(]'=0, 1, 2, 3)は（2) (3)式ょり（5)式で示すように 2つの隣接サブチャネルの交差積として表現される。

( 5) P_apl. (Sn) - P(S;₀ )

(5)式において、事前確率 P_apr(Sy)は、第 i サブチャネルにおいて番号 j の情報信号 Sijが送信される事前確率（送信確率）である。また、事前確率 P_apr(S*ij)はデータ発生元の銃計に依存し、最も実際的には 1/2に等しいと仮定される。確率； P(S* ) は受信信号 S*y の事後確率で事前確率 P_apr(S* )と異なり、； P(S*ij) « P(S*ij/y(t)) である。これは、白色ノイズ雑音チャネルにおいて P(S*ij)の最も良い推定であろう。この仮定により、（5)式は以下のように書き替えることができる。

あるいは、情報信号 S*y と送信情報信号 Di((l)式参照）との間に直接の関係が存在する時は、（6)式において P(S*ij) «P(Di =;j/y(t))と置き換えることができ、（6)式は次式で表現される。なお、 P(S*ij)は第 i サブチャネル信号 Diが j である確率であり、情報信号 S*ijと送信情報信号 Diとの間に直接の関係が存在する。 ^Pa_pr(Sn) ( 7) Papr(S_l2)

[P_apr(S₁₃)

(7)式において、第 iサブチャネルにおける受信信号 Sijの事前確率 P_apr(Sij)(i =0,l;;j=0,l,2,3) (左辺）は、第 iサブチャネルにおける情報信号 S*ijの送信事前確率 P_apr(S*ij)と隣接チャネルで受信した情報シンボル Dが +1 又は一 1 である事後確率との交差チャネル積（右辺）で表現される。

本発明のターボレシーバ（最尤レシーバ）において、第 i サブチャネルの受信情報シンボル D iの符号は以下のように決定する。すなわち、第 i サブチャネルの受信情報シンボル 0;が+1 である確率 P(D i =+ l/y(t))と、 Diが _1 である確率 P(D； =- l/y(t))をそれぞれ求め、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数 (logarithm)の差と閾値との比較により受信情報シンポル D iの符号を決定する。第 i サブチャネルの受信情報シンポル Diが； j となる事後確率 P(Di =j/y(t))は、 Diが ; jである信号を受信する事後確率として得ることができる。従って、第' 1サブチャネルの受信情報シンボル力

+l/y ;))は以下のように求めることができる。すなわち、（1)、（2)式より、第 1 サブチャネルで" 0"(=+1)の情報シンボルを送信する信号は Sioと Siiであるから、第 1サブチヤネルの受信情報シンボル力

は、信号 Sio と Sii を受信する事後確率の和となり（8a)式で求めることができる。同様に、第 1 サブチャネルの受信情報シンボル Di力

l/y(t)) は（8b)式で求めることができる。 f尸 (A = +l/y(t)) (•8(

ί (Α = -1 X )

(Sb)

(8a)、（8b)式に（4)式を適用すると（ただし ko=lとする）、

となる。更に、（9a), (9b)式に（7)式を代入すると（10)式が導出される

以上は、第 1サブチャネルの場合であるが、第 2サブチャネルにおいても同様になり、第 2 サブチャネルの受信情報シンボル D₂力 0"(=+1)、 "Γ(=— 1)となる事後確率 P(D₂=+l/y(t)；)、 P(D₂=— l/y(t))はそれぞれ以下の（lla)，（llb)〜（13) 式で与えられる。

(13) 以上より、第 1サブチャネルの受信情報シンボルが" 0"(=+l)、 " (=— 1)となる事後確率

並びに第 2サブチャネルの受信情報シンボル D₂ が" 0"(=+1)、 "Γ'(=— 1)となる事後確率 P(D₂=+ l/y(t))、 P(D₂=- l/y(t))が求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数 (logaritliiii) の差と閾値との比較により受信情報シンポルの符号（+1又は一 1)を決定できる。

• 大小比較による判定

第 1サブチャネルの情報シンポルが +1である力 — 1であるかは、まず、 ^{P<D = +1/}；^))を演算し、しかる後、（14a)、（14b)式により判定する。すなわち、 P₍D_l =₊Vy(t_{)) > i}

(A=-i/ )

であれば D i = + 1 と判定し、 +¹ )く i (14b)

(A=-i/ )

であれば D i =— 1であると判定する。

同様に、第 2サブチャネルの情報シンボル Dsが +1であるカ一 1であるかは、まず、 ( ² =+1/ )）を演算し、しかる後、（_14c)、（_14d)式により判定する。すなわ P(D₂ =-l/j(t)) ち、

P(D₂ =₊Vy(t)) _{> 1 (14c)} であれば D₂ = + 1 と判定し、

であれば D₂ =— 1 であると判定する。

. 対数の差による判定

第 1 サブチャネルの情報シンボルが +1 であるカ一 1であるかは、まず、 In P(P_X =+l/y(t))- Ρ(Α =—1/ァ (り）を演算し（Inは e を底とする対数）、しかる後. その正負により判定する。すなわち、

In ( = +1/ (り）一 In P(D_X = -1/γ( ) > 0 (15a)

であれば D = + 1 と判定し、

In Ρφ, = +1/ ）一 In ( = -1/ y(t))く 0 (15b)

であれば Di -— 1であると判定する。同様に、第 2 サブチャネルの情報シンボル D₂が +1であるか、一 1 であるかは、 In P{D₂ =+lly{t))-\n ( ₂ =— 1 (t))を演算し、しかる後、その正負により判定する。すなわち、

In P{D₂ = +1/ (t》— In (D₂ = -l/.y(t)) > 0 (15c) であれば D₂= + 1 と判定し、

In P{D₂ = +1/ (り） - In P(D₂ = -l/y(t))く 0 (l5d)

であれば D₂=— 1 であると判定する。

さて、送信シンポル D ；が銃計的に独立（相関がない）であり、且つ、等分散された確率変数であることから、次式が成立する。

(16)式より、（10a)、（10b)式及ぴ（13a)、（13b)式は（17)、（18)式のようになる

{¹⁸⁾

これら（17)、（18)式を（l⁴a)〜（14d)式の判定式に適用し、且つ、 P(D i = ± l/y(t))におけるが y(t)の表記を省略すると、第 1サブチャネルの判定式は（19)式

= In [P(D₂ = +1) · P{y(t) / S₁₀ ) + (D₂ = -1) · P(y(t) IS_n)]- ln [P(D₂ =+\)-P(y(t)/S_n) + P(D₂ =-l)- P(y(t)l S₁₃)] (19) となり、第 2サブチャネルの判定式は（20)式

P₂= In P(D₂ =+l/y(t))-\n P(D₂=-\I y{t))

= In [ ( =+l)-P(y(t)lS₂₀)+P(D, =-i)-P(y(t)/S₂₁)]- ln [ (A = + l)-P(y(t)/S₂₂) + P(D_l =-l)-P(y(t)/S^)] (20) となる。

ここで、次式 X . X + Y χ-γ

In (e^x+e^r) = +ln 2 + In cosh( ) (21)

2

の代数同一性を考慮して（19)、（20)式の右辺第 1項、第 2項を変形するとそれぞれ以下に示す（22)〜（25)式になる。但し、信号 Sijのエネルギーを E _Sij とし、 E_Sij = τ

j^^. ) ί¾とする。例えば、（22)式は以下のようにして求める。まず、 ⁹)式の右辺第

0

1項に（21)式を適用すると

e^x =P(D₂ =+l).P(y(t)/S₁₀)

e^r ^P(D₂ =-l).P(y(t)/S_n)

となる。上式の両辺の対数を演算することにより

= ln (D₂ =+l) + ln P(y(t)/S_w)

= ln P(D₂ =-l) + ln P(y(t)/S_u) となる。上式で（⁴)式を考慮すれば（ (t)/^ =exp{ -丄 f[ 0- fdt }) 、X,Y

Ν, 0 0

が求まり、この Χ，Υを（21)式の右辺に代入すれば、（22)式が得られる。同様に、（23) 〜（25)式が得られる。

In P(D₁ =+l/y(t)) = ln(P(D₂ =+l)-P(y(t)/S_l0) + P(D₂ =-V)-P(y(t)/S_u)) =

½W Ρ ₂ = + 1) - JV {t)dt + y(t) . S_l0 ( dt - +

0 0 N, oソ

½] In P(D

V

In cos y_z '

T

In cosh-j ₂ lnP( ₂ =-!) + ■S (t)dt- + ln2.

In (A=- 1/ (り) In ( ( ₂ =+l)-P(y(t)/S_n) + P(D₂ = -1) · ( /¾)) =

E

In cosh . In (Z) ■S_u(t)dt-

N₍ J'

In

In P(D₂ =+l/ (t)) =

In P{D₂ =-\/y{t)) =

ln(P(A=+l)-W)/¾) + ^(A =-1)· (Κ /¾)) =

y₂

In In

(19)式に（22)、（23)式を代入すると第 1サブチャネルの判定式より求まる Piは次式となる。但し、（28)式が成立している事実を利用する。 ln _t = In P(D₁ = +1) - ln ^ = -!) =— +

N, o o

又、（20)式に（24)、（45)式を代入すると第 2 サブチャネルの判定式より求まる P₂ は次式となる。

ただし、

(26)式及び（27)式は、（2)、（4)、（14)、（15)式と共に、 ICIを伴ったバイナリ一信号の最適レシーバ構造を定義する。（26)式及ぴ（27)式から判るように、あるサブチャンネルの送信情報シンポル D の符号を判定する時、隣接チャネルの判定情報が使用される。第 1サブチャネルの判定式において、上記判定情報はとして表記され、この P2は第 2 サブチャネルの情報シンポルが +1 である事後確率と、一 1 である事後確率の差を表わしている。これは第 2サブチャネルに対しても当てはまる。すなわち（27)式の判定式は第 1サブチャネルの判定情報を使用している。この判定情報 P iは第 1サプチャネルの情報シンボルが +1 である事後確率と、一 1 である事後確率の差を表わしている。

以上から、（26)式及び（27)式より軟判定対象値である，P2を演算し、しかる後. 軟判定対象値 , P₂の正負により受信シンボルの" 0"、" 1"を判定するようにアルゴリズムを作成する。 ( C ) 本発明の受信装置の構成

図 7は本発明の受信装置、すなわち、 ICI を利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ターボレシーバという）の構成図であり、前述のアルゴリズムを実行する構成を備えている。

本発明のターボレシーバは、サブチャネル毎に、第 1サブチャネル chlの受信部 40 と第 2サブチャネル ch2 の受信部 50 を有している。これら受信部 40, 50は全く同一の構成を備え、一方のチヤ.ネルにおける演算結果 P iが他方のチヤネルのシンボル判定に影響を与えている。

第 1サブチャネル chlの受信装置 40は、大きく分けると相関ュニット（マッチトフィルでも良い） 41、他チャネル判定結果作用部 42、非線形ュニット 43、シンポル判定部 44を具えている。相関ュニット 41の乗算器 41a及ぴ積分器 41bは、判定

2 τ

式である（²⁶)式の右辺第 1項の _>) ）.（^₁₀ )+ ₁ ))^ を演算する部分であり、乗算器 41c及び積分器 41dは、判定式である（26)式の右辺第 2、第 3項の積分部分 s_w (t) - s_u (t))dt を演算する部分である。他チャネル判定結果作用部 ⁴²

2 ^τ

は加算器 42a を具え + - 。(り - S_u (t) tを演算する。非線形ュニット 43

^ 0

は（26)式の右辺第 2、第 3項の In co sh の演算を行う部分であり、加算部 43a, 43b はそれぞれ（26)式の右辺第 2、第 3項の [ ]内の演算をそれぞれ行う。但し、（Esio' - E_su)/No =厶 E している。 In cosh演算部 43c, 43d はそれぞれ（26)式の右辺第 2、第 3項の演算を行い、演算器 43eは In cosh演算部 43cの演算結果から In cosh. 演算部 43dの演算結果を減算して出力する。

シンボル判定部 44の加算器 44aは、相関ュニット 41の積分部分 41b の出力信号と非線形ュニット 43の出力信号を加算して（26)式の演算結果（軟判定対象値） Pi を発生する。判定部 44bは演算結果 Piの正負を判定し、正であれば受信シンボルは" 0"と判定し、負であれば" Γであると判定する。又、シンボル判定部 44 は（26)式の演算結果（軟判定対象値） Piを第 2 サブチャネルの受信装置 50 の他チャネル判定結果作用 54へフィードパックする。一方、第 2サブチャネル ch2の受信装置は 50 も、相関ュニット 51、他チャネル判定結果作用部 52、非線形ュニット 53、シンボル判定部 54 を具えている。相関ュニット 5 1 の乗算器 51 a及び積分器 51b は、判定式である（27)式の右辺第 1項の

— {y(t) - (S₂₀ (t) + S₂₁ (ty)dt を演算する部分であり、乗算器 51c及び積分器 ⁵ l d は、判定式である（²⁷)式の右辺第 ²、第 3項の積分部分二 JV(t) ' (S₂。(t) - S₂₁ (り) Jtを演算する部分である。他チャネル判定結果作用部 52 は加算器 52a を具え、 τ

Ρ +— (V(t) ' (S₂。(t) - S (t))i を演算する。非線形ュニット ⁵³は（²⁷)式の右辺第 ²、 NO .

第 3項の In co shの演算を行う部分であり、加算部 53a, 53bはそれぞれ（27)式の右辺第 2、第 3項の [ ] 内の演算をそれぞれ行う。但し、（E s2o—

Δ Ε としている。 In co sh演算部 53c，53dはそれぞれ（27)式め右辺第 2、第 3項の演算を行い、演算器 53eは hi cosh演算部 53cの演算結果から In co sh.演算部 53dの演算結果を減算して出力する。 .

シンボル判定部 54の加算器 54aは、相関ュニット 51 の積分部分 51¾ の出力信号と非線形ュニット 53の出力信号を加算して（27)式の演算結果（軟判定対象値） P₂ を発生する。判定部 54bは演算結果 P2の正負を判定し、正であれば第 2サブチヤネノレの受信シンボルは" 0"と判定し、負であれば" 1 "であると判定する。又、シンポル判定部 54は（27)式の演算結果（軟判定対象値) P₂を第 1サブチャネルの受信装置 40 の他チャネル判定結果作用 42へフィードパックする。

以上要約すると、受信装置 40、 5Όは、 φ受信信号と前記クロストークパスの結合度 α α ₂を考慮して作成された第 1、第 2 の基準信号との乗算結果を積分して第 1、第 2 の相関値を出力し、 ②ついで、第 2相関値と他方の受信装置から入力する軟判定対象値とを加算し、 ③該加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出し、 ④前記第 1 の相関値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整し、⑤該軟判定対象値に基づいて受信データの" 0"、 " 1"を判定する。

( D ) ターボデコーダとの類似性

上記本発明の受信データの復調アルゴリズムは、下記文献に記述されているターボ符号のタ一ポデコーダに類似している。

文献： .M. C. Valeniti and B .D . Woerner. "Variable latency turbo code s for wirele ss multime dia applications," Proc, Int. Symposium on Turbo codes and Related Topics. , Bre st, France, Sept. 1997, pp216-219.

ターボデコーダとの類似性により、本発明のアルゴリズムをターボレシーバと呼ぶことにする。ターボデコーダにおいては.、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精練する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、一方のサブチヤネルから導き出された情報が、他方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用され、同様に前記他方のサブチャネルから導き出された情報が、前記一方のチヤネルの推定された事後確率を精練するために使用される。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がハードビット判定（硬判定）の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。ハードビット判定は、 ICI キャンセルのために Viterbo and Fazelが既出の文献 2で提案した判定帰還ィコライザに類似する。しかし、ターボデコーダ ffiカは軟判定形式である。同様に本発明における各サブチャネルの受信装置 40, 50の出力 Ρι, Ρ2も軟判定形式の値 (軟判定対象値）あり、後述する作用効果を奏することができる。

これらの構造的類似性は以下の理由による。すなわち、ターボレシーバでは、ターボ符号の場合と同様に、 ICI の存在により、同じ情報が非相関ノイズを有するサブチャネル上を送信されるからである。この非相関ノィズの振る舞いにより、事後確率の推定（あるいは決定の信頼性）を、他サブチャネルから導出した推定事後確率を使って改善することが可能となる。

繰り返しターボデコーダのように、本発明のアルゴリズムは、受信された情報について最終判定を行う前に、 1回以上の繰り返し行う。また、最初のステップ、すなわち、他チャネルからの判定を利用.できないとき、データが等分布確率変数であれば、最初のサブチャネルのために、 P(D₂=+ l/y(t))=l/2、 P(D₂= - l/y(t)) = l/2 と設定することができる。この設定はべス卜の設定である。それゆえ、第 1サブチヤネルの第 1 ステップにおいて、事後確率間の差 P2は零であるとする。第 2 サブチヤネルも同様に考えることにより、

とし、結局、事後確率の差 Ρ は零であるとする。: = P₂=0 として（26)式及び（27)式を計算することは、未知であった第 2 ステップで使用する ϊ^ , P2の最初の発生を意味する。第 2 ステップでは、事後確率を計算す.るために、前ステップで得られた 1^ , P₂を判定式（26)、（27)式に適用する。これにより、 1つのサブチャンネルレシーバの出力は他のレシーバで事前確率として使用される。

( E) 非線形ュニット . 図 7では、白色ガウス雑音のスぺクトルパワー強度 Noで正規化した信号 S io(t) と S u(t)のエネルギー差 Δ Ε を導入し、また、 S*io=S*₂₀及び

であるとして非線形ュニット 43, 53を実現している。すなわち、

とし非線形ュニット 43, 53 を実現している。

ところで、これら非線形ユニット 43, 53は、図 8に示す非線形伝達関数を有するリミッターとして記述することができる。すなわち、非線形ュニット 43, 53は、負入力に対して負の振幅リミット値を示し、正入力に対して正の振幅リミット値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が略直線的関係を備えたリミッターで近似することができる。リミットレベルは SN比や信号 Sio(t)と Sii(t)のェネルギー差 Δ Ε に依存している。このエネルギー差は第 1、第 2サブチャネルの情報シンポル D i，D₂力 + 1, + Γの時のエネルギー（信号 S io(t)のエネルギー）と" +1,— 1" の時のエネルギー（信号 Sii(t)のエネルギー）の差である。図 8には Δ Ε をパラメ一タにした時の非線形ュニッ卜の伝達関数が示されている。

非線形ュニット 43, 53を図 8に示す特性を有するリミツターで近似することにより、構成が簡単になると共に非線形ュニット 43, 53の演算が容易になる。

( F) ノイズィミュニティとシミューレーシヨン結果

本発明の非線形信号処理の有効性を証明するために、古典的なマッチトフィルタレシーバに対してコンピュータシミユーレ一ションを行った。図 9は α ι= α の場合における本発明レシーバ及ぴマツチトフィルタレシーバにおける平均 BERパフォーマンスを、 Eb/Noの関数として示している（シミューレーション結果 Α,Β を参照）。 Eb/No は、 1 ビット当たりの背景雑音電力スぺクトル強度 No に対する平均受信信号エネルギー Eb の比である。また、参考として、 0； ₂ = 0 の I CI が存在しない場合における本発明レシ一パ（従来のマッチトフィルタレシーパに相当）のシミュ一レーシヨン結果（C) を図 9に表示する。更に参考として、 (29)式の公式を使って計算したマッチトフィルタレシーバの I CI が存在しない時の BERシミューレーシヨン結果（D) を表示する。

たたし

である。

コンピュータシミユーレーションにより得られた BER パフォーマンスと（29) 式で計算された BER パフォーマンスとはかなり良く一致している。又、図 9のプロットから明らかなように ICI が存在しななければ、本発明レシーバの BER は、従来のマッチトフィルタベースレシーバの（29)式で得られた BER と差異がない。尚、後者の BER は図 9で" Reference"として示している。又、 ICI が存在する場合 ( α ι = α 2=0.25 の場合）、非線形処理をしない従来のデパイスは本発明のレシ一バょり性能が劣っており、特に高い Eb/No において顕著であることがシミユーレーション結果より判る。

図 10 は本発明のターボレシ一バ及ぴマッチトフイノレタベースレシーバの平均 BERパフォーマンスを ICIの結合係数 αの関数とし、且つ Eb/Noをパラメータとして示すものである。図 10において、マッチトフィルタレシーバのポイントは三角形であり、サフィックス MFを有している。プロッ卜から明らかなように、本発明のターボレシーバは I CI 結合係数 αの広い範囲に渡って良好な BERパフォーマンスを与える。しかし、図 10の最大の BERの改善は、大きな Eb/Noの場合である。

以上のような振る舞いは以下のように説明される。すなわち、低い Eb/No の場合には入力ノィズが本発明の推定事後確率の改善のために機能する ICIを支配し、データの信頼性を損なう。一方、十分に Eb/Noが大きい場合には逆に、 ICIがノィズを支配する。かかる場合、レシーバは非線形信号処理の利点を発揮することにより I CI効果を和らげつつ BER を改善する。以上のことは BER のかなりの改善が達成される αの範囲でいえることである。相対的に ICI結合が小さい場合（αく 0.3), メィンサプチャネルからの信号は他サブチャネルにおいて送信された信号を歪ませる。しかし、この歪はそれほど強くなく、隣接チャネルで送信されたデータを、信頼を持って推定することはなお可能である。この隣接サブチャネルにおける推定はメインサブチャネルの事後確率推定のために後に採用される。又、同様にメインサブチャネルにおける推定は他の隣接サブチャネルの事後確率推定のために後で採用される。 _αを更に増加することにより、隣接サブチャネルの信号をより強く歪. ませ、そのため、全ての推定は非常に信頼できなくなる。この事実は図 10に反映されている。すなわち、 αがある値を越えると、BERパフォーマンスは ICI結合係数が大きくなるに従ってかなり悪くなり始める。本発明のレシーバは、上記のプロセスに対して知的に動作する。すなわち、ノィズレベル Noや ICI結合係数 α ( Δ Ε-4 α )に応じて非線形ュニットの伝達関数の係数を調整する。

以上、マルチ及びシングルキヤリア通信システムにおいて、 2つの隣接サプチヤネルにおける ICI の効果を検討した。従来のマッチトフィルタレシーバのパフォ一マンスは隣接サブチャネルの結合が増大するに連れて急速に劣化する。これは、非符号化あるいは符号化システムにおける BERを增加する。

本発明は推定事後確率に基づいたレシーバである。このレシーバは各サブチヤネルのレシーバが隣接サブチャネルのレシーバに情報を渡すターボレシーバであり、順番に、隣接サブチャネルのレシーバにより導かれた情報を使って推定された事後確率を精練する。

このため、本発明のターボレシーバは従来のマッチトフィルタレシーバに比べて BERパフォーマンスをかなり改善することができる。これは非線形信号処理が、事後確率を最大にする.ために隣接サブチャネルで得られた情報を利用するからである。最も大きな BERの改善は、 ICIがガウスノィズを支配する高 S/N比ェリァにおいて生じる。シミユーレーション結果によれば、本発明のターボレシーバは ICI結合係数のかなり広い範囲に渡って良好なパフォーマンスを達成できる。

Claims

請求の範囲

1 . 隣接する 2つのサブチャネルを介して信号を送受する通信システムにおいて、

隣接する 2つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、

対応する各サブチャネルからの信号をそれぞれ受信し、それぞれ受信データの軟判定を行う受信部を含む受信装置、

各受信部における軟判定の対象値を他方の受信部に入力する手段、

を備え、一方の受信部は他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する、ことを特徴とする通信システム。

2 . 前記各受信部は、

第 1 のサブチャネルから第 2のサブチャネルへの第 1のクロストークパス及び第 2のサブチヤネノレから第 1のサブチヤネノレへの第 2のクロストークパスの結合度を考慮して、対^するサブチャネルから受信したデータが 2 値のうち一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、

他方の受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、

該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部

を備'えたことを特徴とする請求項 1記載の通信システム。

3 . 前記各受信部は、

2つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方のサブチャネルからのクロ'ストークを考慮して計算される参照信号と、 2つのサブチャネル信号で伝送されたデータが異なるとした場合において他方のサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される参照信号とを加減算して第 1、第 2 の基準信号を作成する手段、

該第 1、第 2 の基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する第 1、第 2の相関手段、

第 2相関手段の相関結果と他方の受信部から入力する前記軟判定対象値とを加算する加算部、

該加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、

前記第 1の相関手段の相関結果に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整 ^_部、

該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部

を備えたことを特徴とする請求項 1記載の通信システム。

4 . 前記軟判定対象値はサブチャネルから受信したデータが 2値のうち一方であるある確率と他方である確率との差である請求項 1又は 3記載の通信システム _t

5 . チャネル間干渉を有する隣接サブチャネルのそれぞれを介して独立に送信されたデータをサブチャネル毎に受信する通信システムにおける受信装置において、

チャネル間の結合度を考慮して、サブチャネルから受信したデータが 2 値のうち一方であるある確率と他方である確率との差を軟判定対象値として演算し、かつ、他方の受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、該自身の軟判定対象値を調整して出力する軟判定対象値出力手段、

該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、

を備えたことを特徴とする受信装置。

6 . 前記軟判定対象値出力手段は、

2つのサブチヤネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方のサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される参照信号と、 2つのサブチャネル信号で伝送されたデータが異なるとした場合において他方のサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される参照信号とを加減算して第 1、第 2の基準信号を作成する手段、

第 2相関手段の相関結果と他方の受信装置から入力する前記軟判定対象値とをカロ算する加算部、

前記第 1の相関手段の相関結果に前記調整値を加えて軟判定対象値を調整する調整部、

を備えたことを特徴とする請求項 4記載の受信装置。

7 . 前記調整値算出手段を、負入力に対して負の振幅リミツト値を示し、正入力に対して正の振幅リミツト値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が直線的関係を備えた非線形ュニットで構成することを特徴とする請求項 6記載の受信

8 . 両サブチャネルに + 1、+ 1 を送出した時の信号と両サブチャネルに + 1、- 1 を送出した時の信号のエネルギー差に基づいて前記振幅リミツト値を制御することを特徴とする請求項 7記載の受信装置。