WO2003103168A1

WO2003103168A1 - キャリアセンス多重接続方式の受信機とその干渉抑圧方法

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Publication number: WO2003103168A1
Application number: PCT/JP2003/006527
Authority: WO
Inventors: 拓志望月
Original assignee: 日本電気株式会社
Priority date: 2002-05-27
Filing date: 2003-05-26
Publication date: 2003-12-11
Also published as: JP3465707B1; CN103368591A; KR20050005494A; US20060154628A1; TWI228881B; NO20045653L; US8761704B2; KR100628904B1; CN1708912A; CA2486797A1; JP2003347946A; EP1508973A1; TW200307402A; EP1508973A4; EP1508973B1

Abstract

変調送受信波の占有帯域幅や変調サイドローブが広く周波数チャネル間隔が狭い過酷な周波数配置上で運用されるキャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドパケット無線通信システムにおいて、隣接する複数の周波数セル境界領域近傍付近に存在する各セルにそれぞれ個別に帰属した複数の端末間での互いの受信隣接チャネル干渉特性を改善する。　ＲＳＳＩ系には狭帯域チャネルフィルタリング（１チャネル占有帯域幅相当より狭帯域なフィルタ（ＢＰＦあるいはＬＰＦ））を、受信復調系には広帯域チャネルフィルタリング（１チャネル占有帯域幅相当以上のパスバンドを有する広帯域フィルタ（ＢＰＦあるいはＬＰＦ））を個別に施す。

Description

明細書キヤリアセンス多重接続方式の受信機とその干渉抑圧方法技術分野

本発明は、キヤリアセンス多重接続方式の受信機とその干渉抑圧方法に関し、特に、複数の基地局間や端末間での互いの隣接チャネル干渉特性を改善できる受信機とその干渉抑圧方法である。従来技術

I E E E 8 0 2. 1 1 a等の無線 LANに代表されるキャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードパンドバケツト無線通信システムを設計 ·構築する上で、特に広範囲の地域にわたって安定したスループットを確保しながら全体収容能力を高めていく置局設計が重要になる。

このような置局設計を行う場合、マルチクラスタ一構成における複数周波数チャネルを有するセルの繰り返し設計は、同一チャネル干渉等に注意を払いながら効率的に面配備を行い、順次無線ゾーンを拡張するようにしている。

この方法で各国指定の利用可能周波数帯域の有効利用を最大限に図ろうとすると、セル繰り返しの配置場所によっては隣接同士のセルにおいて隣接周波数チャネルまたは次隣接周波数チャネルといつた周波数位置関係になるセル配置が必ず発生し得る。

図 1は、この様な周波数セル関係から生じる問題点説明のためのシステム全体構成図である。図 1に示すように、自チャネル基地局（AP : A c c e s s P o i n t ) 2 2は自チャネルセルとしてのサービスエリア 2 0を確保しており、隣接チャネル基地局（AP ： A c c e s s P 0 i n t ) 2 3は隣接チャネルセルとしてのサービスエリア 2 1を確保している。

また、自チャネルサービスエリア 2 0と隣接チャネルサービスエリア 2 1の二つのセル境界領域近傍付近に存在する端末 2 4と端末 2 5は、それぞれ端末 2 4 は自チャネル基地局と、端末 2 5は隣接チャネル基地局と接続されて通信しており、端末 2 4と端末 2 5の二つの端末同士の距離は近く、そして各基地局と端末 2 4及び端末 2 5の距離は遠く離れた位置関係にある。

このような端末 2 4と端末 2 5は最低感度の受信と最大出力の送信に近い状況でそれぞれ各基地局と通信を行っており、ある時間的タイミングでは自チャネル受信中の端末 2 4は他端末 2 5の隣接周波数チャネル送信による干渉妨害を受けて受信不能となる事が懸念される。

そして、互いの送受信が時間的な相関なく非同期に行われる場合、送受信干渉の加害もしくは被害が逆にもなり得るため、結局このようなセル境界領域近傍付近では相互セル共に不感地域となり、セル間の通信不能領域が増加してしまうことから通信セル総合面積自体の縮小、全体システムとしての収容領域や収容能力の低下、並びにスループットの低下を招いてしまい、自システム内の干渉で自システムを潰すと言う最悪の結果が考えられる。

従って、このような事態に陥らせないための送受信機設計としては、送信側は隣接チャネル漏洩電力やスぺクトラムマスクの改善が所望され、受信側としては隣接チヤネル受信干渉耐性を高める高選択度設計が必須となる。

I E E E 8 0 2. 1 1 a等の無線 LANに代表されるキャリアセンス多重接続方式を特徴とする無線通信システムは、扱うデータレートも高いブロードバンド対応であり、変調送受信波の占有帯域幅はかなり大きく、その変調サイドロープも広がっており、かつ限られた周波数資源を有効に使用するためにぎりぎりまで周波数チャネル間隔を狭めて収容能力を高めていることから、高レベルの隣接チャネル干渉信号が混信してきた場合の排除能力をどのように高めるかが無線通信システム全体の優劣を決めることになる。即ち、この点が無線回路設計上でも最大の技術的キ一ボイントとなってくる。

以上の説明は、端末間で発生する隣接チャネル干渉受信問題であつたが、同様の隣接チャネル干渉受信問題が基地局（AP ： A c c e s s P o i n t ) 間でも発生する可能性がある。

これは、基地局の収容能力だけを 2倍に（または複数倍に）引き上げるために同一サービスエリア内に二つの（または複数の）チャネル周波数セルを設置した場合に発生すると考えられる。この場合は、ほぼ同一のサービスエリア内に二つの（または複数の）基地局が近接して設置されるため、この基地局間において隣接周波数チャネルまたは次隣接周波数チャネルといつた周波数位置関係になるセル配置が必ず発生し得る。

このような事例では当然ながら二つの基地局にそれぞれ帰属した端末間で、その位置によって隣接チャネル干渉が発生する上、これらの基地局間でも、その置局した位置関係で固定的に常時隣接チャネル干渉問題が発生する。従って、これ以降の受信機のプロック構成説明や動作説明は端末並びに基地局における受信機に適応するものとする。

このようなキヤリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードパンドバケツト無線通信システムで用いられる従来の受信機におけるブロック構成を図 2 (従来例 1)、図 3 (従来例 2)に示す。図 2に示すように、従来例 1の受信機構成は、無線周波数信号をアンテナ 1で受信し、切替器 2を経由して低雑音増幅器（LN A) 3で増幅し、この増幅された受信信号と局部発信器（LO) 5出力とを混合器（MIXER) 4に入力して周波数変換を行う。

このようなスーパ一ヘテロダイン方式により変換された n次 I F信号は、 I F サンプリングした後ディジタル同期検波処理を行うか、もしくはアナログ準同期検波により IZQ分離してから A/D (アナログ/ディジタル）変換処理を行つており、ここではチャネル選択度特性を確保するために n次 I F部に変調占有帯域幅 1チャネル（パスバンド）以上の広帯域性を持った帯域固定型の n次 I F帯バンドバスフィルタ（BPF) 6を挿入させて隣接受信チャネルを抑圧している。この BPF 6出力は受信バケツト信号の先頭をキャリアセンスする受信電界強度検出器（RSSI) 8と、復調器（DEMO) 9へと接続される。なお、 RS S I 8出力はキャリアセンス判定器（CS) 10に送られ、キャリアセンス判定器（CS) 1 Qはキャリアセンス ONとなったら DEMO 9に対して復調動作開始指令を送る。

次に、図 3に示すように、従来例 2の受信機構成は、無線周波数信号をアンテナ 1で受信し、切替器 2を経由して LN A 3で増幅し、この増幅された受信信号と L05出力とを混合器 4 (MIXER) と混合器 11 (MIXER) に入力して直接ベースバンド帯域に周波数変換する。このようなダイレクトコンパ一ジョン方式により変換されたベースパンド帯域信号は、直交検波（IZQ直交復調 '準同期検波）するようになつており、チヤネル選択度特性を確保するためにベースパンド I /Q部にそれぞれ変調占有帯域幅 1チャネル相当（パスバンド-変調占有帯域幅の 1Z2) 以上のカットオフ周波数を持った帯域固定型のローパスフィルタ（LPF) 12とローパスフィルタ (LPF) 13を挿入させて（ゼロ I Fの場合は LP Fカットオフ周波数 = 1チャネルの半分以上）隣接チャネル干渉波を抑圧している。

この I/Qそれぞれの LPF 12及び LP F 13出力は受信バケツト信号の先頭をキャリアセンスする RSS I 8と、 DEM09へと接続される。なお、 RS S I 8出力は CS 10に送られ、 CS 10はキャリアセンス ONとなったら DE MO 9に対して復調動作開始指令を送る。

なお、この場合の LPFは、 I Fサンプリングとディジタル同期検波の後のディジタルベースバンド I/Qパスに搭載するディジタル LPFとしても良いし、アナログ準同期検波後から A/D変換に入力されるまでのアナログ I/Qベースバンドパスに実装するアナログ LP Fとしても良い。さらには上記ディジタル L P Fとアナログ L P F双方を設けて、選択度をそれぞれの L P Fに配分する構成としても良い。

図 4は、受信電界強度検出器（RSS I) 8と復調器（DEMO) 9とキヤリアセンス判定器 (CS) 10とで構成される従来のキャリアセンス多重接続方式の受信動作説明図である。図 4に示すように、受信パケット信号の先頭部分（プリアンブル）の信号波入力に伴い RSS I 8において、時間波形的に忠実に受信電界強度電圧が検出され（ステップ 100)、この RSS I検出出力は CS 10 において平均化処理演算を施された後、キヤリアセンスしきい値と比較判定され、最低受信感度レベルに匹敵する予め設定されたしきい値以上と判定された場合、 "キャリアセンス ON" と認知され（ステップ 101) 、この CS 10におけるキャリアセンス 0 N判定結果により復調動作開始指令を D EM09へ送り（ステップ 102) 、復調動作開始指令を受け取った DEM09は、復調動作を開始させる（ステップ 103) 。発明が解決しょうとする課題

ここで上記 2つの従来例における隣接チャネル干渉時の問題点を次に説明する。変調送受信波の占有帯域幅や変調サイドロープが広く、かつ周波数チャネル間隔が狭い過酷な周波数配置上で運用されるようなキヤリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードパンドバケツト無線通信システムにおいて、上記従来例と同じ構成を採用した場合、受信バケツト信号の先頭をキャリアセンスする R S S I 8 へ接続される受信信号と、 D E M 09へ接続される受信信号は共に帯域固定型のチャネルフィルタリングを施しており、この帯域特性としては受信 1チャネルを格納し、切り出すために十分広いパスパンドが確保されていることから、自チヤネルの送受信のみで隣接チャネル干渉が無い場合は、問題なく自チヤネル受信波の R S S I出力で "キャリアセンス ON" が検出でき、通常の復調動作処理に進むことになる。

しかしながら、高レベルの隣接チヤネル干渉が存在する無線環境の場合は自チャネル受信において題が発生する。本発明におけるキャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドバケツト無線通信システムでは、変調送受信波の占有帯域幅や変調サイドロ一ブは広くなつており、さらに狭 V、チヤネル間隔で周波数配置を行って運用しているため、自チャネル受信待ち受け時（R S S I検出動作継続時）において、既に隣接チャネル干渉波の両サイド隣接漏洩電カスペクトラムが自チヤネルの帯域制限フィルタリングの中に大きく漏洩することが発生する。

この結果、一旦漏れ込んでしまつた隣接チャネル干渉波のパヮ一はもはや待ち受け受信システム上弁別できないため、この不要な漏洩隣接チャネル干渉パヮ一は R S S I 8から C S 1 0に伝達処理される。そして機能的にはパワー比較でしか判定を許されていない I E E E 8 0 2. 1 1 aのような高速無線通信標準化システムでのキヤリアセンス判定器のプリアンブル処理手順においては、自チヤネルのキャリアセンスとなんら見分けがつかなく "キャリアセンス ON" と誤判定されてしまうことになる。

従って、この高いレベルの隣接チャネル干渉波入力での誤キヤリアセンス開始に引き続き、次の受信処理イベントである受信復調処理での誤動作へと移行してしまうことになり、誤った受信復調処理が行われている間（後々の受信フレーム構成時になつて始めて誤りである事を認知して偽データを廃棄してしまうまでの間）の受信機会損失が大きく露呈してしまい、自チャネル受信でのキャリアセンスから正規復調開始へ移行する確率は極端に下がつてしまう問題点があつた。即ち、システム全体としてはばらつきのあるエリアカバレッジとなり、収容能力低下や低スループット、間断のないセル配置が困難な状況を招いていた。

本発明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、変調送受信波の占有帯域幅や変調サイドローブが広く周波数チャネル間隔が狭い過酷な周波数配置上で運用されるキヤリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドバケツト無線通信システムにおいて、複数の基地局間や端末間での互いの受信隣接チャネル干渉特性を改善することにある。発明の開示

上記の課題を解決するためになされた本発明は、キヤリアセンス多重接続方式のパケット無線通信システムにおける受信機において、受信信号の電界強度検出手段に対しては狭帯域フィルタリングを実施し、受信信号の復調手段に対しては広帯域フィルタリングを実施することを具備させる。

即ち、受信電界強度検出動作において狭帯域フィルタリングを行うことにより、自チャネル受信パワー成分に比べて隣接チャネル干渉波パワー成分を低減させることが可能になり、正しい受信復調動作を実現することができる。

また、キャリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるスーパーへテロダイン方式の受信機において、無線周波数から中間周波数に変換された受信信号に対して狭帯域パンドバスフィルタを挿入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキヤリアセンス判定を行い、当該判定結果からキヤリアと認定された場合に前記中間周波数に変換された受信信号に対して広帯域バンドパスフィルタを挿入して復調することを具備させる。

また、キャリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるダイレクトコンパージョン方式乃至はスーパーヘテロダイン方式で I ZQベースバンドィンターフェ一スを有する受信機において、無線周波数からべ一スパンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域口一パスフィルタを挿入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキャリアセンス判定を行い、当該判定結果からキャリアと認定された場合に前記ベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域口一パスフィルタを揷入して復調することを具備させる。

また、キャリアセンス多重接続方式のパケット無線通信システムにおけるスーパーへテロダイン方式の受信機において、無線周波数から中間周波数に変換された受信信号に対して狭帯域特性に制御された帯域可変型バンドバスフィルタを揷入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキャリアセンス判定を行い、当該判定結果からキヤリアと認定された場合に前記中間周波数に変換された受信信号に対して広帯域特性に制御された帯域可変型バンドパスフィルタを挿入して復調することを具備させる。

また、キャリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるダイレクトコンパージョン方式乃至はスーパーヘテロダイン方式で I ZQベースバンドインターフヱースを有する受信機において、無線周波数からべ一スバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域特性に制御された帯域可変型ローバスフィルタを挿入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキャリアセンス判定を行い、当該判定結果からキャリアと認定された場合に前記ベースパンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域特性に制御された帯域可変型口一パスフィルタを挿入して復調することを具備させる。

また、前記帯域可変型バンドノスフィルタ及び帯域可変型ローパスフィル夕は、初期状態には狭帯域特性に制御され、キヤリアセンス判定結果からキヤリアと認定されたタイミングに合わせて狭帯域特性から広帯域特性に制御されることを具備させる。

また、前記狭帯域特性のパンドパスフィルタは、変調占有帯域幅 1チャネル未満の狭帯域性を有し、前記広帯域特性のパンドパスフィルタは、変調占有帯域幅 1チヤネル以上の広帯域性を有することを具備させる。

また、前記狭帯域特性の口一パスフィルタは、変調占有帯域幅 1 /2チャネル未満の狭帯域性を有し、前記広帯域特性のローパスフィルタは、変調占有帯域幅 1 / 2チヤネル以上の広帯域性を有することを具備させる。図面の簡単な説明

図 1は、隣接周波数チャネルとなるセル関係から生じる問題点説明のためのシステム全体構成図である。

図 2は、キャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドバケツト無線通信システムで用いられる従来の受信機におけるプロック構成図（従来例 1 ) である。

図 3は、キャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードパンドバケツト無線通信システムで用いられる従来の受信機におけるブロック構成図（従来例 2) である。

図 4は、受信電界強度検出器（R S S I ) 8と復調器（D EMO) 9とキヤリアセンス判定器（C S) 1 0とで構成される従来のキャリアセンス多重接続方式の受信動作説明図である。

図 5は、実施例 1を構成しているキヤリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドバケツト無線通信システムで用いられる受信機のプロック構成図である。

図 6は、図 1の構成に基づいたキヤリアセンス多重接続方式を特徴とするプロ一ドバンドバケツト無線通信システムで用いられる受信機の動作説明図である。図 7は、実施例 2を構成しているキャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドバケツト無線通信システムで用いられる受信機のブロック構成図である。

図 8は、実施例 3を構成しているキャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドバケツト無線通信システムで用いられる他の受信機のプロック構成図である。

図 9は、実施例 4を構成しているキヤリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードパンドバケツト無線通信システムで用いられる受信機のブロック構成図である。

なお、符号 1は、アンテナである。符号 2は、切替器である。符号 3は、低雑音増幅器（LNA) である。符号 4、 1 1は、混合器（M I X E R) である。符号 5は、局部発信器（LO) である。符号 6は、広帯域固定型の n次 I F帯バンドバスフィルタ（BPF) である。符号 7は、狭帯域固定型の n次 IF帯バンドパスフィルタ（BPF) である。符号 8は、受信電界強度検出器（RSS I) である。符号 9は、復調器（DEMO) である。符号 10は、キャリアセンス判定器（CS)である。符号 12、 13は、広帯域固定型ローパスフィルタ（LPF) である。符号 14、 15は、狭帯域固定型ローパスフィルタ（LPF) である。符号 16は、帯域可変型 n次 I F帯バンドパスフィルタ（BPF) である。符号 17、 18は、帯域可変型口一パスフィルタ（LPF) である。符号 20は、自チャネルセルサービスエリアである。符号 21は、隣接チャネルセルサービスェリアである。符号 22は、自チャネル基地局（AP： Acces sPo i nt) である。符号 23は、隣接チャネル基地局（AP： AccessPo i nt) である。符号 24、 25は、端末である。発明を実施するための最良の形態

以下に図面を参照しつつ、本発明の実施の形態（実施例 1) を説明する。図 5 は、実施例 1を構成しているキャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドバケツト無線通信システムで用いられる受信機のブロック構成図である。図 5に示すように、本発明の受信機構成は、無線周波数信号をアンテナ 1で受信し、切替器 2を経由して低雑音増幅器（LNA) 3で増幅し、この増幅された受信信号と局部発信器（LO) 5出力とを混合器 (MIXER) 4に入力して周波数変換を行う。

このようなスーパーヘテロダイン方式により変換された n次 I F信号は、 I F サンプリングした後ディジタル同期検波処理を行うか、もしくはアナログ準同期検波によりアナログベースバンドに直交復調してから A/D (アナログ Zディジタル）変換処理を行っており、ここではチャネル選択度特性を確保するために n 次 I F部に変調占有帯域幅 1チャネル（パスパンド）以上の広帯域性を持った帯域固定型の n次 IF帯バンドパスフィルタ（BPF) 6を挿入させて隣接受信チャネルを抑圧しており、この BPF 6出力は復調器（DEMO) 9へと接続される。また、帯域固定型の n次 I F帯パンドパスフィルタ（BPF) 6の出力は変調占有帯域幅 1チャネル（パスバンド）未満の狭帯域性を持った帯域固定型の n次 IF帯バンドパスフィルタ（BPF) 7を挿入させて受信パケット先頭をキヤリアセンスする受信電界強度検出器（RSS I) 8へと接続され、 RSS I 8出力はキャリアセンス判定器（CS) 10に送られ、 CS 10はキャリアセンス ON となったら D EMO 9に対して復調動作開始指令を送る。

なお、上記の狭帯域固定型 n次 I F帯 BPF7の入力は、広帯域固定型 n次 I F帯 BPF 6の出力以外に直接 n次 I F信号を入力する構成としてもよい。図 6は、図 5の構成に基づ、たキャリアセンス多重接続方式を特徴とするプロ ―ドパンドバケツト無線通信システムで用いられる受信機の動作説明図である。ここで図 6に示す模式図①は、図 1で示したの隣接周波数セル境界領域内での隣接チャネル干渉状況を受信レベルとして模式ィ匕したものであり、実線は自チヤネ受信信号 ) の受信スペクトラムを、破線は高レベルの隣接チャネル干渉信号

(b) の受信スペクトラムを表している。

図 6の模式図①に示すように、周波数スぺクトラム自身がそもそも拡散していること並びに周波数アサイン間隔が狭間隔であるがゆえに、 RSS I系と受信復調系のチヤネル帯域制限前において、広帯域に広がる隣接チヤネル干渉波のサィドローブパワーが既に自チャネル帯域内に漏洩している状況を図示している。即ち、この状況のまま RS S I系と受信復調系の両方を 1チャネル以上の広いパスパンド特性で帯域制限していたのが従来例でのフィルタリング動作であり、この場合、既に漏洩してしまった隣接チャネル干渉波パワーが RSS I系へ支配的に到達し、この隣接チャネル干渉波による RS S I検出レベルによって誤ったキヤリアセンスをしてしまうことにより受信誤動作が開始してしまい、その後の受信バケツト先頭でのプリアンブル処理（AFC ·位相同期ゃタイミング検出）もことごとく誤ってしまい、この結果正規の受信機会も損なわれていた。

これに対して図 6の模式図②に示すように、 RSS I受信系におけるフィルタリング処理において、変調占有帯域幅 1チャネル（パスパンド）未満の狭帯域性を持った帯域固定型の n次 I F帯 B PF7を用いて狭帯域フィルタリングを行うことにより、自チヤネル受信パヮ一成分に比べて隣接チャネル干渉波パヮ一成分を低減させることが可能になり、正しい受信電界強度検出動作並びにキャリアセンス判定動作が実現できる。

即ち、本発明を用いることにより、従来例より隣接チャネル干渉波入力が高くてもキヤリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンド ·バケツト無線通信システムにおいての自チヤネル受信は可能となり、より隣接チャネル干渉波に対する耐性の高 V、システム構築ができることになる。

なお、図 6の模式図③に示すように、復調受信系における自チャネルフィルタリング処理は、従来同様に変調占有帯域幅 1チャネル（パスバンド）以上の広帯域性を持った帯域固定型の n次 I F帯 B P F 6を用いている。

これは、前記したように隣接チャネル干渉波による R S S I系支配度を弱めるために装備した狭帯域フィルタリングによって、自チャネルでのキヤリアセンスの成功率向上と共に正規のタイミングで自チャネルのバケツト先頭（=プリアンブル内）での必要復調動作を開始できる頻度が高められている。更に正規の復調動作が開始されれば復調系に装備された広帯域フィルタによって、通常通りの C ノ (N+ I ) 比で定まるエラーレートで自チャネル受信を実現ことができ、隣接チャネル受信干渉を受けつつもそれに耐えながら適度な通信品質を効果的に持続することが可能になる。

ここで、上記のエラーレートにおける記号の意味は、広帯域フィルタリングで切り取られる自チヤネル受信波成分パヮーを Cとし、受信系総合ノイズパワーを Nとし、隣接チャネル干渉波が自チャネルに漏れこむパワーを Iとしている。なお勿論、本発明によれば、隣接チャネル干渉波が低い場合、または隣接チヤネル干渉波がない場合にも従来例に比べて同等以上の自チヤネル受信性能が望めることは言うまでもない。

次に、本発明の他の実施形態（実施例 2) を説明する。図 7は、実施例 2を構成しているキヤリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードパンドバケツト無線通信システムで用いられる受信機のブロック構成図である。図 7に示すように、本発明の受信機構成は、無線周波数信号をアンテナ 1で受信し、切替器 2を経由して低雑音増幅器 (LNA) 3で増幅し、この増幅された受信信号と局部発信器

(L O) 5出力とを混合器 4 (M I XE R) と混合器 1 1 (M I X E R) に入力して直接べ一スパンド帯域に周波数変換する。

このようなダイレクトコンバージョン方式により変換されたベースバンド帯域信号は、直交検波（IZQ直交復調 ·準同期検波）するようになつており、チヤネル選択度特性を確保するためにベースパンド I/Q部にそれぞれ変調占有帯域幅 1チャネル相当（パスバンド =変調占有帯域幅の 1/2) 以上のカットオフ周波数を持った広帯域の帯域固定型ローパスフィルタ（LPF) 12と帯域固定型口一パスフィル夕（LPF) 13を揷入させて隣接チャネル干渉波を抑圧しており、この IZQそれぞれの LPF 12及び LP F 13出力は復調器 (DEMO) 9へと接続される。

また、ベースバンド I/Q部の帯域固定型ローパスフィルタ（LPF) 12と帯域固定型ローパスフィルタ（LPF) 13の出力は変調占有帯域幅 1チャネル相当（パスバンド-変調占有帯域幅の 1/2) 未満のカットオフ周波数を持った狭帯域性の帯域固定型ローパスフィルタ（LPF) 14と帯域固定型ローバスフィルタ（LPF) 15を揷入させて受信パケット信号の先頭をキャリアセンスする受信電界強度検出器（RSS I) 8へと接続され、 RSS I 8出力はキャリアセンス判定器（CS) 10に送られ、キャリアセンス判定器（CS) 10はキヤリアセンス 0 Nとなったら D E M 09に対して復調動作開始指令を送る。

なお、上記の狭帯域固定型 L PF14と LPF15の入力は、広帯域固定型 L PF 12と LPF 13の出力以外に直接ベースバンド帯域信号を入力する構成としてもよい。

即ち、実施例 2の回路構成の特徴は、ダイレクトコンパージョン方式の受信機構成で、 R S S I系には狭帯域チャネルフィルタリング（ 1チャネル占有帯域幅の 1 2未満のパスバンドを有する狭帯域 LP F) を、受信復調系には広帯域チャネルフィルタリング（1チャネル占有帯域幅の 1/2以上のパスバンドを有する広帯域 L P F) を個別に施すフィルタ配備を行うことにある。

この結果、実施例 1と同じように隣接チャネル干渉波による RSS I系支配度を弱めるために装備した狭帯域フィルタリングによって、自チヤネルでのキャリアセンスの成功率向上と共に正規のタイミングで自チャネルのバケツト先頭（=

'内）での必要復調動作を開始できる頻度も高められている。更に正規の復調動作が開始されれば復調系に装備された広帯域フィルタによって、通常通りの (N+ I) 比で定まるエラーレートで自チャネル受信を実現ことができ、隣接チャネル干渉を受けつつもそれに耐えながら適度な通信品質を効果的に持続することが可能になる。

なお、本発明の実施例 1におけるスーパ一ヘテロダイン方式の受信機において、 n次 I F信号をアナログ準同期検波して I/Qベースバンドィンタフヱ一スを有する場合は、実施例 2と同様にベースバンド I /Q部にそれぞれ変調占有帯域幅 1チャネル相当（パスバンド =変調占有帯域幅の 1 2) 以上のカットオフ周波数を持った広帯域の帯域固定型ローパスフィルタ（LPF) 12と帯域固定型口一パスフィルタ（LPF) 13を挿入させて復調器（DEMO) 9に接続している。さらにこの帯域固定型口一パスフィルタ（LPF) 12と帯域固定型ローバスフィルタ（LPF) 13の出力は変調占有帯域幅 1チャネル相当（パスバンド =変調占有帯域幅の 1Z2) 未満のカツトオフ周波数を持った狭帯域性の帯域固定型ローパスフィルタ（LPF) 14と帯域固定型ローパスフィルタ（LPF) 15を挿入させて受信電界強度検出器（RSS I) 8に接続している。

次に、本発明の他の実施形態（実施例 3) を説明する。図 8は、実施例 3を構成しているキャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドパケット無線通信システムで用いられる他の受信機のブロック構成図である。図 8に示すように、本発明の受信機構成は、無線周波数信号をアンテナ 1で受信し、切替器 2 を経由して低雑音増幅器 (LNA) 3で増幅し、この増幅された受信信号と局部発信器（LO) 5出力とを混合器（MIXER) 4に入力して周波数変換する。このようなスーパーヘテロダイン方式により変換された n次 I F信号は I Fサンプリングした後デイジタル同期検波処理を行うか、もしくはアナ口グ準同期検波によりアナログべ一スパンドに直交復調してから AZD (アナログ/ディジタル）変換処理を行っており、ここではチャネル選択度特性を確保するために n次 I F部に受信タイミングにおける初期 RS S I待ち受け時には変調占有帯域幅 1 チャネル相当（パスバンド）未満の狭帯域性に制御され、受信タイミングにおける後期復調動作時には変調占有帯域幅 1チャネル相当（パスバンド）以上の広帯域特性に制御される帯域可変型 n次 I F帯パンドパスフィルタ（BPF) 16を挿入させて隣接チャネル干渉波を抑圧している。

なお、この BPF16出力は受信バケツト先頭をキャリアセンスする RSS I 8と、 DEMO 9へと接続され、 RSS I 8出力は CS 10に送られ、 CS10 はキャリアセンス ONとなったら DEM09に対して復調動作開始指令を送る。ここで、キャリアセンス判定器（CS) 10は帯域可変型パンドパスフィルタ

(BPF) 16の帯域を狭帯域もしくは広帯域に電気的に制御しており、初期状態は狭帯域特性となっていて RSS I検出動作に対応している。その後

一 RSS I

8において、受信パケット信号の先頭部分（プリアンブル）の RSS I検出を行い、 CS 10においてキャリアセンス ONと判定されると、 CS 10より帯域可変型 BPF16に対して帯域を広帯域特性に切替える信号を送り、広帯域チヤネルフィルタリングによる受信復調動作に移行する。

即ち、実施例 3の回路構成の特徴は、スーパーヘテロダイン方式の受信機構成で、 RSS I待ち受け動作時には狭帯域チャネルフィルタリングになり、その後の受信復調動作に移行すると広帯域チャネルフィルタリングになるように制御可能な帯域可変型 B P Fをフィルタ配備することにある。

この結果、実施例 1と同じように隣接チャネル干渉波による R S S I系支配度を弱めるための狭帯域フィルタリングによって、自チヤネルでのキャリアセンスの成功率向上と共に正規のタイミングで自チャネルのバケツト先頭（=プリアンブル内）での必要復調動作を開始できる頻度が高められている。更に正規の復調動作が開始されれば広帯域フィルタリングによって、通常通りの CZ (N+ I) 比で定まるエラーレートで自チヤネル受信を実現ことができ、隣接チャネル受信干渉を受けつつもそれに耐えながら適度な通信品質を効果的に持続することが可能になる。

次に、本発明の他の実施形態（実施例 4) を説明する。図 9は、実施例 4を構成しているキャリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドパケット無線通信システムで用いられる受信機のプロック構成図である。図 9に示すように、本発明の受信機構成は、無線周波数信号をアンテナ 1で受信し、切替器 2を経由して低雑音増幅器 (LNA) 3で増幅し、この増幅された受信信号と局部発信器 (L0) 5出力とを混合器 4 (MIXER) と混合器 11 (MIXER) に入力して直接ベースバンド帯域に周波数変換する。

このようなダイレクトコンバージョン方式により変換されたベースバンド帯域信号は、直交検波（ I /Q直交復調 '準同期検波）するようになつており、チヤネル選択度特性を確保するためにベースバンド I ZQ部にそれぞれ受信タィミングにおける初期 RSS I待ち受け時には変調占有帯域幅 1チャネル相当（パスパンド =変調占有帯域幅の 1Z2)未満のカツトオフ周波数を持った狭帯域特性に制御され、受信夕イミングにおける後期復調動作時には変調占有帯域幅 1チヤネル相当（パスパンド =変調占有帯域幅の 1Z2)以上のカットオフ周波数を持つた広帯域特性に制御される帯域可変型ローパスフィルタ（LPF) 17と帯域可変型口一パスフィルタ（LPF) 18を挿入させて隣接チャネル干渉波を抑圧している。

なお、この IZQそれぞれの LPF17及び LPF18出力は受信バケツト信号の先頭をキャリアセンスする RSS I 8と、 DEMO9へと接続され、 RSS I 8出力は CS 10に送られ、キャリアセンス ONとなったら DEM09に対して復調動作開始指令を送る。

ここで、キャリアセンス判定器（CS) 10は帯域可変型口一パスフィルタ（L PF) 17と帯域可変型ローパスフィルタ（LPF) 18の帯域を狭帯域もしくは広帯域に電気的に制御しており、初期状態は狭帯域特性となっていて RSS I 検出動作に対応している。その後 RSS I 8において、受信バケツト信号の先頭部分（プリアンブル）の RSS I検出を行い、 CS 10においてキャリアセンス ONと判定されると、 CS 10より帯域可変型 LPF 17と帯域可変型 LPF 1 8に対して帯域を広帯域特性に切替える信号を送り、広帯域チャネルフィルタリングによる受信復調動作に移行する。

即ち、実施例 4の回路構成の特徴は、ダイレクトコンバージョン方式の受信機構成で、 R S S I待ち受け動作時には狭帯域チャネルフィルタリングになり、その後の受信復調動作に移行すると広帯域チャネルフィルタリングになるように制御可能な帯域可変型 LPFをフィルタ配備することにある。

この結果、実施例 1と同じように隣接チャネル干渉波による R S S I系支配度を弱めるための狭帯域フィルタリングによって、自チヤネルでのキャリアセンスの成功率向上と共に正規のタイミングで自チャネルのバケツト先頭（=プリアンブル内）での必要復調動作を開始できる頻度も高められており、更に正規の復調動作が開始されれば広帯域フィルタリングによって、通常通りの C/ (N+ I ) 比で定まるエラ一レートで自チヤネル受信を実現ことができ、隣接チャネル干渉を受けつつもそれに耐えながら適度な通信品質を効果的に持続することが可能になる。

なお、本発明の実施例 3におけるスーパ一ヘテロダイン方式の受信機において、 n次 I F信号をアナログ準同期検波して I ZQベースパンドィンタフヱ一スを有する場合は、実施例 4と同様にベースパンド I /Q部にそれぞれ受信タイミングの初期 R S S I待ち受け時には変調占有帯域幅 1チャネル相当（パスパンド =変調占有帯域幅の 1 /2)未満の力ットオフ周波数を持った狭帯域特性に制御され、受信タイミングの後期復調動作時には変調占有帯域幅 1チャネル相当（パスバンド=変調占有帯域幅の 1 /2) 以上のカツトオフ周波数を持った広帯域特性に制御される帯域可変型ローパスフィルタ（L P F) 1 7と帯域可変型ローパスフィルタ（L P F) 1 8を揷入させて R S S I 8と D EM0 9に接続している。産業上の利用可能性

以上説明したように、本発明によれば、 R S S I系には狭帯域チャネルフィルタリングを、受信復調系には広帯域チャネルフィノレタリングを個別に施すことにより、変調送受信波の占有帯域幅や変調サイドロープが広く周波数チャネル間隔が狭い過酷な周波数配置上で運用されるキヤリアセンス多重接続方式を特徴とするブロードバンドバケツト無線通信システムにおいて、複数の基地局間や端末間での互いの受信隣接チャネル干渉特性を改善することが可能となる。

また、高レベルの隣接チャネル干渉波が発生した時でも、受信パケット先頭（プリアンブル）処理の初期状態において、この高レベルの隣接チャネル干渉波入力での誤キヤリアセンス開始に引き続き、次の受信処理イベントである受信復調処理での誤動作へと移行してしまうことによる受信機会損失を最小限にとどめ、自チャネル受信でのキャリアセンスから正規復調開始への確率を高めることができるという効果が得られる。細 27

17

即ち、本発明によれば安定した自チャネル受信復調動作を与え、復調完了までを完遂し得る受信方式を提案し、結果的にはシステム全体のばらつきのないエリァカバレッジや収容能力の確保、高スループット並びに間断のないセル配置にて広範囲にわたるシステム動作を確約するものである。

Claims

請求の範囲

1 . キャリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおける受信機において、

受信信号の電界強度検出手段に対しては狭帯域フィルタリングを実施し、受信信号の復調手段に対しては広帯域フィルタリングを実施することを特徴とする受信機。

2. キヤリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるス一パーへテロダイン方式の受信機において、

無線周波数から中間周波数に変換された受信信号に対して狭帯域バンドパスフィルタを挿入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキャリアセンス判定を行い、当該判定結果からキヤリァと認定された場合に前記中間周波数に変換された受信信号に対して広帯域パンドパスフィルタを挿入して復調することを特徴とする受信機。

3. キヤリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるス一パーへテロダイン方式の受信機において、

無線周波数からベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域口一パスフィルタを挿入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキャリアセンス判定を行い、当該判定結果からキャリアと認定された場合に前記ベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域口一パスフィルタを揷入して復調することを特徴とする受信機。

4. キヤリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるダィレクトコンバージョン方式の受信機において、

無線周波数からベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域口一パスフィルタを挿入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキヤリアセンス判定を行い、当該判定結果からキャリアと認定された場合に前記ベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域ローパスフィルタを挿入して復調することを特徴とする受信機。

5. キャリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるスーパ一ヘテロダイン方式の受信機において、

無線周波数から中間周波数に変換された受信信号に対して狭帯域特性に制御された帯域可変型バンドバスフィルタを揷入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキヤリアセンス判定を行い、当該判定結果からキヤリアと認定された場合に前記中間周波数に変換された受信信号に対して広帯域特性に制御された帯域可変型バンドパスフィルタを挿入して復調することを特徴とする受信機。

6. キャリアセンス多重接続方式のパケット無線通信システムにおけるス一パーへテロダイン方式の受信機において、

無線周波数からベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域特性に制御された帯域可変型ローパスフィルタを挿入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキヤリアセンス判定を行い、当該判定結果からキャリアと認定された場合に前記ベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域特性に制御された带域可変型ローパスフィルタを揷入して復調することを特徴とする受信機。

7. キャリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるダィレクトコンパージョン方式の受信機において、

無線周波数からベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域特性に制御された帯域可変型ローパスフィルタを挿入して電界強度検出を行い、当該検出結果からキヤリアセンス判定を行い、当該判定結果からキャリアと認定された場合に前記ベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域特性に制御された帯域可変型ローパスフィルタを挿入して復調することを特徴とする受信機。

8. 請求項 5と請求項 6と請求項 7のいずれかの請求項において、前記帯域可変型バンドパスフィルタ及び帯域可変型ローパスフィルタは、初期状態には狭帯域特性に制御され、キヤリアセンス判定結果からキヤリアと認定されたタイミングに合わせて狭帯域特性から広帯域特性に制御されることを特徴とする受信機。

9. 請求項 2と請求項 5のいずれかの請求項において、

前記狭帯域特性のバンドパスフィルタは、変調占有帯域幅 1チャネル未満の狭帯域性を有し、前記広帯域特性のパンドパスフィルタは、変調占有帯域幅 1チヤネル以上の広帯域性を有することを特徴とする受信機。

1 0. 請求項 3と請求項 4と請求項 6と請求項 7のいずれかの請求項において、

前記狭帯域特性の口一パスフィルタは、変調占有帯域幅 1 Z 2チヤネル未満の狭帯域性を有し、前記広帯域特性のローパスフィルタは、変調占有帯域幅 1 /2チャネル以上の広帯域性を有することを特徴とする受信機。

1 1 . キヤリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおける受信機干渉抑圧方法において、

受信信号の電界強度検出ステップに対しては狭帯域フィルタリングを実施し、受信信号の復調ステツプに対しては広帯域フィルタリングを実施することを特徴とする受信機干渉抑圧方法。

1 2. キヤリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるスーパーヘテロダイン方式の受信機干渉抑圧方法において、無線周波数から中間周波数に変換された受信信号に対して狭帯域バンドパスフィルタを挿入して電界強度検出を行うステップと、当該検出結果からキヤリアセンス判定を行うステップと、当該判定結果からキヤリァと認定された場合に前記中間周波数に変換された受信信号に対して広帯域バンドバスフィル夕を挿入して復調するステップを有することを特徴とする受信機干渉抑圧方法。

1 3. キヤリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるス—パーへテロダイン方式の受信機干渉抑圧方法において、無線周波数からベースパンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域口 —パスフィルタを挿入して電界強度検出を行うステップと、当該検出結果からキャリアセンス判定を行うステップと、当該判定結果からキャリアと認定された場合に前記ベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域ローパスフィノレ夕を揷入して復調するステップを有することを特徴とする受信機干渉抑圧方法。

1 4. キヤリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるダイレクトコンパージョン方式の受信機干渉抑圧方法において、無線周波数からベースパンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域口一パスフィルタを揷入して電界強度検出を行うステップと、当該検出結果からキャリアセンス判定を行うステップと、当該判定結果からキヤリアと認定された場合に前記ベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域ローパスフィノレタを揷入して復調するステップを有することを特徴とする受信機干渉抑圧方法。

1 5. キヤリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるスーパーヘテロダイン方式の受信機干渉抑圧方法において、

無線周波数から中間周波数に変換された受信信号に対して狭帯域特性に制御された帯域可変型バンドバスフィルタを挿入して電界強度検出を行うステツプと、当該検出結果からキヤリアセンス判定を行うステップと、当該判定結果からキヤリァと認定された場合に前記中間周波数に変換された受信信号に対して広帯域特性に制御された帯域可変型バンドバスフィルタを挿入して復調するステップを有することを特徴とする受信機干渉抑圧方法。

1 6. キャリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるスーパ—ヘテロダイン方式の受信機干渉抑圧方法において、

無線周波数からベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域特性に制御された帯域可変型口一パスフィルタを挿入して電界強度検出を行うステップと、当該検出結果からキャリアセンス判定を行うステップと、当該判定結果からキヤリアと認定された場合に前記ベースパンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域特性に制御された帯域可変型口一パスフィルタを挿入して復調するステツプを有することを特徴とする受信機干渉抑圧方法。

1 . キヤリアセンス多重接続方式のバケツト無線通信システムにおけるダイレクトコンパージョン方式の受信機干渉抑圧方法において、

無線周波数からベースパンド帯域周波数に変換された受信信号に対して狭帯域特性に制御された帯域可変型ローパスフィルタを挿入して電界強度検出を行うステップと、当該検出結果からキャリアセンス判定を行うステップと、当該判定結果からキャリアと認定された場合に前記ベースバンド帯域周波数に変換された受信信号に対して広帯域特性に制御された帯域可変型口一パスフィルタを挿入して復調するステップを有することを特徴とする受信機干渉抑圧方法。

1 8. 請求項 1 5と請求項 1 6と請求項 1 7のいずれかの請求項において、前記帯域可変型バンドパスフィルタ及び帯域可変型ローバスフィルタは、初期状態には狭帯域特性に制御され、キヤリアセンス判定結果からキヤリァと認定されたタイミングに合わせて狭帯域特性から広帯域特性に制御されることを特徴とする受信機干渉抑圧方法。

1 9. 請求項 1 2と請求項 1 5のいずれかの請求項において、

前記狭帯域特性のパンドパスフィルタは、変調占有帯域幅 1チャネル未満の狭帯域性を有し、前記広帯域特性のパンドパスフィルタは、変調占有帯域幅 1チヤネル以上の広帯域性を有することを特徴とする受信機干渉抑圧方法。

2 0. 請求項 1 3と請求項 1 4と請求項 1 6と請求項 1 7のいずれかの請求項において、

前記狭帯域特性のローパスフィルタは、変調占有帯域幅 1 /2チヤネル未満の狭帯域性を有し、前記広帯域特性のローパスフィルタは、変調占有帯域幅 1 Z2チャネル以上の広帯域性を有することを特徴とする受信機干渉抑圧方法。