WO2003085650A1 - Dispositif d'evaluation de disque - Google Patents

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WO2003085650A1
WO2003085650A1 PCT/JP2003/004178 JP0304178W WO03085650A1 WO 2003085650 A1 WO2003085650 A1 WO 2003085650A1 JP 0304178 W JP0304178 W JP 0304178W WO 03085650 A1 WO03085650 A1 WO 03085650A1
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PCT/JP2003/004178
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Hiroki Kuribayashi
Shogo Miyanabe
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Pioneer Corporation
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Definitions

  • the present invention relates to a disk evaluation device for evaluating the quality of a recording disk.
  • the quality of manufactured recording disks is evaluated using the jitter generated in the read signal read from this recording disk.
  • the S / N ratio of the high-frequency component in the read signal decreases, and the signal becomes more susceptible to intersymbol interference. Therefore, a jitter that is more doglike than that of the original disc was detected from a recording disc on which high-density recording was performed, and a problem occurred that the recording disc could not be evaluated correctly.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a disk evaluation device capable of performing a highly reliable disk evaluation even on a recording disk on which high-density recording is performed.
  • a disk evaluation device is a disk evaluation device that evaluates a recording disk on which a modulation signal obtained by performing a predetermined modulation process on an information data according to a channel clock is recorded.
  • An information reading means for reading the modulated signal from the recording disc to obtain a read signal; and a read sample value system for sampling the read signal at a clock timing having the same frequency as the channel clock.
  • An AZD converter for obtaining a sequence; amplitude limiting means for obtaining an amplitude-limited read sample value sequence in which each sample value of the read sample value sequence is limited to a predetermined amplitude limit value or less; When the interval between the sample value and the minimum sample value corresponds to a predetermined high-frequency wavelength interval, the maximum sample value and the minimum sample value are increased to obtain a high-frequency emphasized read sample value sequence in which high-frequency enhancement is performed.
  • a band emphasizing filter comprising a DZA converter for converting the high band emphasized read sample value sequence into an analog high band emphasized read signal at a clock timing of the same frequency as the channel clock;
  • a low-pass filter that extracts only components below the cut-off frequency and obtains this as an evaluation read signal;
  • Comprises a binarization circuit for obtaining a binary signal obtained by binarizing, the Te, the jitter evening of the binary signal and disk evaluation value.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a disk evaluation device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an internal configuration of the limiter equalizer 10.
  • Figure 3 is a diagram showing an example of the interpolated read sample value sequence RS p and the amplitude limited read sample value sequence RSL IM.
  • FIG. 4 is a diagram showing a comparison between the output of the limit equalizer 10 and the output of an equalizer that does not perform high-frequency emphasis.
  • FIG. 5 is a diagram showing the frequency band of the high-frequency emphasized read signal RD input to the bosstro-pass filter 12.
  • Figure 6 shows an example of the waveforms of the high-frequency emphasized read signal RD input to the bosstro 1-pass filter 12 and the evaluation read signal RR output from the postro 1-pass filter 12.
  • Fig. 7 shows the relationship between the cut-off frequency of the post-low-pass filter 12 and the amount of jitter when the information data is RLL (1, 7) modulated at a channel clock of 66 MHz and recorded on the recording disk 3.
  • FIG. 7 shows the relationship between the cut-off frequency of the post-low-pass filter 12 and the amount of jitter when the information data is RLL (1, 7) modulated at a channel clock of 66 MHz and recorded on the recording disk 3.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a disk evaluation device according to the present invention.
  • a pickup 1 photoelectrically converts reflected light generated when a recording surface of a recording disk 3 to be evaluated, which is rotated by a spindle motor 2 and is irradiated with a reading beam light, to obtain a reading signal RRF .
  • a modulated signal obtained by subjecting the information data to RLL (1, 7) modulation processing according to a channel clock of 66 MHz, for example, is recorded in the recording disk 3 in advance.
  • High pass filter 5 supplies the read signal R read signal R HC to remove the low-frequency component of the RF to the pre-opening one-pass filter 6.
  • Pre-pass filter 6 AZD conversion of read signal R LHC, which removes high-frequency components of sampling frequency 1Z2 or higher from read signal R HC in order to prevent aliasing during sampling processing by A / D converter 7 Supply to container 7.
  • the AZD converter 7 supplies a read sample value sequence RS obtained by sampling the read signal RLHC in accordance with the sampling clock SK supplied from the PLL (phase locked loop) circuit 8 to the pre-equalizer 9.
  • the sampling clock SK has the same frequency as the channel clock.
  • the pre-equalizer 9 supplies, to the limit equalizer 10, a read sample value sequence R Sc from the read sample value sequence RS, from which intersymbol interference based on the transmission characteristics of the information reading system including the pickup 1 and the recording disk 3 has been removed. I do.
  • the pre-equalizer 9 is, for example, a transversal filter having tap coefficients [k, 1, 1, k].
  • the limiter equalizer 10 converts a high-frequency emphasized read sample value sequence R SH obtained by performing high-frequency emphasis processing on the read sample value sequence RSc without increasing intersymbol interference into a PLL circuit 8. And the D / A converter 11.
  • FIG. 2 is a diagram showing an internal configuration of the limit equalizer 10.
  • the limit equalizer 10 includes an interpolation filter 41, an amplitude limiting circuit 42, a high-frequency emphasis filter 43, and an adder 44.
  • the interpolation filter 41 performs an interpolation operation on the read sample value series RSc to sample a read signal read from the recording disk 3 at an intermediate timing of the clock timing by the sampling clock SK. Find the sample value series that will be obtained. Then, the interpolation filter 4 1 supplies the obtained sample value series which obtains the interpolated read sample value sequence RS P by interpolating included in the read sample value sequence RS c to the amplitude limiting circuit 4 2.
  • Amplitude limiting circuit 4 supplies the amplitude limited read sample value sequence R SUM obtained by amplitude limitation such interpolated read sample value sequence RS P at a predetermined amplitude limiting value Th and single Th in high-frequency emphasizing filter 4 3 I do. That is, the amplitude limiting circuit 4 2, if each read sample values in the interpolated read sample value based column RSP is within range of the amplitude limit value one T h to TH is directly above the interpolated read sample value sequence RSP The amplitude-limited read sample value series R SUM is supplied to the high-frequency emphasis filter 43.
  • each of the read sample values of the interpolated read sample value sequence RSP is greater than the amplitude limit value T H is a high-frequency emphasizing the sequence of the amplitude limit value T H as the sample value sequence R SUM read amplitude limiting filter Supply 43.
  • each of the read sample values of the interpolated read sample value sequence RS P is less than the amplitude limiting value one T h is a sequence of the amplitude limit value one T h as an amplitude limit read preparative sample value sequence R Sua ⁇ Supply to Area Enhancement Filler 43.
  • the amplitude limiting value T h and single T h each, when the distance between the sample values of the maximum of the sample value and a minimum in the interpolated read sample value sequence RS P corresponds to a predetermined high-frequency wavelength interval, That is, when the shortest run length 2T in the RLL (1, 7) modulation is applied, each sample value is set to a value such that the amplitude limit is not applied as described above. That is, the interpolated read sample value sequence RSP corresponding to the run length 2 T is as of passes through the amplitude limiting circuit 42 is output as the sample value sequence RSU M read amplitude limit.
  • the high-frequency emphasis filter 43 generates a high-frequency read sample value sequence whose level is increased only in the sample sequence corresponding to the shortest run length 2T in the amplitude-limited read sample value sequence R SUM, and adds this to the adder. Supply 44.
  • the high-frequency emphasis filter 43 is, for example, a transversal filter having tap coefficients of [1 k, k, k, 1 k]. With such a configuration, the high-frequency emphasis filter 43 is set at the time point D—LS D in the amplitude-limited read sample value series R SUM as shown in, for example, FIG. 3 (a) or FIG. 3 (b).
  • the time points D-and D- corresponding to the run length 2T. . 5 (or point D .. 5 and D,. 5) the amplitude limited read sample values at each becomes substantially equal to each other.
  • the time points D- and D- in the case where the run length is 3T and 4T, respectively. . 5 (or point D .. 5 and D,. 5) the amplitude limited read sample values at each becomes both an amplitude limit value one T h (or T h) by the operation of the amplitude limiting circuit 42.
  • the zero-crossing point D is obtained. Since the high-frequency read sample value obtained in step (1) is maintained at a constant value, no intersymbol interference occurs.
  • the adder 44 calculates the high-frequency read sample value series R If, by adding the supplied read sample value sequence R Sc from the pre-equalizer 9, and outputs the addition result as the high-frequency enhanced read sample value series RS H.
  • the limit equalizer 10 performs the operation when the interval between the maximum sample value and the minimum sample value in the read sample value sequence RS c corresponds to a predetermined high-band wavelength interval, that is, RLL (1, 7) When it corresponds to the run length 2T in the modulation, these sample values are respectively increased to perform high-frequency emphasis.
  • FIG. 5 is a diagram showing in comparison with a spectrum (indicated by a broken line) of a read sample value series obtained by the above method.
  • the output of the limit equalizer 10 shown by a solid line
  • the output of the limit equalizer 10 includes harmonic components that are not found in the output of the equalizer without high-frequency emphasis (shown by a broken line). .
  • the PLL circuit 8 and correct the phase error component that occurs in the high frequency enhanced read sample value sequence RS H, generates a clock signal of the channel clock and the same frequency (66 MHz), the it as the sampling clock SK It is supplied to the AZD converter 7, the DZA converter 11, and the jitter measuring circuit 30.
  • the DZA converter 11 converts the high-frequency emphasized read sample value sequence RSH into an analog signal at the evening according to the sampling clock SK, and converts it to a high-frequency emphasized read signal RD as a post-pass one-pass filter 12. To supply.
  • the bosstro-pass filter 12 extracts only the baseband component in the high-frequency emphasized read sample value series RSH by removing the aliasing component (described later) existing in the high-frequency emphasized read signal RD. This is supplied to the binarization circuit 13 as the evaluation read signal RR.
  • FIG. 5 is a diagram showing a frequency band of the high-frequency emphasized read signal RD input to the bottom low-pass filter 12. ⁇
  • the high-frequency emphasized read signal RD is obtained by converting the high-frequency emphasized read sample value sequence R SH into an analog signal at the timing of the sampling clock SK. Therefore, during ⁇ enhanced read signal RD, as shown in FIG. 5, the baseband component of ⁇ enhanced read sample value sequence RS H to 1/2 or less of the band of the sampling frequency s (66 MHz) is present , (1/2) ⁇ The aliasing component exists in the band above fs. Therefore, the post-mouth one-pass filter 12 removes aliasing components equal to or more than (1Z2) ⁇ fs in the high-frequency emphasized read sample value sequence R SH with cut-off characteristics as shown by the broken line in FIG. As a result, the post low-pass filter 12 Extracts only the baseband component of the high frequency enhanced read sample value sequence RS H from frequency enhanced read signal RD, and outputs an evaluation read signal RR this.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of the waveform of each of the high-frequency emphasized read signal RD input to the post-low-pass filter 12 and the evaluation read signal RR output from the post-port one-pass filter 12.
  • the high-frequency emphasized read signal RD is obtained by the DZA converter 11, it has a step-like waveform due to its zero-order hold characteristic, which is not suitable for jitter measurement.
  • the post-opening one-pass filter 1 2 to remove aliasing components of ⁇ enhanced read sample value sequence RS H present in Koikikyo adjustment read signal RD, a smooth waveform as shown in FIG. 6
  • the evaluation read signal RR is generated.
  • Fig. 7 shows the relationship between the cut-off i wave number and the amount of jitter of the bottom low-pass filter 12 when the information data is subjected to RLL (1, 7) modulation processing at a channel clock of 66 MHz and recorded on the recording disk 3. It is a figure showing a correspondence.
  • the numerical aperture N A and the wavelength ⁇ of the objective lens (not shown) mounted on the pickup 1 are as follows.
  • the cut-off frequency of the post low-pass filter 12 is set to be smaller than the channel clock frequency 1Z2, that is, 33 MHz. There was no change in the evening.
  • the limit equalizer 10 as described above is adopted, the post-low-pass When cut-off frequency of the filter 1 2 3 OMHz is set larger than, becomes impossible Rukoto was sufficiently attenuate the aliasing components of the sample value series RS H enhanced read highband as shown in FIG. 5, FIG. 7 As shown, the amount of zipper increases.
  • the cut-off frequency of the post-low-pass filter 12 is set to be smaller than 3 OMHz, the harmonic components in the high-frequency emphasized read sample value sequence R SH as shown by the solid line in FIG. 4 are attenuated. However, as shown in FIG. 7, the jitter amount increases.
  • the jitter amount is minimized when the cut-off frequency of the bottom low-pass filter 12 is around 3 OMHz. Furthermore, if the cut-off frequency of the post-port one-pass filter 12 is near 3 OMHz, even if the cut-off frequency of the bottom low-pass filter 12 fluctuates slightly, as shown in FIG. The fluctuation amount of the light amount is small.
  • the post-low-pass filter 1 when evaluating the recording disk 3 on which the information data is recorded in the RLL (1, 7) modulation at the channel clock of 66 MHz, the post-low-pass filter 1 It is preferable that the cut-off frequency of 2 is set near 30 MHz.
  • the cutoff frequency around 3 OMHz includes a cutoff frequency variation of 10% that is allowable when considering that the variation of the jitter amount is kept within 0.2%. , 27-33MHz.
  • the binarization circuit 13 generates a binary signal having a predetermined high voltage when the evaluation read signal RR supplied from the post-low-pass filter 12 is lower than a predetermined threshold value and a predetermined low voltage when the evaluation read signal RR is lower than the predetermined threshold value. This is supplied to the jitter measuring circuit 30.
  • the jitter measuring circuit 30 measures the variation of the time difference between the edge timing of the binary signal and the clock timing of the reference clock signal, that is, the jitter amount, and outputs the measurement result as a disk evaluation value.
  • the jitter measuring circuit 30 performs high-frequency emphasis only on the read sample value sequence corresponding to the shortest run length without causing intersymbol interference by the limit equalizer 10, and performs the post-port one-pass filter 12
  • the read signal from which aliasing components generated during D / A conversion have been removed is used as the object to be measured.
  • the disk evaluation apparatus of the present invention a highly reliable disk evaluation can be performed even if the recording density of the recording information recorded on the recording disk is high. Also, when a limit equalizer is applied to a disk evaluation device, by setting the cut-off frequency of a post-low-pass filter, which has not been considered in the past, as in the present invention, the effect of improving the jitter of the limit equalizer can be sufficiently exerted. Becomes possible. In addition, the cut-off frequency of the post-low-pass fill Even if it fluctuates a little, the fluctuation of the jitter is very small, so that there is no variation between disk evaluation devices and highly reliable jitter evaluation is possible.

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Description

明細
技術分野
本発明は、 記録ディスクの品質評価を行うディスク評価装置に関する。 背景技術
現在、 製造された記録ディスクの品質はこの記録ディスクから読み取られた読取 信号に生じているジッタを用いて評価している。 しかしながら、 記録ディスクに 記録されている記録情報の記録密度が高くなると、 読取信号中における高周波成 分の S /N比が低下すると共に符号間干渉の影響を受けやすくなる。 よって、 高 密度記録された記録ディスクからでは本来のジッ夕よりも犬なるジッタが検出さ 'れてしまい、 記録ディスクを正しく評価できないという問題が生じた。
本発明は、 かかる問題を解決すべくなされたものであり、 高密度記録された記 録ディスクに対しても信頼性の高いディスク評価を行うことが可能なディスク評 価装置を提供することを目的とする。
発明の開示
本発明によるディスク評価装置は、 情報デ一夕に対してチャネルクロックに従つ て所定の変調処理を施して得られた変調信号が記録されている記録ディスクの評 価を行うディスク評価装置であって、 前記記録ディ クから前記変調信号の読み 取りを行って読取信号を得る情報読取手段と、 前記読取信号を前記チャネルクロ ックと同一周波数のクロックタイミングにてサンプリングして読取サンプル値系 列を得る AZD変換器と、 前記読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅 制限値以下に制限した振幅制限読取サンプル値系列を得る振幅制限手段と、 前記 振幅制限読取サンプル値系列における極大のサンプル値と極小のサンプル値との 間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき前記極大のサンプル値及び前記極小の サンプル値を増大せしめて高域強調した高域強調読取サンプル値系列を得る高域 強調フィルタと、 前記高域強調読取サンプル値系列を前記チャネルクロックと同 一周波数のクロックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換する D Z A変換器と、 前記高域強調読取信号における所定のカツ卜オフ周波数以下の成分 のみを抽出してこれを評価読取信号として得るローパスフィル夕と、 前記評価読 取信号を所定閥値にて 2値化した 2値化信号を得る 2値化回路と、 を備え、 前記 2値化信号のジッ夕をディスク評価値とする。
図面の簡単な説明
図 1は、 本発明によるディスク評価装置の構成を示す図である。
図 2は、 リミツトイコライザ 1 0の内部構成を示す図である。
図 3は、 補間読取サンプル値系列 R S p及び振幅制限読取サンプル値系列 R S L I Mの一例を示す図である。 図 4は、 リミットイコライザ 1 0の出力と、 高域強調を行わないイコライザの 出力とを対比して示す図である。
図 5は、 ボストロ一パスフィル夕 1 2に入力された高域強調読取信号 R Dの周 波数帯域を示す図である。
図 6は、 ボストロ一パスフィルタ 1 2に入力された高域強調読取信号 R Dと、 ポストロ一パスフィルタ 1 2から出力された評価読取信号 R R各々の波形の一例 を示す図である。
図 7は、 情報データがチャネルクロック 66MH zで RLL (1、 7)変調処理 されて記録ディスク 3に記録されている場合における、 ポストローパスフィルタ 1 2のカツトオフ周波数とジッタ量との対応関係を示す図である。
発明を実施するための形態
以下、 本発明の実施例について説明する。
図 1は、 本発明によるディスク評価装置の構成を示す図である。
図 1において、 ピックアップ 1は、 スピンドルモータ 2によって回転する評価 対象の記録ディスク 3の記録面に読取ビーム光を照射した際の反射光を光電変換 して読取信号 RRFを得る。 尚、 記録ディスク 3には、 情報データに対して例えば 66 MHzのチャネルクロックに従って RLL (1、 7 )変調処理を施して得られ た変調信号が予め記録されている。 ハイパスフィルタ 5は、 上記読取信号 RRFの 低域成分を除去した読取信号 RHCをプリ口一パスフィルタ 6に供給する。 プリ口 —パスフィル夕 6は、 A/D変換器 7によるサンプリング処理時の折り返しを防 止すべく、 サンプリング周波数の 1Z2以上の高域成分を読取信号 RHCから除去 した読取信号 RLHCを AZD変換器 7に供給する。 AZD変換器 7は、 P L L (ph ase locked loop)回路 8から供給されたサンプリングクロック S Kに応じて読取 信号 RLHCをサンプリングして得た読取サンプル値系列 RSをプリイコライザ 9に 供給する。 尚、 サンプリングクロック SKは上記チャネルクロックと同一周波数 を有する。 プリイコライザ 9は、 かかる読取サンプル値系列 RS中から、 上記ピ ックアップ 1及び記録ディスク 3からなる情報読取系の伝送特性に基づく符号間 干渉を除去した読取サンプル値系列 R Scをリミットイコライザ 10に供給する。 尚、 プリイコライザ 9は、 例えば [k、 1、 1、 k] なるタップ係数を有するト ランスバ一サルフィルタである。
リミツトイコライザ 1 0は、 符号間干渉を増加させることなく上記読取サンプ ル値系列 RScに対して高域強調処理を施して得られた高域強調読取サンプル値系 列 R SHを、 P L L回路 8及び D/A変換器 1 1に供給する。
図 2は、 リミットイコライザ 1 0の内部構成を示す図である。
図 2に示すように、 リミットイコライザ 1 0は、 補間フィルタ 4 1、 振幅制限 回路 4 2、 高域強調フィル夕 4 3、 及び加算器 44から構成される。
補間フィルタ 4 1は、 上記読取サンプル値系列 RScに対して補間演算処理を施 すことにより、 記録ディスク 3から読み取られた読取信号を上記サンプリングク ロック S Kによるクロックタイミングの中間タイミングでサンプリングした際に 得られるであろうサンプル値系列を求める。 そして、 補間フィルタ 4 1は、 この 求めたサンプル値系列を上記読取サンプル値系列 R S cに含めて補間した補間読取 サンプル値系列 R S Pを得てこれを振幅制限回路 4 2に供給する。
振幅制限回路 4 2は、 かかる補間読取サンプル値系列 R S Pを所定の振幅制限値 Th及び一 Thにて振幅制限して得た振幅制限読取サンプル値系列 R SUMを高域強調 フィルタ 4 3に供給する。 つまり、 振幅制限回路 4 2は、 補間読取サンプル値系 列 R S Pにおける各読取サンプル値が上記振幅制限値一 Th〜Thなる範囲内にある 場合には、 この補間読取サンプル値系列 R S Pをそのまま上記振幅制限読取サンプ ル値系列 R SUMとして高域強調フィルタ 4 3に供給する。 又、 補間読取サンプル値 系列 R S Pの各読取サンプル値が振幅制限値 THよりも大である場合には、 この振 幅制限値 THの系列を振幅制限読取サンプル値系列 R SUMとして高域強調フィルタ 43に供給する。 一方、 補間読取サンプル値系列 RSPの各読取サンプル値が振幅 制限値一 Thよりも小である場合には、 この振幅制限値一 Thの系列を振幅制限読 取サンプル値系列 R Suaとして髙域強調フィル夕 43に供給する。 この際、 上記振 幅制限値 Th及び一 Th各々は、 補間読取サンプル値系列 RSPにおける極大のサン プル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき、 つま り RLL (1、 7)変調での最短ランレングス 2 Tに該当する際には各サンプル値 が上述した如き振幅制限に掛からないような値に設定されている。 つまり、 ラン レングス 2 Tに対応した補間読取サンプル値系列 R S Pは、 そのまま振幅制限回路 42を通過して振幅制限読取サンプル値系列 RSuMとして出力されるのである。 高域強調フィルタ 43は、 上記振幅制限読取サンプル値系列 R SUM中における最 短ランレングス 2Tに対応したサンプル系列のみそのレベルを増大させた高域読 取サンプル値系列を生成し、 これを加算器 44に供給する。 高域強調フィルタ 4 3は、 例えばタップ係数が [一 k、 k、 k、 一 k]なるトランスバーサルフィルタ である。 かかる構成により、 高域強調フィル夕 43は、 例えば図 3 (a)又は図 3 (b)に示されるが如き振幅制限読取サンプル値系列 R SUM中における時点 D—LS D
-0.5, Do.5, 及び 各々での値に基づいて時点 D。での値を求め、 これを高域読取サ ンプル値 R Sト UGとして順次出力する。 つまり、
R (一 k) -Y-i.5+ k -Y-0.5+ k ·Υο.5+ (- k) ·Υι.5 .
Υ-1.5： R SLIM中における時点 D— での振幅制限読取サンプル値 Y -。.に RSUM中における時点 D—。.5での振幅制限読取サンプル値
Yo.5： RSUM中における時点 D。.5での振幅制限読取サンプル値 Yi.5： R SUM中における時点 Di.5での振幅制限読取サンプル値 となる。
この際、 図 3 (a)に示されるように、 ランレングス 2 Tに対応した時点 D - 及 び D-。.5(又は時点 D。.5及び D,.5)各々での振幅制限読取サンプル値は互いに略同一と なる。 一方、 図 3 (b)に示す如くランレングスが 3T及び 4T各々の場合におけ る時点 D- 及び時点 D-。.5(又は時点 D。.5及び D,.5)各々での振幅制限読取サンプル値 は、 振幅制限回路 42の動作により共に振幅制限値一 Th (又は Th)となる。 よつ て、 高域強調を強く掛けるべく高域強調フィルタ 43のタップ係数 kの値を大き くしても、 ゼロクロス時点 D。において得られる高域読取サンプル値は一定値に維 持されるので、 符号間干渉が生じない。
加算器 44は、 かかる高域読取サンプル値系列 R
Figure imgf000008_0001
と、 上記プリイコライザ 9から供給された読取サンプル値系列 R Scとを加算し、 その加算結果を高域強調 読取サンプル値系列 RSHとして出力する。
以上の如き構成により、 リミットイコライザ 1 0は、 上記読取サンプル値系列 R S cにおける極大のサンプル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間 隔に該当するとき、 つまり RLL (1、 7)変調におけるランレングス 2 Tに該当 するとき、 これらサンプル値を夫々増大させて高域強調を行うのである。
図 4は、 上記リミットイコライザ 10によって高域強調処理を施して得られた 高域強調読取サンプル値系列 RSHのスぺクトラム（実線にて示す）と、 このような 高域強調を行わないイコライザによって得られる読取サンプル値系列のスぺクト ラム（破線にて示す）とを対比して示す図である。 図 4に示すように、 リミットィ コライザ 1 0の出力（実線にて示す）には、 高域強調を実施しないイコライザの出 力（破線にて示す）にはみられない高調波成分を含んでいる。 P L L回路 8は、 上記高域強調読取サンプル値系列 R SHに生じている位相誤差 分を補正した、 上記チャネルクロックと同一周波数（66MHz)のクロック信号 を生成し、 これを上記サンプリングクロック SKとして上記 AZD変換器 7、 D ZA変換器 1 1、 及びジッタ測定回路 30に供給する。 DZA変換器 1 1は、 上 記高域強調読取サンプル値系列 RSHをサンプリングクロック SKに応じた夕イミ ングにてアナログ信号に変換し、 これを高域強調読取信号 RDとしてポスト口一 パスフィルタ 12に供給する。
ボストロ一パスフィルタ 12は、 かかる高域強調読取信号 RD中に存在する折 り返し成分（後述する）を除去することにより、 上記高域強調読取サンプル値系列 R SHにおけるベースバンド成分のみを抽出し、 これを評価読取信号 RRとして 2 値化回路 1 3に供給する。
以下に、 ボストローパスフィルタ 12の詳細な動作について説明する。
図 5は、 ボストローパスフィルタ 12に入力された高域強調読取信号 RDの周 波数帯域を示す図である。 ■
高域強調読取信号 RDは、 上記高域強調読取サンプル値系列 R SHをサンプリン グクロック SKのタイミングにてアナログ信号に変換して得られたものである。 よって、 髙域強調読取信号 RD中には、 図 5に示す如く、 サンプリング周波数 s (66 MHz)の 1/2以下の帯域に髙域強調読取サンプル値系列 RSHのベース バンド成分が存在すると共に、 (1/2) · f s以上の帯域にはその折り返し成分 が存在する。 そこで、 ポスト口一パスフィルタ 12は、 図 5の破線にて示す如き カットオフ特性にて上記高域強調読取サンプル値系列 R SH中の（1Z2) · f s以 上の折り返し成分を除去する。 これにより、 ポストローパスフィルタ 12は、 高 域強調読取信号 RD中から高域強調読取サンプル値系列 RSHのベースバンド成分 のみを抽出し、 これを評価読取信号 RRとして出力する。
図 6は、 ポストローパスフィルタ 1 2に入力された高域強調読取信号 RD、 及 びポスト口一パスフィルタ 1 2から出力された評価読取信号 RR各々の波形の一 例を示す図である。
図 6に示すように、 高域強調読取信号 RDは DZA変換器 1 1によって得られ たものである為、 その 0次ホールド特性によって階段状の波形となってしまい、 ジッタ測定には適さない。 そごで、 ポスト口一パスフィルタ 1 2により、 高域強 調読取信号 RD中に存在する髙域強調読取サンプル値系列 RSHの折り返し成分を 除去した、 図 6に示す如き滑らかな波形を有する評価読取信号 RRを生成するの である。
図 7は、 情報デ一夕がチャネルクロック 66 MHzで RLL (1、 7)変調処理 されて記録ディスク 3に記録されている場合における、 ボストローパスフィルタ 1 2のカツトオフ i 波数とジッ夕量との対応関係を示す図である。
尚、 図 7に示す一例においては、 ピックアップ 1に搭載されている対物レンズ (図示せぬ）の開口数 N A及び波長 λは、 下記の如きである。
ΝΑ= 0. 8 5
波長 λ = 40 5 nm
この際、 リミットイコライザ 1 0を用いない場合（破線にて示す）には、 ポスト ローパスフィルタ 1 2のカツトオフ周波数をチャネルクロックの周波数の 1Z2、 つまり 3 3 MHzよりも小に設定しておけば、 ジッ夕の変動はなかった。 ところ が、 上述した如きリミットイコライザ 1 0を採用した場合には、 ポストローパス フィルタ 1 2のカツトオフ周波数が 3 OMHzよりも大に設定されていると、 図 5に示す如き高域強調読取サンプル値系列 RSHの折り返し成分を十分に減衰させ ることが出来なくなり、 図 7に示すようにジッ夕量が増加してしまう。 更に、 ポ ストローパスフィルタ 1 2のカツトオフ周波数を 3 OMHzよりも小に設定する と、 図 4の実線にて示す如き高域強調読取サンプル値系列 R SH中の高調波成分が 減衰してしまうので、 図 7に示すようにジッタ量が増加してしまう。
つまり、 ボストローパスフィルタ 1 2のカツトオフ周波数が 3 OMHz近傍に おいてジッタ量が最小となるのである。 更に、 ポスト口一パスフィルタ 1 2の力 ットオフ周波数が 3 OMHz近傍であれば、 ボストローパスフィル夕 1 2のカツ トオフ周波数が多少変動してしまっても、 図 7に示すようにその変動に対するジ ッ夕量の変動量は小である。
このように、 情報データがチャネルクロック 6 6 MHzで RLL (1、 7)変調 記録されている記録ディスク 3を評価するにあたり上述した如きリミットィコラ ィザ 1 0を採用した場合には、 ポストローパスフィルタ 1 2のカツトオフ周波数 を 30 MH z近傍に設定しておくのが好ましいのである。 ここで、 カットオフ周 波数の 3 OMHz近傍とは、 ジッ夕量の変動を 0. 2 %以内に抑えることを考慮 した際に許容されるカツトオフ周波数の変動分土 1 0 %を含むものであり、 2 7 〜33MHzである。 尚、 2倍速（チャネルクロック周波数 1 32MHz)でディ スク評価する場合には、 ボストローパスフィルタ 1 2のカツトオフ周波数を 6 0 MHz近傍に設定するのが好ましい。
要するに、 チャネルクロックの周波数を f c 1 k [MHz ]、 ポスト口一パスフ ィル夕 1 2のカツ卜オフ周波数を f c [MHz]とした場合、 f c / f c 1 kが略 PC漏 3/04178
10
5/1 1となるように、 ボストロ一パスフィル夕 1 2のカツトオフ周波数 f cを 決定すれば良いのである。
更に、 カツトオフ周波数の変動分土 1 0 %を考慮した場合には、
9/2 2≤ f c/ f c l k≤ l/2
を満たす範囲内でポスト口一パスフィルタ 1 2のカツトオフ周波数 f cを決定 すれば良いのである。
2値化回路 1 3は、 上記ポストローパスフィルタ 1 2から供給された評価読取 信号 RRが所定閥値よりも犬なるときには所定の高電圧、 小なるときには 定の 低電圧を有する 2値信号を生成し、 これをジッタ測定回路 3 0に供給する。 ジッ 夕測定回路 30は、 かかる 2値信号のエッジタイミングと基準クロック信号にお けるクロックタイミングとの時間差のバラツキ、 すなわちジッタ量を測定し、 そ の測定結果をディスク評価値として出力する。
このように、 ジッタ測定回路 3 0は、 リミットイコライザ 1 0によって符号間 干渉を生じさせることなく最短ランレングスに該当する読取サンプル値系列のみ に高域強調を施し、 かつポスト口一パスフィルタ 1 2によって D/A変換時に生 じた折り返し成分を除去した読取信号をジッ夕の測定対象としている。
従って、 本発明によるディスク評価装置によれば、 例え記録ディスクに記録さ れている記録情報の記録密度が高くても、 信頼性の高いディスク評価を行うこと が可能となる。 又、 ディスク評価装置にリミットイコライザを適用した場合に、 従来考慮されていなかったポストローパスフィルタのカツトオフ周波数を本発明 のように設定することにより、 リミットイコライザのジッタ改善効果を十分に発 揮することが可能になる。 更に、 ポストローパスフィル夕のカットオフ周波数が 多少変動してもジッ夕の変動は微量なので、 ディスク評価装置間のばらつきの無 い、 信頼性の高いジッタ評価が可能となる。

Claims

請求の範囲
1 . 情報デ一夕に対してチャネルクロックに従つて所定の変調処理を施して得 られた変調信号が記録されている記録ディスクの評価を行うディスク評価装置で あって、
前記記録ディスクから前記変調信号の読み取りを行って読取信号を得る情報読 取手段と、
前記読取信号を前記チャネルク口ックと同一周波数のクロックタイミングにて サンプリングして読取サンプル値系列を得る AZD変換器と、
前記読取サンプル値系列の各サンプル値を所定の振幅制限値以下に制限した振 幅制限読取サンプル値系列を得る振幅制限手段と、
前記振幅制限読取サンプル値系列における極大のサンプル値と極小のサンプル 値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するとき前記極大のサンプル値及び前記 極小のサンプル値を増大せしめて高域強調した高域強調読取サンプル値系列を得 る高域強調フィルタと、
前記高域強調読取サンプル値系列を前記チャネルク口ックと同一周波数のクロ ックタイミングにてアナログの高域強調読取信号に変換する D /A変換器と、 前記高域強調読取信号における所定のカツトオフ周波数以下の成分のみを抽出 してこれを評価読取信号として得る口一パスフィル夕と、
前記評価読取信号を所定閥値にて 2値化した 2値化信号を得る 2値化回路と、 を備え、
前記 2値化信号のジッ夕をディスク評価値とすることを特徴とするディスク評 価装置。
2. 前記チャネルクロックの周波数を f c 1 k [MH z]、 前記カットオフ周波 数を ί c [MH z]とすると、 ί cZ f c 1 kは略 5Z1 1であることを特徵とす る請求項 1記載のディスク評価装置。
3. 前記チャネルクロックの周波数は 6 6 MH zであり、 前記カットオフ周波 数は 3 0 MHzであることを特徴とする請求項 2記載のディスク評価装置。
4. 前記チャネルクロックの周波数を f c 1 k [MH z ]、 前記カットオフ周波 数を ί c [ΜΗ ζ]とすると、
9/2 2≤ f c / f c 1 k≤ 1/2
であることを特徴とする請求項 1記載のディスク評価装置。
5. 前記変調処理は RLL (1、 7)変調処理であることを特徴とする請求項 1 記載のディスク評価装置。
6. 前記振幅制限値は前記振幅制限読取サンプル値系列における極大のサンプ ル値と極小のサンプル値との間隔が所定の高域波長間隔に該当するときの前記極 大のサンプル値よりも大であることを特徴とする請求項 1記載のディスク評価装 置。
7. 前記高域強調フィル夕は、 [一 k、 k、 k、 - k] なるタップ係数を有す るトランスバーサルフィルタであることを特徴とする請求項 1記載のディスク評
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