WO2003079540A2 - Anordnung zur reduzierung von nichtlinearen verzerrungen bei einem verstärkerstufen-ausgangssignal einer verstärkerstufe - Google Patents

Anordnung zur reduzierung von nichtlinearen verzerrungen bei einem verstärkerstufen-ausgangssignal einer verstärkerstufe Download PDF

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Armin Splett
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    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
    • H03F1/3229—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward using a loop for error extraction and another loop for error subtraction

Definitions

  • the invention relates to an arrangement for reducing non-linear distortions in an amplifier stage output signal of an amplifier stage.
  • amplifier stages are designed according to the so-called “feed-forward principle”.
  • an amplifier stage input signal is conducted in a main branch of the amplifier stage via a non-ideal amplifier whose non-linearly distorted output signal is delayed on the one hand to an adder and on the other is led to a secondary branch.
  • the amplifier stage input signal is also fed to the secondary branch, where an error signal is obtained from the delayed amplifier stage input signal and from the non-linearly distorted output signal of the amplifier, which is fed to the adder for distortion compensation.
  • the adder forms the amplifier stage output signal from the error signal and from the non-linearly distorted output signal of the amplifier, the non-linear distortions of the amplifier being compensated for by the error signal.
  • the non-linearly distorted output signal of the amplifier must be delayed within the main branch in accordance with a group delay required for determining the error signal in the secondary branch.
  • a delay is generally associated with Realized with the help of a delay line with finite electrical quality.
  • the delay line has electrical losses, which in turn deteriorate the efficiency of the amplifier stage.
  • the object of the present invention is to improve the efficiency of an amplifier stage designed according to the “feed-forward principle”.
  • the design of the amplifier stage according to the invention significantly reduces the manufacturing outlay.
  • the amplifier stage can be easily implemented using microstrip technology, and the required volume of the “feed-forward” amplifier stage is reduced.
  • the efficiency of the amplifier stage is improved because losses within the main branch are reduced.
  • FIG. 2 compares with FIG. 1 a basic circuit diagram of an amplifier stage according to the invention
  • FIG. 3 shows a basic circuit diagram of a further amplifier stage according to the invention
  • FIG. 4 shows an embodiment for a transmission device provided in the arrangement according to FIG. 3, and FIGS.
  • FIG. 7 transmission characteristics of the analog filter shown in FIG. 4.
  • FIG. 1 shows a basic circuit diagram of an amplifier stage VSO designed according to the feed-forward principle, according to the prior art.
  • An amplifier stage input signal uO reaches the amplifier stage VSO and is connected as an input signal both to a main branch HZ and to a secondary branch NZ of the amplifier stage VSO.
  • An amplifier stage output signal u5 is generated by the amplifier stage VSO, the nonlinear distortions of which are reduced with the aid of an error signal fs formed by the secondary branch NZ.
  • the main branch HZ includes a first transmission device Hl connected in series, which has an attenuation a1 and a group delay ⁇ l, a non-ideal first amplifier VI with a gain gl, a delay element T1 with a group delay ⁇ 5 and a first adder AD1.
  • the secondary branch NZ contains a series circuit comprising a delay element T2 with a group delay ⁇ 2, a second adder AD2 and a third transmission device H3 with an attenuation a4 and a group delay ⁇ .-X.
  • the third transmission device H3 is followed by a second amplifier V2 with a gain g4 and a group delay ⁇ .
  • the secondary branch also contains a second transmission device H2 in a transverse branch, which is connected on the one hand to the output of the first amplifier VI in the main branch HZ and on the other hand to the second adder AD2.
  • the third transmission device H3 and the second amplifier V2 are combined to form a so-called error signal device NP, the output signal of which reaches the first adder AD1 as an error signal fs.
  • the device NP thus has a resulting group delay ⁇ res, which is composed of the group delay of the third transmission device H3 and the second amplifier V2.
  • the amplifier stage input signal uO reaches the first amplifier VI, assumed to be non-ideal, via the first transmission device H1, whose non-linearly distorted output signal ul has an error component y.
  • Group delays caused by the first amplifier VI are also taken into account by the group delta ⁇ l of the first transmission device Hl.
  • the non-linearly distorted output signal ul of the first amplifier VI reaches the first adder AD1 on the one hand via the delay element T1 and, on the other hand, negates a second input of the second adder AD2 via the second transmission device H2, the at a first input of the second adder Delay element T2 delayed amplifier stage input signal uO is switched on.
  • the input signal u3 of the error signal device NP reaches the second amplifier V2 via the third transmission device H3, the output signal of which is the error signal fs.
  • the non-linearly distorted output signal ul of the first amplifier VI is connected to a first input of the first adder AD1, and the error signal fs is connected to a second input of the first adder AD1.
  • branches and adders shown here are usually implemented as directional couplers. Phase rotations of the voltages are not considered in detail here.
  • the second amplifier V2 Since the second amplifier V2 only amplifies the error component Y, it can be operated linearly, so that through it only negligible nonlinear distortions are generated.
  • a filter is possible which, with the same quality Q, also has the aforementioned attenuation A.
  • FIG. 2 shows, in comparison with FIG. 1, a basic circuit diagram of an amplifier stage VS1 according to the invention.
  • the error signal device NP here contains two series circuits SSI and SS2, each of these series circuits having a third transmission device H31 or H32 and amplifiers V21 or V22 connected downstream of the respective transmission device.
  • the resulting group delay ⁇ res of the error signal device NP is formed in such a way that a group delay t5 "occurring between the first amplifier VI and the first adder AD1" is taken into account accordingly.
  • the resulting group delay ⁇ res of the error signal device NP in the desired frequency range should be selected negatively.
  • the error signal device NP here has a digital filter, the two transmission devices H31 and H32 having coefficients 2 * a4 and ⁇ 4- ⁇ or -a4 and 2 ⁇ 4- ⁇ .
  • the output signals of the two amplifiers V21 and V22 are added to the error signal fs with the aid of a further adder, which again reaches the first adder AD1.
  • the group delay ⁇ 4 can be set such that a product f 0 ⁇ 4 is an integer, where f 0 here is a center frequency of a working range of the amplifiers V21 and V22.
  • f 0 a center frequency of a working range of the amplifiers V21 and V22.
  • U 5 a x g ⁇ x + y [l-2exp (-j2 ⁇ ⁇ f ⁇ ) + exp (-j2 ⁇ ⁇ f 2 ⁇ 4 )]
  • the negative group delay times are selected in the third transmission devices such that the resulting group delay ⁇ res of the error signal
  • FIG. 3 shows a basic circuit diagram of a further amplifier stage VS2 according to the invention.
  • the error signal device NP here consists only of a series circuit with a third transmission device H33 and a second amplifier V23.
  • the third transmission device H33 is formed, for example, by a passive filter with a negative group delay.
  • the output signal of the second amplifier in turn reaches the first adder AD1 as an error signal fs.
  • the third transmission device H33 which is designed as a filter, transmits only low high-frequency powers, the insertion loss of the filter is neglected.
  • FIG. 4 shows an exemplary embodiment of the third transmission device H33 provided in the arrangement according to FIG. 3, which is designed as an analog filter with a negative group delay.
  • 5 to 7 show transmission characteristics of the analog filter shown in FIG.
  • FIG. 5 shows a frequency-dependent transmission characteristic in which frequencies in GHz are plotted on the x-axis and amplitude values in “dB” are plotted on the y-axis.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Reduzierung von nichtlinearen Verzerrungen bei einem Verstärkerstufen-Ausgangssignal einer nach dem "Feed-Forward-Prinzip" ausgebildeten Verstärkerstufe. Dabei gelangt ein Verstärkerstufen-Eingangssignal in einem Hauptzweig an einen Verstärker, dessen nichtlinear-verzerrtes Ausgangssignal an einen Addierer gelangt, mit dessen Hilfe das Verstärkerstufen-Ausgangssignal gebildet wird. Das nichtlinear-verzerrte Ausgangssignal und das Verstärkerstufen-Eingangssignal werden einem Nebenzweig zugeführt, der eine Fehlersignal-Einrichtung aufweist. Diese erzeugt aus dem verzögerten Verstärkerstufen-Eingangssignal und aus dem nichtlinear-verzerrten Ausgangssignal des Verstärkers ein Fehlersignal, das zur Reduzierung von Verzerrungen beim Verstärkerstufen-Ausgangssignal dem Addierer zugeführt wird. Die Fehlersignal-Einrichtung beinhaltet dabei mindestens eine Übertragungseinrichtung, die eine negative Gruppenlaufzeit aufweist.

Description

Beschreibung
Anordnung zur Reduzierung von nichtlinearen Verzerrungen bei einem Verstärkerstufen-Ausgangssignal einer Verstärkerstufe
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Reduzierung von nichtlinearen Verzerrungen bei einem Verstärkerstufen- Ausgangssignal einer Verstärkerstufe .
Zur Kompensation von nichtlinearen Verzerrungen werden Verstärkerstufen nach dem sogenannten „Feed-Forward-Prinzip" ausgebildet. Dabei wird in einem Hauptzweig der Verstärkerstufe ein Verstärkerstufen-Eingangssignal über einen nich - idealen Verstärker geführt, dessen nichtlinear-verzerrtes Ausgangssignal einerseits laufzeitverzögert an einen Addierer und andererseits an einen Nebenzweig geführt wird.
Das Verstärkerstufen-Eingangssignal wird ebenfalls dem Nebenzweig zugeführt, wobei dort aus dem laufzeitverzδgerten Ver- stärkerstufen-Eingangssignal und aus dem nichtlinear- verzerrten Ausgangssignal des Verstärkers ein Fehlersignal gewonnen wird, das zur Verzerrungskompensation an den Addierer geführt wird. Der Addierer bildet aus dem Fehlersignal und aus dem nichtlinear-verzerrten Ausgangssignal des Ver- stärkers das Verstärkerstufen-Ausgangssignal, wobei durch das Fehlersignal die nichtlinearen Verzerrungen des Verstärkers kompensiert werden.
Beim „Feed-Forward-Prinzipw muss innerhalb des Hauptzweigs das nichtlinear-verzerrte Ausgangssignal des Verstärkers entsprechend einer für die Bestimmung des Fehlersignals im Nebenzweig benötigten Gruppenlaufzeit entsprechend verzögert werden. Eine derartige Verzögerung wird im allgemeinen mit Hilfe einer Verzögerungsleitung mit endlicher elektrischer Güte verwirklicht. Die Verzögerungsleitung weist elektrische Verluste auf, die wiederum den Wirkungsgrad der Verstärkerstufe verschlechtern.
Zur Verringerung der Verluste ist eine entsprechend aufwändige und teure Realisierung der Verzögerungsleitung notwendig, wobei zugleich weitere Dämpfungen durch die Verzögerungsleitung verursacht werden.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, den Wirkungsgrad einer nach dem „Feed-Forward-Prinzip" ausgebildeten Verstärkerstufe zu verbessern.
Die Aufgabe der Erfindung wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Durch die erfindungsgemäße Ausbildung der Verstärkerstufe wird der Herstellungsaufwand deutlich reduziert.
Aufgrund des erfindungsgemäß ausgestalteten Hauptzweigs ist je nach Anwendungsfall die Verstärkerstufe in Mikrostreifen- technik einfach realisierbar, das benötigte Volumen der „Feed-Forward"-Verstärkerstufe wird reduziert.
Der Wirkungsgrad der Verstärkerstufe wird verbessert, da Verluste innerhalb des Hauptzweigs reduziert werden.
Im Folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert . Dabei zeigt : FIG 1 ein prinzipielles Schaltbild einer nach dem Feed-
Forward-Prinzip ausgebildeten Verstärkerstufe, gemäß dem Stand der Technik,
FIG 2 vergleichend mit FIG 1 ein prinzipielles Schaltbild ei- ner erfindungsgemäßen Verstärkerstufe,
FIG 3 ein prinzipielles Schaltbild einer weiteren erfindungsgemäßen Verstärkerstufe,
FIG 4 ein Ausführungsbeispiel für eine in der Anordnung gemäß FIG 3 vorgesehene Übertragungseinrichtung, und FIG 5 bis
FIG 7 Übertragungskennlinien des in FIG 4 dargestellten analogen Filters.
FIG 1 zeigt ein prinzipielles Schaltbild einer nach dem Feed- Forward-Prinzip ausgebildeten Verstärkerstufe VSO, gemäß dem Stand der Technik.
An die Verstärkerstufe VSO gelangt ein Verstärkerstufen- Eingangssignal uO, das sowohl an einem Hauptzweig HZ als auch an einem Nebenzweig NZ der Verstärkerstufe VSO als Eingangssignal angeschaltet ist. Durch die Verstärkerstufe VSO wird ein Verstärkerstufen-Ausgangssignal u5 erzeugt, dessen nichtlineare Verzerrungen mit Hilfe eines durch den Nebenzweig NZ gebildeten Fehlersignals fs reduziert werden.
Der Hauptzweig HZ beinhaltet in Serie geschaltet eine erste Übertragungseinrichtung Hl, die eine Dämpfung al und eine Gruppenlaufzeit τl aufweist, einen nichtidealen ersten Verstärker VI mit einer Verstärkung gl, ein Laufzeitglied Tl mit einer Gruppenlaufzeit τ5 und einen ersten Addierer AD1. Der Nebenzweig NZ beinhaltet eine Serienschaltung aus einem Laufzeitglied T2 mit einer Gruppenlaufzeit τ2 , einen zweiten Addierer AD2 sowie eine dritte Übertragungseinrichtung H3 mit einer Dämpfung a4 und mit einer Gruppenlaufzeit τ .-x. Der dritten Übertragungseinrichtung H3 ist ein zweiter Verstärker V2 mit einer Verstärkung g4 und mit einer Gruppenlaufzeit τ nachgeschaltet . Der Nebenzweig beinhaltet weiterhin in einem Querzweig eine zweite Übertragungseinrichtung H2 , die einerseits am Ausgang des ersten Verstärkers VI im Hauptzweig HZ und andererseits am zweiten Addierer AD2 angeschaltet ist.
Die dritte Übertragungseinrichtung H3 und der zweite Verstärker V2 werden zu einer sogenannten Fehlersignal-Einrichtung NP zusammengefasst, deren Ausgangssignal als Fehlersignal fs an den ersten Addierer AD1 gelangt. Die Fehlersignal-
Einrichtung NP weist somit eine resultierende Gruppenlaufzeit τres auf, die sich aus den Gruppenlaufzeiten der dritten Ü- bertragungseinrichtung H3 und des zweiten Verstärkers V2 zusammensetzt .
Beim Hauptzweig HZ gelangt das Verstärkerstufen-Eingangs- signal uO über die erste Übertragungseinrichtung Hl an den als nichtideal angenommenen ersten Verstärker VI, dessen nichtlinear-verzerrtes Ausgangssignal ul einen Fehleranteil y aufweist. Es gilt somit: ul = al*gl*x+y mit x=u0.
Durch den ersten Verstärker VI verursachte Gruppenlaufzeiten werden durch die Gruppenlaufzeit τl der ersten Übertragungseinrichtung Hl mitberücksichtigt. Das nichtlinear verzerrte Ausgangssignal ul des ersten Verstärkers VI gelangt einerseits über das Laufzeitglied Tl an den ersten Addierer AD1 und andererseits über die zweite Ü- bertragungseinrichtung H2 negiert an einen zweiten Eingang des zweiten Addierer AD2 , wobei an einem ersten Eingang des zweiten Addierers das durch das Laufzeitglied T2 verzögerte Verstärkerstufen-Eingangssignal uO angeschaltet ist.
Für ein Ausgangssignal u3 des zweiten Addierers AD2 , das als Eingangssignal an die Fehlersignal-Einrichtung NP gelangt, gilt somit: u3 = -a3*y, mit τ2 = τl und mit al*gl=l/a3.
Das Eingangssignal u3 der Fehlersignal-Einrichtung NP gelangt über die dritte Übertragungseinrichtung H3 an den zweiten Verstärker V2 , dessen Ausgangssignal das Fehlersignal fs ist. Dabei gilt: τ5=τ4 und a3*a4*g4 = 1, wodurch fs = y wird.
An einem ersten Eingang des ersten Addierers AD1 ist das nichtlinear-verzerrte Ausgangssignal ul des ersten Verstär- kers VI angeschaltet, an einen zweiten Eingang des ersten Addierers AD1 ist das Fehlersignal fs angeschaltet. Der erste Addierer AD1 bildet daraus die Verstärkerstufen-Ausgangs- spannung u5. Dabei gilt mit den oben genannten Voraussetzungen: u5 = al*gl*x.
Die hier dargestellten Verzweigungen und Addierer werden üblicherweise als Richtkoppler realisiert. Phasendrehungen der Spannungen werden hier im einzelnen nicht betrachtet.
Da der zweite Verstärker V2 lediglich den Fehleranteil Y verstärkt, kann er linear betrieben werden, so dass durch ihn nur vernachlässigbare nichtlineare Verzerrungen erzeugt werden.
Das Laufzeitglied T2 ist beispielsweise als Verzögerungslei- tung ausgeführt und weist für eine Frequenz f eine Dämpfung A auf, wobei gilt: A = 10dB*log10 (e) 2πfτ5/Q = 27,3dB*fτ5/Q .
Als weitere Ausführungsform des Laufzeitglieds T2 ist ein Filter möglich, das bei gleicher Güte Q ebenfalls die oben genannte Dämpfung A aufweist.
FIG 2 zeigt vergleichend mit FIG 1 ein prinzipielles Schaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe VS1.
Vergleichend mit FIG 1 wird hier von einem Idealfall ausgegangen, bei dem im Hauptzweig ein Laufzeitglied Tl' mit einer Gruppenlaufzeit x5' derart ausgebildet ist, dass das nichtlinear-verzerrte Ausgangssignal ul des ersten Verstärkers VI im wesentlichen verzögerungsfrei an den ersten Addierer AD1 ge- langt, wobei diese ideale Voraussetzung mit Hilfe der resultierenden Gruppenlaufzeit xres der Fehlersignal-Einrichtung NP entsprechend berücksichtigt werden muss.
Die Fehlersignal-Einrichtung NP beinhaltet hier zwei Serien- Schaltungen SSI und SS2, wobei jede dieser Serienschaltungen eine dritte Übertragungseinrichtung H31 bzw. H32 und der jeweiligen Übertragungseinrichtung nachgeschaltete Verstärker V21 bzw. V22 aufweist.
Bei einer weiteren Ausgestaltungsform ist vorgesehen, mehr als zwei Serienschaltungen parallel zueinander anzuordnen. Dabei ist es auch möglich, den dritten Übertragungseinrichtungen einen gemeinsamen Verstärker nachzuschalten.
Dabei gilt jedoch stets, dass die resultierende Gruppenlauf- zeit τres der Fehlersignal-Einrichtung NP derart gebildet wird, dass eine zwischen dem ersten Verstärker VI und dem ersten Addierer AD1 auftretende Gruppenlaufzeit t5" entsprechend berücksichtigt wird.
Für den hier beschriebenen Fall „im wesentlichen verzöge- rungsfrei" ist die resultierende Gruppenlaufzeit τres der Fehlersignal-Einrichtung NP im gewünschten Frequenzbereich negativ zu wählen.
Die Fehlersignaleinrichtung NP weist hier ein digitales Fil- ter auf, wobei die beiden Übertragungseinrichtungen H31 bzw. H32 als Koeffizienten 2*a4 und τ4-τ bzw. -a4 und 2τ4-τ aufweisen.
Die Ausgangssignale der beiden Verstärker V21 und V22 werden mit Hilfe eines weiteren Addierers zum Fehlersignal fs addiert, das wieder an den ersten Addierer AD1 gelangt.
Unter der Bedingung a3*a4*g4=l gilt für das Verstärkerstufen- Ausgangssignal u5 : u5 = aigi x + y [l-2exp (-j2πfτ4) + exp (-j2πf2τ4) ]
Durch eine entsprechend geringe Gruppenlaufzeit τ-τ kann die Gruppenlaufzeit τ4 so eingestellt werden, dass ein Produkt f0τ4 ganzzahlig ist, wobei f0 hier eine Mittenfrequenz eines Arbeitsbereichs der Verstärker V21 bzw. V22 ist. Für eine Ablagefrequenz Δf = f-f0 gilt dann: U5 = axgι x + y [l-2exp(-j2π Δfτ ) + exp(-j2π Δf 2τ4) ]
Mit einer Reihenentwicklung: [l-2exp (-j2πΔfτ4) + exp (- j2πΔf 2τ ) ]
= -(-j2πΔfτ4)2 + 2(-j2πΔfτ4)2 - 1/3 (-j2πΔfτ4) 3 + 4/3 (-j2πΔfτ4) 3
+ ....
= (-j2πΔfτ4)2 + (-j2πΔfτ4)3 + ...
ergibt sich eine Unterdrückung von nichtlinearen Verzerrungen beim Fehleranteil Y für kleine Ablagefrequenzen Δfτ4 << 1 im Ausgangssignal u5 um ca. -20dB*log10 (2πΔfτ4) .
Abweichend vom Idealfall wird in der Realität bei der Ver- stärkerstufe VSl im Hauptzweig HZ zwischen dem Ausgang des
Verstärkers VI und dem Addierer AD1 das Laufzeitglied Tl" mit einer, vergleichend zum Stand der Technik geringeren, Gruppenlaufzeit τ5^ angeordnet sein. Für diesen Fall werden bei den dritten Übertragungseinrichtungen die negativen Gruppen- laufZeiten derart gewählt, dass die resultierende Gruppenlaufzeit τres der Fehlersignal-Einrichtung NP die Gruppenlaufzeit τ5 ''ausgleicht , also τres = τ5'.
FIG 3 zeigt ein prinzipielles Schaltbild einer weiteren er- findungsgemäßen Verstärkerstufe VS2.
Vergleichend mit FIG 2 besteht hier die Fehlersignal- Einrichtung NP nur aus einer Serienschaltung mit einer dritten Übertragungseinrichtung H33 und einem zweiten Verstärker V23. Die dritte Übertragungseinrichtung H33 wird beispielsweise durch ein passives Filter mit einer negativen Gruppenlaufzeit gebildet. Das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers gelangt wiederum als Fehlersignal fs an den ersten Addierer AD1.
Eine Übertragungsfunktionen [1-exp (-j2πfτ4) ] n -1 der Fehlersignal-Einrichtung NP wird für große und ganzzahlige Potenzen „n" in guter Näherung auch mit nur einem Verstärker V23 er- reicht, wobei das vorgeschaltete Filter zumindest für kleine Ablagefrequenzen Δfτ4<<l eine Filterübertragungsfunktion h4(f)= {[1- exp(-j2πΔfτ4) ]n -1} * exp (+j2πfτ) /g4 annähert. Für τ4 > τ ist dies prinzipiell möglich.
Da die als Filter ausgebildete dritte Übertragungseinrichtung H33 nur niedrige Hochfrequenzleistungen überträgt, wird die Einfügedämpfung des Filters vernachlässigt.
FIG 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die in der Anordnung gemäß FIG 3 vorgesehene dritte Übertragungseinrichtung H33, die als analoges Filter mit negativer Gruppenlaufzeit ausgebildet ist.
Eine Spannungsquelle uE mit einem Widerstand R1=50Ω ist an zwei Bezugspunkten Pll und P12 eines ersten Anschlussports portl angeschlossen. Zwischen den Bezugspunkten Pll und P12 sind ein erster und ein zweiter, parallel zueinander angeordneter Zweig ZI und Z2 angeschaltet, wobei der erste Zweig ZI eine Serienschaltung mit einem Kondensator Cl=6pF, einer In- duktivität Ll=lnH und einem Widerstands R2=1,5Ω aufweist.
Der zweite Zweig Z2 weist eine Serienschaltung mit einem Kon- densator C2=15pF, einer Induktivität Ll=l,lnH und einen Widerstand R3=1,5Ω auf. Eine AusgangsSpannung kann an einem zweiten Anschlussport port 2 über zwei Bezugspunkte P21 und P22 an einem Widerstand R4=50Ω abgegriffen werden.
FIG 5 bis FIG 7 zeigen Übertragungskennlinien des in FIG 4 dargestellten analogen Filters.
Fig. 5 zeigt eine frequenzabhängige Übertragungskennlinie, bei der auf der x-Achse Frequenzen in GHz und auf der y-Achse Amplitudenwerte in „dB" aufgetragen sind.
Fig. 6 zeigt eine frequenzabhängige Übertragungskennlinie, bei der auf der x-Achse Frequenzen in GHz und auf der y-Achse Phasen in „radian" aufgetragen sind.
Fig. 7 zeigt abschließend eine frequenzabhängige Übertragungskennlinie, bei der auf der x-Achse Frequenzen in GHz und auf der y-Achse Gruppenlaufzeiten in Sekunden aufgetragen sind.

Claims

Patentansprüche
1. Anordnung zur Reduzierung von nichtlinearen Verzerrungen bei einem Verstärkerstufen-Ausgangssignal (u5) einer Ver- stärkerstufe (VS) ,
- bei der die Verstärkerstufe (VS) in einem Hauptzweig (HZ) einen ersten Verstärker (VI) und einen ersten Addierer (ADl) aufweist, die derart angeordnet sind, dass ein Verstärkerstufen-Eingangssignal (uO) über den ersten Verstär- ker (VI) als nichtlinear-verzerrtes Verstärkerausgangssignal (ul) an einen ersten Eingang des ersten Addierers (ADl) zur Bildung des Verstärkerstufen-Ausgangssignals (u5) gelangt,
- bei der die Verstärkerstufe (VS) in einem Nebenzweig (NZ) einen zweiten Addierer (AD2) aufweist, dem einerseits das
Verstärkerstufen-Eingangssignal (uO) laufzeitverzögert und andererseits das nichtlinear-verzerrte Ausgangssignal (ul) des ersten Verstärkers (VI) negiert zugeführt ist, und aus dem Ausgangssignal (u3) des zweiten Addierers (AD2) mit Hilfe einer Fehlersignal-Einrichtung (NP) ein Fehlersignal (fs) gebildet wird, das an einen zweiten Eingang des ersten Addierers (ADl) angeschaltet ist, dadurch gekennzeichne ,
- dass die Fehlersignal-Einrichtung (NP) mindestens eine Übertragungseinrichtung (H31,H32,H33) mit einer negativen Gruppenlaufzeit und mindestens einen Verstärker mit einer positiven Gruppenlaufzeit aufweist, und
- dass die Gruppenlaufzeiten der Fehlersignal-Einrichtung (NP) derart dimensioniert sind, dass beim Verstärkerstu- fen-Ausgangssignal (u5) nichtlineare Verzerrungen minimiert werden. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal (ul) des ersten Verstärkers (VI) im wesentlichen verzögerungsfrei an den ersten Addierer (ADl) angeschaltet ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal (ul) des ersten Verstärkers (VI) über eine Verzögerungseinrichtung (Tl^) an den ersten Addierer (ADl) angeschaltet ist.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dem ersten Verstärker (VI) eine erste Übertragungseinrichtung (Hl) vorgeschaltet ist.
5. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dem zweiten Addierer (AD2) ein erstes Laufzeitglied (T2) zur Verzögerung des Verstärkerstufen- Eingangssignal (uO) und eine zweite Übertragungseinrichtung (H2) zur Negierung und Dämpfung des nichtlinear- verzerrten AusgangsSignals (ul) des ersten Verstärkers
(VI) vorgeschaltet ist.
6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Fehlersignal-Einrichtung (NP) mindestens eine Serienschaltung mit einer dritten Übertragungseinrichtung (H31,H32,H33) und mit einem zweiten Verstärker (V21,V22,V23) aufweist.
7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Übertragungseinrichtung (H33) als analoges Filter mit negativer Gruppenlaufzeit in einem gewünschten Frequenzbereich ausgebildet ist. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Fehlersignal-Einrichtung (NP) mindestens zwei Serienschaltungen (SSI, SS2) beinhaltet, deren dritte Übertragungseinrichtungen (H31,H32) einen digitalen Filter mit negativer Gruppenlaufzeit in einem gewünschten Frequenzbereich bilden.
PCT/DE2003/000643 2002-03-15 2003-02-27 Anordnung zur reduzierung von nichtlinearen verzerrungen bei einem verstärkerstufen-ausgangssignal einer verstärkerstufe WO2003079540A2 (de)

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