WO2002021724A1

WO2002021724A1 - Dispositif radio

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Publication number: WO2002021724A1
Application number: PCT/JP2001/007193
Authority: WO
Inventors: Yoshiharu Doi; Jun Kitakado; Masashi Iwami
Original assignee: Sanyo Electric Co., Ltd.
Priority date: 2000-09-08
Filing date: 2001-08-22
Publication date: 2002-03-14
Also published as: US7069054B2; US20030171134A1; AU2001280110A1; CN1473405A; JP2002084220A; EP1322049A4; JP3475163B2; CN1252944C; EP1322049A1

Description

明細書

技術分野

この発明は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更可能な無線装置の構成に関し、特に、ァダプティブアレイ無線基地局において用いられる無線装置の構成に関する。背景技術

近年、移動通信システムにおいて、周波数の有効利用を図るべく種々の伝送チャネル割当方法が提案されており、その一部のものは実用化されている。

図 6は周波数分割多重接続（Frequency Division Multiple Access： F D M A) ，時分割多重接続 (Time Division Multiple Access ： T DMA) およぴパス分割多重接続 (Path Division Multiple Access： P DMA) の各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。

まず、図 6を参照して、 F DMA, T DMAおよび P DMAについて簡単に説明する。図 6 ( a ) は F DMAを示す図であって、異なる周波数 f 1〜 f 4の電波でユーザ 1〜4のアナ口グ信号が周波数分割されて伝送され、各ユーザ 1〜 4 の信号は周波数フィルタによって分離される。

図 6 ( b ) に示す T DMAにおいては、各ユーザのデジタノレ化された信号が、異なる周波数 f l〜f 4の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ごとに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局おょぴ各ユーザ移動端末装置間の時間同期とにより分離される。

一方、最近では、携帯型電話機の普及により電波の周波数利用効率を高めるために、 P DMA方式が提案されている。この P DMA方式は、図 6 ( c ) に示すように、同じ周波数における 1つのタイムスロットを空間的に分割して複数のュ一ザのデータを伝送するものである。この P DMAでは各ユーザの信号は周波数フィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同期とァダプティプアレィ（adaptive array) などの相互干渉除去装置とを用いて分離される。

このようなァダプティブアレイ無線基地局の動作原理については、たとえば下記の文献等に説明されているように周知なものである。

B. idrow, et al. ： 'Adaptive Antenna Systems, " Proc. IEEE, vol. 55, No. 12, pp. 2143—2159 (Dec. 1967 ) .

S. P. Applebaum ： 'Adaptive Arrays，， , IEEE Trans. Antennas & Propag.， vol. AP - 24， No. 5, pp. 585-598 (Sept. 1976) ·

図 7は、このようなァダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。図 7において、 1つのァダプティブアレイ無線基地局 1は、 n本のアンテナ # 1， # 2， # 3 , ···, # nからなるアレイアンテナ 2を備えており、その電波が届く範囲を第 1の斜線領域 3として表わす。一方、隣接する他の無線基地局 6の電波が届く範囲を第 2の斜線領域 7として表わす。

領域 3内で、ユーザ Aの端末である携帯電話機 4とァダプティブアレイ無線基地局 1との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印 5 ) 。一方、領域 7内で、他のユーザ Bの端末である携帯電話機 8と無線基地局 6との間で電波信号の送受信が行なわれる（矢印 9 ) 。

ここで、たまたまユーザ Aの携帯電話機 4の電波信号の周波数とユーザ Bの携帯電話機 8の電波信号の周波数とが等しいとき、ユーザ Bの位置によっては、ュ一ザ Bの携帯電話機 8からの電波信号が領域 3内で不要な干渉信号となり、ユーザ Aの携帯電話機 4とァダプティブアレイ無線基地局 1との間の電波信号に混入してしまうことになる。

このように、ユーザ Aおよび Bの双方からの混合した電波信号を受信したァダプティブアレイ無線基地局 1では、何らかの処理を施さなければ、ユーザ Aおよぴ Bの双方からの信号が混じった信号を出力することとなり、本来通話すべきュ一ザ Aの通話が妨げられることになる。

[従来のァダプティプアレァンテナの構成およぴ動作]

ァダプティブァレイ無線基地局 1では、このユーザ Bからの信号を出力信号から除去するために、次のような処理を行なっている。図 8は、ァダプティブァレィ無線基地局 1め構成を示す概略プロック図である。まず、ユーザ Aからの信号を A (t) 、ユーザ Bからの信号を B (t) とすると、図 7のアレイアンテナ 2を構成する第 1のアンテナ # 1での受信信号 X 1 ( t ) は、次式のように表わされる：

X 1 (t) = a 1 X A ( t) + b 1 X B ( t)

ここで、 a l， b 1は、後述するようにリアルタイムで変化する係数である。以下同様に、第 nのアンテナ #nでの受信信号 xn (t) は、次式のように表わされる：

n (t) = a n XA ( t) +b nXB ( t)

ここで、 a n, b nも同様にリアルタイムで変化する係数である。

上記の係数 a 1, a 2, a 3， …， a nは、ユーザ Aからの電波信号に対し、アレイアンテナ 2を構成するアンテナ # 1, #2, # 3， …， #ηのそれぞれの相対位置が異なるため（たとえば、各アンテナ同士は互いに、電波信号の波長の 5倍、すなわち 1メートル程度の間隔をあけて配されている）、それぞれのアンテナでの受信強度に差が生じることを表わしている。

また、上記の係数 b l， b 2, b 3, ···, b nも同様に、ユーザ Bからの電波信号に対し、アンテナ # 1， #2， # 3， …， #nのそれぞれでの受信強度に差が生じることを表わしている。各ユーザは移動しているため、これらの係数はリアルタイムで変化する。

それぞれのアンテナで受信された信号 _X 1 ( t ) , X 2 ( t ) , X 3 ( t ) , ···, x n ( t) は、対応するスィッチ 10— 1， 10— 2, 10— 3， ···， 10 — nを介してァダプティプアレイ無線基地局 1を構成する.受信部 1 Rに入り、ゥエイトベクトル制御部 11に与えられるとともに、対応する乗算器 12— 1， 1 2-2, 12-3, ···, 12— nの一方入力にそれぞれ与えられる。

これらの乗算器の他方入力には、ウェイトべクトル制御部 11からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み w 1， w2， w3, …， wnが印加される。これらの重みは、後述するように、ウェイトベクトル制御部 11により、リアルタイムで算出される。

したがって、アンテナ # 1での受信信号 X 1 ( t ) は、乗算器 12— 1を経て、 wl X (a 1 A (t) +b 1 B (t) ) となり、アンテナ # 2での受信信号 x 2 ( t ) は、乗算器 1 2— 2を経て、 w2 X (a 2A (t) +b 2B (t) ) となり、アンテナ # 3での受信信号 x 3 ( t) は、乗算器 1 2— 3を経て、 w3 X (a'3A (t) +b 3 B (t) ) となり、さらにアンテナ #nでの受信信号 x n (t) は、乗算器 1 2— nを経て、 wnX (a nA (t) +b nB (t) ) となる。

これらの乗算器 1 2— 1， 1 2-2, 1 2-3, ···, 1 2— nの出力は、加算器 1 3で加算され、その出力は下記のようになる：

w 1 (a 1A ( t) + b 1 B ( t) ) +w 2 (a 2A ( t) +b 2 B ( t) ) + w 3 (a 3A ( t ) + b 3 B ( t ) ) 十… + wn ( a n A ( t ) + b n B (t) )

これを信号 A (t) に関する項と信号 B (t) に関する項とに分けると次のようになる：

^w l a l +w2 a 2+w3 a 3H 1- w n a n ) A t) + 、w l b l +w

2 b 2 +w 3 b 3 l-wn b n) B ( t)

ここで、後述するように、ァダプティブアレイ無線基地局 1は、ユーザ A， B を識別し、所望のユーザからの信号のみを抽出できるように上記重み w l， w2, w3, ···, wnを計算する。たとえば、図 8の例では、ウェイトベクトル制御部 1 1は、本来通話すべきユーザ Aからの信号 A (t) のみを抽出するために、係数 a 1， a 2, a 3, …， a n, b l， b 2, b 3, '··， b nを定数とみなし、信号 A (t) の係数が全体として 1、信号 B (t) の係数が全体として 0となるように、重み w l, w 2, w 3, ···, wnを計算する。

すなわち、ウェイトべクトル制御部 1 1は、下記の連立一次方程式を解くことにより、信号 A (t) の係数が 1、信号 B (t) の係数が 0となる重み wl， w 2, w3, ···, wnをリアルタイムで算出する：

w l a l +w2 a 2+w3 a 3H hwn a n = 1

w 1 b l + 2 b 2+w3 b 3+--- + wn b n = 0

この連立一次方程式の解法の説明は省略するが、先に列挙した文献に記載されているとおり周知であり、現にァダプティプアレイ無線基地局において既に実用化されているものである。このように重み wl， w2, w3, ··■， wnを設定することにより、加算器 1

- 3の出力信号は下記のとおりとなる：

出力信号 =1 XA (t) +OXB (t) =A (t)

[ユーザの識別、トレーニング信号] ' なお、前記のユーザ A, Bめ識別は次のように行なわれる。

図 9は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。携帯電話機の電波信号は大きくは、無線基地局にとって既知の信号系列からなるプリアンプノレと、無線基地局にとって未知の信号系列からなるデータ（音声など）とから構成される。

プリアンプルの信号系列は、当該ユーザが無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを見分けるための情報の信号系列を含んでいる。ァダプティブアレイ無線基地局 1のウェイトべクトル制御部 1 1 (図 8) は、メモリ 14から取出したユーザ Aに対応したトレーニング信号と、受信した信号系列とを対比し、ユーザ Aに対応する信号系列を含んでいると思われる信号を抽出するようにゥェイトベクトル制御（重みの決定）を行なう。このようにして抽出されたユーザ A の信号は、出力信号 S_RX (t) としてァダプティブアレイ無線基地局 1から外部出力される。

—方、図 8において、外部からの入力信号 S_TX (t) は、ァダプティプアレイ無線基地局 1を構成する送信部 1Tに入り、乗算器 15— 1， 15-2, 15- 3， …， 15— nの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方入力にはそれぞれ、ウェイトべクトル制御部 1 1により先に受信信号に基づいて算出された重み wl, w2, w3, ···, wnがコピーされて印カロされる。

これらの乗算器によって重み付けされた入力信号は、対応するスィッチ 10— 1, 10-2, 10— 3， ···, 10— ηを介して、対応するアンテナ # 1， #2, #3， ···, #ηに送られ、図 7の領域 3内に送信される。

ここで、受信時と同じアレイアンテナ 2を用いて送信される信号には、受信信号と同様にユーザ Αをターゲットとする重み付けがされているため、送信された電波信号はあたかもユーザ Aに対する指向性を有するかのようにユーザ Aの携帯電話機 4により受信される。図 1 0は、このようなユーザ Aとァダプティブアレイ無線基地局 1との間での電波信号の授受をイメージィヒした図である。現実に電波が届き得る範囲を示す図 7の領域 3に対比して、図 1 0の仮想上の領域 3 aに示すようにァダプティプアレイ無線基地局 1からはユーザ Aの携帯電話機 4をターゲットとして指向性を伴つて電波信号が放射されている状態がイメージされる。

デジタル移動通信システムである P H Sでは、既に、以上説明したようなァダプティブアレイが実用化されており、今後より多くのユーザ収できる P DMA 方式の実現についても検討されている。このような P DMA方式については、以下の文献に開示されている。

( 1 ) 鈴木、平出著、信学技報、 vol. RCS93-84, pp. 37-44, Jan. 1994

( 2 ) S. C. Swales, M. A. Beach, D. J. Edwards, J. P. McGeehan, IEEE Trans. Veh. Technol. , vol. 39, pp. 56 - 67， Feb. 1990

( 3 ) T. Ohgane, Y. Ogawa, and K. Itoh, Proc. VTC ' 97, vol. 2， pp. 725 - 729, May 1997

以上説明したとおり、ァダプティブアレイを用いた P DMA (Path Division

Multiple Access) 方式では、最適なウェイトべクトルが算出されている限り、適応的に干渉ユーザに対してアレイァンテナの指向性のヌル方向を向けることで、同一セル内で複数ユーザに同一チャネルを割当てることが可能となる。

上述の通り、 P DMA方式では、同一チャネル干渉を除去する技術が必要である。この点で、干渉波に適応的にヌルを向けるァダプティブアレイは、所望波のレベルより干渉波のレベルが高い場合でも効果的に干渉波を抑制できるため、有効な手段である。

ところで、基地局にァダプティブアレイを用いた場合には、.受信時の干渉除去だけではなく、送信時に不要な放射を低減することも可能である。

このとき、送信時のアレイパターンは、受信時のアレイパターンを用いるか、到来方向推定などの結果から新たに生成する手法が考えられる。後者は F D D (Frequency Division Duplex) 、 T D D (Time Division Duplex) を問わ "f 遍用することができるが、複雑な処理が必要となる。一方、前者を F D Dで用いる場合、送受信のアレイパターンが異なるため、アレイ配置やウェイトなどの補正が必要となる。このため、一般には、 TDDでの適用が前提となり、外部スロットが連続した環境では良好な特性が得られている。

以上説明したように、基地局にァダプティブアレイを用いた TDDZP DMA 方式では、上り回線で得られたアレイパターン（ウェイトベクトルパターン）を下り回線で使用する際に、角虔広がりのある動的なレイリー伝搬路を想定した場合には、上下回線間の時間差により下り回線で誤り率が劣化する場合がある。つまり、上り回線（アップリンク）でユーザ端末から基地局に電波が送信されてから、逆に基地局から下り回線（ダウンリンク）によりユーザ端末に電波を射出するまでに時間間隔があるため、ユーザ端末の移動速度が無視できない場合、基地局からの電波の射出方向と実際のユーザ端末の存在する方向との誤差のために誤り率が劣化してしまうためである。

このような伝搬路の変動を考慮した下り回線用ウェイトの推定法として、上り回線で得られたウェイトべクトル値を用いて一次外揷を行なう手法が以下の文献中に提案されている。

(1) 加藤、大鐘、小川、伊藤、信学論.（B— I I) 、 _{V O} 1. J 81—B—

I I, n o. 1， p p. 1-9, J a n. 1998.

(2) 土居、大鐘、唐沢、信学技報、 RCS 97— 68、 p p. 27— 32、 J u l . 1997.

しかしながら、実際にウェイトの時間変化を観測すると、直線的ではないため従来のウェイトべクトルの一次外挿による方法では誤差が大きいという問題があ

• た o

また、送信時のウェイトの推定にあたっては、実用的な回路規模で演算を処理可能とする必要もある。発明の開示

本宪明の目的は、応答べクトルの時間変動を推定することによって間接的にゥエイトを推定することにより、 TDDZPDMA方式において上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率の劣化の抑制を実用的な回路規模で実現することが可能な無.線装置を提供することである。係る目的を達成するために本願発明に係る無線装置は、リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を行なう無線装置であって、

' 複数のアンテナと、第 1の受信回路と、第 2の受信回路とを備える。

複数のアンテナは、離散的に配置される。第 1の受信回路は、複数のアンテナからの信号を受けて、複数の端末からの信号のうち、第 1の端末からの信号を分離する。第 2の受信回路は、.複数のアンテナからの信号を受けて、複数の端末からの信号のうち、第 2の端末からの信号を分離する。

第 1の受信回路は、 i ) 受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて、第 1の端末からの信号を分離し、 i i ) 受信信号の受信時に、分離された第 1の端末からの信号に基づいて第 1のレプリカ信号を生成し、第 1のレプリ力信号と複数のアンテナからの信号とに応じて、第 1の端末からの信号に対する第 1の受信相関ベクトルを算出し、 i i i ) 受信信号の受信時に、第 2の受信回路において第 2の端末からの信号を分離するための分離制御情報に基づいて、複数のアンテナからの信号により第 2の端末からの信号に対応する第 2のレプリカ信号を生成し、 i V ) 第 2の端末からの信号に対する第 2の受信相関ベクトルと第 1の受信相関べクトルと、さらに第 1および第 2のレプリカ信号から算出される相関行列とに基づいて、第 1の端末からの信号に対する受信応答べクトルを推定する。

この発明のさらに他の局面に従うと、リアルタィムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を行なう無線装置であって、複数のアンテナと、第 1の受信回路と、第 2の受信回路とを備える。

複数のアンテナは、離散的に配置される。第 1の受信回路は、複数のアンテナ力らの信号を受けて、複数の端末からの信号のうち、第 1の端末からの信号を分離する。第 2の受信回路は、複数のアンテナからの信号を受けて、複数の端末からの信号のうち、第 2の端末からの信号を分離する。

第 1の受信回路は、第 1の受信信号分離回路と、第 1の受信相関べクトノレ算出回路と、第 1のレプリカ信号生成回路と、受信応答ベクトル計算回路とを含む。第 1の受信信号分離回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に基づいて第 1のウェイトべクトルを生成し、第 1の端末からの信号を分離する。第 1の受信相関ベクトル算出回路は、受信信号の受信時に、第 1の受信信号分離回路の出力に基づいて生成された第 1のレプリカ信号と複数のアンテナからの信号とに応じて、第 1の端末からの信号に対する第 1の受信相関べクトルを算出する。第 1のレプリカ信号生成回路は、受信信号の受信時に、複数のアンテナからの信号に対して、第 2の受信回路における分離制御情報に基づいて、第 2の端末力らの信号に対応する第 2のレプリカ信号を生成する。受信応答べクトル計算回路は、第 2の受信回路から与えられる第 2の端末からの信号に対する第 2の受信相関べクトルと第 1の受信相関べクトルと第 1およぴ第 2のレプリカ信号から算出される相関行列とに基づいて、第 1の端末からの信号に対する受信応答べクトルを推定する。

したがって、本発明によれば、ァダプティプアレイの受信応答ベクトルの時間変動の推定を簡単な回路構成で実現することが可能となる。

さらに、この発明の他の利点は、ァダプティプアレイの受信応答べクトルの時間変動を推定することによって間接的にウェイトの変動を推定することにより、角度広がりなど動的なレイリ一伝搬路においても、上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能なことである。図面の簡単な説明

図 1は、無線装置（無線基地局） 1 0 0 0の構成を示す概略プロック図である。図 2は、無線装置 1 0 0 0の動作の概要を説明するためのフローチャートである。

図 3は、無線装置 1 0 0 0の動作時の信号処理のタイミングを説明するための図である。

図 4は、無線装置（無線基地局） 2 0 0 0の構成を示す概略ブロック図である。図 5は、受信部 S R 1に対応する送信部 S T 1の構成を説明するための概略ブ口ック図である。

図 6は、周波数分割多重接続，時分割多重接続おょぴ P DMAの各種の通信システムにおけるチャネルの配置図である。

' '図 7は、ァダプティブアレイ無線基地局の動作原理を概念的に示す模式図である。

図 8は、ァダプティプアレイ無線基地局 1の構成を示す概略プロック図である図 9は、携帯電話機の電波信号のフレーム構成を示す概略図である。

図 1 0は、ユーザ Aとァダプティブアレイ無線基地局 1との間での電波信号の授受をイメージ化した図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施例を図面とともに説明する。

(受信干渉波の復調信号から干渉波のレプリカ信号を生成する構成）

図 1は、応答べクトルの時間変動を推定することによって、送信時のウェイトを推定する P DMA用基地局の無線装置（無線基地局） 1 0 0 0の構成を示す概略プロック図である。

すなわち、以下に説明するとおり、図 1に示した無線装置 1 0 0 0では、ァダプティブアレイのウェイトが各アンテナ素子における応答べクトルにより一意に表わせることに注目し、応答べクトルの時間変動を推定することによって間接的にウェイトを推定することにより、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、 T D D/P DMA方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率の劣化を抑制することを目的としている。

なお、図 1に示した構成においては、たとえばユーザ P S 1と P S 2とを識別するために、 4本のアンテナ # 1〜# 4が設けられている。

ただし、アンテナの本数としては、より一般的に L本（L個の自然数）であつてもよい。また、ユーザの人数は説明の簡単のために 2人としている。しかしながら、本発明はこのような場合に限定されず、ユーザは 3人以上であってもよい。さらに、図 1に示した構成では、説明の簡単のために、信号の受信に関係する部分の構成のみを抜.出して示している。したがって、本来は従来のァダプティプアレイの構成と同様に設けられている送信部の構成については図示省略している。図 1に示した無線装置 1 0 0 0では、アンテナ # 1〜# 4からの信号を受けて、対応するユーザ P S 1からの信号を分離するための受信部 S R 1と、対応するュ一ザ P S 2からの信号を分離するための受信部 S R 2とが設けられている。

すなわち、それぞれのアンテナで受信された受信信号 X 1 ( t ) , X 2 ( t ) ， 3 ( t ) ， x4 ( t ) は、受信部 SR Iに入ると、まず、同期回路 2. 1に与えられ、ユーザ P S 1からの信号の到来タイミングの検出が行われた後、さらに、受信ウェイトべクトル計算機 20.1、受信相関べクトル計算機 22. 1に与えられるとともに、，対応する乗算器 12— 1.1,. 12— 2.1, 12—3.1， 12 一 4.1の一方入力にそれぞれ与えられる。

これらの乗算器の他方入力には、受信ウェイトべクトル計算機 20.1からそれぞれのアンテナでの受信信号に対する重み係数 w r X 11, wr X 21, w r x 31, wr x 41が印加される。これらの重み係数は、従来例と同様に、受信ウェイトべクトル計算機 20.1により、リアルタイムで算出される。

受信部 SR1は、さらに、乗算器 12— 1.1〜12— 4.1の出力を受けて加算するための加算器 13. 1と、加算器 13. 1の出力を受けて復調してベースパンド信号を抽出するための復調回路 30. 1と、復調回路 30. 1の出力を受けて再変調し、ユーザ PS 1から受信信号のレプリカ信号を生成するための再変調回路 32. 1と、再変調回路 32. 1の出力を受けて波形を整形するためのフィルタリング回路 34. 1とを備える。フィルタリング回路 34. 1の出力は、受信部 SR 2のタイミング調整回路 36. 2に与えられる。

受信部 SR 1は、さらに、同期回路 2. 1からの受信信号 x l (t) 〜x 4 ( t ) と再変調回路 32. 1の出力とを受けて、後に説明する手順に従って、ュ一ザ PS 1からの信号に対する受信相関べクトルを算出するための受信相関べクトル計算機 22. 1と、フィルタリング回路 34. 2からの出力をさらにタイミング調整回路 36. 1においてユーザ P S 1とユーザ P S 2との受信信号の到来タイミングの差を調整した上で得られるユーザ P S 2力らの信号のレブリ力信号と受信相関ベクトル計算機 22. 1の出力と再変調回路 32. 1の出力であるュ一ザ PS 1からの信号のレプリカ信号とに基づいて、ユーザ PS 1からの受信信号に対する受信応答べクトルを算出するための受信応答べクトル計算機 24. 1 とを備える。

タイミング調整回路 36. 1は、受信部 SR1の同期回路 2. 1と受信部 SR 2の同期回路 2. 2との受信信号の到来タイミングの検出結果に応じて、フィルタリング回路 34. 2からタイミング調整回路 36. 1に与えられた信号に対して、ユーザ P S 1とユーザ P S 2との受信信号の到来タイミングの差を調整した上でユーザ PS 2からの信号のレプリカ信号を受信応答べクトノレ計算機 24. 1 に与える。

同様の構成が、受信部 SR 2に対しても設けられる。

なお、再変調回路 32. 2の出力をフィルタリング回路 34. 2を通して波形整形する必要があるのは、ユーザ PS 1からの信号とユーザ P S 2からの信号の到来タイミングが一般的には異なるために、受信応答べクトル計算機 24. 1で受信応答べクトルを計算する際に、受信部 SR 1におけるユーザ PS 1からの受信信号のサンプリングのタイミングと、受信部 S R 2におけるユーザ P S 2からの受信信号のサンプリングのタイミングとが異なり、その結果、受信部 SR2における再変調回路 32. 2の出力においてサンプリングタイミングの間の捕間された信号レベルを用、る必要があるためである。

このようにして算出されたユーザ PS 1の受信応答べクトルから、後に説明するように、応答べクトルの時間変動を推定することによって間接的に送信時のゥエイトを推定することが可能となる。

[ァダブティプアレイとしての動作原理]

まず、受信部 S R 1の動作を簡単に説明すると以下のとおりである。

アンテナで受信された受信信号 X 1 ( t ) , X 2 ( t ) , x 3 ( t ) , χ 4 ( t ) は、以下の式で表される。

xl (t) = Ιι,,βΓχ, (t) + h₁₂Srx₂ (t) + n, (t) · · · (1)

x2 (t) = h^Sr ! (t) + h₂₂Srx₂ (t) + n₂ (t) '··(2)

x3 (t) = h₃₁Srx, (t) + ₃₂Srx₂ (t) + n₃(t) ··· (3)

x4 (t) = ^Srx! (t) + h₄₂Srx₂ (t) + n₄(t) -(4)

ここで、信号 xj (t) は、 j番目（j =l， 2, 3, 4) のアンテナの受信信号を示し、信号 S r xi (t) は、 i番目（i =l, 2) のユーザが送信した信号を示す。

さらに、係数 h ji は、 j番目のアンテナに受信された、 i番目のユーザからの信号の複素係数を示し、 nj (t) は、 ] '番目の受信信号に含まれる雑音を示している。

上の式（1) 〜（4) をべクトル形式で表記すると、以下のようになる。

X (t) = Έίβΐχ, (t) + H₂Srx₂ (t) + N(t) …（5)

X (t) = [xl (t), x2 (t), · · · , x4 (t) F ·'·(6)

(i = l,2) … ）

N(t) = [_ni(t),ii₂(t),...，ii₄(t)]^T '··(8)

なお式（6) 〜（8) において、 […： Γは、 [：…] の転置を示す。

ここで、 X (t) は入力信号ベクトル、 Hiは i番目のユーザの受信応答べクトル、 N (t) は雑音ベクトルをそれぞれ示している。

ァダプティブアレイアンテナは、図 1に示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重み係数 wr xli〜wr x 4i を掛けて合成した信号を受信信号 S r X i (t) として出力する。

さて、以上のような準備の下に、たとえば、 1番目のユーザが送信した信号 S r xl ( t) を抽出する場合のァダプティブアレイの動作は以下のようになる。ァダプティブアレイ 1 0 0の出力信号 y 1 ( t) は、入力信号ベクトル X (t) とウェイトべクトル W1 のべクトルの掛算により、以下のような式で表わすことができる。

yl(t) = X(t)W₁ ^T -(9)

W, = [wrx„ , wrx ， wrx₃, , wrx₄₁ ]^τ … (10)

すなわち、ウェイトベクトル Wl は、 j番目の入力信号 RXj (t) に掛け合わされる重み係数 wr xjl ( j = 1, 2, 3, 4) を要素とするベクトルである。ここで式（9) のように表わされた y l (t) に対して、式（5) により表現' された入力信号ベクトル X (t) を代入すると、以下のようになる。

yl (t) = H, W,^T Srx, (t) + H₂W,^T Srx₂ (t) + N(t)W,^T '··(11)

ここで、ァダプティブアレイが理想的に動作した場合、周知な方法により、ゥエイトべクトル W1 は次の連立方程式を満たすようにウェイトべクトル計算機 2 0. 1により逐次制御される。 ϊί, ^ί -(12)

H₂W,^T=0 …ひ 3)

式（12) および式（13) を満たすようにウェイトべクトル W1 が完全に制御されると、ァダプティブアレイ 1000からの出力信号 y 1 (t) は、結局以下の式のように表わされる。

yl(t)=Srx_I(t)+N_I(t) …ひ 4)

N₁(t) = n₁(t)w_n +n₂(t)w₂₁ +n₃(t)w₃₁ +n₄(t)w₄₁ …（15)

すなわち、出力信号 y 1 ( t) には、 2人のユーザのうちの第 1番目のユーザが送信した信号 S r xl (t) が得られることになる。

[無線装置 1000の動作の概要]

図 2は、無線装置 1000の動作の概要を説明するためのフローチャートである。

無線装置 1000においては、ァダプティブアレイのウェイトべクトル（重み係数べクトル）が各アンテナ素子における受信応答べクトルにより一意に表わせることに着目し、受信応答べクトルの時間変動を推定することによって間接的にウェイトを推定する。

まず、受信部 SR1において、受信信号に基づいて、受信信号の伝搬路の推定を行う（ステップ S 100) 。伝搬路の推定は、式（1) 〜（4) において、ュ一ザから送られる信号のィンパルス応答を求めることに相当する。

言い換えると、式（1) 〜（4) において、たとえば、受信応答べクトノレが推定できれば、ユーザ PS 1からの信号受信時の伝送路の推定が行えることになる。

つづいて、送信部において、送信時の伝搬路の予測、すなわち、受信時の受信応答べクトルから送信時点での受信応答べクトルの予測を行う（ステップ S 10 2) 。この予測された受信応答ベクトルが送信時の送信係数ベクトルに相当する。さらに、送信部において、予測された送信係数べクトルに基づいて、送信ウェイトべクトルの計算を行い、送信時のウェイトを制御する（ステップ S 104) 。

〔受信応答べクトル計算機 24. 1の動作]

つぎに、図 1に示した実施の形態 1における受信応签べクトル計算機 24.1 の動作について説明する。

まず、アンテナ素子数を 4本、同時に通信するユーザ数を 2人とした場合、ァンテナからの時刻 tにおける受信信号をそれぞれ _x 1 ( t ) , X 2 ( t ) ， X 3 ( , x4 (t) とし、所望波（ユーザ PS 1からの電波）のレプリカ信号を D (t) 、干渉波（ユーザ P S 2からの電波）のレプリカ信号を U (t-T 2) とする。このとき、所望波の受信応答ベクトル H_Dを推定することを考える。なお、 T2は、所望波と干渉波の到来時刻の差を表している。

受信信号ベクトル X (t) は、以下の式で表される。

xl(t) = hll D(t)+hl2 U(t-T2)+nl(t)

x2(t) = h21 D(t) + h22 U(t-T2) + n2(t)

x3(t) = h31 D(t) + 32 U (t - T2) + n3 (t)

x4(t) = h41 D(t) + h42 U (t - T2) + n4 (t)

X (t) = [xl (t), x2 (t), x3 (t), x4 (t)]^T

H_D =[hll,hl2, h31, h4l]^T

このとき、受信相関べタトの要素のうち、ユーザ P S 1についてのレプリカ信号 D (t) と受信信号 X 1 (t) とについての係数 r 11は、以下の式のように表される。

rll = E[D*(t) xl(t)]

= hi 1 E [D * (t) D(t) ] + hl2 E[D*(t) U(t -T2)]+E[D* (t) nl(t) ]

ここで、所望波のレプリカ信号 D (t) 自身についてのアンサンブル平均（時間平均）は 1であり、平均をとる時間が長ければ、所望波のレプリカ信号 D (t) と雑音信号 n l (t) との相関は 0となるので、以下の式が成り立つ。 E[D*(t) D(t)]=l

E[D*(t) nl(t)]=0

受信相関べクトルの要素のうち、ユーザ PS 1についてのレプリカ信号 D (t) と他の受信信号 x 2 (t) 〜x 4 (t) とについてのそれぞれの係数 r 2 1、 r 31、 r 41も同様に計算できる。したがって、受信相関ベクトルの各要素は、結局以下のような計算により求めることができる。

rll = E[D*(t) xl(t)]^ ll + hl2 E『D * (t) U(t - T2)】 r21 = E[D* (t) x2 (t)] = h21 + h22 E[D* (t) U(t - T2) ]

r31 = E[D*(t) x3(t)] = h31+li32 E [D * (t) U(t— T2) ]

r41 = E[D* (t) 4 (t)] = h41 + h42 E [D * (t) U(t - T2) ]

ここで、もしも、ユーザ P S 1からの信号とユーザ P S 2からの信号とが完全に直交しているとすると、以下の式が、さらに成り立つ。

E[D*(t) U(t-T2)] = 0

つまり、ユーザ P S 1からの信号とユーザ P S 2からの信号とが完全に直交しているならば、受信相関ベクトル [r 1 1, r 2 1, r 3 1, r 4 1] がユーザ P S 1についての受信応答べクトル H_Dに対応することになる。

しかしながら、現実には、ユーザ P S 1からの信号とユーザ PS 2からの信号とが完全に直交するように符号系列を割り当てることはできないため、 E [D* (t) U (t一 T 2) ] の値を推定することが必要になる。

文献：岸山. 徉久、大鐘武雄、西村寿彦、小川恭孝、土居義晴著「ァダプティプアレーを用いた TDDZS DMA方式における下り回線用ウェイト推定法に関する検討」信学技報、 Technical Report of IEICE, cs99- 44, RCS99-36 (1999-06) , p.67-p72 には、ユーザ P S 1とユーザ PS 2の相関行列 Rの逆行列 R— ¹と、ユーザ P S 2のレプリカ信号 U ( t -T 2) と受信信号べクトル X (t) の相関成分とを用いると、干渉ユーザ信号の成分を取り除いて、所望波の受信応答べクトルを推定することができることが示されている。

すなわち、相関行列と、その逆行列と、ユーザ P S 2のレプリカ信号

U (t— T 2) 'と受信信号ベクトル X (t) め相関成分とは、以下のように表すことができる。

_R (E[DHt)D(t)] £[D*(t)ひ一 Γ2)]

一 E[U*(t-T2)D(t)] £[£>* ーァ2)ひー 2)1

R-¹ 「A ^B)

、C Dノ

rl2 = E[U*(t-T2) xl(t)]

r22 = E[U*(t-T2) x2(t)]

r32 = E[U*(t-T2) x3(t)] r42 = E[U*(t-T2)x4(t)]

したがって、相関行列 Rの逆行列 R一¹と、受信相関ベクトルとを用いると、所望波の受信応答べクトノレ H_Dは、以下のように求めるこが可能である。

hll = Arll + Brl2

h21 = Ar21 + Br22

1ι31 = Ar31 + Br32

h41 = Ar41 + Br42

したがって、図 1に示したような無線装置 1000の構成により、所望波の受信応答ベクトル H_Dを推定することが可能となり、ひいては、この推定された所望波の受信応答べクトル H_Dから、下り回線用（送信時用）のウェイトべクトルを推定することが可能となる。

図 3は、以上の説明に基づいて、図 1に示した無線装置 1000の動作時の信号処理のタイミングを説明するための図である。

図 3において、白丸 PD1〜PD6は、所望波のレプリカ信号、すなわち、図 1の再変調回路 32. 1からの出力を示し、黒丸 PU1~PU6は、干渉波のレプリカ信号、すなわち、図 1の再変調回路 32. 2からの出力を示す。

上述したとおり、所望波と干渉波の到来タイミングは、一般には一致しない。このため、受信部 SR1における所望波に対する信号処理のサンプリングのタイミングと、受信部 SR 2における干渉波に対する信号処理のサンプリングのタイミングとは、一般にはずれが存在する。

したがって、再変調回路 32. 2の出力は、フィルタリング回路 34. 2を通過した後に、タイミング調整回路 36. 1に与えられ、タイミング調整回路 36. 1から受信応答ベクトル計算機 24. 1に対して、受信応答ベクトルの推定演算のために与えられる干渉波のレプリカ信号のレベルは、信号点 PUI 1〜PUI 6のレベルということになる。

したがって、図 1に示したような構成では、確かに、所望波の受信応答べクトル H_Dを推定することが可能であるが、以下の点では不充分である。

まず、レプリカ信号は、所望波 D (t) 、干渉波 U (t-T2) ともに、復調を行った後に再変調をし、さらにフィルタリング処理おょぴタイミング調整処理が必要になる。

すなわち、応答べクトルの時間変動を推定することによって、送信時のウェイトを推定するための図 1の無線装置 1000の構成では、計算量が多くなり、回路構成が複雑となるばかりでなく、その回路規模が大きくなりすぎるという点で不充分である。

さらには、干渉ユーザの信号区間以外の信号（例えば、フレームの最初に位置するランプ部分）は、もともとデータが復調されないため、レプリカ信号を生成することができない。つまり、復調処理が行われない信号区間については、応答べクトルの推定精度が劣化してしまう、という点でも不充分である。

(受信信号から直接に干渉波のレプリカ信号を生成する構成）

したがって、以下では、より簡単な回路構成で、所望波の受信応答ベクトル H 。を推定することが可能な無線装置 2000の構成について、さらに説明する。図 4は、受信信号から直接に干渉波のレプリカ信号を生成して応答ベクトルの時間変動を推定することによって、送信時のウェイトを推定する P DMA用基地局の無線装置（無線基地局） 2000の構成を示す概略プロック図である。図 1に示した無線装置 1000の構成と図 4に示した無線装置 2000の構成が異なる点は以下の通りである。

まず、無線装置 2000では、フィルタリング回路 34. 1， 34. 2およびタイミング調整回路 36. 1, 36. 2の代わりに、受信部 SR1に対応してレプリカ生成回路 40. 1が設けられ、受信部 SR 2に対応してレプリカ生成回路 40. 2が設けられている。

レプリカ生成回路 40. 1は、後に詳しく説明するように、同期回路 2. 1からの受信信号 X 1 ( t ) ， X 2 ( t ) ， X 3 ( t ) ， X 4 ( t ) を受けて、これらと受信部 SR2の受信ウェイトベクトル計算機 20. 2からの干渉波についての受信ウェイトべクトルの要素とをそれぞれ乗算することで、干渉波のレプリカ信号 U (t-T2) を生成する。受信部 SR2中のレプリカ生成回路 40. 2も基本的にレプリカ生成回路 40. 1と同様の動作を行う。

[レプリカ生成回路 40. 1の動作]

所望ユーザの信号のサンプリングタイミングでサンプリングした受信信号べクトル X (t) の各要素は、以下の式で表される。

xl (t) = llD(t) + hl2U(t- T2) + nl (t)

x2(t)=h2lD (t) + h22 U(t- T2) + n2 (t)

x3 (t) =h3lD(t)+h32U(t- T2) + n3 (t)

x4 (t) = h41 D (t) + h42 U (t - T2) + n4 (t)

このとき、受信部 SR 2で干渉ユーザ信号を抽出するために受信ウェイトべクトル計算機 20. 2から出力されるウェイトベクトル Wu= [wu 1， wu 2, wu 3, wu 4] と受信信号ベクトル X (t) との内積 y (t) は、以下の式のようになる。 y (t) = wul l (t) + wu2 x2 (t) + wu3 x3 (t) + wu4 x4 (t)

= (wul hi 1 + w 2 h21 + wu3 h31 + u4 41) D (t)

+ (wul l2 + wu2 .22 + wu3 h.32 + wu4 h42) U(t- T2)

+ (wul nl (t) + wu2 n2 (t) + u3 n3 (t) + wu4 n4 (t))

Wu = [wul, wu2, wu3, wu4 ] ^T

干渉ユーザ信号を抽出するためのウェイトべクトル Wuは、所望ユーザ信号を除去するためのものである。また、十分に SN比が高い場合は、ノイズ成分は無視できるから、以下の式が成り立つ。

(wul hi 1 + 2 21 + wu3 h31 + wu4 h.41) = 0

(wul hl2 + wu2 h22 + wu3 h32 + w 4 h42) = 1

(wul nl (t) + wu2 n2 (t) + wu3 n3 (t) + wu4 n4 (t)) = 0

したがって、最終的に内積 y (t) は、以下のようになる。

y(t) = U(t-T2)

つまり、レプリカ生成回路 40. 1において、この内積 y (t) を随時算出することとすれば、干渉ユーザ信号のレプリカ信号 U (t -T 2) を生成することができる。

このとき、図 1に示した構成と異なり、フィルタリング処理等を行うことなくレプリカ信号を生成できるので、信号処理量を大幅に削減できる。また、復調データがない区間でも干渉ユーザのレプリカ信号を再生することができるため、相関処理の時間を長くとることができ、送信ウェイトの推定精度を高めることが可能となる。

[送信部の構成]

以下では、図 4に示した受信部 SR 1で推定された受信応答べクトルに基づいて、送信時の送信ウェイトを推定する構成について説明する。

図 5は、受信部 S R 1に対応する送信部 S T 1の構成を説明するための概略ブロック図である。

図 5を参照して、送信邰 S T 1は、受信応答べクトル計算機 24. 1において算出された受信応答べクトル H_Dを受けて、送信時での伝搬路を推定、すなわち、送信時点での仮想的な受信応答べクトルを推定することで送信係数べクトルを求める送信係数ベクトル計算機 42. 1と、送信係数ベクトル計算機 42. 1との間でデータを授受し、データを記憶保持するメモリ 46. 1と、送信係数べクトル計算機 42. 1の推定結果に基づいて、送信ウェイトべクトルを算出する送信ウェイトベクトル計算機 44. 1と、それぞれ一方入力に変調回路 38. 1により変調された送信信号を受け、他方入力に送信ウェイトべクトル計算機 44. 1 からの重み係数 w t X 1 1 , w t 2 1, w t x 3 1 , w t x 41が印加される乗算器 1 5— 1. 1， 1 5— 2. 1， 1 5— 3. 1， 1 5— 4. 1とを含む。乗算器 1 5- 1. 1, 1 5- 2. 1, 1 5— 3. 1, 1 5— 4. 1からの出力は、スィッチ 1 0— 1〜10— 4を介して、アンテナ # 1〜# 4に与えられる。

(送信係数べクトルの推定）

以上のようにして、上り回線の各信号から所望ユーザに対する受信応答べクトルを求め、これに基づいて回帰計算等により下り回線の送信時点での受信応答べクトルを推定する。

(送信ウェイトべクトルの決定）

以上のようにして送信時点での受信応答べクトルの推定値が求まると、以下の 3通りのいずれかの方法で、送信ウェイトベクトルを求めることができる。

i ) 直交化による方法

ユーザ P S 1の時刻 t= i T ( i ：自然数、 T：単位時間間隔）におけるゥェィトべクトノレ W⁽¹⁾ ( i ) = [w t x_n w t x₁₂、 w t x₁₃、 w t ₁₄] を考る。ユーザ P S 2にヌルを向けるためには、以下の条件が満たされればよい。ユーザ PS 2に対して予測した伝搬路（受信応答ベクトル）を V⁽²⁾ ( i ) = [h （ (i ) 、 h₂,(²⁾ ( i) 、 h₃'⁽²⁾ (i) 、 h₄' (²) (i) ] とする。ここで、 h ^(q) ( i ) は q番目のユーザの、 p番目のアンテナに対する受信係数べクトルの時刻 iに対する予測値である。同様にして、ユーザ P S 1に対しても伝搬路 V⁽¹⁾ ( i ) を予測してあるものとする。

このとき、 W⁽¹) (i) ^TV(²) (i) =0となるように、 W⁽¹) (i) を決定する。拘束条件として、以下の条件 c 1) 、 c 2) を課す。

c 1) W⁽¹⁾ (i) ^TV⁽¹⁾ (i) =g (一定値） c 2) II W⁽¹⁾ (i) IIを最小とする。

条件 c 2) は、送信電力を最小化することに相当する。

i i) 擬似相関行列を用いる方法

ここで、上述の通り、ァダプティブアレイはいくつかのアンテナ素子と各素子ウェイト値を制御する部分とからなる。一般に、アンテナの入力ベクトルを X (t) 、ウェイトベクトルを Wと表わすと、出力 Y (t) =W^TX (t) と参照信号 d (t) との平均二乗差を最小にするようにウェイトベクトルを制御した場合（MM SE基準：最小 2乗誤差法基準）、最適ウェイト W。_ptは次式（Wi e n e r解）で与えられる。

W_opl=R^r_xd ー (16)

ただし、

R_xx=E[x*(t)x^T(t)] 〜（17) r_xd=E[x*(t)d(t)] -(18)

を満たす必要がある。

ここで、 Υ^τは Yの転置を、 Υ*は Υの複素領域を、 Ε [Υ] はアンサンプノレ平均を表わす。このウェイト値によりァダプティブアレイは不要な干渉波を抑圧するようにアレイパターンを生成することになる。

ところで、擬似相関行列を用いる方法では、上記式（16) を以下に説明する擬似相関行列により計算する。

すなわち、推定された複素受信信号係数 ^(k) _n (i) を用いて、ユーザ kのためのウェイトベクトル W(^k) (i) を計算する。第 k番目のユーザのアレイ応答ベクトルを V^(k) ( i ) とおくと、上述のとおり、以下のように求めることができる。

！^ ！^ … ！^ -(19)

このとき、 t= i Tにおける仮想受信信号の自己相関行列 R_xx ( i ) は V^(k) (i) を用いて次式で表わされる。

R_xx(i) = ^ _V ^(k)*(i)V^(k)T(i) + NI 〜（20)

k=l

ただし、 Nは R_xx (i) が正則となるために付加する仮想雑音項である。本発明における計算では、たとえば、 N=l. OX 10-5とした。 .

受信信号と参照信号との相関ベクトル r_xd (i) は次式で表わされる。

r_xd(i) = V^(k)*(i) 〜(21)

したがって式（16) (20) (21) により、時刻 t= i Tにおける下り回線用ウェイトを求めることができる。

なお、式（20) の逆行列演算は逆行列の捕助定理により、ユーザ kに対して最適に計算できる。特に 2ユーザの場合には次のような簡単な式でウェイトが算出される。

W(^!)(i) = (p₂₂ +N) V^w*(i)-p₁₂ V⁽²⁾*(i) … (22)

W⁽²⁾(i) = (_Pn +N) V(²⁾*(i) - p₂₁ V⁽¹)*(i) 〜(23)

P_ij=V^(i)H(i)V。)(i)

このように自己相関行列が与えられた時、ウェイトベクトルを計算する方法については、たとえば、文献： T. Oh g a n e, Y. Og awa, a n d K.

I t ο h, P r o c. VTC ' 97, v o l. 2， p p. 725-729, Ma y 1997、または、文献：田中、大鐘、小川、伊藤、信学技報、 v o 1. R CS 98-1 17, p p. 103-108, Oc t. 1998に記載されている。

i i i) ビームをユーザ P S 1に向ける方法

ビームをユーザ PS 1に向けると言う点のみに着目すると、以下の式を満たせばよい。

W⁽¹⁾ (i) =V⁽¹⁾ (i) *

以上説明したようないずれかの方法で、送信時のウェイトべクトルを決定して送信すれば、角度広がりなど動的なレイリー伝搬路を想定した場合、 T D D/ P DM A方式においても上下回線間の時間差により発生する下り回線での誤り率が劣化を抑制することが可能である。

なお、以上の説明では、受信応答ベクトルを推定することにより、送信時の送信ウェイトベクトルを間接的に推定する構成について説明した。しかしながら、推定された受信応答べクトルの用途としては、このような場合には限定されない。たとえば、受信応答ベクトルが推定されると、所望波の受信電力を算出することが可能となる。したがって、受信電力に応じて送信電力の大きさを制御することなども可能となる。つまり、基地局からユーザまでの距離に応じて、送信電力を制御することで、他の基地局に対する干渉を低減することも可能となる。

この発明を詳細に説明し示してきたが、これは例示のためのみであって、限定となってはならず、発明の精神と範囲は添付の請求の範囲によってのみ限定されることが明らかに理解されるであろう。

Claims

請求の範囲

1 . リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を行なう無線装置（2 0 0 0 ) であって、

離散的に配置された複数のアンテナ（# 1ー# 4 ) と、 ' 前記複数のアンテナからの信号を受けて、前記複数の端末からの信号のうち、第 1の端末からの信号を分離するための第 1の受信回路（S R 1 ) と、

前記複数のアンテナからの信号を受けて、前記複数の端末からの信号のうち、第 2の端末からの信号を分離するための第 2の受信回路（S R 2 ) とを備え、前記第 1の受信回路は、

i ) 受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて、前記第 1の端末からの信号を分離し、

i i ) 前記受信信号の受信時に、分離された前記第 1の端末からの信号に基づいて第 1のレプリ力信号を生成し、前記第 1のレプリ力信号と前記複数のアンテナからの信号とに応じて、前記第 1の端末からの信号に対する第 1の受信相関べクトルを算出し、

i i i ) 前記受信信号の受信時に、前記第 2の受信回路において前記第 2の端末からの信号を分離するための分離制御情報に基づいて、前記複数のアンテナからの信号により前記第 2の端末からの信号に対応する第 2のレプリ力信号を生成し、

i v ) 前記第 2の端末からの信号に対する第 2の受信相関ベクトルと前記第 1 の受信相関べクトルと、さらに前記第 1および第 2のレプリカ信号から算出される相関行列とに基づいて、前記第 1の端末からの信号に対する受信応答べクトルを推定する、無線装置。

2 . 前記複数の端末との間で送受信される信号は、時分割多重された信号である、請求項 1に記載の無線装置。

3 . 前記第 2の受信回路は、

受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいてウェイトべクトルを生成し、前記第 2の端末からの信号を分離する受信信号分離回路（2 0 . 2) と、

前記受信信号の受信時に、前記受信信号分離回路の出力に基づいて生成された第 3のレプリカ信号と前記複数のアンテナからの信号とに応じて、前記第 2の受信相関ベクトルを算出する受信相関ベクトル算出回路（22. 2) とを含み、前記受信信号分離回路は、前記分啤制御情報として前記ウェイトべクト^ "を前記第 1の受信回路に与える、請求項 1記載の無線装置。

4. 信号の送受信時に前記複数のアンテナを前記第 1および第 2の受信回路と共用する送信回路（ST1) をさらに備え、

前記送信回路は、

前記受信応答べクトル計算回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路（42. 1) と、

前記送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路（44. 1) とを備える、請求項 3記載の無線装置。

5. リアルタイムにアンテナ指向性を変更し、複数の端末との間で信号の送受信を行なう無線装置（2000) であって、

離散的に配置された複数のアンテナ（# 1一 #4) と、

前記複数のアンテナからの信号を受けて、前記複数の端末からの信号のうち、第 1の端末からの信号を分離するための第 1の受信回路（SR1) と、

前記複数のアンテナからの信号を受けて、前記複数の端末からの信号のうち、第 2の端末からの信号を分離するための第 2の受信回路（SR2) とを備え、前記第 1の受信回路は、

受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて第 1のウェイトべクトルを生成し、前記第 1の端末からの信号を分離する第 1の受信信号分離回路（20. 1) と、

前記受信信号の受信時に、前記第 1の受信信号分離回路の出力に基づいて生成された第 1のレプリカ信号と前記複数のアンテナからの信号とに応じて、前記第 1の端末からの信号に対する第 1の受信相関べクトルを算出十る第 1の受信相関ベタトル算出回路（22. 1) と、前記受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に対して、前記第 2 の受信回路における分離制御情報に基づいて、前記第 2の端末からの信号に対応する第 2のレプリカ信号を生成する第 1のレプリカ信号生成回路（4 0 . 1 ) と、前記第 2の受信回路から与えられる前記第 2の端末からの信号に対する第 2の受信相関べクトルと前記第 1の受信相関べクトルと前記第 1および第 2のレプリ力信号から算出される相関行列とに基づいて、前記第 1の端末からの信号に対する受信応答ベクトルを推定する受信応答ベクトル計算回路（2 4 . 1 ) とを含む、

6 . 前記複数の端末との間で送受信される信号は、時分割多重された信号である、請求項 5に記載の無線装置。

7 . 前記第 2の受信回路は、

受信信号の受信時に、前記複数のアンテナからの信号に基づいて第 2のウェイトべクトルを生成し、前記第 2の端末からの信号を分離する第 2の受信信号分離回路（2 0 . 2 ) と、

前記受信信号の受信時に、前記第 2の受信信号分離回路の出力に基づいて生成された第 3のレプリ力信号と前記複数のアンテナからの信号とに応じて、前記第 2の受信相関べクトルを算出する第 2の受信相関べクトル算出回路（2 2 . 2 ) とを含み、

前記第 2の受信信号分離回路は、前記分離制御情報として前記第 2のウェイトベタトルを前記第 1のレプリカ信号生成回路に与える、請求項 5記載の無線装置。

8 . 信号の送受信時に前記複数のアンテナを前記第 1および第 2の受信回路と共用する送信回路（S T 1 ) をさらに備え、

前記送信 ni路は、

前記受信応答べクトル計算回路の推定結果に基づいて、送信信号の送信時の伝搬路を予測する送信伝搬路推定回路（4 2 . 1 ) と、

前記送信伝搬路推定回路の推定結果に基づいて、前記送信信号の送信時の前記アンテナ指向性を更新する送信指向性制御回路（4 4 . 1 ) とを備える、請求項 7記載の無線装置。