WO2001048933A1 - Recepteur et procede de commande de gain - Google Patents

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gain control
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Hideyuki Takahashi
Takashi Kitade
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a receiver and a gain control method used in a digital radio communication system such as a mobile phone and a car phone.
  • base stations installed in each cell allocate radio channels to multiple communication terminals in the cell and simultaneously Perform wireless communication.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a digital wireless communication system.
  • base station 11 is located in cell 21
  • base station 12 is located in cell 22
  • base station 13 is located in cell 23, respectively.
  • mobile stations 3 1, 3 2, 3 3 are currently in cell 21 and are performing wireless communication with base station 11.
  • FIG. 2 is a diagram showing division among signals received by the mobile station 31 in FIG.
  • the signal transmitted from the base station 11 to the mobile station 31 communicating with the base station 11 wirelessly is the desired signal S, but is received by the mobile station 31.
  • noise N is included.
  • the received signal R includes, as an interference signal I, an interference signal I mtra of the own cell transmitted from the base station 11 to the mobile stations 32 , 33 other than the own station. And other cell interference signals I int ⁇ transmitted from base stations 12 and 13 other than the communication partner.
  • the receiving device mounted on the mobile station 31 performs automatic gain control (hereinafter referred to as “AGC:”) on the received signal, converts it to a digital signal, and includes it in the received signal.
  • AGC automatic gain control
  • the desired signal is demodulated to extract the received data.
  • the AGC is a control for setting the electric field strength of the received signal to a preset target value for the purpose of improving the accuracy of the digital conversion of the received signal.
  • the receiving RF section 52 amplifies the radio frequency signal received by the antenna 51 and converts the signal to baseband.
  • the AGC unit 53 controls the gain of the baseband signal output from the reception RF unit 52 according to the gain coefficient.
  • the A / D conversion unit 54 converts the output signal of the AGC unit 53 into a digital signal.
  • the despreading unit 55 multiplies the output signal of the AZD conversion unit 54 by the same spreading code as that on the transmitting side.
  • RAKE receiving section 56 RAKE combines the output signal of despreading section 55.
  • the demodulation unit 57 demodulates the output signal of the RAKE reception unit 56 and extracts the received data.
  • the electric field strength measuring section 58 measures the electric field strength of the baseband signal output from the receiving RF section 52.
  • the electric field strength can be obtained by placing an antenna whose effective length is known during electrolysis and measuring the voltage induced on this antenna.
  • the AZD conversion section 59 converts the measurement result of the electric field strength measured by the electric field strength measurement section 58 into a digit signal, and outputs the absolute electric field strength (S + I + N) abs of the received signal.
  • the determination unit 60 determines the magnitude relationship between the absolute electric field strength (S + I + N) abs of the received signal output from the AZD conversion unit 59 and the target value t. Note that a signal amplitude X that can be expressed in bits (hereinafter, abbreviated as “amplitude X”) or the like is used as the target value t.
  • the gain coefficient calculation unit 61 calculates the AGC gain coefficient correction value (hereinafter referred to as the gain coefficient 3) based on the determination result of the determination unit 60, as shown in the relationship between the input electric field strength and the gain coefficient shown in FIG.
  • the value (3 + AG or 3 ⁇ AG) obtained by increasing or decreasing AG is output as a new gain coefficient. Specifically, if the absolute electric field strength (S + I + N) abs of the received signal is equal to or greater than the target value t, the gain correction value AG is added to the previous gain coefficient i3, otherwise, the previous gain coefficient The gain correction value AG is subtracted from the gain coefficient / 3.
  • the gain correction value AG is a preset value.
  • the DZA conversion unit 62 converts the gain coefficient calculated by the gain coefficient calculation unit 61 into an analog value and outputs the analog value to the AGC unit 53.
  • the conventional receiving apparatus uses the AGC that performs closed-loop control to improve the accuracy when converting the received signal into the digital signal.
  • the target value t is set to be larger than the amplitude X, and the clipping is performed in anticipation of the interference signal I and the noise N.
  • AGC is performed to receive (vertical distance b)
  • the desired signal S is clipped (vertical distance c)
  • clipping means that the peak of a signal or speech syllable is cut off to the extent that it can be detected during transmission.
  • the above-mentioned conventional receiving apparatus does not consider the ratio of the desired signal included in the received signal, and calculates the gain coefficient based on the electric field strength of the received signal.
  • reception quality is degraded. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to perform AGC with high accuracy and prevent deterioration of reception quality. And a gain control method.
  • This object is achieved by obtaining the electric field strength of a signal obtained by removing the interference signal from the received signal based on the desired signal-to-interference signal ratio and the received electric field strength, and calculating a gain coefficient based on the electric field strength.
  • Figure 1 is a diagram showing the configuration of a digital wireless communication system.
  • FIG. 2 is a diagram showing division among signals received by the mobile station in FIG. 1,
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional receiving apparatus.
  • FIG. 4 is a diagram showing a relationship between an input electric field strength and a gain coefficient in a conventional receiver
  • FIG. 5A is a diagram showing signal components before and after AGC and AZD conversion of the conventional receiving device
  • FIG. 5B is a diagram showing signal components before and after AGC and AZD conversion of the conventional receiving device
  • FIG. FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a relationship between an input electric field strength and a gain coefficient in the receiving device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG.8A is a diagram showing AGC and signal components before and after AZD conversion of the receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG.8B is a diagram showing AGC and signal components before and after AZD conversion of the receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a relationship between an input electric field strength and a gain coefficient in the receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. Figures shown, and
  • FIG. 11A is a diagram showing signal components before and after AGC and AZD conversion of the receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 11B shows AGC and AZD conversion of the receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. It is a figure which shows the signal component before and behind.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the receiving RF section 102 amplifies a radio frequency signal received by the antenna 101 and converts the signal to baseband.
  • the AGC unit 103 controls the gain of the baseband signal output from the reception RF unit 102 according to the gain coefficient input from the D / A conversion unit 114 described later.
  • the AZD converter 104 converts the output signal of the AGC 103 into a digital signal.
  • Despreading section 105 multiplies the output signal of AZD conversion section 104 by the same spreading code as that on the transmitting side.
  • the interference canceller 106 removes the stray signal I from the output signal of the despreading unit 105. Note that Chiwara Canceller 106 cannot remove noise N from the output signal of despreading unit 105.
  • the demodulation unit 107 demodulates the output signal of the interference canceller 106 and extracts received data.
  • the SINR measuring section 108 measures the SINR from the output signal of the AZD converting section 104 and the output signal of the interference canceller 106 by the following equation (1).
  • the electric field strength measuring section 109 measures the electric field strength of the baseband signal output from the receiving RF section 102. It should be noted that the electric field strength is known for its effective length during electrolysis.
  • the AZD conversion unit 110 converts the measurement result of the electric field strength measured by the electric field strength measurement unit 109 into a digital signal, and outputs the absolute electric field strength (S + I + N) abs of the received signal. Is output.
  • the reason why the noise N remains in the absolute electric field strength (S + N) abs of the desired signal S is that the noise N cannot be removed by the Chihatsu canceller 106.
  • the determination unit 112 determines the magnitude relationship between the absolute electric field intensity (S + N) abs of the desired signal S output from the absolute electric field intensity calculation unit 111 and the target value t.
  • the gain coefficient calculation unit 113 calculates a new gain coefficient based on the judgment result of the judgment unit 112 based on the value obtained by increasing or decreasing the gain correction value AG to the previous gain coefficient. Output.
  • the gain correction value AG is added to the previous gain coefficient ⁇ so that the desired signal S is not clipped.
  • the gain correction value AG is subtracted from the previous gain coefficient ⁇ in order to increase the bit accuracy of the desired signal S.
  • the DZA conversion section 114 converts the gain coefficient output from the gain coefficient calculation section 113 into an analog value, and outputs the analog value to the AGC section 103.
  • the gain coefficient is calculated based on the absolute electric field strength (S + N + I) abs of the received signal in the prior art, but the output signal of the The gain coefficient can be calculated based on the absolute electric field strength (S + N) abs of the desired signal S.
  • FIG. 8A and 8B are diagrams showing signal components before and after AGC and AZD conversion of the receiving apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 8A shows a case where the absolute electric field strength (S + N) abs of the desired signal S is equal to or larger than the target value t
  • FIG. 8B shows an absolute electric field strength (S + N) of the desired signal S. The case where abs is less than the target value t is shown.
  • the received signal 201 can be reduced in electric field strength by the signal 80 (: section 103 so that the desired signal S does not clip.
  • the output signal 202 of the AGC section 103 is The signal is converted into a digital signal by the A / D converter 104. At that time, a part of the interference signal I and a part of the noise N are clipped (vertical distance a).
  • the desired signal S included in the output signal 203 of the AZD conversion unit 104 is not clicked and has sufficient bit accuracy (vertical distance b), so that the reception quality does not deteriorate. .
  • the electric field intensity of the received signal 2 11 can be increased by the AGC section 103 in order to increase the bit precision of the desired signal S.
  • the output signal 2 122 of the 80 ⁇ section 103 is converted into a digital signal by the AZD conversion section 104.
  • a part of the interference signal I and a part of the noise N are clipped (vertical distance c).
  • the desired signal S included in the output signal 2 13 of the AZD converter 104 is not clipped and has sufficient bit accuracy (vertical distance d), so that the reception quality does not deteriorate. .
  • AGC can be performed with high accuracy, and deterioration of the reception quality can be prevented.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. Note that, in the receiving apparatus of FIG. 8, the same reference numerals as those in FIG. 6 denote the same parts, and a description thereof will be omitted.
  • the receiving apparatus in FIG. 9 is different from the receiving apparatus in FIG. 6 in that the number of SINR measuring sections 108 is equal to the number of users, and the adding section 301 is added.
  • a desired signal of the user k included in the received signal is S k
  • an interference signal for the user k is I k
  • a noise for the user k is N k .
  • Each SINR measuring section 108 outputs the output signal (S k + I k + N k ) of the AZD converting section 104 and the desired signal S for each user in the own cell output from the interference canceller 106. From k , the SINR of the corresponding user k is measured by the following equation (3).
  • the electric field strength measuring section 109 measures the electric field strength of the baseband signal output from the receiving RF section 102 for each user.
  • the AZD converter 110 converts the measurement result of the electric field strength of each user measured by the electric field strength measuring section 109 into a digit signal, and outputs the absolute electric field strength (S k + I k + N k ) Output abs .
  • the adding section 301 divides the absolute electric field strength (S k +) of the desired signal S k of each user in the own cell calculated by the absolute electric field strength calculating section 111 .
  • N k ) abs are all added, and the total value ⁇ (S + N) abs is output.
  • the determination unit 1 1 2 calculates the total value of the absolute electric field strength of the desired signal S k output from the addition unit 3 0 ⁇ (S + N) abs And the target value t are determined.
  • the gain coefficient calculating unit 113 adds a new value ( ⁇ + AG or ⁇ AG) obtained by increasing or decreasing the gain correction value AG to the previous gain coefficient based on the determination result of the determination unit 112. Output as gain coefficient.
  • the gain correction value AG is added to the gain coefficient a.
  • the total value of the absolute electric field strengths of the desired signal S k ⁇ (S + N) abs is less than the target value t, to improve the bit accuracy of the desired signal of all users in the own cell, Subtract the gain correction value AG from the gain coefficient a.
  • the gain coefficient is calculated based on the absolute electric field strength (S + N) abs of the received signal in the conventional technology, but the output signal of the interference canceller is used for each user. Accordingly, the gain coefficient can be calculated based on the total value ⁇ ⁇ (S + N) abs of the absolute electric field strength of the desired signal S k .
  • the interference signal I is divided into a thousand ⁇ No. I inte r of the interference signal I intra and other cells of the own cell. Since the interference signal I mtfa of the own cell includes a desired signal other than that of the user, the receiving apparatus of the present embodiment does not clip the interference signal I lntra of the own cell, and outputs the interference signal of another cell. Perform AGC so that only I Inte r is clipped.
  • FIGS. 11A and 11B are diagrams showing signal components before and after AGC and AZD conversion of the receiving apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 11A shows a case where the total value ⁇ (S + N) abs of the absolute electric field strengths of the desired signal S k is equal to or larger than the target value t
  • FIG. 11B shows an absolute value of the desired signal S k . This shows the case where the total electric field strength ⁇ (S + N) abs is less than the target value t.
  • the electric field strength of the received signal 401 can be reduced by the AGC section 103 so that the desired signal S is not clipped.
  • the output signal 402 of the AGC section 103 is converted into a digital signal by the AZD conversion section 104. At that time, Ten
  • Interference signal I Into Le is clipped (vertical axial distance a).
  • the desired signal S and the interference signal Imtra of the own cell included in the output signal 403 of the AZD converter 104 are not clipped and have sufficient bit precision (vertical axis distance b). However, the reception quality does not deteriorate.
  • the electric field strength of the received signal 4 11 can be increased by the AGC section 103 in order to increase the bit precision of the desired signal S.
  • the output signal 412 of the AGC unit 103 is converted to a digital signal by the AZD converter 104.
  • the interference signal I inter of another cell is clipped (vertical distance c).
  • the desired signal S and the interference signal I intra of the own cell included in the output signal 4 13 of the AZD converter 104 are not clipped and have sufficient bit precision (vertical axis distance d). Therefore, the reception quality does not deteriorate.
  • AGC can be performed with high accuracy and deterioration of reception quality is prevented. be able to.
  • MUD Multi user Detection
  • the target value can be set as appropriate.
  • the target value is a signal amplitude that can be expressed by bits, or a case that a value obtained by subtracting a margin from the signal amplitude that can be expressed by bits is used as the target value.
  • the receiving device of each of the above embodiments can be mounted on a base station device and a communication terminal device of a digital wireless communication system.
  • the interference signal is removed from the reception signal by the desired signal-to-interference signal ratio and the reception electric field strength.
  • AGC By calculating the electric field strength of the received signal and calculating the gain coefficient based on the electric field strength, AGC can be performed with high accuracy, and deterioration of the reception quality can be prevented.
  • the present specification is based on Japanese Patent Application No. 11-3755 262 filed on Feb. 28, 1999. This content is included here.
  • the present invention is suitable for use in a digital wireless communication system such as a mobile phone and a car phone.

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Description

明 細 書 受信装置及び利得制御方法 技術分野
本発明は、 携帯電話や自動車電話等のディジタル無線通信システムに用いら れる受信装置及び利得制御方法に関する。 背景技術
近年、 重要が急増している携帯電話や自動車電話等のディジタル無線通信シ ステムでは、 セル毎に設置された基地局が、 セル内に存在する複数の通信端末 に対して無線チャネルを割当てて同時に無線通信を行う。
図 1は、 ディジ夕ル無線通信システムの構成を示す図である。図 1において、 基地局 1 1はセル 2 1に、基地局 1 2はセル 2 2に、基地局 1 3はセル 2 3に、 それぞれ設置された基地局とする。 移動局 3 1 、 3 2、 3 3は、 現在セル 2 1 の中に存在し、 基地局 1 1と無線通信を行っているものとする。
図 2は、 図 1の移動局 3 1に受信される信号のうち分けを示す図である。 図 2に示すように、 基地局 1 1と無線通信を行っている移動局 3 1にとつて、 基 地局 1 1から送信された信号が所望信号 Sであるが、 移動局 3 1に受信された 際には雑音 Nが含まれる。
また、 雑音 N以外にも、 受信信号 Rには、 干渉信号 Iとして、 基地局 1 1か ら自局以外の移動局 3 2、 3 3に向けて送信された自セルの干渉信号 I mtraと、 通信相手以外の基地局 1 2、 1 3から送信された他セルの干渉信号 I int„とが含 まれる。
移動局 3 1に搭載される受信装置は、受信信号に対して自動利得制御（以下、 「A G C：」 という） を行い、 ディジタル信号に変換した後、 受信信号に含まれ る所望信号を復調して受信データを取り出す。 なお、 AGCは、 受信信号をデ ィジ夕ル変換する際の精度向上を図ることを目的として、 受信信号の電界強度 を予め設定された目標値にする制御である。
以下、 移動局に搭載される従来の受信装置の構成について、 図 3のブロック 図を用いて説明する。
図 3の受信装置において、 受信 RF部 52は、 アンテナ 51に受信された無 線周波数の信号に対して増幅し、 ベースバンドに周波数変換する。 AGC部 5 3は、 受信 RF部 52から出力されたベースバンド信号のゲインをゲイン係数 に応じて制御する。 A/D変換部 54は、 AGC部 53の出力信号をデイジ夕 ル信号に変換する。
逆拡散部 55は、 AZD変換部 54の出力信号に対して送信側と同一の拡散 符号を乗算する。 RAKE受信部 56は、 逆拡散部 55の出力信号を RAKE 合成する。 復調部 57は、 RAKE受信部 56の出力信号を復調して受信デー 夕を取り出す。
電界強度測定部 58は、 受信 RF部 52から出力されたべ一スバンド信号の 電界強度を測定する。 なお、 電界強度は、 電解中に実効長が判っているアンテ ナを置き、 このアンテナに誘起された電圧を測定することにより求められる。
AZD変換部 59は、 電界強度測定部 58にて測定された電界強度の測定結 果をディジ夕ル信号に変換し、受信信号の絶対電界強度 (S+I+N)absを出力する。 判定部 60は、 AZD変換部 59から出力された受信信号の絶対電界強度 (S+I+N)absと目標値 tとの大小関係を判定する。 なお、 目標値 tとして、 ビッ 卜で表現できる信号振幅 X (以下、 「振幅 X」 と省略する） 等が用いられる。 ゲイン係数算出部 61は、 図 4に示す入力電界強度とゲイン係数との関係の ように、 判定部 60の判定結果に基づいて、 前回のゲイン係数 3に AGCのゲ イン係数の補正値 （以下、 単に 「ゲイン補正値」 という） AGを増減させた値 ( 3 +AGあるいは 3— AG) を新たなゲイン係数として出力する。 具体的には、 受信信号の絶対電界強度 (S+I+N)absが目標値 t以上の場合、 前 回のゲイン係数 i3にゲイン補正値 A Gを加算し、 それ以外の場合、 前回のゲイ ン係数 /3からゲイン補正値 A Gを減算する。 なお、 ゲイン補正値 A Gは、 予め 設定された値である。
D ZA変換部 6 2は、 ゲイン係数算出部 6 1にて算出されたゲイン係数をァ ナログ値に変換して A G C部 5 3に出力する。
このように、 従来の受信装置は、 閉ループ制御を行う A G Cにより、 受信信 号をディジ夕ル信号に変換する際の精度向上を図っている。
しかし、 上記従来の受信装置では、 図 5 Aに示す信号成分のように、 受信信 号 Rに含まれる干渉信号 I と雑音 Nの割合が大きい場合、 所望信号 Sのビット 精度 （縦軸方向距離 a ) が不十分になり、 これを原因として受信品質が劣化し てしまう。
一方、 図 5 Bに示す信号成分のように、 所望信号 Sのビット精度を向上させ るために干渉信号 Iと雑音 Nの分を見込んで、 目標値 tを振幅 Xより大きく設 定してクリッピング受信する （縦軸方向距離 b ) ように A G Cを行うと、 受信 信号 Rに含まれる干渉信号 Iと雑音 Nの割合が小さい場合に所望信号 Sまでも がクリッピングされ （縦軸方向距離 c ) 、 これを原因として受信品質が劣化し てしまう。 なお、 クリッピングとは、 伝送時に信号や言語音節のピークが感知 できる程度に切り取られてしまうことをいう。
すなわち、 上記従来の受信装置は、 受信信号に含まれる所望信号の割合を考 慮せず、 受信信号の電界強度に基づいてゲイン係数を算出しているため、 A G Cを精度良く行うことができず、 受信品質が劣化してしまうという問題を有す る。 発明の開示
本発明の目的は、 A G Cを精度良く行うことができ、 受信品質の劣化を防止 することができる受信装置及び利得制御方法を提供することである。
この目的は、 所望信号対千渉信号比と受信電界強度により受信信号から干渉 信号を除いた信号の電界強度を求め、 この電界強度に基づいてゲイン係数を算 出することにより達成される。 図面の簡単な説明
図 1は、 ディジタル無線通信システムの構成を示す図、
図 2は、 図 1の移動局に受信される信号のうち分けを示す図、
図 3は、 従来の受信装置の構成を示すブロック図、
図 4は、 従来の受信装置における入力電界強度とゲイン係数との関係を示す 図、
図 5 Aは、従来の受信装置の A G C及び AZD変換前後の信号成分を示す図、 図 5 Bは、従来の受信装置の A G C及び AZD変換前後の信号成分を示す図、 図 6は、 本発明の実施の形態 1に係る受信装置の構成を示すプロック図、 図 7は、 本発明の実施の形態 1に係る受信装置における入力電界強度とゲイ ン係数との関係を示す図、
図 8 Aは、 本発明の実施の形態 1に係る受信装置の A G C及び AZD変換前 後の信号成分を示す図、
図 8 Bは、 本発明の実施の形態 1に係る受信装置の A G C及び AZD変換前 後の信号成分を示す図、
図 9は、 本発明の実施の形態 2に係る受信装置の構成を示すプロック図、 図 1 0は、 本発明の実施の形態 2に係る受信装置における入力電界強度とゲ イン係数との関係を示す図、 及び、
図 1 1 Aは、 本発明の実施の形態 2に係る受信装置の A G C及び AZD変換 前後の信号成分を示す図である。
図 1 1 Bは、 本発明の実施の形態 2に係る受信装置の A G C及び AZD変換 前後の信号成分を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について、 図面を用いて説明する。
(実施の形態 1 )
図 6は、 本発明の実施の形態 1に係る受信装置の構成を示すプロック図であ る。
図 6の受信装置において、 受信 RF部 1 0 2は、 アンテナ 1 0 1に受信され た無線周波数の信号に対して増幅し、 ベースバンドに周波数変換する。 AGC 部 1 0 3は、 後述する D/ A変換部 1 1 4から入力したゲイン係数に応じて、 受信 RF部 1 0 2から出力されたベースバンド信号のゲインを制御する。 AZ D変換部 1 04は、 AGC部 1 0 3の出力信号をディジタル信号に変換する。 逆拡散部 1 0 5は、 AZD変換部 1 04の出力信号に対して送信側と同一の 拡散符号を乗算する。 干渉キャンセラ 1 0 6は、 逆拡散部 1 0 5の出力信号か ら千涉信号 Iを除去する。 なお、 千渉キャンセラ 1 0 6は、 逆拡散部 1 0 5の 出力信号から雑音 Nを除去することはできない。
復調部 1 0 7は、 干渉キャンセラ 1 0 6の出力信号を復調して受信データを 取り出す。
S I NR測定部 1 0 8は、 AZD変換部 1 04の出力信号と干渉キャンセラ 1 0 6の出力信号から、 以下に示す式 （1) より S I NRを測定する。
SINR (式 1)
Figure imgf000007_0001
電界強度測定部 1 0 9は、 受信 RF部 1 0 2から出力されたベースバンド信 号の電界強度を測定する。 なお、 電界強度は、 電解中に実効長が判っているァ
訂正された用紙 （規則 91) 5/1
ンテナを置き、 このアンテナに誘起された電圧を測定することにより求められ る。
訂正された用紙 （規則 91) 6
AZ D変換部 1 1 0は、 電界強度測定部 1 0 9にて測定された電界強度の測 定結果をディジ夕ル信号に変換し、 受信信号の絶対電界強度 (S+I+N)absを出力 する。
絶対電界強度算出部 1 1 1は、 S I N R及び受信信号の絶対電界強度 (S+I+N)absから、 以下に示す式 （2 ) より、 所望信号 Sの絶対電界強度 (S+N)abs を算出する。 なお、 所望信号 Sの絶対電界強度 (S+N)absに雑音 Nが残っている のは、 千渉キャンセラ 1 0 6において雑音 Nを除去することができないためで ある。
Figure imgf000009_0001
判定部 1 1 2は、 絶対電界強度算出部 1 1 1から出力された所望信号 Sの絶 対電界強度 (S+N)absと目標値 tとの大小関係を判定する。
ゲイン係数算出部 1 1 3は、 判定部 1 1 2の判定結果に基づいて、 前回のゲ ィン係数ひにゲイン補正値 A Gを増減させた値 + あるいはひ— A G) を新たなゲイン係数を出力する。
具体的には、所望信号 Sの絶対電界強度 (S+N)absが目標値 t以上である場合、 所望信号 Sがクリッピングしないように、 前回のゲイン係数 αにゲイン補正値 A Gを加算する。 一方、 所望信号 Sの絶対電界強度 (S + N)absが目標値 t未満で ある場合、 所望信号 Sのビット精度を高めるため、 前回のゲイン係数 αからゲ ィン補正値 A Gを減算する。
D ZA変換部 1 1 4は、 ゲイン係数算出部 1 1 3から出力されたゲイン係数 をアナログ値に変換し、 A G C部 1 0 3に出力する。
従って、図 7に示すように、従来技術では受信信号の絶対電界強度 (S+N+I)abs に基づいてゲイン係数を算出しているのに対し、 千渉キャンセラの出力信号を 用いることにより、 所望信号 Sの絶対電界強度 (S+N)absに基づいてゲイン係数 を算出することができる。
訂正された用紙 （規則 91) 7
図 8 A及び図 8 Bは、 本実施の形態に係る受信装置の A G C及び AZD変換 前後の信号成分を示す図である。 そして、 図 8 Aは、 所望信号 Sの絶対電界強 度 (S+N)absが目標値 t以上であった場合を示し、 図 8 Bは、 所望信号 Sの絶対 電界強度 (S+N)absが目標値 t未満であった場合を示す。
図 8 Aの場合、受信信号 2 0 1は、所望信号 Sがクリッピングしないように、 八0 (：部1 0 3にて電界強度を下げられる。 A G C部 1 0 3の出力信号 2 0 2 は、 A/D変換部 1 0 4にてディジタル信号に変換される。 その際、 干渉信号 I及び雑音 Nの一部がクリッピング （縦軸方向距離 a ) される。
そして、 AZD変換部 1 0 4の出力信号 2 0 3に含まれる所望信号 Sは、 ク リツビングされず、 しかも、 十分なビット精度 （縦軸方向距離 b ) を有するの で、 受信品質は劣化しない。
一方、 図 8 Bの場合、 受信信号 2 1 1は、 所望信号 Sのビット精度を高める ために、 A G C部 1 0 3にて電界強度を上げられる。 八0〇部1 0 3の出カ信 号 2 1 2は、 AZD変換部 1 0 4にてディジタル信号に変換される。 その際、 干渉信号 I及び雑音 Nの一部がクリッピング （縦軸方向距離 c ) される。
そして、 AZD変換部 1 0 4の出力信号 2 1 3に含まれる所望信号 Sは、 ク リッピングされず、 しかも、 十分なビット精度 （縦軸方向距離 d ) を有するの で、 受信品質は劣化しない。
このように、 受信信号から干渉信号を除いた信号の電界強度に基づいてゲイ ン係数を算出することにより、 A G Cを精度良く行うことができ、 受信品質の 劣化を防止することができる。
なお、本実施の形態の受信装置は、干渉キヤンセラとして S U D (Single User Detection) 型干渉キヤンセラを適用することが適当である。
(実施の形態 2 )
図 9は、 本発明の実施の形態 2に係る受信装置の構成を示すブロック図であ る。 なお、 図 9の受信装置において、 図 6の受信装置と共通する部分に関して 8 は、 図 6と同一符号を付して説明を省略する。
図 9の受信装置は、 図 6の受信装置と比較して、 S I NR測定部1 0 8をュ 一ザの数だけ具備し、 加算部 3 0 1を追加した構成を採る。
ここで、 以下の説明において、 受信信号に含まれるユーザ kの所望信号を Sk、 ユーザ kに対する干渉信号を I k、 ユーザ kに対する雑音を Nkとする。
各 S I NR測定部 1 0 8は、 AZD変換部 1 0 4の出力信号 (Sk+Ik+Nk) と千 渉キャンセラ 1 0 6から出力された自セル内におけるユーザ毎の所望信号 Sk から、 以下に示す式 （3) より、 対応するユーザ kの S I NRを測定する。
SINR, = (式 3 )
Figure imgf000011_0001
電界強度測定部 1 0 9は、 受信 R F部 1 0 2から出力されたベースバンド信 号の電界強度をユーザ毎に測定する。 AZD変換部 1 1 0は、 電界強度測定部 1 0 9にて測定された各ユーザの電界強度の測定結果をディジ夕ル信号に変換 し、 ユーザ毎の受信信号の絶対電界強度 (Sk+Ik+Nk)absを出力する。
絶対電界強度算出部 1 1 1は、 ユーザ毎の S I NRとユーザ毎の受信信号の 絶対電界強度 (Sk+Ik+Nk)absから、 以下に示す式 （4) より、 各ユーザの所望信 号 Skの絶対電界強度 (Sk+Nk)absを算出する。
(式 4 )
Figure imgf000011_0002
加算部 3 0 1は、 以下の式 （5) に示すように、 絶対電界強度算出部 1 1 1 にて算出された自セル内の各ユーザの所望信号 S kの絶対電界強度 (Sk+Nk)absを 全て加算し、 加算結果である合計値∑(S+N)absを出力する。
訂正された用紙 （規則 91) 8/1
^S + N)abs -U^ + N. (式 5 ) 判定部 1 1 2は、加算部 3 0 1から出力された所望信号 S kの絶対電界強度の 合計値∑ (S+N)absと目標値 tとの大小関係を判定する。
訂正された用紙 （規則 91) 9
ゲイン係数算出部 1 1 3は、 判定部 1 1 2の判定結果に基づいて、 前回のゲ ィン係数了にゲイン補正値 A Gを増減させた値 （ァ + A Gあるいはァ— A G) を新たなゲイン係数として出力する。
具体的には、所望信号 S kの絶対電界強度の合計値∑(S+N)absが目標値 t以上 である場合、 自セル内の全ユーザの所望信号がクリッピングしないように、 前 回のゲイン係数ァにゲイン補正値 A Gを加算する。一方、所望信号 S kの絶対電 界強度の合計値∑(S + N)absが目標値 t未満である場合、 自セル内における全ュ —ザの所望信号のビット精度を高めるため、 前回のゲイン係数ァからゲイン補 正値 A Gを減算する。
従って、図 1 0に示すように、従来技術では受信信号の絶対電界強度 (S+N)abs に基づいてゲイン係数を算出しているのに対し、 ユーザ毎に干渉キャンセラの 出力信号を用いることにより、 所望信号 S kの絶対電界強度の合計値∑ (S+N)abs に基づいてゲイン係数を算出することができる。
ここで、 上述のように、 干渉信号 Iは、 自セルの干渉信号 I intraと他セルの千 涉信号 I interとに分けられる。 自セルの干渉信号 I mtfaには当該ユーザ以外の所 望信号が含まれているため、 上記本実施の形態における受信装置は、 自セルの 干渉信号 I lntraをクリツビングせず、 他セルの干渉信号 Ilnterのみをクリッピン グするように A G Cを行う。
図 1 1 A及び図 1 1 Bは、 本実施の形態に係る受信装置の A G C及び AZD 変換前後の信号成分を示す図である。 そして、 図 1 1 Aは、 所望信号 S kの絶対 電界強度の合計値∑(S+N)absが目標値 t以上であった場合を示し、図 1 1 Bは、 所望信号 S kの絶対電界強度の合計値∑(S+N)absが目標値 t未満であった場合 を示す。
図 1 1 Aの場合、 受信信号 4 0 1は、 所望信号 Sがクリッピングしないよう に、 A G C部 1 0 3にて電界強度を下げられる。 A G C部 1 0 3の出力信号 4 0 2は、 AZD変換部 1 0 4にてディジタル信号に変換される。 その際、 他セ 10
ルの干渉信号 I intoがクリッピング （縦軸方向距離 a ) される。
そして、 AZD変換部 1 0 4の出力信号 4 0 3に含まれる所望信号 S及び自 セルの干渉信号 I mtraは、 クリッピングされず、 しかも、 十分なビット精度 （縦 軸方向距離 b ) を有するので、 受信品質は劣化しない。
一方、 図 1 1 Bの場合、 受信信号 4 1 1は、 所望信号 Sのビット精度を高め るために、 A G C部 1 0 3にて電界強度を上げられる。 A G C部 1 0 3の出力 信号 4 1 2は、 AZD変換部 1 0 4にてディジタル信号に変換される。その際、 他セルの干渉信号 I interがクリッピング （縦軸方向距離 c ) される。
そして、 AZD変換部 1 0 4の出力信号 4 1 3に含まれる所望信号 S及び自 セルの千渉信号 I intraは、 クリッビングされず、 しかも、 十分なビット精度 （縦 軸方向距離 d ) を有するので、 受信品質は劣化しない。
このように、受信信号から他セルの干渉信号 I intefのみを除いた信号の電界強 度に基づいてゲイン係数を算出することにより、 A G Cを精度良く行うことが でき、 受信品質の劣化を防止することができる。
なお、本実施の形態の受信装置は、千渉キャンセラとして MUD (Multi user Detection) 型干渉キヤンセラを適用することが適当である。
なお、 上記各実施の形態の受信装置において、 目標値は適宜設定できる。 例 えば、 ビットで表現できる信号振幅を目標値とする場合、 あるいは、 ビットで 表現できる信号振幅からマージンを減算した値を目標値とする場合等が挙げら れる。
マージンを考慮することにより、 高速移動時のユーザ等、 伝播路変動が大き い場合でも所望信号がクリッビングされることを防ぐことができる。
また、 上記各実施の形態の受信装置は、 ディジタル無線通信システムの基地 局装置及び通信端末装置に搭載できる。
以上の説明から明らかなように、 本発明の受信装置及び利得制御方法によれ ば、 所望信号対干渉信号比と受信電界強度により受信信号から干渉信号を除い 11
た信号の電界強度を求め、 この電界強度に基づいてゲイン係数を算出すること により、 A G Cを精度良く行うことができ、 受信品質の劣化を防止することが できる。 本明細書は、 1 9 9 9年 1 2月 2 8日出願の特願平 1 1— 3 7 5 2 6 2号に 基づくものである。 この内容をここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 携帯電話や自動車電話等のディジタル無線通信システムに用いる に好適である。

Claims

12 請 求 の 範 囲
1 . ゲイン係数に基づいて受信信号に対して自動利得制御を行う自動利得制御 手段と、 自動利得制御された信号の所望波対干渉波比を測定する S I N R測定 手段と、 受信信号の電界強度を測定する電界強度測定手段と、 前記所望波対干 ) 渉波比と前記受信信号の電界強度に基づいて所望信号の絶対電界強度を算出す る絶対電界強度算出手段と、 所望信号の絶対電界強度と予め設定された目標値 との大小関係に基づいてゲイン係数を算出するゲイン係数算出手段と、 を具備 する受信装置。
2 . ゲイン係数に基づいて受信信号に対して自動利得制御を行う自動利得制御 手段と、 自動利得制御された信号から自セル内のユーザ毎の所望波対干渉波比 を測定する S I N R測定手段と、 受信信号の電界強度を測定する電界強度測定 手段と、 前記所望波対干渉波比と前記受信信号の電界強度に基づいて自セル内 にある全ユーザの所望信号の絶対電界強度の合計値を算出する絶対電界強度算 出手段と、 前記合計値と予め設定された目標値との大小関係に基づいてゲイン 係数を算出するゲイン係数算出手段と、 を具備する受信装置。
3 . ゲイン係数算出手段は、 所望信号の絶対電界強度が目標値以上である場合 に前回のゲイン係数に予め設定された補正値を加算し、 所望信号の絶対電界強 度が目標値未満である場合に前記前回のゲイン係数から前記補正値を減算する 請求の範囲 1記載の受信装置。
4 . ビッ卜で表現できる信号振幅を目標値として設定する請求の範囲 1記載の
5 . ビッ卜で表現できる信号振幅からマージンを減算した値を目標値として設 定する請求の範囲 1記載の受信装置。
6 . 受信装置を搭載する無線通信端末装置であって、 前記受信装置は、 ゲイン5 係数に基づいて受信信号に対して自動利得制御を行う自動利得制御手段と、 自 動利得制御された信号の所望波対干渉波比を測定する S I N R測定手段と、 受 13 信信号の電界強度を測定する電界強度測定手段と、 前記所望波対干渉波比と前 記受信信号の電界強度に基づいて所望信号の絶対電界強度を算出する絶対電界 強度算出手段と、 所望信号の絶対電界強度と予め設定された目標値との大小関 係に基づいてゲイン係数を算出するゲイン係数算出手段とを具備する。
7 . 受信信号に対して自動利得制御を行ってディジタル信号に変換し、 このデ ィジ夕ル信号から干渉信号を除去した信号と前記ディジタル信号とに基づいて 所望波対干渉波比を測定し、 前記所望波対干渉波比と前記受信信号の電界強度 に基づいて所望信号の絶対電界強度を算出し、 前記所望信号の絶対電界強度と 予め設定された目標値との大小関係に基づいて、 次回の自動利得制御のゲイン 係数を算出する利得制御方法。
8 . 受信信号に対して自動利得制御を行ってディジタル信号に変換し、 このデ ィジ夕ル信号から干渉信号を除去した信号と前記ディジ夕ル信号とに基づいて 自セル内のユーザ毎の所望波対干渉波比を測定し、 前記所望波対干渉波比と前 記受信信号の電界強度に基づいて自セル内にある全ユーザの所望信号の絶対電 界強度の合計値を算出し、 前記合計値と予め設定された目標値との大小関係に 基づいて、 次回の自動利得制御のゲイン係数を算出する利得制御方法。
9 . 所望信号の絶対電界強度が目標値以上である場合に前回のゲイン係数に予 め設定された補正値を加算し、 所望信号の絶対電界強度が目標値未満である場 合に前記前回のゲイン係数から前記補正値を減算する請求の範囲 7記載の利得 制御方法。
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