WO2001022525A1 - Vorrichtung zur breitbandig abstimmbaren impedanztransformation - Google Patents
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- WO2001022525A1 WO2001022525A1 PCT/DE2000/001985 DE0001985W WO0122525A1 WO 2001022525 A1 WO2001022525 A1 WO 2001022525A1 DE 0001985 W DE0001985 W DE 0001985W WO 0122525 A1 WO0122525 A1 WO 0122525A1
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/04—Coupling devices of the waveguide type with variable factor of coupling
Definitions
- the present invention relates to a device for broadband tunable impedance transformation and in particular to an adaptation circuit of an antenna to a transceiver by means of waveguides in a mobile telecommunications terminal.
- Such devices for impedance transformation are well known for low-frequency signals.
- high-frequency signals> 400 MHz such as those used in cordless telecommunications terminals
- conventional impedance transformers can no longer be used.
- the operating parameters of such waveguides or waveguide circuits are obtained, for example, from so-called Smith diagrams or “Smith Charts”. By means of such a Smith Chart, for example, the behavior of a microwave circuit (RF circuit) consisting of waveguides can be adequately determined.
- Typical representatives of such waveguides are, for example, the stripline or stripline and the microstrip conductor or icrostrip, as shown in Figures 1 and 2.
- FIG. 1 shows a sectional view of a strip current according to the prior art, an actual strip conductor 1 being embedded in a dielectric 3 with the relative dielectric constant ⁇ r .
- the characteristic impedance of the striplme is a function of a stripe width W, a stripe thickness t, the relative dielectric constant ⁇ r and a distance b between the ground planes 2o and 2u.
- the advantage of such waveguide structures is that they can be produced in a simple and automatic manner, the uniform signal paths required for microwave transmission (HF transmission) being made available.
- FIG. 2 shows a sectional view of a microstrip according to the prior art, a strip conductor 1 lying on a dielectric 3 with a thickness h.
- the characteristic impedance of the microstrip is a function of the stripe width W, the stripe thickness t, the relative dielectric constant ⁇ r and the
- the strip conductor 1 and the ground plane 2 also consist of a metallic conductor, e.g. Copper, the field lines spreading in the dielectric 3.
- FIG. 3 shows a simplified block diagram to illustrate an impedance transformation using a conventional impedance transformer IT, Q being a source and L being a load, each of which has different impedances.
- the source Q consists, for example, of an alternating current source I and an associated impedance Z 0 .
- the Last L consists, for example, of a bipolar transistor with an associated circuit.
- the impedance transformer IT is connected between the source Q and the load L, which preferably results in an optimization of the efficiency.
- FIG. 4 shows a conventional microstrip circuit for implementing the impedance transformer IT according to FIG. 3.
- I denotes an AC power source with an associated resistor R, which form the source Q.
- R an associated resistor
- T an associated resistor
- P1 and P2 denote a gate 1 and gate 2 of the impedance transformer IT, which consists of a specially adapted microstrip circuit 1.
- impedance transformers for adapting an antenna to a transmitting / receiving device can be implemented, which delivers optimal results at a predetermined frequency.
- the associated transmission / reception frequency is therefore implemented using a plurality of impedance transformers IT with associated antennas in a telecommunications terminal, or the terminal is restricted to a frequency range.
- the invention is therefore based on the object of providing a device for broadband tunable impedance transformation which can be used for a multiplicity of microwave frequency ranges and can be realized in a space-saving manner
- the controllable connecting element preferably consists of a mechanical microswitch or a mechanical micromotor with a short-circuit slide connected, which are formed on the same substrate or discretely next to the waveguide.
- the waveguide preferably consists of a striplme or a microstrip, whereby the manufacture of the impulse danz transformer can be realized automatically and easily on a substrate.
- the impedance transformer can have an impedance matching detection device for detecting an impedance matching and an impedance matching control device for controlling the controllable connection elements as a function of the detected impedance matching, which enables automated or regulated impedance matching to the respective circumstances. It is thus possible, for example, to implement a mobile telecommunications terminal which automatically selects an air interface with the best reception (transmission) and adapts the antenna to the changed transmission / reception conditions in terms of impedance.
- Figure 1 is a sectional view of a strip line according to the prior art
- Figure 2 is a sectional view of a microstrip according to the prior art
- Figure 3 is a schematic block diagram of a circuit with a conventional impedance transformer
- FIG. 4 shows a technical implementation of the circuit according to FIG. 3 using a conventional microstrip circuit
- Figure 5 is a schematic representation of the impedance transformer according to a first embodiment in a first state
- FIG. 6 shows a graphical representation of the input matching of the impedance transformer according to FIG. 5;
- FIG. 7 shows a Smith diagram of the impedance transformer according to FIG. 5;
- Figure 8 is a schematic representation of the impedance transformer according to the first embodiment in a second state
- FIG. 9 shows a graphic representation of the input matching of the impedance transformer according to FIG. 8.
- FIG. 10 shows a Smith diagram of the impedance transformer according to FIG. 8.
- FIG. 11 shows a schematic illustration of part of an impedance transformer according to a second exemplary embodiment
- FIG. 12 shows a schematic illustration of part of an impedance transformer according to a third exemplary embodiment
- FIG. 13 shows a schematic illustration of part of an impedance transformer according to a fourth exemplary embodiment.
- FIGS. 14A and 14B are schematic representations of part of an impedance transformer according to a fifth exemplary embodiment.
- FIG. 5 shows a schematic illustration of a device for broadband tunable impedance transformation IT (hereinafter referred to as an impedance transformer) according to a first exemplary embodiment in a first state.
- an impedance transformer a device for broadband tunable impedance transformation IT
- the waveguide 1 consists of a meandering microst ⁇ p structure, which is located between the gates P1 and P2 and is also connected to ground.
- the meandering microstrip structure 1 has a large number of controllable connecting elements S1, S2, S3, S4, S5 and S6, which enable the respective meanders in the microstrip structure 1 to be short-circuited.
- controllable connecting elements S1 to S6 preferably consist of mechanical microswitches which are located directly on the substrate 3 or are formed thereon. However, discrete micro relays can also be used, but the effects of the supply wires required for this must be taken into account when controlling the controllable connecting elements S1 to S6. In particular when the electromechanically controllable connecting elements S1 to S6 are implemented by means of silicon spring tongues, however, the schematic illustration shown in FIG. 5 results as a corresponding top view.
- FIG. 6 shows a graphical representation of the input adaptation of the impedance transformer IT in the first state with closed or switched controllable connecting elements S1 to S6.
- this corresponds, for example, to a first air interface standard, the signals being transmitted at 3.5 GHz.
- FIG. 7 shows a graphic representation of a Smith chart or smith chart of the impedance transformer IT according to FIG. 5, which represents one of the essential tools for assessing an impedance transformation.
- the smith chart is used, for example, to determine an impedance and an admittance at different loads. Capacitive or inductive reactances of short-circuited transmission lines or small sections of the waveguide can be estimated in this way.
- the smith chart shown in FIG. 7 corresponds to the input adaptation shown in FIG. 6 with a maximum frequency range from 1 GHz to 4 GHz.
- FIG. 8 shows the impedance transformer IT in a second circuit state in accordance with the first exemplary embodiment which all controllable connecting elements Sl to S6 are open.
- the same reference numerals designate the same or similar components as in FIG. 5, which is why a detailed description is omitted below.
- the width W of the microstrip 1 and the relative dielectric constant ⁇ r are unchanged in the same way as the height h of the dielectric 3 and the thickness t of the strip conductor.
- FIG. 9 shows a graphic representation of the input adaptation of the impedance transformer according to FIG. 8, the latter in the open state, ie. H. at maximum length of the meandering microstrips 1 has a minimum attenuation at the frequency of 2 GHz.
- FIG. 10 shows the associated smith chart in a frequency range from 1 GHz to a maximum of 4 GHz, from which an optimal adaptation at a frequency of 2 GHz can be derived.
- the device for impedance transformation enables an optimal impedance matching in a frequency range from 2.0 to 3.5 GHz, essentially changing the effective geometry of a waveguide 1, i. is extended.
- a width W of the microstrip or plug can also be changed, which also results in a change in the impedance transformation.
- the impedance transformer IT can accordingly have an impedance matching detection device (not shown) and an impedance matching control device (not shown), the impedance matching detection device having a respective I- U ) ⁇ r M P> P 1
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Abstract
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur breitbandig abstimmbaren Impedanztransformation bestehend aus einem Wellenleiter (1) mit einer vorbestimmten effektiven Geometrie (W, 1) und zumindest einem steuerbaren Verbindungselement (S1 bis S6) zum Verändern der effektiven Geometrie des Wellenleiters (1). Auf diese Weise erhält man für einen grossen Frequenzbereich eine optimale Impedanzanpassung.
Description
Beschreibung
Vorrichtung zur breitbandig abstimmbaren Impedanztransformation
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur breitbandig abstimmbaren Impedanztransformation und insbesondere auf eine Anpassungsschaltung einer Antenne an eine Sende-/Empfangsvorrichtung mittels Wellenleitern in einem mo- bilen Telekommunikations-Endgerät .
Zur Verbesserung der Reichweite bzw. zur Vermeidung von Empfindlichkeitsverlusten ist es beispielsweise in einem mobilen Telekommunikations-Endgerät bzw. Handy erforderlich, durch Anpassung der Impedanzen eine weitgehend reflexionsfreie Verbindung der Antenne mit der dazugehörigen Sende-/Empfangsvor- richtung zu erreichen. Zur Anpassung der komplexen Antennenimpedanz an die üblicherweise reelle Lastimpedanz der Sende- /Empfangsvorrichtung wird daher eine Vorrichtung zur Impe- danztransformation geschaltet, die eine Anpassung bzw. Impedanztransformation durchführt.
Derartige Vorrichtungen zur Impedanztransformation sind für niederfrequente Signale hinreichend bekannt. Insbesondere bei der Verwendung von Hochfrequenzsignalen > 400 MHz, wie sie beispielsweise in schnurlosen Telekommunikations-Endgeräten zum Einsatz kommen, sind jedoch derartige herkömmliche Impedanz-Transformatoren nicht mehr einsetzbar. Die Betriebsparameter derartiger Wellenleiter bzw. Wellenleiterschaltungen werden beispielsweise aus sogenannten Smith-Diagrammen bzw. „Smith Charts" gewonnen. Mittels eines derartigen Smith Charts kann beispielsweise das Verhalten einer Mikrowellenschaltung (HF-Schaltung) bestehend aus Wellenleitern hinreichend bestimmt werden.
Typische Vertreter derartiger Wellenleiter sind beispielsweise der Streifenleiter bzw. stripline und der Mikrostreifen-
leiter bzw. icrostrip, wie sie in den Figuren 1 und 2 dargestellt sind.
Figur 1 zeigt hierbei eine Schnittansicht eines striplme ge- maß dem Stand der Technik, wobei ein eigentlicher Streifen- leiter 1 in ein Dielektrikum 3 mit der relativen Dielektrizitätskonstante εr eingebettet ist. An den Oberflachen des Dielektrikums 3 befinden sich zwei elektrisch leitende Masseebenen 2o und 2u, die üblicherweise wie der Streifenleiter 1 aus Kupfer bestehen. Die charakteristische Impedanz des striplme ist hierbei eine Funktion aus einer Streifenbreite W, einer Streifendicke t, der relativen Dielektrizitätskonstante εr und einem Abstand b zwischen den Masseebenen 2o und 2u. Der Vorteil derartiger Wellenleiterstrukturen liegt darin, daß sie auf einfache Weise und automatisch hergestellt werden können, wobei die für die Mikrowellenubertragung (HF-Ubertra- gung) erforderlichen gleichförmigen Signalpfade zur Verfugung gestellt werden.
Figur 2 zeigt eine Schnittansicht eines microstrips gemäß dem Stand der Technik, wobei ein Streifenleiter 1 auf einem Dielektrikum 3 mit einer Dicke h liegt. In ähnlicher Weise wie beim striplme ist auch die charakteristische Impedanz des microstrips eine Funktion der Streifenbreite W, der Streifen- dicke t, der relativen Dielektrizitätskonstante εr und der
Hohe h des Dielektrikums 3, welche wiederum einen Abstand des Streifenleiters 1 zu einer elektrisch leitenden Masseebene 2 angibt. Auch beim microstrip besteht der Streifenleiter 1 und die Masseebene 2 aus einem metallischen Leiter z.B. Kupfer, wobei sich die Feldlinien im Dielektrikum 3 ausbreiten.
Figur 3 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Veran- schaulichung einer Impedanztransformation mit einem herkömmlichen Impedanz-Transformator IT, wobei Q eine Quelle und L eine Last darstellt, die jeweils unterschiedliche Impedanzen aufweisen. Die Quelle Q besteht beispielsweise aus einer Wechselstromquelle I und einer dazugehörigen Impedanz Z0. Die
Last L besteht beispielsweise aus einem Bipolartransistor mit dazugehöriger Schaltung. Zur Anpassung der komplexen Impedanz der Quelle Q an die beispielsweise reelle Lastimpedanz der Last L ist zwischen die Quelle Q und die Last L der Impedanz- Transformator IT geschaltet, wodurch sich vorzugsweise eine Optimierung des Wirkungsgrades ergibt.
Figur 4 zeigt eine herkömmliche Microstrip-Schaltung zur Realisierung des Impedanz-Transformators IT gemäß Figur 3. In Figur 4 bezeichnet I eine Wechselstromquelle mit dazugehörigem Widerstand R, die die Quelle Q bilden. Lastseitig befindet sich ein Bipolartransistor T, der mit seinem Emitter auf Masse liegt. Mit Pl und P2 wird ein Tor 1 und Tor 2 des Impedanz-Transformators IT bezeichnet, der aus einer speziell an- gepaßten Microstrip-Schaltung 1 besteht. Die Microstrip- Schaltung 1 gemäß Figur 4 besteht hierbei aus einem ersten Abschnitt mit einer Länge 11 und einer Breite wl, einem zweiten Abschnitt mit einer Länge 12 und eine Breite w2 und einem dritten Abschnitt mit einer Länge 13 und eine Breite w3, wo- bei die jeweiligen Längen und Breiten derart dimensioniert sind, daß sich eine optimale Anpassung des Transistors T an die Quelle Q ergibt.
Auf diese Weise lassen sich insbesondere in mobilen Telekom- munikations-Endgeräten Impedanz-Transformatoren zur Anpassung einer Antenne an eine Sende-/Empfangsvorrichtung realisieren, die bei einer vorgegebenen Frequenz optimale Ergebnisse liefert.
Im Laufe der Zeit haben sich jedoch insbesondere auf dem Gebiet der mobilen Telekommunikations-Endgeräte eine Vielzahl von Übertragungsstandards (Luftschnittstellenstandards) gebildet, die bei unterschiedlichen Frequenzen (z.B. 900 und 1800 MHz) arbeiten.
Zur Realisierung einer Anpassung einer jeweiligen Sende-/Emp- fangsvorrichtung an einen bestimmten Übertragungsstandard mit
dazugehöriger Sende-/Empfangsfrequenz werden daher mehrere Impedanz-Transformatoren IT mit dazugehörigen Antennen m einem Telekommunikations-Endgerät realisiert, oder das Endgerat auf einen Frequenzbereich beschrankt. Dies bedeutet jedoch einen erhöhten Platzbedarf oder eingeschränkte Funktionalität.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung zur breitbandig abstimmbaren Impedanztransformation zu schaffen, die für eine Vielzahl von Mikrowellen-Frequenzbereichen verwendet werden kann und platzsparend zu realisieren
Erfmdungsgemaß wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Pa- tentanspruchs 1 gelost.
Insbesondere durch die Verwendung eines Wellenleiters mit einer vorbestimmten effektiven Geometrie m Verbindung mit einem steuerbaren Verbmdungselement zum Verandern der effekti- ven Geometrie des Wellenleiters kann eine Impedanztransformation in einem großen Frequenzbereich erfolgen, weshalb beispielsweise m einem Telekommunikations-Endgerät eine Vielzahl von Frequenzbereichen benutzt werden können, m denen die jeweiligen Luftschnittstellenstandards (DECT, GSM, UMTS, ... ) zur Anwendung kommen.
Vorzugsweise besteht das steuerbare Verbmdungselement aus einem mechanischen Mikroschalter oder aus einem mechanischen Mikromotor mit angeschaltetem Kurzschlußschieber, die auf dem gleichen Substrat oder diskret neben dem Wellenleiter ausgebildet sind. Auf diese Weise ergibt sich eine äußerst platzsparende Realisierung für den Mehrfrequenz-Impedanz-Transformator, wobei Impedanzen kontinuierlich oder schrittweise angepaßt werden können.
Der Wellenleiter besteht vorzugsweise aus einer striplme oder einem microstrip, wodurch sich die Herstellung des Impe-
danz-Transformators auf einem Substrat automatisch und auf einfache Art und Weise realisieren laßt.
Weiterhin kann der Impedanz-Transformator eine Impedanzanpas- sungs-Erfassungsvorrichtung zum Erfassen einer Impedanzanpassung und eine Impedanzanpassungs-Steuervorπchtung zum Steuern der steuerbaren Verbmdungselemente in Abhängigkeit von der erfaßten Impedanzanpassung aufweisen, wodurch eine automatisierte bzw. geregelte Impedanzanpassung an die jeweiligen Gegebenheiten ermöglicht wird. Somit laßt sich beispielsweise ein mobiles Telekommunikations-Endgerät realisieren, das jeweils eine Luftschnittstelle mit bestem Empfang (Senden) automatisch auswählt und die Antenne an die veränderten Sende- /Empfangsbedmgungen impedanzmaßig anpaßt.
In den weiteren Unteranspruchen sind weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausfuhrungsbeispie- len unter Bezugnahme auf die Zeichnung naher beschrieben.
Es zeigen:
Figur 1 eine Schnittansicht eines striplme gemäß dem Stand der Technik;
Figur 2 eine Schnittansicht eines microstrip gemäß dem Stand der Technik;
Figur 3 eine schematische Blockdarstellung einer Schaltung mit einem herkömmlichen Impedanz-Transformator;
Figur 4 eine technische Realisierung der Schaltung gemäß Figur 3 mittels einer herkömmlichen Microstrip- Schaltung;
Figur 5 eine schematische Darstellung des Impedanz-Transformators gemäß einem ersten Ausfuhrungsbeispiel in einem ersten Zustand;
Figur 6 eine graphische Darstellung der Eingangsanpassung des Impedanz-Transformators gemäß Figur 5;
Figur 7 ein Smith-Diagramm des Impedanz-Transformators gemäß Figur 5;
Figur 8 eine schematische Darstellung des Impedanz-Transformators gemäß dem ersten Ausfuhrungsbeispiel in einem zweiten Zustand;
Figur 9 eine graphische Darstellung der Eingangsanpassung des Impedanz-Transformators gemäß Figur 8;
Figur 10 ein Smith-Diagramm des Impedanz-Transformators gemäß Figur 8;
Figur 11 eine schematische Darstellung eines Teils eines Impedanz-Transformators gemäß einem zweiten Ausfuhrungsbeispiel;
Figur 12 eine schematische Darstellung eines Teils eines Impedanz-Transformators gemäß einem dritten Ausfuhrungsbeispiel ;
Figur 13 eine schematische Darstellung eines Teils eines Im- pedanz-Transformators gemäß einem vierten Ausfuhrungsbeispiel; und
Figuren 14A und 14B schematische Darstellungen eines Teils eines Impedanz-Transformators gemäß einem fünften Ausfuhrungsbeispiel.
Figur 5 zeigt eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zur breitbandig abstimmbaren Impedanztransformation IT (nachfolgend als Impedanz-Transformator bezeichnet) gemäß einem ersten Ausfuhrungsbeispiel in einem ersten Zustand.
Der Impedanz-Transformator IT dient hierbei einer optimalen Impedanzanpassung einer EingangsImpedanz ZI = 50 Ohm an einem Tor Pl an eine Ausgangsimpedanz Z2 = 100 Ohm an einem Tor P2, wobei die Signalfrequenz f = 3,5 GHz betragt. Gemäß Figur 5 besteht der Wellenleiter 1 aus einer maanderformig ausgebildeten microstπp-Struktur, die sich zwischen den Toren Pl und P2 befindet und darüber hinaus mit Masse verbunden ist. Zusatzlich besitzt die maanderformige microstrip-Struktur 1 eine Vielzahl von steuerbaren Verbmdungselementen Sl, S2, S3, S4, S5 und S6, die einen Kurzschluß der jeweiligen Mäander in der microstrip-Struktur 1 ermöglichen. Auf diese Weise kann eine für die Impedanzanpassung effektive Geometrie des Ge- samt-Wellenleiters bzw. microstrips 1 beliebig angepaßt werden. Anstelle der maanderformigen Struktur sind auch andere Strukturen möglich, wie z.B. schlangen-, zick-zack-, spiralförmige, usw. Strukturen, sofern sie eine platzsparende Geometrie des Wellenleiters ermöglichen.
In Figur 5 sind alle steuerbaren Verbindungselemente Sl bis S6 geschlossen, wodurch sich für den ersten Impedanztransformationspfad TL1 eine Lange von 1 = 6, 006 mm bei einer Breite von W = 1 mm ergibt. In gleicher Weise ergibt sich für den zweiten Impedanztransformationspfad TL2 eine Lange von 1 = 32,53 mm bei einer Breite von W = 1 mm. Der Wellenleiter 1 besteht hierbei aus einem microstrip gemäß Figur 2 mit einer relativen Dielektrizitätskonstante εr = 1,0 für das Dielektrikum 3, wobei die Hohe für das Dielektrikum 3 h = 1 mm und die Streifendicke t = 0,001 mm betragt.
Die steuerbaren Verbindungselemente Sl bis S6 bestehen vorzugsweise aus mechanischen Mikroschaltern, die sich unmittelbar auf dem Substrat 3 befinden bzw. darauf ausgebildet sind.
Es können jedoch auch diskrete M krorelais verwendet werden, wobei jedoch die Auswirkungen der dafür benotigten Zufuhrungsdrahte bei der Ansteuerung der steuerbaren Verbindungseiemente Sl bis S6 berücksichtigt werden müssen. Insbesondere bei einer Realisierung der elektromechanischen steuerbaren Verb dungselemente Sl bis S6 mittels Silizium-Federzungen ergibt sich jedoch die in Figur 5 dargestellte schematische Darstellung als entsprechende Draufsicht.
Figur 6 zeigt eine graphische Darstellung der Eingangsanpassung des Impedanz-Transformators IT im ersten Zustand bei geschlossenen bzw. geschalteten steuerbaren Verbindungselementen Sl bis S6. Gemäß Figur 6 ergibt sich eine minimale Dampfung bei einer Frequenz f von 3,5 GHz, weshalb der Impedanz- Transformator IT gemäß Figur 5 eine optimale Impedanzanpassung für eine Frequenz f = 3,5 GHz liefert. Dies entspricht bei einem Telekommunikations-Endgerät beispielsweise einem ersten Luftschittstellenstandard, wobei die Signale mit 3,5 GHz übertragen werden.
Figur 7 zeigt eine graphische Darstellung eines Smith-Dia- gramms bzw. smith Charts des Impedanz-Transformators IT gemäß Figur 5, welches eines der wesentlichen Werkzeuge zur Beurteilung einer Impedanztransformation darstellt. Das smith chart wird beispielsweise zur Bestimmung einer Impedanz sowie einer Admittanz bei verschiedenen Lasten verwendet. Kapazitive oder induktive Reaktanzen von kurzgeschlossenen Übertra- gungsleitungen oder kleinen Abschnitten der Wellenleiter können hierdurch abgeschätzt werden. Das m Figur 7 dargestellte smith Chart entspricht hierbei der in Figur 6 dargestellten Eingangsanpassung mit einem maximalen Frequenzbereich von 1 GHz bis 4 GHz. Der Schnittpunkt mit der Wellenachse gibt hierbei die optimale Anpassung für die imaginäre Impedanz ZI an die reelle Impedanz Z2 wieder und liegt bei f = 3,5 GHz.
Figur 8 zeigt den Impedanz-Transformator IT gemäß dem ersten Ausfuhrungsbeispiel in einem zweiten Schaltungszustand, bei
dem alle steuerbaren Verbindungselemente Sl bis S6 offen geschaltet sind. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen gleiche oder ähnliche Komponenten wie in Figur 5, weshalb auf eine detaillierte Beschreibung nachfolgend verzichtet wird.
Aufgrund der Öffnung der steuerbaren Verbindungselemente Sl bis S6 erhöht sich die Lange des Impedanztransformatorpfades TL1 von 6,006 mm (Figur 5) auf nunmehr 1 = 10,506 mm und die Lange des Impedanztransformatorpfades TL2 von 32,53 mm (Figur 5) auf 1 = 56,83 mm. Die Breite W des Microstrips 1 sowie die relative Dielektrizitätskonstante εr sind m gleicher Weise unverändert wie die Hohe h des Dielektrikums 3 und die Dicke t des Streifenleiters.
Figur 9 zeigt eine graphische Darstellung der Eingangsanpassung des Impedanz-Transformators gemäß Figur 8, wobei dieser im geöffneten Zustand, d. h. bei maximaler Lange der maander- formigen Microstrips 1 eine minimale Dampfung bei der Frequenz von 2 GHz aufweist. In gleicher Weise zeigt Figur 10 das dazugehörige smith chart in einem Frequenzbereich von 1 GHz bis maximal 4 GHz, woraus sich eine optimale Anpassung bei einer Frequenz von 2 GHz ableiten laßt.
Demzufolge ermöglicht die erfmdungsgemaße Vorrichtung zur Impedanztransformation eine optimale Impedanzanpassung m einem Frequenzbereich von 2,0 bis 3,5 GHz, wobei im wesentlichen die effektive Geometrie eines Wellenleiters 1 verändert, d.h. verlängert, wird. In gleicher Weise kann jedoch auch eine Breite W des Microstrips bzw. Stπplmes verändert werden, wodurch sich ebenfalls eine Änderung der Impedanztransformation ergibt.
Gemäß Figuren 5 und 8 kann demzufolge der erfmdungsgemaße Impedanz-Transformator IT eine nicht dargestellte Impedanzan- passungs-Erfassungsvorrichtung sowie eine nicht dargestellte Impedanzanpassungs-Steuervorπchtung aufweisen, wobei die Im- pedanzanpassungs-Erfassungsvorrichtung eine jeweilige I pe-
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Claims
1. Vorrichtung zur breitbandig abstimmbaren Impedanztransformation bestehend aus einem Wellenleiter (1) mit einer vorbestimmten effektiven Geometrie (W, 1), g e k e n n z e i c h n e t d u r c h zumindest ein steuerbares Verbmdungselement (Sl bis S6; ΞM) zum Verandern der effektiven Geometrie des Wellenleiters (1).
2. Vorrichtung nach Patentanspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das steuerbare Verbmdungselement einen mechanischen Mikroschalter (Sl bis S6) aufweist.
3. Vorrichtung nach Patentanspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das steuerbare Verbmdungselement einen mechanischen Mikromotor (SM) mit angeschaltetem Kurzschlußschieber (K) aufweist.
4. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Wellenleiter (1) einen striplme aufweist.
5. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Wellenleiter (1) einen microstrip aufweist.
6. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das elek- trische Verhalten des Wellenleiters (1) durch Verandern seiner effektiven Gesamtgeometrie (W, 1) verändert wird.
7. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Wellen- leiter (1) eine Vielzahl von Wellenleiterstucken da, lb, lc) aufweist, die über das zumindest eine steuerbare Verbindungselement (Sl, S2) wahlweise verbunden werden.
8. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Wellenleiter (1) eine platzsparende Geometrie aufweist.
9. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Wellenleiter (1) und das zumindest eine steuerbare Verbmdungselement (Sl bis S6; SM) auf einem gemeinsamen Substrat ausgebil- det sind.
10. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 9, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Impedanzanpassungs-Erfassungsvorrichtung zum Erfassen einer Impedanzanpassung und einer Impedanzanpassungs-Steuervorπchtung zum Steuern der steuerbaren Verbindungselemente (Sl bis S6; SM) m Abhängigkeit von der erfaßten Impedanzanpassung.
11. Vorrichtung nach einem der Patentansprüche 1 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß sie einem mobilen Telekommunikations-Endgerät zur Anpassung einer Antenne an eine Sende-/Empfangsvorrichtung verwendet wird.
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| WO2001022525A1 true WO2001022525A1 (de) | 2001-03-29 |
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|---|
| GOLDSMITH C ET AL: "MICROMECHANICAL MEMBRANE SWITCHES FOR MICROWAVE APPLICATIONS", IEEE MTT-S INTERNATIONAL MICROWAVE SYMPOSIUM DIGEST,US,NEW YORK, IEEE, 16 May 1995 (1995-05-16), pages 91 - 94, XP000538549, ISBN: 0-7803-2582-6 * |
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