WO2000035089A1 - Klirrgedämpfte oszillatorschaltung - Google Patents

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WO2000035089A1
WO2000035089A1 PCT/DE1999/003229 DE9903229W WO0035089A1 WO 2000035089 A1 WO2000035089 A1 WO 2000035089A1 DE 9903229 W DE9903229 W DE 9903229W WO 0035089 A1 WO0035089 A1 WO 0035089A1
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oscillator
amplitude
circuit
distortion
damped
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PCT/DE1999/003229
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Wilfried Tenten
Friedemann Eberhardt
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
    • H03K3/354—Astable circuits
    • H03K3/3545—Stabilisation of output, e.g. using crystal
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback
    • H03K3/03—Astable circuits
    • H03K3/0307—Stabilisation of output, e.g. using crystal

Definitions

  • the invention relates to a distortion-damped oscillator circuit.
  • Oscillator circuits are used for clock generation in analog and digital electronic circuits.
  • the frequency stabilization is usually a quartz element, which can be connected in parallel to an oscillator amplifier in a so-called ⁇ structure.
  • the external quartz is required for precise frequency selection, while the internal oscillator amplifier supplies the necessary energy to maintain the oscillation.
  • This circuit technology requires large amplitudes of the quartz vibration.
  • there is a high harmonic content of the quartz oscillation or a high harmonic distortion which in known oscillators is of the order of 5%.
  • such harmonics are noticeable as parasitic interference from sensitive, analog signals, especially when the Os zillatorsignal is carried over a large pad and pin structure compared to other components.
  • the high harmonic distortion and large amplitude of such a known oscillator thus reduce quality and yield.
  • the distortion-damped oscillator circuit has a controllable oscillator amplifier for generating an oscillator output signal and an amplitude control circuit for regulating the amplitude of the oscillator output signal.
  • the amplitude control circuit Depending on the detected amplitude of the oscillator output signal, the amplitude control circuit generates an amplitude control signal in such a way that the oscillator amplifier operates in a defined operating range around a specified operating point, in which the oscillator amplifier operates linearly and therefore generates a low proportion of harmonics, the oscillator amplifier being designed in this way is that the specified operating range and the specified operating point are independent of the amplitude control signal V rule .
  • the amplitude can be variably set in the range of approx. 50 ... 200 mV and is stable in the event of parameter fluctuations such as temperature fluctuations or faults. Thereby A safe and stable amplitude control can also be guaranteed with components that cannot be individually adjusted or measured and, due to the manufacturing process, have a certain spread of their electronic properties.
  • the amplitude control signal can be fed directly to the oscillator amplifier itself or set the resistance value of a feedback resistor connected in parallel with the oscillator amplifier.
  • the amplitude control circuit can have a comparator circuit and a low-pass filter, the comparator circuit generating a pulse width modulation signal by comparing the amplitude of the oscillator output signal with a fixed threshold value, which signal is in turn input to the low-pass filter for generating the control signal.
  • the low-pass filter is preferably a higher-order, in particular third-order filter, the switching edges of the pulse width modulation signal being so strongly attenuated by the comparator circuit that the oscillator output signal is not impaired by high-frequency components of the control signal. The switching time of the comparator circuit should therefore be short compared to the oscillator period.
  • the comparator generates a pulse width modulation signal, the pulse duty factor T 0 1 p
  • T is the period of the oscillator and T 0 is the duration of a low level state of the pulse width modulation signal within a period.
  • the pulse width modulation signal then has low-level pulse sections when the amplitude A rises above the defined threshold value S, the proportion of the low-level section increasing over an entire period up to% when the amplitude of the oscillator output signal rises to a value which is substantially greater than S. .
  • This pulse is then eitenmodu- lationssignal "glacten" through the low-pass filter for generating the amplitude control signal V supplied rule.
  • the comparator circuit preferably has a plurality of inverters connected in series, since very short switching times can be achieved with CMOS inverters. Adequate amplification can be achieved with the help of an inverter cascade connected in series. By suitably dimensioning the first inverter, the influence of the comparator on the oscillator signal can be minimized (Miller effect).
  • the amplitude A of the oscillator output signal can be suitably selected by a suitable choice of the threshold value S, an amplitude of between 50mV and 200mV, in particular approximately 100mV, being preferred.
  • the dimensioning of the first inverter defines the switching threshold S.
  • the "matching" property of integrated components ensures that S remains almost constant even with parameter fluctuations (matching between transistors of the oscillator amplifier and transistors of the first compensator inverter).
  • the oscillator circuit according to the invention can advantageously be implemented as an integrated circuit or as part of a user-specific integrated circuit (ASIC).
  • ASIC user-specific integrated circuit
  • Figure 1 is a circuit diagram schematically showing an on-chip oscillator circuit with an external crystal oscillator
  • FIG. 2 is a block diagram of an oscillator circuit according to the invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of an exemplary embodiment of an oscillator amplifier according to the invention.
  • Figure 4 is a circuit diagram of an embodiment of a comparator according to the invention.
  • Figure 5 shows the oscillator output signal and the pulse width signal over time.
  • FIG. 1 schematically shows an oscillator circuit implemented on a chip for generating a clock signal for an electronic circuit, for example an integrated mixed-signal CMOS circuit, which has components for both analog signal processing and digital signal processing.
  • An oscillator amplifier 3 with a feedback resistor 4 connected in parallel is arranged on the chip 10.
  • An external quartz 5 is connected via connection pads 8, the two connections in turn being terminated to ground via capacitors 6.
  • the oscillator output signal from the oscillator amplifier is fed to a clock generating circuit 7, from which the clock signal is fed to the functional circuit implemented on the chip 10.
  • FIG. 2 shows the block diagram of an exemplary embodiment of the distortion-damped oscillator circuit according to the invention.
  • Oscillator amplifier 3, feedback resistor 4 and external quartz crystal 5 are connected as shown in FIG.
  • the oscillator output signal passes through the amplitude control circuit 2, consisting of a comparator 9 and a low-pass filter 11.
  • the amplitude control circuit serves to limit the amplitude A of the oscillator output signal to a certain value, for example 100 mV, so that the Oszilla Torverstarker 3 works in a linear working area in which the harmonic generation is reduced to a minimum.
  • control signal V output from the low-pass filter rule is applied either directly to the Oszillatorverstarker 3 or a variable with this parallel-connected feedback esistance 4 are fed, as indicated by an arrow between the amplifier 3 and resistor 4 in the figure.
  • the comparator circuit 9 compares the amplitude A of an oscillator output signal V DC + Asin (wT) input at one of its connections with a threshold value S and generates a pulse width modulation signal as a function of the values A and S which is passed through the low-pass filter 11, which is preferably a third filter order is formed, so that a time-averaged "glatces" control signal V usually present at the output of the LPF and is fed back to the oscillator.
  • the comparator circuit 9 generates a pulse width modulated signal with the following characteristics:
  • T is the oscillator period
  • T 0 is the duration of a low level state within a period
  • T j _ is the duration of a high level state within a period.
  • the pulse-width modulated signal V PWM present at the output of the comparator 9 as a function of the amplitude of the oscillator output signal V 0 ⁇ Z for the two cases A> S (FIG. 5a) and A ⁇ S (FIG. 5b) is illustrated in FIG. 5. If the amplitude A of the oscillator output signal V osz is below the threshold value S, the pulse width modulation signal V PWM remains constant at a high level according to the second case of equation (1), as shown in FIG. 5a. However, if the amplitude A of the oscillator output signal V osz rises above the threshold value S, the comparator circuit always outputs a pulse width signal V ?
  • the duration of the low level state T 0 in relation to the period T increases according to the first part of equation (1) with increasing amplitude and reaches the value% for A -> ⁇ .
  • the AC components of the pulse width modulation signal are separated by the low-pass filter 11 dampens, so that ultimately the time-averaged signal V PWM modified by the filter transfer function is present as a control signal at the output of the amplitude control circuit:
  • R x and R 2 are resistors of an active filter circuit and V ref is a reference voltage.
  • either the oscillator amplifier 9 itself or the parallel-connected adjustable feedback resistor 4 can be regulated in such a way that the oscillator amplifier 3 operates in a linear, low-harmonic working range and the pole of the oscillator transfer function lies on the imaginary armpit and that Amplitude of the oscillation takes a constant value.
  • the amplitude is variably adjustable to a few 10 mV.
  • Figure 3 is a circuit diagram showing an embodiment of a controllable oscillator amplifier, the effective gain can be controlled due to a rule applied to the input 23 of the feedback signal V.
  • a quartz crystal is connected externally between the connections 21 and 22 and the feedback resistor between connections 22 and 24.
  • the transistors 25 and 29 are designed as N-channel transistors and transistor 28 as a P-channel transistor.
  • the amplitude-controlled oscillator output voltage is present at the output terminal 22.
  • the working point as well as the linear beits Jardin this amplifier around the operating point is independent of the control voltage entered at terminal 23 V rule . This enables a stable control loop to be implemented.
  • the comparator 9 consists of four inverter stages, each consisting of a pair of P or N-channel transistors 33, 34; 35.36; 37.38 and 39.40, respectively.
  • the transistors are preferably designed in CMOS technology and allow very short hold times in the order of 2ns.
  • the switching time of the comparator should be short compared to the oscillator period T in order to ensure a clean pulse width modulation signal.
  • Adequate amplification is achieved with the help of the four-stage inverter cascade.
  • the dimensioning of the first inverter is preferably chosen so that the influence of the comparator on the oscillator signal is minimized (Miller effect).
  • the oscillator output signal is input at terminal 31 and the pulse width modulated signal V PWM is provided at output 32.
  • a third-order low-pass filter can be used as the low-pass filter 11 of the amplitude control circuit.
  • the time constants are selected so that a stable control takes place.
  • the low-pass filter can attenuate the switching edges of the pulse width modulation signal by 85 dB, which results in a low-interference coupling of the control voltage V re . allows gel in the oscillator.
  • the amplitude and distortion-damped oscillator according to the invention it is possible to minimize the disruptive influence of quartz oscillator signals in the MHz range on sensitive analog signals.
  • the circuit and in particular the oscillator amplifier is dimensioned in such a way that reliable operation over the entire scatter range of the quartz and other component parameters and environmental influences such as temperature is achieved without the need for adjustment or calibration.
  • the distortion-damped oscillator according to the invention can thus be inexpensively integrated using a standard CMOS process.
  • the control amplitude which can be variably adjusted by means of the threshold value S, ensures stable oscillation of the oscillator even in the event of malfunctions in digital components on the IC.
  • the harmonic content is also greatly reduced.
  • the distortion factors of the example circuits are compared in Table 2 with those of the standard circuit.
  • the measured values shown in Table 3 show that attenuation from the second harmonic of better than 90 dB relative to the standard fundamental can be achieved.
  • the standard oscillator circuit shows attenuations from the third harmonic of 30 dB, the following harmonic attenuations have between 40 dB and 60 dB.
  • the harmonics of high frequency which are particularly critical with regard to capacitive and radiated interference, are reduced by more than 50 dB compared to the harmonics of a known circuit with the distortion-damped oscillator circuit according to Example I.

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  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
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Abstract

Eine klirrgedämpfte Oszillatorschaltung enthält einen regelbaren Oszillatorverstärker (3) zur Erzeugung eines Oszillator-Ausgangssignals und eine Amplitudenregelschaltung (2) zur Regelung der Amplitude A des Oszillator-Ausgangssignals, wobei die Amplitudenregelschaltung (2) in Abhängigkeit von einer erfaßten Amplitude A des Oszillator-Ausgangssignals ein Amplitudenregelsignal Vregel derart erzeugt, daß der Oszillatorverstärker (3) in einem festgelegten Arbeitsbereich mit annähernd linearer Verstärkungscharakteristik mit definierbarer kleiner Amplitude um einen festgelegten Arbeitspunkt arbeitet, und wobei der Oszillatorverstärker (3) so ausgebildet ist, daß der festgelegte Arbeitsbereich und der Arbeitspunkt unabhängig von dem Amplitudenregelsignal Vregel sind. So kann eine stabile Amplitudenregelschleife zur Erzeugung eines klirrarmen Oszillator-Ausgangssignals auch unter Berücksichtigung eines vergleichsweise großen Streu-Bereichs der eingesetzten Bauelementeigenschaften und -parameter realisiert werden. Die Oszillatorschaltung kann daher gut als integrierte Schaltung realisiert werden.

Description

Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung
Die Erfindung betrifft eine klirrgedämpfte Oszilla- torschaltung .
Stand der Technik
Oszillatorschaltungen werden zur Takterzeugung bei analogen wie digitalen elektronischen Schaltungen eingesetzt. Der Frequenzstabilisierung dient dabei üblicherweise ein Quarzelement, welches parallel zu einem Oszillatorverstarker in einer sogenannten π- Struktur angeschlossen werden kann. Der externe Quarz wird zur präzisen FrequenzSelektion benötigt, während der interne Oszillatorverstärker die notwendige Energie liefert, um die Schwingung aufrechtzuerhalten.
Diese Schaltungstechnik bedingt große Amplituden der Quartzschwingung. Dadurch ergibt sich aufgrund des nichtlinearen GroßsignalVerhaltens des Oszilla- torverstärkers ein hoher Oberwellenanteil der QuarzSchwingung beziehungsweise ein hoher Klirrfaktor, der bei bekannten Oszillatoren in der Größenordnung von 5 % liegt. Solche Oberwellen machen sich in Verbindung mit den großen Amplituden als parasitär geleitete Störung von empfindlichen, analogen Signalen bemerkbar, insbesondere wenn das Os- zillatorsignal über eine im Vergleich zu anderen Bauelementen große Pad- und Pinstruktur geführt wird. Die hohen Klirranteile und große Amplitude eines solchen bekannten Oszillators wirken sich somit qualitäts- und ausbeutemindernd aus.
Aus G. J. Fortier und I. M. Filanovsky, „A lineari- zed model of a twin-T RC oscillator employing an amplitude control System with multipliers", Int. J. Electronics, Vol. 61, Nr. 5, Seiten 617 - 625, 1986, ist eine Amplitudenregelung zur Klirrdämpfung eines Oszillators bekannt, die mit Hilfe von OperationsverstärkerSchaltungen und Multiplizierern verwirklicht wird. Diese Amplitudenregelung ist für den Einsatz im Audio-Bereich (Frequenzen im KHz- Bereich) konzipiert und arbeitet bei höheren Frequenzen nicht mehr zuverlässig. Desweiteren ist der Oszillator mit diskreten Bauelementen realisiert, bei denen eine Feineinstellung der Parameterwerte möglich ist. Derartige diskrete Schaltungen mit individuell eingemessenen Bauelementen sind jedoch aufwendig und teuer.
In A. Benjaminson, „Bridge Circuits enhance Cry- stal-Oscillator Stability", Microwaves & RF, Vol. 34, Nr. 11, Seiten 85 bis 97, 1995, wird ein klirrarmer Oszillator im MHz-Bereich beschrieben. Auch diese Lösung benötigt jedoch mehrere diskrete Elemente, unter anderem eine sogenannte „hot- carrier" -Diode als Teil der Amplitudenregelung. Dieser Entwurf ist daher für die Massenfertigung von anwendungspezi ischen integrierten Schaltungen (ASICs) zu teuer. Außerdem ist die bei diesem Konzept verwendete Amplitude von 800mV viel zu hoch. Auch die aus B. Harvey, „Oscillators blend Low Noi- se and Stahle Amplitude", Microwaves & RF, Vol. 33, Nr. 13, Seiten 125 bis 129, 1994, bekannte Schaltung benötigt mehrere diskrete Elemente, unter Umständen sogar mehrere ICs. Auch die Amplitude liegt mit etwa 500mV zu hoch.
E. A. Vittoz et al . , „High-Performence Crystal Oscillator Circuits: Theory and Apllication", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 23, No. 3, June 1988, Seiten 774 bis 783, beschreiben einen in CMOS integrierbaren Oszillator, der vor allem Frequenzstabilität und geringe Leistungsaufnahme ermöglichen soll und zu diesem Zweck eine Amplitudenregelung vorschläg . Dieser Entwurf bedient sich jedoch Niedervoltprozessen (1,1 V), und die Transistoren der Amplitudenregelung arbeiten in schwacher Inversion. Aufgrund der geringen Ströme ist diese Regelung gegenüber VersorgungsspannungsSchwankungen (ripple) , wie sie in größeren Mischsignal-ICs , die digitale und analoge Schaltungen vereinen, auftreten, zu empfindlich.
In U. Tietze, C. Schenk „Halbleiterschaltungstechnik", 10. Auflage, wird eine Amplitudenregelung mittels eines Gleichrichters vorgeschlagen. Die Schaltschwelle eines Gleichrichters läßt sich in CMOS-Technologie jedoch nur sehr grob einstellen. Außerdem geht der Spannungsabfall einer Diode (ca. 500 mV) direkt in die Schaltschwelle und damit auch in die Amplitude mit ein. Daher ist dieses Schaltungskonzept für die Realisierung einer klirrge- dämpften Oszillatorschaltung für empfindliche Si- gnalverarbeitungs-ICs zu ungenau.
Keine der bekannten Oszillatorschaltungen ist in integrierter Form realisierbar und arbeitet auch bei großen Streuungen der einzelnen Bauelement- Eigenschaften aufgrund Schwankungen von Prozeßparametern zuverlässig und stabil. Auch starke TemperaturSchwankungen von -40°C bis +125°C und Versor- gungs-„ripple" von mehreren Megahertz beeinträchtigen die Funktion der bekannten Oszillatorschaltungen.
Vorteile der Erfindung
Die erfindungsgemäße klirrgedämpfte Oszillator- schaltung weist einen regelbaren Oszillatorverstärker zur Erzeugung eines Oszillator-Ausgangssignals und eine Amplitudenregelschaltung zur Regelung der Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals auf. Die Amplitudenregelschaltung erzeugt in Abhängigkeit von der erfaßten Amplitude des Oszillator- Ausgangssignals ein Amplitudenregelsignal derart, daß der Oszillatorverstarker in einem festgelegten Arbeitsbereich um einen festgelegten Arbeitspunkt arbeitet, in dem der Oszillatorverstarker linear arbeitet und daher einen niedrigen Anteil von Oberwellen erzeugt, wobei der Oszillatorverstarker so ausgebildet ist, daß der festgelegte Arbeitsbereich und der festgelegte Arbeitspunkt unabhängig von dem Amplitudenregelsignal Vregel sind. Die Amplitude läßt sich im Bereich von ca. 50...200 mV variabel einstellen und ist stabil bei Parameterschwankungen wie TemperaturSchwankungen oder Störungen. Dadurch kann eine sichere und stabile Amplitudenregelung auch mit Bauelementen gewährleistet werden, die nicht individuell eingestellt oder eingemessen werden können und aufgrund des Herstellungsprozesses eine gewisse Streubreite ihrer elektronischen Eigenschaften aufweisen.
Das Amplitudenregelsignal kann direkt dem Oszillatorverstarker selbst zugeführt werden oder den Widerstandswert eines mit dem Oszillatorverstarker parallel geschalteten Rückkoppelwiderstandes einstellen.
Die Amplitudenregelschaltung kann eine Komparator- schaltung und ein Tiefpaßfilter aufweisen, wobei die Komparatorschaltung mittels Vergleich der Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals mit einem festgelegten Schwellenwert ein Pulsweitenmodulati- onssignal erzeugt, das wiederum dem Tiefpaßfilter zur Erzeugung des Regelsignals eingegeben wird. Das Tiefpaßfilter ist dabei vorzugsweise ein Filter höherer Ordnung, insbesondere dritter Ordnung, wobei die Schaltflanken des Pulsweitenmodulationssignals von der Komparatorschaltung so stark gedämpft werden, daß das Oszillator-Ausgangssignal durch hochfrequente Komponenten des Regelsignals nicht beeinträchtigt wird. Die Schaltzeit der Komparatorschaltung soll daher klein gegenüber der Oszillatorperiode sein.
Gemäß einer Variante der erfindungsgemäßen Oszilla- torschaltung erzeugt der Komparator ein Pulsweiten- modulationssignal, dessen Tastverhältnis T0 1 S
— = — ■ a cos— -für A > S, und T π A
OfiirA ≤ S
ist, wobei T die Periodendauer des Oszillators und T0 die Dauer eines Niedrigpegelzustandes des Puls- weitenmodulationssignals innerhalb einer Periode ist .
Das Pulsweitenmodulationssignal hat dann Niedrigpe- gel-Pulsabschnitte, wenn die Amplitude A über den festgelegten Schwellenwert S steigt, wobei der Anteil des Niedrigpegelabschnittes an einer ganzen Periode bis auf % zunimmt, wenn die Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals auf einen wesentlich größeren Wert als S steigt. Dieses Puls eitenmodu- lationssignal wird dann durch das Tiefpaßfilter zur Erzeugung des „glacten" AmplitudenregelSignals Vregel zugeführt.
Vorzugsweise weist die Komparatorschaltung mehrere hintereinandergeschaltete Inverter auf, da mit CMOS-Invertern sehr kurze Schaltzeiten zu realisieren sind. Mit Hilfe einer hintereinandergeschalte- ten Inverterkaskade läßt sich eine ausreichende Verstärkung erreichen. Durch geeignete Dimensionierung des ersten Inverters läßt sich die Beeinflussung des Komparators auf das Oszillatorsignal minimieren (Millereffekt) .
Durch geeignete Wahl des Schwellenwertes S läßt sich die Amplitude A des Oszillator-Ausgangssignals geeignet wählen, wobei eine Amplitude von zwischen 50mV und 200mV, insbesondere ungefähr 100mV bevorzugt ist. Die Dimensionierung des ersten Inverters definiert die Schaltschwelle S. Die Eigenschaft „Matching" integrierter Bauelemente bewirkt, daß S auch bei Parameterschwankungen fast konstant bleibt (Matching zwischen Transistoren des Oszillator- Verstärkers und Transistoren des ersten Kompensa- tor-Inverters) .
Die erfindungsgemäße Oszillatorschaltung läßt sich vorteilhaft als integrierte Schaltung oder Teil einer anwenderspezifischen integrierten Schaltung (ASIC) realisieren.
Figuren
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert, in denen
Figur 1 ein Schaltbild ist, das schematisch eine auf einem Chip realisierte Oszillatorschaltung mit externem Quarzoszillator zeigt;
Figur 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemä- ßen Oszillatorschaltung ist;
Figur 3 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Oszillatorver- stärkers ist;
Figur 4 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Komparators ist; und Figur 5 das Oszillator-Ausgangssignal und das Pulsweitensignal im Zeitablauf zeigt.
Beschreibung eines Ausführungsbeispiels
Figur 1 zeigt schematisch eine auf einem Chip realisierte Oszillatorschaltung zur Erzeugung eines Taktsignals für eine elektronische Schaltung, beispielsweise eine integrierte Mixed-Signal-CMOS- Schaltung, die Bauelemente sowohl zur Analogsignal- verarbeitung als auch Digitalsignalverarbeitung aufweist. Auf dem Chip 10 ist ein Oszillatorverstärker 3 mit parallelgeschaltetem Rückkoppelwider- stand 4 angeordne . Über Anschlußpads 8 ist ein externer Quarz 5 angeschlossen, wobei die beiden Anschlüsse wiederum über Kondensatoren 6 gegen Masse abgeschlossen sind. Das Oszillator-Ausgangssignal von dem Oszillatorverstarker wird einer Takterzeugungsschaltung 7 zugeführt, von der das Taktsignal der auf dem Chip 10 realisierten FunktionsSchaltung zugeführt wird.
Figur 2 zeigt das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen klirrgedämpften Oszillatorschaltung. Oszillatorverstärker 3, Rückkoppelwiderstand 4 und externer Schwingquarz 5 sind wie in Figur 1 gezeigt verschaltet . Vor Zuführung zu der TakterzeugungsSchaltung durchläuft das Oszillator-Ausgangssignal jedoch die Amplitudenregelschaltung 2, bestehend aus einem Komparator 9 und einem Tiefpaßfilter 11. Die Amplitudenregelschaltung dient dazu, die Amplitude A des Oszillator-Ausgangssignals auf einen bestimmten Wert, zum Beispiel 100mV zu beschränken, so daß der Oszilla- torverstarker 3 in einem linearen Arbeitsbereich arbeitet, in dem die Oberwellenerzeugung auf ein Minimum reduziert ist. Das von dem Tiefpaßfilter ausgegebene Regelsignal Vregel wird entweder direkt dem Oszillatorverstarker 3 oder einem mit diesem parallel geschalteten regelbaren Rückkoppel iderstand 4 zugeführt, wie durch einen Pfeil zwischen Verstärker 3 und Widerstand 4 in der Figur angedeutet ist .
Die Komparatorschaltung 9 vergleicht die Amplitude A eines an einem seiner Anschlüsse eingegebenen Oszillator-Ausgangssignals VDC + Asin (wT) mit einem Schwellenwert S und erzeugt in Abhängigkeit der Werte A und S ein Pulsweitenmodulationssignal, das durch das Tiefpaßfilter 11, das vorzugsweise als Filter dritter Ordnung ausgebildet ist, so daß ein zeitgemitteltes „glatces" Regelsignal Vregel am Ausgang des Tiefpaßfilters anliegt und dem Oszillator 1 rückgekoppelt wird.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel erzeugt die Komparatorschaltung 9 ein pulsweitenmoduliertes Signal mit der folgenden Charakteristik:
— T° = —1 • acos— S , A A > SC
T u A (1)
O. A ≤ S,
= 1 ( 2 )
T
wobei T die Oszillatorperiode, T0 die Dauer eines Niedrigpegelzustandes innerhalb einer Periode und Tj_ die Dauer eines Hochpegelzustandes innerhalb einer Periode ist.
Das am Ausgang des Komparators 9 anliegende puls- weitenmodulte Signal VPWM in Abhängigkeit von der Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals V0ΞZ für die beiden Fälle A > S (Figur 5a) und A < S (Figur 5b) ist in Figur 5 illustriert. Liegt die Amplitude A des Oszillator-Ausgangssignals Vosz unterhalb des Schwellenwertes S, bleibt das Pulsweitenmodulati- onssignal VPWM gemäß dem zweiten Fall von Gleichung (1) konstant auf hohem Pegel, wie in Figur 5a gezeigt ist. Steigt die Amplitude A des Oszillator- Ausgangssignals Vosz jedoch über den Schwellenwert S an, gibt die Komparatorschaltung immer dann ein Pulsweitensignal V?WM mit niedrigem Pegel aus, wenn die Amplitude A oberhalb des Schwellenwertes S liegt (siehe Figur 5b) . Die Dauer des Niedrigpegel- zustandes T0 im Verhältnis zur Periodendauer T nimmt gemäß dem ersten Teil der Gleichung (1) mit zunehmender Amplitude zu und erreicht für A — >∞ den Wert % .
Nimmt man an, daß der Hochpegelzustand des Komparators VDD und der Niedrigpegelzustand VSS = 0V entspricht, ergibt sich als zeitlicher Mittelwert des Pulsweitenmodulationssignals
1 S V PWM = VDD(1 --αcos—) (3) π A
Die Wechselstromkomponenten des Pulsweitenmodulati- onssignals werden durch das Tiefpaßfilter 11 ge- dämpft, so daß letztlich das durch die Filterüber- tragungsfunktion modifizierte zeitgemittelte Signal VPWM am Ausgang der Amplitudenregelschaltung als Regelsignal anliegt :
^reεel ~ ~ Λn PW Vref ) A V, ref (4) ,
Dabei sind Rx und R2 Widerstände einer aktiven Filterschaltung und Vref eine Referenzspannung.
Mit Hilfe der so erzeugten Regelspannung Vregel kann entweder der Oszillatorverstarker 9 selbst oder der parallel geschaltete regelbare Rückkoppelwiderstand 4 so geregelt werden, daß der Oszillatorverstarker 3 in einem linearen, oberwellenarmen Arbeitsbereich arbeitet und der Pol der Oszillatorübertragungs- funktion auf der imaginären Achsel liegt und die Amplitude der Oszillation einen konstanten Wert annimmt. Dabei ist die Amplitude variabel auf wenige 10 mV genau einstellbar.
Figur 3 zeigt das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines regelbaren Oszillatorverstärkers, dessen effektive Verstärkung aufgrund eines am Eingang 23 angelegten Rückkoppelsignals Vregel geregelt werden kann. Ein Schwingquarz wird extern zwischen den Anschlüssen 21 und 22 angeschlossen und der Rück- koppelwiderstand zwischen Anschluß 22 und 24. die Transistoren 25 und 29 sind als N-Kanal- Transistoren und Transistor 28 als P-Kanal- Transistor ausgeführt. Die amplitudengeregelte Oszillator-AusgangsSpannung liegt am Ausgangsanschluß 22 an. Der Arbeitspunkt wie auch der lineare Ar- beitsbereich dieses Verstärkers um den Arbeitspunkt ist dabei unabhänig von der am Anschluß 23 eingegebenen Regelspannung Vregel . Dadurch kann eine stabile Regelschleife realisiert werden.
Ein Ausführungsbeispiel des Komparators 9 ist in Figur 4 dargestellt . Der Komparator besteht aus vier Inverterstufen, jeweils bestehend aus einem Paar P- beziehungsweise N-Kanal-Transistoren 33,34; 35,36; 37,38 beziehungsweise 39,40. Die Transistoren sind vorzugsweise in CMOS-Technologie ausgebildet und erlauben sehr kurze Sehaltzeiten in der Größenordnung von 2ns . Die Schaltzeit des Komparators sollte klein gegenüber der Oszillatorperioden- dauer T sein, um ein sauberes Pulsweitenmodulati- onssignal zu gewährleisten.
Mit Hilfe der vierstufigen Inverterkaskade wird eine ausreichende Verstärkung erreicht. Die Dimensio- nierung des ersten Inverters wird vorzugsweise so gewählt, daß die Beeinflussung des Komparators auf das Oszillatorsignal minimiert wird (Millereffekt) . Das Oszillator-Ausgangssignal wird am Anschluß 31 eingegeben und das pulsweitenmodulierte Signal VPWM am Ausgang 32 bereitgestellt. Der Vorteil dieses Komparators liegt darin, daß durch Wahl geeigneter Weitenverhältnisse der Transistoren 33, 34 der ersten Inverterstufe die Schaltschwelle S relativ zum Arbeitspunkt des Oszillatorverstärkers 3 trotz Parameterschwankungen ausreichend genau eingestellt werden kann. Da die Regelspannung bei A = S sich sehr schnell mit A ändert (siehe Gleichung 3 und 4) kann somit die geregelte Amplitude A auch bei klei- nen Werten der Amplitude von beispielsweise 100mV mit der nötigen Genauigkeit eingestellt werden.
Als Tiefpaß 11 der Amplitudenregelschaltung kann ein Tiefpaßfilter dritter Ordnung verwendet werden. Dabei werden die Zeitkonstanten so gewählt, daß eine stabile Regelung erfolgt. Mit dem Tiefpaßfilter kann eine Dämpfung der Schaltflanken des Pulswei- tenmodulationssignals von 85 dB erreicht werden, was eine störarme Einkopplung der Regelspannung Vre. gel in den Oszillator ermöglicht.
Mit dem erfindungsgemäßen amplituden- und klirrgedämpften Oszillator ist es möglich, den störenden Einfluß von Quarzoszillatorsignalen im MHz- Bereich auf empfindliche analoge Signale zu minimieren. Die Schaltung und insbesondere der Oszillatorverstarker ist so dimensioniert, daß eine zuverlässige Arbeitsweise über den gesamten Streubereich der Quarz- und anderen Bauelementeparameter und Umwelteinflüsse wie Temperatur erreicht wird, ohne daß ein Abgleich oder Einmessen erforderlich ist . So kann der erfindungsgemäße klirrgedämpfte Oszillator preisgünstig mittels eines Standard-CMOS- Prozesses integriert hergestellt werden. Gleichzeitig läßt sich durch die mittels des Schwellenwertes S variabel einstellbare Regelamplitude ein stabiles Einschwingen des Oszillators auch bei Störungen von digitalen Komponenten auf dem IC gewährleisten.
Im folgenden werden zwei erfindungsgemäße Beispiel - Oszillatorschaltungen mit einer Oszillatorschaltung ohne Amplitudenregelung verglichen. Tabelle 1 zeigt dabei die gemessenen Amplituden und zugehörigen Standardabweichungen bei VDD = 5 V für 2 Beispieloszillatorschaltungen gemäß der Erfindung und eine Standard-Oszillatorschaltung ohne Amplitudenregelung.
Tabelle 1
Figure imgf000016_0001
Neben der Amplitude wird auch der Oberwellenanteil stark reduziert. Die Klirrfaktoren der Beispiel - Schaltungen werden in Tabelle 2 mit denen der Standardschaltung verglichen.
Tabelle 2
Figure imgf000016_0002
Um den Störeinfluß des Oszillatorsignals der erfindungsgemäßen klirrgedämpften Oszillatorschaltung mit dem einer Standard-Oszillatorschaltung zu vergleichen, werden in Tabelle 3 die Meßwerte der Amplituden der Grund- und Oberwellen beider Oszillatoren in logarithmischem Maßstab bezogen auf die Grundwelle des Standard-Oszillators dargestellt. Tabelle 3
Figure imgf000017_0001
Figure imgf000017_0002
Die in Tabelle 3 dargestellten Meßwerte zeigen, daß Dämpfungen ab der zweiten Oberwelle von besser als 90 dB bezogen auf die Standard-Grundwelle erreichbar sind. Im Gegensatz dazu zeigt die Standard- Oszillatorschaltung Dämpfungen ab der dritten Oberwelle von 30 dB, wobei die folgenden Oberwellen- Dämpfungen zwischen 40 dB und 60 dB besitzen. Die Oberwellen hoher Frequenz, die besonders kritisch bezüglich kapazitiver und gestrahlter Störung sind, werden mit der erfindungsgemäßen klirrgedämpften Oszillatorschaltung gemäß Beispiel I um mehr als 50 dB im Vergleich zu den Oberwellen einer bekannten Schaltung reduziert .

Claims

Patentansprüche
1. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung mit einem regelbaren Oszillatorverstärker (3) zur Erzeugung eines Oszillator-Ausgangssignals und einer Amplitudenregelschaltung (2) zur Regelung der Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals, wobei die Amplitudenregelschaltung (2) in Abhängigkeit von einer erfaßten Amplitude des Oszillator-Ausgangssignals ein Amplitudenregelsignal Vregel zur Regelung des Oszil- latorverstärkers derart erzeugt, daß der Oszillatorverstärker (3) in einem festgelegten Arbeitsbereich mit annähernd linearer Verstärkungscharakteristik um einen festgelegten Arbeitspunkt arbeitet, und wobei der regelbare Oszillatorverstarker (3) so ausgebildet ist, daß der festgelegte Arbeitsbereich und der festgelegte Arbeitspunkt unabhängig von dem Amplitudenregelsignal Vregel ist.
2. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichne , daß die Oszillatorschaltung einen parallel zum Oszillatorverstarker (3) geschalteten regelbaren Rückkoppelwiderstand (4) aufweist, und mittels des Regelsignals Vregel der Widerstandswert des regelbaren RückkoppelwiderStandes (4) einstellbar ist.
3. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Amplitudenregel- signal Vregel dem regelbaren Oszillatorverstarker (3) selbst zugeführt wird.
4. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenregelschaltung (2) eine Komparatorschaltung (9) und einen Tiefpaßfilter (11) aufweist, wobei die Komparatorschaltung (9) durch Vergleich der erfaßten Amplitude A des Oszillator- Ausgangssignals mit einem festgelegten Schwellenwert S ein Pulsweitenmodulationssignal erzeugt , welches dem Tiefpaßfilter zur Erzeugung des Regel- Signals Vregel zugeführt wird.
5. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter ein Filter höherer Ordnung, beispielsweise dritter Ordnung ist .
6. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungscharakteristik des Tiefpaßfilters
(11) so gewählt ist, daß die Schaltflanken des Pulsweitenmodulationssignals von der Komparatorschaltung (9) so stark gedämpft werden, daß das Oszillator-Ausgangssignal nicht durch hochfrequente Fluktuationen des Regelsignals Vregel beeinflußt wird.
7. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltzeit der Komparatorschaltung (9) klein gegenüber der Oszillatorperiode ist.
8. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatorschaltung (9) ein Pulsweitenmodulati- onssignal erzeugt, dessen Tastverhältnis
T 1 S
— = — ■ a cos— - für A > S,unά T π A
OfürA < Sist,
wobei T die Periodendauer des Oszillators und T0 die Dauer eines Niedrigpegelzustandes des Pulswei- tenmodulationssignals innerhalb einer Periode ist.
9. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatorschaltung (9) mehrere hintereinander geschaltete Inverter aufweist.
10. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude A des Oszillator-Ausgangssignals auf einen kleinen Wert relativ zur VersorgungsSpannung, vorzugsweise zwischen 50 mV u d 200 mV geregelt wird.
11. Klirrgedämpfte Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung ein Quarzelement (5) zur Frequenzstabilisierung aufweist.
12. Klirrgedämpfter Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung als eine integrierte Schaltung realisiert ist .
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