WO2000019599A1 - Schaltungsanordnung zum mischen eines eingangssignals und eines oszillatorsignals miteinander - Google Patents

Schaltungsanordnung zum mischen eines eingangssignals und eines oszillatorsignals miteinander Download PDF

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WO2000019599A1
WO2000019599A1 PCT/DE1999/003102 DE9903102W WO0019599A1 WO 2000019599 A1 WO2000019599 A1 WO 2000019599A1 DE 9903102 W DE9903102 W DE 9903102W WO 0019599 A1 WO0019599 A1 WO 0019599A1
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differential amplifier
phase
signal
voltage
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Stephane Catala
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Infineon Technologies Ag
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    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature

Definitions

  • Circuit arrangement for mixing an input signal and an oscillator signal with one another
  • the invention relates to a circuit arrangement for mixing an input signal and an oscillator signal with one another.
  • Image rejection mixers are an advantageous solution to save complex image rejection filters for input receivers and to achieve a higher level of integration.
  • Such mixers have the disadvantage that they require more than twice the performance of a conventional mixer.
  • the question of power consumption is particularly important in mobile applications, since the power consumption there essentially influences the cost intensity, the structure of the respective device and its properties.
  • Signal frequency suppression mixers are known, for example, from US Pat. Nos. 4,801,900 and 5,661,485. Such mixers generally include an input amplifier with low noise, two identical mixer stages, each with an associated amplifier for an oscillator signal, a phase divider for generating two orthogonal oscillator signals from the original oscillator signal and an output phase combiner.
  • the input and output impedance relationships play a special role here.
  • a more or less high input impedance in the amplifiers for the oscillator signal usually means a higher power consumption.
  • the insertion loss due to these additional elements must be compensated for by the phase combiner at the output, which in turn entails a higher power consumption.
  • Usual amplifiers with low noise are constructed as power-voltage converters with an input-side trans sistor (or pair of transistors in a differential version) in a cascode circuit, which drives a passive load such as a parallel low-pass network with resistors and capacitors.
  • a voltage-current feedback with a resistor needs a precisely matched input impedance to achieve the required linearity.
  • inputs with common emitters are best suited for low noise, they must be operated with a very high bias (a few mA). The power signal at the input is thus converted into a current that drives the passive load and leads to a voltage at the output as an output signal.
  • large voltage signals require a corresponding DC voltage reserve.
  • the mixers have a significantly higher input impedance compared to the output impedance of the amplifiers in order to reduce the insertion loss.
  • an input stage with a common emitter as with the amplifier must be implemented, to which additional linearity requirements have to be imposed due to the amplifier's amplification.
  • This linearity can be achieved by emitter degeneration, but this requires a very high output impedance in the mixer in order to achieve a voltage converter gain of approximately OdB. This in turn means that a higher headroom is required.
  • the same requirements also apply to the phase combiner and it also requires an additional headroom.
  • the object of the invention is to provide a circuit arrangement of the type mentioned, which does not have the above disadvantages.
  • the circuit arrangement according to the invention for mixing an input signal and an oscillator signal with one another has in particular the following features:
  • the present invention makes it possible to stack individual circuit blocks on top of one another in such a way that, on the one hand, the bias currents can be divided by the individual blocks and, on the other hand, that they can operate even at very low supply voltages down to 2.7 V.
  • the mixers have a very low input impedance (due to the coupled bases) and are each supplied with half the current (at half the bias current level of the amplifier with low noise).
  • only a small voltage control reserve is required by such an architecture.
  • the amplifiers amplifying the oscillator signal are designed such that the output impedance is small enough, the mixer can be reduced to a simple pair of switches which switch the oscillator signal and which replaces the input stage with a common base.
  • phase combiner which is constructed in a similar way, can then finally be added to the mixer and receive the same bias current as the other circuit parts. Since the bias currents are high, the input impedances of all blocks are small enough so that there is little signal loss overall. The overall gain is essentially generated by the amplifier with low noise in order to advantageously compensate for higher noise contributions from the mixers due to the signal distribution at their input. Finally, the stacking of the phase combiner and the mixer can significantly reduce the power consumption of the entire arrangement.
  • the two phase shifters each have a symmetrical input and a symmetrical output, each with an inverting and non-inverting connection.
  • the inverting and non-inverting inputs on the input side are Short circuits with the output-side inverting and non-inverting connections are connected directly or crosswise by means of two resistors and two capacitors.
  • a suitable phase shifter current input and output can thus be implemented with little circuit complexity and in passive circuit technology. Passive implementation also has the advantage that there is essentially no additional noise, such as with active phase shifters.
  • the controllable current sources preferably have a first constant current source connected in series with the respective differential amplifier, a second constant current source connected in parallel with the respective differential amplifier, and an amplifier stage connected in parallel with the first constant current sources.
  • a cascode circuit is preferably provided in the amplifier stage and / or adding device, which is fed in particular from a common reference voltage source.
  • the circuit arrangement according to the invention shown in the drawing contains two differential amplifiers 1 and 2, each of which has two emitter-coupled npn bipolar transistors 3, 4 and 5, 6, respectively.
  • the bases of the transistors 3, 4 are connected to a symmetrical output of a phase divider 7, while the bases of the transistors 5, 6 are connected to the other symmetrical output of the phase divider 7.
  • An oscillator signal 8 is applied to the phase divider 7.
  • Orthogonal oscillator signals are present at the two symmetrical outputs of the phase divider 7, that is to say two signals which are phase-shifted by 90 ° with respect to one another and which affect the oscillator. zillatorsignal 8 decrease.
  • the phase shift of 90 ° is achieved in that the oscillator signal is supplied on the one hand to a phase shifter with a phase shift of 45 ° and on the other hand to a phase shifter with a phase shift of 135 °. This results in a phase difference of 90 ° between the two signals at the output of the two phase shifters and thus at the outputs of the phase divider 7.
  • the symmetrical outputs of the phase divider 7 are voltage outputs for controlling the transistors 3, 4 and 5, 6.
  • the differential amplifiers 1 and 2 are each fed by a constant current source 9 or 10 in such a way that the constant current source 9 is connected between the coupled emitters of the transistors 3 and 4 on the one hand and a reference potential 11 on the other hand and the constant current source 10 between the coupled emitters of the transistors 5 and 6 on the one hand and the reference potential 11 on the other hand.
  • the coupled emitters of transistors 3 and 4 are connected to a positive supply potential 13 via a constant current source 12 and the coupled emitters of transistors 5 and 6 are likewise connected to the positive supply potential 13 via a constant current source 14.
  • the coupled emitters of transistors 3 and 4 or 5 and 6 are brought together via a cascode stage and connected to the output of an amplifier stage.
  • the cascode stage consists of two npn bipolar transistors 15 and 16, the bases and emitters of which are each connected to one another.
  • the coupled bases are connected to a reference potential 17.
  • Emitters of transistors 15 and 16 are each connected to the coupled emitters of transistors 3 and 4 or 5 and 6.
  • the coupled emitters of the transistors 15 and 16 are finally connected to the collector of an npn bipolar transistor 18, the emitter of which is supplied with the reference potential 11 and the base of which is supplied with an input signal 19.
  • the transistor 18 forms a gear amplifier stage, but at the same time acts in conjunction with the cascode circuit 15, 16, 17 and the current sources 9, 10, 12, 14 as a controllable current source for the differential amplifiers 1 and 2.
  • Passive phase shifters are each connected downstream of the current outputs of the differential amplifiers 1 and 2 forming collectors of transistors 3, 4, 5, 6 and are guided to an adder via the phase shifters.
  • the adding stage acting as a combiner in turn contains four cascode stages, the outputs of which are combined in pairs and form the symmetrical output 20, 21 of the circuit arrangement according to the invention.
  • the collectors of two npn bipolar transistors 22 and 23 are connected to one another and to the connection 20.
  • the collectors of two npn bipolar transistors 24 and 25 are connected to one another and to the output terminal 21.
  • the bases of the transistors 22, 23, 24, 25 are connected to one another and to the reference potential 17.
  • the emitters of the transistors 22, 24 and 23, 25 represent the current inputs of the adder inputs, while the connections 20 and 21 form the symmetrical current inputs of the bias circuit and of the circuit arrangement according to the invention.
  • the two phase shifters each connected between the differential amplifiers 1 and 2 and the adder are passive and are formed by an RC network.
  • the collector of transistor 3 with the emitter of transistor 22, the collector of transistor 4 with the emitter of transistor 24, the collector of transistor 5 with the emitter of transistor 25 and the collector of transistor 6 with the emitter of Transistor 23 is connected via an ohmic resistor 26, 27, 28, 29.
  • the collector of transistor 3 with the emitter of transistor 24, the collector of transistor 4 with the emitter of transistor 22, the collector of transistor 5 with the emitter of transistor 23 and the collector of the transistor 6 connected to the emitter of transistor 25 via a capacitor 30, 31, 32, 33, respectively.
  • the differential amplifier stages 1 and 2 are each stacked one above the other, i. H. connected in series in terms of current.
  • the input amplifier is used on the one hand for amplification and on the other hand for controlling the bias currents of differential amplifier stages 1 and 2 and thus for multiplication.
  • the constant current sources 9, 10, 12, 14 each deliver the same current in the exemplary embodiment.
  • the circuit is characterized by low effort, low bias currents and a low operating voltage. Due to the current coupling, no significant voltage control reserve is necessary and the impedance matching of the individual stages with each other is almost ideal.

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Abstract

Schaltungsanordnung zum Mischen eines Eingangssignals und eines Oszillatorsignals miteinander mit: einem Phasenteiler, bei dem das Oszillatorsignal angelegt ist und an dessen zwei Ausgängen orthogonale Oszillatorsignale abnehmbar sind; einem ersten Differenzverstärker, dessen Eingang mit einem der zwei Ausgängen verbunden ist, einem zweiten Differenzverstärker, dessen Eingang mit dem anderen der zwei Ausgänge verbunden ist, einer ersten und einer zweiten Stromquelle, die jeweils zur Versorgung des ersten und des zweiten Differenzverstärkers verbunden sind und die durch das Eingangssignal gesteuert werden, einem ersten und zweiten Phasenschieber, die jeweils dem ersten und dem zweiten Differenzverstärker nachgeschaltet sind und einer Addiereinrichung, die erstem und zweitem Differenzverstärker nachgeschaltet ist.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zum Mischen eines Eingangssignals und eines Oszillatorsignals miteinander
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Mischen eines Eingangssignals und eines Oszillatorsignals miteinander.
Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer sind eine vorteilhafte Lösung, um aufwendige Spiegelfrequenzunterdrückungsfilter bei Eingangsempfängern einzusparen und um eine höhere Integration zu erreichen. Jedoch haben derartige Mischer den Nachteil, daß sie mehr als das doppelte der Leistung eines üblichen Mi- schers benötigen. Die Frage der Leistungsaufnahme ist insbesondere bei mobilen Anwendungen von großer Bedeutung, da die Leistungsaufnahme dort im wesentlichen die Kostenintensität, den Aufbau des jeweiligen Gerätes und dessen Eigenschaften wesentlich beeinflußt.
Beispielsweise aus den Patentschriften US 4,801,900 und US 5,661,485 sind Signalfrequenzunterdrückungsmischer bekannt. Derartige Mischer umfassen in der Regel einen Eingangsverstärker mit geringem Rauschen, zwei identische Mischstufen mit einem jeweils damit in Verbindung stehenden Verstärker für ein Oszillatorsignal, einen Phasenteiler zum Erzeugen zweier orthogonaler Oszillatorsignale aus den ursprünglichen Oszillatorsignal und einen Ausgangsphasenkombinierer . Dabei spielen die Eingangs- und Ausgangsimpedanzverhältnisse eine besondere Rolle. Eine mehr oder weniger hohe Eingangsimpedanz bei den Verstärkern für das Oszillatorsignal bedeutet üblicherweise eine höhere Leistungsaufnahme. Darüber hinaus muß die Einfügungsdämpfung aufgrund dieser zusätzlichen Elemente durch den Phasenkombinierer am Ausgang kompensiert werden, was wiederum eine höhere Leistungsaufnahme nach sich zieht.
Übliche Verstärker mit geringem Rauschen werden aufgebaut als Leistungs-Spannungs-Umsetzer mit einem eingangsseitigen Tran- sistor (oder Transistorpaar bei differenzieller Ausführung) in Kaskodenschaltung, der bzw. das eine passive Last wie etwa ein paralleles Tiefpaßnetzwerk mit Widerständen und Kondensatoren treibt. Eine Spannung-Strom-Rückkopplung mit einem Wi- derstand benötigt eine genau abgestimmte Eingangsimpedanz, um die geforderte Linearität zu erreichen. Zwar sind Eingänge mit gemeinsamen Emittern am besten geeignet für niedriges Rauschen, diese müssen allerdings mit einem sehr hohen Biass- tro (einige mA) betrieben werden. Das Leistungssignal am Eingang wird also in einen Strom umgewandelt, der die passive Last treibt und am Ausgang zu einer Spannung als Ausgangs- signal führt. Allerdings benötigen große Spannungssignale eine entsprechende Gleichspannungs-Aussteuerungsreserve.
Des weiteren ist es erforderlich, daß die Mischer eine wesentlich höhere Eingangsimpedanz aufweisen im Vergleich zur Ausgangsimpedanz der Verstärker, um die Einfügungsdämpfung zu reduzieren. Eine Eingangsstufe mit gemeinsamen Emitter wie beim Verstärker muß in diesem Fall implementiert werden, an die zusätzliche Linearitätsanforderungen aufgrund der Verstärkung des Verstärkers zu stellen sind. Diese Linearität kann erreicht werden durch eine Emitterdegeneration, jedoch erfordert dies beim Mischer eine sehr hohe Ausgangsirαpedanz, um eine Spannungsumsetzerverstärkung von annähernd OdB zu er- reichen. Dies bedeutet seinerseits wiederum, daß eine höhere- re Aussteuerungsreserve erforderlich ist. Auch beim Phasen- kombinierer treten die gleichen Anforderungen auf und auch er benötigt eine zusätzliche Aussteuerungsreserve. Werden die Blöcke also übereinander gesetzt, dann ist zwar die Stromauf- nähme geringer, jedoch wird eine erhebliche Aussteuerungsreserve benötigt, die einen Betrieb bei niedriger Spannung, wie sie bei mobilen Anwendungen benötigt wird (z. B. 2,7 V) nicht zulässt. Andererseits haben Schaltungsanordnungen, bei denen die Blöcke parallel angeordnet sind, eine weitaus höhere Lei- stungsaufnähme bei ansonsten schlechteren Eigenschaften. Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die obige Nachteile nicht aufweist .
Die Erfindung wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Mischen eines Eingangssignal und eines Oszillatorsignals miteinander weist insbesondere folgende Merkmale auf:
Einen Phasenteiler mit einem Eingang und zwei Spannungs- Ausgängen, bei dem an den Eingang das Oszillatorsignal angelegt ist und an dessen Ausgängen einander gegenüber um 90° phasenverschobene, orthogonale Oszillatorsignale abnehmbar sind; einen ersten Differenzverstärker mit einem Spannungseingang und einem Stromausgang, dessen Spannungseingang mit einem der zwei Spannungsausgänge des Phasenteilers verbunden ist; einen zweiten Differenzverstärker mit einem Spannungseingang und einem Stromausgang, dessen Spannungseingang mit dem anderen der zwei Spannungsausgängen des Phasenteilers verbunden ist; eine erste steuerbare Stromquelle, die zur Versorgung des er- sten Differenzverstärkers mit diesem verbunden ist und die durch das Eingangssignal gesteuert wird; eine zweite steuerbare Stromquelle, die zur Versorgung des zweiten Differenzverstärkers mit diesem verbunden ist und die durch das Eingangssignal gesteuert wird; einen ersten Phasenschieber mit einem Stromeingang und einem Stromausgang, der dem ersten Differenzverstärker nachgeschaltet ist; einen zweiten Phasenschieber mit einem Stromeingang und einem Stromausgang, der dem zweiten Differenzverstärker nachge- schaltet ist; und einer Addiereinrichtung, die erstem und zweitem Differenzverstärker nachgeschaltet ist und ein Ausgangssignal bereitstellt.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, einzelne Schaltungsblöcke derart übereinander zu stapeln, daß zum einen die Bi- asströme durch die einzelnen Blöcke geteilt werden können und daß sie zum anderen selbst bei sehr niedrigen Versorgungs- spannungen bis herunter zu 2,7 V arbeiten können. Die Mischer haben dabei eine sehr niedrige Eingangsimpedanz (aufgrund der gekoppelten Basen) und werden jeweils mit dem halben Strom (bei dem halben Biasstrompegel des Verstärkers mit geringem Rauschen) gespeist ist. Außerdem wird durch eine derartige Architektur nur ein geringer Spannungsaussteuerungsreserve benötigt. In dem die das Oszillatorsignal verstärkenden Verstärker derart ausgelegt werden, daß die Ausgangsimpedanz klein genug ist, kann der Mischer auf ein einfaches das Oszillatorsignal schaltendes Schalterpaar reduziert werden, welche die Eingangsstufe mit gemeinsamer Basis ersetzt. Der Phasenkombinierer, der auf ähnliche Weise aufgebaut ist, kann dann schließlich noch auf die Mischer draufgesetzt werden und den gleichen Biasstrom erhalten wie die übrigen Schaltungsteile. Da die Biasströme hohe Pegel aufweisen, sind die Eingangsimpedanzen aller Blöcke klein genug, so daß insgesamt ein geringer Signalverlust auftritt. Die Gesamtverstärkung wird im wesentlichen von dem Verstärker mit niedrigem Rauschen erzeugt, um vorteilhafterweise höhere Rauschbeiträge der Mischer aufgrund der Signalaufteilung an ihrem Eingang zu kompensieren. Schließlich kann durch das Übereinanderstapeln des Phasenkombinierers und der Mischer die Leistungsaufnahme der gesamten Anordnung deutlich reduziert werden.
Bei einer Weiterbildung der Erfindung weisen die beiden Pha- - senschieber jeweils einen symmetrischen Eingang und einen symmetrischen Ausgang mit jeweils einem invertierenden und nicht-invertierenden Anschluß auf. Dabei sind jeweils die eingangsseitigen invertierenden und nicht-invertierenden An- Schlüsse mit den ausgangsseitigen invertierenden und nicht- invertierenden Anschlüssen mittels jeweils zweier Widerstände und zweier Kondensatoren direkt bzw. über Kreuz verbunden. Damit läßt sich mit geringem schaltungstechnischen Aufwand und in passiver Schaltungstechnik ein geeigneter Phasenschie- berstromein- und ausgang realisieren. Die passive Realisierung hat darüber hinaus den Vorteil, daß im wesentlichen kein zusätzliches Rauschen wie etwa bei aktiven Phasenschiebern entsteht.
Vorzugsweise weisen die steuerbaren Stromquellen eine in Reihe zu dem jeweiligen Differenzverstärker geschaltete erste Konstantstromquelle, eine dem jeweiligen Differenzverstärker parallel geschaltete zweite Konstantstromquelle und eine den ersten Konstantstromquellen parallel geschaltete Verstärkerstufe auf.
Schließlich wird bevorzugt bei Verstärkerstufe und/oder Addiereinrichtung eine Kaskodschaltung vorgesehen, die insbe- sondere aus einer gemeinsamen Referenzspannungsquelle gespeist wird.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand des in der einzigen Figur der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.
Die in der Zeichnung dargestellte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung enthält zwei Differenzverstärker 1 und 2, die jeweils zwei emittergekoppelte npn-Bipolartransistoren 3, 4 bzw. 5, 6 aufweisen. Die Basen der Transistoren 3, 4 sind dabei an einen symmetrischen Ausgang eines Phasenteilers 7 angeschlossen, während die Basen der Transistoren 5, 6 an den anderen symmetrischen Ausgang des Phasenteilers 7 angeschlossen sind. An den Phasenteiler 7 ist ein Oszillatorsignal 8 angelegt. An den beiden symmetrischen Ausgängen des Phasenteilers 7 liegen orthogonale Oszillatorsignale an, d. h. zwei zueinander um 90° phasenverschobene Signale, die auf das Os- zillatorsignal 8 zurückgehen. Die Phasenverschiebung von 90° wird beim Ausführungsbeispiel dadurch erreicht, daß das Oszillatorsignal zum einen einem Phasenschieber mit einer Phasenverschiebung von 45° und zum anderen einem Phasenschieber mit einer Phasenverschiebung von 135° zugeführt wird. Damit ergibt sich eine Phasendifferenz von 90° zwischen den beiden Signalen am Ausgang der beiden Phasenschieber und damit an den Ausgängen des Phasenteilers 7. Die symmetrischen Ausgänge des Phasenteilers 7 sind Spannungsausgänge zur Ansteuerung der Transistoren 3, 4 bzw. 5, 6.
Die Differenzverstärker 1 und 2 werden durch jeweils eine Konstantstromquelle 9 bzw. 10 gespeist derart, daß die Konstantstromquelle 9 zwischen die gekoppelten Emitter der Tran- sistoren 3 und 4 einerseits und ein Bezugspotential 11 andererseits geschaltet sind und die Konstantstromquelle 10 zwischen die gekoppelten Emitter der Transistoren 5 und 6 einerseits und das Bezugspotential 11 andererseits geschaltet ist. Darüber hinaus sind die gekoppelten Emitter der Transistoren 3 und 4 über eine Konstantstromquelle 12 mit einem positiven Versorgungspotential 13 und die gekoppelten Emitter der Transistoren 5 und 6 über eine Konstantstromquelle 14 ebenfalls mit dem positiven Versorgungspotential 13 verbunden. Darüber hinaus sind die gekoppelten Emitter der Transistoren 3 und 4 bzw. 5 und 6 über eine Kaskodestufe zusammengeführt und mit dem Ausgang einer Verstärkerstufe verbunden. Die Kaskodestufe besteht beim Ausführungsbeispiel aus zwei npn- Bipolartransistoren 15 und 16, deren Basen und Emitter jeweils miteinander verschaltet sind. Die gekoppelten Basen sind dabei an ein Referenzpotential 17 angeschlossen. Die
Emitter der Transistoren 15 und 16 sind hierbei jeweils mit den gekoppelten Emittern der Transistoren 3 und 4 bzw. 5 und 6 verbunden. Die gekoppelten Emitter der Transistoren 15 und 16 sind schließlich mit dem Kollektor eines npn- Bipolartransistors 18 verschaltet, dessen Emitter mit dem Bezugspotential 11 und dessen Basis mit einem Eingangssignal 19 beaufschlagt ist. Der Transistor 18 bildet dabei eine Ein- gangsverstärkerstufe, wirkt aber gleichzeitig in Verbindung mit der Kaskodeschaltung 15, 16, 17 und den Stromquellen 9, 10, 12, 14 als steuerbare Stromquelle für die Differenzverstärker 1 und 2.
Den Stromausgängen der Differenzverstärker 1 und 2 bildenden Kollektoren der Transistoren 3, 4, 5, 6 sind jeweils passive Phasenschieber nachgeschaltet und über die Phasenschieber auf eine Addierstufe geführt. Die als Kombiniereinrichtung wir- kende Addierstufe ihrerseits enthält vier Kaskodestufen, deren Ausgänge paarweise zusammengefaßt werden und den symmetrischen Ausgang 20, 21 der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bilden. Im einzelnen sind die Kollektoren zweier npn- Bipolartransistoren 22 und 23 miteinander sowie mit dem An- schluß 20 verbunden. In gleicher Weise sind auch die Kollektoren zweier npn-Bipolar-Transistoren 24 und 25 miteinander sowie mit dem Ausgangsanschluß 21 verbunden. Die Basen der Transistoren 22, 23, 24, 25 sind miteinander sowie mit dem Referenzpotential 17 verbunden. Die Emitter der Transistoren 22, 24 bzw. 23, 25 stellen die Stromeingänge der Addiereingänge dar, während die Anschlüsse 20 und 21 die symmetrischen Stromeingänge der Biasschaltung sowie der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bilden.
Die beiden jeweils zwischen die Differenzverstärker 1 und 2 sowie die Addiereinrichtung geschalteten Phasenschieber sind passiv und werden durch ein RC-Netzwerk gebildet. Dazu ist jeweils der Kollektor des Transistors 3 mit dem Emitter des Transistors 22, der Kollektor des Transistors 4 mit dem Emit- ter des Transistors 24, der Kollektor des Transistors 5 mit dem Emitter des Transistors 25 und der Kollektor des Transistors 6 mit dem Emitter des Transistors 23 über jeweils einen ohmschen Widerstand 26, 27, 28, 29 verbunden. Des weiteren ist der Kollektor des Transistors 3 mit dem Emitter des Tran- sistors 24, der Kollektor des Transistors 4 mit dem Emitter des Transistors 22, der Kollektor des Transistors 5 mit dem Emitter des Transistors 23 und der Kollektor des Transistors 6 mit dem Emitter des Transistors 25 über jeweils einen Kondensator 30, 31, 32, 33 verbunden.
Die Differenzverstärkerstufen 1 und 2, die jeweiligen Phasen- Schieber und die Addierstufe in Form einer Kaskodschaltung sind jeweils übereinander gestapelt, d. h. strommäßig in Serie geschaltet. Der Eingangsverstärker dient dabei zum einen zur Verstärkung und zum anderen gleichzeitig zur Steuerung der Biasströme der Differenzverstärkerstufen 1 und 2 und da- mit zur Multiplikation. Die Konstantstromquellen 9, 10, 12, 14 liefern beim Ausführungsbeispiel jeweils den gleichen Strom.
Die Schaltung zeichnet sich neben einem geringen Aufwand auch durch geringe Biasströme und eine niedrige Betriebsspannung aus. Durch die Stromkopplung ist keine wesentliche Spannungs- Aussteuerungsreserve notwendig und die Impedanzanpassung der einzelnen Stufen untereinander ist nahezu ideal.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Mischen eines Eingangssignals und eines Oszillatorsignals miteinander mit: einem Phasenteiler mit einem Eingang und zwei Spannungs- Ausgängen, bei dem an den Eingang das Oszillatorsignal angelegt ist und an dessen Ausgängen einander gegenüber um 90° phasenverschobene, orthogonale Oszillatorsignale abnehmbar sind; einem ersten Differenzverstärker mit einem Spannungseingang und einem Stromausgang, dessen Spannungseingang mit einem der zwei Spannungsausgänge des Phasenteilers verbunden ist; einem zweiten Differenzverstärker mit einem Spannungseingang und einem Stromausgang, dessen Spannungs-Eingang mit dem an- deren der zwei Spannungsausgänge des Phasenteilers verbunden ist; einer ersten steuerbaren Stromquelle, die zur Versorgung des ersten Differenzverstärkers mit diesem verbunden ist und die durch das Eingangssignal gesteuert wird; einer zweiten steuerbaren Stromquelle, die zur Versorgung des zweiten Differenzverstärkers mit diesem verbunden ist und die durch das Eingangssignal gesteuert wird; eilnem ersten Phasenschieber mit einem Stromeingang und einem Stromausgang, der dem ersten Differenzverstärker nchgeschal- tet ist; einem zweiten Phasenschieber mit einem Stromeingang und einem Stromausgang, der dem zweiten Differenzverstärker nachgeschaltet ist; und einer Addiereinrichtung, die erstem und zweitem Differenzver- stärker nachgeschaltet ist und ein Ausgangssignal bereitstellt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Phasenschieber jeweils einen symmetrischen Eingang und einen symme- trischen Ausgang mit jeweils einem invertierenden und nicht- invertierenden Anschluß aufweisen; wobei jeweils die eingangsseitigen invertierenden und nicht- invertierenden Anschlüsse mit den ausgangsseitigen invertierenden und nicht-invertierenden Anschlüssen mittels jeweils zweier Widerstände und zweier Kondensatoren direkt bzw. über Kreuz verbunden sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die steuerbaren Stromquellen jeweils aufweisen: eine in Reihe zu dem jeweiligen Differenzverstärker geschal- tete erste Konstantstromquelle; eine dem jeweiligen Differenzverstärker parallel geschaltete zweite Konstantstromquelle; und eine den ersten Konstantstromquellen parallel geschaltete
Verstärkerstufe .
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der die Verstärkerstufe eine Kaskodeschaltung aufweist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der die Addiereinrichtung eine Kaskodeschaltung aufweist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der die Verstärkerstufe und die Addiereinrichtung aus einer gemeinsamen Referenzspannungsquelle gespeiste Kaskodeschaltungen auf- weisen.
PCT/DE1999/003102 1998-09-30 1999-09-27 Schaltungsanordnung zum mischen eines eingangssignals und eines oszillatorsignals miteinander WO2000019599A1 (de)

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