WO1999054982A1 - Verpolschutzschaltung - Google Patents

Verpolschutzschaltung Download PDF

Info

Publication number
WO1999054982A1
WO1999054982A1 PCT/DE1999/001120 DE9901120W WO9954982A1 WO 1999054982 A1 WO1999054982 A1 WO 1999054982A1 DE 9901120 W DE9901120 W DE 9901120W WO 9954982 A1 WO9954982 A1 WO 9954982A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
semiconductor switch
load
protection circuit
diode
switched
Prior art date
Application number
PCT/DE1999/001120
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Chihao Xu
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Ag filed Critical Infineon Technologies Ag
Publication of WO1999054982A1 publication Critical patent/WO1999054982A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H11/00—Emergency protective circuit arrangements for preventing the switching-on in case an undesired electric working condition might result
    • H02H11/002—Emergency protective circuit arrangements for preventing the switching-on in case an undesired electric working condition might result in case of inverted polarity or connection; with switching for obtaining correct connection
    • H02H11/003—Emergency protective circuit arrangements for preventing the switching-on in case an undesired electric working condition might result in case of inverted polarity or connection; with switching for obtaining correct connection using a field effect transistor as protecting element in one of the supply lines
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/04—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage
    • H02H9/045—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage adapted to a particular application and not provided for elsewhere
    • H02H9/047—Free-wheeling circuits

Definitions

  • the invention relates to a polarity reversal protection circuit according to the features of the preamble of claim 1.
  • Reverse polarity protection circuits with a circuit breaker which is connected in series with a load between two terminals of a supply voltage and with a freewheeling diode connected in parallel with the load are generally known.
  • An example of such a polarity reversal protection circuit is in DE 41 393 178 AI.
  • FIG. 1 Another known polarity reversal protection circuit is shown in FIG. 1.
  • an inductive load is connected in series to a power semiconductor switch 12, the control unit of which is not shown for the sake of simplicity.
  • the power semiconductor switch 12 serves to supply the load 14 with a supply voltage that comes from a voltage source 10.
  • the voltage source 10 has a first terminal 2 and a third terminal 3.
  • positive potential can be tapped at the first terminal 2, while the second terminal 3 is at the reference potential. Since the load is an inductive load as agreed, which is determined by the load 14 itself or its feed lines, care must be taken when the power semiconductor switch 12 is switched off that the energy stored in the load 14 can either be absorbed by the power semiconductor switch 12 itself.
  • a freewheeling circuit must be provided in which the inductive energy stored in the load can decay.
  • the possibilities of absorption of the inductive energy by the power semiconductor switch 12 are usually very limited.
  • pulse width modulation of the power semiconductor switch 12 as is the case when driving motors, an increased power loss at the semiconductor switch 12 is also to be expected. That is why a freewheeling circuit and thus a freewheeling for the load current is the often cheaper solution.
  • the best known solution is the use of a freewheeling diode 18, as shown in FIG. 1.
  • the freewheeling diode 18 is connected in parallel to the load 14 so that the inductive energy can be consumed in the freewheeling circuit when the power semiconductor switch 12 is switched off.
  • the cathode connection of the freewheeling diode 18 is in contact with the connection point of the power semiconductor switch 12 and the load 14, while the anode connection of the freewheeling diode 18 is at reference potential and is thus connected to the second terminal 3.
  • a further diode 16 is provided, as shown in FIG. 1.
  • This further diode 16 is connected between the first terminal 2 of the supply voltage and a terminal of the power semiconductor switch 12 in such a way that the cathode connection is connected to the power semiconductor switch 12 and its anode connection is connected to the first terminal 2 of the supply voltage.
  • current can only reach the load 14 if, on the one hand, the power semiconductor switch ter 12 is turned on and the diode 16 is in the direction of flow, that is, the voltage source 10 is connected the right way around to terminals 2 and 3 of the circuit arrangement.
  • the positive pole of the voltage source 10 must therefore be connected to the first terminal 2 and the negative pole to the second terminal 3.
  • the diode 16 blocks.
  • the invention has for its object to provide a reverse polarity protection circuit, which is characterized by a significantly lower power loss.
  • the polarity reversal protection circuit according to the invention is essentially based on the fact that a semiconductor switch which can be switched on and off by a control device is arranged in series with the freewheeling diode, this semiconductor switch being switched on whenever the power semiconductor switch is switched off and remains switched off continuously as soon as the The voltage source is connected with the wrong polarity.
  • the semiconductor switch which is preferably a MOSFET, has an inverse diode parallel to its load path.
  • the control device which controls the semiconductor switch in series with the free-wheeling diode has an operational amplifier, the first input terminal of which is connected to the connection point between the power semiconductor switch and the load and the second input terminal is connected to the second terminal of the supply voltage.
  • the output terminal of the operational amplifier is connected to the control input of a further semiconductor switch.
  • This further semiconductor switch is in series with a resistor and the entire series connection of the further semiconductor switch and the resistor is connected between the two terminals of the supply voltage.
  • the connection point of the further semiconductor switch and the resistor is coupled to the control connection of the semiconductor switch lying in series with the free-wheeling diode.
  • Such a circuit arrangement automatically ensures that the semiconductor switch lying in series with the freewheeling diode is always switched on when the power semiconductor switch is switched off and always remains switched off when the voltage source is connected the wrong way round to the two terminals for the supply voltage.
  • the free-wheeling diode itself can be implemented as a conventional PN diode or else as a MOSFET in inverse operation.
  • the control circuit is expediently part of an integrated circuit.
  • the polarity reversal protection circuit according to the invention is explained in more detail below in connection with an exemplary embodiment. Show it: 1 the already known reverse polarity protection circuit according to the prior art,
  • FIG. 2 shows a basic circuit diagram of an exemplary embodiment of the polarity reversal protection circuit according to the invention with a semiconductor switch connected in series with the freewheeling diode and with a control device controlling this semiconductor switch, and
  • Fig. 3 shows the circuit arrangement of Figure 2 with a detailed representation of the control device.
  • FIG. 2 corresponds to the circuit arrangement of FIG. 1.
  • the power semiconductor switch 12 is connected directly to the first terminal 2 of the supply voltage.
  • a semiconductor switch 30, in the present case a MOSFET is connected with its load path in series with the freewheeling diode 18.
  • the MOSFET is preferably designed as a power MOSFET.
  • the drain connection D is in contact with the anode connection of the freewheeling diode 18.
  • the cathode connection of the freewheeling diode is connected to the connection point of the power semiconductor switch 12 and the load 14.
  • the source connection of the semiconductor switch 30 is set to the reference potential and is thus connected to the second terminal 3.
  • the control connection of the semiconductor switch 30 and thus the gate connection G of the MOSFET realizing this semiconductor switch 30 is connected to the output of a control device 32.
  • This control device 32 is also connected to the two terminals 2, 3 of the supply voltage.
  • an inverse diode 31 is connected in parallel to the load path of the semiconductor switch 30.
  • This inverse diode 31 is arranged antiserially to the freewheeling diode 18, so that the anode connection of the inverse diode 31 is connected to the anode connection of the freewheeling diode 18 and the cathode connection of the inverse diode 31 is connected to the terminal 3.
  • the inverse diode 31 is usually integrated in the semiconductor body of the semiconductor switch 30.
  • the control device 32 ensures that the semiconductor switch 30 is in any case switched off, so that an uncontrolled current flow through the freewheeling diode 18 is prevented.
  • the essential advantage of the circuit arrangement of FIG. 2 is that the circuit arrangement has a lower power loss than the known circuit arrangement shown in FIG. 1. Normally, current only flows through the semiconductor switch 30 during commutation and therefore generates a reduced power loss.
  • FIG. 3 shows the circuit arrangement of FIG. 2 again, but with more detailed circuit components of the control device 32.
  • the control device 32 has an operational amplifier 34, which operates as a differential amplifier and has a first input terminal 34a, a second input terminal 34b and an output terminal 34c.
  • the first input terminal 34a is the non-inverting input of the operational amplifier 34
  • the second input terminal 34b is the inverting input of the operational amplifier 34.
  • the first input terminal 34a is connected to the cathode connection of the freewheeling diode 18 and thus to the connection point between the power semiconductor switch 12 and the load 14.
  • the second input terminal 34b of the operational amplifier 34 is in contact with the reference potential and thus with the terminal 3.
  • the output terminal 34c of the operational amplifier 34 is connected to the
  • Control connection of a further semiconductor switch here a further MOSFET 36 connected.
  • the source connection of this further semiconductor switch 36 is connected to the control connection of the semiconductor switch 30 and to a connection of a resistor 38.
  • the other connection of the resistor 38 is in contact with the terminal 3.
  • the drain connection of the further semiconductor switch 36 is connected to the terminal 2 of the supply voltage.
  • the circuit arrangement of Figure 3 operates as follows. In normal operation, that is to say with correctly polarized voltage source 10, as shown in FIG. 3, when the power semiconductor switch 12 is switched on, there is a positive voltage at the connection point between the power semiconductor switch 12 and the load 14. Consequently, a more positive voltage is present at the first input terminal 34 a than at the second input terminal 34 b of the operational amplifier 34. Positive potential can be tapped at the output terminal 34 c of the operational amplifier 34 and the further semiconductor switch 36, whose gate terminal G is controlled by the output of the operational amplifier 34, remains in its off state. Consequently, no current flows through the resistor 38. The gate connection G and the drain connection D of the further semiconductor switch 36 are at the lowest potential. Furthermore, no current can flow through the inverse diodes 31 of the semiconductor switch 30, since the freewheeling diode 18 blocks a current flow. The current provided by the voltage source 10 therefore flows directly into the load 14 via the closed power semiconductor switch 12.
  • the power semiconductor switch 12 If the power semiconductor switch 12 is switched off and thus opened, the voltage at the connection point between the power semiconductor switch 12 and the load 14 drops into the negative. Consequently, the input voltage at the first input terminal 34 a of the operational amplifier 34 also becomes more negative than the potential at the second input terminal 34 b of the operational amplifier 34. The result is that a low signal is applied to the output terminal 34 c of the operational amplifier 34. lies, whereby the further semiconductor switch 36 turns on. The drain current of the further semiconductor switch 36 raises the potential at the control terminal G of the semiconductor switch 30 and switches it on. The current driven by the inductance of the load 14 can thus flow through the free-wheeling diode 18 and the load path of the semiconductor switch 30. The Lei- Therefore, the semiconductor switch 12 need not absorb the energy stored in the inductance of the load 14, because this energy can be consumed in the free-wheeling circuit.
  • Semiconductor switch 30 can therefore be dimensioned significantly smaller than the power semiconductor switch 12. If the load 14 is a motor and the power semiconductor switch 12 is operated in pulse width modulation, the motor is hardly braked during the pulse pauses, as a result of which the motor runs smoothly. As the current acceptance rate is low, as explained, the EMC radiation is also small.
  • the input voltage is zero at the first input terminal 34 a of the operational amplifier 34.
  • the semiconductor switch 30 is then switched on or off. In no case does this lead to problems.
  • the power semiconductor switch 12 is turned on again, the voltage at the first input terminal 34a of the operational amplifier 34 is positive in comparison with the potential at the second input terminal 34b, so that the further semiconductor switch 36 and thus also the semiconductor switch 30 are turned off again.
  • the potential at the control connection G of the semiconductor switch 30 is limited to a minimum due to the so-called drain bulk diode 37 of the further semiconductor switch 36, which is preferably implemented as a power MOSFET.
  • the potential at the control connection G is around a diode-lock voltage and thus about 0.7 volts above the potential at the terminal 2.
  • the semiconductor switch 30 is safely switched off and blocks the current in the free-wheeling circuit.
  • the current through this freewheeling circuit would not be limited.
  • the switched-off semiconductor switch 30 in the load current 2 the current is limited by the load 14 itself and the load on the power semiconductor switch 12 can be kept the same as in the forward operation, that is to say when the voltage source 10 is correctly polarized.
  • control circuit 32 of the circuit arrangement of FIG. 2 can also be implemented in a different way.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 3 is designed for high-side configurations, that is to say for circuit arrangements in which the power semiconductor switch 12 is connected to the positive pole of the supply voltage.
  • the circuit principle can also be easily implemented by the person skilled in the art on low-side configurations.
  • the freewheeling diode D1 shown in FIGS. 2 and 3 can be implemented as a conventional PN diode. However, it is also possible to implement the freewheeling diode 18 in inverse operation by means of a MOSFET. Such an implementation has the Advantage that the power loss through the freewheeling diode 18 is significantly reduced compared to a conventional PN diode.
  • the control circuit 32 is preferably implemented as an integrated circuit or as part of an integrated circuit. This can e.g. B. be the case as part of a smart power component.
  • the semiconductor switch element 30 and / or the free-wheeling diode 18 can optionally also be integrated into this integrated circuit.
  • semiconductor switches 30 and 36 are shown as MOS switches in the circuit arrangements of FIGS. 2 and 3, the invention is not restricted to this. Other transistors can also be used.

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

Die Verpolschutzschaltung weist eine parallel zur Last (14) geschaltete Freilaufdiode (18) auf, welche in Serie zu einem Halbleiterschalter (30) angeordnet ist. Der Halbleiterschalter (30) wird immer dann eingeschaltet, wenn ein zur Last (14) in Serie liegender Halbleiterschalter (12) ausgeschaltet wird, und bleibt kontinuierlich dann ausgeschaltet, wenn an der Serienschaltung vom Leistungsschalter (12) und Last (14) eine verpolte Versorgungsspannung angeschlossen wird.

Description

Beschreibung
Verpolschutzschaltung
Die Erfindung betrifft eine Verpolschutzschaltung gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1.
Verpolschutzschaltungen mit einem Leistungsschalter, der in Reihe mit einer Last zwischen zwei Klemmen einer Versorgungs- Spannung geschaltet ist sowie mit einer parallel zur Last geschalteten Freilaufdiode sind allgemein bekannt. Ein Beispiel für eine solche Verpolschutzschaltung befindet sich in DE 41 393 178 AI.
Eine andere bekannte Verpolschutzschaltung zeigt Figur 1.
Dort ist angenommen, daß als Last 14 eine induktive Last in Reihe zu einem Leistungshalbleiterschalter 12, dessen Steuereinheit der Einfachheit halber nicht dargestellt ist, geschaltet ist. Der Leistungshalbleiterschalter 12 dient dazu, die Last 14 mit einer Versorgungsspannung zu versorgen, die von einer Spannungsquelle 10 stammt. Hierfür weist die Spannungsquelle 10 eine erste Klemme 2 und eine dritte Klemme 3 auf. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel der Figur 1 ist an der ersten Klemme 2 positives Potential abgreifbar, während die zweite Klemme 3 auf Bezugspotential liegt. Da die Last vereinbarungsgemäß eine induktive Last ist, was durch die Last 14 selbst oder deren Zuleitungen bestimmt wird, muß bei Abschaltung des Leistungshalbleiterschalters 12 dafür gesorgt werden, daß die in der Last 14 gespeicherte Energie entweder vom Leistungshalbleiterschalter 12 selbst absorbiert werden kann. Ist dies nicht der Fall, muß eine FreilaufSchaltung vorgesehen werden, in der die in der Last gespeicherte induktive Energie abklingen kann. Die Absorbtionsmöglichkeiten der induktiven Energie durch den Leistungshalbleiterschalter 12 sind gewöhnlich sehr begrenzt. Bei Pulsweitenmodulation des Leistungshalbleiterschalters 12, wie es beim Antrieb von Motoren der Fall ist, ist darüber hinaus mit einer erhöhten Verlustleistung am Halbleiterschalter 12 zu rechnen. Deshalb ist eine FreilaufSchaltung und damit ein Freilauf für den Laststrom die häufig günstigere Lösung.
Die bekannteste Lösung ist die Verwendung einer Freilaufdiode 18, wie diese in Figur 1 gezeigt ist. Die Freilaufdiode 18 ist hierbei parallel zur Last 14 geschaltet, so daß die induktive Energie bei ausgeschaltetem Leistungshalbleiterschalter 12 im Freilaufkreis verbraucht werden kann. Hierfür ist der Kathodenanschluß der Freilaufdiode 18 mit dem Verbindungspunkt des Leistungshalbleiterschalters 12 und der Last 14 in Kontakt, während der Anodenanschluß der Freilaufdiode 18 auf Bezugspotential liegt und damit mit der zweiten Klemme 3 in Verbindung steht.
Problematisch bei dieser Schaltungsanordnung mit Freilaufkreis ist, daß diese ohne weitere Schaltungsmaßnahmen nicht verpolgeschützt ist, wenn der Leistungshalbleiterschalter ein Leistungs-MOSFET ist oder wenn der Leistungshalbleiterschal- ter die VerpolSpannung nicht mehr sperren kann. Um dieses
Problem zu lösen, wird eine weitere Diode 16 vorgesehen, wie in Figur 1 dargestellt.
Diese weitere Diode 16 ist zwischen die erste Klemme 2 der Versorgungsspannung und eine Klemme des Leistungshalbleiterschalters 12 angeschlossen und zwar derart, daß der Kathodenanschluß mit dem Leistungshalbleiterschalter 12 und deren Anodenanschluß mit der ersten Klemme 2 der Versorgungsspannung in Verbindung steht. Hierdurch kann an die Last 14 nur dann Strom gelangen, wenn einerseits der Leistungshalbleiterschal- ter 12 eingeschaltet ist und sich die Diode 16 in Flußrichtung befindet, also die Spannungsquelle 10 richtig herum an die Klemmen 2 und 3 der Schaltungsanordnung angeschlossen ist. Im Ausführungsbeispiel von Figur 1 muß deshalb der posi- tive Pol der Spannungsquelle 10 an die erste Klemme 2 und der negative Pol an die zweite Klemme 3 angeschlossen werden.
Im Verpolungsfall dagegen, d. h., daß der negative Pol der Spannungsquelle 10 an die erste Klemme 2 und der positive Pol der Spannungsklemme 10 an die zweite Klemme 3 gelegt ist, sperrt die Diode 16.
Problematisch bei dieser Lösung ist, daß durch das Vorsehen der weiteren Diode 16 im Laststromkreis die Verlustleistung der gesamten Schaltungsanordnung deutlich erhöht ist, da der Laststrom auch durch die weitere Diode 16 fließen muß.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verpolschutzschaltung anzugeben, die sich durch eine deutlich geringere Verlustleistung auszeichnet.
Diese Aufgabe wird durch eine Verpolschutzschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche .
Die Verpolschutzschaltung nach der Erfindung beruht im wesentlichen darauf, daß in Serie zur Freilaufdiode ein von ei- ner Steuereinrichtung ein- und ausschaltbarer Halbleiterschalter angeordnet ist, wobei dieser Halbleiterschalter immer dann eingeschaltet wird, wenn der Leistungshalbleiterschalter ausgeschaltet ist und kontinuierlich ausgeschaltet bleibt, sobald an den Klemmen die Spannungsquelle falsch her- um gepolt angeschlossen wird. Der Halbleiterschalter, der vorzugsweise ein MOSFET ist, weist parallel zu seiner Laststrecke eine Inversdiode auf.
Die den in Serie zur Freilaufdiode liegenden Halbleiterschalter steuernde Steuereinrichtung verfügt über einen Operationsverstärker, dessen erste Eingangsklemme mit dem Verbindungspunkt zwischen Leistungshalbleiterschalter und Last verbunden ist und die eine zweite Eingangsklemme an die zweite Klemme der Versorgungsspannung angeschlossen ist. Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers ist mit dem Steuereingang eines weiteren Halbleiterschalters in Verbindung. Dieser weitere Halbleiterschalter liegt in Reihe zu einem Widerstand und die gesamte Reihenschaltung des weiteren Halbleiterschal- ters und des Widerstandes ist zwischen die zwei Klemmen der Versorgungsspannung geschaltet. Der Verbindungspunkt des weiteren Halbleiterschalters und des Widerstandes ist an den Steueranschluß des in Serie zur Freilaufdiode liegenden Halbleiterschalters angekoppelt.
Eine derartige Schaltungsanordnung sorgt selbsttätig dafür, daß der in Serie zur Freilaufdiode liegende Halbleiterschalter immer dann eingeschaltet wird, wenn der Leistungshalbleiterschalter ausgeschaltet ist und immer dann ausgeschaltet bleibt, wenn die Spannungsquelle an die beiden Klemmen für die Versorgungsspannung falsch herum angeschlossen ist.
Die Freilaufdiode selbst kann erfindungsgemäß als herkömmliche PN-Diode oder aber auch als MOSFET im Inversbetrieb rea- lisiert sein. Zweckmäßigerweise ist die Steuerschaltung Bestandteil eines integrierten Schaltkreises.
Die erfindungsgemäße Verpolschutzschaltung wird nachfolgend im Zusammenhang mit einem Ausführungsbeispiel näher erläu- tert. Es zeigen: Fig. 1 die bereits bekannte Verpolschutzschaltung nach dem Stand der Technik,
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild eines Ausführungsbeispieles der erfindungsgemäßen Verpolschutzschaltung mit in Serie zur Freilaufdiode geschaltetem Halbleiterschalter und an einer diesen Halbleiterschalter steuernden Steuereinrichtung, und
Fig. 3 die Schaltungsanordnung von Figur 2 mit detaillierter Darstellung der Steuereinrichtung.
In den nachfolgenden Figuren bezeichnen, sofern nicht angege- ben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung. Die im Zusammenhang mit Erläuterungen von Figur 1 erwähnten Bezugszeichen gelten ebenfalls mit gleicher Bedeutung weiter.
Die Schaltungsanordnung von Figur 2 entspricht bis auf die nachgenannten Unterschiede der Schaltungsanordnung von Figur 1. Im Gegensatz zu Figur 1 ist der Leistungshalbleiterschalter 12 direkt an die erste Klemme 2 der VersorgungsSpannung angeschlossen. Ein weiterer Unterschied besteht darin, daß in Serie zur Freilaufdiode 18 ein Halbleiterschalter 30, im vorliegenden Fall ein MOSFET, mit seiner Laststrecke angeschlossen ist. Der MOSFET ist vorzugsweise als Leistungs-MOSFET ausgebildet. Im dargestellten Ausführungsbeispiel von Figur 2 ist der Drainanschluß D mit dem Anodenanschluß der Freilauf- diode 18 in Kontakt. Der Kathodenanschluß der Freilaufdiode ist mit dem Verbindungspunkt des Leistungshalbleiterschalters 12 und der Last 14 in Verbindung. Der Sourceanschluß des Halbleiterschalters 30 ist auf Bezugspotential gelegt und damit mit der zweiten Klemme 3 in Verbindung. Der Steueran- schluß des Halbleiterschalters 30 und damit der Gateanschluß G des diesen Halbleiterschalter 30 realisierenden MOSFET ist mit dem Ausgang einer Steuereinrichtung 32 in Verbindung. Diese Steuereinrichtung 32 ist zugleich an die beiden Klemmen 2, 3 der Versorgungsspannung angeschlossen.
Wie die strichlierte Darstellung in Figur 2 zeigt, ist parallel zur Laststrecke des Halbleiterschalters 30 eine Inversdi- ode 31 geschaltet. Diese Inversdiode 31 ist antiseriell zur Freilaufdiode 18 angeordnet, so daß der Anodenanschluß der Inversdiode 31 mit dem Anodenanschluß der Freilaufdiode 18 in Verbindung steht und der Kathodenanschluß der Inversdiode 31 an die Klemme 3 geschaltet ist. Die Inversdiode 31 ist gewöhnlich in den Halbleiterkörper des Halbleiterschalters 30 integriert.
Durch die antiserielle Schaltung der Freilaufdiode 18 und der Inversdiode 31 kann kein Strom über diesen Freilaufkreis fließen. Wenn der Strom in der Last 14 durch das Abschalten des Leistungshalbleiterschalters 12 auf den Freilaufkreis ab- kommutiert werden soll, muß deshalb die Steuereinrichtung 32 dafür sorgen, daß der Halbleiterschalter 30 aufgesteuert und damit eingeschaltet wird. Hierfür sorgt die Steuereinrichtung 32 in noch zu erläuternder Weise.
Vorausgesetzt, daß die Spannungsquelle richtig an die Klemmen 2, 3 gepolt angeschlossen ist, spielt es in den übrigen Zeitabschnitten, also dann, wenn der Leistungshalbleiterschalter eingeschaltet ist, keine Rolle, ob der Halbleiterschalter 30 ein- oder ausgeschaltet ist.
Im Fall der Verpolung der Spannungsquelle 10 sorgt die Steuereinrichtung 32 jedoch dafür, daß auf jeden Fall der Halbleiterschalter 30 ausgeschaltet ist, so daß ein unkontrollierter Stromfluß durch die Freilaufdiode 18 verhindert wird. Der wesentliche Vorteil der Schaltungsanordnung von Figur 2 besteht darin, daß die Schaltungsanordnung eine geringere Verlustleistung als die in Figur 1 gezeigte und bekannte Schaltungsanordnung aufweist. Im Normalfall fließt nämlich nur während der Abkommutierung Strom durch den Halbleiterschalter 30 und erzeugt deshalb eine verminderte Verlustleistung.
In Figur 3 ist die Schaltungsanordnung von Figur 2 nochmals dargestellt, allerdings mit detaillierteren Schaltungskomponenten der Steuereinrichtung 32.
Die Steuereinrichtung 32 weist einen Operationsverstärker 34 auf, der als Differenzverstärker arbeitet und eine erste Ein- gangsklemme 34a, eine zweite Eingangsklemme 34b und eine Ausgangsklemme 34c aufweist. Die erste Eingangsklemme 34a ist der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 34, während die zweite Eingangsklemme 34b der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 34 ist. Die erste Eingangs- klemme 34a ist an den Kathodenanschluß der Freilaufdiode 18 und damit an den Verbindungspunkt zwischen Leistungshalbleiterschalter 12 und Last 14 angeschlossen. Die zweite Eingangsklemme 34b des Operationsverstärkers 34 ist dagegen mit Bezugspotential und damit mit der Klemme 3 in Kontakt. Die Ausgangsklemme 34c des Operationsverstärkers 34 ist an den
Steueranschluß eines weiteren Halbleiterschalters, hier einem weiteren MOSFET 36 angeschlossen. Der Sourceanschluß dieses weiteren Halbleiterschalters 36 ist mit dem Steueranschluß des Halbleiterschalters 30 und mit einem Anschluß eines Wi- derstandes 38 in Verbindung. Der andere Anschluß des Widerstandes 38 ist mit der Klemme 3 in Kontakt. Der Drainanschluß des weiteren Halbleiterschalters 36 ist an die Klemme 2 der Versorgungsspannung angeschlossen . o
Die Schaltungsanordnung von Figur 3 arbeitet wie folgt. Im Normalbetrieb, also bei richtig gepolter Spannungsquelle 10, wie diese in Figur 3 dargestellt ist, liegt bei eingeschaltetem Leistungshalbleiterschalter 12 eine positive Spannung am Verbindungspunkt zwischen Leistungshalbleiterschalter 12 und Last 14. Folglich ist an der ersten Eingangsklemme 34 a eine positivere Spannung vorhanden als an der zweiten Eingangsklemme 34 b des Operationsverstärkers 34. An der Ausgangsklemme 34 c des Operationsverstärkers 34 ist positives Poten- tial abgreifbar und der weitere Halbleiterschalter 36, dessen Gateanschluß G vom Ausgang des Operationsverstärkers 34 angesteuert wird, bleibt in seinem Aus-Zustand. Es fließt folglich kein Strom durch den Widerstand 38. Der Gateanschluß G und der Drainanschluß D des weiteren Halbleiterschalter 36 befinden sich auf tiefstem Potential. Es kann im übrigen auch kein Strom durch die Inversdioden 31 des Halbleiterschalters 30 fließen, da die Freilaufdiode 18 einen Stromfluß blok- kiert. Der von der Spannungsquelle 10 bereitgestellte Strom fließt daher direkt über den geschlossenen Leistungshalblei- terschalter 12 in die Last 14.
Wird der Leistungshalbleiterschalter 12 abgeschaltet und damit geöffnet, sinkt die Spannung am Verbindungspunkt zwischen Leistungshalbleiterschalter 12 und Last 14 ins Negative. Kon- sequenter Weise wird auch die Eingangsspannung an der ersten Eingangsklemme 34 a des Operationsverstärkers 34 negativer als das Potential an der zweiten Eingangsklemme 34 b des Operationsverstärkers 34. Die Folge ist, daß an der Ausgangsklemme 34 c des Operationsverstärkers 34 ein Low-Signal an- liegt, wodurch der weitere Halbleiterschalter 36 einschaltet. Der Drainstrom des weiteren Halbleiterschalters 36 hebt das Potential am Steueranschluß G des Halbleiterschalters 30 und schaltet diesen ein. Der von der Induktivität der Last 14 getriebene Strom kann somit durch die Freilaufdiode 18 und die Laststrecke des Halbleiterschalters 30 fließen. Der Lei- stungshalbleiterschalter 12 braucht deshalb die in der Induktivität der Last 14 gespeicherte Energie nicht absorbieren, weil diese Energie im Freilaufkreis verbraucht werden kann.
Da der Spannungsabfall an der Laststrecke des Halbleiterschalters 30 und der Freilaufdiode 18 und damit auch die negative Spannung an der Last 14 gering ist, nimmt der Strom nur langsam ab. Die meiste Energie wird von der Last selbst absorbiert. Die Belastung der Freilaufdiode 18 und des Halb- leiterschalters 30 ist deshalb verhältnismäßig gering. Der
Halbleiterschalter 30 kann deshalb deutlich kleiner dimensioniert sein, als der Leistungshalbleiterschalter 12. Wenn die Last 14 ein Motor ist und der Leistungshalbleiterschalter 12 in Pulsweitenmodulation betrieben wird, wird der Motor wäh- rend der Pulspausen kaum gebremst, wodurch sich ein Rundlauf des Motors einstellt. Da die Abnahmerate des Stromes, wie erläutert, gering ist, ist die EMV-Abstrahlung ebenfalls klein.
Wenn die Induktivität in der Last 14 vollständig demagneti- siert ist, ist die Eingangsspannung, bezogen auf Bezugspotential, an der ersten Eingangsklemme 34 a des Operationsverstärkers 34 Null. Je nach Dimensionierung der Schaltungsanordnung (wie z. B. die Offsetspannung des Operationsverstärkers 34) ist der Halbleiterschalter 30 dann ein- oder ausge- schaltet. Dies führt in keinem Fall zu Problemen. Sobald der Leistungshalbleiterschalter 12 nämlich wieder eingeschaltet wird, ist die Spannung an der ersten Eingangsklemme 34a des Operationsverstärkers 34 im Vergleich zum Potential an der zweiten Eingangsklemme 34 b positiv, so daß der weitere Halb- leiterschalter 36 und damit auch der Halbleiterschalter 30 wieder ausgeschaltet sind.
Im Verpolungsfall, also wenn der positive Pol der Gleichspan- nungsquelle 10 an die Klemme 3 und der negative Pol der Gleichspannungsquelle 10 an die Klemme 2 gelegt ist, ergibt sich folgende Funktionsweise.
Das Potential am Steueranschluß G des Halbleiterschalters 30 ist aufgrund der sogenannten Drain-Bulk-Diode 37 des weiteren Halbleiterschalters 36, der vorzugsweise als Leistungs-MOSFET realisiert ist, auf ein Minimum begrenzt. Das Potential am Steueranschluß G liegt in diesem Fall um eine Dioden- Schleuse-Spannung und damit um etwa 0,7 Volt über dem Poten- tial an der Klemme 2. Dadurch ist der Halbleiterschalter 30 sicher abgeschaltet und blockiert den Strom im Freilaufkreis .
Ohne den Halbleiterschalter 30 oder mit eingeschaltetem Halbleiterschalter 30 wäre der Strom durch diesen Freilaufkreis nicht begrenzt. Der Strom ist jedoch Dank des abgeschalteten Halbleiterschalters 30 im Laststrom 2 durch die Last 14 selbst begrenzt und die Belastung des Leistungshalbleiterschalters 12 kann in der gleichen Größe gehalten werden wie im Vorwärtsbetrieb, also im Betrieb bei richtig gepolter Spannungsquelle 10.
Selbstverständlich kann die Steuerschaltung 32 der Schaltungsanordnung von Figur 2 auch auf andere Art und Weise realisiert werden. Die in Figur 3 dargestellte Schaltungsanord- nung ist für Highside-Konfigurationen konzipiert, also für Schaltungsanordnungen, bei denen der Leistungshalbleiterschalter 12 an den positiven Pol der Versorgungsspannung angeschlossen ist. Das Schaltungsprinzip läßt sich jedoch ohne weiteres für den Fachmann auch auf Lowside-Konfigurationen umsetzen.
Die in den Figuren 2 und 3 dargestellte Freilaufdiode Dl kann als herkömmliche PN-Diode realisiert sein. Es ist jedoch auch möglich, die Freilaufdiode 18 durch einen MOSFET im inversen Betrieb zu realisieren. Eine derartige Realisierung hat den Vorteil, daß die Verlustleistung durch die Freilaufdiode 18 deutlich reduziert ist im Vergleich zu einer herkömmlichen PN-Diode.
Die Steuerschaltung 32 wird vorzugsweise als integrierter Schaltkreis oder als Bestandteil eines integrierten Schaltkreises realisiert. Dies kann z. B. als Teil eines Smart- Power-Bauteil der Fall sein. In diesen integrierten Schaltkreis können wahlweise das Halbleiterschalterelement 30 und/oder die Freilaufdiode 18 ebenfalls integriert werden.
Wenngleich in den Schaltungsanordnungen von Figur 2 und Figur 3 die Halbleiterschalter 30 und 36 als MOS-Schalter realisiert gezeigt sind, ist die Erfindung hierauf nicht be- schränkt. Es können auch andere Transistoren Verwendung finden.

Claims

Patentansprüche
1. Verpolschutzschaltung mit einem Leistungsschalter (12) welcher in Reihe mit einer Last (14) zwischen zwei Klemmen (2, 3) einer Versorgungsspannung (10) geschaltet ist, sowie mit einer parallel zur Last (14) geschalteten Freilaufdiode (18), d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß in Serie zur Freilaufdiode (18) ein von einer Steuereinrichtung (32) ein- und ausschaltbarer Halbleiterschalter (30) angeordnet ist, wobei der Halbleiterschalter (30) immer dann einschaltbar ist, wenn der Leistungsschalter (12) ausgeschaltet ist, und kontinuierlich ausgeschaltet bleibt, wenn an den Klemmen (2, 3) die Versorgungsspannung (10) falsch gepolt angeschlos- sen ist.
2. Verpolschutzschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Halbleiterschalter eine Inversdiode (31) aufweist.
3. Verpolschutzschaltung nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Halbleiterschalter (30) ein MOSFET ist.
4. Verpolschutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 - 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Steuereinrichtung (32) einen Operationsverstärker (34) aufweist, dessen erste Eingangsklemme (34a) mit dem Verbindungspunkt des Leistungsschalters (12) und der Last (14) und dessen zweite Eingangsklemme (34b) mit der zweiten Klemme (3) der
Versorgungsspannung (10) verbunden ist, daß die Ausgangsklemme (34c) des Operationsverstärkers (34) mit dem Steueranschluß eines weiteren Halbleiterschalters (36) in Verbindung steht, daß die Laststrecke dieses weiteren Halbleiterschal- ters (36) in Reihe zu einem Widerstand (38) geschaltet ist, daß die Reihenschaltung aus weiterem Halbleiterschalter (36) und Widerstand (38) zwischen die zwei Klemmen (2, 3) der VersorgungsSpannung (10) geschaltet ist und daß der Steueranschluß des Halbleiterschalters (30) an dem Verbindungspunkt zwischen dem weiteren Halbleiterschalter (36) und dem Widerstand (38) angekoppelt ist.
5. Verpolschutzschaltung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der weitere Halbleiterschalter (36) ein MOSFET ist.
6. Verpolschutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5 d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Last (14) eine induktive Last ist.
7. Verpolschutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Freilaufdiode (18) eine herkömmliche PN-Diode ist.
8. Verpolschutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7 d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Freilaufdiode- (18) ein MOSFET im Inversbetrieb ist.
9. Verpolschutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Steuereinrichtung (33) Bestandteil einer integrierten Schaltungsanordnung ist.
PCT/DE1999/001120 1998-04-21 1999-04-14 Verpolschutzschaltung WO1999054982A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19817792.5 1998-04-21
DE1998117792 DE19817792A1 (de) 1998-04-21 1998-04-21 Verpolschutzschaltung

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1999054982A1 true WO1999054982A1 (de) 1999-10-28

Family

ID=7865321

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE1999/001120 WO1999054982A1 (de) 1998-04-21 1999-04-14 Verpolschutzschaltung

Country Status (2)

Country Link
DE (1) DE19817792A1 (de)
WO (1) WO1999054982A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103765517A (zh) * 2011-05-30 2014-04-30 韦巴斯托股份公司 电源电路及极性反转保护电路

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19941489A1 (de) * 1999-09-01 2001-03-15 Bosch Gmbh Robert Schutzschaltung für eine Reihenschaltung aus Leistungshalbleiter-Endstufe und induktivem Verbraucher
DE102005007123A1 (de) * 2005-02-17 2006-08-24 Audi Ag Bordnetz mit Tiefsetzsteller für ein Kraftfahrzeug
DE102006029332A1 (de) 2006-06-23 2008-01-03 Automotive Components Holdings, LLC, Dearborn Motorsteuerung zur PWM-modulierten Steuerung eines Elektromotors
DE102011011295A1 (de) * 2011-02-15 2012-08-16 Hella Kgaa Hueck & Co. Stromversorgungsanordnung für ohmsch-induktiven Verbraucher

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3517490A1 (de) * 1985-05-15 1986-11-20 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Schutzeinrichtung fuer einen elektromagnetischen verbraucher
US5012381A (en) * 1989-09-13 1991-04-30 Motorola, Inc. Motor drive circuit with reverse-battery protection
US5109162A (en) * 1990-05-09 1992-04-28 Caterpillar Inc. Reverse polarity flyback switch
DE4139378A1 (de) * 1991-11-29 1993-06-03 Hella Kg Hueck & Co Schaltungsanordnung zum schutz eines feldeffekttransistors gegen falschpolung

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3517490A1 (de) * 1985-05-15 1986-11-20 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Schutzeinrichtung fuer einen elektromagnetischen verbraucher
US5012381A (en) * 1989-09-13 1991-04-30 Motorola, Inc. Motor drive circuit with reverse-battery protection
US5109162A (en) * 1990-05-09 1992-04-28 Caterpillar Inc. Reverse polarity flyback switch
DE4139378A1 (de) * 1991-11-29 1993-06-03 Hella Kg Hueck & Co Schaltungsanordnung zum schutz eines feldeffekttransistors gegen falschpolung

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103765517A (zh) * 2011-05-30 2014-04-30 韦巴斯托股份公司 电源电路及极性反转保护电路

Also Published As

Publication number Publication date
DE19817792A1 (de) 1999-10-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE19902520B4 (de) Hybrid-Leistungs-MOSFET
DE102007027505B3 (de) Ansteuerschaltkreis für einen High-Side-Halbleiterschalter zum Schalten einer Versorgungsspannung
EP0665634B1 (de) Schaltungsanordnung mit einem Feldeffekttransistor
EP1074081B1 (de) Verpolschutzschaltung
DE102005027442B4 (de) Schaltungsanordnung zum Schalten einer Last
DE3490296T1 (de) Leistungsschalterkreis mit parallelen MOS-Feldeffekttransistoren
WO2000033449A1 (de) Verfahren zur verringerung von verlusten beim kommutierungsvorgang
DE2461583C2 (de) Schaltung zur Reduzierung der Einschaltverluste eines Leistungstransistors
WO1999054982A1 (de) Verpolschutzschaltung
DE102005009465A1 (de) Transistoranordnung für Gleich- und Wechselrichter
DE3215589C2 (de)
DE19732098A1 (de) Steuerschaltung für einen Gleichstrommotor
EP2481149A2 (de) Motorsystem sowie ein betriebsverfahren für ein solches motorsystem
EP0259845B1 (de) Verpolungs- und Wechselspannungsschutz für gleichstrombetriebene elektrische Verbraucher
DE19620034C2 (de) Schaltnetzgerät
DE3234602C2 (de)
WO2018015282A1 (de) Schaltungsanordnung zum ansteuern einer induktiven last
DE4313882C1 (de) Halbleiterrelais zum Schalten einer Wechselstromlast
EP0365706A1 (de) Leistungsendstufe mit einer Last
WO2000048317A1 (de) Schaltungsanordnung zur galvanisch isolierten ansteuerung eines ladungsgesteuerten leistungsschalters
DE2603704C3 (de) Monolithisch integrierter Taktimpulsformer
EP0766394B1 (de) Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Leistungs-Enhancement-MOSFET
DE3226998C2 (de) Schaltungsanordnung zur galvanisch getrennten Ansteuerung wenigstens eines Leistungstransistors
EP0177779B1 (de) Schaltungsanordnung mit einer Speiseschaltung zur Speisung eines Lastwiderstandes
EP1227562B1 (de) Elektrische Schaltung zum Schutz einer an eine Gleichspannungsquelle angeschlossenen elektronischen Einrichtung beim Verpolen der Gleichspannungsquelle

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): JP US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE

DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
122 Ep: pct application non-entry in european phase