WO1999004524A1

WO1999004524A1 - Emetteur, recepteur, procede d'emission et procede de reception

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Publication number: WO1999004524A1
Application number: PCT/JP1998/001710
Authority: WO
Inventors: Wataru Matsumoto
Original assignee: Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date: 1997-07-15
Filing date: 1998-04-15
Publication date: 1999-01-28
Also published as: CN1234931A; NO991223L; WO1999004523A1; CA2265779A1; NO991223D0; EP0944197A1; KR20000068541A

Description

明細書送信機及び受信機及び送信方法及び受信方法技術分野

本発明は、デジタル通信装置に関する。特に、マルチキャリア変調方式を用いたデジタル通信装置の送信機及び受信機及び送受信方法に関するものである。 s "景技

従来例 1.

近年、デジタル通信技術として、スペクトル拡散を用いた CDMA ( Co d e D i v i s i o n Mu l t i p l e Ac c e s s) 方式カ注目されている。この方式は、 FDMA (F r e q u e n c y D i v i s i o n Mu l t i p l e A c c e s s ) 方式や T DM A ( T i m e D i v i s i o n Mu l t i p l e Ac c e s s) 方式に比べて、通信容量が大きくなるというメリットを有する。また、耐妨害、耐干渉性が強く、耐フエージング、耐マルチパスにも高い性能を有するという特徴を持つ。 CDMA方式は「C o d e D i v i s i o n Mu l t i p l e Ac c e s s」の略で「符号分割多元接続」と訳される。 CDMA方式は、各回線に特定の符号（PN (擬似雑音）符号）を割り当て、同一搬送周波数の変調波を割り当てられた符号でスぺクトラム拡散して送信し、受信側ではおのおの符号を用いて所望の回線を識別する多元接続方式である。スぺクトルを拡散させるために、符号伝送速度に対して周波数帯域幅が広くなる。そのため、 CDMA方式は、 S SM A (S p r e a d S p e c t r um Mu l t i p l e Ac c e s s ：スぺクトラム拡散多元接続）方式とも呼ばれる。

スぺクトル拡散通信に関する技術は、例えば、文献 "スぺクトル拡散通信システム" 、横山光雄著、科学技術出版社に記載されている。図 33と図 34は、スぺクトル拡散通信の中でも最も良く用いられる直接拡散（D i r e c t S p r e a d : DS) 方式を実現する送信機と受信機の構成例である。

図 33は、スぺクトル拡散を用いた送信機のブロック図である。まず、デジタル情報 a (t) を情報変調部 1 1 1で π/4シフト QP SK (Qu a d r a t u r e P h a s e S h i f t Ke y i n g ) 方式の変調をかける。その情報変調波 b ( t) に対して、 PN (擬似雑音）符号に基づく拡散符号 c (t) を発振器 1 14と拡散符号発生器 1 1 5で発生させる。次に、情報変調波 b (t) と拡散符号 c (t) の乗算を拡散変調部 1 1 2により行い、スペクトル拡散信号 s (t) を生成する。情報変調波 b (t) と拡散符号 c (t) は、共に ± 1の振幅の信号とし、情報変調波 b (t) と拡散符号 c (t) の乗算により得られる信号をスペクトル拡散信号 s ( t) とすると、スペクトル拡散信号 s ( t ) は、次のように記述できる。

s(t) = b(t)xc(t)

このスペクトル拡散信号 s ( t) を周波数変換部 1 1 3でアップコンバートして、アンテナより無線で送信する。

図 34は、スぺクトル拡散を用いた受信機のブロック図である。アンテナより受信した信号を周波数変換部 1 1 9でダウンコンバートして、スペクトル拡散信号 s ( t) を得る。発振器 1 22と符号同期制御回路 1 2 1により、このスペクトル拡散信号 s ( t ) と同期をとつて、 PN符号を発生させる。拡散符号発生器 1 20は、 PN符号から送信側と同じ拡散符号 c (t) を発生させる。拡散復調部 1 1 8は、拡散符号 c ( t ) をスペクトル拡散信号 s ( t ) と乗算し、これにより情報変調波 b ( t ) を得る。これを情報復調部 1 1 7により π/4シフト Q P S Kを用いて復調して、デジタル情報 a ( t ) を再生する。

受信したスペクトル拡散信号 s ( t ) から再び情報変調波 b ( t ) を得るには、拡散符号 c ( t ) でスペクトル拡散信号 s ( t ) を割ればよレ、。し力し、拡散符号 c ( t ) が ± 1の値をとるようにすると、乗算によって割り算を実行できる。即ち、

s(t) X c(t) ={b(t)x c(t) } x c(t)

= b(t)xc²(t)

=b(t) ( c²(t) = l)

となり、情報変調波 b ( t ) の再生が実現できる。

図 35は、従来の TDMA方式の無線機の送信機と受信機の構成を示す図である。

図 3 6は、従来の T DM A方式を用いる πΖ4シフト Q P S K変調をかけた信号のスぺクトルを示す図である。

従来の TDMA方式では、図 35に示すように、デジタル信号の変復調に π/4シフト Q P S K方式を用いていた。この変調方式の場合、図 3 6に示すように、正規化周波数 0. 2 2〜0. 2 8 (ω/ 2 π) の帯域内のスぺクトラムが丸みを帯ぴており、帯域内のスぺクトルの分布が中心から外に移行するほど弱くなつており、十分に帯域内で許容されるエネルギーを使っていないのが分かる。

従来例 2.

最近、一般の電話回線を使って高速のデータ通信を行うための技術が発表されている。 AD S L (A s y mm e t r i e D i g i t a l S u b s c r i b e r L i n e ) とレヽぅ技術を使い、 DMT (D i s c r e t e Mu 1 t i t o n e ) というマノレチキヤリァ伝送方式を用いた方式である。これらに関する技術は、例えば、 "日経エレクトロニクス 1 996、 1 1— 1 8、 P 89〜P 1 08 ; 日経 B P社" に記載されている。

図 37は、 ADS Lの構成図、図 38は、 ADS L (DMT方式）の周波数分布である。

電話局 141には、交換機 1 01と各種サーバ 1 02と分波器 1 03 とルータ 1 04と ADS Lモデム 1 05が備えられている。また、各家庭 142には、データモデム 1 07、分波器 1 08、 ADS Lモデム 1 09、端末 140、端末 1 43が備えられている。分波器 1 08は、合波器としての機能も有しているものとする。また、通信には、音声通信とデータ通信があるが、ここでは、以下、データ通信の場合を例にして説明する。

電話網 1 00から入力される電話サ一ビスによるデータは、交換機 1 01を経由して分波器 1 03により電話線 1 46に送られる。一方、ィンターネット網 1 06から入力したデータ、或いは、サーバ 1 02から供給されるデータは、ルータ 1 04を介して AD S Lモデム 1 05に送られる。 ADS Lモデム 1 05は、図 38に示すような下りチャネルの多搬送波を用いてデータを変調して、変調したマルチキャリア変調データを分波器 1 03に送る。分波器 103は、交換機 1 0 1と ADS Lモデム 1 05からのデータを合わせて電話線 1 46に載せる。一方、家庭 142の分波器 1 08は、電話サービスのデータをデータモデム 1 07 に分岐させる。また、下りチャネルの多搬送波に載せられたマルチキヤリァ変調データを AD S Lモデム 1 09に分岐する。データモデム 1 0 7は、分波器 1 08から得たデータをアナログからデジタルに変換して端末 140へ送る。一方、 AD S Lモデム 1 09は、マルチキヤリァ変調データを復調して端末 1 43に送る。一方、端末 140及び端末 143で発生したデータは、逆の経路を迪つて電話局 141に送られる。端末 140で発生したデータは、電話サ一ビスの帯域を用いて送られ、交換機 101を介して電話網 100に送られる。一方、端末 143から発生したデータは、上りチャネルの多搬送波を用いて電話局 141に送られ、 AD S Lモデム 105によりデジタルデータに変換された後、インターネット網 106へ送られる。

ADS Lでは、一般電話網の電話サービスとインターネット網のデータとを分波器で周波数を分けて送受信している。特に、 DMT方式の場合、マルチキャリア通信方式を使用しているため、図のように上り、下りとも複数の搬送波（サブキャリア）を持つ。 DMT方式の実現には O FDM (O r t h o g o n a l F r e q u e n c y D i v i s i o n Mu 1 t i p 1 e x i n g 方式を用レヽる。

この方式により AD S Lは、上り 64 k b p s〜l. 3Mb p s、下り 1. 5Mb p s〜 1 2Mb p sのデータ通信が可能となる。

CDMA方式は、 T DMA方式や F DMA方式に比べて通信容量が大きいという利点があるが、近年は、従来の CDMA方式に比べ、通信容量を更に増やすことが必要となっている。将来、画像伝送が無線等で行われるようになる際には、現行の CDMA方式の通信容量を更に増やす要求が強くなるのは必須と考えられる。

しかし、現行の CDMA方式の容量を受信感度の劣化、帯域の拡大を伴わずに、数倍以上向上させる手段は、現行実施されている技術では見当たらない。

また、限られた周波数帯域で従来の伝送レートよりも高い伝送レートを実現する必要が恒常的な課題としてある。

この発明は、受信感度の劣化、帯域の拡大を伴わずに、現行の C DM A方式や TDMA方式等の多元接続方式の通信容量を更に増やすことを目的とする。

また、この発明は、限られた周波数帯域で高い伝送レートを実現することを目的とする。

また、前述した ADS Lは、有線のための技術であり、無線との整合性が図られていない。

この発明は、 ADS Lで受けた信号を無線で送受信できるようにすることを目的とする。また、有線と無線間のデータのインターフヱ一スを簡略化し、効率良くデータを無線ィンターフェースに変換することを目的とする。発明の開示

この発明に係る送信機は、デジタル信号を入力してマルチキヤリァ変調してマルチキヤリァ変調信号を出力するマルチキヤリァ変調部と、マルチキヤリァ変調信号を入力してマルチキヤリァ変調信号を多元接続方式で変調して変調信号を送信する多元接続送信部と

を備えたことを特徴とする。

上記マルチキヤリァ変調部は、 OFDM (O r t h o g o n a l F r e q u e n c y D i v i s i o n N u l t i p l e x i n g) 方式によりマルチキヤリァ変調を行うことを特徴とする。

上記マルチキヤリァ変調部は、フ一リェ逆変換を行う離散マルチト一ン（DMT) 変調部を備えたことを特徴とする。

上記マルチキャリア変調部は、離散ウェーブレツト逆変換を行う離散ウェーブレットマルチトーン（DWMT) 変調部を備えたことを特徴とする。

上記多元接続送信部は、マルチキヤリァ変調信号を入力してマルチキャリア変調信号を符号分割多元接続（CDMA) 方式で変調する C DM A送信部を備えたことを特徴とする。

上記多元接続送信部は、マルチキヤリァ変調信号を入力してマルチキャリア変調信号を時分割多元接続（TDMA) 方式で変調する TDMA 送信部を備えたことを特徴とする。

上記多元接続送信部は、マルチキャリア変調信号を入力してマルチキャリア変調信号を周波数分割多元接続（FDMA) 方式で変調する FD MA送信部を備えたことを特徴とする。

上記マルチキヤリァ変調部は、マルチキヤリアを構成するサブチヤネルの位置に基づいてデータ伝送レートが異なるサブチャネルを生成することを特徴とする。

上記マルチキヤリァ変調部は、マルチキヤリアを構成するサブチヤネルの位置に基づいて電力が異なるサブチャネルを生成することを特徴とする。

この発明に係る受信機は、変調信号を入力して多元接続方式で復調し復調信号を出力する多元接続復調部と、

復調信号を入力して復調信号をマルチキャリア復調してデジタル信号を出力するマルチキヤリァ復調部と

を備えたことを特徴とする。

上記マルチキヤリァ復調部は、 O F DM (Or t h o g o n a l F r e q u e n c y D i v i s i o n Mu l t i p l e x i n g) 方式によりマルチキャリア復調を行うことを特徴とする。

上記マルチキヤリァ復調部は、フ一リェ変換を行う離散マルチトーン (DMT) 復調部を備えたことを特徴とする。

上記マルチキャリア復調部は、離散ウエーブレツト変換を行う離散ゥエーブレットマルチトーン（DWMT) 変調部を備えたことを特徴とする。上記多元接続復調部は、変調信号を入力して符号分割多元接続（CD MA) 方式で復調する CDMA受信部を備えたことを特徴とする。上記多元接続復調部は、変調信号を入力して時分割多元接続（TDM A) 方式で復調する TDMA受信部を備えたことを特徴とする。

上記多元接続復調部は、変調信号を入力して周波数分割多元接続（F DMA) 方式で復調する FDMA受信部を備えたことを特徴とする。上記マルチキヤリァ復調部は、マルチキヤリアを構成するサブチヤネルの位置に基づいてデータ伝送レートが異なるサブチャネルを入力して復調することを特徴とする。

上記マルチキャリア復調部は、マルチキャリアを構成するサブチヤネルの位置に基づいて電力が異なるサブチャネルを入力して復調することを特徴とする。

この発明に係る送信機は、有線データと無線データがそれぞれ所定のサブキヤリァに割り当てられたマルチキヤリァ信号を入力し、マルチキャリァ信号の中から無線データが割り当てられたサブキヤリァ信号を選択するキャリア選択部と、

選択されたサブキヤリァ信号を入力してサブキヤリァ信号を変調して変調信号を出力する変調部と、

変調信号を入力して無線信号として出力する送信部と

を備えたことを特徴とする。

上記送信機は、 AD S L (A s y mm e t r i c D i g i t a l S u b s c r i b e r L i n e) モデムに入力されるマルチキヤリ了信号を分岐して入力することを特徴とする。

上記マルチキャリア信号は、離散直交ウエーブレツト逆変換により生成される信号であることを特徴とする。

この発明に係る受信機は、無線信号を受信し、無線信号を復調して復調信号を出力する復調部と、

復調信号を入力して復調信号を予め割り当てられたサブキヤリァの周波数に変換してマルチキヤリァ信号のサブキヤリァ信号を出力する周波数変換部と

を備えたことを特徴とする。

上記受信機は、 ADS L (As ymme t r i c D i g i t a l S u b s c r i b e r L i n e) モデムから出力されるマルチキヤリァ信号に、上記サブキヤリァ信号を加えることを特徴とする。

上記マルチキャリア信号は、離散直交ウェーブレツト逆変換により生成される信号であることを特徴とする。

この発明に係る送信方法は、デジタル信号を入力してマルチキヤリァ変調してマルチキヤリァ変調信号を出力するマルチキヤリァ変調工程とマルチキヤリァ変調信号を入力してマルチキヤリァ変調信号を多元接続方式で変調して変調信号を出力する多元接続変調工程と

を備えたことを特徴とする。

この発明に係る受信方法は、変調信号を入力して多元接続方式で復調して復調信号を出力する多元接続復調工程と、

復調信号を入力して復調信号をマルチキヤリァ復調してデジタル信号を出力するマルチキャリア復調工程と

を備えたことを特徴とする。

この発明に係る送信方法は、有線データと無線データがそれぞれ所定のサブキャリアに割り当てられたマルチキャリア信号を入力し、マルチキヤリァ信号の中から無線データが割り当てられたサブキヤリァ信号を選択するキャリア選択工程と、

選択されたサブキヤリァ信号を入力してサブキヤリァ信号を変調して変調信号を出力する変調工程と、

変調信号を入力して無線信号として出力する送信工程と

を備えたことを特徴とする。

この発明に係る受信方法は、無線信号を受信し、無線信号を復調して復調信号を出力する復調工程と、

復調信号を入力して復調信号を予め割り当てられたサブキヤリァの周波数に変換してマルチキヤリァ信号のサブキヤリァ信号を出力する周波数変換工程と

を備えたことを特徴とする。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の実施の形態 1による送信機を示す図である。

図 2は、本発明の実施の形態 1による受信機を示す図である。

図 3は、直並列変換部 1 1の構成図である。

図 4は、コンスタレーシヨン 6 0 3を示す図である。

図 5は、データ列を示す図である。

図 6は、フーリエ変換によるマルチキャリア変調の周波数スぺクトラムを示す図である。

図 7は、本発明の実施の形態 2による送信機を示す図である。

図 8は、本発明の実施の形態 2による受信機を示す図である。

図 9は、 Mバンドゥエーブレツト逆変換の説明図である。

図 1 0は、 Mバンドウェーブレツト変換の説明図である。

図 1 1は、マルチキャリア変調のサブキャリアを示す図である。図 1 2は、離散直交ウェーブレツト変換によるマルチキャリア変調の周波数スぺクトラムを示す図である。

図 1 3は、 DMT変調部の他の例を示す図である。図 1 4は、 D M T復調部の他の例を示す図である。

図 1 5は、 DMT方式を用いた本発明の実施の形態 3による送信機と受信機を示す図である。

図 1 6は、 DMT方式を用いた場合の周波数スぺクトラムを示す図である。

図 1 7は、 DMT方式を用いた本発明の実施の形態 3による送信機と受信機を示す図である。

図 1 8は、 DWMT方式を用いた場合の周波数スぺクトラムを示す図である。

図 1 9は、漏洩電力の制限を行う場合の送信機と受信機を示す図である。

図 2 0は、漏洩電力の制限を行う場合の周波数スぺクトラムを示す図である。

図 2 1は、漏洩電力の制限を行う場合のデータ列を示す図である。図 2 2は、直並列変換部 1 1 aの構成図である。

図 2 3は、コンスタレーシヨン 6 0 3 aを示す図である。

図 2 4は、直並列変換部 1 l bの構成図である。

図 2 5は、コンスタレ一シヨン 6 0 3 bを示す図である。

図 2 6は、データ列を示す図である。

図 2 7は、本発明の実施の形態 4によるデジタル通信システムの構成を示す図である。

図 2 8は、本発明の実施の形態 4によるデジタル通信システムの伝送周波数の構成を示す図である。

図 2 9は、本発明の実施の形態 4による無線装置の送信機を示す図である。

図 3 0は、本発明の実施の形態 4による無線装置の受信機を示す図である。

図 3 1は、本発明の実施の形態 4による ADS Lモデムの送信機を示す図である。

図 32は、本発明の実施の形態 4による AD S Lモデムの受信機を示す図である。

図 33は、従来の送信機を示す図である。

図 34は、従来の受信機を示す図である。

図 35は、従来の送信機と受信機を示す図である。

図 36は、従来の周波数スペクトラムを示す図である。

図 37は、従来のデジタル通信システムの構成を示す図である。図 38は、従来のデジタル通信システムの伝送周波数の構成を示す図である。発明を実施するための最良の形態

実施の形態 1 ·

以下、本発明の実施の形態 1を図面に基づき説明する。

図 1，図 2は、本発明の実施の形態 1に係る送信機と受信機の構成を示す図である。

送信機は、マルチキヤリァ変調部 390と CDMA送信部 3 14から構成されている。受信機は、マルチキャリア復調部 391と CDMA受信部 322から構成されている。また、送信機と受信機は、 DMT (D i s c r e t e Mu l t i t o n e) 変調部 90と DMT復調部 9 1 とそれぞれ備えている。 DMT変調部 90と DMT復調部 9 1とは、 O FDM方式によるマルチキヤリァ変調を行う。

図 1に示すように、送信機では、デジタル情報 d (t) を直並列変換部 1 1で直並列変換し、デジタル情報の各シンボル列をそれぞれサブキャリアに載せる情報に変換する。次に、直並列変換されたデータを各サブキャリア上に載せ、その周波数成分を時間軸のデータ系列、即ち、伝送時系列のデータにするために、逆高速フーリエ変換器（ I FFT ： I n v e r s e r a s t c o u r i e r T r a n s f ome r) 1 2により逆高速フーリエ変換する。この I F FT 1 2で、マルチキヤリァ分散処理を行う。この後、並直列変換部 1 3で並直列変換をし、デジタル/アナログ（DZA) 変換器 5 1で DZA変換してベースバンド時系列にし、ローパスフィルタ（LPF) 52をかけ、マルチキャリア変調波 e ( t) を得る。この際のマルチキャリア変調は、例えば、 HDT V (H i g h D e f i n i t i o n T e l e v i s i o n) に採用されている O F DM (O r t h o g o n a 1 F r e q u e n c y D i v i s i o n Mu 1 t i 1 e x i n g ) 方式の変調方式である。マルチキャリア変調波 e ( t) に対して、 PN (擬似雑音）符号に基づく拡散符号 g ( t) を発振器 1 6と拡散符号発生器 1 7で発生させ、マルチキャリア変調波 e (t) と拡散符号 g (t) の乗算を拡散変調部 1 4により行い、マルチキャリアスペクトル拡散信号 m ( t ) を生成するこのマルチキャリアスペクトル拡散信号 m (t) を周波数変換部 1 5 でアップコンパ一トして、アンテナより無線で送信する。

図 2は、受信機のブロック図である。

アンテナより受信した信号を周波数変換部 23でダウンコンパ一トして、マルチキャリアスペクトル拡散信号 m (t) を得る。発振器 24と符号同期制御回路 26により、このマルチキヤリァスぺクトル拡散信号 m ( t) と同期をとつて、 PN符号を発生させる。拡散符号発生器 25 は、 PN符号から送信側と同じ拡散符号 g (t) を発生させる。拡散復調部 22は、拡散符号 g ( t) をマルチキャリアスペクトル拡散信号 m ( t ) と乗算し、これによりマルチキャリア変調波 e ( t ) を得る。これに L P F 5 4をかけ、 AZD変換器 5 3でデジタル信号に変換し、直並列変換部 2 1で直並列変換する。この直並列変換されたデータは、時間軸のデータであり、これを周波数軸のデータ変換し、各サブキャリアからそれぞれのサブキャリアに載っていたデータを抽出するために、高速フーリエ変換器（F F T) 2 0により高速フーリエ変換をかける。更に、並直列変換器 1 9により並直列変換することにより、送信機と逆のプロセスを経て、デジタル情報 d ( t ) を再生する。

ここで、マルチキャリア変調について説明をする。

マルチキャリア変調方式の伝送チャネルは、多数のサブチャネルからなる。各サブチャネルはそれぞれが搬送波をもつ。

サブチャネルの分割は、それぞれが独立して、うまく分離できるようにする必要がある。この実施の形態 1では、複数のサブチャネルの生成と変復調は、逆離散フーリエ変換と離散フーリエ変換で行っている。実施の形態 1では、一連のデータ列をブロックにまとめ（これをマツピングという）、直交変換を施す。この処理が、図中、 F F T， I F F Tにあたる。

図 3は、マッピングの動作を示す図である。

直並列変換部 1 1には、スィッチ 6 0 1とマツパー 6 0 2が設けられている。マツパー 6 0 2には、図 4に示すようなコンスタレーシヨンが記憶されている。図 5に示すような一連のデータ列がスィツチ 6 0 1に入力された場合、スィッチ 6 0 1は、 4ビットのブロックに区切り、マッパーに引き渡す。マツパー 6 0 2は、コンスタレーシヨン 6 0 3を参照して、同相の値 Iと直交する値 Qを出力する。図 4に示す Iと Qの値は、最大値の絶対値が 1 . 0である場合を示している。マツパー 6 0 2 から出力された並列のデータは、 I F F T 1 2の各サブチャネル 1， 2 ， 3 (c h 1 , c h 2, c h 3) に対して入力される。

図 5に示す場合は、 1msで 1 2ビットを送信する場合を示しているので、 1 2Kb p s (b i t p e r s e c o n d) の伝送速度でデ —タを送る場合を示している。そして、 1 2ビットを 4ビットずつにブロック化しているため、 3つのサブチャネル 1, 2, 3 (c h 1 , c h 2， c h 3) の伝送速度は、それぞれ 4Kb p sである。

図示していないが、受信機にある並直列変換部 1 9には、上記直並列変換部 1 1のマッピングと逆の動作を行うデマッパーがある。マツパーとデマツパーは、同一のコンスタレーションを用いて動作する。

上記方式でのマルチキャリア変調波 e (t) の周波数スペクトラムの一例を図 6に示す。

横軸は周波数、縦軸は振幅を示す。サブチャネル 0から M— 1までの合計 Mバンドのマルチキヤリァ変調の場合を示している。 M個のメインローブは、互いに重複している部分があるが直交しているので、データが正しく再生できる。

本発明では、情報変調部にマルチキャリア変調を施したので、従来の情報変調部のシングルトーン変調に対し、伝送容量が拡大する。それにより、通信チャネル数が増やせる、或いは、 1チャネルの伝送レートが増える等の効果がある。

この実施の形態で特徴となる点は、マルチキャリア変調とスぺクトラム拡散を結合させた点である。マルチキャリア変調という技術自身は、従来から知られているものである。スペクトラム拡散という技術も、従来から知られているものである。しかし、マルチキャリア変調という技術とスぺクトラム拡散という技術を結合させ、それぞれのメリットを生かすシステムは、存在していない。この点が、この実施の形態の大きな特徴である。実施の形態 2.

次に、本発明の実施の形態 2を説明する。特に、実施の形態 1と異なる点を説明する。

図 7は、送信機のブロック図である。

マルチキヤリァ変調部 390は、 DWMT (D i s c r e t e Wa v e l e t Mu t i t o n e) 変調部 92を有している。図 7に示すように、送信機では、デジタル情報 d (t) を直並列変換し、デジタルシンボル情報の各シンボル列をそれぞれのサブキヤリァに載せる情報に変換する。

次に、伝送時系列にするために、 Mバンドウェーブレット逆変換部 2 9により、 Mバンドゥエ一ブレット逆変換する。この Mバンドウェーブレット逆変換部 29で、離散直交ウェーブレット逆変換（単に、ゥエーブレット逆変換ともいう）を用いたマルチキャリア分散処理を行う。この後の動作は、実施の形態 1と同じである。

図 8は、受信機のブロック図である。

マルチキヤリァ復調部 39 1は、 DWMT復調部 93を有している。アンテナより受信した信号を受信して、直並列変換するまでは、実施の形態 1 と同じである。更に、 Mバンドウェーブレット変換部 39により、離散直交ウェーブレット変換（単に、ウエーブレット変換ともいう ) を用いた Mバンドウェーブレット変換をかけることにより送信機と逆のプロセスを経て、デジタル情報 d (t) を再生する。

図 9は、 Mバンドゥエーブレツト逆変換部 29のブロック図である。 Mバンドゥエ一ブレツト逆変換部 29には、 M個のダウンサンプラ 6 1と M個のフィルタ 71がある。ダウンサンプラ 6 1は、 M回のダウンサンプリングを行う。直並列変換部 1 1で直並列変換されたデータを各フィルタ 7 1でフィルタリングした後、ダウンサンプリングする。直並列変換部 1 1は、時系列データを M個単位で並列に並び変え、それぞれ異なったキャリア周波数 f 。， f _{1 5} · · ·， ί _Μ に割り当てる。

Μバンドウェーブレツト逆変換部 2 9は、並列に並び換えたられたデ —タに Μバンドウェーブレット逆変換をかけ、周波数軸の信号を時間軸のデータ系列に変換する。変換された信号は、図 1 1に示すような Μバンド（Μチャネル）のキャリア周波数をもつ信号となる。

図 1 0は、 Μバンドウェーブレツト変換部 3 9のブロック図である。 Μバンドウヱ一ブレツト変換部 3 9には、 Μ個のアップサンプラ 6 2 と Μ個のフィルタ 7 2がある。アップサンプラ 6 2は、 Μ回のアップサンプリングを行う。直並列変換部 2 1で直並列変換されたデータを各フィルタ 7 2でフィルタリングした後、アップサンプリングする。

ここで、ウェーブレット変換について説明する。

ウェーブレット変換は、ウェーブレット変換行列の形式で記述する。行列の各行は、離散ウェーブレツト ·マルチキヤリァ変調の各サブチヤネルに相当する。また、このウェーブレット変換行列は、直交関数の特性を持っている。この特性により、離散ウェーブレット 'マルチキヤリァ変調のシンボル波形が時間領域で重なりあっても、直交性は保たれる理想的な多搬送波システムでは、各サブチャネルの周波数スぺクトラムが矩形波となり、隣接するスペクトラム同士が重なり合わない。サブチャネル間のガードバンドは必要なくなる。

上記方式でのマルチキャリア変調波 e ( t ) の周波数スペクトラムの一例を図 1 2に示す。

図 1 2に示したように、ウェーブレット変換の周波数スペクトラムの場合、サイドローブは、メインローブよりも 4 5 d B低い。フーリエ変換の場合は、図 6に示したように、 1 3 d B低いだけである。

図 6と図 1 2を見比べると分かるように、通常のフーリエ変換によるマルチキヤリァ波形よりも、ウェーブレツト変換によるマルチキヤリァ波形の方が自分のメインローブと隣接サブチャネルのサイドローブの差が大きい。よって、より受信する際の感度が各サイドローブ毎に大きくなり、結果として、チャネル容量や伝送レートを大きくできる。

また、フーリエ変換の波形は、（s i n X ) ノ Xの形であるのに対して、離散ウェーブレツト ·マルチキヤリァ変調の周波数スぺクトラムは、多搬送波システムで理想とする狭帯域スぺクトラムに非常に近い。フーリエ変換を用いた多搬送波システムでは、サイドローブが大きいので、これによる劣化は、多くのサブチャネルに及んでしまう。フーリェ変換の多搬送は、システムでは劣化するサブチャネル数が 5 0〜 1 0 0チャネル以上になってしまう。雑音レベルに依存するが、ウェーブレット変換の多搬送波システムでは劣化するサブチャネル数が 5チャネル程度ですむ。

ウェーブレット変換を用いる場合は、フーリエ変換を用いるより、サブチャネルの帯域幅を狭くできるので、更なる通信容量の増大が可能となる。

C DMA方式対 T DMA方式の伝送容量比は、 3対 1〜4対 1である力この発明の O F DM方式と C DMA方式とを組み合わせた方式対 T DMA方式の伝送容量比は、推定 9対 1〜 2 0対 1が可能になり、伝送容量が大幅に増える。

この実施の形態で述べた離散直交ウエーブレット変換という技術は、従来から知られた技術である。また、スペクトラム拡散も従来から知られた技術である。しかし、離散直交ウェーブレット変換を用いたマルチキヤリァ変調とスぺクトラム拡散を結合させ、それぞれのメリットを得るシステムは、新規なものである。この点がこの実施の形態の大きな特徴である。

なお、図 1 3と図 14に示すように、 Q P S Kや 1 6 Q AM等を用いた情報変調部 1 1 1 a、情報復調部 1 1 7 aを設けるようにしてもよい実施の形態 3.

図 15は、 DMT方式を使った本発明の他の実施の形態に係る T DM A方式の無線機の送信機と受信機の構成を示す図である。

この場合、使用する変復調方式は、 DMT方式のマルチキャリア変復調であり、サブチャネルが 3つある場合のスペクトルを図 16に示す。図 16は、 Ov e r l a p p e d D i s c r e t e Mu 1 t i t o n e Mo d u l a t i o n f o r H i g h S p e e d C o p p e r Wi r e C o mm u n i c a t i o n s" (I EEE JOURNAL ON SELECTED AREAS I N COM MUN I CAT I ONS, VOL. 13. NO. 9， DECEMBER

1995) より抜粋した図である。

このスぺクトルを図 36と比較して見ても分かるように、許容される帯域（0. 22〜0. 28 ωΖ2 π) 内において、エネルギーが周辺部も中央部と同等な強さとなっており、周波数利用効率が従来の πノ 4シフト QP SK方式よりも高いのが分かる。これにより、 TDMAに割り当てられる同一の周波数帯域において、より高いデータレートの通信が可能となる。

図 1 7は、本発明の他の実施の形態に係る T DM Α方式の無線機の送信機と受信機の構成を示す図である。

図 18は、この実施の形態に係る DWMT方式によるマルチキャリア変調波のスぺクトルを示す図である。図 1 8は、 "O V e r 1 a p p e d D i s c r e t e Mu 1 t i t o n e Mo d u l a t i o n f o r H i g h S p e e d C o p p e r Wi r e C o mm u n i c a t i o n s" ( I EEE J OURNAL ON SELEC TED AREAS I N COMMUN I CAT I ONS, VOL. 1 3. NO. 9， DECEMBER 1 995) より抜粋した図であるこのスぺクトルを図 1 6と比較して見ても分かるように、各キャリアのサイドローブが低く、キャリア間の干渉が低いため、同一帯域により多くのキャリアを割り当てることができ、かつ、帯域外の妨害波が低いため、帯域内ぎりぎりまでキャリアを配置できるメリットがある。これにより、 π 4シフト QP SK方式や DMT方式よりも周波数利用効率が高く、 TDMAに割り当てられる同一の周波数帯域において、 π/4 シフト QP SK方式や DMT方式よりも、より高いデータレートの通信が可能となる。

図 1 9は、本発明 T DM A方式の無線機の送信機と受信機の構成を示す図である。

無線装置では、隣接チャネルに干渉妨害を与えないように隣接チヤネルへの漏洩電力の制限が規格によって決められる。

マルチキャリア通信では、各サブチャネルの伝送ビットレートをフレキシブルに変えられる。伝送ビットレートが高い場合は、サブチャネルのサイドローブは、レベルが高くなる。このため、隣接チャネル漏洩電力の制限に係わる周辺部のサブチャネルは、低ビットレートにしてサイドローブのレベルを低くする。一方、中央部のサブチャネルは、隣接チャネル漏洩電力の制限に余裕があるためを高ビットレートにする。

図 20は、本発明の隣接チャネル漏洩電力の制限に合わせたサブチヤネルの電力構成を示す図である。図 20は、中央のサブチャネルのビットレートを 4Kb p sにし、両端のサブチャネルの伝送速度を 2 Kb p sに低くした場合のスぺクトル図である。

図 20は、サブチャネル 2 ( c h 2) のサイドローブよりもサブチヤネル 1 (c h l) と 3 (c h 3) のサイドローブが低いことにより、隣接チャネルの妨害波を低く抑えることができる場合を示している。

図 20において、図の左右両側の上にある四角は、隣接チャネルに干渉妨害を与えないように、隣接チャネルの漏洩電力が存在してはいけない部分を示している。

図 20に示すように、サブチャネル 1 (c h l) とサブチャネル 3 ( c h 3) のサイドローブは、低ビットレートのため低くなり、隣接チヤネルの漏洩電力の制限領域よりも小さな漏洩電力になっている。

図 2 1は、 1 m sで 8ビットのデータを伝送する場合、即ち、 8Kb p sの伝送レートの場合のデータ列を示す図である。

最初の 2ビットをサブチャネル 1 (c h 1 ) に割り当て、次の 4ビットをサブチャネル 2 (c h 2) に割り当て、最後の 2ビットをサブチヤネル 3 (c h 3) に割り当てるものとする。

図 22は、直並列変換部 1 1 aを示す図である。

図 3と異なる点は、マツパー 602 aが 2種類のコンスタレーション 603と 603 aを有している点である。コンスタレーシヨン 603は、図 4に示すものと同じものである。コンスタレーシヨン 603 aは、図 23に示すものである。

これらの異なる 2種類のコンスタレーション 603と 603 aを用いることにより I と Qを求めることができる。このように、マッピングを行うことにより、サブチャネル 1 (c h 1) の伝送レートは 2Kb p s になり、サブチャネル 2 ( c h 2) の伝送レートは 4Kb p sになり、サブチャネル 3 ( c h 3 ) の伝送レートは 2 K b p sとなる。即ち、周辺部のサブチャネルの伝送速度は、低ビットレートになる。このようにして、隣接チャネルへの漏洩電力を下げることができる。

なお、このように、周辺部のサブチャネルの伝送速度を下げる場合には、受信機側の並直列変換部において、デマッピングする場合に、マツビングのときに用いたものと同じ 2種類のコンスタレーションをそれぞれ用いることにより、正しいデマッピングを行うことができる。

次に、隣接チャネルへの漏洩電力を制限するために、周辺部にあるサブチャネルの送信電力を下げる場合について説明する。

図 2 4は、送信電力を下げる場合の直並列変換部 1 1 bの構成を示す図である。

マッパー 6 0 2 bには、図 2 5に示すような送信電力を 8 0 %に下げるためのコンスタレーシヨン 6 0 3 bが用意されている。従って、図 2 6に示すような図 5と同一のデータ列が入力された場合でも、チャネル 1とチャネル 3に出力される I と Qの値は、 2 0 %小さな値が出力されることになる。 I と Qの値は送信電力に比例するので、このようにして、チャネル 1 とチャネル 3の送信電力を 8 0 %に抑えることができる。こうして、周辺部のサブチャネルのみ送信電力を下げて、隣接チャネル漏洩電力の制限を超えないようにする。

このようにして、周波数帯域制限に合わせた最適なサブチャネル配置にできるため、より高い伝送レートを実現できる。

なお、図示していないが、前述した周辺部のサブチャネルの伝送速度を下げることと、周辺部のサブチャネルの送信電力を下げること両方を同時に実行しても構わない。

なお、実施の形態 1及び 2及ぴ 3においては、 C D MA方式と T D M

A方式の場合について説明したが、 F DMA方式をマルチキヤリァ変復調と組み合わせて用いるようにしても構わない。即ち、前述した実施の形態において、 C DMA方式の代わりに、 T DMA方式や F DMA方式を用いても構わないし、 T DMA方式の代わりに、 C DMA方式や F D MA方式を用いても構わない。また、その他の多元接続方式を用いても構わない。

以上のように、限られた周波数帯域へ万遍なくスぺクトルを分布させる DMT方式又は DWMT方式の変復調方式への適用と、隣接チャネル漏洩電力制限に合わせたサブチャネルの伝送レート割当て、又はノ及び

、送信電力配置により、サブチャネルの最適化を行うことにより、更に、高い伝送レートが実現できる効果がある。

実施の形態 4 .

以下、本発明の実施の形態を図面に基づき説明する。

図 2 7は、本発明の実施の形態 3に係るデジタル通信システムの構成を示す図である。

八0 3しモデム 1， 2にウェーブレット 'マルチキャリア方式を用い

、家庭用の分波器 1 0 8のあとに無線装置 3を接続している。

図 2 8は、本発明の実施の形態 3に係るデジタル通信システムの伝送周波数構成を示す図である。

本発明の方式では、図 2 8に示すような周波数分割となる。電話サ一ビスは、ベースバンド帯を用い、上りチャネルと下りチャネルの周波数帯を分け、各チャネル内はウェーブレット 'マルチキャリア伝送を行う。上りチャネル数を Nとし、下りチャネル数を M ( N < M) とする。マルチキヤリァ伝送を用いる理由は伝送量に応じてキヤリァの数を調整したり、複数の端末にデータを分割したり、無線と有線の各端末にキヤリァを振り分けたりという操作が比較的簡単にできるためである。

例えば、図 2 8に示す場合は、サブキヤリア S 1と S 2を用いて無線通信を行う場合を示している。

図 2 9 , 図 3 0は、本発明の実施の形態 3に係る無線装置 3の送信機と受信機の構成を示す図である。

A/D変換器 2 0 3は、分波器 1 0 8で分波された下りチャネルの多搬送波をデジタル変換する。キャリア選択周波数変換部 2 0 4は、下りチャネルの多搬送波からサブキャリア S 1， S 2を選択して、図 2 8に示すように、選択したサブキャリア S 1， S 2をベースバンド帯の周波数に変換する。その後の無線装置 3の送信機の動作は、前述したスぺクトル拡散変調と同様であるので、ここではその説明を省略する。

一方、図 3 0に示す無線装置 3の受信機は、前述したスぺクトル拡散復調動作と同じ動作を行う。キャリア選択周波数変換部 2 1 2は、復調されたベースバンドの信号を下りチャネルの多搬送波内のサブキヤリァ S 1 , S 2となるように周波数変換して、 DZA変換器 2 1 1に出力する。分波器 1 0 8に対してサブキヤリア S 1， S 2が出力されるとともに、 AD S Lモデム 2からは、 S l， S 2以外のサブキャリアに載せられたデータが出力される。

図 3 1，図 3 2は、本発明の実施の形態 3に係る A D S Lモデム 2 ( 又は 1 ) の送信機と受信機の構成を示す図である。

A D S Lモデム 2の送信機は、前述したウェーブレツト逆変換を行い、その結果を発振器 5 6から発信された周波数を用いて変調器 5 8によりアップコンバートする。逆に、 A D S Lモデム 2の受信機では、受信した信号を発振器 5 7から発信された周波数を入力し、復調器 5 9によりダウンコンバートする。その後は、ウエーブレット変換が行われ、デジタル情報が出力される。受信機のゥヱーブレット変換は、 N ( N < M ) バンドのウエーブレット変換を行う。これは、上りチャネル数 Nが下りチャネル数 M りも小さいからである。図 3 1に示す A D S Lモデム 2に入力されるデジタル情報は、有線データと無線データが所定の規則で配列されていなければならない。 Mパンドウヱーブレツト逆変換を行うため、 Mパンドの中のいずれのバンドに有線データを割り当て、いずれのバンドに無線バンドに割り当てる力、予め定めておかなければならない。この予め定められた無線データ用のバンドに入力された無線データが、 Mバンドウェーブレツト逆変換の結果、サブキャリア S l， S 2に割り当てられることになる。また、図 3 2に示す場合、 A D S Lモデムから出力されたデジタルデータは、有線データと無線データが所定の規則をもって配列されて出力されることになる。

この方式により、有線通信は、図 3 1，図 3 2に示す A D S Lモデム (ウェーブレット 'マルチキャリア方式）を用い、変復調してデータ通信を行う。この際、ウェーブレット変換を用いているので、単なるマルチキヤリァ方式よりも、周波数利用効率が高い。

無線通信の場合は、無線通信に必要なデータ量に対応するサブキヤリァを選択し、図 2 9，図 3 0に示す拡散変調に対応したベースバンド帯に信号を変換し、拡散変調をかけて無線で送信する。これにより、無線信号は、ウェーブレツト変換によるマルチキヤリァを用いた C DMA方式の信号となり、周波数効率がよく、大容量のデータ通信を行える。また、有線から無線へのデータの変換は、キャリア選択により行うので、インターフェースも非常にシンプルで、回路も簡素化できる。有線通信

、無線通信とも、受信はその逆の操作で行う。

以上のように、この実施の形態では、有線形高速データ通信網において、端末に送られてきたデータを無線で送受信する無線装置を有し、無線装置から無線でデータを携帯端末との間で送受信するものであり、有線形高速データ通信にウェーブレツト ·マルチキャリア変復調方式を用レ、、無線通信をウエーブレツト ·マルチキヤリアを用いた C D MA方式を用いることを特徴とする。

また、有線形高速データ通信のウェーブレツト ·マルチキャリア信号を復調することなく、即ち、情報データに変換することなしに、無線通信に割り当てられたキャリアを選択して、拡散変調をかけることを特徴とする。

図 2 9及び図 3 0に示した無線装置 3の送信機及ぴ受信機においては、 C DMA方式の変復調を用いる場合を示したが、 T DMA方式又は F DMA方式等の他の多元接続方式による変復調を用いる場合であっても構わない。

図 3 1及び図 3 2においては、 AD S Lモデムがウェーブレツト ·マルチキヤリァ方式の場合を示したが、フーリエ変換を用いた O F DMマルチキヤリァ方式を用いる場合であっても構わない。産業上の利用可能性

以上説明したように、本発明によれば、情報変調をマルチキャリア変調にすることにより、情報変調直後の段階で、周波数効率を上げ、更に、耐妨害、耐干渉性が強く、耐フエ一ジング、耐マルチパスにも高い性能を有することができる。これは、 C DMA方式の特徴と同じように、周波数スペクトラムが分散していることによるメリットである。そして、更に、多元接続方式で変調することにより、より強力に上記性能を強化することができる。

また、マルチキャリア変調に直交ウェーブレツト変換を用いることにより、更なる通信容量の増大が可能となり、極めて強力な通信システムが実現できる。

また、以上説明したように、本発明によれば、有線通信をウェーブレット ·マルチキヤリァ方式、無線をウェーブレツト ·マルチキヤリァ多元接続方式にすることにより、有線通信、無線通信とも高効率な大容量通信に対応でき、かつ、情報量の変動にも柔軟に対応できる。

また、有線通信から、無線通信への変換もキャリアの選択により行うので非常にシンプルな回路構成にできる。

Claims

請求の範囲

1. デジタル信号を入力してマルチキヤリァ変調してマルチキヤリァ変調信号を出力するマルチキヤリァ変調部と、

マルチキヤリァ変調信号を入力してマルチキヤリァ変調信号を多元接続方式で変調して変調信号を送信する多元接続送信部と

を備えたことを特徴とする送信機。

2. 上記マルチキャリア変調部は、 OFDM (O r t h o g o n a 1 F r e q u e n c y D i v i s i o n M u 1 t i p 1 e x i n g) 方式によりマルチキャリア変調を行うことを特徴とする請求項 1記載の送信機。

3. 上記マルチキャリア変調部は、フーリエ逆変換を行う離散マルチトーン（DMT) 変調部を備えたことを特徴とする請求項 1 記載の送信機。

4. 上記マルチキャリア変調部は、離散ゥヱーブレット逆変換を行う離散ウェーブレットマルチトーン（DWMT) 変調部を備えたことを特徴とする請求項 1記載の送信機。

5. 上記多元接続送信部は、マルチキャリア変調信号を入力してマルチキャリア変調信号を符号分割多元接続（CDMA) 方式で変調する C DMA送信部を備えたことを特徴とする請求項 1記載の送信機。

6. 上記多元接続送信部は、マルチキャリア変調信号を入力してマルチキャリア変調信号を時分割多元接続（TDMA) 方式で変調する T DMA送信部を備えたことを特徴とする請求項 1記載の送信機

7. 上記多元接続送信部は、マルチキャリア変調信号を入力してマルチキャリア変調信号を周波数分割多元接続（FDMA) 方式で変調する F DMA送信部を備えたことを特徴とする請求項 1記載の送信機。

8. 上記マルチキャリア変調部は、マルチキャリアを構成するサブチャネルの位置に基づいてデータ伝送レートが異なるサブチヤネルを生成することを特徴とする請求項 1記載の送信機。

9. 上記マルチキャリア変調部は、マルチキャリアを構成するサブチャネルの位置に基づいて電力が異なるサブチャネルを生成することを特徴とする請求項 1記載の送信機。

10. 変調信号を入力して多元接続方式で復調し復調信号を出力する多元接続復調部と、

復調信号を入力して復調信号をマルチキヤリァ復調してデジタル信号を出力するマルチキヤリァ復調部と

を備えたことを特徴とする受信機。

1 1. 上記マルチキャリア復調部は、 OFDM (O r t h o g o n a 1 F r e q u e n c y D i v i s i o n M u 1 t i p 1 e x i n g) 方式によりマルチキヤリァ復調を行うことを特徴とする請求項 10記載の受信機。

12. 上記マルチキャリア復調部は、フーリエ変換を行う離散マルチトーン（DMT) 復調部を備えたことを特徴とする請求項 10 記載の受信機。

1 3. 上記マルチキャリア復調部は、離散ウェーブレット変換を行う離散ウェーブレットマルチトーン（DWMT) 変調部を備えたことを特徴とする請求項 10記載の受信機。

14. 上記多元接続復調部は、変調信号を入力して符号分割多元接続（CDMA) 方式で復調する CDMA受信部を備えたことを特徴とする請求項 1 0記載の受信機。

15. 上記多元接続復調部は、変調信号を入力して時分割多元接続（TDMA) 方式で復調する TDMA受信部を備えたことを特徴とする請求項 10記載の受信機。

16. 上記多元接続復調部は、変調信号を入力して周波数分割多元接続（FDMA) 方式で復調する F DMA受信部を備えたことを特徴とする請求項 10記載の受信機。

1 7. 上記マルチキャリア復調部は、マルチキャリアを構成するサブチャネルの位置に基づいてデータ伝送レートが異なるサブチヤネルを入力して復調することを特徴とする請求項 10記載の受信機。

18. 上記マルチキャリア復調部は、マルチキャリアを構成するサブチャネルの位置に基づいて電力が異なるサブチャネルを入力して復調することを特徴とする請求項 10記載の受信機。

1 9. 有線データと無線データがそれぞれ所定のサブキヤリァに割り当てられたマルチキャリア信号を入力し、マルチキャリア信号の中から無線データが割り当てられたサブキヤリァ信号を選択するキヤリア選択部と、

変調信号を入力して無線信号として出力する送信部と

を備えたことを特徴とする送信機。

20. 上記送信機は、 ADS L (As y mme t r i e D i g i t a l S u b s c r i b e r L i n e) モデムに入力されるマルチキヤリァ信号を分岐して入力することを特徴とする請求項 19記載の送信機。

21. 上記マルチキャリア信号は、離散直交ウェーブレツト逆変換により生成される信号であることを特徴とする請求項 1 9記載の

22. 無線信号を受信し、無線信号を復調して復調信号を出力する復調部と、

復調信号を入力して復調信号を予め割り当てられたサブキャリアの周波数に変換してマルチキヤリァ信号のサブキヤリァ信号を出力する周波数変換部と

を備えたことを特徴とする受信機。

23. 上記受信機は、 ADS L (A s y mm e t r i c D i g i t a 1 S u b s c r i b e r L i n e) モデムから出力されるマルチキヤリァ信号に、上記サブキヤリァ信号を加えることを特徴とする請求項 22記载の受信機。

24. 上記マルチキャリア信号は、離散直交ウェーブレット逆変換により生成される信号であることを特徴とする請求項 22記載の受信機。

25. デジタル信号を入力してマルチキャリア変調してマルチキヤリァ変調信号を出力するマルチキヤリァ変調工程と、

マルチキヤリァ変調信号を入力してマルチキヤリァ変調信号を多元接続方式で変調して変調信号を出力する多元接続変調工程と

を備えたことを特徴とする送信方法。

26. 変調信号を入力して多元接続方式で復調して復調信号を出力する多元接続復調工程と、

復調信号を入力して復調信号をマルチキヤリァ復調してデジタル信号を出力するマルチキヤリァ復調工程と

を備えたことを特徴とする受信方法。

27. 有線データと無線データがそれぞれ所定のサブキヤリァに割り当てられたマルチキヤリァ信号を入力し、マルチキャリア信号の中から無線データが割り当てられたサブキヤリァ信号を選択するキヤリア選択工程と、

変調信号を入力して無線信号として出力する送信工程と

を備えたことを特徴とする送信方法。

2 8 . 無線信号を受信し、無線信号を復調して復調信号を出力する復調工程と、

復調信号を入力して復調信号を予め割り当てられたサブキャリアの周波数に変換してマルチキヤリァ信号のサブキヤリァ信号を出力する周波数変換工程と

を備えたことを特徴とする受信方法。