CN1234931A - 发射机,接收机,发射方法以及接收方法 - Google Patents

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CN1234931A CN98800985A CN98800985A CN1234931A CN 1234931 A CN1234931 A CN 1234931A CN 98800985 A CN98800985 A CN 98800985A CN 98800985 A CN98800985 A CN 98800985A CN 1234931 A CN1234931 A CN 1234931A
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Abstract

本发明的目的在于在数字通信装置中,扩大通信容量,扩大数据传送量,提高抗衰落性、抗干涉性等的无线通信性能。在DMT调制单元90中进行多载波调制,然后,在扩展调制单元14中进行扩展调制,由此把多载波调制与频谱扩展相结合,获得了各自的优点。进而,通过在多载波调制中使用基于M带逆子波变换单元29的离散正交逆子波变换,能够进一步实现性能的提高。

Description

发射机，接收机，发射方法以及接收方法
技术领域
本发明涉及数字通信装置。特别是涉及使用了多载波调制方式的数字通信装置的发射极、接收机以及收发方法。
背景技术现有例1
近年来，作为数字通信技术，使用了扩频的CDMA(Code DivisionMultiple Access)方式正在引起人们的注意。该方式与FDMA(FrequencyDivision Multiple Access)方式和TDMA(Time Division MultipleAccess)方式相比较，具有增大了通信容量的优点。另外，还具有抗干扰，抗干涉性强，在抗衰落，抗多路径方面也具有高性能这样的特征。CDMA方式是「Code Division Multiple Access」的简称，译为「码分多址」。CDMA方式是在各回路中分配特定的代码(PN(模拟噪声)代码)，以分配了同一载波的调制波的代码进行扩频后发射，在接收侧使用各自的代码识别所希望的回路的多址方式。为了扩展频谱，需相对于代码传送速度展宽频带宽度。因而，CDMA方式也称为SSMA(Spread SpectrumMultiple Access：扩频多址)方式。
关于扩频通信的技术例如有记载在文献“扩频通信系统”中的技术(横山光雄著，科学技术出版社)。
图33和图34是实现扩频通信中最常使用的直接扩展(DirectSpread：DS)方式的发射极和接收机的结构。
图33是使用了扩频的发射机的框图。
首先，在信息调制单元111中把数字信息a(t)施加π/4相移QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)方式的调制，对于该信息调制波b(t)，用振荡器114和扩展代码发生器115发生基于PN(模拟噪声)代码的扩展代码c(t)。接着，由扩展调制单元112进行信息调制波b(t)和扩展代码c(t)的相乘运算，生成扩频信号s(t)。如果信息调制波b(t)和扩展代码c(t)都取±1振幅的信号，并且把通过信息调制波b(t)与扩展代码c(t)的乘法运算得到的信号作为扩展扩频信号s(t)，则扩频信号s(t)能够记述如下。
s(t)=b(t)×c(t)
用频率变换单元113把该扩频信号s(t)进行增频变频后从天线进行无线发射。
图34是使用了扩频的接收机的框图。
在频率变换单元119中把从天线接收的信号进行降频变频后，得到扩频信号s(t)。通过振荡器122和码同步控制电路121，与该扩频信号s(t)获得同步，发生PN代码。扩展代码发生器120从PN代码发生与发射一侧相同的扩展代码发生c(t)。扩展解调单元118把扩展代码c(t)与扩频信号s(t)进行相乘运算，由此得到信息调制波b(t)。通过信息解调单元117使用π/4相移的QPSK把该调制波进行解调，再生数字信息a(t)。
为了从接收的扩频信号s(t)得到信息调制波b(t)，可以用扩展代码c(t)除扩频信号s(t)。然而如果扩展代码c(t)取1的值，则通过乘法运算能够进行除法运算。即，s(t)×c(t)={b(t)×c(t)}×c(t)=b(t)×c2(t)=b(t)      (∵c2(t)=1)能够进行信息调制波b(t)的再生。
图35示出现有的TDMA方式的无线机的发射机和接收机的结构。
图36示出现有的使用TDMA方式的施加了π/4相移QPSK调制信号的频谱。
在现有的TDMA方式中，如图35所示，在数字信号的调制解调中使用了π/4相移QPSK方式。该调制方式的情况如图36所示，归一化频率0.22～0.28(ω/2π)的频带内的频谱呈现圆形，频带内频谱的分布从中心开始越向外移动越弱，由此可知不能够充分使用频带内所容许的能量。现有例2
最近，发表了使用一般的电话线路进行高速的数据通信的技术。这是使用称为ADSL(Asymmetric Digital Subscriber Line)的技术，使用称为DMT(Discrete Line)的多载波传送方式的方式。关于这些技术，例如记载在“日经电子1996,11-18,P89～P108”中。
图37是ADSL的结构图，图38是ADSL(DMT方式)的频率分布。
在电话局141中，具有交换机101，各种服务器102，分波器103，路由器104和ADSL调制解调器105。另外，在各家庭142中，具有数据调制解调器107，分波器108，ADSL调制解调器109，终端140，终端143。分波器108还具有作为合波器的功能。另外，通信中有语音通信和数据通信，但在这里，以下以数据通信的情况为例进行说明。
从电话网100输入基于电话服务的数据经过交换机101由分波器103传送到电话线146中。另一方面，从互联网106输入的数据或者从服务器102供给的数据经过路由器104传送到ADSL调制解调器105中。ADSL调制解调器105使用图38所示的下行信道的多载波把数据进行调制，把调制了的多载波调制数据传送到分波器103中。分波器103把来自交换机101和ADSL调制解调器105的数据汇总起来载入到电话线146上。另一方面，家庭142的分波器108把电话服务的数据在数据调制解调器107中进行分离。另外，在ADSL调制解调器109中把载入到下行信道多载波中的多载波调制数据进行分离。数据调制解调器107把从分波器108得到的数据从模拟变换为数字，传送到终端140中。另一方面，ADSL调制解调器109把多载波调制数据解调后传送到终端143。
另一方面，在终端140以及终端143中发生的数据返回到相反的路径传送给电话局141。在终端140中发生的数据使用电话服务的频带进行传送，经过交换机101传送给电话网100。另一方面，从终端143发生的数据使用上行信道的多载波传送给电话局141，用ADSL调制解调器105变换为数字数据以后，传送到互联网106中。
在ADSL中，用分波器分开频率收发一般电话网的电话服务和互联网的数据，特别是在DMT方式的情况下，由于使用多载波通信方式，因此如图所示上行，下行都具有多个载波(副载波)。为了实现DMT方式，使用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式。
根据该方式ADSL进行上行64Kbps～1.3Mbps，下行1.5Mbps～12Mbps的数据通信。
CDMA方式与TDMA方式以及FDMA方式相比具有通信容量大的优点，然而，近年来与现有的CDMA方式相比，需要进一步增大通信容量。将来，在以无线等进行图像传送时，将更强烈地需要增加现行的CDMA方式的通信总量。
然而，在当前实施的技术中尚未发现没有接收灵敏度的恶化以及频带的扩展而使CDMA方式的容量提高数倍以上的装置。
另外，在有限的频带内实现比现有的传送速率高的传送速率是一个永恒的课题。
本发明的目的在于不产生接收灵敏度的恶化以及频带的扩展，能够进一步增大现行的CDMA方式以及TDMA方式等多址方式的通信容量。
另外，本发明的目的在于在有限的频带内实现高传送速率。
还有，上述的ADSL是用于有线的技术，并不谋求与无线的匹配性。
本发明的目的在于使得能够以无线方式收发以ADSL接收的信号。另外，能够简化有线与无线之间的数据连接，能够高效地把数据变换为无线连接。
发明的公开
本发明的发射机的特征在于具有：
输入数字信号进行多载波调制输出多载波调制信号的多载波调制单元；
输入多载波调制信号把多载波调制信号以多址方式进行调制发射调制信号的多址连接发射单元。
上述多载波调制单元的特征在于以OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)方式进行多载波调制。
上述多载波调制单元的特征在于具有进行逆付立叶变换的离散多音(DMT)调制单元。
上述多载波调制单元的特征在于具有进行离散逆子波变换的离散子波多音(DWMT)调制单元。
上述多址连接发射单元的特征在于具有输入多载波调制信号以码分多址(CDMA)方式把多载波调制信号进行调制的CDMA发射单元。
上述多址连接发射单元的特征在于具有输入多载波调制信号以时分多址(TDMA)方式把多载波调制信号进行调制的TDMA发射单元。
上述多址连接发射单元的特征在于具有输入多载波调制信号以频分多址(FDMA)方式把多载波调制信号进行调制的FDMA发射单元。
上述多载波调制单元的特征在于根据构成多载波的子信道的位置生成数据传送速率不同的子信道。
上述多载波调制单元的特征在于根据构成多载波的子信道的位置生成功率不同的子信道。
本发明的接收机的特征在于具有：
输入调制信号以多址方式进行解调输出解调信号的多址解调单元；
输入解调信号把解调信号进行多载波解调输出数字信号的多载波解调单元。
上述多载波解调单元的特征在于以OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)方式进行多载波解调。
上述多载波解调单元的特征在于具有进行付立叶变换的离散多音(DMT)解调单元。
上述多载波解调单元的特征在于具有进行离散子波变换的离散子波多音(DWMT)调制单元。
上述多址解调单元的特征在于具有输入调制信号以码分多址(CDMA)方式进行解调的CDMA接收单元。
上述多址解调单元的特征在于具有输入调制信号以时分多址(TDMA)方式进行解调的TDMA接收单元。
上述多址解调单元的特征在于具有输入调制信号以频分多址(FDMA)方式进行解调的FDMA接收单元。
上述多载波解调单元的特征在于根据构成多载波的子信道的位置输入数据传送速率不同的子信道并且进行解调。
上述多载波解调单元的特征在于根据构成多载波的子信道的位置输入功率不同的子信道并且进行解调。
本发明的发射机的特征在于具有：
输入有线数据和无线数据分别被分配到预定的副载波的多载波信号，从多载波信号中选择分配了无线数据的副载波信号的载波选择单元；
输入被选择的副载波信号调制副载波信号输出调制信号的调制单元；
输入调制信号作为无线信号进行输出的发射单元。
上述发射机的特征在于把被输入到ADSL(Asymmetric DigitalSubscriber Line)调制解调器中的多载波信号分离地进行输入。
上述多载波信号的特征在于是通过离散正交逆子波变换生成的信号。
本发明的接收机的特征在于具有：
接收无线信号，解调无线信号输出解调信号的解调单元；
输入解调信号把解调信号变换为预先分配的副载波的频率输出多载波信号中的副载波信号的频率变换单元。
上述接收机的特征在于在从ADSL(Asymmetric Digital SubscriberLine)调制解调器输出的多载波信号上加入上述副载波信号。
上述副载波信号的特征在于是通过离散正交逆子波变换生成的信号。
本发明的发射方法的特征在于具有：
输入数字信号进行多载波调制输出多载波调制信号的多载波调制过程；
输入多载波调制信号以多址方式把多载波调制信号进行调制输出调制信号的多址调制过程。
本发明的接收方法的特征在于具有：
输入调制信号以多址方式进行解调输出解调信号的多址解调过程；
输入解调信号把解调信号进行多载波解调输出数字信号的多载波解调过程。
本发明的发射方法的特征在于具有：
输入有线数据和无线数据分别被分配到预定的副载波的多载波信号，从多载波信号中选择分配了无线数据的副载波信号的载波选择过程；
输入被选择的副载波信号调制副载波信号输出调制信号的调制过程；
输入调制信号作为无线信号进行输出的发射过程。
本发明的接收方法的特征在于具有：
接收无线信号，解调无线信号输出解调信号的解调过程；
输入解调信号把解调信号变换为预先分配的副载波的频率输出多载波信号中的副载波信号的频率变换过程。
附图的简单说明
图1示出本发明实施形态1的发射机。
图2示出本发明实施形态1的接收机。
图3是串并行变换单元11的结构图。
图4示出星座图603。
图5示出数据序列。
图6示出基于付立叶变换的多载波调制的频谱。
图7示出本发明实施形态2的发射机。
图8示出本发明实施形态2的接收机。
图9是M带逆子波变换的说明图。
图10是M带子波变换的说明图。
图11示出多载波调制的副载波。
图12示出基于离散正交子波变换的多载波调制的频谱。
图13示出DMT调制单元的其它例子。
图14示出DMT解调单元的其它例子。
图15示出使用了DMT方式的本发明实施形态3的发射机和接收机。
图16示出使用了DMT方式的频谱。
图17示出使用了DMT方式的本发明实施形态3的发射机和接收机。
图18示出使用了DWMT时的频谱。
图19示出进行了漏泄功率限制时的发射机和接收机。
图20示出进行了漏泄功率限制时的频谱。
图21示出进行了漏泄功率限制时的数据序列。
图22是串并行变换单元11a的结构图。
图23示出星座图603a。
图24示出串并行变换单元11b的结构图。
图25示出星座图603b。
图26示出数据序列。
图27示出本发明实施形态4的数字通信系统的结构。
图28示出本发明实施形态4的数据数字通信系统的传送频率的结构。
图29示出本发明实施形态4的无线装置的发射机。
图30示出本发明实施形态4的无线装置的接收机。
图31示出本发明实施形态4的ADSL调制解调器的发射机。
图32示出本发明实施形态4的ADSL调制解调器的接收机。
图33示出现有的发射机。
图34示出现有的接收机。
图35示出现有的发射机和接收机。
图36示出现有的频谱。
图37示出现有的数字通信系统的结构。
图38示出现有的通信数字通信系统的传输频率的结构。
实施发明的最佳形态实施形态1
以下，根据附图说明本发明的实施形态1。
图1、图2示出本发明实施形态1的发射机和接收机的结构。
发射机由多载波调制单元390和CDMA发射单元314构成。接收机由多载波解调单元391和CDMA接收单元322构成。另外，发射机和接收机分别具有DMT(Discrete Multitone)调制单元90和DMT解调单元91。DMT调制单元90和DMT解调单元91进行基于OFDM方式的多载波调制。
如图1所示，在发射机中，在串并行变换单元11中把数字信息d(t)进行串并行变换，把数字信息的各代码序列变换为各个副载波承载的信息。接着，把该串并行变换了的数据载入到各副载波上，为了把其频率成分取为时间轴的数据序列即传输时间序列的数据，由逆高速付立叶变换器(IFFT:Inverse Fast Fourier Transfomer)12进行逆高速付立叶变换。在该IFFT12中，进行多载波分离处理。然后，用并串行变换单元13进行并串行变换，用数/模(D/A)变换器51进行D/A变换后生成基带时间序列，通过低通滤波器(LPF)52，得到多载波调制波e(t)。这时的多载波调制例如是在HDTV(High DefinitionTelevision)中采用的OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)方式的调制方式。对于多载波调制波e(t)，由振荡器16和扩展代码发生器17发生基于PN(模拟噪声)代码的扩散代码g(t)，由扩展调制单元14进行多载波调制波e(t)和扩展代码g(t)的乘法运算，生成多载波扩频信号m(t)。
用频率变换单元15把该多载波扩频信号m(t)进行增频变频后，从天线进行无线发射。
图2是接收机的框图。
在频率变换单元23中把从天线接收的信号进行降频变频，得到多载波扩频信号m(t)。通过振荡器24和码同步控制电路26，与该多载波扩频信号m(t)取得同步，发生PN代码。扩展代码发生器25从PN代码发生与发射侧相同的扩展代码g(t)。扩展解调单元22把扩展代码g(t)与多载波扩频信号m(t)进行乘法运算，由此得到多载波调制波e(t)。把该波加入到LPF54中，用A/D变换器53变换为数字信号，用串并行变换单元21进行串并行变换。该被串并行变换了的数据是时间轴的数据，把该数据进行频率轴的数据变换，为了从各副载波抽取分别载入到各副载波的数据，用高速付立叶变换器(FFT)20进行高速付立叶变换。进而，通过由并串行变换器19进行并串行变换，经过与发射机相反的过程，再生数字信息d(t)。
这里，说明多载波调制。
多载波调制方式的传输信道由多个子信道构成。各个子信道分别具有载波。
子信道的分割要求能够分别独立地很好地分离。本实施形态1中，通过逆离散付立叶变换和离散付立叶变换进行多个子信道的生成与调制解调。实施形态1中，把一系列的数据序列汇总成块(将其称为映像)，进行正交变换。该处理相当于图中的FFT、IFFT。
图3示出映像的动作。
在串并行变换单元11中设置着开关601和映像器602。映像器602中存储着图4所示那样的星座图。在开关601中输入了图5所示的一系列的数据序列时，开关601将其分为4比特的块，传送到映像器中。映像器602参照星座图603，输出与同相的值I正交的值Q。图4所示的I和Q的值示出最大值的绝对值是1.0情况。从映像器602输出的并行的数据输入到IFFT 12的各子信道1、2、3(ch1、ch2、ch3)中。
由于图5所示的情况示出了以1ms发送12比特的情况，因此示出了以12Kbps(Bit Per Second)传送速度送出数据的情况。而且，由于把12比特分块为各4比特，因此3个子信道1、2、3(ch1、ch2、ch3)的传送速度分别是4Kbps。
虽然没有进行图示，然而位于接收机中的并串行变换单元19具有进行与上述串并行变换单元11的映射相反动作的逆映像器。映像器与逆映像器使用相同的星座图进行动作。
图6示出上述方式中的多载波调制波e(t)的频谱的一例。
横轴示出频率，纵轴示出振幅。示出子信道0～M-1总计M个频带的多载波调制的情况。M个主瓣虽然有相互重叠的部分但是由于相互正交，因此能够正确地再生数据。
本发明中，由于在信息调制单元实施了多载波调制，因此与以往的信息调制单元的单音调制相比较，扩大了传输容量。由此，具有增加了通信信道数或增加了一个信道的传输效率等的效果。
本实施形态中的特征之处在于结合了多载波调制与扩频。多载波调制技术自身很早就已为人们所熟知。扩频的技术以往也为人们所熟知。然而，使多载波调制技术与扩频技术相结合，产生各自优点的系统却不存在。这一点是本实施形态的最大特征。实施形态2
其次，说明本发明的实施形态2。特别地说明与实施形态1的不同点。
图7是发射机的框图。
多载波调制单元390具有DWMT(Discrete Wavelet Multitone)调制单元92。如图7所示，发射机中，把数字信息d(t)进行串并行变换，把数字代码信息的各代码序列变换为分别载入到副载波上的信息。
其次，为了生成传输时间序列，使用M带逆子波变换单元29，进行M带逆子波变换。在该M带逆子波变换单元29中，进行使用了离散正交逆子波变换(也简单地称为逆子波变换)的多载波分离处理。其后的动作与实施形态1相同。
图8是接收机的框图。
多载波调制单元391具有DWMT解调单元93。
至接收从天线接受的信号，进行串并行变换为止的动作与实施形态1相同。进而，使用M带子波变换单元39，通过施加使用了离散正交子波变换(也简单地称为子波变换)的M带子波变换经过与发射机相反的过程，再生数字信息d(t)。
图9是M带逆子波变换单元29的框图。
在M带逆子波变换单元29中，有M个降取样器61和M个滤波器71。降取样器61进行M次降取样。把在串并行变换单元11中被串并行变换了的数据用各滤波器71滤波以后，进行降取样。
串并行变换单元11以M个单位把时间序列数据并行地进行改变，分配给各不相同的载波频率f0、f1、……、fm-1。
M带逆子波变换单元29对于被变换为并行的数据施加M带逆子波变换，把频率轴的信号变换为时间轴的数据序列。被变换了的信号成为具有图11所示的M带(M信道)的载波频率的信号。
图10是M带子波变换单元39的框图。
M带子波变换单元39中具有M个升取样器62和M个滤波器72。升取样器62进行M次升取样。把在串并行变换单元21中被串并行变换了的数据用各滤波器72滤波以后进行升取样。
这里，说明子波变换。
小波变换以子波变换行列的形式进行说明。行列的各行相当于离散子波变换多载波调制的各个子信道。另外，该子波变换行列具有正交函数的特性。根据该特性，离散子波变换·多载波调制的代码波形即使在时域重迭，也能够保持正交性。
在理想的多载波系统中，各子信道的频谱成为矩形波，相邻的频谱之间不重迭。不需要子信道之间的保护频带。
图12中示出上述方式中的多载波调制波e(t)的频谱的一例。
如图12所示，在子波变换的频谱的情况下，旁瓣比主瓣低45dB。在付立叶变换的情况下，如图6所示，仅低13dB。
把图6与图12进行比较可知，与基于通常的付立叶变换的多载波波形相比，基于子波变换的多载波波形加大了自身的主瓣与相邻子信道的旁瓣的差别。由此，在各个旁瓣更加大了接收时的灵敏度，其结果，能够扩大信道容量和传送速率。
另外，付立叶变换的波形是(sin X)/X的波形，由此不同，离散子波多载波调制的频谱非常接近于多载波系统中理想的窄带频谱。
在使用了付立叶变换的多载波系统中，由于旁瓣大，由此产生的恶化将波及多个子信道。付立叶变换的多载波系统中恶化的子信道数达到50～100个信道以上。虽然取决于噪声电平，然而在子波变换的多载波系统中恶化的子信道数只是5个信道左右。
由于使用子波变换能够比使用付立叶变换把子信道带宽变窄，因此能够更加大通信容量。
CDMA方式/TDMA方式的传输容量比是3比1～4比1，而本发明的把OFDM方式与CDMA方式组合起来的方式/TDMA方式的传输容量比能够成为9比1～20比1，将大幅度地增加传送容量。
本实施形态中说明的离散正交子波变换技术是很早就已知的技术。另外，扩频也是熟知的技术。而把使用了离散正交子波变换的多载波调制与扩频相结合，获得各自优点的系统是新的系统。这一点是本实施形态的最大特征。
另外，如图13与图14所示那样，还可以设置使用了QPSK和16QAM等的信息调制单元111a，信息解调单元117a。实施形态3
图15示出使用了DMT方式的本发明其它实施形态的TDMA方式的无线机的发射机和接收机的结构。
这种情况下，使用的调制解调方式是DMT方式的多载波调制解调，图16示出具有3个子信道的频谱。
图16是从“Overlapped Discrete Multitone Modulation for HighSpeed Copper Wire Communications”(IEEE Journal on SelectedAreas in Communications,VOL.13,NO.9,December1995)精选出的图。
把该频谱与图36进行比较可知，在所容许的频带(0.22～0.28ω/2π)，能量在周围部分具有同中央部分相等的强度，可知频率利用效率比以往的π/4相移QPSK方式高。由此，在TDMA中被分配的同一频带内，能够实现更高数据速率的通信。
图17示出本发明其它实施形态的TDMA方式无线机的发射机和接收机的结构。
图18示出该实施形态的基于DWMT方式的多载波调制波的频谱。图18是从“Overlapped Discrete Multitone Modulation for High SpeedCopper Wire Communications”(IEEE Journal on Selected Areasin Communications,VOL.13,NO.9,December1995)精选出的图。
把该频谱与图16相比较可知，由于各载波的旁瓣低，载波间的干涉降低，因此使用同一频带能够分配更多的载波，而且由于频带外的干扰波降低，因此具有能够在频带内最大限度地分配载波的优点。由此，频率利用效率比π/4相移QPSK方式和DMT方式都要，而且在TDAM中被分配的同一频带内，能够进行比π/4相移QPSK方式和DMT方式更高的数据速率的通信。
图19示出本发明TDMA方式的无线机的发射机和接收机的结构。
无线装置中，按照规定决定对于相邻信道的漏泄功率的限制，以使对相邻的信道不产生干涉干扰。
在多载波通信中，把各个子信道的传送比特速率改变为可变化。在传送比特速率高的情况下，使信道的旁瓣的电平高。由此，受到相邻信道漏泄功率的限制的周围部分的子信道取低比特速率降低旁瓣的电平。另一方面，中央部分的子信道由于在相邻信道漏泄功率的限制方面有余量，因此取高比特速率。
图20示出本发明的与相邻信道漏泄功率的限制相符合的子信道的功率结构。
图20是把中央的子信道的比特速率取为4Kbps，把两端的子信道的传送速度降低到2Kbps情况下的频谱图。
图20示出通过把子信道1(ch1)和3(ch3)的旁瓣比子信道2(ch1)的旁瓣降低，能够把相邻信道的干扰波降低的情况。
图20中，图的左右两侧上方的四方框示出使得不向相邻信道产生干涉干扰的不允许存在漏泄功率的部分。
如图20所示，由于是低比特速率因而子信道1(ch1)和子信道3(ch3)的旁瓣低，成为比相邻信道的漏泄功率的限制区域还小的漏泄功率。
图21示出以1ms传送8比特的数据的情况，即示出8Kbps的传送速率时的数据序列。
把最初的2比特分配到子信道1(ch1)中，把其后的4比特分配到子信道2(ch2)中，把最后的2比特分配到子信道3(ch3)中。
图22示出串并行变换单元11a。
与图3的不同点在于映像器602a具有两种星座图603和603a。星座图603与图4所示的相同。星座图603a示于图23。
通过使用这些不同的两种星座图603和603a，能够求出I和Q。由此，通过进行映像，子信道1(ch1)的传送速率成为2Kbps，子信道2(ch2)的传送速率成为4Kbps，子信道3(ch3)的传送速率成为2Kbps。即，周围部分的子信道的传送速度成为低比特速率。这样，能够降低对于相邻信道的漏泄功率。
另外，在这样降低了周围部分的子信道的传送速度的情况下，在接收机一侧的并串行变换单元中，进行反映像时，通过使用与映像时所使用的相同的两种星座图，能够正确进行反映像。
其次，说明为了限制对于相邻信道的漏泄功率，降低位于周围部分的子信道的发射功率的情况。
图24示出降低了发射功率情况下的串并行变换单元11b的结构。
映像器602b中，准备了图25所示的用于把发射功率降低到80％的星座图603b。从而，即使输入了图26所示那样的与图5相同的数据序列的情况下，信道1和信道3输出的I和Q的值也成为输出20％这样小的值。由于I和Q的值与发射功率成比例，这样，能够把信道1和信道3的发射功率抑制80％。这样，仅降低周围部分的子信道的发射功率，使得不超过相邻信道的漏泄功率的限制。
这样，由于能够进行与频带限制相符合的最佳的子信道配置，因此能够实现更高的传送速率。
另外，虽然没有图示，然而也可以同时实行降低上述周围部分的子信道的传送速度，以及降低周围部分的子信道的发射功率。
另外，实施形态1、2以及3中，说明了CDMA方式和TDMA方式的情况，然而也可以构成为把FDMA方式与多载波调制解调相组合使用。即，在上述实施形态中，代替CDMA方式，也可以构成为使用TDMA方式和FDMA方式。代替TDMA方式，也可以构成为使用CDMA方式和FDMA方式。另外，还可以构成为使用其它的多址方式。
如以上那样，通过应用在有限频带内均匀地进行频谱分布的DMT方式或DWMT方式的调制解调方式，以及与相邻信道漏泄功率限制相符合的子信道的传送速率分配，或者/以及发送功率配置，进行子信道最佳化，由此具有能够进一步实现高传送速率的效果。实施形态4
以下根据附图说明本发明的实施形态。
图27示出本发明实施形态3的数字通信系统的结构。
在ADSL调制解调器1、2中使用子波·多载波方式，在家庭用的分波器108的后面连接无线装置3。
图28示出本发明实施形态3的数字通信系统的传送频率结构。
本发明的方式中，成为图28所示那样的频率分配。电话服务器使用基带，分为上行信道和下行信道的频带。各信道内进行子波多载波传送。设上行信道数为N，下行信道数为M(N＜M)。使用多载波传送的理由是因为根据传送量调整载波数，或者在多个终端分配数据，或者在无线和有线的各终端分配载波的操作能够比较简单地进行。
例如，图28所示的情况，示出使用副载波S1和S2进行无线通信的情况。
图29、图30示出本发明实施形态3的无线装置的发射机和接收机的结构。
A/D变换器203把用分波器108分波的下行信道的多载波进行数字变换。载波选择频率变换单元204从下行信道的多载波中选择副载波S1、S2，如图28所示，把被选择的副载波S1、S2变换为基带的频率。其后的无线装置3的发射机的动作由于与上述扩频调制相同，因此这里省略其说明。
另一方面，图30所示的无线通信装置3的接收机进行与上述的扩频解调动作相同的动作。载波选择频率变换单元212把被调制了的基带的信号进行频率变换成为下行信道的多载波内的副载波S1、S2，输出到D/A变换器211中。对分波器108输出副载波S1、S2的同时，从ADSL调制解调器2输出载入到S1、S2以外的副载波的数据。
图31、图32示出本发明实施形态3的ADSL调制解调器2(或者1)的发射机和接收机的结构。
ADSL调制解调器2的发射机使用上述的逆子波变换，使用从振荡器56发射的频率由解调器58把其结果进行增频变频。反之，在ADSL调制解调器2的接收机中，输入从振荡器57发射的频率，由解调器59把接收的信号进行降频变频。然后，进行子波变换，输出数字信息。接收机的子波变换进行N(N＜M)带的子波变换。这是因为上行信道数N小于下行信道数M。
图31所示的输入到ADSL调制解调器2中的数字信息必须以预定的规则排列有线数据和无线数据。为了进行M带逆子波变换，必须预先确定在M带中的哪个带内分配有线数据，哪个带内分配无线数据。输入到该预先确定的无线数据用的带中的无线数据进行了M带逆子波变换的结果，分配到副载波S1、S2中。另外，图32所示的情况，从ADSL调制解调器输出的数字数据成为根据预定的规则排列输出有线数据和无线数据。
通过这种方式，有线通信使用图31、图32所示的ADSL调制解调器(子波·多载波方式)调制解调后进行数据通信。这时，由于使用子波变换，因此与单纯的多载波方式相比频率利用效率提高。
无线通信的情况下，选择对应于无线通信所需要的数据量的副载波，在图29、图30所示的对应于扩频调制的基带内变换信号，施加扩展调制后以无线进行发射。由此，无线信号成为使用了基于子波变换的多载波调制的CDMA方式的信号，频率效率提高，能够进行大容量的数据通信。另外，由于从有线向无线的数据变换通过载波选择进行，因此接口非常简单，电路也能够简单化。有线通信和无线通信在其接收侧都能够以相反的操作进行。
如以上那样，本实施形态中，特征在于在有线型高速数据通信网中，具有能够以无线收发传送到终端的数据的无线装置，从无线装置以无线与便携终端之间收发数据，在有线型高速数据通信中使用了子波·多载波调制解调方式，在无线通信中使用应用了子波·多载波的CDMA方式。
另外，特征在于不解调有线型高速数据通信的子波·多载波信号，即，在信息数据中不进行变换，在无线通信中选择被分配的载波，施加扩展调制。
在图29以及图30所示的无线装置3的发射机及接收机中，示出了使用CDMA方式的调制解调的情况，然而也可以是使用基于TDMA方式或者FDMA方式等的其它多址方式的调制解调。
图31及图32中，示出ADSL调制解调器是子波·多载波方式的情况，然而也可以是使用应用了付立叶变换的OFDM多载波方式。
产业上的可利用性
如以上所说明的，如果依据本发明，通过把信息调制采取为多载波调制，在信息调制后的阶段，提高了频率效率，进而，增强抗干扰，抗干涉性，在抗衰落，抗多路径方面也具有很高的性能。这一点与CDMA方式的特征相同，是通过分离频谱而获得的优点。而且，通过进一步使用多址方式进行解调，能够进一步强化上述性能。
另外，通过在多载波调制中使用正交子波变换，能够进一步增大通信容量，实现极强的通信系统。
另外，如以上说明的那样，如果依据本发明，则通过把子波·多载波方式运用到有线通信，把子波·多载波多址方式运用到无线通信中，有线通信，无线通信都能够对应高效的大容量通信，而且还能够灵活地对应信息量的变动。
另外，由于从有线通信向无线通信的变化通过载波的选择进行，因此能够采用非常简单的电路结构。

Claims (28)

1．一种发射机，其特征在于具有：
输入数字信号进行多载波调制输出多载波调制信号的多载波调制单元；
输入多载波调制信号把多载波调制信号以多址方式进行调制发射调制信号的多址连接发射单元。
2．如权利要求1所述的发射机，其特征在于：
上述多载波调制单元以OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)方式进行多载波调制。
3．如权利要求1所述的发射机，其特征在于：
上述多载波调制单元具有进行逆付立叶变换的离散多音(DMT)调制单元。
4．如要求1所述的发射机，其特征在于：
上述多载波调制单元具有进行离散逆子波变换的离散子波多音(DWMT)调制单元。
5．如权利要求1所述的发射机，其特征在于：
上述多址连接发射单元具有输入多载波调制信号以码分多址(CDMA)方式把多载波调制信号进行调制的CDMA发射单元。
6．如权利要求1所述的发射机，其特征在于：
上述多址连接发射单元具有输入多载波调制信号以时分多址(TDMA)方式把多载波调制信号进行调制的TDMA发射单元。
7．如权利要求1所述的发射机，其特征在于：
上述多址连接发射单元具有输入多载波调制信号以频分多址(FDMA)方式把多载波调制信号进行调制的FDMA发射单元。
8．如权利要求1所述的发射机，其特征在于：
上述多载波调制单元根据构成多载波的子信道的位置生成数据传送速率不同的子信道。
9．如权利要求1所述的发射机，其特征在于：
上述多载波调制单元根据构成多载波的子信道的位置生成功率不同的子信道。
10．一种接收机，其特征在于具有：
输入调制信号以多址方式进行解调输出解调信号的多址解调单元；
输入解调信号把解调信号进行多载波解调输出数字信号的多载波解调单元。
11．如权利要求10所述的接收机，其特征在于：
上述多载波解调单元以OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)方式进行多载波解调。
12．如权利要求10所述的接收机，其特征在于：
上述多载波解调单元具有进行付立叶变换的离散多音(DMT)解调单元。
13．如权利要求10所述的接收机，其特征在于：
上述多载波解调单元具有进行离散子波变换的离散子波多音(DWMT)调制单元。
14．如权利要求10所述的接收机，其特征在于：
上述多址解调单元具有输入调制信号以码分多址(CDMA)方式进行解调的CDMA接收单元。
15．如权利要求10所述的接收机，其特征在于：
上述多址解调单元具有输入调制信号以时分多址(TDMA)方式进行解调的TDMA接收单元。
16．如权利要求10所述的接收机，其特征在于：
上述多址解调单元具有输入调制信号以频分多址(FDMA)方式进行解调的FDMA接收单元。
17．如权利要求10所述的接收机，其特征在于：
上述多载波调制单元根据构成多载波的子信道的位置输入数据传送速率不同的子信道进行解调。
18．如权利要求10所述的接收机，其特征在于：
上述多载波解调单元根据构成多载波的子信道的位置输入功率不同的子信道进行解调。
19．一种发射机，其特征在于具有：
输入有线数据和无线数据分别被分配到预定的副载波的多载波信号，从多载波信号中选择分配了无线数据的副载波信号的载波选择单元；
输入被选择的副载波信号调制副载波信号输出调制信号的调制单元；
输入调制信号作为无线信号进行输出的发射单元。
20．如权利要求19所述的发射机，其特征在于：
上述发射机把被输入到ADSL(Asymmetric Digital SubscriberLine)调制解调器中的多载波信号分离地进行输入。
21．如权利要求19所述的发射机，其特征在于：
上述多载波信号是通过离散正交逆子波变换生成的信号。
22．一种接收机，其特征在于具有：
接收无线信号，解调无线信号输出解调信号的解调单元；
输入解调信号把解调信号变换为预先分配的副载波的频率并输出多载波信号中的副载波信号的频率变换单元。
23．如权利要求22所述的接收机，其特征在于：
上述接收机在从ADSL(Asymmetric Digital Subscriber Line)调制解调器输出的多载波信号上加入上述副载波信号。
24．如权利要求22所述的接收机，其特征在于：
上述副载波信号是通过离散正交逆子波变换生成的信号。
25．一种发射方法，其特征在于具有：
输入数字信号进行多载波调制输出多载波调制信号的多载波调制过程；
输入多载波调制信号以多址方式把多载波调制信号进行调制输出调制信号的多址调制过程。
26．一种接收方法，其特征在于具有：
输入调制信号以多址方式进行解调输出解调信号的多址解调过程；
输入解调信号把解调信号进行多载波解调输出数字信号的多载波解调过程。
27．一种发射方法，其特征在于具有：
输入有线数据和无线数据分别被分配到预定的副载波的多载波信号，从多载波信号中选择分配了无线数据的副载波信号的载波选择过程；
输入被选择的副载波信号调制副载波信号输出调制信号的调制过程；
输入调制信号作为无线信号进行输出的发射过程。
28．一种接收方法，其特征在于具有：
接收无线信号，解调无线信号输出解调信号的解调过程；
输入解调信号把解调信号变换为预先分配的副载波的频率并输出多载波信号中的副载波信号的频率变换过程。
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