WO1997050162A1

WO1997050162A1 - Appareil de commande de moteur

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Publication number: WO1997050162A1
Application number: PCT/JP1996/001763
Authority: WO
Inventors: Hideki Miyazaki; Katsunori Suzuki
Original assignee: Hitachi, Ltd.
Priority date: 1996-06-26
Filing date: 1996-06-26
Publication date: 1997-12-31

Description

明細書

モータ駆動装置技術分野

本発明は、モータを可変速制御するィンバータ型駆動装置に関わり、特にモータ起動時或いは加速時において過電流やこれが原因となる装置の停止を抑制するモータ駆動装置に関する。景技術

インバータを用いてモータを可変速運転する場合、負荷の大きさや負荷の慣性に対して設定した加速時間が短すぎると、モータに過大な電流が流れることがある。この電流がインバータのパワー素子に対する過電流レベルに達した場合は、ィンバータを運転停止することが一般的であり、これを過電流卜リップと呼ぶ。過電流卜リップを避ける方法としてはィンバ一タの出力電流を検出し、この電流がある制限値以下になるまで出力電圧指令と出力周波数指令の比（以下 V / Fパターンと呼ぶ）を一定に保ったまま、周波数指令を Fげることにより過電流を防ぐ方法がある。しかしながら、この方法ではモータがフリーラン中に始動させる場合に発生する過電流を防ぐことができないため、特開昭 62— 44098 号公報には出力電流を検出すると共に、電源投入直後かリセッ卜解除後の始動であるかを識別し、出力周波数とは独立して出力電圧を制御すると共に、それ以外のモードでは従来通り過電流で出力周波数を下げる方法が記載されている。

この技術では、出力電圧を独立して制御する制御方法と V / Fバタ一ンを一定に維持したまま出力周波数を制御する制御方法を併用しており、いずれの場合でも出力電流が制限値以上である場合を検知して制御が開始される。この制限値はィンバータのパワー素子に関する過電流レベル (素子の定格電流と等しいか、それ以上に大きい電流値）より小さく選ばれることが一般的である。これは、 _h記いずれの制御法でも出力電流は徐々に滅少するため、過電流レベルに達したパワー素子を保護するためには時間遅延があり、この遅延時間内にパワー素子の電流は過電流レベルを越えてしまうためである。

一方、ィンバータでは高応答性すなわち加速時間ができるだけ短いことが 1 つの性能指数になっており、上記制限値はできる限り素子の過電流レベルに近づけたい。そこで、本発明ではインバータの加速時に過電流卜リップが発生しょうとすると、まず、卨速な保護回路手段で出力電流を素子の過電流レベルに制限し、この状態が継続する期間、或いはその発生頻度等に応じて Vノ F制御の段階で電流を抑制することを提案するものである。この場合、素子の過電流を高速に制限する手段を実現することが必要である。特に三相正弦波交流を出力するィンバータでは、電流を制限するためにどのパワー素子を一時、オフすればよいかを高速に判断することが必要である。また、低コスト化のため、電流検出手段の数をできるだけ少なくしたい。

本発明の口的は、加速時に出力電流をパワー素子の過電流レベル以下に制限すると共に、出力電圧或いは出力周波数を過電流制限に応じて自動調整するモータ駆動装置を提供することにある。発明の開示

上記目的は、直流電源に接続されたィンバ一タを所望の出力電圧及び出力周波数に応じて駆動させるモータ駆動装置において、直流電源からィンバータに供給する電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路の指令に応じてィンバータの出力段パワー素子に流れる電流を過電流レべル以下に制限してインバータの動作を継続する過電流制限回路と、過電流制限回路が電流を制限する期間或いは頻度に応じて P W M制御の搬送波の振幅を変化させる制御回路を設けることにより達成できる。

好ましい実施態様としては、高速な過電流制限手段を実現するために、ィンバータの各相毎に出力電圧と前記各アームのオン信号に応じて該相から出力する電流の極性を検出する電流極性検出回路を設け、各相の電流極性検出手段の指令に応じてアームを特定すると共に電流検出回路が電流制限値を検出した際に特定されたアームにオフさせる判断回路を設ける。

また、好ましい実施態様としては、電流検出回路の指令に応じて振幅が変化する搬送波を発生させる搬送波出力回路と、所望する周波数に応じた信号と搬送波を比較してィンバータの各アームにオン信号を供与する信号比較回路を設ける。これにより、モータ電流を三相正弦波交流に維持した状態で制限値以下に自動調整することができる。

また、上記目的は、直流電源に接続されたイバータを所望の出力電圧及び出力周波数に応じて駆動させるモータ駆動装置において、直流電源からィンバータに供給する電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路の指令に応じてィンバータの出力段パワー素子に流れる電流を過電流レベル以下に制限してインバータの動作を継続する過電流制限回路と、過電流制限回路が電流を制限する期間或いは頻度に応じて、出力電圧または出力周波数を変化させる制御回路を設け、過電流制限回路に、インバ一タの各相毎に出力電圧と各相下アームのオン信号に応じて該相から出力する電流の極性を検出する電流極性検出回路と、各相の電流極性検出回路の指令に応じてアームを特定し、電流検出回路が電流制限値を検出した際に特定されたアームにオフさせる判断回路を設けることにより達成できる。

本発明のモータ駆動装置によれば、上記電流極性検出回路の働きで三相インバータの各相（u , V， Wと呼称する）の出力電流の極性を検知して極性が異なる 1 つの相を選び、その極性が正か負かによって 6つのアームの内、最大電流を流しているアームを特定することができる。この方法は出力電圧を検出して判断するため、電流検出回路はィンバータの直流電源ラインに 1 つ備えるだけでよい。そして電流検出回路が過電流を検知すると、直ちに最大電流を流しているアームのパワー素子をォフさせて電流を過電流レベル以下に制限させる。また、過電流を制限すると共にその回数に応じて搬送波の出力を増加させると、変調波の出力電圧及び出力周波数指令が一定であっても各アームに対するオン信号のパルス幅が短くなり、この結果としてモータ電流は三相正弦波交流の波形を維持したまま振幅は過電流レベル以下に自動的に制限される。

同様に、まず過電流を制限すると共にその回数に応じて出力電圧或いは出力周波数の少なくとも一方を減少させると、各アームに対するオン信号のパルス幅が短くなりモータ電流の振幅を過電流レベル以下に自動的に制限することができる。図面の簡単な説明

第 1 図は本発明の一実施例におけるモータ駆動装置の構成図であり、第 2図は過電流制限に関する制御回路の動作フローチヤ— 卜であり、第 3図は電流極性検出回路及び可変振幅三角波発生器の構成図であり、第 4図は過電流制限及び電流の自動調整の動作を説明するための波形図である。発明を実施するための最良の形態

第 1 図に本発明によるモータ駆動装置の一実施例を示す。第 1 図では. 交流電源 2 0から供給される交流電流をダイォードブリッジを用いた整流手段 1 9によって整流し、この電流を平滑用コンデンサ 1 8に流してこれを充電し、直流電源を作っている。コンデンサ 1 8の正負端子間には Q 〗〜Q 6のパワー半導体素子（第 1 図では電圧駆動型の I G B T , 絶緣ゲ一卜型バイポーラトランジスタを適用している）を三相プリッジ構成に接続したインバータ主回路 1 7 とその負極側にシャン卜抵抗 R s を直列に接続して備える。尚、パワー半導体素子 Q 1〜Q 6にはそれぞれ逆並列にダイォード D 1〜D 6が接続されており、 Q 1〜Q 6に対する逆電流を流す。このような構成のィンバータ 1 7 を用いて U， V， W 各相の出力端子からモータ 1 6に可変周波数の交流電流を供給する。本発明では、モータ電流の極性を次のように決める。すなわち、出力端子からモータに流れ込む電流を正の極性とし、モータからインバ一タに流れ込む電流を負の極性とする。

マイコン 1 5からは後述するように変調波としての三相交流信号が出力され、その振幅と周波数がそれぞれモータの電圧指令及び周波数指令に対応する。 1 はパワー半導体素子 Q 1〜Q 6 を上記変調波に応じてォン，オフさせる制御回路である。制御回路 1 の内部に設けた過電流制限に関わる構成が本発明の特徴である。本発明では、制御回路 1 内部に設けた回路要素を集積回路化に適した構成にしている。

制御回路 1は、ィンバータ 1 Ίの U， V , W各相を独立に駆動するため、上アーム素子用駆動回路 2— 1 , 下アーム素子用駆動回路 2— 2、及び浮動電位状態にある駆動回路 2— 1 に信号を伝達するレベルシフ卜回路 3 を各扣分備えている。ただし、第 1 図の実施例ではこれらの内 U 相分についてのみ図示している。駆動回路 2— 1及び駆動回路 2— 2の構成としては種々考えられるが、 I G B Tのようにオン，オフの過渡時にわずかな期間だけゲ一ト電流を流せばよい場合には、例えば CMOS卜ランジスタからなるコンプリメンタリープッシュプル構成が挙げられる。制御回路 1 の基準電位はシャン卜抵抗 R sの負側端子にあたる N端子であり、駆動回路 2— 2はこの基準電位に対して 5〜 1 5 Vの振幅を持つ信号で駆動され、 I G B T Q 2のゲートーェミッタ間に約 1 5 Vの電圧を印加する。一方、駆動回路 2— 1 は U相の出力端子を基準電位とする信号が必要であり、かっこの出力端子の電圧は Q 1 或いは Q 2の状態に応じて変わる浮動電位であるため、上.記 N端子を基準電位とする信号を U相の出力端子を基準電位とする信号に変換するレベルシフ卜回路 3 が必要である。このレベルシフト回路の例は特開平 6— 3533 号公報に開示されている

マイコン 1 5が出力する三相正弦波交流の電圧指令、及び周波数指令は通常、ディジタル信号であり、この信号は制御手段 1 に含まれる D Z Aコンバータ 1 3によってアナログ信号に変換される。ただし、電圧指令，周波数指令を与える手段 1 5はマイコンに限定されるものではなく振幅と周波数が可変な三相正弦波交流信号を出力するアナログ回路でも良い。この場合には、制御手段 1 は D _/ Aコンバータ 1 3を備える必要はない。

コンパレータ 1 2— 1 ， 1 2— 2及び 1 2— 3は、 D / Aコンバータ 1 3でアナログ信号に変換されたじ， V , W各相用の変調波信号と可変振幅三角波発生器 1 1 が出力する三角波を比較する手段であり、変調波信号の瞬時値が三角波信号の瞬時値に比べて大きい場合には各相の上ァームをオンさせ、逆に小さい場合には下アームをオンさせる。コンパレータ 1 2— 1， 1 2— 2及び 1 2— 3の出力は、変調波信号と三角波信号を比較して結果をハイ（H ) 或いは口一（ L ) という 2値化にした信号であり、この信号に応じて各相の上アーム或いは下アームのいずれをオンさせるかの判断を判断回路 5で決める。

判断回路 5の処理内容は、第 1 に一般的な非ラップ期間の挿入である < コンパレータ 1 2— 1， 1 2— 2及び 1 2— 3の出力が Hの場合に上ァーム、 Lの場合に下アームをオンさせるものとすれば、上アームと下ァ一ムの切リ替えの際に駆動回路或いはレベルシフ卜回路に遅れ時間があることを考慮して、上及び下アームが両方ともオフになる非ラップ期間 (約程度）を設ける必要がある。ここまでの構成は三角波の振幅が可変である点を除けば、変調波と搬送波を比較してパルス幅を決めるパルス幅変調（ P W M ) 制御の一般的な構成と同じである。

判断回路 5における処理内容の第 2は、過電流検出時に特定のアームのみをオンからオフに変える過電流制限でり、この点については後ほど詳しく説明する。判断回路 5の出力はパヮ一半導体素子 Q 1〜 Q 6に対する駆動信号であり、 Q 1 に対する駆動信号を U T G， Q 2に対する駆動信号を ϋ B Gと呼称する。信号 U T Gはレベルシフ卜 3 を介して駆動回路 2— 1 に伝達される。また、信号 U B Gも同様に駆動回路 2— 2に伝達されると共に電流極性検出回路 4に伝えられる。第 1 図には U相に関する電流極性検出回路 4のみを図示したが、実際には制御回路 1 は他に V、及び W相に関する電流極性検出回路を備える。第 1 図の電流極性検出回路 4は、信号 U B Gの他に U相出力端子の電圧をもとに U相からモータに出力する電流の極性を検出し、その検出結果を判断回路 5に伝える。

シャン卜抵抗 R sは、平滑コンデンサ 1 8からインバ一タ 1 7 に供給する電流を検出するものであり、シャン卜抵抗両端の電圧をフィルタ 1 4 を介して電流比較用のコンパレータ 6及び 7 に伝える。コンパレ一タ 6は過電流制限用、コンパレータ 7は短絡検出用である。いずれのコンパレータも各相に対して共通であり、それぞれ 1 つずつ設けられる。ィンバータではノィズ誤動作等で各相の上下アームの短絡が発生する恐れがあるため、コンパレータ 7 を設けている。両コンパレータは、シャン卜抵抗両端の電圧と比較すべき基準電圧 V i， V 2 を人力する。両者の値は V 1 < V 2の関係にあり、コンパレータ 6で検出する過電流値はコンパレータ 7で検出する短絡電流値より低い値に選ばれる。尚、これらの基準電圧はドライブ電源 2 1 に設けられたスィツチングレギュレータ等により、平滑用コンデンサ 1 8の高圧直流電圧を降圧して得られる。スィツチングレギュレータ等で降圧された低圧直流電圧はコンデンサ V cに蓄えられる。

以後、本発明の特徴である過電流制限のための構成とその動作を、第 1 図に加えて第 2図のフローチャートを用いて説明する。

第 2図の（ 1 ) は電流極性検出回路 4における処理を示す。各相の電流極性検出回路による極性の判断は、コンパレ一タ 6が過電流を検出したか否かに関わらず、ィンバ一タ 1 7の動作中常時行われるものとする。ここでは、各相の下アームにオン信号が与えられている期間（即ち、 U 相を例とすると前述の U B Gがオンを指示している場合）において、出力電圧が正の値であれば電流は負の極性であり、逆に出力電圧が負の値であれば電流は正の極性と識別する。

このようにして電流の極性を識別できるのは、次の理由による。すなわち、誘導性負荷に対するインバ一タの一般的な動作において、出力電流が正の場合、電流は上アームのパワー素子か、下アームのパワー素子に逆並列接続されたダイォードを流れ、逆に出力電流が負の場合には、電流は上アームのパワー素子に逆並列接続されたダイオードか、下ァームのパワー素子を流れる。ここで、電流が下アームのパワー素子か下ァ —ムのパワー素子に逆並列接続されたダイォードのいずれかを流れている場合には出力電圧は低電圧であり、電流が下アームのパワー素子を流れていれば、出力電圧はパワー素子のオン抵抗値と電流値の掛け算で求められる正の電圧（以後、この電圧をパワー素子のオン電圧と呼ぶ。その値は約 2〜 3 V程度。）になっている。 -一方、電流が下アームのパヮ一素子に逆並列接続されたダイォ一ドを流れる場合には、出力電圧はダィォ一ドの順方向電圧降下に等しくなる。この電圧はパワー素子のオン電圧とは逆極性であり、その値は約一 2 V程度である。このように、下アームにオン信号が与えられている期間において出力電圧の正負を検出すれば、電流の極性を求めることができる。この方法では、上アームにオン信号が与えられている期間には電流の極性を識別できない。しかしながら、 P W M制御の搬送波に相当する三角波は通常モータ電流に比べて周波数が十分高いため、特に問題はない。すなわち、例えばモータ電流の周波数を 1 0 0 H z，三角波の周波数を 1 ◦ k H _Z とすれば、モータ電流が正又は負の期間中に上，下アームを交互にオンする信号が合計 1 0 0回も^えられることから明らかであるように、下アームのオン期間における極性検出で十分であるといえる。また、後述する第 3図に示すように、電流極性検出回路 4が検出した結果はラッチ回路によって、次の電流極性の切り替わり時刻まで記憶される。

次に、コンパレータ 6によってシャン卜抵抗両端の電圧が過電流レべルに相当する基準電圧 V 1 を越えたことが検出されると、判断回路 5は各相の電流極性検出回路 4の検出結果をもとに、各相の電流極性で他の相と極性が異なる相を選び、かつ、その極性が正負のいずれであるかという情報から、 Q 1 ~ Q 6のどのパワー素子に過電流が流れているかを判断する。第 3図のフロ一チヤ一卜の（ 3 ) に電流の極性と過電流が流れているアームの特定方法を示す。判断回路 5は過電流が流れていると判断されたアームのパワー素子を直ちにオフに切り替え、モータ電流を過電流レベル以上に増加させないよう制限する。この結果、電流はインバータとモータ間で環流する。このようにして電流は過電流レベル以下に制限され、判断回路 5はコンパレータ 1 2 — 1〜 1 2— 3力'、先に過電流が流れていたパワー素子を再びオンさせる指令を下すとこれに従うものとする。そして、この素子の電流が過電流レベルを越えると上で述ベたのと同様な判断で再びこれをオフさせる。こうした動作を繰り返すと、モータ電流は過電流レベル以上には増加しないが、三相正弦波交流の関係が崩れてしまう。そこで、第 2図のフローチヤ一卜の（ 4 ) に示すように、過電流が検出された回数に応じて三角波の振幅を変化させ、相対的に電圧指令値を減少させる制御を行う。この制御法の詳細に関しては第 4図を用いて後述する。

三角波の振幅を過電流が検出された回数に応じて増加させるには、第 1 図に示すようにコンパレータ 6の出力を用いてワンショッ卜パルス発生器 8によリー定幅のパルス信号を出力し、このパルスが持つ電荷を積分器 9内のコンデンサ c 1 に蓄積する。過電流を検出した後、判断回路 5の働きで過電流を流していたパワー素子はオフされ、電流はそれ以上増加しないためコンパレータ 6の出力は変化するが、それ以前にワンショッ卜パルス発生器 8 を動作させていれば、上記一定幅のパルスは安定に出力される。

積分器 9に充電された電圧はオペアンプ 1 0を介して増幅され、オペアンプ 1 0の出力に基づいて可変振幅三角波発生器 1 1 は搬送波である三角波の振幅を増加させる。この制御によって各相アームに伝達されるオンパルスの幅が変化し、モータ電流は周波数を維持した状態で振幅が減少する。モータ電流が過電流レベル以下になると、ワンショットノレスは出力されなくなり積分器 9でコンデンサ C 1 に並列に設けられた抵抗手段 R 2によって、コンデンサの充電電圧は徐々に減少し、各相ァームに伝達されるオンパルスの幅も徐々に正規の値に復帰してゆく。この過程は第 2図のフローチヤ一卜で（ 5 ) に相当する。

第 3図には電流極性検出回路 4及び可変振幅三角波発生器 1 i の具体的な回路構成の一例を示す。電流極性検出 4は基準電圧 V Bを抵抗 R 8 と R 9 を用いて分圧すると共に、 R 8 と R 9の接続箇所と U相の出力端子間にダイォード D 7 を接続している。出力端子の電圧が低電圧の場合、 R 8 と R 9の接続箇所の電圧は分圧比で決まる値以下に減少する。パヮ一素子 Q 2に電流が流れている場合のオン電圧を 3 V , ダイオード D 2 に電流が流れている場合の順方向電圧降下を一 3 Vとすると、 R 8 と R 9の接続筒所の電圧は上記オン電圧、或いは順方向電圧降下からダイォード D 7の電圧を差し引いた値になる（D 2の場合には D 7の電圧を上記一 3 Vに加える）。但し、オン電圧と順方向電圧降下はいずれも電流に応じて変化する。 R 8 と R 9の接続箇所の電圧はコンパレータ 2 4 — 1 と 2 4 — 2に入力され、それぞれ基準電圧 V 3或いは V 4 と比較される。ここで、コンパレータ 2 4 — 1 は R 8 と R 9の接続箇所の電圧が負の値であることを検出し、その出力がハイ（H ) になり、コンパレータ 2 4 — 2は R 8と R 9の接続箇所の電圧が正の値でかつ上記オン電圧から D 7の電圧を差し引いた値より大きい場合に出力がハイになるものとする。コンパレータ 2 4 — 1及び 2 4— 2の出力とパワー素子 Q 2へのオン信号 U B Gをもとにロジックインバ一タ 2 5 - 1 ， 2 5 - 2 , AN D回路 2 6— 1 ， 2 6 — 2 を用いて電流の極性を識別する。第 3図の論理回路構成によれば、コンパレータ 2 4 — 1 の出力がロー，コンパレ一タ 2 4— 2の出力もローで U B Gがハイの場合は電流は正であり、コンパレータ 2 4 — 1の出力がハイ，コンパレータ 2 4 一 2の出力が口一で U B Gがハイの場合は電流は負である。それぞれの極性は AND回路 2 6 - 1及び A N D回路 2 6— 2の出力がハイとして判断回路 5に伝達される。この電流極性検出回路 4 と同じ構成の電流極性検出回路が各相に対して設けられている。

次に、可変振幅三角波発生器 1 1 は、コンパレータ 2 2，ロジックィンバータ 2 5— 3，コンデンサ C 2，抵抗 R 7 を有し、三角波の振幅を基準電圧 V Bと抵抗 R 3， R 4 , R 5 , R 6、及びトランジスタ 2 3の等価抵抗から決め、三角波の電圧最大値 V Hと最小値 V Lをそれぞれ、式（ 1 ) 及び式（ 2 ) から得る。

R 3 VB

VH= VB- R 0. 1 )

R 3 + R 5 + R 0 R 3 ( R 5 + R 0 )

R 4

R 3 + R 5 + R 0

R 4 VB

VL= R 0 2 )

R 4 + R 5 + R 0 R 4 ( R 5 + R 0 )

+ R 3

R 4 + R 5 + R 0

ここで、 R 0は R 6 とトランジスタ 2 3の合成抵抗である。オペアンプ 1 0の出力に応じてトランジスタ 2 3の等価抵抗を減少させると、式（ 1 ) 及び式（ 2 ) における合成抵抗 R 0は減少し、この結果として三角波の電圧最大値 VHは増加し、逆に最小値 VLは減少して、三角波の振幅は増加する。コンデンサ C 2の両端の電圧は三角波であり、この電圧をコンパレータ 1 2 — 1〜 1 2 — 3に入力して変調波と比較する。

第 4図は制御手段 1 による過電流制限の動作に関する説明図である。第 4図で VZF信号が図 1 の DZAコンバータ 1 3 を通した後の変調波であり、これを可変振幅の三角波と比較して U相の信号 U T G, U B G を作る。第 4図では、三角波の周波数と変調波の周波数比を実際に比べて小さく描いてある力実際には三角波は変調波に比べて 1 0 0倍程度高周波である。

第 4図の下側には各相の出力電流 I u， I V , I wと過電流レベル I 0 c , コンパレータ 6で検出された過電流検出信号、及び判別手段 5 で判断された過電流を流しているパワー素子の番号の関係を示す。尚、第 4図の上図と下図は時間的に同期している。各相の出力電流 I u , I v， I wの図に示した番号 1 ) 〜6 ) は第 2図の（ 3 ) に示した各ケ —スを表しており、過電流を流しているパワー素子は第 4図の下図に示すように判断される。

出力電流が第 4図に示すように過電流レベル I o c を越えると、前述のように、過電流を流しているパワー素子をオフさせると共に、三角波の振幅を増加させる。この処理により U相を例とすれば同図に示したようにオン信号 U T G， U B Gはパルス幅が狭くなる。同様に V， W相の上下アームに対するオン信号もパルス幅が狭くなり、これらによって出力電流は三相正弦波を維持したまま振幅が減少して、過電流レベル以下に制限される。

以上の実施例では、過電流が検出された回数に応じて三角波の振幅を増加させたが、三角波信号は変化させずに第 4図の V Z F信号の振幅、或いは振幅と周波数の比を一定に保ったまま周波数を過電流が検出された回数に応じて減少させても同じ動作になる。この場合には、第 1 図の実施例でオペアンプ 1 0の出力を三角波発生器 1 1 ではなくマイコン 1 5に入力する。マイコン 1 5では A Z Dコンバータを用いてこの信号をディジタル化し、出力電圧或いは出力周波数の指令値を予め決められた処理に従って行い、指令値を変更すれば良い。産業上の利用可能性

以上述べたように、本発明によるモータ駆動装置は過電流を検出するとインバ一タの特定のアームのみをオフしてモータ電流を制限すると共に、過電流検出の回数に応じて. 角波の振幅を増加させ、等価的に変調波の電圧指令値が减少したように制御する。このモータ駆動装置を用いると、起動時に変調波をソフ卜スター卜させることなく、所望する周波数指令を初めから与えて、モータを起動させることも可能である。本発明のモータ駆動装置は第 1 図でモータに接続される負荷がファンゃボンプのように、モータの速度に応じて負荷トルクが速度の 2乗に比例する用途に適している。このような用途では起動時のトルクが定格トルクの約 3 0 %と軽いため、従来は起動時に過電流が発生しやすかつた。本発明により過電流を制限しながら運転続行すると、モーダ駆動装置自身による電流制限作用に加えて、モータの速度が増加するに連れて負荷卜ルクが増えることから、電流は負帰還的に抑制され、従来よりも短時間に定格トルクに達することができる。また、本発明によれば起動時の電流がパワー素子にとっての最大値にあたる過電流レベルに設定されているので起動時におけるモータトルクは最大の状態にあり、上記ファンやポンプ以外の用途で起動時に高トルクが必要な用途に対しても適している。

本発明によればィンバータは素子の過電流レベル一杯までを出力電流 ^ して、モータの加速時間を従来よリ短くすることができる。

Claims

請求の範囲

1 . 直流電源に接続されたィンバータを所望の出力電圧及び出力周波数に応じて駆動させるモータ駆動装置において、

前記直流電源から前記ィンバータに供給する電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の指令に応じて前記ィンバータの出力段パヮ一素子に流れる電流を過電流レベル以下に制限して前記ィンバータの動作を継続する過電流制限回路と、該過電流制限回路が電流を制限する期間或いは頻度に応じて P W M制御の搬送波の振幅を変化させる制御回路を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。

2 . 請求項 1 記載のモータ駆動装置において、

前記過電流制限回路は、前記インバータの各相毎に出力電圧と前記各相下アームのオン信号に応じて該相から出力する電流の極性を検出する電流極性検出回路を備えると共に、前記各相の電流極性検出回路の指令に応じてアームを特定し、前記電流検出回路が電流制限値を検出した際に前記特定されたアームをオフさせる判断回路を備えることを特徴とするモータ駆動装置。

3 . 請求項 1 記載のモータ駆動装置において、

前記電流検出回路の指令に応じて振幅が変化する搬送波を発生させる搬送波出力回路と、前記所望する周波数に応じた信号と前記搬送波を比較して前記インバータの各アームにオン信号を供与する信号比較回路を備えることを特徴とするモータ駆動装置。

4 . 請求項 1記載のモータ駆動装置において、

前記電流検出回路の指令に応じて振幅が変化する搬送波を発生させる搬送波出力回路と、前記所望する出力電圧及び出力周波数に応じた信号と前記搬送波を比較して前記ィンバータの各アームにオン信号を供与する信号比較回路と、前記ィンバータの各相上アームに前記オン信号を伝達するレベルシフ卜回路と、前記オン信号に応じて前記インバ一タの各アームを駆動する駆動回路と、前記インバータの各相毎に出力電圧と前記各相下アームのオン信号に応じて該相から出力する電流の極性を検出する電流極性検出回路と、前記各相の電流極性検出回路の指令に応じてアームを特定し、記電流検出回路が電流制限値を検出した際に前記信号比較回路から前記特定されたアームに供与される信号をオフ信号に変化させる判断回路を 1 つの集積回路に集積化にしたことを特徴とするモータ駆動装置。

5 . 直流電源に接続されたィンバータを所望の出力電圧及び出力周波数に応じて駆動させるモータ駆動装置において、

前記直流電源から前記ィンバータに供給する電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の指令に応じて前記ィンバータの出力段パヮ一素子に流れる電流を過電流レベル以下に制限して前記ィンバータの動作を継続する過電流制限回路と、該過電流制限回路が電流を制限する期間或いは頻度に応じて、前記出力電圧または前記出力周波数を変化させる制御回路を備え、

前記過電流制限回路は、前記ィンバータの各相毎に出力電圧と前記各相下アームのオン信号に応じて該相から出力する電流の極性を検出する電流極性検出回路と、前記各相の電流極性検出回路の指令'に応じてァ一ムを特定し、前記電流検出回路が電流制限値を検出した際に前記特定されたアームにオフさせる判断回路を備える

ことを特徴とするモータ駆動装置。

6 . 特許請求項 1 または請求項 5記載のモータ駆動装置を用い、電圧指令及び周波数指令を入力し、ファンまたはポンプのモータを加減速制御することを特徴とするフアンまたはポンプの駆動装置。