WO1995002921A1 - Appareil et procede de regulation du courant d'un entrainement a vitesse variable - Google Patents

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Yasuhiro Yamamoto
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Kabushiki Kaisha Meidensha
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Definitions

  • the present invention relates to a device for performing current control of a so-called variable speed drive device (hereinafter referred to as a variable speed drive device) for improving current control characteristics near a voltage saturation of a current control system of a voltage type PWM inverter, and a method for implementing the same.
  • a variable speed drive device for performing current control of a so-called variable speed drive device (hereinafter referred to as a variable speed drive device) for improving current control characteristics near a voltage saturation of a current control system of a voltage type PWM inverter, and a method for implementing the same.
  • a variable speed drive device for improving current control characteristics near a voltage saturation of a current control system of a voltage type PWM inverter
  • Fig. 1 shows the configuration of a variable-speed drive using a voltage-type PWM (pulse width modulation) inverter disclosed in Japanese Patent Application No. 7983/1990 filed on January 17, 1990.
  • PWM pulse width modulation
  • reference numeral 1 denotes a vector control unit that uses data such as a speed or torque command and speed detection
  • reference numeral 2 denotes an ACR (current) control unit that performs current control calculations based on the current command of the vector control unit
  • Reference numeral 3 denotes a PWM pattern generator that calculates a three-phase PWM pattern from the voltage amplitude and phase command of the voltage space vector of the ACR control unit and issues a PWM command based on the PWM pattern.
  • Reference numeral 5 denotes a gate signal circuit
  • reference numeral 6 denotes a drive circuit
  • reference numeral 7 denotes an inverter main circuit
  • reference numeral 8 denotes an induction motor. Further, in FIG.
  • reference numeral 9 is a voltage detector
  • reference numeral 10 is a current detector
  • reference numeral 11 is a speed detector
  • Symbols 1 and 2 are a sample and hold circuit that holds the output current at that time until the end of AZD conversion in synchronization with the 0 (zero) vector intermediate sample and hold signal from the PWM pattern generator.
  • a converter 22 is an adder that obtains a power supply speed ⁇ 0 from the rotor speed ⁇ ⁇ ⁇ from the speed detector 11 and the slip angular speed cs.
  • FIG. 5 shows a block circuit of the PWM pattern generator 3.
  • reference numeral 31 denotes 60 ° from the vector voltage command V from the ACR control unit 1 and the output voltage phase command V.
  • reference numeral 32 is a half PWM time T as shown in FIG. 2 0 base click preparative Le time To the voltage base-vector time Tauramuda, make bisecting the time de one data on both sides of the T, the time data T 2, the time data for 3-arm modulation that outputs T 3 Shows the creation unit.
  • reference numeral 3 3 time data T !, T 2 the time switching switch for converting the T 3 phase voltage time Tu, Tv, the Tw, 34 is the time Ding 11, T v. Tw and Suitsu quenching phases Shows ONZOF F switching circuit that outputs voltage signals Vu, Vv. Vw (PWM pattern).
  • reference numeral 35 6 0 0 each mode selection circuit of the output voltage phase 0v from AC R controller, reference numeral 36 6 0 ° each mode selection circuit output is input 60.
  • Reference phase output table that outputs the reference phase I for each output.
  • Reference numeral 37 is the output voltage phase 0 minus the reference phase for each 60 °, and the output voltage phase ⁇ limited to 60 ° is converted to the PWM pattern calculation unit 3.
  • a switch selection table for controlling the time switching switch 33 by the output of the mode selection circuit 35 for each, reference numeral 39 denotes a switching ON / OFF control circuit for controlling the ONZOFF switching circuit with the PWM time Tc and sampling current. .
  • the above PWM pattern is calculated by the circle approximation method, the 0 vector time ⁇ 0 is divided into two equal parts on both sides of the time ⁇ , ⁇ , and the current is coupled at the break point of the PWM pattern (hereinafter referred to as 3
  • the arm modulation method as the output voltage increases, the width of the zero vector decreases.
  • Figures 7 ( ⁇ ) and ( ⁇ ) show the vector before and after the occurrence of the zero vector chip, respectively.
  • Fig. 7 when the dead time compensation shifts the zero vector period at point ⁇ to point D as shown in ( ⁇ ⁇ ⁇ ), the zero vector is missing at point ⁇ , and the zero vector appears earlier at point D.
  • the locus of the current vector is as shown in Fig. 8. In this case, the locus of the current vector is the same up to “1” and “2”, but the period of “3” becomes longer. Therefore, the current vector moves greatly. Since “4”, “5”, and “6” remain the same, the period of “3” is shorter than the current vector locus (not shown) in the case of FIG. 7 (A) in which 0 vector is not missing.
  • the vector period of “7” becomes shorter by the increase of 0 vector, and the 0 vector period of “8” also becomes 0 vector that should have been in the period of “3”.
  • the end of the "9" coincides with the beginning of the "1".
  • the PWM pattern has the same voltage component, the current differs depending on the location where the 0 vector is inserted.
  • the present invention has been made in view of such a conventional problem, and its purpose is to change the PWM pattern from the three-arm modulation scheme to the two-arm modulation scheme near the voltage saturation without changing the ACR control system.
  • An object of the present invention is to provide an apparatus and a method for performing current control of a variable-speed drive device in which ACR control characteristics near voltage saturation are improved by switching to the method. Disclosure of the invention
  • An apparatus for performing current control of a variable-speed driving device includes: a PWM pattern calculation unit that calculates a three-phase PWM pattern from a voltage command and an output voltage phase of a current control unit; A time data for 3-arm modulation for generating time data for 3-arm modulation from a voltage vector time including the 0 vector time, a time switching switch for switching the time data for each phase, and the voltage vector.
  • the time data generation unit for two-arm modulation that generates time data of the two-arm modulation method from the torque vector time is compared with the zero vector time and the dead time compensation set value.
  • a comparison circuit that outputs a two-arm modulation switching signal; and a modulation switching switch that switches between the 3-arm modulation time data and the 2-arm modulation time data according to the switching signal of the comparison circuit and outputs the data to the time switching switch. It is provided.
  • the comparison circuit may have a hysteresis characteristic.
  • the comparison circuit can compare the zero vector time with a time proportional to the dead time compensation set value.
  • a three-phase PWM pattern is calculated from a voltage command and an output voltage phase of the current control unit, and the zero vector calculated in this calculation step is calculated.
  • the time data for 3-arm modulation is created from the voltage vector time including the torque time, and the time data is converted by using a time switching switch for switching the time of each phase.
  • the time data of the 2-arm modulation method is created, and the 0-vector time is compared with the dead-time compensation set value.When the 0-vector time becomes shorter, a 3-arm nom 2-arm modulation switching signal is output. Using the modulation switching switch to switch between the arm modulation time data and the two-arm modulation time data according to the switching signal output by the comparison and to output the time data to the provided time switching switch.
  • FIG. 1 is a block diagram of a block diagram of a variable speed drive disclosed in Japanese Patent Application No. 2-7983.
  • FIG. 2 is a functional block diagram of a PWM pattern generator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of a zero vector arrangement of the embodiment in the PWM pattern generator shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a locus of a current vector of the embodiment in the PWM pattern generator shown in FIG.
  • FIG. 5 is a functional block diagram showing a conventional PWM pattern generator related to FIG.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating time data and time data in three-arm modulation.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the movement of the zero vector.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram of a current vector locus at the time of zero vector movement.
  • FIG. 2 shows a PWM pattern generator according to an embodiment of the present invention. Note that the same components as those shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals, and redundant description thereof will be omitted.
  • reference numeral 32 denotes a three-arm modulation time data generation unit
  • reference numeral 41 denotes a two-arm modulation time data generation unit including codes 42 and 43
  • reference numeral 42 denotes a PWM pattern calculation unit 31.
  • the voltage vector time ⁇ ⁇ , ⁇ and the 0 vector time To are input, and the 0 vector time ⁇ 0 is concentrated behind the time ⁇ , ⁇ ⁇ , and the time data ⁇ !, ⁇ 2 , ⁇ 3 are output
  • the time data generator that generates the time data 3 ⁇ , ⁇ ⁇ , To is also input to the code 43, and the 0 vector time T 0 is concentrated before the time ⁇ ⁇ , Tju to output the time data Th ⁇ 2 , ⁇ 3
  • This section shows the time data generator.
  • Reference numeral 45 denotes a value K ⁇ Tdly obtained by multiplying the zero vector period To of the PWM pattern calculation unit 31 and the dead time compensation set value Tdly by the coefficient K in the ratio circuit 44, and TQ ⁇ K ⁇ Tdly Shows a comparison circuit consisting of a hysteresis type comparator that outputs a 3-arm Z 2-arm modulation switching signal.
  • reference numeral 46 denotes the output of the 3-arm Z-arm modulation switching signal circuit 45 and 60.
  • the switch selection table which receives the output of the roll circuit 39 and outputs the 3-arm 2-arm modulation switching data.
  • reference numeral 4 7 shows the modulation switching switch which is controlled by the data switch selection table 4 6, 3 when arm modulation time data generating unit 3 and second time data T !, T 2, T 3 as it is T! ', T 2', and output as ⁇ 3 ', 0 ⁇ / ⁇ FF switching circuit 3 4 forces, in La 3-arm modulation method PWM pattern Output.
  • the time data TT 2 , ⁇ 3 of the time data generators 4 2, 4 3 are divided into two equal parts of the zero vector time To of the conventional PWM half-week period as shown in Fig. 3 to obtain the voltage.
  • the vector time Ts and the one allocated to both sides of T are changed. That is,
  • the current sampling may be performed every PWM half-week as usual, and the center of gravity of one cycle of the current locus shown in FIG. 4 is sampled. Therefore, the ACR control system shown in Fig. 1 (Japanese Patent Application No. 2-79983) can be applied as it is. Industrial applicability
  • the three-arm modulation method is used.
  • the comparison circuit compares the zero vector time from the PWM pattern calculation unit with the dead time compensation set value, and switches the switching signal before the zero vector is generated. Is output to the modulation switching switch.
  • the modulation switch switches the time data in the 3-arm modulation to the time data of the 2-arm modulation, outputs the data to the time switching switch, and switches the current control to the 2-arm modulation PWM pattern.
  • the 2-arm modulation method has a lower current ripple than the 3-arm modulation method.
  • the comparison circuit since the comparison circuit has a so-called hysteresis, it is not necessary to frequently switch between the three-arm modulation and the two-arm modulation near the voltage saturation. Furthermore, if the time to be compared with the zero vector time in the comparison circuit is a value obtained by multiplying the dead time compensation value by the ratio, the switching ratio between the three-arm modulation and the two-arm modulation for the voltage command can be changed by changing the ratio. Can be adjusted.
  • the present invention has various excellent industrial applicability.

Landscapes

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  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

明 細 書 可変速駆動機の電流制御を実施する装置及びその実施方 技術分野
本発明は、 電圧形 PWMインバータの電流制御系の電圧飽和近くでの 電流制御特性を向上させる所謂可変速駆動装置 （以下、 可変速駆動機と 称する） の電流制御を実施する装置及びその実施方法に関する。 背景技術
図 1に 1 990年 1月 1 7日出願した日本国特許出願平成 2年第 79 8 3号に開示された電圧形 PWM (パルス巾変調） インバータを用いた 可変速駆動機の構成を示す。
図 1において、 符号 1は速度又はトルク指令及び速度検出等のデータ を用いたべク トル制御部、 符号 2はべク トル制御部の電流指令により電 流制御演算を行う A CR (電流） 制御部、 符号 3は AC R制御部の電圧 空間べク トルの電圧振幅と位相指令から 3相 PWMパターンを演算し、 P WMパターンに基づき P WM指令を発する P WMパターン発生器、 符 号 4はデッ ドタイム補償回路、 符号 5はゲート信号回路、 符号 6はドラ イブ回路、 符号 7はインバータ主回路、 符号 8は誘導電動機である。 更に、 図 1中符号 9は電圧検出器、 符号 1 0は電流検出器、 符号 1 1 は速度検出器、 ？ ί号 1 2は PWMパターン発生器よりの 0 (ゼロ） べク トルの中間サンプルホールド信号と同期してその時の出力電流を AZD 変換終了時まで保持するサンプルホールド回路、 符号 1 3は A/D変換 器、 符号 22は速度検出器 1 1からの回転子速度 ω ι·と滑り角速度 c s より電源速度 ω0を得る加算器を示す。
図 5は、 PWMパターン発生器 3のブロック回路を示すもので、 図 5 に於て、 符号 3 1は ACR制御部 1からのべク トル電圧指令 Vと、 出力 電圧位相指令 Vから 6 0° 間に限定された出力電圧位相 ø及び直流電 源電圧 Vdc, PWM搬送波周期 （PWM時間） Tcから PWMパターン を円近似法で計算し、 6 0° 位相を異にする電圧ベク トル時間 Tス， T 及び 0べク トル時間 Toを出力する PWMパターン演算部を示す。
次に、 符号 32は図 6に示すように半 PWM時間 T。 2に 0べク ト ル時間 Toを電圧べク トル時間 Τλ, Τ の両側に 2等分した時間デ一 タを作り、 時刻データ T2， Τ3を出力する 3アーム変調用時刻デ ータ作成部を示す。
又、 符号 3 3は時刻データ Τ!， Τ2, Τ3を各相電圧時刻 Tu, Tv, Twに変換する時刻切換スィッチ、 34は時刻丁 11 , T v. Twをスイツ チングして各相電圧信号 V u, V v. Vw (PWMパターン） を出力す る ONZOF F切換回路を示す。
なお、 図 5中、 符号 35は AC R制御部からの出力電圧位相 0vの 6 00 毎モード選択回路、 符号 36は 6 0 ° 毎モード選択回路出力が入力 し 60。 毎の基準位相 Iを出力する基準位相出力テーブル、 符号 37 は出力電圧位相 0 から 6 0° 毎の基準位相 スを引いて 60° 間に限 定された出力電圧位相 øを PWMパターン演算部 3 1に出力する減算器、 符号 38は 60。 毎のモード選択回路 35の出力により時刻切換スィッ チ 33を制御するスィツチ選択テーブル、 符号 39は ONZOFF切換 回路を PWM時間 T cで制御すると共に電流をサンプリングするスィッ チング ON/OFFコントロール回路を各々示す。
さて、 上記 PWMパターンを円近似法で計算し、 0ベク トル時間 Τ0 を時間 Τλ, Τ の両側に 2等分して出力し、 電流は PWMパターンの 区切り点でカップリングする方法 （以下 3アーム変調方法という） は、 出力電圧が高くなると、 0ベク トルの幅が狭くなる。
0べク トルの幅が狭くなると、 デッ ドタイム補償により 0ベク トル欠 けが発生する。 このとき電流ベク トル軌跡は半径の大きな方向に移動す ο
図 7 (Α) ， （Β) に 0べク トル欠け発生前， 後のべク トルを各々示 す。 図 7において、 （Β) に示すようにデッ ドタイム補償により Β点の 0ベク トル期間が D点に移動し、 Β点で 0ベク トルが欠け、 D点では 0 べク トルが早く現れた場合、 電流べク トルの軌跡は図 8のようになる。 この場合、 電流べク トルの軌跡は、 「1」 ， 「2」 までは同じだが 「3 」 の期間が長くなる。 このため電流ベク トルは大きく移動する。 「4」 ， 「5」 ， 「6」 は元のままなので、 0ベク トルが欠けていない図 7 ( A ) の場合の電流べク トル軌跡 （図示省略） に比べ、 「3」 の期間が長くなつ た分だけ平行移動した位置に存在する。 「7」 のべク トル期間は 0べク トルが増えた分だけ短くなり、 「8」 の 0べク トル期間は 「3」 の期間 中にあるべきであった 0べク トルの分も長くなり、 結果として 「9」 の 終りは 「1」 の始めの点と一致する。
つまり、 0べク トル欠けが生じると、 電流べク トル最終軌跡の点は 0 ベク トルの無い部分と等しくなるが、 その期間中の軌跡は電流半径の大 きな方へ平行移動する。 そのため、 この期間中の電流の積分値は 0べク トルに欠けのない電流より大きくなつてしまう。 このため、 同じ電圧成 分の P WMパターンであるが 0べク トルの揷入場所により電流が異なる ことになる。
本発明は、 従来のこのような問題点に鑑みてなされたものであり、 そ の目的とするところは、 A C R制御系はそのままとして電圧飽和近くで P WMパターンを 3アーム変調方式から 2アーム変調方式に切換えるこ とにより、 電圧飽和近くでの A C R制御特性が向上するようにした可変 速駆動機の電流制御を実施する装置及びその実施する方法を提供するこ とにある。 発明の開示
本発明に係る可変速駆動機の電流制御を実施する装置は、 電流制御部 の電圧指令と出力電圧位相から 3相 P WMパターンを演算する P WMパ ターン演算部と、 この演算部で演算きれた 0ベク トル時間を含む電圧べ ク トル時間から 3アーム変調用の時刻データを作成する 3ァーム変調用 時刻データ作成部と、 この時刻データを各相時刻切換える時刻切換スィッ チと前記電圧べク トル時間から 2アーム変調方式の時刻データを作成す る 2アーム変調用時刻データ作成部と、 前記 0べク トル時間とデッ ドタ ィム補償設定値とを比較して 0ベク トル時間が小さくなると 3アーム 2アーム変調切換信号を出力する比較回路と、 この比較回路の切換信号 により前記 3ァーム変調用時刻デー夕と 2ァーム変調用時刻デー夕を切 換えて前記時刻切換スィツチに出力する変調切換スィツチを設けてなる ものである。
又、 上記比較回路にはヒステリシス特性をもたせるとよい。
更に、 上記比較回路は 0べク トル時間とデッ ドタイム補償設定値に比 例した時間とを比較しうるようにするとよい。
文、 本発明に係る可変速駆動機の電流制御を実施する方法は、 電流制 御部の電圧指令と出力電圧位相から 3相 P WMパターンを演算し、 この 演算工程で演算された 0べク トル時間を含む電圧べク トル時間から 3ァ ーム変調用の時刻データを作成し、 この時刻デ一タを各相時刻切換えを する時刻切換スィッチを用い、 且つ、 前記電圧べク トル時間から 2ァー ム変調方法の時刻データを作成し、 前記 0べク トル時間とデッ ドタイム 補償設定値とを比較して 0べク トル時間が小さくなると 3アームノ 2ァ ーム変調切換信号を出力し、 この比較により出力された切換信号により 前記アーム変調用時刻データと 2アーム変調用時刻データを切り換えて 前記備えた時刻切換スィツチに出力するよう変調切換スィツチを用いる 工程からなるものである。 簡単な図面の説明
図 1は、 上記特願平 2 - 7 9 8 3に開示された可変速駆動機のプロッ ク回路ダイヤグラムである。
図 2は、 本発明の実施例を示す P WMパターン発生器に於ける機能ブ ロックダイヤグラムである。
図 3は、 第 2図に示す P WMパターン発生器に於ける実施例の 0べク トル配置説明図である。
図 4は、 第 2図に示す P WMパターン発生器に於ける実施例の電流べ ク トルの軌跡を説明した図である。
図 5は、 第 1図に関連した従来の P WMパタ一ン発生器を示す機能ブ ロックダイヤグラムである。 図 6は、 3アーム変調に於ける時間データ及び時刻データを説明する 図である。
図 7は、 0ベク トルの移動を説明する図である。
図 8は、 0べク トル移動の際の電流べク トル軌跡の説明図である。 発明を実施するための最良の形態
以下に、 本発明に於ける実施例を図面を参照しつつ説明する。
図 2は、 本発明に於ける実施例の PWMパターン発生器を示す。 尚、 図 5に示したものと同一構成部分は同一符号を付してその重複する説明 を省略する。
図 2において、 符号 3 2は 3アーム変調用時刻データ作成部、 符号 4 1は符号 4 2 , 4 3からなる 2アーム変調用時刻データ作成部で、 符号 4 2は PWMパターン演算部 3 1からの電圧べク トル時間 Τ λ, Τ 及 び 0ベク トル時間 Toが入力し、 0ベク トル時間 τ0を時間 τλ, τ βの 後ろに集中させ時刻データ Τ!, Τ2, Τ3を出力する時刻データ作成部、 符号 4 3は同じく時間 Τ λ， Ύ μ, Toが入力し、 0ベク トル時間 T0を 時間 Τ λ, Tjuの前に集中させ時刻データ Th τ2， τ3を出力する時 刻データ作成部を示す。
又、 符号 4 5は PWMパターン演算部 3 1の 0べク トル期間 Toとデッ ドタイム補償設定値 Tdlyに比率回路 4 4で係数 Kを掛けた値 K ♦ Tdly が入力し、 TQ< K · Tdlyで 3アーム Z 2アーム変調切換信号を出力す るヒステリシス型のコンパレータからなる比較回路を示す。
更に、 符号 4 6は 3アーム Z 2アーム変調切換信号回路 4 5の出力と 6 0。 毎のモード選択回路の出力及びスィツチング ON/O F Fコント ； ロール回路 3 9の出力が入力し、 3アーム 2アーム変調切換データを 出力するスィツチ選択テーブルを示す。
又、 符号 4 7はスィッチ選択テーブル 4 6のデータで制御される変調 切換スィッチを示し、 3アーム変調時は、 時刻データ作成部 3 2の時刻 データ Τ!, Τ2， Τ3をそのまま T!' , Τ2' , Τ3' として出力し、 0 Ν/Ο F F切換回路 3 4力、ら 3アーム変調方法に於ける PWMパターン を出力させる。
また、 2アーム変調時は、 時刻データ作成部 4 2, 4 3の時刻データ T T2, Τ3を、 図 3のように従来 PWM半週期間の 0ベク トル時間 Toを 2等分して電圧べク トル時間 Tス， T の両側に配分していたも のを変更する。 即ち、
(1 ) 半 PWM期間の 0べク トル時間をそのまま時間 Τ λ側又は T/側 の端に設定する、
(2) 半 PWM期間を次の半 PWM期間の 0べク トル時間が連続するよ うに時間 Τλ, Τ〃側のどちらかにするか決める、
(3) 更に対象性の点より火力電圧位相 6 0° 区間毎に 0べク トル時間 Τ0を集める点を変更する、
等にスィツチ選択テーブル 4 6のデータにより切換えられ、 時刻データ ， Ί2' ， Τ3' を出力し、 ON/OF F切換回路 3 4から 2ァー ム変調方式の PWMパターン （電学論 D. 1 0 9巻 1 1号平成元年 P 8 0 9. の 2アーム変調に相当） を出力させる。
このとき電流サンプルは従来通り PWM半週期毎に行えばよく、 図 4 のような電流軌跡の 1 PWM周期間の重心をサンプルすることになる。 従って従来図 1 (特願平 2— 7 9 8 3号） の AC R制御系がそのまま適 用可能となる。 産業上の利用の可能性
以上説明したように、 本発明に係る可変速駆動機の電流制御を実施す る装置及びその実施する方法に於ては、 出力電圧が高くなり 0べク トル の幅が狭くなると 3アーム変調方法の P WMパターンに 0ベク トル欠け が発生するので、 比較回路では PWMパターン演算部よりの 0べク トル 時間をデッ ドタイム補償設定値と比較して 0べク トル欠けが発生する前 に切換信号を変調切換スィツチに出力する。 変調切換スィッチは 3ァ一 ム変調に於ける時刻データを 2アーム変調の時刻データに切換えて、 時 刻切換スィツチに出力して、 2アーム変調の PWMパターンによる電流 制御に切換える。 2アーム変調方法は 3アーム変調方法に比べて電流リッ プルが約 2倍となる欠点があるが、 0べク トル期間の幅が 2倍となって いるので、 出力電圧が高くなつても電圧飽和近くで 0べク トル欠けのな い電流制御の実施が可能となる。
又、 比較回路として所謂ヒステリシスを持たせているので、 電圧飽和 近くでの 3アーム変調と 2アーム変調間を頻繁に行き来することはなく なる。 更に、 比較回路で 0べク トル時間と比較する時間をデッ ドタイ ム補償値に比率を掛けた値とすれば、 比率を変更することにより電圧指 令に対する 3アーム変調と 2アーム変調の切換時期を調整することが出 来る。
以上の様に、 本発明は種々の優れた産業上の利用可能性を有する。

Claims

請求の範囲
1. a) 電流制御部の電圧指令と出力電圧位相から 3相 PWMパターン を演算する PWMパターン演算部と、 b) 前記 PWMパターン演算部で 演算された 0べク トル時間を含む電圧べク トル時間から 3アーム変調用 の時刻データを作成する 3アーム変調用時刻データ作成部と、 c ) 前記 時刻データを各相時刻切換える時刻切換スィッチと、 d) 前記電圧べク トル時間から 2アーム変調方法の時刻データを作成する 2アーム変調用 時刻データ作成部と、 e) 前記 0べク トル時間とデッ ドタイム補償設定 値とを比較して 0べク トル時間が小さくなると 3アーム 2アーム変調 切換信号を出力する比較回路と、 f ) 前記比較回路の切換信号により前 記 3ァーム変調用時刻デ一夕と 2ァ一ム変調用時刻デ一タを切換えて前 記時間切換スィツチに出力する変調切換スィツチとを設け、 前記電圧指 令の大きさにより 3アーム， 2アーム変調方法が切換るようにしたこと を特徴とする PW.Mィンバー夕からなる可変速駆動機の電流制御を実施 する装置。
2. 前記比較回路がヒステリシス状特性を有することを特徴とする請求 の範囲第 1項記載の可変速駆動機の電流制御を実施する装置。
3. 前記比較回路で 0べク トル時間と比較する時間をデッ ドタイム補償 設定値に比率を掛けた値としたことを特徵とする請求の範囲第 1項又は 第 2項記載の可変速駆動機の電流制御を実施する装置。
4. a) 電流制御部の電圧指令と出力電圧位相から 3相 PWMパターン を演算し、 b) 前記 3相 PWMパターンを演算する中での演算された 0 べク トル時間を含む電圧べク トル時間から 3アーム変調用の時刻データ を作成し、 c) 時刻切換スィッチを用いて前記時刻データを各相時刻切 換をし、 d) 前記電圧べク トル時間から 2アーム変調方法の時刻データ を作成し、 e) 前記 0べク トル時間とデッ ドタイム補償設定値とを比較 して 0べク トル時間が小さくなると 3アーム 2アーム変調切換信号を 出力し、 n 前記工程 e ) の出力 3アーム Z 2アーム変調切換信号によ り前記 3アームの変調用時刻デー夕と 2ァーム変調用時刻データを切換 えて前記時間切換スィツチに出力するように変調切換スィツチを用い、 これにより前記電圧指令の大きさにより 3アーム， 2アーム変調方法が 切換るようにしたことを特徴とする P WMィンバー夕からなる可変速駆 動機の電流制御を実施する方法。
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