WO1993000719A1 - Attenuateur variable avec correction de phase - Google Patents

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WO1993000719A1
WO1993000719A1 PCT/FR1992/000547 FR9200547W WO9300719A1 WO 1993000719 A1 WO1993000719 A1 WO 1993000719A1 FR 9200547 W FR9200547 W FR 9200547W WO 9300719 A1 WO9300719 A1 WO 9300719A1
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attenuator
attenuation
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variable
combiner
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English (en)
Inventor
Jaspal Singh Bharj
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Agence Spatiale Europeenne
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/22—Attenuating devices

Definitions

  • the invention relates to attenuators intended for use in electronic circuits operating at microwave frequencies. It relates more precisely to variable attenuators, that is to say those whose attenuation rate can be controlled and in particular controlled by an electrical signal (current or voltage).
  • the object of the invention is to produce a variable attenuator which does not have these disadvantages.
  • Attenuators which operate on this principle use a PIN diode placed in shunt across the terminals of the microwave signal.
  • a diode is used to charge two outputs of a 3dB hybrid coupler (LANGE coupler), the other two outputs being used respectively for the microwave signal input and output.
  • LANGE coupler 3dB hybrid coupler
  • the phase shift provided ranges from +15 degrees to -15 degrees around a mean value, for an attenuation range of around 20 dB. This variable phase shift value is much too large in certain applications, such as in electronic scanning antennas where the phase control between the received channels must be very strictly controlled.
  • the invention provides an attenuator using a coupler with an input port for a microwave signal to be attenuated and an output port for a microwave signal attenuated; each of the two ports is charged by a resistive power divider / combiner having two outputs which are charged one by a controlled attenuation element (PIN diode in particular, but possibly also field effect transistor) and the other by a impedance introducing a correction phase.
  • a controlled attenuation element PIN diode in particular, but possibly also field effect transistor
  • the controlled attenuation element connected to the first output of the resistive divider / combiner is preferably a PIN diode supplied by a variable DC bias current, and it is this current which serves as the attenuation control signal.
  • the phase correction impedance, connected to the second output of the resistive divider / combiner is preferably an inductive reactance. In practice it will be carried out by a series inductor with a small adjustment capacity. The capacity can advantageously be variable to widen the possibilities of phase correction in the system in which the attenuator is used. Fixed capacity will be preferred when priority is given to simplicity and reliability of construction.
  • - Figure 2 shows another embodiment of the invention
  • - Figure 3 shows a PIN diode powered by a direct current serving as attenuation control signal
  • a 3dB hybrid coupler (or LANGE coupler) designated by the reference 10 has an I / P input port at two ends 11.12 (on the left) and an O / P output port at two ends 01.02 (at right). These are two-terminal ports, one of the terminals can be connected to a load while the other terminal transmits the microwave signal.
  • Terminal II receives the microwave signal Pin to be attenuated, referenced with respect to a GND ground.
  • Terminal 01 transmits the attenuated signal Pout.
  • Terminal 12 and terminal 02 are used to charge the input port and the output port respectively.
  • the particularity of the invention is due to the type of load connected to these two ports. These loads are designated by 12 (port of entry) and 14 (port of exit).
  • the charges are in principle identical on the two ports and each has a three-terminal resistive power divider / combiner 16.
  • This type of resistive divider / combiner is classic; it is used either to receive microwave power on one terminal and to divide it into two parts which each go to one of the other two terminals (functioning as a divider) or to receive two signals on two distinct terminals and to provide on the third terminal the sum of the powers received (operation in combiner).
  • the operation is reversible, that is to say that the same element can serve as a divider or a combiner depending on the direction in which it is used. In practice, in the invention, it serves in both directions at the same time insofar as the charges placed on the outputs of the element which functions as a divider can generate reflected powers which return to combine in this same element which functions then in combiner.
  • the input of the divider 16 of FIG. 1 is connected to the terminal 12 for the load 12 (or respectively 02 for the load 14).
  • a first output of the divider is connected to a PIN 18 controlled attenuation element; this element is also connected to GND ground.
  • PIN diode attenuation element here is meant at least one PIN diode capable of receiving the microwave power received from the divider and means for controlling a DC bias current of the PIN diode.
  • FIG. 3 shows by way of example a simple construction of an attenuation element controlled with a PIN diode.
  • the microwave signal enters through a capacitor C1 and passes through a diode D in series with this capacitor.
  • Two inductors L1, L2 are used to supply the diode with a variable bias current I enabling the attenuation to be adjusted.
  • the control of the attenuator will be done from a COM control input connected to the attenuation elements
  • the attenuation element could also use FETs (field effect transistors instead of PIN diodes) in some cases.
  • the other output of the divider of each load is connected to a reactive impedance whose function is not to absorb microwave power but to compensate for the phase variations induced by a variation of the attenuation in the PIN diodes.
  • the resistive divider 16 is therefore connected to two output branches, both of which are also connected to GND ground.
  • the reactive impedance of the second branch is constituted in FIG. 1 by a fixed inductance L in series with a small variable capacity C.
  • the fixed inductance L makes it possible to obtain a reactive impedance mainly inductive; the small variable capacitance C transforms the fixed inductance in practice into a variable inductance; it is easier to do this rather than using a variable inductor directly.
  • This variable inductance in the second branch connected to the resistive divider allows control of phase variations in this second branch without much influence on the amplitude of the reflected signal.
  • the difference between the two signals is absorbed by the resistance of the resistive divider.
  • variable capacity (figure 1) is reserved rather for systems where one would need wider phase compensation possibilities, for example insertion phase compensation due to other elements than the attenuator itself .
  • the variable capacitance also allows very precise phase variation compensation without requiring an extremely strict manufacturing control for the reproducibility of the characteristics of the apparatus.
  • FIG. 4 Examples of response curves of the attenuator according to the invention are shown in FIG. 4 in comparison with an ideal attenuator.
  • FIG. 4 gives, in polar coordinates with respect to a center 0, the attenuation (in amplitude and in phase) produced by the attenuator; this attenuation in polar coordinates is plotted on a classic Smith abacus centered at point O.
  • FIG 4 there are shown by small squares various operating points of the attenuator, that is to say the attenuation (amplitude and phase) for various states of the control input. These squares are generally aligned on straight lines or paths which correspond to a variation of the control signal of the attenuator.
  • path A is the straight line that an ideal attenuator should follow to provide increasing attenuation without phase variation. This line theoretically passes through the center O if we want the phase not to vary with attenuation; the phase is then represented by the slope of the line.
  • the direction of the increasing attenuations is indicated by an arrow (generally from top to bottom).
  • Curve B represents the path followed when the polarization of the first output branches of the resistive dividers of FIG. 1 is varied without the change of phase being compensated by a second output branch.
  • Curve C is an example of the type of path followed when a second output branch is provided for phase correction and when the correction is modified by keeping the attenuation control signal constant.
  • FIG. 5 represents, always in polar coordinates on a Smith chart centered at the center O of the polar coordinates, the attenuation and the phase shift as a function of the frequency.
  • the black squares represent the attenuation without commissioning of the phase correction by the second output branch of FIG. 1; the white squares represent 1 "attenuation with correction.
  • Two series of measurements are made, with two frequencies spaced by 5% and it is seen that the attenuation can be adjusted in a large range, over a non-negligible bandwidth, without altering the phase very significantly and without introducing a compensation circuit behind the attenuator.
  • FIG. 5 has been traced for a circuit identical to that which was used for FIG. 4 and, moreover, the lines A and B of FIG. 4 have been reported as an indication.
  • Figure 6 represents the response of the attenuator when the capacity of the phase compensation branch is kept fixed: we see that the deviation from an ideal response is very small over the entire range of attenuation: the points of operation remain, as the variation of the attenuation control signal varies, aligned on a straight line passing almost through the center O, which shows that the phase varies only very little.
  • the circuit used for FIG. 6 is not the same as for FIGS. 4 and 5, which explains why the straight line has a slope different from the path A of FIG. 4.
  • FIG. 7 represents the response of the same circuit (with fixed capacity) over a frequency bandwidth of approximately 8%. It shows that the phase variations of the attenuator increase on the edges of this frequency band but are not too considerable. These phase variations can be reduced by modifying the capacitance C.
  • variable capacity actor diode
  • the intermodulation characteristics will be 9 dB better in the normal operating range; the tolerable input power before damage is increased by 3 dB, provided of course that the resistive divider / combiner can dissipate sufficiently.
  • Control of the attenuator is better if the active elements (in particular the variable capacitors produced in the form of varactor diodes) in the phase compensation branches of the two loads are indeed identical.
  • the varactor diodes of the two loads can then be controlled by a single control voltage. It is the same for the control of the attenuation elements of the first branches: in FIG. 1, a single COM command has been shown for the two loads, assuming that the two attenuation elements with a PIN diode (or possibly FETs) are well matched.
  • the varactor diodes used for phase correction are reverse biased, and therefore have very low power consumption (less than 100 nanowatts).
  • the RF power reflected by the devices is mainly absorbed in the resistance of the divider / combiner and is at most 250 microwatts, with an input of OdBm.

Landscapes

  • Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
  • Attenuators (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

L'invention concerne un atténuateur variable fonctionnant en hyperfréquences. Pour éviter une variation du déphasage introduit par l'atténuateur, en fonction du taux d'atténuation, la présente invention propose une nouvelle structure d'atténuateur. L'atténuateur comporte un coupleur hybride 3 dB (10) dont un port d'entrée (I1, I2) et un port de sortie (O1, O2) sont chargés par des charges (12 et 14) constituées de la manière suivante: chaque charge comporte un diviseur/combineur résistif (16) ayant deux sorties auxquelles sont connectées respectivement un élément d'atténuation variable (18) (à diode PIN par exemple) et une impédance réactive (L, C) de correction de phase. Les résultats montrent une excellente compensation des variations de phase, même lorsque l'impédance réactive est fixe.

Description

ATTENUATEUR VARIABLE AVEC CORRECTION DE PHASE
L'invention concerne les atténuateurs destinés à être utilisés dans les circuits électroniques fonctionnant en hyperfréquences. Elle concerne plus précisément les atténuateurs variables, c'est-à-dire ceux dont le taux d'atténuation peut être commandé et notamment commandé par un signal électrique (courant ou tension) .
On sait réaliser des atténuateurs variables commandés électriquement. Mais ils souffrent d'un grave inconvénient : ils introduisent dans le signal utile un déphasage qui varie avec le taux d'atténuation. Pour compenser cette variation gênante on est alors obligé de prévoir en aval de l'atténuateur un déphaseur variable. Ce déphaseur supplémentaire accroît la complexité du circuit hyperfréquence, diminue la fiabilité, et augmente la perte d'insertion minimale de l'atténuateur.
D'autre part, si la perte d'insertion du déphaseur varie avec le déphasage qu'il introduit et si le déphasage introduit par l'atténuateur varie avec l'atténuation, on comprendra que les problèmes de réglage deviennent très ardus et prennent beaucoup de temps, surtout lorsque l'atténuateur est inséré dans un circuit ou système plus complexe et encore plus s'il doit fonctionner dans une gamme de température large.
Enfin, la compacité de la construction, et la reproductiblité de ces structures avec atténuateur et déphaseur variable en cascade ne sont pas optimales.
L'invention a pour but la réalisation d'un atténuateur variable ne présentant pas ces inconvénients.
Elle part du principe connu de l'atténuateur à diode PIN fonctionnant en mode de réflexion. On rappelle que ce principe consiste à faire passer le signal hyper réquence (en mode parallèle ou parfois en mode série) dans une diode PIN alimentée par un courant continu variable. L'atténuation est d'autant plus forte que le courant continu est plus élevé. C'est donc le courant continu dans la diode qui est le signal de commande de l'atténuateur.
La plupart des atténuateurs connus qui fonctionnent sur ce principe utilisent une diode PIN placée en shunt aux bornes du signal hyperfréquence. Par exemple, une diode sert de charge sur deux sorties d'un coupleur hybride 3dB (coupleur de LANGE) , les deux autres sorties servant respectivement à l'entrée et à la sortie de signal hyperfréquence. Pour la plupart de ces atténuateurs, le déphasage apporté va de +15 degrés à -15 degrés environ autour d'une valeur moyenne, pour une gamme d'atténuation de 20 dB environ. Cette valeur de déphasage variable est beaucoup trop importante dans certaines applications, comme par exemple dans les antennes à balayage électronique où l'asservissement de phase entre les canaux reçus doit être très strictement contrôlé.
L'invention propose un atténuateur utilisant un coupleur à un port d'entrée pour un signal hyperfréquence à atténuer et un port de sortie pour un signal hyperfréquence atténué; chacun des deux ports est chargé par un diviseur/combineur de puissance résistif ayant deux sorties qui sont chargées l'une par un élément d'atténuation commandé (diode PIN notamment, mais éventuellement aussi transistor à effet de champ) et l'autre par une impédance introduisant une correction de phase.
On a constaté que cette structure permettait de corriger des déphasages allant jusqu'à 20 degrés tout en maintenant à une fraction de décibel la perte d'insertion (c'est-à-dire la perte minimale introduite par l'atténuateur lorsque la commande d'atténuation est au minimum) .
Il y a donc deux branches reliées à la sortie du diviseur/combineur résistif, l'une pour l'atténuation et l'autre pour la correction de phase; et il y a un diviseur résistif de chaque côté du coupleur hybride.
L'élément d'atténuation commandé relié à la première sortie du diviseur/combineur résistif est de préférence une diode PIN alimentée par un courant de polarisation continue variable, et c'est ce courant qui sert de signal de commande d'atténuation.
L'impédance de correction de phase, reliée à la deuxième sortie du diviseur/combineur résistif est de préférence une réactance inductive. En pratique elle sera réalisée par une inductance en série avec une petite capacité d'ajustement. La capacité peut avantageusement être variable pour élargir les possibilités de correction de phase dans le système dans lequel l'atténuateur est utilisé. Une capacité fixe sera préférée lorsqu'on donnera la priorité à la simplicité et à la fiabilité de construction.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels :
- la figure 1 représente un exemple de réalisation de l'invention;
- la figure 2 représente un autre exemple de réalisation de l'invention; - la figure 3 représente une diode PIN alimentée par un courant continu servant de signal de commande d'atténuation;
- la figure 4 représente, sur un abaque de Smith, les résultats obtenus avec l'atténuateur selon l'invention, à fréquence fixe;
- la figure 5 représente les résultats dans une bande de fréquence déterminée autour de la fréquence utilisée à la figure 4; - la figure 6 représente les résultats obtenus avec une capacité fixe dans la branche de compensation de phase (et à fréquence fixe) ;
- la figure 7 représente les résultats obtenus avec le même circuit qu'à la figure 6, dans une bande de fréquence de 8% environ.
Sur la figure 1, on a représenté le schéma de 1•atténuateur selon 1'invention.
Un coupleur hybride 3dB (ou coupleur de LANGE) désigné par la référence 10 comporte un port d'entrée I/P à deux extrémités 11,12 (à gauche) et un port de sortie O/P à deux extrémités 01,02 (à droite) . Ce sont des ports à deux bornes, l'une des bornes pouvant être connectée à une charge alors que l'autre borne transmet le signal hyperfréquence.
La borne II reçoit le signal hyperfréquence Pin à atténuer, référencé par rapport à une masse GND. La borne 01 transmet le signal atténué Pout. La borne 12 et la borne 02 servent respectivement à charger le port d'entrée et le port de sortie.
La particularité de l'invention tient au type de charge connectée à ces deux ports. Ces charges sont désignées par 12 (port d'entrée) et 14 (port de sortie) .
Les charges sont en principe identiques sur les deux ports et elles comportent chacune un diviseur/combineur de puissance résistif 16 à trois bornes. Ce type de diviseur/combineur résistif est classique; il sert soit à recevoir une puissance hyperfréquence sur une borne et à la diviser en deux parties qui vont chacune sur une des deux autres bornes (fonctionnement en diviseur) soit à recevoir deux signaux sur deux bornes distinctes et à fournir sur la troisième borne la somme des puissances reçues (fonctionnement en combineur) . Le fonctionnement est réversible, c'est-à-dire que le même élément peut servir de diviseur ou de combineur selon le sens dans lequel il est utilisé. En pratique, dans l'invention, il sert dans les deux sens à la fois dans la mesure où les charges placées sur les sorties de l'élément qui fonctionne en diviseur peuvent engendrer des puissances réfléchies qui reviennent se combiner dans ce même élément qui fonctionne alors en combineur.
L'entrée du diviseur 16 de la figure 1 est reliée à la borne 12 pour la charge 12 (ou respectivement 02 pour la charge 14) .
Une première sortie du diviseur est reliée à un élément d'atténuation commandée à diode PIN 18; cet élément est par ailleurs relié à la masse GND. Par "élément d'atténuation à diode PIN", on entend ici au moins une diode PIN susceptible de recevoir la puissance hyperfréquence reçue du diviseur et des moyens de commande d'un courant de polarisation continue de la diode PIN. La figure 3 représente à titre d'exemple une construction simple d'élément d'atténuation commandée à diode PIN. Le signal hyperfréquence entre par une capacité Cl et passe dans une diode D en série avec cette capacité. Deux inductances Ll, L2 (impédances infinies pour les hyperfréquences) servent à amener à la diode un courant de polarisation variable I permettant de régler l'atténuation.
La commande de l'atténuateur se fera à partir d'une entrée de commande COM reliée aux éléments d'atténuation
18 des charges 12 et 14; cette entrée contrôle le courant de polarisation continue des diodes PIN des deux charges 12 et 14 du coupleur 10.
L'élément d'atténuation pourrait aussi utiliser des FET (transistors à effet de champ à la place des diodes PIN) dans certains cas.
L'autre sortie du diviseur de chaque charge est reliée à une impédance réactive dont la fonction n'est pas d'absorber une puissance hyperfréquence mais de compenser les variations de phase induites par une variation de l'atténuation dans les diodes PIN.
Le diviseur résistif 16 est donc connecté à deux branches de sortie, toutes deux reliées par ailleurs à la masse GND. L'impédance réactive de la deuxième branche est constituée à la figure 1 par une inductance fixe L en série avec une petite capacité variable C.
L'inductance fixe L permet d'obtenir une impédance réactive principalement inductive; la petite capacité variable C transforme l'inductance fixe en pratique en une inductance variable; il est plus simple de procéder ainsi plutôt que d'utiliser directement une inductance variable.
Cette inductance variable dans la deuxième branche reliée au diviseur résistif permet un contrôle des variations de phase dans cette deuxième branche sans grande influence sur l'amplitude du signal réfléchi. Lorsque les signaux réfléchis par la première branche et la deuxième branche se recombinent dans le diviseur/combineur, la différence entre les deux signaux est absorbée par la résistance du diviseur résistif.
Lorsque les caractéristiques des charges variables sont bien connues, il est possible d'utiliser une capacité C fixe, comme cela est représenté sur le schéma de la figure 2. Les performances peuvent être très bonnes et de plus on améliore la fiabilité du circuit et le coût et on simplifie les circuits de commande.
La solution avec capacité variable (figure 1) est réservée plutôt à des systèmes où on aurait besoin de possibilités de compensation de phase plus larges, par exemple des compensations de phase d'insertion dues à d'autres éléments que l'atténuateur lui-même. La capacité variable permet aussi une compensation de variation de phase très précise sans pour autant nécessiter un contrôle de fabrication extrêmement strict pour la reproductibilité des caractéristiques de 1'appareil.
Des exemples de courbes de réponse de l'atténuateur selon l'invention sont montrées à la figure 4 en comparaison avec un atténuateur idéal. La figure 4 donne, en coordonnées polaires par rapport à un centre 0, l'atténuation (en amplitude et en phase) produite par l'atténuateur; cette atténuation en coordonnées polaires est reportée sur un abaque de Smith classique centré au point O.
Sur la figure 4, on a représenté par des petits carrés divers points de fonctionnement de l'atténuateur, c'est-à-dire l'atténuation (amplitude et phase) pour divers états de l'entrée de commande. Ces carrés sont globalement alignés sur des droites ou trajets qui correspondent à une variation du signal de commande de l'atténuateur. On voit plusieurs trajets, A,B,C qui ont les signification suivantes : le trajet A est la droite que devrait suivre un atténuateur idéal pour fournir une atténuation croissante sans variation de phase. Cette droite passe théoriquement par le centre O si on veut que la phase ne varie pas avec l'atténuation; la phase est alors représentée par la pente de la droite. Le sens des atténuations croissantes est indiqué par une flèche (globalement du haut vers le bas) . La courbe B représente le trajet suivi lorsque la polarisation des premières branches de sortie des diviseurs résistifs de la figure 1 est variée sans que le changement de phase soit compensé par une deuxième branche de sortie. La courbe C est un exemple de type de trajet suivi lorsque une deuxième branche de sortie est prévue pour la correction de phase et lorsque la correction est modifiée en gardant constant le signal de commande d'atténuation. On voit immédiatement que, à condition que la correction de phase nécessaire ne soit pas trop grande, on peut s'approcher très facilement des caractéristiques de 1'atténuateur idéal : on passe du trajet B au trajet A en suivant un chemin par le trajet C en choisissant une valeur d'impédance réactive appropriée dans la branche de correction de phase.
La figure 5 représente, toujours en coordonnées polaires sur un abaque de Smith centré au centre O des coordonnées polaires, l'atténuation et le déphasage en fonction de la fréquence. Les carrés noirs représentent l'atténuation sans mise en service de la correction de phase par la deuxième branche de sortie de la figure 1; les carrés blancs représentent 1" atténuation avec correction. Deux séries de mesures sont faites, avec deux fréquences écartées de 5% et on voit que l'atténuation peut être réglée dans une gamme importante, sur une largeur de bande non négligeable, sans altérer la phase de manière très significative et sans introduire de circuit de compensation derrière l'atténuateur. La figure 5 a été tracée pour un circuit identique à celui qui a servi pour la figure 4 et on a d'ailleurs reporté à titre d'indication les droites A et B de la figure 4.
On ne voit pas immédiatement sur les figures 4 et 5 qu'en fait la capacité requise pour obtenir une bonne approximation de la réponse idéale est presque constante sur toute la gamme d'atténuation de l'atténuateur. Mais la figure 6 représente la réponse de l'atténuateur lorsque la capacité de la branche de compensation de phase est maintenue fixe : on voit que l'écart par rapport à une réponse idéale est très faible sur toute la gamme d'atténuation : les points de fonctionnement restent, au fur et à mesure de la variation du signal de commande d'atténuation, alignés sur une droite passant presque par le centre O, ce qui montre que la phase ne varie que très peu. Le circuit utilisé pour la figure 6 n'est pas le même que pour les figures 4 et 5, ce qui explique que la droite ait une pente différente du trajet A de la figure 4.
La figure 7 représente la réponse du même circuit (avec capacité fixe) sur une largeur de bande de fréquence de 8% environ. Elle montre que les variations de phase de l'atténuateur augmentent sur les bords de cette bande de fréquences mais ne sont pas trop considérables. Ces variations de phase peuvent être réduites en modifiant la capacité C.
Les courbes fournies sont extraites de simulations par ordinateur effectuées pour vérifier les propriétés supposées de l'atténuateur. L'ensemble des simulations effectuées montrent que :
- avec une petite capacité variable facilement réalisable (diode varactor) , il est possible de corriger les variations indêsirées de phase d'insertion jusqu'à mieux que 1 degré près sans modifier le réglage d'atténuation de plus de 0,5 dB pour un atténuateur ayant une gamme d'atténuation de 20 dB; la valeur de capacité requise est presque constante sur toute la gamme d'atténuation; cela veut dire qu'on peut en pratique utiliser une capacité fixe si on tolère un fonctionnement très légèrement dégradé mais satisfaisant quand même; - le taux d'ondes stationnaires est meilleur que 1.15:1 de sorte que plusieurs atténuateurs peuvent être mis en cascade;
- comme la charge atténuatrice proprement dite est alimentée avec 3 dB de moins que dans un atténuateur conventionnel comparable, les caractéristiques d'intermodulation seront de 9 dB meilleures dans la gamme de fonctionnement normale; la puissance d'entrée tolérable avant endommagement est accrue de 3 dB, à condition bien entendu que le diviseur/combineur résistif puisse dissiper suffisamment.
Le contrôle de l'atténuateur est meilleur si les éléments actifs (notamment les capacités variables réalisées sous forme de diodes varactors) dans les branches de compensation de phase des deux charges sont bien identiques. Les diodes varactors des deux charges peuvent alors être commandées par une seule tension de commande. Il en est de même pour la commande des éléments d'atténuation des premières branches : sur la figure 1 une seule commande COM a été représentée pour les deux charges, en supposant que les deux éléments d'atténuation à diode PIN (ou éventuellement FETs) sont bien appariés.
Toutes ces caractéristiques, auxquelles il faut ajouter le faible encombrement sur une plaquette, rendent la structure particulièrement adaptée à une réalisation monolithique.
En ce qui concerne 1'incidence de la température sur le fonctionnement, une analyse thermique a été effectuée.
Pour obtenir une bonne gamme de fonctionnement dynamique, il est important de choisir une charge variable avec une variation d'impédance suffisamment large. Pour le circuit testé, deux transistors à effet de champ "froids", c'est-à-dire à tension drain-source Vds nulle, ont été utilisés comme charge. Ils se comportent comme une impédance variable en fonction de la tension de grille (Vg) . Donc la consommation de puissance continue est dans la gamme des nanowatts et la dissipation en haute fréquence est inférieure à 250 microwatts.
Les diodes varactors utilisées pour la correction de phase sont polarisées en inverse, et présentent donc une très faible consommation de puissance (inférieure à 100 nanowatts) .
On peut en conclure que le gradient de température dans la jonction est négligeable et que le seul changement significatif dans la température du dispositif sera celui qui est dû aux changements dans l'embase.
La puissance RF réfléchie par les dispositifs est principalement absorbée dans la résistance du diviseur/combineur et est au maximum de 250 microwatts, avec une entrée de OdBm.

Claims

REVENDICATIONS
1. Atténuateur utilisant un coupleur hybride (10) à un port d'entrée (II, 12) pour un signal hyperfréquence à atténuer et un port de sortie (01, 02) pour un signal hyperfréquence atténué, caractérisé en ce que chacun des deux ports est chargé par un diviseur/combineur de puissance résistif (16) ayant deux sorties qui sont chargées l'une par un élément d'atténuation commandé (18) et l'autre par une impédance (L, C) introduisant une correction de phase.
2. Atténuateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'impédance de correction de phase, reliée à la deuxième sortie du diviseur/combineur résistif, est une réactance inductive.
3. Atténuateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'impédance est une inductance (L) en série avec une petite capacité (C) d'ajustement.
4. Atténuateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la capacité est variable.
5. Atténuateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la capacité est fixe.
6. Atténuateur selon 1'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'élément d'atténuation commandé relié à la première sortie du diviseur/combineur résistif est une diode PIN alimentée par un courant de polarisation continue variable.
PCT/FR1992/000547 1991-06-26 1992-06-17 Attenuateur variable avec correction de phase WO1993000719A1 (fr)

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FR9107883A FR2678435A1 (fr) 1991-06-26 1991-06-26 Attenuateur variable avec correction de phase.
FR91/07883 1991-06-26

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