FR2604574A1 - Amplificateur a transistors a effet de champ a constantes reparties et son alimentation de tension de polarisation - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN AMPLIFICATEUR A TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP A CONSTANTES REPARTIES. IL COMPORTE UN ARRANGEMENT DE TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP 3 AYANT UNE BORNE DE GRILLE 4, UNE BORNE DE DRAIN 5 ET UNE BORNE DE SOURCE 6. LES BORNES DE GRILLE DES TRANSISTORS ADJACENTS SONT RELIEES PAR UNE PREMIERE SELF 7 ET LES BORNES DE DRAIN DES TRANSISTORS ADJACENTS SONT RELIEES PAR UNE SECONDE SELF 8. SELON L'INVENTION, UN CIRCUIT PARALLELE COMPRENANT UN CONDENSATEUR 32 ET UNE SELF 33 EST MONTE ENTRE LA BORNE DE SOURCE 6 DE CHAQUE TRANSISTOR 3 ET LA MASSE. APPLICATION AUX AMPLIFICATEURS EN HYPERFREQUENCES.

Description

La présente invention concerne un amplificateur à transistors à effet de

champ à constantes réparties et une alimentation de tension de polarisation qui lui est destinée, et plus précisément, elle concerne un amplificateur à transistors à effet de champ à cons-

tantes réparties utilisé dans la plage des hyperfré-

quences dans les domaines des communications, des radars et analogues, ainsi qu'un circuit d'alimentation de

tension-de polarisation destiné à empêcher que l'amplifi-

cateur à constantes réparties soit affecté par une

source de tension.

La figure 1 représente un circuit équivalent de l'amplificateur à transistors à effet de champ (TEC)

à constantes réparties décrit dans l'article "A monoli-

thic GaAs 1-13 GHz traveling-wave amplifier" (Y. Ayasle, et al, IEEE Trans. vol. MTT-30, p. 976-981, juillet 1982). Dans ce circuit, quatre éléments TEC (transistors à effet de champ) sont utilisés. Sur cette figure, les références 1, 2 et 3 désignent une borne d'entrée,

une borne de sortie et les éléments TEC respectivement.

En outre, les références 4, 5 et 6 désignent respective-

ment la borne de grille, la borne de drain et la borne de source des éléments TEC 3.Des inductances X selfs7,8et des dispositifs 9, 10 de terminaison sont aussi utilisés

dans cet amplificateur.

Lors du fonctionnement, de l'énergie en hyper-

fréquences appliquée à la borne 1 d'entrée se propage successivement dans les selfs 7 vers les dispositifs

9 de terminaison, Au cours de la propagation, la micro-

onde parvient partiellement aux électrodes 4 de grille

des éléments TEC 3 par lesquels elle est amplifiée.

L'énergie en hyperfréquences ainsi amplifiée se propage successivement dans les 8 vers la borne de sortie 2. Les dispositifs 9 et 10 de terminaison sont destinés non seulement à absorber l'énergie superflue des hyper- fréquences mais aussi à augmenter les caractéristiques de réflexion au niveau de la borne d'entrée 1 et de la borne de sortie 2 afin que le gain du circuit -puisse

rester constant sur une large bande de fréquences.

La figure 2 représente un exemple de circuit équivalent d'un élément TEC classique. Sur cette figure, les références Cgs, Rg, -gm, Cds et Rds représentent la capacité grille-source du condensateur 11, constituée

entre les électrodes de grille et de source, la résis-

tance de grille, la pente, la capacité drain-source et la résistance drain-source respectivement. Lors

du fonctionnement, lorsque de l'énergie en hyperfré-

quences est appliquée à la borne de grille 4, une tension v en hyperfréquences est créée aux bornes du condensateur 11 entre les électrodes de grille et de source. Cette tension est amplifiée par la pente gm et donne une source de courant v.gm. Comme la capacité grilledrain Cgd est normalement très faible et peut être ignorée à tous égards, le circuit équivalent de la figure 1

peut être considéré comme. constitué d'un circuit équiva-

lent du côté grille tel que représenté sur la figure 3(a) et d'un circuit équivalent du côté drain tel que représenté par la figure 3(b). Il faut noter que les deux figures 3(a) et 3(b) représentent un circuit équivalent à une ligne à constantes réparties ayant

des pertes.

L'impédance caractéristique Zo de la ligne à constantes réparties est constante quelle que soit

la fréquence. En conséquence, lorsque des selfs conve-

nables 7 et 8 ayant des réactances correspondant aux capacités internes Cgs et Cds des. éléments TEC 3 et des dispositifs 9 et 10 de terminaison sont utilisés, un amplificateur qui permet une faible réflexion sur

une large bande de fréquences peut être obtenu.

Cependant, comme représenté sur la figure 3(a), le circuit équivalent du côté de la grille équivaut à un circuit à constantes réparties ayant une perte

étant donné la résistance Rg. En outre, comme les ten-

sions en hyperfréquences vl, v2, v3 et v4 créées aux bornes des condensateurs 11 entre la grille et la source présentent normalement la relation suivante: vl >v2 >v3 >v4 (1)

les éléments TEC 3 ne sont pas excités uniformément.

Cette tendance s'accentue lorsque la fréquence augmente.

Cela signifie que, lorsque la fréquence augmente, l'ampli-

fication de la puissance d'entrée en hyperfréquences perd de son efficacité. Ainsi, l'amplificateur TEC

à constantes réparties connu présente des inconvé-

nients en ce que son gain diminue dans la plage des

fréquences élevées.

La figure 4 représente un circuit équivalent d'un autre exemple d'amplificateur TEC à constantes réparties de la technique antérieure, combinant, par une dérivation normale en T, les signaux de sortie de deux amplificateurs TEC à ondes progressives, comme décrit dans l'article "MESFET Distributed Amplifier Design Guidelines" (J.B. Beyer, et al, JEEE Trans., vol. MTT-32, n 3, p. 268-275, mars 1984). Sur cette

figure, les références 1 et 2 désignent une borne d'en-

trée et une borne de sortie respectivement, les réfé-

rences 3a et 3b désignent des transistors TEC, les références 4a, 5a et 6a désignent une borne de grille, une borne de drain et une borne de source respectivement

du transistor TEC 3a, les références 4b, 5b et 6b dési-

gnent une borne de grille, une borne de drain et une borne de source du transistor TEC 3b respectivement, les références 7a, 7b, 8a et 8b désignent des selfs,

les références 9a, 9b, 10a et 10b désignent des disposi-

tifs de terminaison, et les références 12 et 13 repré-

sentent des dérivations en T.

Lors du fonctionnement, la puissance en hyper-

fréquences appliquée à la borne d'entrée 1 est répartie par moitié par la dérivation 12 en T. L'une des deux moitiés de l'énergie en hyperfréquences se propage

dans les selfs 7a vers le dispositif 9a de terminaison.

Au cours de la propagation, l'énergie en hyperfréquences

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est transmise partiellement à chacun des transistors TEC 3a par lequel elle est amplifiée. La puissance en hyperfréquences ainsi amplifiée se propage dans les selfs 8a vers la dérivation 13 en T. L'autre moitié de la puissance en hyperfréquences, répartie par la dérivation 12 en T, se propage dans les selfs 7b vers le dispositif 9b de terminaison. Pendant la propagation,

l'énergie en hyperfréquences est transmise partielle-

ment à chacun des transistors 'TEC 3b par lequel elle est amplifiée. La puissance en hyperfréquences ainsi

amplifiée se propage dans les selfs 8b vers la dériva-

tion 13 en T. Les deux composantes de la puissance en hyperfréquences sont combinées par la dérivation 13 en T. La puissance ainsi combinée en hyperfréquences

est transmise à la borne de sortie 2.

Le fonctionnement d'un tel amplificateur TEC

à constantes réparties du type à combinaison de puis-

sance, est maintenant décrit.

Par raison de brièveté, on suppose que tous les transistors TEC 3a et 3b ont la même configuration,

que la valeur des i.nductances des selfs 7a et 7b esr cons-

tante et égale à Lg/2, aue la valeur des industances 8a et

8b'o est constate et égale à Ld/2, et que les dispo-

sitifs 9a et 9b d'une part et 10a et 10b d'autre part

de terminaison ont les mêmes propriétés.

Comme décrit précédemment en référence à la

figure 2, la puissance en hyperfréquences qui est appli-

quée à une borne de grille est amplifiée par la pente gm dans le transistor TEC, et elle apparaît à la borne

de drain. Ainsi, l'amplification est assurée. La capaci-

té grille-drain Cds (figure 2) est normalement très faible et elle peut être ignorée à tous égards. Ainsi,

le circuit équivalent de la figure 4 peut être repré-

senté par un circuit équivalent du côté de la grille tel que représenté sur la figure 5(a) et un circuit équivalent du côté du drain tel que représenté sur la figure 5(b). Les circuits équivalents des côtés de la grille et du drain équivalent à un circuit qui comprend deux lignes à constantes réparties ayant des pertes et des dérivations en T qui relient ces lignes à constantes réparties. De manière générale, l'impédance caractéristique d'un circuit à constantes réparties

ne varie pas lorsque la fréquence varie. En consé-

quence, lorsque des selfs convenables 7a, 7b, 8a et 8b et des dispositifs de terminaison convenables 9a, 9b, 10a et 10b qui sont adaptés aux transistors TEC 3a et 3b sont utilisés, l'amplificateur obtenu peut posséder un excellent taux d'ondes stationnaires et des caractéristiques de gain constant sur une large

bande de fréquences.

Cependant, le fonctionnement précité n'est possible que lorsque les transistors TEC 3a et 3b ont exactement les mêmes caractéristiques et lorsque les deux microondes qui ont atteint la dérivation 13 en T ont la même amplitude et sont en phase. En général, les transistors TEC 3a et 3b ont des caractéristiques

qui diffèrent légèrement étant donné une certaine dis-

persion. En conséquence, les deux microondes qui ont atteint la dérivation 13 en T ont des amplitudes et

des phases qui diffèrent. Lorsqu'il existe un tel désé-

quilibre entre les puissances des deux microondes, la puissance correspondant à la différence entre les deux microondes est réfléchie par la dérivation 13 en T. La microonde réfléchie revient vers les transistors TEC et a des effets nuisibles sur eux. En conséquence, le gain ou la puissance de sortie des transistors TEC

peuvent diminuer ou une oscillation peut apparaître.

Un procédé de création d'une tension conve-

nable de polarisation des transistors TEC représentés sur les figures 1 et 4 comprend l'introduction d'un

circuit parallèle formé d'une résistance et d'un conden-

sateur entre la borne de source de chaque transistor TEC et la masse. La figure 6 représente un exemple d'un tel circuit de polarisation destiné à commander les transistors TEC de la figure 1 à l'aide d'une seule alimentation. Les références 14 et 15 désignent une résistance

et un condensateur respectivement. Le circuit de polari-

sation comprend un circuit parallèle composé d'une résistance 14 et d'un condensateur 15 qui sont montés entre la borne 6 de source du transistor TEC 3 et la masse. Dans cet arrangement, une tension appliquée à la borne 5 de drain provoque la circulation d'un courant de la borne 5 de drain à la borne 6 de source, faisant apparaître une différence de potentiel aux bornes de la résistance 14. Cette différence de potentiel permet l'application d'une tension voulue à la borne de grille 4. Le condensateur 15 est utilisé pour la

mise à la masse de la borne 6 de source, pour la puis-

sance en hyperfréquences. La borne 4 de grille est mise à la masse en courant continu par un dispositif

convenable (non représenté sur la figure 6).

La figure 7 représente une configuration réelle du circuit de la figure 6, tel que représenté dans le brevet Japonais n 68055/82. Les références 16 et 17 désignent un support et un fil métallique respectivement. Un condensateur 15 à plaques parallèles est raccordé à une première extrémité d'un transistor TEC 3 sous forme d'une pastille. Une résistance 4 sous forme d'une pastille et un condensateur 15 sous forme d'une pastille sont disposés à l'autre extrémité du transistor TEC 3. Le transistor TEC 3, la résistance 14 et le condensateur 15 sont montés pratiquement en ligne droite sur le support 16. L'une des bornes de

source du transistor 'EC 3 est reliée par un fil métal-

lique 17 au condensateur 15 et l'autre des bornes de source est reliée au condensateur 15, à la résistance 14 et au support 16 par un fil métallique 17. Le support 16 est formé d'un métal et il est mis à la masse en

courant continu et pour le courant des hyperfréquences.

Il faut noter que, dans le circuit de la figure 6, un condensateur 15 est relié à la borne 6 de source alors que, sur la figure 7, deux condensateurs ayant

chacun une capacité égale à la moitié de celle du con-

densateur 15, sont utilisés à la place d'un conden-

sateur 15. Un circuit amplificateur à constantes réparties alimenté par une seule alimentation peut être obtenu par application d'un tel circuit de polarisation de

la figure 6 à un amplificateur TEC à constantes répar-

ties connu. Un tel circuit amplificateur comprenant plusieurs transistors TEC est représenté sur la figure

8. Sur cette figure, les références 18, 19 et 20 dési-

gnent des lignes à constantes réparties, et la référence

21 désigne une résistance de terminaison. Cet ampli-

ficateur comporte trois transistors TEC 3. Les lignes 18 à constantes réparties relient les bornes de grille 4 des transistors TEC 3 et les lignes 19, 20 à constantes

réparties relient les bornes de drain 5 des transis-

tors TEC 3. La résistance 14 et le condensateur 15

sont connectés à une borne de source 6 de chaque transis-

tor TEC 3 si bien que chaque transistor peut être com-

mandé par une seule alimentation. Sur la figure 8,

les condensateurs d'arrêt de courant continu sont suppri-

més.

La figure 9 représente un exemple de configura-

tion réelle de l'amplificateur à constantes réparties représenté sur la figure 8, les transistors TEC 3 étant disposés pratiquement en ligne droite. Par raison de simplicité, 'seule la construction du circuit au

voisinage de deux transistors TEC adjacents 3 est repré-

sentée sur la figure. La construction du circuit à

proximité du transistor TEC restant 3 est analogue.

Bien qu'un transistor TEC 3 sous forme d'une pastille,

une résistance 14 sous forme d'une pastille et un conden-

sateur 15 sous forme d'une pastille soient utilisés sur la figure 7, une configuration de circuit intégré

monolithique est utilisée sur la figure 9 car la réali-

sation d'un tel amplificateur à constantes réparties est difficile par utilisation de tels composants sous

forme de pastilles.

Sur la figure 9, des!lots métalliques 22 sont disposés entre deux transistors TEC adjacents 3. Chaque îlot métallique 22 a un trou débouchant 23 formé approximativement dans sa partie centrale et

par laquelle l'îlot métallique 22 est mis à la masse.

Des condensateurs 15 sont disposés sur les îlots métal-

liques 22. L'une des bornes 6 de source du transistor

TEC 3 est mise à la masse par l'intermédiaire du conden-

sateur 15, de l'ilot métallique 22 et du trou 23, pour la circulation du courant en hyperfréquences. L'autre des bornes 6 de source est mise à la masse en courant continu par l'intermédiaire d!une résistance 14. Un entrefer ou analogue est utilisé pour la connexion

de la borne 6 de source au condensateur 15 et du conden-

sateur 15 à la résistance 14. Les condensateurs 15

sont sous forme de condensateurs à plaques parallèles.

Les résistances 14 sont formées par des résistances épitaxiales ou analogues. Les transistors TEC 3, les

résistances 14, les condensateurs 15, les îlots métalli-

ques 22 et les circuits 18, 19 à constantes réparties sont formés ensemble sur un seul substrat semi-conducteur

sous forme d'un circuit intégré monolithique.

Dans un tel amplificateur à constantes réparties utilisant un circuit de polarisation tel que représenté sur la figure 6, un certain nombre de transistors TEC 3, de condensateurs 15 et de résistances 14 sont disposés sur le substrat semi-conducteur, pratiquement en ligne droite. En conséquence, l'amplificateur à constantes

réparties nécessite une largeur accrue. Cette construc-

tion rend le substrat semi-conducteur susceptible de se fissurer. Une telle construction constitue aussi un inconvénient en ce que la distance comprise entre

les transistors TEC 3 est supérieure la longueur prédé-

terminée des circuits 18 à constantes réparties, si bien que l'incorporation d'un amplificateur voulu à

constantes réparties est impossible.

Un circuit d'alimentation de polarisation tel qué représenté sur la figure 10 peut être utilisé comme décrit dans le brevet japonais n 233 912/85 afin qu'une tension de polarisation soit transmise à de tels amplificateurs TEC à constantes réparties, représentés sur les figures 1, 4 et 8. Sur la figure 10, les références 24, 25 désignent des lignes à constantes réparties, la référence 26 désigne une

résistance, les références 27, 28 et 29 des condensa-

teurs, et les références 30 et 31 une borne d'alimenta-

tion en tension et une borne de sortie respectivement.

Dans ce circuit d'alimentation en tension

de polarisation, deux lignes 24, 25 à constantes répar-

ties sont disposées entre la borne 30 d'alimentation en tension et la borne 31 de sortie. La ligne 24 à constantes réparties est. mise à la masse à l'extrémité droite (sur la figure) par un circuit en série constitué

d'une résistance 26 et d'un condensateur 27 et, à l'ex-

trémité gauche, par un condensateur 28. La ligne 25 à constantes réparties est mise à la masse à l'extrémité gauche par un condensateur 29. Dans cet arrangement, un filtre passe-bas constitué des lignes à constantes réparties 24, 25 et des condensateurs 28, 29 peut être considéré comme mis à la masse à son extrémité droite par un circuit en série formé de la résistance 26 et du condensateur 27. La borne d'alimentation en tension est reliée à une source de tension VS et la borne de sortie 31 est reliée à un amplificateur à bande large par exemple un amplificateur TEC à constantes réparties

(non représenté).

Les lignes 24, 25 à constantes réparties et les condensateurs 28, 29, constituant le filtre passe-bas ont des paramètres choisis de manière que la fréquence de coupure du filtre passe-bas soit inférieure à une bande voulue de fréquences. Le condensateur 27 a une capacité choisie de manière qu'il donne une impédance

suffisamment faible dans la bande voulue de fréquences.

En conséquence, l'impédance vue du point A (figure ) est pratiquement infinie dans une bande voulue de fréquences. L'impédance vue à partir de la borne de sortie 31, vers la borne 30 d'alimentation de tension, est pratiquement égale à la valeur de la résistance

26. -

Ainsi, la borne 31 de sortie a une terminaison formée par la résistance 26 dans la bande voulue de

fréquences, rendant possible la stabilisation du fonc-

tionnement de l'amplificateur à large bande qui y est raccordé. En outre, l6rsqu'une tension continue voulue est appliquée à la borne 30 d'alimentation en tension par la source VS, une tension de polarisation peut être transmise à l'amplificateur à large bande par la borne de sortie 31 par l'intermédiaire des lignes

24, 25 à constantes réparties, sans chute de tension.

Cependant, un tel circuit d'alimentation en tension de polarisation, ayant la construction précitée, présente un inconvénient car l'impédance vue à partir du point A dépend beaucoup de l'impédance de la source de tension VS reliée à la borne 30, à moins que le filtre passe-bas ne possède de nombreux étages, en nombre suffisant pour que l'impédance vue à partir du point A soit infinie. Comme l'impédance vue à partir de la borne de sortie 31 vers la borne d'alimentation dépend de l'impédance de la source de tension VS, les caractéristiques de l'amplificateur dépendent de la source de tension utilisée. Parfois, le circuit d'alimentation en tension de polarisation *rend instable

le fonctionnement de l'amplificateur "à large bande.

L'invention concerne de façon générale un amplificateur TEC à constantes réparties et un circuit

d'alimentation en tension de polarisation qui ne présen-

tent pas les inconvénients de la technique antérieure.

Plus précisément, elle concerne un amplificateur TEC à constantes réparties qui conserve un gain voulu

sur une large plage de fréquences.

Dans un premier mode de réalisation de l'ampli-

ficateur TEC à constantes réparties selon la présente invention, un condensateur dont la capacité est un multiple élevé de la capacité grillesource des éléments TECest connecté en parallèle par rapport à un élément présentant une impédance assurant la transmission du courant continu de la borne de source de chaque élément

TEC à la masse.

Comme le condensateur est monté entre la borne de source de chaque élément TEC et la masse, chaque élément TEC peut avoir la rétroaction positive nécessaire pour que son gain soit accru dans une bande de fréquences élevées, rendant possible le maintien à une faible valeur de la réduction du gain de l'amplificateur dans une plage de fréquences élevées. Ainsi, chaque élément TEC a une rétroaction positive à une fréquence élevée, et son gain est accru. Un amplificateur TEC à constantes réparties ayant une faible réduction du gain dans une

plage de fréquences élevées peut donc être réalisé.

La présente invention a aussi pour objet la réalisation d'un amplificateur à transistors à effet de champ TEC à cohstantes réparties dans lequel la distance entre les transistors TEC adjacents et la largeur d'un substrat semi-conducteur soht suffisamment

courtes dans une configuration de circuit intégré monoli-

thique.

Dans un autre mode de réalisation d'amplifica-

teur TEC à constantes réparties selon l'invention, plusieurs transistors à effet de champ sont disposés parallèlement en ligne droite. Un îlot métallique est

placé entre les transistors TEC adjacents et deux conden-

sateurs sont formés sur l'îlot et sont connectés à

la borne de source de l'un des transistors adjacents.

Une première extrémité de l'îlot métallique, dans la direction de l'arrangement des transistors, est mise

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à la masse par l'intermédiaire d'une interconnexion.

Chaque îlot métallique a une fente de manière que les

condensateurs connectés à la borne de source des transis-

tors TEC soient isolés les uns par rapport aux autres.

L'autre extrémité de chaque îlot métallique a une résis- tance connectée à la borne de source du transistor TEC. Dans ce mode de réalisation, les résistances et les condensateurs connectés à la borne de source du transistor TEC et les interconnexions destinées

à mettre à la masse ces résistances et ces condensa-

teurs sont disposées transversalement à la direction

de l'arrangement des transistors TEC si bien que l'ampli-

ficateur peut fonctionner à l'aide d'une seule alimen-

tation. Dans un tel arrangement, le double de la largeur des condensateurs suffit comme distance minimale entre les transistors TEC adjacents. En conséquence, la largeur du substrat semi-conducteur nécessaire à la formation de l'amplificateur à constantes réparties comprenant une combinaison en parallèle d'un certain nombre de transistors TEC, peut être réduite et rend possible

la suppression de la détérioration du substrat semi-

conducteur observée lorsque la largeur est accrue.

En outre, la connexion formée entre la borne de grille et la borne de drain des transistors TEC adjacents peut être facilement réalisée à l'aide d'une ligne

à constantes réparties ayant une longueur prédéter-

minée. La présente invention concerne aussi un circuit d'alimentation de tension de polarisation dans lequel l'impédance vue de la borne de sortie vers la borne d'alimentation en tension peut être maintenue à une valeur constante quelle que soit l'impédance d'une

source de tension connectée à la borne d'alimentation.

A cet effet, le circuit d'alimentation de tension de polarisation de l'invention comporte une première ligne à constantes réparties ayant une borne mise à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur et reliée à une borhe d'alimentation en tension,et une seconde ligne à constantes réparties ayant une borne ouverte et son autre borne connectée à l'autre borne de la première ligne à constantes réparties et à une borne de sortie, la première et la seconde ligne à constantes réparties étant connectées l'une à l'autre en un ou plusieurs points par l'intermédiaire de circuits

comprenant une résistance.

Dans le circuit d'alimentation de tension selon l'invention, une microonde pouvant fuir vers

le circuit d'alimentation à partir d'un circuit utilisa-

teur connecté à la borne de sortie est absorbée par les circuits comprenant les résistances reliant la

première et la seconde ligne à constantes réparties.

La borne de la première ligne à constantes réparties à laquelle est connectée la source de tension est mise

à la masse à travers le condensateur, pour une micro-

onde. Ainsi, l'impédance vue depuis la borne de sortie

vers la borne d'alimentation de tension peut être main-

tenue à une valeur constante quelle que soit l'impé-

dance de la source de tension. Cela signifie que les caractéristiques du circuit utilisateur ne sont pas

affectées par la source de tension si bien que la stabi-

lisation du circuit utilisateur est possible.

L'invention a aussi pour objet la réalisation d'un amplificateur TEC à constantes réparties d'un

type qui combine les signaux de sortie de deux ampli-

ficateurs TEC à 'ondes progressives, si bien que les ondes progressives peuvent être isolées l'une de l'autre

sur une large bande de fréquences.

A cet effet, l'amplificateur TEC à constantes réparties du type à combinaison de puissance selon la présente invention, comporte des dispositifs de dérivation en T destinés à combiner des signaux de

sortie des deux amplificateurs TEC à ondes progressives.

Les résistances ayant des valeurs prédéterminées sont

montées entre les bornes de drain de l'un des amplifica-

teurs TEC à ondes progressives et celles de l'autre

des amplificateurs TEC à ondes progressives.

Dans l'amplificateur TEC à constantes réparties du type à combinaison de puissance selon l'invention,

lorsqu'il existe un déséquilibre entre les deux compo-

santes en hyperfréquences qui ont atteint le dispositif

de dérivation en T en provenance des deux amplifica-

teurs à ondes progressives, là différence d'amplitude

entre les deux composantes est absorbée par les résis-

tances sur une large bande de fréquence, si bien que

l'isolement des deux amplificateurs TEC à ondes progres-

sives est assuré sur une large gamme. En conséquence, le gain de l'amplificateur peut être maintenu au niveau

voulu et une oscillation ne peut pas se produire.

D'autres caractéristiques et avantages de

l'invention ressortiront mieux de la description qui

va suivre, faite en référence aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un circuit équivalent d'un amplificateur TEC à constantes réparties de la technique antérieure; la figure 2 est un circuit équivalent d'un élément TEC classique; les figures 3(a) et 3(b) sont des circuits équivalents du circuit de la figure 1, du côté de la grille et du drain respectivement; la figure 4 est un circuit équivalent d'un autre exempled'amplificateur TEC à constantes réparties de la technique antérieure, du type à combinaison de

puissance; -

les figures 5(a) et 5(b) sont des circuits équivalents du circuit équivalent de la figure 4, du côté de la grille et du drain respectivement; la figure 6 est un exemple d'un circuit de polarisation destiné à un amplificateur à constantes réparties ayant une seule alimentation; la figure 7 est une 'perspective représentant

une cohfiguration réelle de circuit classique de pola-

risation représenté sur la figure 6; la figure 8 est un circuit équivalent d'un amplificateur à constantes réparties comprenant plusieurs transistors à effet de champ TEC, avec les circuits de polarisation de la figure 6; la figure 9 est une vue en plan représentant

une configuration de l'amplificateur à constantes répar-

* ties de la technique antérieure représentée sur la figure 8; la figure 10 est un circuit d'alimentation de tension de polarisation de la technique antérieure; la figure 11 est un circuit équivalent d'un

premier mode de réalisation d'amplificateur TEC à cons-

tantes réparties selon l'invention; la figure 12 est un graphique représentant les résultats du calcul. du gain disponible maximal et du gain- maximal avec stabilité de l'amplificateur de la figure 1 et du premier mode de réalisation de l'invention;

les figures 13 et 14 sont. des circuits équi-

valents d'un second et d'un troisième mode de réali-

sation d'amplificateur TEC à constantes réparties de l'invention;

la figure 15 est une vue en plan d'une configu-

ration perfectionnée d'amplificateur TEC à constantes réparties selon l'invention; la figure 16 est une vue en.plan d'une variante

de configuration d'amplificateur TEC à constantes répar-

ties selon l'invention; -ó la figure 17 est un circuit équivalent d'un premier mode de réalisation de circuit d'alimentation de tension de polarisation selon l'invention; la figure 18 est un circuit équivalent d'un second mode de réalisation de circuit d'alimentation de tension de polarisation selon l'invention; la figure 19 est un circuit équivalent d'un

troisième mode de réalisation du circuit d'alimen-

tation de tension de polarisation selon l'invention; la figure 20 est un circuit équivalent d'un quatrième mode de réalisation du circuit d'alimenta- tion de tension de polarisation selon l'invention; la figure 21 est un circuit équivalent d'un quatrième mode de réalisation d'amplificateur TEC à constantes réparties selon l'invention; la figure 22 est un circuit équivalent de l'amplificateur de la figure 21, du côté du drain; la figure 23 est un circuit équivalent du circuit de la figure 22; la figure 24 est un circuit équivalent d'un cinquième mode de réalisation d'amplificateur TEC à constantes réparties selon l'invention; et la figure 25 est un circuit équivalent d'un

sixième mode de réalisation d'amplificateur TEC à cons-

tantes réparties selon l'invention.

Sur toutes les figures, les mêmes références numériques sont utilisées pour désigner des éléments

ou composants semblables.

On se réfère d'abord à la figure 11; elle

représente un premier mode de réalisation de l'ampli-

ficateur à constantes réparties selon l'invention.

Les composants désignés par les références 1 à 10

de la figure 11 sont semblables à ceux qui sont repré-

sentés sur la figure 1. Ce mode de réalisation comporte un condensateur 32 monté entre la borne 6 de source

de chaque élément TEC 3, c'est-à-dire de chaque transis-

tor à effet de champ, et la masse, et un élément induc-

tif 33 (self) monté en parallèle avec chaque condensa-

teur 32. La capacité Cs de chaque condensateur 32 est choisie de manière qu'elle soit un multiple élevé de la capacité grille-source Cgs de chaque élément TEC 3. L'inductance Ls de chaque self 33 est choisie de manière qu'elle satisfasse à la relation suivante:

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2 i fLs " 1/(2 fCs) (2) dans laquelle f est la valeur d'une fréquence comprise

dans la bande des fréquences utilisées.

Sur la figure 11, les selfs 4rltbsoesu33sctdistirs à mettre à la masse en courant continu la borne 6 de source de chaque élément TEC 3. Chaque condensateur 32 est destiné à connecter un circuit capacitif placé entre la borne 6 de source et chaque élément TEC 3 et la masse afin que chaque transistor 3 subisse une rétroaction positive, augmentant le gain de chaque

transistor TEC.

La figure 12 représente une courbe caractéris-

tique (trait plein a) donnant les résultats calculés du gain maximal disponible (MAG) et du gain maximal avec stabilité (MSG) dans le cas o la borne de source

de chaque élément-TEC est directement mise à la masse.

Le trait interrompu (b) de la figure 13 représente une courbe caractéristique donnant les résultats calculés du gain maximal disponible (MAG) et du gain maximal avec stabilité (MSG) dans le cas o la borne de source

de chaque élément TEC est mise à la masse par l'inter-

médiaire du condensateur 32. Il faut noter que le trait interrompu b représente le cas dans lequel la valeur Cs est à peu prés égale à 3,8 fois la valeur Cgs. Le symbole o sur le schéma représente la valeur MSG définie dans le cas o l'indice de stabilité est K <1. Le symbole représente la valeur MAG dans le cas o l'indice

de stabilité est tel que K >1.

Comme représenté sur le diagramme caractéris-

tique de la figure 12, lorsque la borne de source de l'élément TEC est mise à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur, cet élément TEC subit une rétroaction négative étant donné les paramètres internes du circuit équivalent, si bien que le gain du circuit TEC subit

une faible réduction dans une plage des faibles fré-

quences (par exemple à 12 GHz ou moins). Cependant, le circuit TEC a une rétroaction positive dans une plage des fréquences élevées (15 à 25 GHz) et le gain

du circuit TEC augmente.

Ainsi, l'amplificateur TEC à constantes répar-

ties de la figure 11 permet une petite réduction du gain dans la gamme des fréquences élevées, et permet

la formation d'un amplificateur TEC à constantes répar-

ties dans une large bande.

La figure 13 représente un circuit équivalent d'un second mode de réalisation d'amplificateur selon l'invention. Dans ce mode de réalisation, une résistance 34 ayant une valeur Rs est montée en série avec une self 33, entre celle-ci et la borne 6 de source de

chaque élément TEC 3. Une résistance 35 dont une extré-

mité est directement reliée à la masse, est utilisée

comme dispositif de terminaison du côté de la grille.

En outre, une combinaison en série d'une résistance 36 et d'un condensateur 37 est utilisée comme dispositif de terminaison du côté du drain. La borne 38 est destinée à l'application d'une tension de polarisation de drain

à l'amplificateur.

Sur la figure 13, la borne 4 de grille de chaque élément TEC 3 a un courant continu de grille

faible ou nul et est donc à la masse en courant continu.

Lorsqu'une tension positive Vd est appliquée à la borne

38 et qu'un courant continu Id circule entre les élec-

trodes de source et de drain de chaque élément TEC 3, la chute résultante de tension RsId aux bornes de la résistance 34 permet l'application de la tension de polarisation inverse RsId entre les électrodes de grille et de source. Ainsi, les bornes 4, 5 et 6 de chaque élément TEC 3 'sont polarisées. De cette manière,

une seule alimentation peut être utilisée pour la com-

mande de l'amplificateur.

La figure 14 est un circuit équivalent d'un troisième mode de réalisation de l'amplificateur de l'invention. Dans ce mode de réalisation, les selfs 7, 8 et 33 de la figure 13 sont remplacées par des

lignes à constantes réparties 39, 40 et 41 respectivement.

Le fonctionnement de cet amplificateur est pratiquement

analogue à celui de la figure 13.

Bien que ces trois modes de réalisation d'ampli-

ficateur TEC à constantes réparties soient décrits en référence au cas dans lequel quatre éléments TEC ou transistors à effet de champ sont utilisés, un nombre

différent d'éléments peut aussi être utilisé. L'amplifi-

cateur TEC à constantes réparties selon l'invention peut être sous forme d'un circuit monolithique comprenant des éléments TEC et des éléments de circuit disposés

sur le même substrat semi-conducteur.

La figure 15 représente une configuration perfectionnée d'amplificateur TEC à constantes réparties,

ayant le circuit de polarisation selon l'invention.

Par raison de simplicité, seule la construction du circuit à proximité de deux transistors adjacents à effet de champ 3 est représentée sur la figure. La

construction du circuit à proximité des autres transis-

tors 3 est analogue.

Un îlot métallique 22 est placé entre deux transistors TEC adjacents 3 et deux condensateurs 15 sont montés sur l'îlot afin qu'ils soient connectés

à la borne de source 6 de chaque transistor 3 par l'in-

termédiaire d'un entrefer ou analogue. L'extrémité inférieure, c'est-àdire une première extrémité dans la direction de l'arrangement des transistors, de chaque

îlot métallique 22 est mise à la masse par une intercon-

nexion 23. L'autre extrémité de chaque îlot 22 a une fente 42 disposée presque parallèlement aux transistors TEC 3 afin que deux condensateurs 15 soient isolés

l'un de l'autre en hyperfréquences.

Une première extrémité d'une résistance 14 est reliée à l'extrémité supérieure de la moitié droite de l'îlot métallique divisée par la fente 42. L'autre extrémité de la résistance 14 est reliée à la borne 6 de source du transistor 3 placé à sa droite, sur

la figure.

Dans l'amplificateur à constantes réparties

ayant cet arrangement, les résistances 14, les condensa-

teurs 15 et les interconnexions 23 sont disposés sous forme alignée transversalement au substrat semi-conduc- teur. Dans cette construction, il suffit d'une largeur égale au double environ de celle du condensateur 15 comme distance prédéterminée entre deux transistors TEC adjacents 3. Cet arrangement constitue pratiquement le même circuit équivalent que celui de la figure 10 sur laquelle la résistance 14, le condensateur 15 et

l'interconnexion 23 sont disposés longitudinalement.

La construction du circuit représenté sur la figure 16 peut être facilement formée par un circuit intégré

monolithique, sur un substrat semi-conducteur.

L'isolement de deux condensateurs adjacents

par une fente 42 empêche les interférences des micro-

ondes entre les transistors TEC adjacents 3, sous l'ac-

tion de l'inductance -parasite présente sur. l'îlot

métallique 22.

Bien qu'une résistance 14 soit connectée à

la moitié seulement de la borne 6 de source du transis-

tor 3 dans ce mode de réalisation, la résistance 14 peut aussi être connectée à chacune des deux moitiés de la borne de source 6 comme représenté sur la figure 16. Dans ce cas, la résistance 14 doit avoir une largeur deux fois supérieure à celle du cas dans lequel elle est reliée à la moitié seulement de la borne de source 6. On se réfère maintenant à la figure 17 qui représente un premier mode de réalisation du circuit

d'alimentation de tension de polarisation selon l'inven-

tion. Sur cette figure, une première et une seconde ligne 43, 44 à constantes réparties sont disposées entre une borne 30 d'alimentation en tension et une borne de sortie 31. Les références 45, 46 désignent

des résistances, et les références 47 et 48 un condensa-

teur et un circuit de dérivation en T respectivement.

Les points a et b de la ligne 43 et les points a' et

b' de la ligne 44 correspondent à des positions prédé-

terminées. La première ligne 43 a une première borne reliée à la masse par un condensateur 47 et reliée à la borne 30 d'alimentation en tension et a son autre borne connectée par l'intermédiaire du circuit 48 de dérivation en T à la borne de sortie 31 qui est elle-même connectée à la borne de polarisation d'un

dispositif qui nécessite une tension de polarisation.

La seconde ligne 44 a une première borne ouverte et son autre borne connectée à la borne 31 de sortie par le circuit 48 de dérivation en T. Une résistance 45 relie le point prédéterminé a de la première ligne 43 au point prédéterminé a' de la seconde ligne 44, et une résistance 46 relie le point prédéterminé b de la première ligne 43 au point prédéterminé b' de la seconde ligne 44. Les longueurs de la première et de la seconde ligne 43 et 44 sont choisies de manière qu'elles soient égales. La longueur électrique comprise entre la borne 31 de sortie et le point a est égale à celle qui est comprise entre la borne 31 de sortie et le point a'. De même, la longueur électrique comprise entre la borne 31 et le point b est égale à celle qui

est comprise entre la borne 31 et le point b'. Le conden-

sateur 47 a une capacité choisie de manière qu'il donne une impédance suffisamment faible dans une bande voulue

de fréquences.

Dans le circuit d'alimentation de tension de polarisation ayant cette disposition, une microonde reçue par l'intermédiaire de la borne 31 de sortie

à partir d'un dispositif qui y est connecté, est égale-

ment répartie par le circuit 48 de la dérivation en T. Les deux moitiés de la microonde ainsi répartie également se propagent respectivement vers la borne d'alimentation en tension par l'intermédiaire de la première et de la seconde ligne 43, 44 à constantes réparties, en phase l'une avec l'autre, et avec des amplitudes égales, sans consommation par les résistances , 46. Ces microondes sont totalement réfléchies par l'extrémité gauche de la première et de la seconde ligne 43, 44 comme indiqué sur cette figure, et se

propagent en sens inverse vers la borne 31 de sortie.

Cependant, comme la borne gauche de la première ligne

43 est mise à la masse par l'intermédiaire du condensa-

teur 47 et comme la borne gauche de la seconde ligne 44 est ouverte, ces microondes ainsi réfléchies sont déphasées et possèdent une même amplitude. En conséquence,

les microondes réfléchies aux points a et a' sont dépha-

sées. De même, les microondes réfléchies aux points b et b' sont déphasées. Ainsi, les microondes réfléchies

sont consommées par les résistances 45, 46 et ne revien-

nent pas à la borne 31 de sortie. De cette manière, l'impédance vue de la borne 31 de sortie vers la borne

d'alimentation en tension devient égale à la résistan-

ce équivalente déterminée par les résistances 45, 46

et par la première et la seconde ligne 43, 44 à constan-

tes réparties, dans une bande voulue de fréquences.

Comme la borne gauche de la première ligne 43 est mise à la masse par l'intermédiaire du condensateur 47 pour les hyperfréquences, l'impédance vue de la borne de sortie 31 vers la borne d'alimentation 30 reste constante indépendamment de l'impédance de la source de tension de polarisation reliée à la borne 30 d'alimentation en tension. En outre, lorsqu'une tension continue de polarisation est appliquée à la borne 30, la tension de polarisation peut être transmise au dispositif, par exemple un amplificateur à large bande, par la borne 31 de sortie par l'intermédiaire' de la première ligne 43 à constantes réparties sans aucune chute de tension. Ainsi, ce circuit d'alimentation de tension de polarisation peut non seulement maintenir constante l'impédance vue depuis la borne de sortie 31 vers la borne 30 d'alimentation, mais peut aussi fonctionner

sans être affecté par la source de tension de polari-

sation reliée à la borne 30.

La figure 18 est un circuit équivalent d'un second mode de réalisation du circuit d'alimentation de tension de polarisation de l'invention. Dans ce mode de réalisation, une première et une seconde ligne

43, 44 à constantes réparties ayant des longueurs diffé-

rentes sont utilisées. En conséquence, la longueur électrique comprise entre la borne 31 de sortie et le point b et la longueur électrique comprise entre

la borne 31 de sortie et le point b' sont différentes.

De même, les longueurs électriques comprises entre la borne 31 de sortie et le point a et entre la borne

31 de sortie et le point a' sont différentes.

Dans un tel circuit de polarisation, une micro-

onde reçue par l'intermédiaire de la borne de sortie 31, provenant du dispositif qui lui est connecté, est répartie également par le circuit 48 de dérivation en T. Les deux moitiés de la microonde ainsi également répartie se propagent vers la borne 30 d'alimentation en tension le long de la première et de la seconde ligne 43, 44. Comme la phase de la microonde au point b diffère de celle du point b' et comme la phase au point a diffère de celle du point a', les microondes sont partiellement consommées par les résistances 45, 46, et le reste se propage vers la borne gauche de

la première et de la seconde ligne 43, 44. Chaque micro-

onde est totalement réfléchie par la borne de gauche de la première et de la seconde ligne 43, 44, et revient vers la borne 31 de' sortie. Les deux microondes ainsi réfléchies sont déphasées. Ainsi, ces microondes sont consommées par les résistances 45, 46 respectivement

et n'atteignent pas la borne de sortie 31.

Comme décrit précédemment, une microonde qui est passée à la borne 31 de sortie est partiellement consommée par les résistances 45, 46 lorsqu'elle se propage vers la borne 30 d'alimentation. Le reste de la *microonde est réfléchi par la borne gauche de la première et de la seconde ligne 43, 44 et est alors consommé par les résistances 45, 46. En conséquence, le 'circuit d'alimentation de tension de polarisation de la figure 18 fonctionne de la même manière que celui

de la figure 17.

La figure 19 représente un troisième mode de réalisation de circuit d'alimentation de tension de polarisation de l'invention. Il diffère du circuit de la figure 17 en ce que des condensateurs 49 et 50

sont montés en série avec les résistances 45, 46 respec-

tivement. Dans ce mode de réalisation, l'impédance du circuit en série comprenant la résistance 45 et le

condensateur 49 est déterminée par la capacité du conden-

sateur 49. Ceci est vrai aussi pour le circuit en série

comprenant la résistance 46 et le - condensateur 50.

Ainsi, l'importance de la consommation des microondes

par les résistances 45, 46 peut être modifiée par sélec-

tion convenablement des condensateurs 49, 50. L'impé-

dance vue depuis la borne 31 de sortie, vers la borne d'alimentation 30, peut ainsi être réglée à une valeur voulue. La figure 20 représente un quatrième mode de réalisation de circuit d'alimentation de tension de polarisation de l'invention. Il diffère du circuit

de la figure 17 en ce que la première ligne 43 à constan-

tes réparties est remplacée par des selfs 51 et des condensateurs 52 et en ce que la seconde ligne 44 à constantes réparties- est -remplacée par des selfs 53 et des condensateurs 54. A la place de la première et de la seconde ligne 43, 44 à constantes réparties, des circuits à constantes localisées, tels que des selfs 51, 53 et des condensateurs 52, 54, sont utilisés

et permettent ainsi la réalisation d'un circuit d'alimen-

tation de tension de polarisation de plus petites dimen-

sions. Bien que deux résistances soient utilisées pour la connexion des deux lignes à constantes réparties dans les modes de réalisation des figures 17 à 20, une seule résistance ou plus de trois résistances peuvent

être utilisées pour l'obtention des mêmes effets.

Le circuit d'alimentation de tension de polari-

sation de l'invention peut être utilisé non seulement dans des amplificateurs à large bande mais aussi dans des amplificateurs à puissance élevée de sortie ou

dans des oscillateurs.

On revient maintenant aux perfectionnements des amplificateurs TEC à constantes réparties; la figure 21 représente un quatrième mode de réalisation d'un tel amplificateur selon l'invention. Sur cette figure, la borne de drain de chacun des transistors TEC placés du côté supérieur est reliée par une résistance 55 de valeur prédéterminée à celle d'un transistor TEC

correspondant placé du côté inférieur.

Lors du fonctionnement, la puissance en hyper-

fréquences transmise par la borne 1 d'entrée est répartie en deux moitiés par la dérivation 12 en T. L'une des deux moitiés de l'énergie se propage dans les selfs 7a vers le dispositif 9a de terminaison. Pendant la programmation, la puissance en hyperfréquences est transmise partiellement à chacun des transistors TEC 3a qui l'amplifie. La puissance en hyperfréquences ainsi amplifiée se propage dans les selfs 8a vers la

dérivation en T13. L'autre moitié de l'énergie en hy-

perfréquence se propage dans les selfs 7b vers le dispositif 9b de terminaison. Pendant la propagation

l'énergie en hyperfréquences est transmise partielle-

ment à chacun des transistors TEC 3b qui l'amplifie.

La puissance en hyperfréquences ainsi amplifiée se propage dans les selfs 8b vers la dérivation 13 en

T. Les deux composantes de la puissance en hyperfré-

quences, qui ont atteint la dérivation 13 en T sont combinées. La puissance combinée atteint alors la borne 2 de sortie. Lorsqu'un déséquilibre quelconque existe entre les deux composantes de la puissance en

hyperfréquences du fait d'une dispersion des carac-

téristiques des transistors 3a et 3b, la différence entre ces deux composantes est absorbée, suivant la fréquence et comme décrit.dans la suite, par des résis- tances 55 assurant l'isolement des deux amplificateurs

TEC à ondes progressives sur une large bande de fré-

quence. Le fonctionnement de l'amiplificateur TEC à ondes progressives et à constantes réparties selon l'invention, du type à combinaison de puissance, est maintenant décrit en référence aux effets des résistances 55. La figure 22 représente le circuit équivalent de l'amplificateur de la figure 21 du côté du drain,

correspondant à la figure 5(b). La figure 22 repré-

sente un circuit équivalent à un circuit dans lequel deux lignes à constantes réparties ayant une perte sont connectées en des points opposés prédéterminés par des résistances 55. Si l'on suppose que l'impédance de la source de courant gm. Vci (i = 1, 2,...,n) est infinie, et que la résistance source-drain Rds est suffisamment grande pour que l'effet de la perte soit ignoré, le circuit de la figure 22 peut être représenté approximativement par un circuit équivalent tel que celui de la figure 23. Le circuit équivalent de la figure 23 comporte deux lignes 56a, 56b à constantes réparties ayant l'impédance caractéristique Z et une vitesse de propagation V, une dérivation 13 en T et des résistances Ri, R2..., Rn connectées chacune entre un point prédéterminé de la ligne 56a et un point

correspondant de la ligne 56b.

Dans l'approximation précédente, on utilise les relations suivantes: 3Ld Z =/ d Cs V=g rLaC à Sur la figure 23, on suppose que la distance

comprise entre la dérivation 13 en T et les résis-

tances respectives est Li,ú2, ú3.... Z 9 repré-

n Sentant'chacune un quart de la longueur d'onde à des fréquences fi, f2l f3-...., fn respectivement. Lorsque les deux microondes qui se propagent le long des deux lignes 56a, 56b ont la même phase et la même amplitude, la dissipation d'énergie dans

les résistances est nulle, et ces microondes sont combi-

nées au niveau de la dérivation 13 en T et sont trans-

mises à la borne de sortie 2.

Le fonctionnement de l'amplificateur TEC à ondes progressives et à constantes réparties est illustré dans la suite en référence au cas dans lequel il existe un certain déséquilibre entre les deux microondes qui

ont atteint- la dérivation en T 13. Selon le fonction-

nement d'un distributeur normal de Wilkinson, la diffé-

rence entre les deux composantes de la puissance des

microondes à la fréquence fn est consommée par la résis-

tance R. Dans le cas de la puissance en hyperfréquences n à la fréquence fi, la puissance électrique due à ce déséquilibre est essentiellement consommée par les résistances R1, R2, R31.... R. Si les points auxquels ces résistances sont connectées et si les résistances R1, R2, R3,..., Rn sont convenablement choisies, la puissance électrique due au déséquilibre peut être

absorbée sur une large bande de fréquence. En consé-

quence, un bon isolement peut être obtenu entre les deux lignes 56a, 56b à constantes, réparties sur une

large bande de fréquence.

L'arrangement représenté sur la figure. 23.

a une configuration qui diffère de cefle d'un distri-

buteur idéal de Wilkinson, si bien qu'il est impossible

qu'un isolement idéal soit assuré à chaque fréquence.

Cependant, dans l'amplificateur TEC à ondes progressives et à combinaison de puissance de la figure 21, les deux microondes qui ont atteint la dérivation 13 en

T ont pratiquement la même phase et la même amplitude.

Ainsi, même lorsqu'un isolement idéal ne peut pas être

assuré à chaque fréquence, aucun problème ne se pose.

La figure 24 est un circuit équivalent d'un cinquième mode de réalisation de l'amplificateur TEC à constantes réparties selon l'invention, dans lequel des résistances 55 sont montées à des emplacements différents de ceux de la figure 22. Ainsi, les points

de montage des résistances peuvent être choisis.

Bien que le quatrième et le cinquième mode de réalisation comportent des selfs formant des éléments

de circuit à constantes localisées, sous forme de cir-

cuits présentant une réactance, les hommes du métier peuvent noter que l'invention n'est pas limitée à ces

modes de réalisation. Par exemple, des circuits à micro-

lignes plates, comme indiqué par la référence 57 sur la figure 25, peuvent être utilisés à la place des selfs. Bien entendu, diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux amplificateurs

et aux alimentations qui viennent d'être décrits unique-

ment à titre d'exemples non limitatifs sans sortir

du cadre de l'invention.

RE%.iC:.: IC:

1. Circuit d'alimentation de tension de pola-

risation destiné à transmettre une tension de polarisa-

tion à un circuit électrique, tel qu'un amplificateur à transistors à effet de champ à constantes réparties, caractérisé en ce qu'il comprend: une borne d'entrée (30) connectée à une source de tension, une borne de sortie (31) connectée au circuit électrique et destinée à transmettre une tension de polarisation à celui-ci, une première ligne (43) à constantes réparties dont une première extrémité est connectée à la borne d'entrée et est mise à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur (47), une seconde ligne (44) à constantes réparties dont une première extrémité est ouverte et dont l'autre

extrémité est connectée à l'autre extrémité de la pre- mière ligne à constantes réparties et à la borne de sortie, et 2C au moins

un circuit comprenant une résistance (45,46), connecté entre un point de la première ligne à constantes réparties et un point de la seconde ligne

à constantes réparties.

2. Circuit selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que la première et la seconde ligne (43,44) à constantes réparties ont la même longueur, et lesdits circuits sont connectés entre des points (a, a', b, b') des lignes se trouvant à la même distance de la

borne de sortie.

S^ 3. Circuit selon la revendication 2, carac-

térisé en ce que. ledit circuit comporte une combinaison en série d'une résistance (45,46) et d'un condensateur

(49,50).

4. Circuit selon la revendication 1, carac-

-5 térisé en ce que la première et la seconde ligne (43,44)

à constantes réparties ont des longueurs différentes.

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5. Circuit selon l'une quelconque des reven-

dications 1 à 4, caractérisé en ce que la première et la seconde ligne à constantes réparties comportent

des circuits à constantes localisées constitués d'in-

ductanc"51, 53) et de condensateurs (52, 54).

6. Circuit selon l'une des revendications là 5, cararctérisé en

ce que l'anplificateur à transistors à effet de champ à constantes réparties, comprend un arrangement de transistors à effet de champ (3) ayant chacun une borne de source (6), des premiers éléments inductifs

(7) reliant les bornes de grille des transistors adja-

cents, des seconds éléments inductifs (8) reliant les bornes de drain des transistors adjacents, une borne d'entrée (1) reliée de manière qu'elle transmette une microonde à l'arrangement, une borne de sortie (2) destinée à recevoir une microonde amplifiée, un premier dispositif (10) de terminaison monté entre la borne de drain du transistor placé à l'extrémité gauche de l'arrangement et la masse, et un second dispositif de terminaison (9) monté entre la borne de grille du transistor placé à l'extrémité droite de l'arrangement et la masse, et en ce que des condensateurs

(32) ayant une capacité supérieure à la capacité grille-

source de chaque transistor (3), et un dispositif (33) présentant une impédance et destiné à transmettre le

courant continu à la masse, sont connectés en paral-

lèle l'un avec l'autre entre la borne de source de

chaque transistor à effet de champ et la masse.

7. Circuit selon la revendication 6,

caractérisé en ce que le dispositif formant une impé-

dance est un élément inductif (33).

8. Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que les condensateurs (32) ont une

capacité qui est un multiple élevé de la capacité grille-

source et introduisent une réactance bien inférieure à celle qui est produite par l'élément inductif destiné

* à transmettre le courant continu à la masse à une fré-

quence utilisée.

9. Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'élément inductif est une ligne

(41) à constantes réparties.

10. Circuit selon l'une des revendications

6 et 8, caractérisé en ce que le dispositif formant une impédance est une combinaison en série d'un élément inductif (41) et d'une résistance (34), le premier dispositif de terminaison est une combinaison en série comprenant une résistance (36) et un condensateur (37) montés entre la borne à laquelle est appliquée une

polarisation de drain et la masse, et le second disposi-

tif de terminaison est une résistance (35) destinée

à transmettre le courant continu à la masse.

11. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'élément inductif est un circuit

à constantes réparties.

12. Cifrcuit selon l'une des revendications 1 à 5, carac-

térisé en ce que l'armplificateur à transistors à effet de champ à cons-

tantes rearties est crm..é d'un circuit intëqrè monolithic ue sur un sub-

strat semi-conducteur et comrenant un arrangement de transistors à effet de chanp (3) ayant chacun une borne ae grille (4), une borne de drain (5) et une borne de source (6), des premiers dispositifs inductifs (7) reliant les bornes de grille des transistors adjacents, des seconds dispositifs

inductifs (8) reliant les bornes de drain des transis-

tors adjacents, des résistances (14) reliant chacune la borne de source de chaque transistor à la masse, et des condensateurs (15) montés chacun en parallèle avec une résistance entre la borne de source et la masse, ledit amplificateur à constantes réparties comprenant en outre: plusieurs îlots métalliques (22) disposés en alternance avec les transistors (3) à effet de champ, pratiquement en ligne droite, chacun des condensateurs étant formé de manière qu'il relie la borne de source

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de l'un des transistors adjacents à l'îlot métallique placé entre les transistors adjacents, et

des fentes (42) formées dans les îlots métalli-

ques de manière qu'elles séparent les deux condensa-

teurs (15) formés sur chacun des îlots métalliques, la résistance étant montée entre les îlots métalliques et les bornes de source des transistors à effet de champ. 13. Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que les fentes (42) sont formées

en direction perpendiculaire à la direction de l'arran-

gement, la longueur des fentes étant inférieure à celle

d'un premier côté des îlots métalliques (22) perpendi-

culairement à la direction de l'arrangement, si bien , que deux parties sont constituées dans chacun des îlots métalliques. 14. Circuit selon la revendication 13,

caractérisé en ce que chacune des résistances (14).

est connectée entre 'l'une des deux parties et la borne

de source (6) du premier des transistors adjacents.

15. Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que chaque résistance comporte une première résistance (14) reliant l'une des deux parties à la borne de source de l'un des transistors adjacents, et une seconde résistance (14) reliant l'autre des

deux parties à la borne de source de l'autre des transis-

tors adjacents.

16. Circuit selon l'une des revendications 1 à 5, caracté-

risé en ce que l'amrlificateur à transistors à effet de champ à cons-

tantes réparties comprend deux amplificateurs à transistors à effet de champ à ondes progressives montés parallèlement l'un à l'autre, chacun aes arplificateurs à ondes progressives omprenant un arrangement de transistors à effet de champ (3a, 3b) ayant chacun une borne de grille (4a, 4b), une borne de drain (5a, 5b) et une borne de source (6a, 6b), un premier circuit réactif (7a, 7b) ayant une valeur prédéterminée et interconnectant les bornes de grille de deux transistors adjacents dans l'arrangement, un second circuit réactif (8a,8b) ayant une valeur prédéterlinée et interconnectant les bornes de drain des deux transistors adjacents dans l'arrangarent, en ce qu'un dispositif (13) à dérivation en T combine

les signaux de sortie des deux amplificateurs à transis-

tors à effet de champ à ondes progressives, et en ce que des résistances (55) ayant une valeur prédéterminée relient les bornes de drain d'un premier amplificateur à ondes progressives aux bornes correspondantes de

drain de l'autre amplificateur à ondes progressives.

17. Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que les résistances (55) sont disposées à une distance correspondant au quart de la longueur d'onde aux fréquences respectives dans une bande voulue

de fréquences.

18. Circuit selon l'une des revendica-

tions 16 et 17, caractérisé en ce que le premier et le second circuits réactifs comportent une ligne (57)

à constantes réparties.