WO1992003872A1 - Reluctance-type motor driving system - Google Patents

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WO1992003872A1
WO1992003872A1 PCT/JP1991/001145 JP9101145W WO9203872A1 WO 1992003872 A1 WO1992003872 A1 WO 1992003872A1 JP 9101145 W JP9101145 W JP 9101145W WO 9203872 A1 WO9203872 A1 WO 9203872A1
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WO
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torque
rotor
drive system
motor
output
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PCT/JP1991/001145
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English (en)
French (fr)
Inventor
Itsuki Bahn
Original Assignee
Kabushikigaisya Sekogiken
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Priority to EP91915155A priority patent/EP0500950B1/en
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/08—Reluctance motors
    • H02P25/098—Arrangements for reducing torque ripple

Definitions

  • the present invention relates to a drive system for controlling the drive of a reluctance motor, and more particularly to a drive system for removing a torque ripple included in an output torque of the reluctance motor to reduce the torque.
  • the present invention relates to a drive system that can suitably use a lactate motor as a drive source for various devices.
  • a stator having a plurality of magnetic poles and a rotor having a plurality of salient poles are provided, and the rotor is generated by magnetic attraction acting between the sequentially excited stator magnetic poles and the corresponding rotor salient poles.
  • Reluctance type motors that are rotated are well known.
  • C-reluctance type motors have the advantage of having a remarkable output torque, high efficiency, and low cost.
  • the torque ripple is large and the application field is limited. That is, in a reluctance type motor, a remarkably large torque is generated immediately after the salient poles start to face the magnetic poles, while the torque just before the salient poles completely face the magnetic poles is generated. Luke becomes smaller.
  • the conventional reluctance type motor has a precise motor with a requirement that the torque ripple when operating at 30% or less of the rated output torque is less than several% of the output torque. -It cannot be suitably used as a drive source for z-port devices.
  • An object of the present invention is to provide a drive system capable of reducing torque ripple included in output torque of a reluctance type electric motor.
  • a drive system for driving and controlling a reluctance motor having an armature fitted with a rotor and an excitation coil.
  • the system consists of a position detection device for generating a position detection signal indicating the actual rotational position of the rotor, and a storage device that previously stores torque ripple data that is a function of the command excitation current and the rotor rotational position.
  • the excitation current corresponding to the command excitation current corrected by the torque ripple data read from the storage device according to the position detection signal and the command excitation current is applied to each excitation core.
  • an energization control circuit for supplying to the coil.
  • a drive system for driving and controlling a reluctance type electric motor having a rotor and an armature fitted with an excitation coil includes an actual rotation position of the rotor.
  • a position detector for generating a position detection signal representing the torque, and a torque ripple data which is disposed so as to be rotatable synchronously with the rotor and which is a function of the rotor rotation position and a corresponding one of a plurality of command excitation current values.
  • a rotating body provided on the outer peripheral surface with a plurality of axial regions each having a corresponding physical quantity, and an axial direction of the rotating body such that the rotating body can freely face any one of the plurality of axial regions on the outer peripheral surface of the rotating body.
  • a physical quantity detector having a detection unit movably disposed in the sensor, and a detection unit such that the detection unit faces one of a plurality of axial regions on the outer peripheral surface of the rotating body corresponding to the command excitation current.
  • Servo device for positioning and detector
  • Energization control for supplying an excitation current corresponding to the command excitation current corrected by the torque ripple data corresponding to the physical quantity detected by the physical quantity detector thus positioned to each of the excitation coils.
  • a circuit for supplying an excitation current corresponding to the command excitation current corrected by the torque ripple data corresponding to the physical quantity detected by the physical quantity detector thus positioned to each of the excitation coils.
  • the torque ribble data that is a function of the command excitation current and the rotor rotation position is read from the storage device according to the command excitation current and the rotor rotation position
  • a physical quantity detector in which a detecting unit is opposed to one of a plurality of axial regions on the outer peripheral surface of the rotating body corresponding to the command exciting current has a relation between the command exciting current and the rotor rotation position. Rotating object outer peripheral surface object corresponding to torque torque data The sense is detected.
  • the command excitation current is corrected based on the torque ripple data read from the storage device or the physical quantity detected by the physical quantity detector, and the excitation current corresponding to the corrected command excitation current is calculated for each.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing a main part of a drive system according to a first embodiment of the present invention for driving a reluctance motor
  • FIG. 2 is a schematic block diagram showing a torque ripple data writing device used for storing torque ripple data in the memory of FIG. 1,
  • Fig. 3 is a timing chart explaining the operation of the torque ripple
  • Fig. 4 is a development view showing the rotor and armature of a three-phase dual-wave reluctance motor
  • FIG. 5 is a block circuit diagram showing the position detecting device of FIG. 1 in detail
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing the energization control circuit of FIG. 1 in detail
  • FIG. 7 is a timing chart showing a square wave signal and a position detection signal generated by the position detection device
  • FIG. 8 is a timing chart showing the position detection signal and the exciting current
  • Fig. 9 is a graph showing the motor output torque-rotor rotation position curve.
  • Fig. 10 shows the relationship between the motor output torque generated in response to the command excitation current and the rotor rotation position, and the multiplier circuit output and rotor rotation position in Fig. 6 corresponding to the corrected command excitation current.
  • FIG. 11 is an exploded view showing a rotor and a motor of a three-phase single-wave reluctance motor used with the drive system according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a development view showing a rotor and an armature of a two-phase reluctance motor used with the drive system according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a partial circuit diagram showing the position detecting device of the drive system of the third embodiment
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing an energization control circuit of the drive system of the third embodiment
  • FIG. 15 is a timing chart showing a rectangular wave signal and a position detection signal generated by the position detection device of FIG. 13;
  • Fig. 16 is a sunset chart showing a series of position detection signals and exciting current.
  • Fig. 17 is a graph showing the torque curve and the output of the multiplier as a function of the rotor rotation position.
  • FIG. 18 is a schematic side view showing a main part of a drive system according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing a distance sensor of the drive system of the fourth embodiment.
  • FIG. 20 is a schematic circuit diagram showing a servo device of the drive system of the fourth embodiment.
  • FIGS. 1 to 10 a drive system according to a first embodiment of the present invention used for drive control of a reluctance motor will be described with reference to FIGS. 1 to 10.
  • the drive system includes an energization control circuit 61, which will be described in detail later, and a position detection signal for generating a position detection signal supplied to the energization control circuit 61, which will be described in detail later.
  • a position encoder mounted on the rotating shaft of the motor 3, for example, a shaft encoder 6 for generating a pulse signal having a frequency proportional to the rotation speed of the motor 3.
  • a waveform shaping circuit 8 connected to the output side of the shuffen coder 6, a counter circuit 8a for inputting a waveform-shaped position detection pulse signal, and a counter circuit 8
  • An address power counter 57 for generating an address output corresponding to the count value of a is provided.
  • the drive system is controlled by a command from the energization control circuit 61.
  • Op amp 65 for inputting excitation current
  • AZD converter 18a for analog / digital conversion of analog output of op amp 65
  • multiple command excitation current values A plurality of read-only memory (ROM) 51 a to 5 le, each storing a plurality of sets of torque ripple data corresponding to each, and the digital output of the AZD converter 18 a
  • Decoding and reading unit 5 for decoding and selecting the corresponding one of ROMs 51a to 51e and reading data from the selected ROM according to the address output 1 and a DZA converter 59 for converting digital data from the ROM 51a, 51b,... Or 51e into analog data.
  • Each of the ROMs 51a to 51e stores torque ripple data at each of a plurality of rotor rotation positions at a command excitation current value corresponding to each ROM.
  • the torque ripple data is generated by driving the electric motor 3 with an exciting current In supplied from a DC power supply (not shown) and using the torque ripple data damaging device shown in FIG. Is stored before
  • reference numeral 60 denotes a component of a modified example (described later) of the first embodiment.
  • the output torque Tn contains the ripple torque corresponding to the function fn (0).
  • the data harm device connects the input terminal X for inputting the output of the torque detector and the analog voltage KI ⁇ (the symbol K represents a constant) proportional to the exciting current I n to the terminal 54 a.
  • An A / D converter 53 for converting (0) to digital data 44a (Fig. 3), and a pro- cessor for harming the digital data to each of the ROMs 51a to 51e. It further comprises a programmable 'read-only memory (P-ROM) writer circuit 51'.
  • P-ROM programmable 'read-only memory
  • the converter 53 is a synchronous signal generated by a counter 8a every time a predetermined number of output pulses from the shift encoder 6 mounted on the motor 3 are input through the waveform shaping circuit 8.
  • 3a (Fig. 3) is input via the lead line N-3
  • the division circuit output Fn (0) at that point is converted to digital data 44a and converted.
  • a memory write signal 46a is generated.
  • the P-ROM writer circuit 51 receives the digital data 44a transmitted on the data node 18 via the lead line N-1 and inputs the digital data 44a via the lead line N-2.
  • the origin signal pulse generated by the shaft encoder 6 every time the rotor makes one revolution is also recalled.
  • the reset signal 11a or 11b (FIG. 3) is input via the lead line N to start or end data corruption.
  • the motor 3 is driven by the exciting current In of 1.6 A, for example, which is within the exciting current range that generates a torque less than about one-half of the rated output torque of the motor 3.
  • the reset signal 11 a is transmitted from the shaft encoder 6.
  • the P-ROM writer circuit 51 'sets the data damage address to "1" in response to the reset signal 11a.
  • the position detection pulse signal from the shaft encoder 6 is supplied to the counter 8 a via the waveform shaping circuit 8.
  • the counter 8a applies a synchronization signal 43a to the AZD converter 53 via the lead line N-3 every time a predetermined number of pulses are counted.
  • the / 0 converter 53 starts to convert the analog output Fn ( ⁇ ) of the divider circuit 54 into digital data 44a, Digital data 44 a of a predetermined number of bits is serially output onto data bus 18 via lead line N-1.
  • the AZD converter 53 generates the digital data 44a at the end of transmission of the digital data 44a.
  • the ROM writer circuit 51 'inputs the digital data 44a via the lead line N-2, and outputs the first The digital data is written to the address, and then an address update signal 39a for updating the address including the data is generated.
  • sync signal 4 When the next synchronization signal 43a is generated, the digital data 44a corresponding to the rotor rotational position at that time is damaged by the second address of R0M51a. Similarly, sync signal 4
  • the generation interval of 43a and the setting interval of the excitation current value can achieve the required accuracy for motor operation in a device equipped with a drive system including a motor (for example, a servo device), and are required for digital data storage.
  • the energization control circuit 61 outputs the command excitation current value input from the energization control circuit 61 via the op amp 65. Performs AZD conversion of In. Also, the data selection read unit 51 decodes the output of the AZD converter and outputs one of the ROMs 51a to 51e corresponding to the command excitation current value In, for example, R0M. 5 Select 1 a.
  • the motor rotor makes one rotation around the rotation axis and the shift encoder 6 generates an origin signal. Reset. Then, every time an output pulse is sent from the shaft encoder 6 after the origin signal is generated, the address output of the address counter 57 is updated. Then, the torque ripple data F n (0) stored in each of the addresses sequentially designated by the address output is supplied to the R 0 M under the control of the unit 51. The data is sequentially read from 51 a, then converted into analog data by the DZA converter 59, and further supplied to the energization control circuit 61.
  • the energization control circuit 61 corrects the command excitation current In using the torque ripple data Fn (0), and drives and controls the motor 3 with the corrected command excitation current. . As a result, the pulsation of the motor output torque is suppressed or eliminated.
  • the motor 3 of the present embodiment is a three-phase double-wave reluctance type motor, and can be freely rotated by a motor outer casing (not shown) as shown in FIG. Fitted on the supported rotating shaft A rotor 1 and an armature (stator) 16 which is coaxial with the rotor 1 and is fixed to the outside of the rotor 1. It becomes.
  • the outer peripheral surface of the rotor 1 has seven salient poles 1a to 1g each having a width of 180 electrical degrees (hereinafter, various angle parameters are represented by electrical angles). They are formed at equal intervals in the circumferential direction with a phase difference.
  • the armature 16 has an annular magnetic core 16 ′ that can freely form a magnetic path, and has six magnetic poles 16 a to 16 f each having a width of 180 degrees on the inner peripheral surface of the magnetic core. It is formed at equal intervals. Excitation coils 17a to l7f are fitted on the magnetic poles 16a to l6 ⁇ , respectively.
  • the position detecting device 62 has a 5 mm diameter air coil of approximately 100 turns for detecting the rotational position of the salient poles la to lg of the rotor 1.
  • Each of these coils has three detection coils 10a to 10c (Fig. 3), which are separated from each other by 120 degrees, and each coil surface has salient poles. It is fixed to the armature 16 so that it can face the side surfaces 1a to 1h via a gap.
  • the position detecting device 62 has an oscillator 11 having an oscillation frequency of about 1 MHz, and a plunger circuit associated with each of the detection coils 10a to 10c. .
  • the bridge circuit related to detection coil 10a consists of detection coil 10a and resistors 12a to l2c, and detection coil 10a has salient poles 1a to 1a. not facing any of g It is adjusted to be balanced in the state.
  • This bridge circuit has two horns, each consisting of a diode 11a, 11b and a capacitor 12a-1, 12b-1; The operational amplifier 15b and the logic circuit 19 are connected.
  • the logic circuit 19 is a circuit commonly used for a control circuit of a three-phase Y-type semiconductor motor, and has six output terminals 19a to 19 9. More specifically, the diode 11a is connected to a node between the coil 10a and the resistor 12a, and a capacitor 12a is grounded at one end.
  • a power source is connected to the other end of 1 and the positive input terminal of op-amp 15b.
  • the diode 11b is connected to the node between the resistors 12b and 12c, and is connected to the other end of the capacitor 12b-1 whose one end is grounded.
  • a cathode is connected to the negative input terminal of op-amp 15b.
  • the output terminal of the op-amp 15b is connected to the input side of the logic circuit 19 and to the input terminal of the inversion circuit 24-1a interposed between them.
  • reference numerals 24a and 24b denote circuits associated with coils 10b and 10c, respectively, each of which is a bridge circuit associated with coil 10a. It consists of circuit elements corresponding to a low-pass filter and an operational amplifier, and is connected to a common oscillator 11 for the three detection coils.
  • Reference numerals 2 4-2 and 2 4-1 3 denote inversion circuits corresponding to the inversion circuit 24-1. As described above, in the bridge circuit, the detection coils 10a to 10c face any of the salient poles 1a to lh of the rotor 1. If not, it will be balanced.
  • the detection coil 10a does not face the salient pole
  • the output consisting of the diode 11a and the capacitor 12a-1 and the output of the 0 filter and the diode lib The output of the low-pass filter composed of the capacitor 1 2b-1 is equal to the output of the low-pass filter, and the output of the operational amplifier 15b is at the L level.
  • the impedance of the detection coil 10a decreases due to iron loss (eddy current loss and hysteresis loss).
  • the voltage drop at the resistor 12a increases, and the voltage applied to the positive input terminal of the op-amp 15b increases, so that the op-amp output is represented by reference numerals 25a and 25b in FIG. It becomes H level as illustrated. That is, the rectangular wave signal 25 is transmitted from the operational amplifier 15b as the rotor 1 rotates. Then, a square wave signal 26 is transmitted from the inverting circuit 24-1.
  • the output of the op amp in blocks 24a and 24b is The H level is reached (exemplified by reference numerals 27a, 27b, 29a, and 29), and rectangular wave signals 27 and 29 are transmitted from both operational amplifiers as the rotor 1 rotates. Also, square wave signals 28, 30 are transmitted from the inverting circuits 24-2, 24-3. The square wave signals 25, 27 and 29 have a phase difference of 120 degrees from each other, The shape signals 26, 28, and 30 have a phase difference of 120 degrees from each other.
  • the rectangular wave position detection signals 31 to 36 (the 7) are sent respectively.
  • the signals 31 and 34, the signals 32 and 35, and the signals 33 and 36 have a 180 degree phase difference with each other, and the signals 31 to 33 and the signals 34 to 36 have a phase difference of 180 degrees. They have a phase difference of 120 degrees from each other.
  • the energization control circuit 61 for supplying and shutting off the excitation current to the excitation coils 17a to 17f of the armature 16 has input terminals 55a to 55 Output terminal 19a of position detecting device 62 via f: AND circuit having one input terminal connected to I9c, 19f, 19d, 19e, respectively
  • a multiplication circuit 50 a having input terminals 52 a and 52 b and a similar multiplication circuit
  • a chopper circuit described later is formed in cooperation with the AND circuits 47a to 47e. Op amps 23 a and 23 are provided.
  • the other input terminals of the AND circuits 47a to 47c are connected to the output terminal of the operational amplifier 23a.
  • AND ⁇ ⁇ The output terminals of 47 a to 47 c are connected to a diode 49 a having an anode connected to the positive terminal 2 a of the DC power supply and an exciting coil 17 via an inverting circuit.
  • a, 17c, 17e are connected to the bases of transistors 20a, 20c, 20e interposed between them and one end of each of them (instead of the transistors, A switching element such as a power MOSFET can be used.).
  • each of the excitation coils 17a, 17c, and 17e is connected to a DC power supply through a transistor 20b, 20d, 20f and a resistor 22a. Connected to negative terminal 2b.
  • the contact points between the transistors 20b, 20d, 20f and the resistor 22a and the excitation coils 17a, 17c, 17e and the transistor 20 Diodes 21a, 21c, and 2le are connected between the connection points with a, 20c, and 20e, respectively.
  • connection points between the transistors 20a, 20c, 20e and the diode 49a, the excitation coils 17a, 17c, 17e, and the transistor Diodes 2 lb, 21 d, and 21 ⁇ are connected between the connection points to 20 b, 20 d, and 20 f, respectively.
  • Exciting coils 17b, 17d, and 17f also include elements corresponding to the above-described various circuit elements related to exciting coils 17a, 17c, and 17e (see Fig. 6). (Indicated by blocks D, E, and F). Symbol 22b indicates a resistor corresponding to resistor 22a.
  • the energization control circuit 61 is connected to both ends of the resistor 22a to detect a voltage drop at the resistor 22a, that is, an exciting current flowing through the exciting coils 17a, 17c, 17e.
  • Output terminals of multipliers 50a and 50b are connected to the negative input terminals of a and 23, and to the positive input terminal of op-amp 23a.
  • Reference numerals 48a and 48b represent capacitors.
  • the output voltages of the multiplication circuits 50a and 5Ob exceed the output voltages of the absolute value circuits 40a and 4Ob and the op amps 23a and 23 AND level position detection signal is applied to input terminal 55a when AND circuits 47a to 47 ⁇ are opened by the H level output from b. Then, the transistors 20a and 20b conduct, and the exciting coil 17a is energized. When an H-level signal is applied to the input terminal 55b, the transistors 20c and 20d conduct, the excitation coil 17c passes, and the input terminal 55c When the H-level signal is applied to the transistor, the transistor 20 e and 20 ⁇ conduct, and the exciting coil 17 e is energized.
  • the position detection signal 31a when the position detection signal 31a is applied to the input terminal 55a of the energization control circuit 61, the conduction by the H-level output from the AND circuit 47a in the gate open state occurs. Excitation coil 17a via transistors 20a and 20b Is conducted. As a result, as shown in FIG. 8, the exciting current 37a flowing through the exciting coil 17a increases. Since the inductance of the exciting coil of the reluctance motor 3 is large, the rise of the exciting current 37a becomes slow. To compensate for this, the output voltage of the DC power supply is increased. Also, as the motor rotation speed increases, the duration of the position detection signal 31a decreases, so the output voltage of the DC power supply must be increased during high-speed operation.
  • the output of the amplifier 23a becomes L level, and the transistors 20a and 20b are cut off.
  • the energization to the exciting coil 17a is stopped.
  • the magnetic energy stored in the exciting coil 17a is released via the diodes 21a and 21b and the capacitor 48a, and the absolute value The output voltage of circuit 40a drops.
  • the output of the operational amplifier is inverted to H level due to the hysteresis characteristic of the operational amplifier 23a.
  • the exciting current 37a exceeds the output voltage of the multiplication circuit 50a again, the op amp output is inverted to the L level.
  • the width of section 38b exceeds 30 degrees electrical angle, torque (anti-torque) acting in the opposite direction to the motor output torque becomes prominent.
  • torque anti-torque
  • the width of the section 38 must be reduced because the width of the position detection signal 32a is small.
  • the energization control circuit of this embodiment provided with a diode 49a provided an anti-torque suppression effect due to an increase in the DC power supply voltage. Is less.
  • the capacitor 48a is charged by the magnetic energy accumulated in the exciting coil 17a, and the exciting coil is charged by the charging voltage.
  • the exciting current flowing through the coil 17 c rises rapidly.
  • the anti-torque can be suppressed without increasing the DC power supply voltage, and the motor 3 can be rotated at high speed.
  • the motor output torque can be independently controlled by the command voltage applied to the input terminals 52a, 52c of the multiplication circuits 50a, 50b. Note that the charging voltage of the capacitor 48a increases rapidly as the capacity of the capacitor 48a decreases. Therefore, in determining the capacity of the capacitor 48a, the motor rotation speed and the exciting current value are taken into account.
  • the exciting current 39b flowing through the exciting coil 17c is shown in FIG. 8 by the action of the operational amplifier 23a and the AND circuit 47b. Thus, when the position detection signal 32a disappears, it rapidly drops.
  • the excitation coils 17a, 17c, and 17e are energized sequentially and continuously (hereinafter, referred to as A-phase conduction mode), and a motor output torque is generated.
  • the excitation coil 17 t » 17 d and 17 f are energized (B-phase energizing mode).
  • Each of the detected position detection signals 36 a, 34 a, and 35 a has a width of electrical angle of 120 degrees, and is more than the corresponding one of the position detection signals 31 a to 33 a. 0 degree phase lag.
  • the A-phase conduction mode as shown by the broken lines in FIG.
  • the excitation coils 17b, 17a are generated when the position detection signals 36a, 3a, 35a are generated.
  • the excitation current flowing to the corresponding one of d and 17f rises and falls when the position detection signal disappears, and the excitation current rises by the diode 49b and the capacitor 48b. And the width of the descending section is regulated.
  • the exciting current is chopper-controlled by the capacitor 48 b, the absolute value circuit 40 b, the resistor 22 b, the op amp 23 b and the multiplier circuit 50 b.
  • the rotor 1 becomes the electrical angle 30 after one of the salient poles 1 a to 1 g of the rotor 1 starts to face the corresponding one of the magnetic poles 16 a to 16 f.
  • the detection coils 10a to 10c so that the 120-degree communication section for each of the excitation coils 17a to l7 ⁇ starts at the point of further rotation by The fixing position has been adjusted.
  • the excitation coil is energized and the excitation coil is energized in the 120 degree section 45b shown in Fig. 9.
  • An output torque is generated (the torque curves 42a to 42d in Fig.
  • the torque single-rotor rotation position curve in the B-phase energizing mode has a phase lag of 60 ° with respect to the curve in the A-phase energizing mode.
  • the electrical angle 1 2 With relatively little torque ripple 1 2
  • the torque ripple can be reduced to some extent without correcting the command excitation current using the torque ripple data of the present invention.
  • the torque ripple can be reduced to the width by correcting the command excitation current according to the torque ripple data.
  • the magnetic poles 16b and 16c are magnetized while the excitation coils 17b and 17c are both energized.
  • the salient poles 1b and lc are magnetically attracted, and the rotor 1 rotates in the direction indicated by the arrow A-1 in FIG. Thereafter, when the rotor rotates over 30 degrees, the energizing coil 17b is cut off, the energizing coil 17d is energized, the salient pole 1d is attracted, and a rotating torque is generated.
  • the energization mode changes.
  • the excitation polarity of the magnetic pole is (N pole), 16c (S pole) — Magnetic pole 16c (S pole), 16d (N pole) — Magnetic pole 16d (N pole), 16e (S pole) — Magnetic pole 16 e (S-pole), 16 f (N-pole) — Magnetic pole alternates with 16 ⁇ (N-pole), 16a (S-pole), resulting in rotor 1 with an arrow A — Driven in one direction.
  • the torque converter F ⁇ (0) is supplied from the 0 converter 59 in FIG. 1 to the conduction control circuit 61.
  • the torque ripple data Fn (0) is applied to the respective input terminals 52a, 52c of the multiplication circuits 50a, 50b of the conduction control circuit 61.
  • the multiplication circuits 50a and 50b multiply the torque ripple data Fn (0) by the voltage signal K1 corresponding to the command excitation current applied to the other input terminal, and add the multiplication result.
  • An equal output KlFn ( ⁇ ) is applied to the positive input terminals of the op amps 23a and 23b, and the excitation current is controlled by the above-described chopper control operation of the conduction control circuit 61.
  • the output voltages of the multiplier circuit are plotted on the vertical axis D-2 and D-4, and the rotor rotation position is plotted on the horizontal axis 0. d occurs.
  • the one-turn position curve of the output of the multiplier circuit changes with the exciting current. Curves 4 3 b and 4 3 in FIG. 10 (1 corresponds to the 1.6 amp and 2 amp excitation currents, respectively.
  • the same multiplication circuit output is generated also in the case of the operation.
  • the torque single rotation position curves 43a, 43c and the multiplication circuit output (corrected command excitation current) shown in Fig. 10 the single rotation position curves 43b, 43d Later command excitation current K l Fn (0)
  • the torque ripple data Fn (0) during one rotation of the rotor 1 of the electric motor 3 is stored in the ROM 51a or the like.
  • the torque ripple data for the rotor rotation region corresponding to the degree is stored in R0M51a etc., and the torque ripple data for the rotation region is repeated while rotor 1 rotates in the negative direction. May be read. That is, as shown in FIG.
  • the torque represented by the curve 42a having the same shape is repeatedly generated at every electric angle of 180 degrees.
  • the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • a small storage capacity can be used for the ROM 51a and the like.
  • the torque detector output Tn may be stored. In this case, data is read using a device obtained by removing the dividing circuit 54 from the data damaging device shown in FIG.
  • a DZA converter is provided between the DZA converter 59 and the conduction control circuit 61 and has one input terminal X of a division circuit 60 (FIG. 1) having the same configuration as the division circuit 5.
  • the output Tn of the converter 59 is applied, and the voltage KI ⁇ corresponding to the command excitation current is applied to the other input terminal ⁇ .
  • the torque trickle Fn (0) similar to that in the first embodiment can be sent from the division circuit 60 to the conduction control circuit 61.
  • This embodiment is different mainly from the first embodiment applied to the three-phase two-wave reluctance motor in that it is applied to the three-phase single-wave reluctance motor.
  • the three-phase single-wave reluctance motor has a rotor 1 with eight salient poles 1a to lh and six magnetic poles 16a to l6 6. Armature 16 and the magnetic poles 16a to 16f are provided with excitation coils 17a to: I7f.
  • the excitation coils 17a and 17d are connected in series or in parallel to each other. Called K.
  • Excitation coils 17b and 17e and excitation coils 17c and 17f are also connected in the same way, and are called excitation coil pairs L and M, respectively.
  • the drive system further includes a position detection device and a conduction control circuit.
  • a position detection device When using the position detection device 62 shown in FIG. 5 as this position detection device, it is sufficient to use only the position detection signals from the output terminals 19a to 19c of the position detection device 62.
  • the energization control circuit uses the energization control circuit shown in FIG. 6 from which the blocks D to F and the circuit elements related thereto have been removed, and the excitation coils 17 a and 1 in FIG. 6 are used. It is sufficient to place 82 excitation coil pairs K to M in place of 7c and 17e.
  • the excitation coil pair L is energized.
  • the magnetic poles 16b and 16f of the armature 16 are magnetized, the salient poles 1b and 1f are magnetically attracted, and the rotor 1 moves in the direction indicated by the arrow A-1 in Fig. 11.
  • the energizing coil pair L is cut off and the energizing coil pair M is energized.
  • the energizing coil pair M When the rotor 1 further rotates 120 degrees, the energizing coil pair M is cut off and the energizing coil pair K is energized. In this way, the energizing mode switches cyclically from exciting coil to K—exciting coil to L ⁇ exciting coil to M every 120 ° rotation, and the result is as follows. As a result, the exciting coil pairs K to M are sequentially and continuously energized, and the motor Generates output torque. At this time, the magnetic poles located at axially symmetric positions are magnetized into N poles and S poles as shown in FIG. As described above, since the two magnetic poles to be excited are always in opposite polarities, the leakage magnetic fluxes passing through the non-excited magnetic poles are in opposite directions to each other, thereby preventing occurrence of anti-torque.
  • the pulsation of the motor output torque is removed during the operation of the motor.
  • the present embodiment is mainly different in that the present embodiment is applied to a two-phase reaction type motor.
  • the two-phase reluctance motor has a rotor 1 having 10 salient poles 1a to lj provided at equal intervals, and an exciting coil 17a.
  • an exciting coil 17a To 17 h, each of which is fitted with an armature 16 having eight magnetic poles 16 a to 16 h provided at equal intervals.
  • the excitation coils 17a and 17e are connected in series or in parallel with each other.
  • this connected body is referred to as an excitation coil pair G.
  • the connecting members of the exciting coils 17b and 17f, the connecting members of the exciting coils 17c and 17g, and the connecting members of the exciting coils 17d and 17h were respectively connected.
  • the drive system of the present embodiment includes a position detecting device 62 shown in FIG. 13 having basically the same configuration as that shown in FIG. ing.
  • Fig. 13 shows only the components of the position detection device 62 'that correspond to the detection coil 5a (Fig. 12), but the same applies to the detection coil 5b.
  • the two detection coils 5a and 5b are separated from each other by 90 degrees in electrical angle.
  • both detection coils 5a and 5 are set to generate a position detection signal when the rotor rotates 45 degrees after the salient pole enters the magnetic pole. I have.
  • the basic configuration of the position detecting device is the same as that of FIG. 5, detailed description will be omitted.
  • the output 7 of the detection coil 5 a transmitted from the output terminal 16-1 and the output 7 of the detection coil 5 b are output. 2 and outputs 73 and 74 obtained by inverting the outputs 71 and 72 with an inverting circuit.
  • the width of each output is 180 degrees.
  • the drive system further includes the energization control circuit 61 shown in FIG. 'This energization control circuit 61, compared to the circuit 61 shown in Fig. 6, which controls energization of the six excitation coils in response to the six types of position detection signals, provides four types of position detection signals. The difference is that the energization to the four pairs of excitation coils is controlled accordingly.
  • the configuration is basically the same as that of FIG. 6, detailed description of the configuration is omitted.
  • elements corresponding to those in FIG. 6 are indicated by similar reference numerals.
  • the block circuits M-1, M-2 are related to the excitation coil pair M, S It contains the same circuit elements as those related to the excitation coil pairs G and H.
  • the input terminals 55a to 55d of the energization control circuit 61, and the output 71 of the detection coil 5a are connected to the input terminals 55a to 55d, respectively.
  • the AND signal 82 of the inversion output 74 of the detection coil 5b and the inversion signal 84 of the output 72 of the detection coil 5b and the inversion output 74 of the detection coil 5a, An AND signal 83 of the output 71 and the output 72 and an AND signal 85 of the output 73 and the output 74 are applied as position detection signals.
  • the energization control circuit 61 controls energization of the excitation coil pairs G, H, M, and S according to the position detection signals 82 to 85.
  • Energization of the excitation coil pairs G, M, H, and S is started when the rotor 1 rotates 45 degrees from the rotor rotation position where the salient poles have begun to penetrate the magnetic poles. It is done in this order over 0 degrees.
  • the excitation coil pair M is energized, the salient poles 1b and 1g are attracted, and the rotor 1 rotates in the direction of arrow A-1 in FIG.
  • the rotor 1 rotates 90 degrees, energization of the exciting coil pair M is stopped, and the energizing coil pair H is energized, so that torque is generated by the salient poles 1c and 1h.
  • the magnetic energy stored in the exciting coil pair G is discharged to the capacitor 48 via the diodes 21a and 21b, and the capacitor 48 is charged. .
  • the exciting current decreases, the output of the amplifier is changed to the H level due to the hysteresis characteristic of the op-amp 23, and the transistors 20a and 20b conduct to become excited.
  • the current increases.
  • the chopper function is performed, and an exciting current corresponding to the output voltage of the multiplication circuit 50 is obtained.
  • the magnetic energy accumulated in the exciting coil pair G is released to the diode 21a. , 21b to the capacitor 48, and quickly disappears as shown by the curve 23b in FIG. Since the diode 49 is provided on the DC power supply side, the stored magnetic energy of the exciting coil pair G does not return to the DC power supply side, but is converted into the stored magnetic energy of the exciting coil pair M. As a result, the falling section width 23 of the exciting current 23 b and the rising section width 23 of the exciting current 23 c described later can be shortened. As a result, the generation of reduced torque and anti-torque is suppressed, and the motor can be operated at high speed.
  • the section width 23 can be changed according to the capacity of the capacitor 48, and can be changed according to the motor rotation speed. It is desirable to change.
  • the next position detection signal 83a is applied to the input terminal 55c of the energization control circuit, and the exciting coil pair M is energized.
  • the exciting current 23 c increases.
  • the op amp 23 responding to the voltage drop of the resistor 22 and the output voltage of the multiplier circuit 50 cooperates with the capacitor 47 to make the capacitor. Performs control and keeps the exciting current at the set value.
  • the position detection signal 83 a disappears, the exciting current decreases rapidly.
  • the energization control for the pair of excitation coils H and S is similarly performed according to the position detection signals 84a and 85a.
  • the energizing coil pairs G, M, H, and S are energized in this order in the energizing sections each having a width of 90 degrees and communicating with each other, and a one-way torque is generated.
  • Rotor 1 rotates in one direction.
  • the energizing section for each of the exciting coil pairs is indicated by reference numeral 45a in FIG. In this way, the energizing of each of the exciting coil pairs is performed in a 90-degree width corresponding to the maximum torque generation region, so that the operating efficiency of the motor is improved.
  • FIG. 17 shows the combined torque curves 4 la and 41 c corresponding to the 1.6 amp and 2 amp excitation currents, respectively.
  • arrows C- 1 and C- 13 indicate Arrow 0 indicates the rotor rotation angle.
  • Synthetic torque Also in the curve, the torque ripple increases as the exciting current increases.
  • the torque ripple removing effect is also exerted in the drive system of the present embodiment, as in the first and second embodiments.
  • the energizing section 45a of the present embodiment applied to the two-phase motor is different from the energizing section 45b of the first and second embodiments applied to the three-phase motor. It is short and the torque ripple generated in the current section 45a is smaller than the torque ripple generated in the current section 45. Therefore, compared to the first and second embodiments, torque torque removal in this embodiment is relatively easy.
  • the energization section is short, it is possible to use R0M51a or the like having a relatively small storage capacity for the drive system.
  • Fig. 17 shows that the torque ripple data Fn (0) corresponding to the 1.6 amp and 2 amp excitation currents is applied to the torque ripple data input terminal of the multiplication circuit 50 of the conduction control circuit.
  • the multiplier output voltages 41b and 4Id when voltage is applied are shown.
  • arrows C-1 and C-4 indicate the output voltage of the multiplier circuit.
  • the output voltages 41 b and 41 d of the multiplier circuit cancel the fluctuations of the torques 4 la and 41 c when the torque ripple compensation according to the present invention is not performed.
  • the pulsation of the motor output torque is eliminated, and a motor having flat torque characteristics is obtained.
  • This embodiment is different from the first to third embodiments in which the torque ripple data stored in advance is electrically stored.
  • the drive system is a three-phase double-wave reluctance motor, a three-phase single-wave reluctance motor, and a two-phase reluctance motor to be controlled in the first to third embodiments. It is used to drive and control any one of various motors including a tans type motor.
  • a position detection device (not shown) similar to the above-described position detection device 62 or 62 ′ and the above-described communication control
  • An energization control circuit (not shown) similar to the circuit 61 or 61 ′ is provided.
  • the drive system is replaced with the elements 18, 8 a, 57, 51, 51 a to 51 e, 59, 65 and 18 a shown in FIG. It has the following elements shown in FIGS.
  • the drive system is fixed at one end to the other end of the rotating shaft 3 a of the motor 3 connected to the load B, and is synchronously rotated with a rotor (described later) of the motor 3.
  • a free rotating body 103 is provided.
  • the rotating body 103 is made of a conductor such as aluminum or stainless steel, and has an outer peripheral surface divided into a plurality (for example, five) of axial regions 103a to 103e. ing.
  • Each of the axial regions 103 of the rotating body 103 is a function of the corresponding one of the plurality of command current values In and the rotating body rotation position, that is, the rotor rotating position 0, and will be described later.
  • the measured torque Tn is divided by the excitation current In and the constant K is divided by the division result fn ( ⁇ ) to calculate torque ripple data Fn (0).
  • the rotating body material is cut in accordance with the torque ripple data Fn (0) to obtain a rotating body 103.
  • the drive system is movable in the axial direction of the rotating body 103 so as to be able to freely face any one of the axial regions 103 a to 103 e on the outer peripheral surface of the rotating body.
  • a physical quantity detector having a detecting unit, for example, a distance sensor, and the detecting unit of the distance sensor is opposed to one of the regions 103 a to 3 e in the axial direction of the rotating body corresponding to the command excitation current.
  • a servo device for positioning the detection unit.
  • the isolation sensor is: It has a bridge circuit consisting of about 20 turns of coil 104 as a detecting section and resistors 104a to 104c, and an operational amplifier 115.
  • Bridge circuit input 1 0 7 a, 1 0
  • a constant peak voltage is applied to 7b at a frequency of about 1 MHz from a transmitter (not shown).
  • the distance sensor sends an output voltage proportional to the distance between the coil 104 and the outer peripheral surface of the rotating body 103 from the output terminal 120.
  • the voltage drop at the resistor 104a increases, and the sensor output voltage increases. That is, the sensor output voltage corresponds to the torque ripple data F ⁇ (0).
  • a servo device for positioning the coil 104 with respect to the rotating body 103 is connected to a DC motor in the block via a speed reducer F.
  • the housing E contains a sliding resistor 144 and a rotating body 1, both ends of which are connected to positive and negative terminals 16 a and 16 b of a fixed piezoelectric source. 0 3, and has a sliding contact that is movable along the resistance 1 46.
  • the servo device has an operational amplifier having a positive input terminal for inputting a voltage corresponding to the command excitation current via a terminal 115 e and a negative input terminal connected to a sliding contact.
  • Block W includes a current control circuit and a rotation direction selection circuit.
  • the servo device is coiled so that the coil 104 faces one of the axial regions 103 a to 103 e of the rotating body 103 corresponding to the command excitation current value.
  • Positioning of Rule 104 That is, when the voltage applied to the terminal 115e increases with an increase in the command excitation current value, the output of the operational amplifier 115c increases, and the DC motor of the servo device rotates forward and the operational amplifier 115 increases. The 5d output increases and the armature current of the DC motor increases. As a result, the coil 104 moves in the direction of arrow A in FIG. As the coil 104 moves, the voltage applied to the negative input terminal of the operational amplifier 115d via the sliding contact increases, and the armature current of the DC motor decreases. Then, for example, when the coil 104 reaches the axial region 103d of the rotating body corresponding to the command excitation current, the coil movement stops and is held at the moving position. Is done.
  • the distance sensor in which the coil 104 is positioned so as to face the axial region of the rotating body corresponding to the command excitation current supports torque ripple data Fn (0).
  • the distance between the coil 104 and the outer peripheral surface of the rotating body is measured.
  • the sensor output voltage corresponding to the torque ripple data FI (0) is supplied from the sensor output terminal 120 to, for example, the multiplication circuits 50a, 500 of the conduction control circuit 61 shown in FIG. Applied to one input terminal 52b, 52d.
  • Detailed description P TJP91 01145 1 37 1 is omitted, but as a result of applying the distance sensor output to the energization control circuit, the same torque elimination action as in the first to third embodiments is achieved. .
  • the concavo-convex pattern corresponding to the torque ripple data Fn (0) is formed on the outer peripheral surface of the rotating body 103.
  • the torque ripple data Fn (0) is used instead.
  • the excitation current is chopper-controlled to I nF n (0) by an energization control circuit that inputs the output of the arithmetic circuit.

Description

明 細 書
リ ラ ク タ ン ス型電動機の駆動シス テ ム
技 術 分 野
本発明は、 リ ラ ク タ ンス型電動機を駆動制御するため の駆動シス テ ム に関し、 特に、 リ ラ ク タ ン ス型電動機の 出力 ト ルク に含まれる ト ルク リ プルを除去して、 リ ラク タ ンス型電動機を種々 の機器の駆動源と して好適に使用 可能とする駆動シ ス テ ムに関する。
背 景 技 術
複数の磁極を有する固定子と複数の突極を有する回転 子とを備え、 順次励磁される固定子磁極と これに対応す る回転子突極との間に作用する磁気吸引力で回転子を回 転させるよ う に した リ ラ ク タ ンス型鸳動機は公知である C リ ラ ク タ ン ス 型電動機には、 出力 ト ルク が著し く 大きく 効率が良く かつ廉価である と云う利点がある一方で、 ト ルク リ プルが大き く て応用分野が限定される と云う欠点 がある。 即ち、 リ ラ ク タ ン ス型電動機では、 突極が磁極 に対向し始めた直後に著し く 大きい ト ルクが発生される —方で、 突極が磁極に完全に対向する直前での ト ルクが 小さ く なる。 従って、 出力 ト ル ク に脈動が生じる。 そし て、 励磁電流の増加につれて ト ルク 一回転子回転角曲線 の高さが増大する と共に、 ビー ク値の発生位置が早くな る。 従って、 従来の リ ラ ク タ ン ス型電動機は、 定格出力 ト ルク の 3 0 %以下で運転した場合での ト ルク リ プルが 出力 トルク の数％以下である と云う要件のある精密なサ 一 z - ーポ装置等の駆動源と しては、 好適に使用できない。
マグネ ッ ト 回転子を有する直流電動機での ト ル ク リブ ル除去に関しては、 本出願人が提案した、 励磁電流を回 転子回転角に応じて変化させる技術が知られている （曰 本国特開昭 5 5 - 4 4 5 5 5号参照） 。 こ の提案技術に よれば、 直流電動機の ト ルク 一回転子回転角曲線が平坦 になり、 ト ル ク リ プルが除去される。 しかしながら、 励 磁霪流が増減したと きにも ト ル ク 一回転角曲線が相似変 化するに過ぎない直流電動機と は異なり、 リ ラ ク タンス 型電動機では励磁電流の増減に伴って ト ルク 一回転角曲 線が複雑に変化するので、 トルク リ プルを除去して平坦 な ト ルク特性を得る こ とは困難である。
発 明 の 開 示
本発明の目的は、 リ ラ ク タ ン ス型電動機の出力 トルク に含まれる ト ルク リ プルを低減可能とする駆動シ ステム を提供する こ とにある。
上述の目的を達成するため、 本発明の一つの態様によ れば、 回転子及び励磁コ イ ルを嵌装した電機子を有する リ ラ ク タ ン ス型電動機を駆動制御するための駆動システ ム は、 回転子の実際回転位置を表す位置検出信号を発生 するための位置検出装置と、 指令励磁電流と回転子回転 位置との関数である ト ルク リ プルデータ を予め記憧した 記憶装置と、 位置検出信号と指令励磁電流とに応じて記 憶装置から読み出された ト ルク リ プルデー タ によ って補 正した指令励磁電流に対応する励磁電流を各々の励磁コ ィ ルに供給するための通電制御回路とを備える。
本発明の別の態様によれば、 回転子及び励磁コ イルを 嵌装した電機子を有する リ ラ ク タ ンス型電動機を駆動制 御するための駆動シス テムは、 回転子の実際回転位置を 表す位置検出信号を発生するための位置検出器と、 回転 子と同期回転自在に配される と共に複数の指令励磁電流 値の対応する一つと回転子回転位置との関数である トル ク リ プルデー タに各々対応する物理量を夫々有する複数 の軸方向領域を外周面に備えた回転体と、 回転体外周面 の複数の軸方向領域の任意の一つに対向自在なよ うに回 転体の軸方向に移動自在に配された検出部を有する物理 量検出器と、 検出部が回転体外周面の複数の軸方向領域 のう ちで指令励磁電流に対応する一つに対向する ように 検出部を位置決めするためのサーボ装置と、 検出部が斯 く位置決めされた物理量検出器によ り検出した物理量に 対応する ト ルク リ プルデータ によ って補正した指令励磁 電流に対応する励磁電流を各々 の励磁コ イ ルに供給する ための通電制御回路とを備える。
上述のよう に、 本発明によれば、 指令励磁電流と回転 子回転位置との関数である トルク リ ブルデータが、 指令 励磁電流と回転子回転位置とに応じて記憶装置か ら読み 出され、 或は、 回転体外周面の複数の軸方向領域のうち で指令励磁電流に対応する一つに検出部を対向させた物 理量検出器によ り指令励磁電流と回転子回転位置との関 数でかつ ト ルク リ ブルデータ に対応する回転体外周面物 理量が検出される。 次いで、 記憶装置から読み出 した ト ルク リ プルデータ或は物理量検出器によ り検出した物理 量によ って指令励磁電流が補正され、 補正後の指令励磁 電流に対応する励磁電流が各々 の励磁コ イ ルに供給され る。 この様に、 トルク リ プルデータ又はこれに対応する 物理量に応じて補正した指令励磁電流に対応する励磁電 流で リ ラ ク タ ンス型電動機を駆動する こ とによ り、 電動 機を指令励磁電流で駆動した場合に発生する ト ルク リブ ルを抑制又は除去できる。 従って、 ト ルク リ プルが少な く、 精密なサーボ装置等の各種機器の駆動源と して好適 使用可能な リ ラ ク タ ンス型鼋動機を提供できる。
図 面 の 簡 単 な 説 明
第 1 図は、 リ ラ ク タ ンス型電動機を駆動するための、 本発明の第 1 実施例による駆動システムの要部を示す概 略ブロ ッ ク図、
第 2図は、 第 1 図のメ モ リ への トルク リ プルデータの 格納に用いる ト ルク リ プルデー 夕書込み装置を示す概略 ブロ ッ ク図、
第 3 図は、 ト ルク リ プルデー タ害込み装置の作動を説 明するタ イ ミ ングチ ャ ー ト、
第 4図は、 3相両波リ ラ ク タ ンス型電動機の回転子及 び電機子を示す展開図、
第 5図は第 1 図の位置検出装置を詳細に示すブロ ック 回路図、
第 6 図は第 1 図の通電制御回路を詳細に示す回路図、 第 7 図は、 位置検出装置によ り発生される矩形波信号 及び位置検出信号を示すタ イ ミ ン グチ ヤ一 ト、
第 8 図は位置検出信号及び励磁電流を示すタ イ ミ ング チ ャ ー ト、
第 9 図は電動機出力 ト ルク -回転子回転位置曲線を示 すグラ フ、
第 1 0 図は、 指令励磁電流に応じて発生される電動機 出力 ト ルク と回転子回転位置との関係および補正後の指 令励磁電流に応じた第 6 図の乗算回路出力と回転子回転 位置との関係を示すグ ラ フ、
第 1 1 図は、 本発明の第 2実施例による駆動シ ステム と共に用いる 3相片波リ ラ ク タ ン ス型電動機の回転子及 び霪機子を示す展開図、
第 1 2 図は、 本発明の第 3実施例による駆動シ ステム と共に用いる 2相リ ラ ク タ ン ス型電動機の回転子及び電 機子を示す展開図、
第 1 3 図は、 第 3実施例の駆動シス テ ムの位置検出装 置を示す部分回路図、
第 1 4 図は、 第 3実施例の駆動シス テ ムの通電制御回 路を示す回路図、
第 1 5 図は、 第 1 3 図の位置検出装置によ り発生され る矩形波信号及び位置検出信号を示すタ イ ミ ン グチ ヤ一 卜、
第 1 6 図は、 一連の位置検出信号と励磁電流を示す夕 イ ミ ン グチ ャ ー ト、 第 1 7 図は、 ト ルク 曲線及び乗算回路出力を回転子回 転位置の関数で表したグラ フ、
第 1 8 図は、 本発明の第 4実施例の駆動シス テ ムの要 部を示す概略側面図、
第 1 9 図は、 第 4実施例の駆動シス テ ムの距離セ ンサ を示す回路図、 および
第 2 0 図は、 第 4実施例の駆動シ ス テ ムのサー ボ装置 を示す概略回路図である。
発明を実施するための最良の形態
以下、 第 1 図〜第 1 0図を参照して、 リ ラ ク タ ンス型 電動機の駆動制御に用いられる本発明の第 1実施例によ る駆動シス テ ムを説明する。
全体構成
第 1 図を参照する と、 駆動シ ス テ ムは、 後で詳述する 通電制御回路 6 1 と、 通電制御回路 6 1 に供給される位 置検出信号を発生するための、 後で詳述する位置検出装 置 6 2 と、 電動機 3 の回転軸に装着した位置検出器例え ば電動機 3 の回転速度に比例する周波数のパルス信号を 発生するため の シ ャ フ ト エ ン コ ーダ 6 と、 シ ャ フ ト ェ ン コーダ 6 の出力側に接続された波形整形回路 8 と、 波形 整形された位置検出パルス信号を入力するための カ ウ ン 夕回路 8 a と、 カ ウ ン タ回路 8 a のカ ウ ン ト値に対応す る ァ ド レ ス出力を発生するため のァ ド レ ス 力 ゥ ン タ 5 7 とを備えている。
更に、 駆動シス テ ムは、 通電制御回路 6 1 からの指令 励磁霪流を入力するためのオペア ンプ 6 5 と、 オ ペアン プ 6 5のアナ ロ グ出力をアナ ロ グ /デジタ ル変換するた めの AZD変換器 1 8 a と、 複数の指令励磁電流値に夫 々対応する複数組の ト ルク リ プルデータを夫々格納した 複数の リ ー ド オ ン リ メ モ リ （ R O M) 5 1 a〜 5 l eと、 AZD変換器 1 8 aのデジタ ル出力をデコ ー ド して RO M 5 1 a〜 5 1 eの対応する一つを選択する と共にア ド レ ス出力に従って選択 R O Mか らデ—タ を読み出すため のデ—夕選択読み出しュニ ッ ト 5 1 と、 R O M 5 1 a , 5 1 b, · · . 又は 5 1 eから のデジタ ルデー タ をアナ ロ グデータ に変換するための DZA変換器 5 9 と を備え ている。 R O M 5 1 a〜 5 1 e の各々 には、 各該 ROM に対応する指令励磁電流値における複数の回転子回転位 置の夫々での ト ルク リ プルデー タが格納されている。 ト ルク リ プルデー タ は、 図示しない直流電源から供給され る励磁電流 I n で電動機 3 を駆動しつつ、 第 2 図の トル ク リ プルデー タ害込み装置を用いて、 例えば、 駆動シス テムの出荷に先だって格納される。
第 1 図中、 参照符号 6 0 は、 第 1実施例の変形例 （後 述） の構成要素を表す。
ト ルク リ プルデ一 夕
第 2図を参照する と、 データ書込み装置は、 電動機 3 の回転軸に連結される と共に、 電動機を励磁電流 I n で 駆動したと き に電動機 3の回転子の回転位置 0 と励磁電 流 I n との関数である電動機出力 ト ルク Tn ( = f η ( 0 ) I n ) を表すアナロ グ電圧を発生するための ト ルク検出 器 5 6 を備えている。 出力 ト ルク Tn には関数 f n (0 ) に対応する リ プル ト ルクが含ま れている。 又、 デ―タ害 込み装置は、 トルク検出器出力を入力するための入力端 子 Xと励磁電流 I n に比例する アナロ グ電圧 K I π (記 号 Kは定数を表す） を端子 5 4 a を介して入力するため の入力端子 Y とを有して ト ルク リ プルに関連する アナ口 グ出力 F n ( 0 ) ( = KZ f n ( 0 ) ) を発生するための 除算回路 5 4 と、 除算回路出カ？ 11 ( 0 〉 をデジタルデ ータ 4 4 a (第 3 図） に変換するための A/D変換器 5 3 と、 R O M 5 1 a〜 5 1 e の各々 にデジタ ルデータを 害込むためのプロ グラ マブル ' リ ー ドオ ン リ メ モ リ （ P - R O M) ラ イ タ回路 5 1 ' とを更に備えている。
0変換器 5 3 は、 電動機 3 に装着したシ ャ フ トェ ンコ ー ダ 6 か らの出力パルスを波形整形回路 8 を介して 所定数入力する度にカ ウ ンタ 8 a が発生する同期信号 4 3 a (第 3 図） を リ ー ド線 N— 3 を介して入力したとき に、 その時点での除算回路出力 F n ( 0 ) のデジタルデ ータ 4 4 a への変換を行う と共に変換完了時にメ モリ書 込み信号 4 6 a を発生するよう になっている。 P — R O Mラ イ タ回路 5 1 ， は、 リ ー ド線 N— 1 を介してデータ ノ<ス 1 8上に送出されたデジタ ルデータ 4 4 a を リー ド 線 N— 2 を介して入力 して、 内部に装着した R O M例え ば R O M 5 1 a に窖込むと共に、 回転子が一回転する毎 に シ ャ フ ト エ ン コーダ 6 が発生する原点信号パル スをリ 一 ド線 Nを介 して リ セ ッ ト信号 1 1 a又は 1 1 b (第 3 図） と して入力してデータ害込みを開始又は終了するよ う になつている。
以下、 第 3 図を参照して、 R O M 5 1 a への ト ルク リ ブルデー タ の格納を説明する。
電動機 3 の定格出力 ト ルク の約 2分の 1 以下の トルク を発生する励磁霪流範囲内に属する例えば 1. 6 ア ンべ ァの励磁電流 I n で電動機 3 を駆動する間に電動機 3の 回転子が所定回転位置に達する と、 シ ャ フ ト エ ン コーダ 6 から リ セ ッ ト信号 1 1 a が送出される。 P— R O Mラ ィ タ回路 5 1 ' は、 リ セ ッ ト信号 1 1 a に応じてデータ 害込みァ ド レ スを 「 1 」 にセ ッ トする。 次いで、 回転子 の回転につれてシ ャ フ ト エ ン コ ーダ 6 からの位置検出パ ルス信号が波形整形回路 8 を介 してカ ウ ンタ 8 a に供給 される。 カ ウ ン夕 8 a は、 所定数のパルスをカ ウ ン トす る毎に、 リ ー ド線 N— 3 を介して AZ D変換器 5 3 に同 期信号 4 3 a を印加する。 同期信号 4 3 a の各々 の立ち 上がり時点で、 / 0変換器 5 3 は、 除算回路 5 4のァ ナ ロ グ出力 F n ( Θ ) のデジタ ルデー タ 4 4 aへの変換 を開始し、 所定ビッ ト数のデジタ ルデータ 4 4 a をリー ド線 N— 1 を介してデー タバス 1 8上に シ リ ア ル出力す る。 デジタ ルデータ 4 4 a の送出終了時に AZ D変換器 5 3 が発生する メ モ リ書込み信号 4 6 a に応じて、 P—
R O Mラ イ タ回路 5 1 ' は、 リ ー ド線 N— 2 を介 してデ ジタ ルデー タ 4 4 a を入力 し、 1 0 5 1 3 の第 1 ァ ド レスにデジタ ルデータを書込み、 次いで、 デ—夕害込み ァ ド レ スを更新するためのァ ド レ ス更新信号 3 9 aを発 生する。
次の同期信号 4 3 a が発生する と、 そのときの回転子 回転位置に対応するデジタルデータ 4 4 aが R 0 M 5 1 a の第 2 ア ド レスに害き込まれる。 同様に、 同期信号 4
3 aが発生する毎にデジタ ルデータ 4 4 aが R 0 M 5 1 a に害き込まれる。 そ して、 回転子が 1 回転して次のリ セ ッ ト信号 1 1 bが発生する と、 R O M 5 1 a へのデー 夕書込み処理を終了する。 このデータ害込み処理により、 電動機 3 の一回転中での複数の回転子回転位置に夫々対 応するデジタ ルデータが R O M 5 1 a に格納される。
次に、 電動機 3 に印加する励磁電流値 I n を、 電動機 3 の定格出力 ト ルク の約 2分の 1 以下の ト ルクを発生さ せる励磁電流範囲内で順次変えつつ、 R O M 5 1 b〜 5 1 e にデジタ ルデータを同様に害込む。 なお、 同期信号
4 3 a の発生間隔及び励磁電流値の設定間隔は、 鼋動機 を含む駆動システムが装備される装置 （例えばサーボ装 置） における電動機運転上の所要精度を達成可能でかつ デジタ ルデータ記億に要する R 0 M記憶容置及び R O M
E設数を低減可能なよ う に選択される。
概略作動
次に、 第 1 図の駆動システムの作動の概要を説明する。 但し、 後で詳述する通電制御回路 6 1 及び位置検出装置 6 2 の作動説明を省略する。 通電制御回路 6 1 の制御下で駆動される霉動機 3の回 転中、 0変換器 1 8 3 は、 オ ペア ン プ 6 5 を介して 通電制御回路 6 1 から入力した指令励磁霪流値 I n を A ZD変換する。 又、 データ選択読み出しュニ ッ ト 5 1 は、 AZD変換器出力をデコー ドして、 R O M 5 1 a〜5 1 eのう ちで指令励磁電流値 I n に対応する一つ例えば R 0 M 5 1 aを選択する。 一方、 電動機 3 の回転中、 電動 機回転子が回転軸の回りで一回転してシ ャ フ ト ヱ ンコ ー ダ 6が原点信号を発生する毎に、 ア ド レ スカ ウ ン タ 5 7 ifiリ セ ッ ト される。 そ して、 原点信号 ¾生後にシ ャ フ ト エ ン コーダ 6 から出力パルス が送出される毎に、 ァ ドレ ス カ ウ ン夕 5 7のァ ド レス出力が更新される。 そ して、 ァ ド レ ス出力によ り順次指定されるァ ド レス の夫々に格 納された ト ルク リ プルデー タ F n ( 0 ) が、 ユニ ッ ト 5 1 の制御下で R 0 M 5 1 aから順次読み出され、 次いで、 D Z A変換器 5 9でアナ ロ グデータに変換され、 更に、 通電制御回路 6 1 に供給される。 後で詳述するよ うに、 通電制御回路 6 1 は、 ト ルク リ プルデー タ Fn ( 0) を 用いて指令励磁電流 I n を補正 し、 補正後の指令励磁電 流で電動機 3 を駆動制御する。 この結果、 電動機出力 ト ルク の脈動が抑制又は除去される。
電動機
本実施例の電動機 3 は、 3相両波リ ラ ク タ ン ス型電動 機よ りな り、 第 4図に展開して示すよ う に、 電動機外筐 (図示略） に よ り回転自在に支持した回転軸に嵌着され た回転子 1 と、 該回転子 1 と同軸状に Eされる と共に外 篋に固定された電機子 （固定子） 1 6 とを備え、 両者は 従来公知のよ う に珪素鋼板の積層体よ り なる。 回転子 1 の外周面には夫々 1 8 0度電気角 （以下、 各種角度パラ メ ータを電気角で示す。 ） の幅を有する 7 つの突極 1 a 〜 1 gが 3 6 0度の位相差をおいて周方向に等間隔で形 成されている。 又、 電機子 1 6 は磁路を形成自在の環状 磁心 1 6 ' を有し、 磁心内周面には夫々 1 8 0度の幅を 有する 6 つの磁極 1 6 a〜 1 6 f が周方向に等間隔に形 成されている。 そ して、 磁極 1 6 a〜 l 6 ί には励磁コ ィ ル 1 7 a〜 l 7 f が夫々嵌装されている。
位置検出装置
第 5 図に示すよ う に、 位置検出装置 6 2 は、 回転子 1 の突極 l a〜 l gの回転位置を検出するための、 5 mm 直径でかつ約 1 0 0 タ ー ンの空心コ イ ルよ り夫々 なる 3 つの検出コ イ ル 1 0 a 〜： 1 0 c (第 3 図） を含み、 これ らの検出コイ ルは互いに 1 2 0 度離間すると共に夫々の コィ ル面が突極 1 a〜 1 hの側面に空隙を介して対向可 能なよ う に電機子 1 6 に固定されている。 また、 位置検 出装置 6 2 は、 発振周波数が約 1 M H z の発振器 1 1 と、 検出コ イ ル 1 0 a〜 l 0 c の夫々に関連するプリ ッ ジ回 路とを有している。
検出コ ィ ル 1 0 a に関連する ブリ ッ ジ回路は、 検出コ ィ ル 1 0 a と抵抗 1 2 a〜 l 2 c とよ り なり、 検出コィ ル 1 0 a が突極 1 a〜 1 gのいずれにも対向していない 状態において平衡するよ う に調整されている。 こ のプリ ッ ジ回路には、 ダイ オー ド 1 1 a， 1 1 b と コ ンデンサ 1 2 a - 1 , 1 2 b — 1 とよ り夫々なる 2 つのロ ーノ、'ス フ ィ ルタ と、 オペア ンプ 1 5 b と、 論理回路 1 9 とが接 続されている。 論理回路 1 9 は、 3相 Y型半導体電動機 の制御回路に慣用されている回路からな り、 6 つの出力 端子 1 9 a〜 l 9 ί を有している。 よ り詳し く は、 ダイ オー ド 1 1 a はコ イ ル 1 0 a と抵抗 1 2 a との接続点に ァノ ー ドが接続され、 又、 一端が接地されたコ ンデンサ 1 2 a — 1 の他端とオペア ンプ 1 5 b の正入力端子とに 力 ソー ドが接铳されている。 そ して、 ダイ オー ド 1 1 b は、 抵抗 1 2 b, 1 2 c の接続点にァノ — ドが接続され、 又、 一端が接地されたコ ンデンサ 1 2 b — 1 の他端とォ ペア ンブ 1 5 b の負入力端子と にカ ソ ー ドが接続されて いる。 オペア ンプ 1 5 bの出力端子は、 論理回路 1 9の 入力側に接続される と共に両者間に介在する反転回路 2 4 - 1 a の入力端子に接続されている。
第 5 図中、 符号 2 4 a， 2 4 b はコ イ ル 1 0 b， 1 0 c に夫々関連する回路を示し、 各該回路はコ イ ル 1 0 a に関連するブ リ ッ ジ回路， ローパス フ ィ ルタ及びオペァ ンブに対応する回路要素からな り、 3 つの検出コ イルに 共通の発振器 1 1 に接続されている。 符号 2 4 — 2， 2 4 一 3 は反転回路 2 4 — 1 に対応する反転回路を表す。 上述のよ う に、 ブリ ッ ジ回路は、 検出コ イ ル 1 0 a〜 1 0 c が回転子 1 の突極 1 a 〜 l hのいずれにも対向し ていない場合に平衡するよ う になっている。 従って、 検 出コ イ ル 1 0 aが突極に対向していないとき、 ダイォー ド 1 1 a , コ ンデンサ 1 2 a - 1 からなる 口一ノ、0スフィ ルタ の出力とダイ オー ド l i b , コ ンデンサ 1 2 b— 1 からなる ローパス フ ィ ルタ の出力とは互いに等し く、 ォ ペア ンプ 1 5 bの出力は L レベルとなる。 但し、 実際に は、 電動機の回転停止時、 検出コ イ ルのいずれか一つが 突極のいずれか一つに対向している。 従って例えば、 検 出コ イ ル 1 0 a が突極に対向している と、 鉄損 （渦流損 と ヒ ステ リ シス損） に起因して検出コ イ ル 1 0 a のイ ン ピーダンスが減少する ので抵抗 1 2 aでの電圧降下が大 き く なり、 オペア ンプ 1 5 b の正入力端子への印加電圧 が増大してオペア ンプ出力は第 7 図に符号 2 5 a , 2 5 bで例示する よ う に H レベルと なる。 即ち、 回転子 1 の 回転に伴って、 オペア ンプ 1 5 bからは矩形波信号 2 5 が送出される。 そ して、 反転回路 2 4 — 1 からは矩形波 信号 2 6 が送出される。
検出コイ ル 1 0 b , 1 0 c の夫々が突極 1 a〜 ： l hの いずれかの側面に対向したと き にも、 プロ ッ ク 2 4 a， 2 4 b内のオペア ンプの出力が H レベルとなり （符号 2 7 a , 2 7 b， 2 9 a， 2 9 で例示する） 、 回転子 1 の回転に伴って両オペアンプか ら矩形波信号 2 7 , 2 9 が送出される。 又、 反転回路 2 4 — 2， 2 4 — 3 からは 矩形波信号 2 8， 3 0 が送出される。 上記矩形波信号 2 5 , 2 7及び 2 9 は互いに 1 2 0度の位相差を有し、 矩 形波信号 2 6， 2 8及び 3 0 は互いに 1 2 0度の位相差 を有している。
これら矩形波信号 2 5〜 3 0 を入力する論理回路 1 9 の出力端子 1 9 a〜 l 9 ί から は、 回転子 1 の回転位置 を表す矩形波の位置検出信号 3 1 〜 3 6 (第 7 図） が夫 々送出される。 信号 3 1 及び 3 4同士， 信号 3 2 及び 3 5 同士ならびに信号 3 3及び 3 6 同士は互いに 1 8 0度 の位相差を有 し、 信号 3 1 〜 3 3 同士及び信号 3 4〜 3 6 同士は互いに 1 2 0度の位相差を有している。
通電制御回路
第 6 図を参照する と、 電機子 1 6 の励磁コ イ ル 1 7 a 〜 1 7 f への励磁電流を供給， 遮断するための通電制御 回路 6 1 は、 入力端子 5 5 a〜 5 5 f を介して位置検出 装置 6 2 の出力端子 1 9 a〜 ： I 9 c , 1 9 f , 1 9 d , 1 9 e に夫々接続された一入力端子を有する A N D回路
4 7 a〜 4 7 e と、 指令励磁電流 I n を決定する基準電 圧 K 1 ぉょび第 1 図の 0 変換器 5 9 からの出力電圧 F n ( ^ ) が夫々印加される 2 つの入力端子 5 2 a, 5 2 bを有する乗算回路 5 0 a と、 これと同様の乗算回路
5 0 と、 電動機出力 ト ルクを決定する乗算回路 5 0 a, 5 0 bの出力に応動しかつ A N D回路 4 7 a〜 4 7 e等 と協衝して後述のチ ョ ッパ回路を成すオペア ンプ 2 3 a, 2 3 とを備えている。
A N D回路 4 7 a〜 4 7 c の他方の入力端子は、 オペ ア ンプ 2 3 a の出力端子に接続されている。 A N D问路 4 7 a〜4 7 c の夫々 の出力端子は、 反転回路を介して、 直流電源の正端子 2 a にァノ ー ドが接铳されたダイォ— ド 4 9 a と励磁コ イ ル 1 7 a， 1 7 c , 1 7 e の夫々の 一端との間に介在する ト ラ ンジスタ 2 0 a， 2 0 c, 2 0 e のベー ス に接続されている （ ト ラ ン ジス タ に代えて パワー M O S F E T等のス ィ ツ チ ング素子を使用可能） 。 励磁コ イ ル 1 7 a， 1 7 c, 1 7 e の夫々の他端は、 ト ラ ン ジス夕 2 0 b， 2 0 d , 2 0 f 及び抵抗 2 2 aを介 して直流電源の負端子 2 b に接続されている。 ト ランジ ス タ 2 0 b， 2 0 d , 2 0 f と抵抗 2 2 a との接铳点と 励磁コ イ ル 1 7 a , 1 7 c , 1 7 e と ト ラ ン ジ ス タ 2 0 a , 2 0 c , 2 0 e との接続点間にはダイ オー ド 2 1 a， 2 1 c , 2 l eが夫々接続されている。 また、 ト ランジ ス タ 2 0 a， 2 0 c， 2 0 e と ダイ オー ド 4 9 a との接 続点と励磁コ イ ル 1 7 a , 1 7 c , 1 7 e と ト ラ ンジス 夕 2 0 b， 2 0 d， 2 0 f との接続点間にはダイ オー ド 2 l b, 2 1 d , 2 1 ί が夫々接続されている。
励磁コイ ル 1 7 b， 1 7 d , 1 7 f について も、 励磁 コ イ ル 1 7 a， 1 7 c , 1 7 e に関連する上述の各種回 路要素に対応する要素 （第 6 図にブロ ッ ク D， E， Fで 示す） が設け られている。 符号 2 2 b は抵抗 2 2 aに対 応する抵抗を示す。
更に、 通電制御回路 6 1 は、 抵抗 2 2 a の両端に接続 されて抵抗 2 2 a での電圧降下すなわち励磁コ ィ ル 1 7 a , 1 7 c , 1 7 e に流れる励磁電流を検出するための 絶対値回路 4 0 a と、 抵抗 2 2 bの両端に接続された同 様の絶対値回路 4 0 b とを有し、 絶対値回路 4 0 a, 4 O bの出力端子はオペア ンプ 2 3 a， 2 3 の負入力端 子に接铳され、 オペア ンプ 2 3 a の正入力端子には乗算 器 5 0 a， 5 0 bの出力端子が接铳さ れている。 参照符 号 4 8 a , 4 8 b は コ ンデ ンサ を表す。
上記搆成の通電制御回路 6 1 において、 乗算回路 5 0 a , 5 O bの出力電圧が絶対値回路 4 0 a， 4 O bの出 力電圧を上回ってオ ペア ンプ 2 3 a , 2 3 bからの Hレ ベル出力によ り A N D回路 4 7 a〜 4 7 ί がゲー ト開状 態にされたと きに、 入力端子 5 5 a に Η レべルの位置検 出信号が印加される と、 ト ラ ン ジ ス タ 2 0 a , 2 0 bが 導通して励磁コ イ ル 1 7 a が通電される。 入力端子 5 5 b に H レベル信号が印加される と ト ラ ン ジス タ 2 0 c, 2 0 dが導通 して励磁コ イ ル 1 7 c が通霪され、 又、 入 力端子 5 5 c に H レベル信号が印加される と ト ラ ンジス 夕 2 0 e , 2 0 ί が導通して励磁コ イ ル 1 7 e が通電さ れる。 そ して、 入力端子 5 5 c！〜 5 5 f の各々 に Hレべ ル信号が印加されると、 ブロ ッ ク D〜F内の ト ラ ンジス 夕 の対応する 2つが導通して励磁コ イ ル 1 7 b， 1 7 d, 1 7 f の対応する一つが通電される。
例えば、 通電制御回路 6 1 の入力端子 5 5 a に位置検 出信号 3 1 a が印加された場合、 ゲー ト開状態にある A N D回路 4 7 a からの H レベル出力によ って導通した ト ラ ン ジ スタ 2 0 a， 2 0 bを介 して励磁コ イ ル 1 7 aへ の通電が行われる。 この結果、 第 8図に示すよ う に、 励 磁コイ ル 1 7 a に流れる励磁電流 3 7 a が増大する。 リ ラ ク タ ンス型電動機 3 の励磁コ イ ルのィ ンダク タ ンスが 大きいので、 励磁電流 3 7 a の立ち上がりが緩慢になる。 これを補俊するには直流電源の出力電圧を増大させる。 又、 電動機回転速度が高速になるに従って位置検出信号 3 1 a の持続時間が短く なるので、 高速運転時には直流 電源の出力電圧を増大させる必要がある。
励磁電流 3 7 a が乗算回路 5 0 a の出力電圧を上回る と、 オ ペア ン プ 2 3 a の出力が L レベルにな って ト ラ ン ジス タ 2 0 a， 2 0 b が遮断さ れ、 励磁コ イ ル 1 7 aへ の通電が停止される。 こ の と き、 励磁コ イ ル 1 7 aに蓄 積されていた磁気エネルギがダイ ォー ド 2 1 a， 2 1 b とコ ンデ ンサ 4 8 a を介して放出され、 又、 絶対値回路 4 0 a の出力電圧が降下する。 その後、 オペアンプ 2 3 a のヒ ステ リ シス特性によってオペアンプ出力が H レべ ルに反転する。 そ して、 励磁電流 3 7 a が乗算回路 5 0 a の出力電圧を再び上回る と、 オペア ン プ出力が L レべ ルに反転する。 即ち、 第 8 図に矢印 3 8 a で示す区間に おいてチ ヨ ツ バ作用が奏される。 なお、 磁極によ る発生 磁束量の変化に伴う励磁コ ィ ルのィ ンダク タ ン ス変化に よ っ てチ ヨ ッ パ周波数が変化する従来の リ ラ ク タ ンス型 電動機とは異なり、 コ ンデ ンサ 4 8 a， 4 8 b の容量に よ りチ ヨ ッパ周波数が主に決定される本実施例ではチヨ ッパ周波数変化を抑制でき、 実用性に富む。 位置検出信号 3 1 a が消滅して ト ラ ン ジス タ 2 0 a , 2 0 が遮断される と、 励磁コ ィ ル 1 7 a に蓄積された 磁気エネルギがダイ ォ ー ド 2 1 b—コ ンデンサ 4 8 a— 抵抗 2 2 a—ダイ オー ド 2 1 a の経路に沿つて放出され る一方で、 直流電源への磁気エ ネルギの放出はダイォー ド 4 9 a によ り阻止される。 こ の結果、 コ ンデン サ 4 8 a の電圧が上昇する。
次の位置検出信号 3 2 a が通電制御回路 6 1 の入力端 子 5 5 b に印加される と、 当該時点では絶対値回路 4 0 a の出力電圧の降下に起因する オペアンプ 2 3 a からの H レベル出力によ り A N D回路 4 7 bがゲー ト開状態に されているので、 ト ラ ン ジス タ 2 0 c， 2 0 dが導通し て励磁コ イ ル 1 7 c への通電が開始され、 励磁コ イル 1 7 c に流れる励磁電流 3 9 a (第 8図） が増大する。 励 磁電流 3 9 a の立ち上がり区間 3 8 bでは、 励磁コイル 1 7 aからの磁気エネルギ放出に伴って、 励磁電流 3 9 a によ り発生する電動機出力 ト ルク を相殺するよ うに作 用する電流が発生する。
区間 3 8 b の幅が電気角 3 0 度を上回る と、 電動機出 力 ト ルク と反対方向に作用する ト ルク （反 ト ルク ） が顕 著になる。 電動機高速運転時には位置検出信号 3 2 aの 幅が小さ く な るので、 区間 3 8 の幅を小さ く しなけれ ばならない。 従来は、 直流電源電圧を增大させて これに 対処したが、 ダイ オー ド 4 9 a を設けた本実施例の通電 制御回路では直流電源電圧増大による反 ト ルク抑制効果 は少ない。 しかしながら、 前の位置検出信号 3 1 aの消 威時に励磁コ イ ル 1 7 a に蓄積された磁気エネルギによ り コ ンデンサ 4 8 aが充鼋され、 こ の充電電圧によ り励 磁コ イ ル 1 7 c に流れる励磁電流が急速に立ち上がる。 従って、 直流電源電圧を増大させる こ となく、 反 トルク を抑制でき、 電動機 3 を高速回転可能である。 しかも、 電動機出力 ト ルク は、 乗算回路 5 0 a , 5 0 b の一入力 端子 5 2 a , 5 2 c に印加する指令電圧によって独立に 制御できる。 なお、 コ ンデ ンサ 4 8 a の充電電圧は、 コ ンデンサ 4 8 a の容量が小さい程急速に上昇する。 そこ で、 コ ンデ ンサ 4 8 a の容量の決定にあたっては、 電動 機回転速度及び励磁電流値を勘案する。
そ して、 励磁コ イ ル 1 7 c に流れる励磁電流 3 9 bは、 オペア ンプ 2 3 a と A N D回路 4 7 b と によ る チ ヨ ッノ、 ' 作用によ り第 8図に示すよ う に制御され、 位置検出信号 3 2 a の消婊する と急速に降下する。
更に次の位置検出信号 3 3 a が通電制御回路 6 1の入 力端子 5 5 c に印加される と、 励磁コ イ ル 1 7 e への通 電が同様に行われる。 以上のよ う に、 励磁コ イ ル 1 7 a， 1 7 c , 1 7 e は順次連続して通電され （以下、 A相通 電モー ドと云う） 、 電動機出力 ト ルク が発生する。
同様に、 通電制御回路 6 1 の入力端子 5 5 d， 5 5 e， 5 5 f への位置検出信号 3 6 a , 3 a , 3 5 a の印加 に応じて、 励磁コ イ ル 1 7 t»， 1 7 d , 1 7 f への通電 が行われる （ B相通電モー ド） 。 相次いで連銃して発生 される位置検出信号 3 6 a， 3 4 a , 3 5 a の各々は電 気角 1 2 0度の幅を有し、 位置検出信号 3 1 a〜 3 3 a の対応する一つよ り も 6 0度位相が遅れている。 A相通 電モー ドの場合と同様、 第 8 図に破線で示すよ う に、 位 置検出信号 3 6 a , 3 a , 3 5 a の各々の発生時に励 磁コイ ル 1 7 b， 1 7 d , 1 7 f の対応する一つに流れ る励磁電流が立ち上がり、 位置検出信号の消滅時に降下 し、 ダイ ォ ー ド 4 9 b及びコ ン デンサ 4 8 b によ って励 磁電流の立ち上がり及び降下区間の幅が規制される。 又、 コ ンデ ンサ 4 8 b , 絶対値回路 4 0 b , 抵抗 2 2 b, ォ ペア ンブ 2 3 b及び乗算回路 5 0 b によ って、 励磁電流 がチ ヨ ッ パ制御される。
A相及び B相通電モー ドにおいて回転子 1 の突極 1 a 〜 1 gの一つが磁極 1 6 a〜 l 6 f の対応する一つに対 向し始めてから回転子 1 が電気角 3 0度だけ更に回転し た時点で励磁コ イ ル 1 7 a〜 l 7 ί の各々についての 1 2 0度の通鼋区間が開始するよ う に、 検出コ イ ル 1 0 a 〜 1 0 c の固定位置が調整されている。 この結果、 本発 明の ト ルク リ ブルデー タ による励磁電流補正を行わない 場合は、 各々 の励磁コ イ ルへの通電に伴って第 9 図に示 す 1 2 0度の区間 4 5 bで出力 ト ルク が発生する （第 9 図の ト ルク曲線 4 2 a 〜 4 2 d は 0. 5 アンペア， 1 ァ ンペア， 1 . 6 ア ンペ ア及び 2 ア ンペア の励磁電流に夫 々対応する） 。 従って、 A相通電モー ドに関しては、 縱 軸 D— 1 及び D— 3 に ト ルク を、 横軸 0 に回転子回転位 置をと つた第 1 0 図に例示する合成 ト ルク 4 3 a , 4 3 c が発生する。 ト ルク 一回転子回転位置曲線は励磁電流 によ つて変化し、 励磁電流が増大するほど ト ルク リ ブル が増大する。 第 1 0 図の曲線 4 3 a， 4 3 c は 1 . 6ァ ンペア及び 2 ア ンペアの励磁電流に夫々対応する。 B相 通電モー ドでの ト ルク 一回転子回転位置曲線は、 A栢逼 電モー ドの曲線に対して位相が 6 0度遅れる。
上述のよ う に、 突極が磁極に対向し始める電気角 0度 から突極が磁極に完全に対向する電気角 1 8 0度までの 区間の、 トルク リ プルが比較的少ない電気角 1 2 0度に わたる中央部で出力 ト ルク を発生させる こ とによ り、 本 発明の トルク リ プルデータによ る指令励磁電流の補正を 行わな く と も、 ト ルク リ プルをある程度は低減できる。 後で詳述する よ う に、 トルク リ プルデータに従つて指令 励磁電流を補正する こ とにより、 ト ルク リ プルを：^幅に 低減できる。
A相及び B相通霪モー ドによ って、 例えば、 励磁コィ ル 1 7 b , 1 7 c の双方への通電が行われている間、 磁 極 1 6 b， 1 6 c が磁化されて突極 1 b， l c が磁気的 に吸引され、 回転子 1 が第 4図に矢印 A— 1 で示す方向 に回転する。 その後、 回転子が 3 0度にわたり回転する と、 励磁コ ィ ル 1 7 b の通電が断たれ、 励磁コィ ル 1 7 dが通電されて突極 1 dが吸引 され、 回転 トルク が発生 する。 この様に、 回転子 1 が 6 0度回転する毎に通電モ 一 ドが変化する。 即ち、 磁極の励磁極性が、 磁極 1 6 b ( N極） ， 1 6 c ( S極） — 磁極 1 6 c ( S極） ， 1 6 d ( N極） —磁極 1 6 d ( N極） ， 1 6 e ( S極） — 磁極 1 6 e ( S極） ， 1 6 f ( N極〉 —磁極 1 6 ί (N 極） ， 1 6 a ( S極） とサイ ク リ ッ ク に交替する。 結果 と して、 回転子 1 が矢印 A— 1 方向に駆動される。
電動機 3 の運転中、 第 1 図の 0 変換器 5 9 から通 電制御回路 6 1 に ト ルク リ プルデー タ F π ( 0 ) が供給 される。 ト ルク リ プルデータ F n ( 0 ) は、 通電制御回 路 6 1 の乗算回路 5 0 a， 5 O bの夫々の一入力端子 5 2 a , 5 2 c に印加される。 乗算回路 5 0 a , 5 0 bの は、 ト ルク リ プルデー タ F n ( 0〉 と、 他方の入力端子 に印加される指令励磁電流に対応する電圧信号 K 1 とを 乗算し、 乗算結果に等しい出力 K l F n ( Θ ) をォペア ンプ 2 3 a , 2 3 bの正入力端子に印加する。 そ して、 通電制御回路 6 1 の上記チ ヨ ッ パ制御作用によ り励磁電 流は乗算回路出力 K l F η ( ^ ) に合致するよ う に制御 される。 換言すれば、 指令励磁電流が ト ルク リ プルデー 夕 F n ( 0 ) に従って補正され、 乗算回路出力は補正後 の指令励磁電流 K lF n ( 0 ) I n に対応する。
A栢通電モー ドに関しては、 縦軸 D— 2及び D — 4に 乗算回路出力電圧を、 横軸 0 に回転子回転位置をとつた 第 1 0 図に例示する出力電圧 4 3 b， 4 3 dが発生する。 乗算回路出力一回転位置曲線は励磁電流によ つて変化す る。 第 1 0 図の曲線 4 3 b , 4 3 (1 は 1. 6 ア ンペア及 び 2 ア ンペアの励磁電流に夫々対応する。 B相通電モー ドにおいても同様の乗算回路出力が発生する。 第 1 0図 に示す ト ルク 一回転位置曲線 4 3 a， 4 3 c及び乗算回 路出力 （補正後の指令励磁電流） 一回転位置曲線 4 3 b, 4 3 d に示すよ う に、 補正後の指令励磁電流 K l Fn (0 )
I n は、 ト ルク リ プルを補俊するよ う に作用する。 この 結果、 電動機出力 ト ルク から ト ルク リ ブルが除去されて、 平坦な ト ルク T n ( = K K 1 I n) を得るこ とができる。 即ち、 指令励磁電流 I n で電動機 3 を運転した場合に発 生する出力 ト ルク Tn ( = f η ( 0 ) I n) に含まれる ト ルク リ プル f η ( θ ) が除去される。 上記第 1 実施例では、 電動機 3 の回転子 1 が一回転す る間の ト ルク リ プルデータ F n ( 0 ) を R O M 5 1 a等 に格納するよ う にしたが、 電気角 1 8 0度に対応する回 転子回転領域についての ト ルク リ プルデータを R 0 M 5 1 a等に格納し、 回転子 1 がー回転する間に当該回転領 域についての ト ルク リ プルデー タを繰り返して読み出し ても良い。 即ち、 第 9 図に示すよう に、 同一形状の曲線 4 2 a等で表される ト ルクが電気角 1 8 0度毎に繰り返 し発生するので、 電気角 1 8 0 度の回転領域についての ト ルク リ プルデータを繰り返して読み出すこ とにより、 第 1 実施例の場合と同様の効果を奏し得る。 又、 ROM 5 1 a等に記憶容量の小さいものを使用可能となる。 更に、 上記第 1 実施例の トルク リ プルデータ書込みで は、 除算回路 5 4 を用いて、 ト ルク検出器出力 T n (= f n ( 0 ) I n) を K i n によ っ て除して得た ト ルク リブ ルデータ F η ( Θ ) を R 0 M 5 1 a等に格納したが、 デ 一夕 F n ( 0 ) に代えて ト ルク検出器出力 T n を格納し ても良い。 こ の場合、 第 2図のデータ害込み装置から除 算回路 5 4 を除去した装置を用いてデー タ窨込みを行う。 そ して、 駆動シ ス テム において DZA変換器 5 9 と通電 制御回路 6 1 との間に設けられかつ除算回路 5 と同一 構成の除算回路 6 0 (第 1 図） の一入力端子 Xに DZA 変換器 5 9 の出力 T n を印加する と共に、 他方の入力端 子 Υに指令励磁電流に対応する電圧 K I η を印加する。 これによ り、 第 1 実施例の場合と同様の ト ルク リ ブルデ 一夕 Fn ( 0 ) を除算回路 6 0 から通電制御回路 6 1 に 送出可能である。
第 2実施例
以下、 本発明の第 2実施例による駆動シ ス テ ムを説明 する。
本実施例は、 3栢両波リ ラ ク タ ンス型電動機に適用さ れる第 1 実施例に比べて、 3相片波リ ラ ク タ ンス型電動 機に適用される点が主に相違する。
第 1 1 図を参照する と、 3相片波リ ラ ク タ ンス型電動 機は、 8つの突極 1 a 〜 l hを形成した回転子 1 と、 6 つの磁極 1 6 a〜 l 6 ί を形成した電機子 1 6 とを備え、 磁極 1 6 a〜 1 6 f には励磁コ ィ ル 1 7 a〜 ： I 7 f が装 着されている。 励磁コ イ ル 1 7 a， 1 7 d は互いに直列 または並列に接続され、 以下、 この接続体を励磁コ イ ル 対 Kと云う。 励磁コイ ル 1 7 b , 1 7 e および励磁コィ ル 1 7 c , 1 7 f も同様に接続され、 これらを夫々励磁 コイ ル対 L， Mと云う。
駆動システムは、 位置検出装置及び通電制御回路を更 に備えている。 この位置検出装置と して第 5図に示す位 置検出装置 6 2 を用いる場合、 位置検出装置 6 2 の出力 端子 1 9 a〜 l 9 cからの位置検出信号のみを利用すれ ば足り る。 又、 通電制御回路は、 第 6 図に示す通電制御 回路からプロ ッ ク D ~ F及びこ れに関連する回路要素を 除去したものを用いる と共に、 第 6 図の励磁コイ ル 1 7 a , 1 7 c , 1 7 e に代えて励磁コ イ ル対 K〜Mを 82置 すれば足り る。
上記構成の駆動シス テムにおいて、 位置検出装置から 通電制御回路の入力端子 5 5 に位置検出信号が印加さ れる と、 励磁コ イ ル対 Lが通電される。 この結果、 電機 子 1 6 の磁極 1 6 b， 1 6 f が磁化されて突極 1 b， 1 f が磁気的に吸引され、 回転子 1 が第 1 1 図に矢印 A— 1 で示す方向に回転する。 その後、 回転子 1 が 1 2 0度 にわたり回転する と、 励磁コ イ ル対 L の通電が断たれ、 励磁コ イ ル対 Mが通電される。 回転子 1 がさ らに 1 2 0 度回転する と、 励磁コ イ ル対 Mの通電が断たれて励磁コ ィ ル対 Kが通電される。 この様に、 通電モー ドは 1 2 0 度の回転毎に、 励磁コ イ ル対 K—励磁コ イ ル対 L→励磁 コ イ ル対 Mとサイ ク リ ッ ク に交替し、 結果と して、 励磁 コ ィ ル対 K〜Mが順次かつ連続して通電されて電動機は 出力 ト ルク を発生する。 このと き軸対称の位置にある磁 極同士は、 第 1 1 図に示すよ う に、 N極および S極に磁 化される。 こ のよ う に、 励磁される 2 つの磁極が常に逆 極性になっているため、 非励磁磁極を通る漏れ磁束は互 いに反対方向となり、 反 ト ルク の発生が防止される。
そ して、 第 1 実施例の場合と同様、 電動機の運転中、 電動機出力 ト ルク の脈動が除去される。
第 3実施例
第 1 2 図ないし第 1 7 図を参照して、 本発明の第 3実 施例による駆動シス テ ムを説明する。
3相リ ラ ク タ ンス型電動機に適用される第 1， 第 2実 施例と比べて、 本実施例は、 2相リ ラ ク タ ンス型電動機 に適用される点が主に相違する。
第 1 2 図に示すよ う に、 2相 リ ラ ク タ ンス型電動機は、 等間隔に設けた 1 0個の突極 1 a〜 l j を有する回転子 1 と、 励磁コ イ ル 1 7 a〜 1 7 hが夫々嵌装され等間隔 で設けた 8個の磁極 1 6 a〜 l 6 hを有する電機子 1 6 とを備えている。 励磁コ イ ル 1 7 a , 1 7 e は互いに直 列または並列に接続され、 以下、 この接続体を励磁コィ ル対 G と云う。 同様に、 励磁コ イ ル 1 7 b , 1 7 f の接 続体， 励磁コ イ ル 1 7 c , 1 7 g の接続体及び励磁コィ ル 1 7 d , 1 7 h の接铳体を夫々励磁コ イ ル対 M , H， S と云う O
本実施例の駆動シ ス テムは、 第 5 図の ものと基本的に は同一構成の第 1 3 図に示す位置検出装置 6 2， を備え ている。 第 1 3 図には、 位置検出装置 6 2 ' の構成要素 のう ちで検出コイ ル 5 a (第 1 2 図） に対応する ものの みを示すが、 検出コ イ ル 5 b に関連する同様の要素を備 え、 又、 第 5 図の反転回路 2 4 — 1 , 2 4一 2 に夫々対 応する反転回路を有している。 両検出コ イ ル 5 a， 5 b は互いに電気角で 9 0度だけ離隔して配されている。 な お、 後述の理由で、 両検出コイ ル 5 a , 5 は突極が磁 極に侵入してから回転子が 4 5 度回転したと きに位置検 出信号を発生するよう に Eされている。 上述のよ うに、 位置検出装置の基本構成は第 5 図のものと同一であるの で、 詳細な説明を省略する。
第 1 5 図に示すよう に、 位置検出装置 6 2 ' によれば、 出力端子 1 6 — 1 から送出される検出コ イ ル 5 a の出力 7 1 と、 検出コ イ ル 5 bの出力 7 2 と、 出力 7 1 , 7 2 を反転回路で反転して得た出力 7 3， 7 4 とが発生する。 夫々の出力の幅は 1 8 0度である。
駆動シ ス テ ムは、 第 1 4図の通電制御回路 6 1 ， を更 に備えている。' この通電制御回路 6 1 ， は、 6種類の位 置検出信号に応じて 6 つの励磁コ ィ ルへの通電を制御す る第 6 図の回路 6 1 に比べ、 4 種類の位置検出信号に応 じて 4対の励磁コィ ルへの通電を制御する点が異なる。 しかしながら、 基本的には第 6 図のものと同一構成であ るので、 詳細な構成説明を省略する。 第 1 4図中、 第 6 図の要素に対応する要素を類似の符号で示す。 ブロック 回路 M— 1， M— 2 は、 励磁コ イ ル対 M， S に関連する もので、 励磁コ イ ル対 G , Hに関連する回路要素と同様 の回路要素を含んでいる。
第 1 5 図及び第 1 6 図を参照する と、 電動機の運転中、 通電制御回路 6 1 ， の入力端子 5 5 a〜 5 5 d には、 検 出コ イ ル 5 a の出力 7 1 と検出コ イ ル 5 b の反転出力 7 4 との論理積信号 8 2， 検出コ イ ル 5 b の出力 7 2 と検 出コ イ ル 5 a の反転出力 7 4 と の論理積信号 8 4， 出力 7 1 と出力 7 2 との論理積信号 8 3及び出力 7 3 と出力 7 4 との論理積信号 8 5 が位置検出信号と して夫々印加 される。 通電制御回路 6 1 ， は位置検出信号 8 2〜 8 5 に応じて励磁コ イ ル対 G , H , M及び Sへの通電を制御 する。 励磁コ イ ル対 G， M , H , S への通電は、 突極が 磁極に侵入し始めた回転子回転位置から回転子 1 が 4 5 度回転したと きに開始され、 各々通電幅 9 0度に亙って この順序で行われ 。 例えば、 励磁コ イ ル対 Mへの通電 によ り突極 1 b， 1 g が吸引されて回転子 1 が第 1 2図 の矢印 A— 1 方向に回転する。 回転子 1 が 9 0度回転す る と励磁コ ィ ル対 Mへの通電が停止する と共に励磁コィ ル対 Hが通電され、 突極 1 c , 1 hによる ト ルク が発生 する。
電源投入時に通電制御回路 6 1 ' の入力端子 5 5 aに 位置検出信号 8 2 a が印加される と、 ト ラ ン ジス タ 2 0 a , 2 O bが導通して励磁コ イ ル対 Gへの通電が開始さ れ、 励磁コ イ ル対 G には励磁電流 2 3 a (第 1 6 図） が 流れて抵抗 2 2 に電圧降下が生 じる。 そ して、 絶対値回 路 4 0 からオペア ンプ 2 3 の負入力端子に印加される電 圧が乗算回路 5 0 の出力電圧を上回る と、 オペア ンプ 2 3 の出力が L レベルになって A N D回路 4 7 a がゲー ト 閉状態にされ、 ト ラ ン ジス タ 2 0 a , 2 O bが遮断状態 になる。 こ の と き、 励磁コ イ ル対 Gに蓄積された磁気ェ ネ ルギがダイ ォ ー ド 2 1 a , 2 1 bを介してコ ンデンサ 4 8 に放出され、 コ ンデンサ 4 8が充電される。 その後、 励磁電流が减少する と、 オペア ンプ 2 3 の ヒ ス テ リ シス 特性によ り オ ペア ンプ出力が H レベルに転化して ト ラ ン ジスタ 2 0 a， 2 0 bが導通して励磁電流が増大する。 こ の様に、 チ ヨ ッパ作用が奏されて、 乗算回路 5 0の出 力電圧に対応する励磁電流が得られる。
位置検出信号 8 2 a の消嫁に伴って ト ラ ン ジス タ 2 0 a , 2 0 が不導通状態になる と、 励磁コィ ル対 Gに蓄 積された磁気エネルギがダイ オー ド 2 1 a， 2 1 bを介 してコ ンデンサ 4 8 に還流して、 第 1 6 図に曲線 2 3 b で示すよう に急速に消婊する。 直流電源側にダイ オー ド 4 9 が設けられている ので、 励磁コ イ ル対 G の蓄積磁気 ェネルギは直流電源側には還流せず、 励磁コィ ル対 Mの 蓄積磁気エネルギに転化される。 この結果、 励磁電流 2 3 bの立ち下がり区間幅 2 3及び後述の励磁電流 2 3 c の立ち上がり 区間幅 2 3 を短く でき る。 これによ り、 減 ト ルク及び反 ト ルク の発生が抑制され、 電動機を高速運 転可能となる。 なお、 区間幅 2 3 は、 コ ンデンサ 4 8 の 容量に応じて変更自在であり、 電動機回転速度に応じて 変更するのが望ま しい。
そ して、 次の位置検出信号 8 3 a が通電制御回路の入 力端子 5 5 c に印加され、 励磁コ イ ル対 Mが通電される。 この結果、 励磁電流 2 3 c が増大する。 その後、 励磁電 流 2 3 cが設定値に達する と、 抵抗 2 2 の電圧降下及び 乗算回路 5 0 の出力電圧に応動するオペア ンプ 2 3がコ ンデンサ 4 7 と協働してチ ヨ ッ パ制御を行い、 励磁電流 を設定値に保持する。 位置検出信号 8 3 a の消滅時、 励 磁電流が急減する。
更に、 位置検出信号 8 4 a , 8 5 a に応じて励磁コィ ル対 H， S についての通電制御が同様に行われる。 この 結果、 各々 9 0度の幅でかつ互いに連铳する通電区間に おいて励磁コ イ ル対 G , M , H , Sへの通電がこ の順序 で行われ、 一方向 トルクが発生 して回転子 1 が一方向に 回転する。 励磁コ イ ル対の各々 についての通電区間を第 9 図に符号 4 5 a で示す。 この様に、 各励磁コ イ ル対へ の通電を最大 ト ルク発生領域に対応する 9 0度の幅の区 間で行うので、 電動機の運転効率が向上する。
又、 第 9 図から明らかなよ う に、 本発明による励磁電 流補正を行わない場合は、 ト ルク 一回転角曲線の形状が 励磁電流によ って変化し、 励磁電流の増大につれて トル ク リ プルが増大する。 第 1 7 図は、 1 . 6 ア ンペア及び 2 ア ンペアの励磁電流に夫々対応する合成 ト ルク 曲線 4 l a , 4 1 c を示し、 第 1 7 図中、 矢印 C一 1 , C一 3 は ト ルクを、 矢印 0 は回転子回転角を表す。 合成 トルク 曲線において も、 励磁電流の増加に伴って ト ルク リプル が増大する。
詳細な説明を省略するが、 本実施例の駆動シ ス テムに おいても、 第 1， 第 2実施例の場合と同様に、 ト ルク リ プル除去作用が奏される。 なお、 第 9 図に示すよ うに、 2相電動機に適用される本実施例の通電区間 4 5 aは、 3相電動機に適用した第 1， 第 2実施例の通電区間 4 5 b よ り も短く 、 通電区間 4 5 a で発生する ト ルク リ プル は通電区間 4 5 わでの ト ルク リ プルよ り も小さい。 従つ て、 第 1 , 第 2実施例に比べて、 本実施例での ト ルク リ ブル除去は比較的容易である。 又、 通電区間が短いので、 駆動システム に装備される R 0 M 5 1 a等に記憶容量が 比較的小さい ものを使用可能である。
第 1 7図は、 通電制御回路の乗算回路 5 0 の ト ルク リ プルデータ入力端子に 1. 6 ア ンペア及び 2 ア ン ペアの 励磁電流に夫々対応する ト ルク リ プル電圧 Fn ( 0 ) を 印加した場合での乗算回路出力電圧 4 1 b , 4 I dを示 す。 第 1 7 図中、 矢印 C一 2， C - 4 は乗算回路出力電 圧を表す。 第 1 7 図から明らかなよう に、 乗算回路出力 電圧 4 1 b， 4 1 d は、 本発明による ト ルク リブル補償 を行わない場合での ト ルク 4 l a , 4 1 c の変動を相殺 するよ う に作用する。 この結果、 電動機出力 トルクの脈 動が除去され、 平坦な トルク特性の電動機が得られる。 第 4実施例
以下、 本発明の第 4実施例による駆動システムを説明 する。
本実施例は、 電気的に予め記億した ト ルク リ プルデー タを用いる第 1 〜第 3 実施例に比べて、 トルク リ プルデ
—夕を機械的に記憶する手段 （後述） を用いる点が主に 相違する。
駆動シス テ ムは、 第 1 〜第 3 実施例での制御対象であ る 3相両波リ ラ ク タ ン ス型電動機， 3相片波リ ラ ク タ ン ス型電動機， 2相リ ラ ク タ ン ス型電動機を含む各種電動 機の任意の一つを駆動制御する もので、 上述の位置検出 装置 6 2又は 6 2 ' に類似の位置検出装置 （図示略） と、 上述の通霪制御回路 6 1 又は 6 1 ' に類似の通電制御回 路 （図示略） とを備えている。 一方、 駆動シ ス テ ムは、 第 1 図に示す要素 8 , 8 a , 5 7 , 5 1 , 5 1 a 〜 5 1 e， 5 9， 6 5及び 1 8 a に代えて、 第 1 8図〜第 2 0 図に示す後述の要素を備えている。
第 1 8 図を参照する と、 駆動シ ス テ ムは、 一端が負荷 Bに連結された電動機 3 の回転軸 3 a の他端部に固着さ れ電動機 3 の回転子 （後述） と同期回転自在の回転体 1 0 3 を備えている。 回転体 1 0 3 は、 導体例えばアルミ ニ ュ ー ム又は钦鋼からな り、 複数 （例えば 5 つ） の軸方 向領域 1 0 3 a 〜 l 0 3 e に区分された外周面を有して いる。 回転体 1 0 3 の軸方向領域 1 0 3 a〜 l 0 3 eの 各々 は、 複数の指令電流値 I n の対応する一つと回転体 回転位置即ち回転子回転位置 0 との関数であり後述のよ う に算出される ト ルク リ プルデータ F n ( 0 ) に対応す る物理量 （例えば回転軸 3 a と外周面間距離） を有して いる。 即ち、 回転体 1 0 3 の半径は、 ト ルク リ プルデ— 夕 F n ( 0 ) に従つて回転体 1 0 3 の軸方向及び周方向 に階段状又は連続的に変化している。
ト ルク リ プルデータ F ( Θ ) n に従って半径が軸方向 及び周方向に変化する回転体 1 0 3 を得るべく、 例えば、 電動機 3 の定格出力 ト ルク の約 2分の 1 以下の ト ルクを 発生させる励磁電流範囲内に属 しかつ回転体 1 0 3の軸 方向領域 1 0 3 a〜 l 0 3 e の各々に対応する励磁電流 I n で電動機 3 を駆動しつつ、 回転子回転位置 0 によつ て変化する電動機出力 ト ルク T n (= f η ( 0 ) I n) を 測定する。 出力 ト ルク Tn は、 関数 ί n ( 0 ) に対応す る ト ルク リ プルを含んでいる。 次に、 計測 ト ルク T n を 励磁鼋流 I n で除し、 更に、 こ の除算結果 f n ( ø ) で 定数 Kを除して ト ルク リ プルデータ F n ( 0 ) を算出す る。 そ して、 ト ルク リ プルデー タ F n ( 0 ) に従って回 転体素材を切削加工して回転体 1 0 3 を得る。
駆動シス テ ムは、 回転体外周面の軸方向領域 1 0 3 a 〜 1 0 3 e の任意の一つに対向自在なよ う に回転体 1 0 3 の軸方向に移動自在に Eされた検出部を有する物理量 検出器例えば距離セ ンサ と、 距離セ ンサ の検出部が回転 体軸方向領域 1 0 3 a 〜 3 e の う ちで指令励磁電流に対 応する一つに対向するよ う に検出部を位置決めするため のサーボ装置とを更に有している。
第 1 8図及び第 1 9 図を参照する と、 ¾離セ ンサは、 検出部と しての約 2 0 ター ンの コ イ ル 1 0 4 と抵抗 1 0 4 a〜 l 0 4 c とからなるブリ ッ ジ回路と、 オ ペ ア ンプ 1 1 5 とを有 し、 ブリ ッ ジ回路の入力端 1 0 7 a , 1 0
7 b には図示 しない発信器から約 1 M H z の周波数でか つ一定波高値の電圧が印加されている。 距離セ ンサは、 コ イ ル 1 0 4 と回転体 1 0 3 の外周面との距離に比例し た出力電圧を出力端子 1 2 0 から送出するよ う に なって いる。 そ して、 コ イ ル 1 0 4 と回転体 1 0 3 との距離が 小さい程、 コ イ ル 1 0 4 のィ ン ピー ダン スが渦流損及び ヒ ステ リ シス損によ り低下して抵抗 1 0 4 a での電圧降 下が増大し、 セ ンサ出力電圧が増大する。 即ち、 センサ 出力電圧は、 ト ルク リ プルデー タ F π ( 0 ) に対応して いる。
第 2 0 図を参照する と、 コ イ ル 1 0 4 を回転体 1 0 3 に対して位置決めするためのサーボ装置は、 ブロ ック 内の直流電動機に減速機 Fを介して連結されコ イ ル 1 0 4 を収容した筐体 Eを備え、 筐体 E は、 両端が定霪圧電 源の正負端子 1 6 a , 1 4 6 b に接铳された摺動抵抗 1 4 6及び回転体 1 0 3 に対して移動自在に支持される と共に、 抵抗 1 4 6 に沿って移動自在の摺動接点を有し てい る。 サー ボ装置は、 端子 1 1 5 e を介して指令励磁 電流に対応する電圧を入力するための正入力端子と摺動 接点に接铳された負入力端子とを夫々有するオ ペ ア ンプ 1 1 5 c , 1 1 5 d と、 整流回路 1 0 8 と、 直流電動機 の鸳機子電流を制御するための霪流制御回路と、 直流電 動機を正回転又は逆回転させるための回転方向選択回路 とを更に備えている。 ブロ ッ ク Wは、 電流制御回路及び 回転方向選択回路を含んでいる。
サー ボ装置は、 回転体 1 0 3 の軸方向領域 1 0 3 a〜 1 0 3 e のう ちで指令励磁電流値に対応する一つにコィ ル 1 0 4が対向するよ う にコ イ ル 1 0 4 を位置決めする。 即ち、 指令励磁電流値の増大に伴って端子 1 1 5 eへの 印加電圧が増大する と、 オペア ンプ 1 1 5 c の出力が増 大してサーボ装置の直流電動機が正転する と共にオペァ ンブ 1 1 5 d の出力が増大して直流電動機の電機子電流 が増大する。 この結果、 コイ ル 1 0 4が第 1 8図の矢印 A方向に移動する。 コ イル 1 0 4 の移動につれて摺動接 点を介してオペアンプ 1 1 5 d の負入力端子に印加され る電圧が増大し、 直流電動機の電機子電流が減少する。 そ して例えば、 コ イ ル 1 0 4が、 指令励磁電流に対応す る回転体の軸方向領域 1 0 3 d に対向するに至る と、 コ ィ ル移動が停止して当該移動位置に保持される。
電動機 3 の運転中、 指令励磁電流に対応する回転体軸 方向領域に対向するよ うにコイ ル 1 0 4 が位置決めされ た距離セ ンサ によ り、 ト ルク リ プルデータ F n ( 0 ) に 対応する コイ ル 1 0 4 と回転体外周面間距離が測定され る。 そ して、 ト ルク リ プルデー タ F I ( 0 ) に対応する セ ンサ出力電圧が、 セ ンサ出力端子 1 2 0 から例えば第 6 図に示す通電制御回路 6 1 の乗算回路 5 0 a， 5 0 の一入力端子 5 2 b， 5 2 d に印加される。 詳細な説明 P TJP91 01145 一 37 一 を省略するが、 距離セ ンサ出力を通電制御回路に印加す る結果と して、 第 1 〜第 3実施例の場合と同様の ト ルク リ ブル除去作用が奏される。
上記第 4実施例では、 回転体 1 0 3の外周面に トルク リ プルデータ F n ( 0 ) に対応する凹凸パタ ー ンを形成 したが、 これに代えて ト ルク リ プルデ— 夕 f n ( 0 ) を 形成しても良い。 この場合、 距離セ ンサ 1 0 4の出力信 号 Kl f n ( 0 ) を入力する除算回路又は乗算回路からな る演算回路 （図示略） によ り ト ルク リ プルデータ Fn (0) (= K 1/K 2 f n ( 0 ) ) を算出する （ Kl, K 2は定数） 。 そ して、 演算回路出力を入力する通電制御回路によって 励磁電流を I nF n ( 0 ) にチ ヨ ッパ制御する。 こ の結果、 ト ルク リ プルのない出力 ト ルク Tn ( = I n F n ( ^ ) f n ( β ) = K2 I n/Kl) を得る こ とができ る。

Claims

請 求 の 範 囲 回転子及び励磁コ イ ルを嵌装した電機子を有する リ ラ ク タ ン ス型電動機を駆動制御するための駆動システ ム において、 前記回転子の実際回転位置を表す位置検 出信号を発生するための位置検出装置と、 指令励磁電 流と回転子回転位置との関数である ト ルク リ プルデー 夕を予め記億した記憶装置と、 前記位置検出信号と前 記指令励磁電流とに応じて前記記憶装置から読み出さ れた ト ルク リ プルデータによ って補正した指令励磁電 流に対応する励磁電流を各前記励磁コ イ ルに供給する ための通電制御回路とを備える こ とを特徴とする駆動 シス テム。. 前記位置検出装置は、 前記回転子の所定回転区間で 位置検出を行って原点パルス信号を含むパルス信号を 発生し、 前記駆動シ ス テムは、 前記パルス信号に従つ て前記記憶装置から前記 トルク リ プルデータを読み出 すためのデータ読み出し手段を有する請求の範囲第 1 項記載の駆動シス テ ム。. 前記通電制御回路は、 各前記励磁コ イ ルに流れる励 磁電流を前記補正した指令励磁電流に対応する値にチ ョ ッ パ制御する請求の範囲第 1 項記載の駆動シ ステム。 . 前記回転子の前記所定回転区間は前記回転子の一回 転に対応する請求の範囲第 2項記載の駆動シス テム。 . 前記回転子の前記所定回転区間は、 周期的に変化す る前記電動機出力 ト ルク の一変化周期に対応する請求 の範囲第 2 項記載の駆動シ ス テ ム。. 複数の指令励磁電流値の各々 に従う前記リ ラ クタ ン ス型電動機の運転中に順次計測された前記回転子の所 定回転区間に属する複数の回転子回転位置での前記電 動機の実際出力 ト ル ク値に基づいて生成した ト ルク リ ブルデータ を前記記憶装置に格納した請求の範囲第 1 項記載の駆動シス テ ム。. 前記実際出力 トル ク値に比例する ト ルク リ プルデー 夕を前記記憶装置に格納した請求の範囲第 6項記載の 駆動シス テ ム。 . 前記実際出力 ト ル ク値に逆比例する ト ルク リ プルデ 一夕を前記記憶装置に格納した請求の範囲第 6 項記載 の駆動シス テ ム。. 回転子及び励磁コ イ ルを嵌装した霪機子を有する リ ラ ク タ ンス型電動機を駆動制御するための駆動 システ ムにおいて、 前記回転子の実際回転位置を表す位置検 出信号を発生するための位置検出器と、 前記回転子と 同期回転自在に記される と共に複数の指令励磁電流値 の対 *5する一つと回転子回転位置との関数である トル ク リ プルデータに各々対応する物理量を夫々有する複 数の軸方向領域をダ周面に備えた回転体と、 前記回転 体外周面の複数の軸方向領域の任意の一つに対向自在 なよ う に前記回転体の軸方向に移動自在に配された検 出部を有する物理量検出器と、 前記検出部が前記回転 体外周面の前記複数の軸方向領域のう ちで指令励磁電 流に対応する一つに対向する よう に前記検出部を位置 決めするためのサーボ装置と、 前記検出部が斯 く位置 決めされた前記物理量検出器によ り検出した物理量に 対応する ト ルク リ プルデータ によって補正した指令励 磁電流に対応する励磁電流を各前記励磁コ イ ルに供給 するための通電制御回路とを備える こ とを特徴とする 駆動シス テ ム。 0 . 前記回転体は、 各前記軸方向領域において前記ト ルク リ プルデータ に従って周方向に変化する、 前記物 理量と しての半径を有する請求の範囲第 9項記載の駆 動シス テム。
1 . 前記通電制御回路は、 各前記励磁コ イ ルに流れる 励磁電流を前記補正した指令励磁電流に対応する値に チ ヨ ッパ制御する請求の範囲第 9項記載の駆動システ ム0
1 2 . 前記通電制御回路は、 各前記励磁コ イ ルへの通電 に伴って前記電動機が出力 ト ルクを発生可能な回転子 回転区間の中央部のみにおいて各前記励磁コィ ルへの 通電を行う請求の範囲第 9項記載の駆動シス テ ム。 1
3 . 複数の指令励磁電流値の各々 に従う前記リ ラクタ ン ス型電動機の運転中に順次計測された前記回転子の 所定回転区間に属する複数の回転子回転位置での前記 電動機の実際出力 ト ルク値に基づいて生成した ト ルク リ プルデータ に対応する物理量を外周面に備えるよう に前記回転体を形成した請求の範囲第 9項記載の駆動 シス テム 0
4 . 前記実際出力 ト ルク値に比例する ト ルク リ プルデ 一夕に対応する物理量を外周面に備えるよ う に前記回 転体を形成した請求の範囲第 1 3項記載の駆動システ ム 0
5 . 前記実際出力 ト ルク値に逆比例する ト ルク リ プル データに対応する物理量を外周面に備えるよ う に前記 回転体を形成した請求の範囲第 1 3項記載の駆動シス テ ム„
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