WO1991015780A1

WO1991015780A1 - Method of processing doppler signal

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Publication number: WO1991015780A1
Application number: PCT/JP1990/000437
Authority: WO
Inventors: Shigeo Ohtsuki; Motonao Tanaka
Original assignee: Shigeo Ohtsuki; Motonao Tanaka
Priority date: 1990-03-30
Filing date: 1990-03-30
Publication date: 1991-10-17
Also published as: ES2094153T3; EP0474867A4; DK0474867T3; EP0474867A1; EP0474867B1

Description

明細書

ドプラ信号処理方法

[技術分野]

本発明はドプラ信号処理方法、特に超音波あるいはマィク口波を用いて動きのある対象物の速度をドプラ周波数偏位として取り込み、対象物の動きを画像表示したり、あるいは特性解析するためのドプラ信号処理方法に関する 0

前記ドプラ偏位信号は超音波利用分野においては、海中を移動する対象物の動きを検出するソナー装置、あるいは超音波診断装置において被検体内の血流の動きを検出するために用いられ、またマイクロ波を利用したレーダにおいては、飛行物体あるいは船舶等の移動速度を検出するドプラレーダとして利用可能である。

[背景技術]

超音波あるいはマイク口波を用いて非接触に対象物の動きを検出する原理がドプラ偏位手法として用いられており、特定の送信周波数で連続波あるいはパルス波を対象物に送信し、このときに対象物から反射されるエコーが対象物の動きに応じたドプラ周波数偏位を受けることから、受信エコーの周波数偏位を知ることによって対象物の動きあるいは速度が正確に検知し得る。

このようなドプラ偏位手法は、近年において、超音波一一

を用いた医用計測に応用されており、特に被検体内の血流の速度を観測する装置として既に超音波ドプラ診断装置が実用化されている。

この種の超音波ドプラ計測は、その初期においては、連铳波を対象物に送信して、得られたエコー周波数と送信周波数とのビートを取り出し、前記ドプラ周波数偏位が検出されていた。

また、近年においては、前記連続波の送信に代えて、間欠的にパルス信号を送信することにより、対象物の位置分解能も高めたパルスドプラ法が同様に開発され、対象物の位置と速度とを同時に知ることが可能となってきた。

このパルスドプラ法では、、反射エコーの信号強度が極めて微弱であるために、初期においては所望の検出精度を得ることができなかったが、近年において、高速フ一リエ変換手法の開発により、十分な実用レベルに達している。

そして、このようなドプラ手法は、前述した超音波ばかりでなく、マイクロ波を用いたレーダ装置にも同様に利用可能であり、その応用分野は極めて広範囲に亘る。

従来において、ドプラ偏位信号から取り出される情報は単に対象物の動きによるドプラ周波数偏位が主なものであったが、最近、ドプラ周波数偏位によって速度を検出するばかりでなく、この周波数成分を更に細かく分析して定量計測に用いることが提案されており、この結果、例えば超音波診断装置において、被検体の生体組織の特性分析にもドプラ周波数偏位成分が用いられる可能性が開けてきた。

しかしながら、現在において、連続波あるいはパルス波により求められたドプラ周波数偏位はリアルタイムに得られる情報が少ないために、正確な特性分析を行うために十分なデータを得ることができないという課題に直面している。

また、他の問題はドプラ偏位周波数が一定の範囲に制約されてしまうことである。すなわち、ドプラ偏位周波数が高くなれば、精密な速度検出が可能となり、この結杲、定量分析に必要な十分なデータを取り込むことが可能であるが、このような早い動きでは、エリアシング

(折り返し現象）が生じてしまい、この結果、取り込んだデータが折り返しによって極端に大きな誤差を含むこととなり、到底正確な測定が期待できないという課題が生じていた。

前記エリアシングは、例えばドプラ診断装置において、被検体内の血流の動きを二次元力ラ一表示する場合にモザイクパターンとして現れ、画像表示の面からも著しく装置の特性を劣化させる原因となつている。 - -

周知のように、エリアシングは対象物の速度と共にパルスドプラ法において特有な間欠的なパルス送信におけるパルスの繰返周波数と関連しており、エリアシングをできるだけ起こさないようにするには、送信するパルスの橾返周波数をできるだけ高く設定すればよい。

しかしながら、当然において、このような籙返周波数の増加は、送信パルスが対象物から反射してエコーとして返って来るまでの間隔、すなわち測定深度を制約することとなり、繰返周波数を高くすることは測定深度を著しく短くする半面を有する。

従って、前記エリアシングは特にパルスドプラ法において本質的な制約と考えられていた。

そして、この結果、パルスドプラ法で取り込めるドプラ偏位周波数も自ずと制限される結果となっていた。更に、前記ドプラ偏位周波数による制約は、一方において、偏位周波数が低い、例えばゆつくりした動きの検出時にも大きな問題となり、この場合にはエリアシングが生じないものの、取り込まれたドプラ偏位周波数を処理するために不可欠なフィルタによつて低周波成分が除去されてしまうこととなり、このために前述した定量分析を不可能としてしまうという欠点が生じていた。

前述した従来における数々の問題は、基本的にパルス偏位周波数が制限されているという課題に帰結し、本発 - -

明はこのような実時間で取り込み得るドプラ偏位周波数を計測後の処理によって任意に拡大、圧縮あるいは反転の変換を可能としたことを特徴とする。

従来、可変調周波数ドプラ方式がこの分野で公知であり、例えば米国特許第 4 , 5 3 4 , 3 5 7号が知られている。

この従来装置は、動きのある対象物に対して広帯域の送信信号が送られ、受信されたエコーも同様に広帯域周波数を含む。

そして、この広帯域信号から複数の異なる周波数のドブラ偏位信号が取り出され、この複数の信号のそれぞれの平均周波数を検出することによって差信号が検出されることとなる。

しかしながら、このような従来装置においても、実際に測定されたドプラ偏位信号のみがデータとして用いられ、前述した本発明における課題であるドプラ偏位周波数を任意に変換することが到底不可能であつた。

従来における更に他のドプラ計側法として、高速血流超音波ドプラ計測法が 1 9 8 7年に提案されている。

この従来装置は、電子情報通信学会技術報告 U S 8 7 一 5 0 〜 5 3 ( 1 9 8 7年 1 2月 1 4 日）中の報告番号 U S 8 7 - 5 1 として知られており、日立製作所中央研究所の西山久司、小川敏雄、片倉景義氏によって発表されている。

この改良された従来装置では、パルスドプラ超音波装置において、超音波パルスを不等間隔で送波し、位相差の差を求めることを特徴とする。

従って、この装置によれば、ある特定の状態においてはェリアシングを防ぐことができるが、依然として実測値のみが用いられ、エリアシング防止効果はさほど大きくないことが判明している。

[発明の開示]

本発明は上記従来における種々の課題を解決するために全く新規な方式を提案したものであり、その目的は、連続波、あるいはパルス波を送信して得られるドプラ偏位周波数をその取り込み後に適当な処理を施すことによつて、ドプラ偏位周波数を自由に変化させ得ることを特徴とする。

すなわち、本発明によれば、前記取り込まれたドプラ偏位周波数を任意倍することによって周波数の拡大、圧縮、反転の変換を自由に可能とするものである。

このために、本発明によれば、反射エコーと送信波とから従来と同様の方法によって検出されたドプラ偏位周波数は一旦メモリに記憶され、その後にメモリから読み出されたデータを処理することによって、各点における位相差が任意倍数に予測されてこれをあたかも実測されたドプラ偏位周波数であるかのように出力する。

従って、前記倍数を適当に選択することによって、周波数を自由に拡大、圧縮、反転させることが可能となる。

本発明を連続波ドプラ方式に適用した場合、求められたドプラ偏位信号は一旦メモリに記憶され、次に各時刻 t におけるドプラ偏位信号の位相を、当該時刻 t における微小時間 Δ t 間の位相変化として、当該時刻 t から m Δ t だけ離れた時間の位相差で置き換え、これによつて、 m倍のドプラ偏位周波数変換が行われる。

また、本発明をパルスドプラ法に適用した場合、周知の方法によって得られた離散的なパルスドプラ偏位信号がメモリに記憶され、次に、このパルスドプラ偏位信号の位相成分が m倍されて新たなドプラ偏位信号列が形成される。

従って、前記係数 mを所定値に設定することによって、パルスドプラ偏位周波数の拡大、圧縮あるいは反転が得られる。

更に、本発明において、パルスドプラ偏位信号は実測したパルスドプラ成分の位相差を取り出してこの実測周期に継続したあるいは近接した地点において、所定の係数 q倍した位相として割り付けられ、これによつて任意の周期内での位相偏位成分が求められ、前記係数 Qを任意に設定することによってドプラ偏位信号の拡大、圧縮 - -

あるいは反転が行われる。

更に、本発明において、送信パルスの繰返周波数と対象物の動きとの関係から実測値にエリアシングが生じた場合においても、このエリアシングを除去して前記ドプラ偏位周波数の変換を可能とする。

従来において、このようなエリアシングの生じた実測データは利用不能であつたが、本発明によれば、このようなエリアシングを含むデータからもエリアシングのない、更にドプラ偏位周波数を変更あるいは変更しない信号として自由に取り出すことができる。

すなわち、この発明においては、パルス送信の繰返周期を所定間隔で変化し、更に実測したドプラ偏位信号からその位相差を取り出してこの実測した周期に継続した次の周期における位相を予測し、この予測した位相と前記異なる周期で実測した位相との位相差を求める。

この結果、実刺値と予測値との位相差はエリアシングが生じない短い周期に設定可能であり、この結果、実測したあるいは予測した位相差がエリァシングをたとえ含んでいたとしても、前述の如くして得られた短い周期の位相差にはェリァシングが除去された信号が得られることとなる。

従って、このエリアシングが除去された信号を等間隔のドプラ偏位信号として取り込めば、エリアシングを生じない信号列が新たに作成されることとなる。

[図面の簡単な説明]

第 1 図は本発明に係るドプラ信号処理方法が連続波ドブラ法に適用された好適な実施例を示すブロック回路図、第 2図は第 1図における実測されたドプラ偏位周波数とこれを拡大した周波数の一例を示す説明図、

第 3図は第 2図の更に詳細な作用を示す説明図、第 4図は擬似パルスを用いた第 1図の実施例における連続波の周波数変換を示す拡大及び圧縮の波形図、

第 5図は心臓の壁及び弁の動きをそれぞれ拡大及び圧縮して示した状態の波形図、

第 6図は本発明に係るドプラ信号処理方法をパルスドブラ法に適用した場合の好適な実施例を示すプロック回路図、

第 7 , 8 , 9図はそれぞれ第 6図におけるパルスドプラ法の周波数変換作用を示す説明図、

第 1 0図は第 6図における位相処理回路の更に具体的なブロック回路図、

第 1 1 図は第 6図における振幅処理回路の更に具体的なブロック回路図である。

[発明を実施するための最良の形態]

前述した本発明を詳細に説明するために、以下に添付した図面に従って、本発明の実施例を詳細に説明する。一 —

連続波パルス法

第 1 図には連続波を用いた本発明に係るドプラ装置の好適な実施例が示されている。

図の矢印の如き動きを有する対象物 1 0 に対して送信器 1 2からは超音波あるいはマイク口波の連続波ビーム 1 2 aが送信され、対象物 1 0からは反射エコー 1 0 a が反射され、この反射エコーが受信器 1 4 によって受信される。

前記送信器 1 2 の送信ビーム 1 2 aは f _Q なる周波数を有し、一方、反射エコー 1 0 aは f _fl + Δ ί なるドプラ偏位を受けた周波数を有する。

図において、前記送信器 1 2は送信制御回路 1 6 によつて制御されており、コントローラ 1 8がこの送信制御回路 1 6を制御している。

受信器 1 4 によって電気的な信号に変換された受信信号はドプラ偏位信号検出器 2 0へ送られ、この検出器 2 0内において前記送信制御回路 1 6から得られる送信周波数 f _Q と演算され、ドプラ周波数 Δ ί成分が取り出される。

前記ドプラ偏位信号検出器 2 0の出力はサンプリング回路 2 2 において所定のサンプリング周波数でサンプリングされ、更にデジタル信号として出力される。

前記サンプリング回路 2 2 はドプラ信号の振幅と位相とを別個に出力し、実施例において、振幅メモリ 2 4及び位相メモリ 2 6がそれぞれのデジタル信号を記憶する。本発明において特徵的なことは、位相メモリ 2 6 に記億された位相情報が位相置換演算器 2 8 において本発明で特徴的な周波数変換演算に供されることであり、これによって、後述する周波数の拡大、圧縮あるいは反転の変換が行われる。

そして、このようにして周波数変換が行われた位相信号と前記振幅メモリ 2 4の出力とは合成器 3 0 にて合成され、新たな周波数変換されたドプラ偏位信号として出力される。

第 2図には前述した第 1図におけるサンプリング回路 2 2から得られるドプラ偏位信号の周波数変換の一例が示され、第 2図 Aには変換前の信号が、そして第 2図 B にはドプラ偏位周波数が拡大された後の波形が示されている。

もちろん、ドプラ偏位信号は s i n成分と c o s成分とを有し、図においては、その一方が示されているので、必ずしも正しい表現ではないが、図によって本発明における振幅（エンベロープ）を一定にしながら、その内部における位相あるいは周波数を変換できる様子を示す。第 2図 Aにおいて、振幅が A ( t ) で位相角が 0 ( t ) であり、これらの両要素が時間と共に変化するるドプラ一

偏位信号 D ( t ) を考える。

このドプラ偏位信号は

D ( t ) = A ( t ) e x p ( j ^ ( t ) ) ( 1 ) と 3¾わせな c

このとき、ドプラ偏位角周波数 co d ( t ) は d ( t ) = d arg (D) / d t = d ^ / d t ( 2 ) である。

一方、第 2図 Bは元の信号 D ( t ) の振幅（ェンベロープ） A ( t ) をそのまま保有し、周波数（位相）を拡大した新たな本発明に基づいて拡大変換されたドプラ偏位信号 D r ( t ) を示している。

図から明らかな如く、振幅（エンベロープ）は A ( t ) として元の信号と何ら異なることなく、一方その内部におけるドプラ偏位角周波数は ω r ( t ) として拡大されていることが理解される。

従って、第 2図に示した如き拡大変換によれば、動きの遅い対象物 1 0に対して得られたドプラ偏位角周波数を、本来保有している情報を損なうことなく拡大することが可能となる。

そして、このような拡大によれば、低速反射体と静止反射体との両者が混在した対象物に対しても両者の分離を極めて容易にすることができる。

すなわち、第 2図 Aの実測信号によれば、図示していないが周知のフィルタ処理を行う際に低速成分が失われ、動きの遅い反射体に対しては良好なデータを得ることができないが、第 2図 Bの如くドプラ偏位角周波数を拡大することによって従来と同様のフィルタ作用を受けた後においても低速反射体の保有する情報は十分に保つことが可能となる。

以下に、第 2図 Aから第 2図 Bへの位相（周波数）変換、実施例においては拡大変換の作用を第 3図に基づいて詳細に説明する。

第 3図 Aは第 2図 Aと同様に実測されたドプラ偏位信号 D ( t ) を示し、図においては、ドプラ偏位周波数は一定であり、対象物 1 0 は等速運動をしていることが理解される。また、その振幅も一定である。

第 3図 Bはドプラ偏位信号 D ( t ) の振幅成分 A ( t ) を示し、前述した如く時間の偏位によっても振幅値が一疋める。

—方、第 3図 Cはドプラ偏位信号 D ( t ) の位相成分 Θ ( t ) であり、前述した如く対象物 1 0が等速運動をしているので、この位相 0 ( t ) は時間と共に直線的に変化する特性を有する。一一

なお、第 3図 Cにおいては、位相 0 ( t ) の折り返し、すなわち、 Θ C t ) の最大値を 2 ττ η とする折り返しに関しては無視されている。

本発明においては、第 3図 Cに示される位相 0 ( t ) の情報からこれを任意倍数して周波数（位相）変換することが行われ、図においては、 m倍拡大する状態が第 3 図 Dに示されている。

今、任意の時刻 t を考える。

時刻 t における周波数の拡大は、時刻 t の前後、実施例において、前における微小時間厶 t での位相変化厶 θ ₀ を前記微小時間厶 t の m倍の時間 m t 間の位相変化厶 0 , で置換することで得られる。

実際上、この置換演算を行うため、前述した第 1図における位相置換演算器 2 8は、任意の時刻 t において微小時間 Δ t での m倍である m Δ t の時間を予め設定し、時刻 t から m厶 t だけ離れた時刻（ t 一 m厶 t ) のドプラ偏位信号の位相 0 ( t — πι Δ ΐ ) と時刻 t での位相 0 ( t ) とを比較し、この位相変化分をとして求める

そして、この位相差 Δ e i を微小時間 Δ t 間の位相変化として見なすと、第 3図 Dに示される特性が得られる。時刻 t において前記位相差 Δ Θ iの基準値となる位相 θ ₁ は予め任意に設定される。このようにして、次々に時刻 t を変えて行き、それ以前に求めた位相 0 ( t ) に前記位相差 Δ 0を加えてゆけば、ドプラ偏位周波数を自由に変化させることができ、第 3図の如くドプラ偏位周波数の拡大が可能となる。

このようにして変換された後のドプラ偏位周波数を ω r ( t ) とすると、 ω τ ( t ) = lini (厶ノ厶 t )

= lim ( ( 0 ( t ) — 0 ( t — ηι Δ ΐ ) ) ^< Δ ΐ ) = m lira(( 0 ( t ) 一 Θ ( t 一 m厶 t )) m Δ t ) == m d 0 d t

= m ω d ( t ) ··' ··· ( 3 ) となる。

したがって、このようにして生成されたドプラ偏位信号 D r ( t ) は前述した第 2図 Bのようになり、この信号のドプラ偏位角周波数 ω r は元の信号 Dのドプラ偏位角周波数 ω rの m倍である.ことが理解される。

従って、信号 D r ( t ) を求めると、

D r ( t ) = A ( t ) exp( j (m Θ ( t ) + Φ ))- ( 4 ) となる。ここで、前記 øは定数となる。 - -

以上のようにして、連続波を用いたドプラ装置において、実測により検出されたドプラ倡位信号はそのドプラ偏位信号を本発明によって任意に m倍することが可能であることが理解され、この mは実数であるから、以下の事実が確定する。

すなわち、 m > 1 の時はドプラ偏位周波数が拡大され

0 く mく 1 の時は、圧縮される。

m = 0の時は動きのある対象物が静止する。

0 〉 mの時は所定の拡大あるいは圧縮率で動きが反転する。

前述した連続波におけるドプラ偏位周波数の拡大圧縮を示す波形として第 4図が好適である。

第 4図 Aには 1 5 7 H z と 3 1 5 H zの信号を 4周期毎に切り換えたドプラ偏位入力信号が示されている。

そして、第 4図 Bはこの入力信号に対して 2倍の周波数拡大処理が行われており、図から明らかな如くその周波数が 8周期毎に変化していることが理解され、また周波数変化の繰返周波数は何ら変わらない。

また、本発明の方法によれば、ドプラ偏位信号の周波数を時間の経過に伴い設定された割合で変えるが、その振幅は変わらないことが理解される。

第 4図 Cは反対に 1 Z 2倍の圧縮処理をした状態を示し、図示の如く 2周期毎に周波数が変化しているもちろん、この圧縮処理においても周波数が切換わる時間間隔が変化していないことが理解される。

第 5図には実際のドプラ偏位信号に対して処理を行つた例を示す

第 5図 Aは遅い速度で鼓動する心臓の壁を観測対象として得られた実測されたドプラ偏位信号を示し、これに対して第 5図 Bは 2倍の周波数拡大処理を行った結果であ。

一方、第 5図 Cは比較的早い速度で運動する心臓の弁を入力信号として示し、この入力信号に対して 1 Z 2倍の周波数圧縮処理が行われ、この結果が第 5図 Dに示されている。

従って、実測したドプラ偏位周波数に拘らず、本発明の演算処理によって任意のドプラ偏位周波数の信号を取り出すことが可能となり、これによつてドプラ僞位信号に含まれる情報を有効に活用することが可能となる。パルスドプラ法への適用

前述した連続波によるドプラ法において本発明が有効であることが既に明らかであるが、本発明は更にパルスドプラ法に対しても同様に適用可能である

パルスドプラ法では連続波のドプラ偏位信号を離散的にサンプリングすることに相当するので、前記連铳波に一一

おける時間差 Δ t をパルスの繰返周期 τ とすればよい。

そして、このとき置換すべき m てだけ時間が離れた時刻での信号が実測によって得られている場合、すなわち mが自然数の場合にはこの時刻の位相をそのまま置換すれば前述したと同様の結果が得られる。

そして、本発明においては、前記置換すべき実測値がない場合にも、所望の時刻でのドプラ偏位信号を実測値から予測して求め、これによつて実測値がない場合においても所望の倍率 mを設定することが可能となり、パルスドプラ法への適用に関しても前記連続波ドプラ法と同様に本発明が用いられる。

第 6図には本発明をパルスドプラ法に適用した場合の装置の好適な実施例が示されている。

図において、対象物 1 1 0 に対してトランスデューサ 4 0からパルスビーム 1 1 2 aが送信され、対象物 1 1 0からの反射エコー 1 1 0 aが同様にトランスデューサ 4 0 によって検出される。

前記トランスデューサ 4 0 の送信パルスビーム 1 1 2 aを形成するために、バースト波発生器 4 2が設けられており、コントローラ 4 4にて定められた繰返周期でバ一スト波発生器 4 2からはトランスデューサ 4 0へ所望の繰返周波数で励振信号が供給される。

周知のように、パルスドプラ法においては、送信と受信のタイミングが異なるので、同一のトランスデューサ

4 0が送受信に共用可能である。

トランスデューサ 4 0が反射エコー 1 1 0 aを受信すると、位相検波器 4 6が前述した第 1 図のドプラ偏位信号検出器 2 0 と同様にドプラ偏位信号を出力する。

実施例において、このドプラ偏位信号は距離分解能を得るためにサンプルホールド回路 4 8で所望の観測距離の情報のみが取り出される。

前記サンプルホールド回路 4 8から取り出された所望測定深度のドプラ偏位信号は前述した第 1 図における連続波ドプラ法と同様に、振幅処理回路 5 0 と位相処理回路 5 2 とにそれぞれ供給され、別個の振幅及び位相処理力行われる。

勿論本発明において特徴的なことは位相処理回路 5 2 においてドプ'ラ偏位周波数の変換が行われることである。後に詳述するように位相（周波数）処理された任意の周波数のドプラ偏位周波数信号は合成器 5 4において振幅信号と合成され、従来と同様にフィルタ 5 6 によって直流分が除去され、後段の周波数分析器その他に出力され、定量分析あるいは画像表示用データとして用いられ 0

従って、本実施例におけるパルスドプラ法においても、実測されたドプラ偏位信号から所望のドプラ偏位周波数を有する新たなドプラ偏位信号が予測して得られ、この新たに生成されたドプラ偏位信号は処理前のドプラ偏位周波数に拡大、圧縮あるいは反転等の変換が行われた信号となっている。

前述した連続波と同様に、ドプラ偏位周波数の圧縮処理を行えば、エリアシングの妨害を受けることなく対象物の速度を定量計測することが可能となる。

また、ドプラ偏位周波数の拡大処理により、従来困難であつた低速度の測定を可能とすることができる。

なお、第 6図において、コントローラ 4 4へは繰返周波数発生器 5 8から送信パルスの綠返周波数を定める信号が供耠されており、後に詳述するように、この繰返周波数を各送信周期ごとにあるいは特定の複数周期毎に変更することが可能である。

第 7図にはパルスドプラ法においてドプラ偏位周波数の拡大を行う一例が示され、置換すべき m倍だけ距離が離れた時刻での信号が実際にサンプリングされている、すなわち mが自然数の場合を示し、具体的な実施例で m = 3を図示している。

第 7図 Aは間欠的に送信されるパルスの反射エコー実測値を示しており、時刻 t の経過に従い、実測値は M _{1 ()}， M _{n >} M , ₂, M _{1 3} , M _{1 4}の如く測定され、これらの実測値は第 6図において各処理回路 5 0， 5 2 に記憶される。実施例の繰返周波数は、各送信ごとに一定しており、図においてその繰返周期が rにて示されている。また、各点間の位相差がそれぞれ図示の如く Φ _γ , Φ ο , Φ 3 , ø ₄ として示されている。

今、 Μ₁₃の地点に注目したとき、連続波の場合と同様に考えると、第 3図に示される微少時間 Δ t は地点 M₁₃ よりひとつ手前の地点 M₁₂との時間となり、これは実際上繰返周期 t と等しい。

そして、仮に 3倍の周波数拡大を行う場合、第 3図の説明をそのまま踏襲すれば、地点 M₁₃から 3地点戻った地点 M_1Qとの時間すなわち πι Δ tでの位相差を Δ t に置換することが行われなければならない。

すなわち、地点 M₁₃について考えれば、位相差 <6₃ を {φ _ι + φ ₉ + Φ ^ ) にて置換することとなる。

もちろん、この置換によっても、基本的に本発明の成立は可能であり、ドプラ偏位周波数の拡大を行うことが可能となる。

しかしながら、パルスドプラ法においては、連続波ドブラ法と異なり、前記 Δ t は繰返周期てと等しくなるので、この値を極限値にまで小さくすることができず、必ず有限値を有するので m Δ t 間における対象物 1 1 0の動きが到底無視できる値ではなくなり、動きの変化が速い対象物に対しては、実用的でないという欠点が生じる。 - . -

このような処理の遅れを解消するために、本実施例では、現在の処理地点 1^^ ₃から m Δ t だけ戻った M _{1 Q}地点までの位相差を採用することなく、直接 Δ ίすなわち繰返周波数 rの位相差 0 ₃ を m倍することが行われる。

第 7図 Bはこの m倍の位相差を各地点において採用した本発明の周波数変換後の状態が示されており、各地点において地点間の位相差は全て実測値の m倍、すなわち 3倍となっている。

第 6図における位相処理回路 5 2 は可変マルチプライャを含み、任意に設定された倍数で一旦メモリに記憶された位相の差を m倍して新たな位相として出力している _c 第 3図と同様に、パルスドプラ法においても、 mの値を設定することによって以下のような周波数変換が可能である。

m > 1 ：拡大

1 > m > 0 ：圧縮

m = 0 ：静止

0 > m ：反転

第 7図の周波数変換では実測値のみを用いて単なる演算処理にて所望の処理が行われるが、本発明において、このような m倍処理を行うことなく、実測された位相差から新たな予測を行うことも可能であり、第 8図にはこのような本発明の他の実施例が示されている。各地点 Mの実測は、第 7図と同様に〇印で示され、一方予測された後の位相は、 X印にて示され、それぞれ第 8図 Aと第 8図 Bが実測及び予測値と、これらを割付けた出力を示す。

図から明らかな如く、繰返周期をてそして予測周期を q てとし、第 8図 Aにおいて、予測値が S _{n i} , „₂として △印で示されている。

本実施例における予測は次のように行われる。

すなわち、 M _{n ()}— M _{2 1}の変化は次の S _{2 1}間でも時間的に比例する関係とするならば、位相差も q倍した値となり、これを第 8図 Bの如く周期ての間に置換すれば、所望の周波数変換作用が得られる。

第 8図においては、 2個の位相差の置換が行われた状態を示している。

第 8図が本発明における予測の基本を示すが、一方において、このような予測は、エリアシングを考慮しなければならないという問題がある。

エリアシングが 2 7Γ毎に生じることから、周期 t 内の位相変化は（ 2 n + ø ) で示される。ここで、 nが整数で 0の時はェリアシングを起こしていないが、その他の場合にはエリアシングが発生している。

ここで、 q ての位相差 Δ Θ は、一一

Α θ = q { 2 π η + φ )

= 2 7T [ q ] n + 2 7r n 厶 q + q 0 ·'' ( 5 ) と表される。但し、口はガウス記号、は qの小数部分を表すものとする。

ところで、計測される位相差 Δ ø _Q は厶 0 _ο = ( 2 7τ η 厶 q + q 0 ) mod { 2 π ) …

( 6 )

でめる。

—方、て間の計測された位相差から推定される位相差厶 0 eは

Δ 0 e = ( q ø ) mod ( 2 7Γ ) … （ 7 ) なり、ここで、予測した位相差 Δ 0 eが厶 0 _Q と一致するためには、 n厶 q = 0 … （ 8 ) でなければならない。

エリアシングを起こして n力 0でない場合には、 Δ q が 0、すなわち qが整数でなければならない。最も単純な場合は、 q = 1でてと q てが等間隔である場合となる以上のようにして、第 8図の予測に際しては常にエリァシングを考慮しなければならず、その予測条件が制約されていることが理解されなければならない。

次に、前述したエリアシングによる制約を克服し、さらに実測される位相差がェリァシングを含む場合においても本発明における周波数変換処理によってこのエリアシングを除去することが可能な本発明の他の実施例を説明する。

第 9図がこの実施例の作用を示し、第 9図 Aは時刻 t の経過と共に、パルスドプラ法によって実測された地点〜Μ_Λ を示している。

この実施例において特徴的なことは、パルスの繰返周期が各繰返ごとあるいは適当な間隔ごとに変化して設けられていることであり、実際上、第 9図の例によれば、繰返周期がてと（ 1 + P ) てとの両者に交互に切換えられている。

今、繰返周期 r内にエリアシングが含まれていることを考え、勿論このことは（ 1 + P ) ての繰返期間にもェリアシングが含まれていることを意味する。

本実施例において特徴的なことは、第 9図 Aの実測値と、以下に述べる予測値 S i , s ₂ ， S _Q , s₄ との両者からエリアシングが生じない程度に短い間隔の位相差 - -

を求め、これを新たな時系列信号として用いるものであつて、実測値にはエリアシングが含まれていたにもかかわらず、前記予測値との差を取ることによってエリアシングを除去することが可能となる。

第 9図の全体的な実施例としては、このようにしてェリアシングを除去した後に、更にこの短い期間内での位相差を長い期間の位相差として置換することにより、トブラ偏位周波数の圧縮を行っている実施例を示している。

まず、本実施例における予測を第 9図 Bにおいて説明すると、地点 M i - M ₂ から、 S i の予測が行われ、これは、前記実測 2地点間の位相差と後の地点 M ₂ から予測点である S _¾ までの位相差が等しいことによつて極めて容易に予測可能である。

実施例においては、両位相差は 2 7Γ n + 0 ₂ で示されている。

もちろん、後述するように、このような予測を演算するためには地点 M ₂ の位相を 2倍したものから地点の位相を差算することにより得ることが可能である。

—方、本実施例において特徴的なことは、それまでの繰返周期 rに対して、次の地点 M ₃ を得るために（ 1 + P ) てなる周期の変更が行われていることであり、この結果、地点 M ₃ は前記予測点 S i より時間的に後の地点となることが明らかである。 - 1 -

もちろん、本実施例において、 S i - M₃ 間の時間はその間にェリアシングが生じない程度の短い間隔、すなわち高い繰返周波数で設定されなければならない。

前記条件を満足した場合、 M₂ - M₃ 間の位相差はある値すなわち（ 2 ττ η + <6 _η ) で示される。

このときに、前記 S丄， Μ₃ 間の時間をエリアシングが生じない程度に設定することによって、 Μ₂ — Μ₃ 間の位相差が、 π ( η + 1 ) + ø ₂ ) とならないことが重要である。

第 9図 Βにおいて、 S i — M₃ 間の位相差は図示の如き簡単な代数式から 0₂ - 0₁ として求められ、これには 2 r nの項目が消失していることからも、 S i - M₃ 間にエリアシングが生じていないことは明らかである。次に第 9図 Cで示されるように、 M_n — M₃ 間の位相差がこれに引き続く同一周期の位相差として予測され、予測値 S ₂ が得られる。

そして、地点 M₄ の実測は地点 M。から周期てだけ離れた位置で行われ、この結果、 M₄ - S ₂ 間は前記第 9 図 Bと同様に簡単な代数式によって（ 0₂ — ø ₃) として得られる。第 9図 Bと第 9図 Cとの差は時間的に予測値が実測値より先行するか後追いするかの差に過ぎず、原理的に両者は同一である。

第 9図 D, Eは前述した B , Cの繰り返しであり、詳 - -

細に説明することなく、その内容は理解されるであろう。以上のようにして、第 9図の太い実線で示した如く、本実施例によれば、エリアシングを含む実測値からエリアシングを除去した間欠的に得られる位相差信号が求められることとなる。そして、本実施例においては、このようにして求められたエリアシング除去された信号を周波数圧縮して出力している。

このために、第 9図 Fで示される如く、新たな繰返周波数列が想定され、 X印で示される如く、この新たに想定されたパルス列は、前記綠返周期てと（ 1 + P ) ての平均値である均一な周期を有し、図の如く k て - ( 1 + 1 Z 2 p ) てで表されている。

そして、前述した第 9図 B〜 Eで求められた各太い実線で示されるエリアシングのない周期 P て間の位相差が第 9図 Fで示されるように k q の等間隔位相差として圧縮変換されることとなる。

従って、本実施例によれば、エリアシングの影響を無視して極めて簡単にドプラ偏位周波数の圧縮が得られることとなる。

第 9図 Fにおいて、 k = C 1 + 1 / 2 p ) ての等間隔で構成することにより、サンプリングの不等間隔による不必要な低周波成分での変調が防止される。

以上のようにして構成されたドプラ偏位周波数の圧縮率 mは

P k = 2 p / ( 2 + p ) ( 9 ) であ。

一方、この場合の拡大率 Pは、

P 2 m / ( 2 - m ) ( 1 0 ) として圧縮率 mから定めることができる。

以上のようにして、本実施例によれば、エリアシングを消しながらドプラ偏位周波数の変換を行い得るが、前記第 6図に示した位相処理回路 5 の具体的な回路構成を第 1 0図により説明する。

第 6図のサンプルホールド回路 4 8から得られた信号は第 1 0図に示される如く実際上 s i n成分と c o s成分とを有し、各信号は A D変換器 6 0 , 6 2 によりデジタル信号に変換される

これらの両出力から位相が求められる力実施例において、この位相演算は通常行われる逆三角関数の演算ではなく、予め作成された位相 R O M 6 4の変換テーブルを読み出すことによって求められる

このような位相 R 0 M 6 の内容は周知の予め設定さ - -

れた記憶テーブルとその読出回路からなり、詳細な説明を省略する。

位相 R O M 6 4から読み出された位相信号は、従属接続された 3個のラッチ 6 6 , 6 8 , 7 0 に順次読み込まれ、その内容が記憶される。

例えば、これらのメモリを構成するラッチ 6 6 , 6 8 , 7 0 には第 9図の地点 M。， Μ ₂ , Μ ₁ のそれぞれの位相が保持されることとなる

そして、実施例においては、最も古い位相！^ェが乗算器 7 2 において 2倍され、一方、次に古い地点 M ₂ の位相が乗算器 7 4において（― 1 ) 倍され、両乗算器 7 2， 7 4の出力が加算器 7 6 に供耠されて両者の和がとられ従って、このようなメモリと演算回路によって、加算器 7 6の出力からは予測値 S i が出力されることとなる。

前記予測値 Sェは次に一組の引算器 7 8 , 8 0 に供給され、前記ラツチ 6 6に記憶されている地点 M。の位相といずれかの引算器 Ί 8 または 8 0 にて引き算される。両引算器 7 8 , 8 0 の選択は切替信号 8 2 によって行われ、例えば第 9図 Bの場合には、実測値 M ₃ から予測値 S _{ を引き算するために一方の引算器 7 8が用いられ、第 9図 Cの場合には逆に引算器 8 0が用いられ、予測値 S ₂ から実測値 M ₄ が引き算される。以上のようにして、 p て間の位相差はいずれかの引算器 7 8 または 8 0から求められ、この位相差が次々と累積算されるため、加算器 8 4 に供給され、この累積作用は加算器 8 に並列に接続されたラツチ 8 6 との協動により行われる、。

そして、加算器 8 4の出力は s i n R 0 M 8 8及び c o s R O M 9 0から新たに作られた周波数変換された位相信号として第 6図の合成器 5 4へ出力される。

—方、第 6図において、振幅処理回路 5 0 はその一例が第 1 1図に示されており、 s i n信号及び c o s信号がそれぞれ二乗演算器 8 1 , 8 3 にてそれぞれ二乗演算され、これらの出力は加算器 8 5 にて加算される。

更に、加算器 8 5の出力は開平演算器 8 7 にて二乗根がとられ、更にサンプルホールド回路 8 9を経てそれぞれ D A変換器 9 1 ， 9 3から振幅データとして第 6図の合成器 5 4 に送られる

従って、第 6図の合成器 5 4 は振幅と位相の両者を合成して詳細には示していない次段の定量分析回路へ出力される。

以上説明したように、本発明によれば、ドプラ法により実測された位相からドプラ偏位周波数の変換を行い、これによつて周波数の拡大、圧縮あるいは反転を自由に制御することが可能となり、エリアシングを生じない信号が容易に得られ、あるいは低速信号の正確な検出を可能とする利点がある。

前述したドプラ法は本発明において超音波あるいはマイク口波のいずれに対しても同様に適用可能であり、極めて広範囲の技術分野において利用可能である。

Claims

請求の範囲

( 1 ) ドプラ偏位信号を記憶し、

各時刻 t におけるドプラ偏位信号の位相を、当該時刻 t における微小時間 Δ t 間の位相変化として、当該時刻 t から πι Δ t だけ離れた時間の位相変化で置換し、前記 mの値を任意に選択することによって、ドプラ偏位周波数の拡大、圧縮、反転の変換を行うことを特徵とするドプラ信号処理方法。

( 2 ) パルスドプラ法によって得られた離散的なドプラ偏位信号を記憶し、

前記ドプラ偏位信号の位相成分を m倍して新たなドプラ偏位信号列を形成し、

前記係数 mを所定値に設定することによってパルスドブラ周波数の拡大、圧縮、反転の変換を行うことを特徴としたパルスドプラ信号処理方法。

( 3 ) パルスドプラ偏位信号を記億し、

前記ドプラ偏位信号の位相成分を所定の係数 q倍して、前記実測した周期での予測位相偏位成分として割付け、前記係数 qを任意に設定することにより、パルスドプラ周波数の拡大、圧縮、反転の変換を行うことを特徴とするパルスドプラ信号処理方法。

( 4 ) パルス送信信号の繰返周期を変化し、

実測したパルスドプラ偏位信号の位相差から実測周期に継続した同一周期における位相を予測し、

この予測した位相と前記異なる周期で実測した位相との位相差を求め、

間欠的に得られた前記短い周期の位相差を等間隔の長い周期の位相差として取り込み、

エリアシングを生じさせること無くドプラ偏位周波数の圧縮を行うことを特徴とするパルスドプラ信号処理方

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