WO1990009715A1 - Schaltungsanordnung für eine fernsprechteilnehmerstation - Google Patents

Schaltungsanordnung für eine fernsprechteilnehmerstation Download PDF

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WO1990009715A1
WO1990009715A1 PCT/DE1990/000052 DE9000052W WO9009715A1 WO 1990009715 A1 WO1990009715 A1 WO 1990009715A1 DE 9000052 W DE9000052 W DE 9000052W WO 9009715 A1 WO9009715 A1 WO 9009715A1
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WO
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voltage
series regulator
circuit arrangement
regulator
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Application number
PCT/DE1990/000052
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English (en)
French (fr)
Inventor
Ulrich Fleischer
Leo Tanten
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
    • H04M19/08—Current supply arrangements for telephone systems with current supply sources at the substations

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for a telephone subscriber station with devices fed from the loop current of the subscriber line (for example a microphone, sound amplifier, etc.), with a reverse polarity protection and a hook switch, durc an LF signal (microphone signal, multi-frequency signal) the voltage between the speech wires is modulated and with an electronic speech circuit with attenuation according to the compensation principle.
  • devices fed from the loop current of the subscriber line for example a microphone, sound amplifier, etc.
  • durc an LF signal (microphone signal, multi-frequency signal) the voltage between the speech wires is modulated and with an electronic speech circuit with attenuation according to the compensation principle.
  • DE-PS 34 29 330 describes a circuit arrangement for storing a subscriber station in which a cross-member is connected between the speech wires.
  • the cross member is formed from a loop current sensor and a shunt regulator connected in series with it, the direct current output signal of the loop current sensor being supplied to the shunt regulator and the alternating current signal of the microphone or DTMF transmitter being superimposed on the direct current output signal of the loop current sensor, so that the shunt regulator the direct current flowing through this is modulated.
  • the shunt regulator of the known cross-member has two tasks:
  • the shunt regulator working with parallel derivation must always carry a direct current which is at least as large as the greatest required modulation (current) amplitude. That means that the
  • Spare sheet Part of the loop current which corresponds to the operating point current required for the shunt regulator, is not available for supplying devices to be fed.
  • This minimum operating current of the modulating shunt regulator is calculated from the amplitude of the transmission voltage which must be reachable at the ⁇ terminal, that is to say from the nominal loop impedance at 1 kHz, which is calculated from the parallel connection of the loop input impedance and the device connection impedance.
  • This current portion of 5 mA is below the value of the minimum current that is required for direct modulation by a microphone, but still represents a portion of approx. 30% of the available loop current at the required operational limit of the subscriber station represents.
  • the object of the invention is now to provide a circuit arrangement in which almost the entire loop current can be used to supply equipment to a telephone subscriber station.
  • a series regulator is looped into its main current path into the one speech wire and its output is connected to the device (s) to be fed and connected to the other speech wire, the Amount of the differential output impedance of the series regulator is at least a factor 10 greater than the quantity of the wave resistance of the speech wire of the subscriber line and that the voltage between the speech wires can be modulated by the series controller depending on the NV signal.
  • the entire loop current flows through the main current path of the series regulator, which is fully available to the devices to be supplied, which are connected to the output of the series regulator.
  • a further development of the invention is that a shunt controller is connected to the output of the series regulator, which is controlled by the signal at the output and / or by a further output signal of the series regulator.
  • the amount of the differential output impedance of the series regulator can then only be kept correspondingly greater than the amount of the wave resistance of the speech wires of the subscriber line if the current consumed by the main current d of the series regulator is essentially also output again at the output of the latter, so that the output stage transistor is always works outside of its saturation state.
  • An advantageous embodiment of the invention also consists in the fact that a priority network is connected to the output of the series regulator, that connected regulators are provided with the other speech wire and the output of the series regulator, to the outputs of which the devices to be supplied are connected, the power output being connected the devices are controlled by the priority network depending on the priorities assigned to them.
  • the circuit arrangement for supplying a subscriber station described in the aforementioned DE-PS 3429 330 has a current distribution circuit assigned to the cross member in accordance with the priority classes of the additional devices.
  • the task of this known current distribution circuit is to distribute the available current itself.
  • the distribution network itself must carry the electricity to be distributed and therefore requires a share of the available voltage for this distribution task, which can then no longer be available for the (additional) equipment to be supplied.
  • FIG. 1 shows the block diagram of the complete arrangement for supplying equipment for a telephone subscriber station
  • FIG. 2 shows the circuit of a series regulator
  • FIG. 3 extracts from the circuit of a series regulator in connection with a simple shunt regulator
  • Figure 4 shows the circuit of an extract of a series regulator with a more complex shunt regulator
  • Figure 5 shows the circuit arrangement of the controller in connection with the priority network.
  • FIG. 1 the block diagram is shown to explain the invention, it is pointed out that only those facilities of a telephone subscriber station are shown that are absolutely necessary for understanding the invention. It is assumed that the two lines a) and b) are connected to the two speech wires behind a polarity reversal contactor, not shown, and a hook switch.
  • a series regulator LR with its main current path is looped into one speech line a), so that regulators R1 to n can be connected to the output c) of the series regulator, which regulators serve to supply various devices of the telephone subscriber station that are connected to the outputs U of the latter are connected.
  • the power supply of the individual devices can take place according to priorities, which are defined via a priority network PN.
  • a shunt regulator SR is connected to the output c) of the series regulator LR, which in this case ensures a corresponding load on the output c) of the series regulator LR.
  • the devices to be supplied via the outputs U. can be, for example, a microphone amplifier, a microprocessor, a sound amplifier, etc.
  • the output signal of the microphone amplifier is fed to the input NF of the series regulator LR, which modulates the loop current flowing via the series regulator as a function of this signal.
  • the microphone amplifier forms part of the electronic speech circuit, not shown, which works with attenuation according to the compensation principle. If the telephony subscriber station has a dialing device, not shown, according to the MF (multi-frequency) method, then the transmission signal of the dialing device can also be fed to the input NF, in order in this way the dialing information in the form of DTMF signals on the Transfer subscriber line.
  • the structure of the series regulator LR is shown with reference to FIG. 2.
  • the series regulator LR works as a loop current regulator and modulator and has the following tasks:
  • connection a) The loop current consumed at connection a) is to be emitted as completely as possible again at connection c) z power supply to the facilities of the telephone subscriber station.
  • the loop voltage between the speech wires a) and b) is to be modulated with the LF signals so that a separate operating point current, which is then lost for the supply of other devices, is not required for the necessary class A operation of the modulator.
  • a current measuring resistor Ro is connected in series with a transistor T1, the collector of which is connected to the output c) and the emitter is connected to the current measuring resistor Ro.
  • a voltage divider consisting of three resistors R1, R2 and R3 connected in series is connected between the wires a) and b).
  • a capacitor C is connected in parallel with the resistors R1 and R2.
  • the tap between the resistors R1 and R2 is connected to the non-inverting input of an operational amplifier 0P1, the inverting input (-) of which is connected to the emitter of the transistor T1.
  • the output of the operational amplifier 0P1 controls the transistor T1 via its base.
  • the current through the measuring resistor Ro will also have to be a direct current in the same way (ie without taking into account the modulation inflow via the input NF), which continues to flow over the emitter-collector path of the transistor T1 and at the terminal C) for subsequent ones Circuits are available. Almost the entire loop current flowing at the input a) into the series regulator LR is thus available at the output c) for supplying the devices.
  • the devices connected to the connection c) can have no effect on the input a) de series regulator due to the high output impedance of the series regulator LR a collector of transistor T1 Resistor R3 the only load for Signa at connections a) and b).
  • the value of the resistor R3 can be chosen to be sufficiently large, e.g. B. equal to or greater than 20 KOhm).
  • Durc appropriate dimensioning of the resistors R1, R2 and R3 sic the series regulator LR set to any desired DC input characteristic. Outside the saturation mode of the series regulator L, the differential output impedance can be at least a factor of 10 above the characteristic impedance of the subscriber line.
  • the emitter-collector operating voltage of the transistor T1 has a minimum value in every operating state for example, not less than 300 mV.
  • the shunt controller (see below) is used for this in cases where the load on the output c) of the longitudinal regulator is insufficient.
  • the measuring resistor Ro receives a value as small as the other tolerance requirements of the circuit still allow.
  • the measuring resistor Ro can have a value of 15 ohms, so that a voltage drop of, for example, 300 mV occurs at a minimum loop current of 20 mA at Ro.
  • the series regulator LR also serves as a modulator. Because almost the entire loop current flows over the main current path of the series regulator LR, this is then fully available to the devices connected to the output c). The series controller therefore always has a sufficient operating current to work according to the Class A operation required for the modulation task.
  • the advantage of the series regulator LR in contrast to the known cross-member, is that a separate operating current to be kept available for the modulation tasks, which would then be lost for subsequently supplied devices, is not required.
  • the modulation takes place in that the DC command voltage at the non-inverting input (+) of the operational amplifier 0P1 has a modulation voltage
  • a modulation impedance results from the non-inverting input (+) of the operational amplifier 0P1 to the loop connections a) and b).
  • the modulation impedance Z. can be further developed into a modulation * gain between microphone voltage TJ. and signal voltage U at the nominal loop impedance Z "
  • Both the introduction of the modulation signal in the form of a signal flow IN w r_ and the selected coupling point are selected as examples for the circuit arrangement shown in FIG. 2.
  • the specialist finds a variety of alternatives.
  • the series regulator LR does not need any additional supply current for the modulation process, which would be lost for the supply of the devices connected to connection c). If in a first step e capacitor CP of sufficient size is connected between the output c) of the series regulator LR and the other speech wire b), it is easy recognize that the entire modulation current must flow from the terminal a) via the measuring resistor Ro, the transistor T1 and this capacitor CP to the other speech wire b). During the positive signal half-wave at the wires a) and b) less flows.
  • the series regulator LR therefore, with and without modulation, always delivers the same supply current I, (direct current value) to the subsequently supplied devices of the telephone subscriber station which are connected to output c). Basically, the use of a series regulator between the connections a) and c) means that almost the entire loop current I ⁇ can be used to supply the facilities of the telephone subscriber station.
  • the shunt regulator SR has the task of reducing the voltage between the output c) and the other speech wire b), ie the loop current not required by the devices connected to the output c) derive other speech wire b).
  • the shunt regulator would have to partially discharge the mentally arranged capacitor CP, so that a loss of the average power available for the devices connected to the output c) would be generated.
  • the capacitor discharge can be prevented by the arrangement of the diode Dx, which, because of a low forward voltage, could preferably be in the form of a Schottky diode. Nevertheless, the By intervening, the shunt controller SR generates a loss of supply power for the connected devices even without discharging the capacitor CP. However, it cannot be overlooked that the derivation of a loop current that is currently too high actually characterizes the abundance situation.
  • the structure of a simple shunt regulator SR is explained with reference to FIG. 3.
  • the control voltage for the shunt regulator SR the emitter-collector voltage or, more advantageously, the base collector voltage becomes a fixed value, the shunt regulator SR becomes conductive and thus prevents a further increase in the voltage between the output c) of the series regulator LR and the other language ad b).
  • a transistor T3 is connected as a shunt regulator between the two points mentioned, the emitter being connected to the output c) of the series regulator LR and the collector being connected to the other voice line b).
  • the current source 11, the diode D2 and the transistor T represent, for example, the output stage driver circuit of the operational amplifier 0P1 (see FIG.
  • D forward voltage at the diode D2 generates a potential difference between the bases of the two transistors T1 and T3, so that the transistor T becomes conductive (shunt regulator function) as soon as the potential at the connection c) of the series regulator LR approximately the level of the base potential at transistor T1 has risen.
  • the specified minimum voltage between the connections a) and c) is then approximately 700 mV + I, x Ro if the transistor T1 is designed as a silicon transistor.
  • this voltage can also be set lower if, for example, a Shottky diode is used for the diode D2.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 4 for a shunt regulator is particularly suitable for integrated bipolar circuits.
  • the potential difference between the bases of the transistors T1 and T4, which influences the minimum voltage between the connections a) and c) of the series regulator L, can be set to a suitable value using the divider resistors Rx and Ry.
  • the transistor T4 becomes conductive, so that the collector current of the transistor T4 overcomes a small reverse current de current source 12 in the amount of, for example, 5uA and the shunt regulator formed as a Darlington stage consisting of the Controllers T5 and T6.
  • This Darlington circuit leads the shunt current from connection c) of the series regulator LR to the other speech wire b).
  • the capacitor C1 ensures control stability of the arrangement.
  • the Zener diodes ZD1 creates a control possibility for the Darlington stage which is parallel to the transistor T4. When the voltage between the output c) of the series regulator LR and the other speech wire b) reaches the sum of the Zener voltage and the forward voltages of the base-emitter paths of the transistors T5 and T6, the Darlington stage is driven via the Zener diode ZD.
  • the shunt regulator SR then clamps the voltage between the output c) of the series regulator LR and the other speech wire b) to the amount of this voltage sum, so that the shunt regulator SR additionally fulfills a function as a voltage limiter between the output c) of the series regulator LR and the other speech wire b) to a maximum size. If several devices of a telephone subscriber station which are to be supplied with power are connected to the output c) of the series regulator LR and the power is to be distributed according to the different priorities assigned to the individual devices, this can be done with the aid of a circuit arrangement as described is shown in Figure 5. Controllers R1 to Rn, which are controlled by a priority network PN, serve to supply the individual devices.
  • the particular character of the load cases that occur is characterized in that those devices of a telephone subscriber station that fulfill the essential basic functions (for example speech path, earphone amplifier, dialing device, sequence control, signal direction separation (so-called hybrid function or electronic speech circuit)) consistently with low supply voltages (for example 5 volts) and the devices required for the comfort functions (sound amplifier, display device, etc.,) often require higher supply voltages, for example in the order of magnitude of 7 volts and above.
  • the feeding problem is therefore only a problem of the "feeding performance" with regard to the convenience functions "and with regard to the basic function only the demand for a sufficiently large supply current, which can be more easily fulfilled through sensible load planning.
  • the task of the priority network PN is to control these controllers in such a way that the series regulator LR supplies less current than the regulators R1 to Rn currently operating under the control of the priority network PN need to control such that the current requirements of higher-priority regulators always completely covered before any lower priority regulator receives power.
  • the task of the priority network PN is not to distribute the available electricity itself, but to control this distribution.
  • a distribution circuit must carry the current to be distributed itself and requires a share of the available voltage for this distribution task. This through the invention
  • Control tasks Approx. 7.0 volts x 100 uA «0.7 mW.
  • the output stage circuits belonging to the regulators R1 to Rn consisting of • the output stage transistors TR1 to TRn, the output stage control currents Iv1 to Ivn and the amplifier transistors TV1, TV2, although they are actually part of the control operational amplifiers R0P1 and R0P2, are separately marked by the Intervention of the priorities network PN to represent the controller R.
  • the number of regulators R can be chosen arbitrarily and depends on the number of devices to be supplied with different priorities.
  • the selected embodiment is suitable, for example, for integrated bipolar circuits.
  • the regulators R1 and R2 operate as voltage stabilizers which translate the reference voltage UR to stabilized output voltages U1 and U23.
  • the last regulator Rn is a typical arrangement for the provision of a loudspeaker output stage (comfort device).
  • the priorities are set as follows in the exemplary embodiment:
  • R1 highest priority
  • R2 second priority
  • Rn lowest priority
  • further controllers R can be arranged after the controller R2, while the controller Rn, which supplies the device with the greatest power requirement, is arranged as a controller with the lowest priority.
  • each regulator R1 and R2 is assigned a bias voltage source UV1 or UV2 and a comparator K1 or K in the priority network PN.
  • the voltages of the bias voltage sources UV1 and UV2 should preferably be selected so that they are equal to the minimum voltage requirement of the associated regulator output stage circuit or are slightly greater than this minimum voltage requirement. In this way it is achieved that the at least currently required supply voltage for a particular controller (the voltage between the output c) of the series controller LR and the other speech wire b) is the sum of the instantaneous output voltage of this controller and the associated bias voltage UV . This voltage sum is then compared by the associated comparator with the current supply voltage between the connections c) and b).
  • the associated controller can obviously work without interference and the associated comparator output signal has no influence on the mode of operation of the other controllers. If, on the other hand, the supply voltage between points c) and b) is less than this voltage sum, the associated controller can no longer work properly and the associated comparator output signal blocks all controller output stages and their priority via a diode network consisting of diodes DN1 to DNy is lower than the priority of the controller affected by the lack of supply voltage. The consequence of this comparator intervention is that the controller affected by the lack of supply immediately has more power available than it must deliver to the device connected to the telephone subscriber station in a time average if the overall load planning is sensible.
  • the controller concerned will initially completely absorb this current in order to recharge its output load capacitor (not shown) to the target voltage. Only then does it reduce its current consumption to the amount corresponding to its load, and thus only then permits an increase in the supply voltage between points c) and b) that the downstream priorities are released again.
  • the controller with the next lower priority will then meet its catch-up requirement, but only the loop current minus the continuous load current of all priorities is available to it. It then in turn delivers the remaining loop current to those controllers with lower priorities.
  • the last regulator Rn will take up the remaining supply current and charge its storage capacitor Cn. In the embodiment shown in FIG. 5, this last regulator is not regulated to a constant output voltage.
  • the storage capacitors of the last priorities will be disadvantaged in periods of lower power supply in order to be able to recharge them in the periods of higher power supply. D Averaging therefore takes place in the storage capacitors of the device with the lowest priority. If the states with increasing supply of current are now considered, then only the mean value of the voltage across the capacitor Cn will increase until the shunt regulator SR is forced to intervene. In the deficiency situation, there is no additional loop current expenditure for the modulation process, even without the imaginary capacitor CP, which would then be withdrawn from use in other devices.
  • the priority network PN shown in FIG. 5 represents a more systematic solution that can be advantageously simplified in individual cases.
  • the bias voltages UV can be chosen to be of the same magnitude and then be taken from a single, common source.
  • the comparators could be replaced by simple operational amplifiers with control engineering advantages or also represented by OTA circuits, the output current of an O belonging to a priority providing the output stage control current of the controller R belonging to the next lowest priority in a simplified manner. In this way, the output stage control currents I would be superfluous.

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Abstract

Bei einer bekannten Schaltungsanordnung zur Speisung von Zusatzeinrichtungen aus dem Schleifenstrom der Teilnehmeranschlußleitung wird dann ein Querglied mit einem Shuntregler verwendet, wobei der über den Shuntregler fließende Schleifenstrom in Abhängigkeit vom Mikrofonsignal moduliert wird. Dieser Schleifenstromanteil geht für die Versorgung von Zusatzeinrichtungen verloren. Die Schaltungsanordnung besteht darin, daß ein Längsregler (RL) mit seinem Hauptstrompfad in die eine Sprechader (a) eingeschleift ist, dessen Ausgang (c) mit der bzw. den zu speisenden, an der anderen Sprechader (b) angeschlossenen Einrichtung(-en) verbunden ist, wobei durch den Längsregler (LR) die Spannung zwischen den Sprechadern in Abhängigkeit des Mikrofonsignals modulierbar ist. Durch den Einsatz eines Längsreglers steht nahezu der gesamte Schleifenstrom einschließlich des zu modulierenden Anteils für die Versorgung von Einrichtungen zur Verfügung.

Description

Schaltungsanordnung für eine FernsprechteilnehmerStation
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für eine Fernsprechteil nehmerStation mit aus dem Schleifenstrom der Teilnehmeranschlußleitung gespeisten Einrichtungen (beispielsweise Mikrofon, Lauthörverstärker, usw.), mit einem Verpolungsschutz und einem Gabelumschalter, wobei durc ein NF-Signal (Mikrofonsignal, Mehrfrequenzsignal) die Spannung zwische den Sprechadern moduliert wird und mit einer elektronischen Sprechkreis Schaltung mit Rückhördämpfung nach dem Kompensationsprinzip.
Eine derartige Schaltungsanordnung ist bereits bekannt. So wird in der DE-PS 34 29 330 eine Schaltungsanordnung zur Speicherung einer Teilneh¬ merstation beschrieben, bei welcher zwischen die Sprechadern ein Quer¬ glied geschaltet ist. Das Querglied wird dabei aus einem Schleifenstrom sensor und einem mit diesem in Reihe geschalteten Shuntregler gebildet, wobei das Gleichstromausgangssignal des Schleifenstromsensors dem Shunt regler zugeführt wird und das Wechselstromsignal des Mikrofons bzw. MFV-Senders dem Gleichstromausgangssignal des Schleifenstromsensors überlagert wird, so daß durch den Shuntregler eine Modulation des durch diesen fließenden Gleichstroms erfolgt.
Der Shuntregler des bekannten Quergliedes hat zwei Aufgaben:
Das Parallelableiten des momentan nicht benötigten Schleifenstromes und die Modulation der Schleifenspannung mit den NF-Signalen, d. h. die Strommodulation durch den Shuntregler. Für die Durchführung der Modula¬ tion muß der mit Parallelableitung arbeitende Shuntregler immer einen Gleichstrom führen, welcher mindestens so groß ist, wie die größte benö tigte Modulations-(Strom-)Amplitude. Das bedeutet, daß der
Ersatzblatt Anteil des Schleifenstroms, welcher dem notwendigen Arbeitspunktstrom für den Shuntregler entspricht, für die Versorgung von zu speisenden Ein¬ richtungen nicht zur Verfügung steht. Dieser Mindestbetriebsstrom des modulierenden Shuntreglers errechnet sich aus der Amplitude der Sende¬ spannung, die an den Δpparateklemmen erreichbar sein muß, also an der Schleifen-Nennimpedanz bei 1 kHz, die sich aus der Parallelschaltung von Schleifeneingangsimpedanz und Apparateanschlußimpedanz errechnet. Dieser Stromanteil in Höhe von 5 mA liegt zwar unterhalb des Wertes des Minimal¬ stroms, der für eine direkte Modulation durch ein Mikrofon benötigt wird, stellt aber immer noch einen Anteil von ca. 30 % des verfügbaren Schleifenstromes an der verlangten Betriebsfähigkeitsgrenze der Teil¬ nehmerstation dar.
Die Aufgäbe der Erfindung besteht nun darin, eine Schaltungsanordnung anzugeben, bei welcher nahezu der gesamte Schleifenstrom für die Versorgung von Einrichtungen einer Fernsprechteilnehmerstation herange¬ zogen werden kann.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß hinter dem Verpolungsschutz und den Gabelumschalter ein Längsregler mrt seinem Hauptstrompfad in die eine Sprechader eingeschleift ist und dessen Ausgang mit der bzw. den zu speisenden, an der anderen Sprechader angeschlossenen Einrichtung(-en) verbunden ist, wobei der Betrag der differentiellen AusgangsImpedanz des Längsreglers mindestens um wenigstens einen Faktor 10 größer ist als der Betrag des Wellenwiderstandes der Sprechader der Teilnehmeranschluß- leitung und daß durch den Längsregler die Spannung zwischen den Sprechadern in Abhängigkeit des NV-Signals modulierbar ist.
Über den Hauptstrompfad des Längsreglers fließt der gesamte Schleifen¬ strom, welcher den zu versorgenden Einrichtungen voll zur Verfügung steht, die an dem Ausgang des Längsreglers angeschlossen sind.
Eine Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß am Ausgang des Längs reglers ein Shuntregler angeschlossen ist, welcher durch das Signal am Ausgang und/oder durch ein weiteres Ausgangssignal des Längsreglers gesteuert wird. Der Betrag der differentiellen Ausgangsimpedanz des Längsreglers kann nu dann entsprechend größer als der Betrag des Wellenwiderstandes der Sprechadern der Teilnehmeranschlußleitung gehalten werden, wenn der vom Hauptstrompf d des Längsreglers aufgenommene Strom am Ausgang desselben im wesentlichen auch wieder abgegeben wird, so daß der Endstufentran¬ sistor immer außerhalb seines Sättigungszustandes arbeitet.
Eine vorteilhafte Ausbildung der Erfindung besteht auch darin, daß mit dem Ausgang des Längsreglers ein Prioritätennetzwerk verbunden ist, daß mit der anderen Sprechader und dem Ausgang des Längsreglers verbundene Regler vorgesehen sind, an deren Ausgänge die zu versorgenden Einrichtun gen angeschlossen sind, wobei die Stromabgabe an die Einrichtungen in Abhängigkeit von den ihnen zugeordneten Prioritäten durch das Prioritätennetzwerk gesteuert wird.
Die in der eingangs genannten DE-PS 3429 330 beschriebene Schaltungsan¬ ordnung zur Speisung einer Teilnehmerstation weist eine dem Querglied zugeordnete Stromverteilungsschaltung entsprechend den Prioritätsklassen der Zusatzeinrichtungen auf. Die Aufgabe dieser bekannten Stromver¬ teilungsschaltung besteht darin, den verfügbaren Strom selbst zu ver¬ teilen. Dabei muß das Verteilungsnetzwerk selbst den zu verteilenden Strom führen und benötigt deshalb für diese Verteilungsaufgabe auch eine Anteil an der verfügbaren Spannung, die dann für die eigentlich zu versorgenden (Zusatz-)Einrichtungen nicht mehr zu Verfügung stehen kann.
Die erfindungsgemäße Verwendung eines nur steuerenden Prioritätennetz¬ werkes vermeidet eine derartige Verlustspannung, die somit zusätzlich de Einrichtungen zur Verfügung steht.
Weitere Vorteile ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, welche in der Zeichnung dargestellt sind.
Es zeigt:
Figur 1 das Blockschaltbild der vollständigen Anordnung zu Versorgung vo Einrichtungen einer Fernsprechteilnehmerstation,
Ersatzblatt Figur 2 die Schaltung eines Längsreglers,
Figur 3 Auszüge aus der Schaltung eines Längsreglers in Verbindung mit einem einfachen Shuntregler,
Figur 4 die Schaltung eines Auszugs eines Längsreglers mit einem aufwendigeren Shuntregler
und
Figur 5 die Schaltungsanordnung der Regler in Verbindung mit dem Prioritätennetzwerk.
In Figur 1 wird das Blockschaltbild zur Erläuterung der Erfindung gezeigt, dabei wird darauf hingewiesen, daß nur diejenigen Einrichtungen einer Fernsprechteilnehmerstation gezeigt werden, die zum Verständnis de Erfindung unbedingt notwendig sind. Es wird davon ausgegangen, daß die beiden Leitungen a) und b) hinter einem nicht gezeigten Verpolungsschütz und einem Gabelumschalter an den beiden Sprechadern angeschlossen sind. In die eine Sprechader a) ist ein Längsregler LR mit seinem Hauptstrom¬ pfad eingeschleift, so daß am Ausgang c) des Längsreglers Regler R1 bis n angeschlossen werden können, welche zur Versorgung unterschiedlicher Einrichtungen der Fernsprechteilnehmerstation dienen, die an den Aus¬ gängen U derselben angeschlossen sind. Die Stromversorgung der einzelnen Einrichtungen kann nach Prioritäten erfolgen, die über ein Prioritäten¬ netzwerk PN festgelegt sind. Da der Längsregler LR so ausgelegt ist, daß der Betrag der Ausgangsimpedanz viel größer als der Betrag des Wellen¬ widerstandes der Sprechadern der Teilnehmeranschlußleitung ist und diese Verhalten nur so lange gegeben ist, wie über den Ausgang c) ein bestimmter Laststrom gezogen wird, kann für den Fall, daß durch die zu versorgenden Einrichtungen dieser Strom nicht gezogen wird, am Ausgang c) des Längsreglers LR ein Shuntregler SR angeschlossen werden, welcher in diesem Fall für eine entsprechende Belastung des Ausgangs c) des Längs- reglers LR sorgt. Die über die Ausgänge U zu versorgenden Einrichtungen können beispielsweise ein Mikrofonverstärker, ein Mikroprozessor, ein Lauthörverstärker usw. , sein. Das Ausgangssignal des nicht gezeigten Mikrofonverstärkers wird dem Eingang NF des Längsreglers LR zugeführt, welcher in Abhängigkeit von diesem Signal den über den Längsregler fließenden Schleifenstrom moduliert. Der Mikofonverstärker bildet einen Teil des nicht gezeigten elektronischen Sprechkreises, welcher mit Rückhördämpfung nach dem Kompensationsprinzip arbeitet. Weist die Fern¬ sprechteilnehmerstation eine nicht gezeigte Wähleinrichtung nach dem MF (Mehrfrequenz)-Verfahren auf, so kann auch das Sendesignal der Wählein- richtrung dem Eingang NF zugeführt werden, um auf diese Weise die Wahl- information in Form von MFV-Signalen auf der Teilnehmeranschlußleitung übertragen.
Der Aufbau des Längsreglers LR wird anhand von Figur 2 gezeigt. Der Längsregler LR arbeitet als Schleifenstro regler und Modulator und hat folgende Aufgaben:
1. Bildung einer vorgegebenen Gleichstrom-Eingangs-Charakterstik zwisch den Adern a) und b) .
2. Bildung eines möglichst hohen Betrges der Signal-Eingangsimpedanz zwischen den Leitungen a) und b) , damit eine von der Speise- und Mod lationsspannung unabhängige, möglichst genaue Schleifenabschluß- i pedanz zwischen die Sprechadern,geschaltet werden kann.
3. Der am Anschluß a) aufgenommene Schleifenstrom soll am Anschluß c) z Energieversorgung der Einrichtungen der Fernsprechteilnehmerstation möglichst vollständig wieder abgegeben werden.
4. Zwischen dem Anschluß a) und dem Anschluß c) soll ein möglichst geringer Spannungsverlust vorhanden sein.
5. Die Schleifenspannung zwischen den Sprechadern a) und b) ist mit de NF-Signalen so zu modulieren, daß ein separater und dann für die Versorgung anderer Einrichtungen verlorener Arbeitspunktstrom für de notwendigen Klasse-A-Betrieb des Modulators nicht benötigt wird.
Ersatzblatt Zwischen dem Eingang a) und dem Ausgang c) des Längsreglers LR ist ei Strom-Meßwiderstand Ro in Reihe mit einem Transistor T1 geschaltet, wobei der Kollektor desselben mit dem Ausgang c) und der Emitter mit dem Strom-Meßwiderstand Ro verbunden ist. Zwischen die Adern a) und b) ist ein Spannungsteiler bestehend aus drei hintereinander geschaltete Widerständen R1 , R2 und R3 geschaltet. Parallel zu den Widerständen R1 und R2 liegt ein Kondensator C. Der Abgriff zwischen den Widerständen R1 und R2 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines Operations¬ verstärkers 0P1 verbunden, dessen invertierender Eingang (-) mit dem Emitter des Transistors T1 verbunden ist. Der ausgang des Operations¬ verstärkers 0P1 steuert den Transistor T1 über dessen Basis.
Mit Hilfe des hochohmigen Spannungsteilers Rl , R2, R3 und C wird an dem Widerstand Rl eine der Schleifen-Gleichspannung (arithmetischer Mittelwert) proportionale Führungsspannung für die Spannungsfolge- Schaltung bestehend aus dem Operationsverstärker 0P1 ,' dem Transistor T1 und dem Strom-Meßwiderstand Ro erzeugt. Diese FührungsSpannung ist ohne die Modulationseinströmung über den Eingang NF eine reine Gleich spannung, da die in der Schleifenspannung enthaltenen zeitveränder- lichen Signalspannungsanteile durch den Kondensator C kurzgeschlossen werden, so daß diese Wechselspannungsanteile in voller Größe am Wider stand R3 anliegen. Folglich wird auch der Strom durch den Meßwider¬ stand Ro in gleicher Weise (also ohne Berücksichtigung der Modulationseinströmung über den Eingang NF) ein Gleichstrom sein müssen, der weiter über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors T1 fließt und am Anschluß C) für nachfolgende Schaltungen zur Verfügung steht. Damit steht am Ausgang c) nahezu der gesamte, am Eingang a) in den Längsregler LR fließende Schleifenstrom für die Versorgung der Einrichtungen zur Verfügung. Von diesem Schleifenstrom am Eingang a) des Längsreglers LR wird lediglich ein sehr geringer Strom über den hochohmigen Spannungsteiler (R1 , R2 und R3) und allen¬ falls ein ebenfalls geringer Strom zur Versorgung des Operationsver¬ stärkers OP1 zur Leitung b) abgeleitet (wenn die Versorgungsanschlüss des Operationsverstärkers 0P1 mit dem Eingang a) und der Leitung b) verbunden sind. So lange der Transistor T1 nicht im Sättigungsbetrieb arbeitet, d. h so lange der Ausgang c) des Längsreglers LR mit einem entsprechenden Strom belastet wird, können die am Anschluß c) angeschlossenen Einrichtungen wegen der hohen Ausgangsimpedanz des Längsreglers LR a Kollektor des Transistors T1 keine Rückwirkung auf den Eingang a) de Längsreglers haben, ist der Widerstand R3 die einzige Last für Signa an den Anschlüssen a) und b) . Der Wert des Widerstandes R3 kann hin¬ reichend groß gewählt werden z. B. gleich oder größer 20 KOhm) . Durc entsprechende Dimensionierung der Widerstände R1 , R2 und R3 läßt sic der Längsregler LR auf jede gewünschte Gleichstrom-Eingangscharakter stik einstellen. Außerhalb des Sättigungsbetriebs des Längsreglers L kann die differentielle Ausgangsimpedanz wenigstens um den Faktor 10 über dem Wellenwiderstand der Teilnehmeranschlußleitung liegen.
Der Zusammenhang zwischen dem durch den Längsregler fließende Gleich strom und der zwischen den Adern a) und b) anliegenden Schleifen-Gleichspannung errechnet sich
Figure imgf000009_0002
wegen Ig/- Ig - Iß und IB<* I,. I,,, gilt:
Figure imgf000009_0001
(siehe Figur 2) und damit errechnet sich die Gleichstromeingangs-Charakteristik: c - ~^ DΛ - So (R1 + R2 + R3) Is Is' R1 Zur Vermeidung eines hohen Spannungsabfalls zwischen den Anschlüsse a) und c) des Längsreglers LR ist darauf zu achten, daß der Spannun abfall an dem Meßwiderstand Ro und der Spannungsabfall am Transisto T1 so klein wie möglich bleibt. Der Transistor T1 benötigt jedoch e gewisse minimale Emitter-Kollektor-Betriebsspannung, die einen sättigungsfreien Betrieb des Transistors noch zuläßt. Die Sättigung des Transistors T1 hätte Rückwirkungen vom Anschluß c) zum Anschluß zur Folge und damit besteht auch die Gefahr von Modulationsverzerru gen. Es muß also dafür gesorgt werden, daß die Emitter-Kollektor-Be triebsspannung des Transistors T1 in jedem Betriebszustand einen Mi malwert von beispielsweise 300 mV nicht unterschreitet. Hierfür sor in den Fällen, in denen die Belastung des Ausgangs c) des Längsregl nicht ausreicht, der Shuntregler (s. u.). ... Der Meßwiderstand Ro erhält einen so kleinen Wert, wie es die übrigen Toleranzanforderungen der Schaltung eben noch zulassen. Beispielsweis kann der Meßwiderstand Ro einen Wert von 15 Ohm aufweisen, so daß bei einem minimalen Schleifenstrom von 20 mA an Ro ein Spannungsabfall vo beispielsweise 300 mV auftritt.
Der Längsregler LR dient, wie eingangs bereits erwähnt, auch als Modulator. Dadurch, daß nahezu der gesamte Schleifenstrom über den Hauptstrompfad des Längsreglers LR fließt, steht dieser dann den am Ausgang c) angeschlossenen Einrichtungen voll zur Verfügung. Der Längsregler hat somit immer einen ausreichenden Betriebsstrom, um nac dem für die Modulationsaufgabe benötigten Klasse-A-Betrieb arbeiten z können. Der Vorteil des Längsreglers LR im Gegensatz zum bekannten Querglied besteht also darin, daß ein für die Modulationsaufgäbe vorzuhaltender separater Betriebsstrom, der dann für nachfolgend ver¬ sorgte Einrichtungen verloren wäre, nicht benötigt wird.
Die Modulation erfolgt dadurch, daß der DC-Führungsspannung am nicht invertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers 0P1 eine Modu¬ lations-Spannung
Hffiod ~- ιNF . R*. • R2 1 + 2
überlagert wird. Wegen der Spannungsfolgerspannung des Operationsver¬ stärkers 0P1 mit dem Transistor T1 und dem Meßwiderstand Ro muß diese Modulationsspannung auch der Gleichspannung am Widerstand Ro über¬ lagert sein. Sie verursacht somit eine Signaleinströmung
Isig » 1 . TJmod Ro in die Schleife, bzw. verursacht eine Signalspannung
UNF - ∑slg • ZSN - ∑NF •
Figure imgf000010_0001
an der Schleifen-Nennimpedanz Zsn zwischen den Adern a) und b) .
Als Übertragungsmaß vom nicht invertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers 0P1 auf die Schleifenaήschlüsse a) und b) erg sich eine Modulationsimpedanz.
UNF
Z od - - _1_ • R-« . R2 . Zsn
INF Ro
*1 .
Die Modulationsimpedanz Z . läßt sich weiter in eine Modulations* Verstärkung zwischen Mikrofonspannung TJ ., und Signalspannung U an der Schleifen-Nennimpedanz Z „ entwickeln
UNF
1 mod - . Zsn,
Figure imgf000011_0001
wenn, wie für das Beispiel in Figur 2 notwendig - zwischen der Mikr fonspannung U ., und der Signalgröße I_ am nicht invertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers 0P1 und OTA (Operational Transconductance Amplifier) mit der Steilheit S als Übertragungsgli angeordnet wird (I.™ — S x U .. ). - HE mikro
Sowohl die Einbringung des ModulationsSignals in Form einer Signale strömung INwr_ als auch der gewählte Ankoppelpunkt sind beispielhaft für die in Figur 2 gezeigte Schaltungsanordnung gewählt. Der Fachma findet hierzu eine Vielzahl von Alternativen. Der Längsregler LR benötigt für den Modulationsvorgang keinen zusätzlichen Versorgungs strom, der für die Versorgung der am Anschluß c) angeschlossenen Einrichtungen verloren wäre. Wird in einem ersten Gedankenschritt e Kondensator CP ausreichender Größe zwischen den Ausgang c) des Läng reglers LR und die andere Sprechader b) geschaltet, dann ist leicht erkennen, daß der gesamte Modulationsström vom Anschluß a) über den Meßwiderstand Ro, den Transistor T1 und diesen Kondensator CP zur anderen Sprechader b) fließen muß. Während der positiven Signalhalb- welle anden Adern a) und b) fließt dabei weniger . Strom als der Schleifenstrom-Mittelwert I , in den Kondensator CP. Die Spannung an CP wird also geringfügig fallen. Während der negativen Signalhalbwell an den Adern a) und b) fließt mehr Strom als der Schleifenstrom-Mit¬ telwert Iς, in den Kondensator CP. Die Spannung an CP wird also geringfügig steigen. Die Spannungsschwankungen an CP werden vernach¬ lässigbar klein, wenn CP hinreichend groß ist. Damit wird deutlich,d aß der Schleifen-Modulationsstrom über den Kondensator CP fließt und durch diesen Kondensator eine arithmetische Mittelwertbildung über di Schleifen-Modulationsströme erfolgt. Der Längsregler LR gibt also mit und ohne Modulation immer den gleichen Versorgungsstrom I , (Gleich- stromwert) an die nachfolgend versorgten, am Ausgang c) angeschlosse¬ nen Einrichtungen der Fernsprechteilnehmerstation ab. Grundsätzlich ist also durch die Verwendung eines Längsreglers zwischen den Anschlüssen a) und c) nahezu der gesamte Schleifenstrom Iς zur Versorgung der Einrichtungen der Fernsprechteilnehmerstation nutzbar.
Wird nun durch die am Ausgang c) des Längsreglers LR angeschlossenen Einrichtungen der Fernsprechteilnehmerstation keine Belastung des¬ selben garantiert, so daß die Gefahr besteht, daß der Transistor T1 i der Sättigung betrieben wird, dann kann am Ausgang c) der Spannungsab fall zwischen den Anschlüssen a) und c) des Längsreglers LR zu klein, dann hat der Shuntregler SR die Aufgabe, die Spannung zwischen dem Ausgang c) und der anderen Sprechader b) zu reduzieren, d. h. , den vo den am Ausgang c) angeschlossenen Einrichtungen nicht benötigten Schleifenstrom zur anderen Sprechader b) abzuleiten. Der Shuntregler müßte den gedanklich angeordneten Kondensator CP teilweise entladen, damit würde ein Verlust an der im Zeitmittel verfügbaren Versorgungs- leistung für die am Ausgang c) angeschlossenen Einrichtungen erzeugt werden. Die Kondensatorentladung läßt sich durch die Anordnung der Diode Dx verhindern, die wegen einer geringen Flußspannung vorzugs¬ weise als Schottky-Diode ausgebildet sein könnte. Dennoch würde der Shuntregler SR durch sein Eingreifen auch ohne Entladung des Konden¬ sators CP einen Verlust an Versorgungsleistung für die angeschlossen Einrichtungen erzeugen. Es ist jedoch nicht zu übersehen, daß die Ableitung eines augenblicklich zu hohen Schleifenstroms eigentlich d Überflußsituation kennzeichnet. Ob die Spannung zwischen dem Ausgang c) des Längsreglers LR und der anderen Sprechader b) für ein Ein¬ greifen des Shuntreglers SR groß genug wird und ob ein Kondensator C angeordnet wird, hängt letztlich von den zwischen dem Ausgang c) des Längsreglers und der anderen Sprechader b) im Einzelfall auftretende Lastverhältnissen ab, die zu betrachten nicht mehr im Rahmen der vorliegenden Erfindung, d. h. die prinzipielle Verfügbarmachung des gesamten Schleifenstroms liegt. Der Shuntreglereingriff wird also vorgesehen, um die erkennbaren Störfälle für die Arbeitsweise des Längsreglers abzufangen (beispielsweise die Sättigung des Transistor T1 ) . Weiterhin wird sich bei der späteren Betrachtung der in Figur 5 gezeigten Schaltungsanordnung zeigen, daß die Anordnung eines Kondensators CP und eine Diode DI für die Aufgabe der Erfindung nich unbedingt notwendig sind.
Der Aufbau eines einfachen Shuntreglers SR wird anhand von Figur 3 erläutert. Als Steuerspannung für den Shuntregler SR wird die Emitter-Kollektor-Spannung oder auch vorteilhafter die Basis-Kollek¬ tor-Spannung eine festgelegte Größe, so wird der Shuntregler SR leitend und verhindert somit einen weiteren Anstieg der Spannung zwischen dem Ausgang c) des Längsreglers LR und der anderen Sprachad b) . Als Shuntregler zwischen die beiden genannten Punkte ist ein Transistor T3 geschaltet, wobei der Emitter mit dem Ausgang c) des Längsreglers LR und der Kollektor mit der anderen Sprachader b) verbunden ist. Die Stromquelle 11 , die Diode D2 und der Transistor T stellen beispielhaft die Endstufen-Treiberschaltung des Operationsve stärkers 0P1 (siehe Figur 2) dar, welche die Basisansteuerung des Transistors T1 nach der Funktion des Operationsverstärkers stellt. D Flußspannung an der Diode D2 erzeugt eine Potentialdifferenz zwische den Basen der beiden Transistoren T1 und T3, so daß der Transistor T leitend wird (Shuntreglerfunktion) , sobald das Potential am Anschluß c) des Längsreglers LR auf etwa die Höhe des Basispotentials am Transistor T1 angestiegen ist. Die festgelegte Mindestspannung zwischen den Anschlüssen a) und c) beträgt dann ca. 700 mV + I , x Ro, wenn der Transistor T1 als Siliziumtransistor ausgebildet ist. Zur Vermeidung eines zu hohen Spannungsabfalls zwischen den Anschlüssen a) und c) des Längsreglers LR kann diese Spannung auch kleiner festgelegt werden, wenn beispiels¬ weise für die Diode D2 eine Shottky-Diode verwendet wird.
Die in Figur 4 gezeigte Schaltungsanordnung für einen Shuntregler ist besonders für integrierte Bipolar-Schaltungen geeignet. Die Potential¬ differenz zwischen den Basen der Transistoren T1 und T4, welche die Mindestspannung zwischen den Anschlüssen a) und c) des Längsreglers L beeinflußt, kann mit den Teilerwiderständen Rx und Ry auf einen geeigneten Wert festgelegt werden. Sobald das Potential am Anschluß c) des Längsreglers LR hoch genug ist, wird der Transistor T4 leitend, s daß der Kollektorstrom des Transistors T4 einen kleinen Sperrstrom de Stromquelle 12 in Höhe von beispielsweise 5uA überwindet und den als Darlington-Stufe ausgebildeten Shuntregler bestehend aus den Transi¬ storen T5 und T6 ansteuert. Diese Darlington-Schaltung führt den Shuntstrom vom Anschluß c) des Längsreglers LR zur anderen Sprechader b) ab. Der Kondensator C1 sorgt für regelungstechnische Stabilität de Anordnung. Die Zener-Dioden ZD1 erstellt eine zum Transistor T4 parallele Ansteuermδglichkeit für die Darlington-Stufe. Wenn die Spannung zwischen dem Ausgang c) des Längsreglers LR und der anderen Sprechader b) die Summe aus der Zenerspannung und den Flußspannungen der Basis-Emitterstrecken der Transistoren T5 und T6 erreicht, wird die Darlington-Stufe über die Zener-Diode ZD angesteuert. Der Shunt¬ regler SR klammert dann die zwischen dem Ausgang c) des Längsreglers LR und der anderen Sprechader b) liegenden Spannung auf den Betrag dieser Spannungssumme, damit erfüllt der Shuntregler SR zusätzlich eine Aufgabe als Spannungsbegrenzer zwischen dem Ausgang c) des Längs reglers LR und der anderen Sprechader b) auf eine Maximalgröße. Sind am Ausgang c) des Längsreglers LR mehrere Einrichtungen einer Fernsprechteilnehmerstation angeschlossen, die mit Leistung zu ver¬ sorgen sind und soll die Verteilung der Leistung nach den den einzel¬ nen Einrichtungen zugeordneten unterschiedlichen Prioritäten erfolgen dann kann dies mit Hilfe einer Schaltungsanordnung geschehen, wie sie in Figur 5 gezeigt wird. Zur Versorgung der einzelnen Einrichtungen dienen Regler R1 bis Rn, die von einem Prioritätennetzwerk PN gesteuert werden. Auf diese Weise lassen sich die in einer Fern¬ sprechteilnehmerstation auftretenden Lastfälle berücksichtigen, so da die notwendigen, aber leistungsmindernden Eingriffe des Shuntreglers auf tatsächliche Überflußsituationen beschränkt bleiben. Der besonder Charakter der auftretenden Lastfälle ist dadurch gekennzeichnet, daß diejenigen Einrichtungen einer Fernsprechteilnehmerstation, die die unverzichtbaren Grundfunktionen erfüllen (beispielsweise Sprechweg, Hörkapselverstärker, Wähleinrichtung, Ablaufsteuerung, Signalrich¬ tungstrennung (sogenannte Hybridfunktion oder elektronischer Sprech¬ kreis) , durchweg mit geringen VersorgungsSpannungen (beispielsweise 5 Volt) auskommen und die für die Komfortfuhktionen benötigten Ein¬ richtungen (Lauthörverstärker, Anzeigevorrichtung, usw.,) oft höhere Versorgungsspannungen, beispielsweise in der Größenordnung von 7 Volt und darüber benötigen. Das Speiseproblem ist also nur hinsichtlich de Komfortfunktionen ein Problem der "Speiseleistung" und hinsichtlich der Grundfunktion lediglich die Forderung nach einem genügend großen Speisestrom, welche sich durch sinnvolle Lastenplanung leichter erfüllen läßt.
Die Aufgabe des Prioritätennetzwerks PN besteht darin, für den Fall, daß der Längsregler LR weniger Strom liefert als die unter Kontrolle des Prioritätennetzwerks PN arbeitenden Regler R1 bis Rn momentan insgesamt benötigen, diese Regler so zu steuern, daß immer die Strom¬ bedürfnisse höher priorisierter Regler vollständig abgedeckt werden, bevor irgendein Regler mit geringerer Priorität Strom erhält. Die Aufgabe des Prioritätennetzwerks PN besteht aber nicht darin, den verfügbaren Strom selbst zu verteilen, sondern diese Verteilung zu steuern. Eine Verteilungsschaltung muß den zu verteilenden Strom selbst führen und benötigt für diese Verteilungsaufgabe selbst einen Anteil an der verfügbaren Spannung. Diese durch die Erfindung
,/.-__p__.c.s.rfΛ vermeidbare Verlust Spannung geht den eigentlich zu versorgenden Einrichtungen der Fernsprechteilnehmerstation verloren. Es genügt also die ohnehin nicht vermeidbaren Regler zu steuern. Der für diese Steuerungsaufgabe benötigte Strom bildet zwar ebenfalls einen Verlust, der von der verfügbaren Speiseleistung für die zu versorgenden Einrichtungen abgezogen werden muß. Dieser Verlust ist jedoch sehr gering, da die benötigten Steuerströme sehr klein gehalten werden können. Die Gegenüberstellung der Verlustleistungen macht den Unter¬ schied zwischen Verteilung und Steuerung sehr deutlich:
Verteilungsaufgabe: Ca 0,7 Vol x 20 mA - 14 mW
Steuerungsaufg be: Ca 7,0 Volt x 100 uA « 0,7 mW.
Die zu den Reglern R1 bis Rn gehörenden Endstufenschaltungen bestehend • aus den Endstufentransistoren TR1 bis TRn, den Endstufensteuerströmen Iv1 bis Ivn und den Verstärkertransistoren TV1 , TV2 sind, obwohl sie eigentlich Bestandteile der Regel-Operationsverstärker R0P1 bzw. R0P2 sind, gesondert herausgezeichnet, um den Eingriff des Prioritätennetz¬ werkes PN in die Regler R darzustellen. Es wird noch darauf hinge¬ wiesen, daß die Anzahl der Regler R beliebig gewählt werden kann und sich nach der Anzahl der zu versorgenden Einrichtungen unterschied¬ licher Prioritäten richtet. Die gewählte Ausführungsform ist beispielsweise geeignet für integrierte Bipolar-Schaltungen. Die Regler R1 und R2 arbeiten in diesem Beispiel als SpannungsStabilisa¬ toren, die die Referenzspannung UR auf stabilisierte AusgansSpannunge U1 und U23 übersetzen. Der letzte Regler Rn ist eine typische Anord¬ nung zur Vorsorgung einer Lauthörendstufe (Komforteinrichtung) . Die Prioritäten sind im Ausführungsbeispiel folgendermaßen festgelegt:
R1 = höchste Priorität R2 = zweite Priorität Rn = niedrigste Priorität Hinsichtlich ihrer Priorität können weitere Regler R im Anschluß an den Regler R2 angeordnet werden, während der Regler Rn, welcher die¬ jenigen Einrichtung mit dem größten Leistungsbedarf versorgt, als Regler mit der niedrigsten Priorität angeordnet wird.
Zum Verständnis der Arbeitsweise der Schaltung sollte jetzt der frühe gedanklich angeordnete Speicherkondensator CP entfernt werden. Dies hat zur Folge, daß das momentane Stromangebot vom Längsregler LR am Anschluß c) immer im Gleichgewicht sein muß mit der momentanen Strom¬ nachfrage am Anschluß c) , und zwar nachgefragt durch die Regler R und den Shuntregler SR. Ist der Strombedarf der Regler R1 bis Rn größer als das Stromangebot, dann bricht die Spannung zwischen dem Ausgang c des Längsreglers LR und der anderen Sprechader b) sofort auf einen solchen Wert zusammen, welcher das Stromangebot und die Stromnachfrag ins Gleichgewicht bringt. Ist das Stromangebot größer als die Regler R1 bis Rn momentan abnehmen können, dann steigt die Spannung zwische dem Ausgang c) des Längsreglers LR und anderen Sprechader b) sofort auf einen Wert an, der den Shuntregler SR zum Eingriff bringt und diesen zwingt, den zu viel angebotenen Strom auf die andere Sprechade b) abzuleiten. Dem Prioritätennetzwerk PN obliegt nun die Steuerung der Mangelsituationen, wozu die scharfen Wechsel im Spannungsabfall zwischen dem Ausgang c) des Längsreglers LR und der anderen Sprechad b) herangezogen werden. Dazu ist jedem Regler Rl und R2 jeweils eine Vorspannungsquelle UV1 bzw. UV2 und jeweils ein Komparator K1 bzw. K im Prioritätennetzwerk PN zugeordnet. Die Spannungen der Vorspannung quellen UV1 bzw. UV2 sind vorzugsweise so zu wählen, daß sie dem Mindest-Spannungsbedarf der zugehörigen Regler-Endstufenschaltung gleich sind oder geringfügig größer als dieser Mindestspannungsbedar sind. Auf diese Weise wird erreicht, daß die für einen bestimmten Regler momentan mindestens erforderliche Versorgungsspannung (die Spannung zwischen dem Ausgang c) des Längsreglers LR und der anderen Sprechader b) sich darstellt als Summe aus der momentanen Ausgangs- Spannung dieses Reglers und der zugehörigen Vorspannung UV. Diese Spannungssumme wird nun durch den zugehörigen Komparator mit der momentanen VersorgungsSpannung zwischen den Anschlüssen c) und b) verglichen.
Ersatzbl Ist die Versorgungsspannung größer als diese Spannungssumme, dann kann der zugehörige Regler offenbar störungsfrei arbeiten und das zugehöri¬ ge Komparatorausgangssignal nimmt keinen Einfluß auf die Arbeitsweise der übrigen Regler. Ist dagegen die Versorgungsspannung zwischen den Punkten c) und b) kleiner als diese Spannungssumme, dann kann der zugehörige Regler nicht mehr einwandfrei arbeiten und das zugehörige Komparator-Ausgangssignal sperrt über ein Diodennetzwerk bestehend aus den Diode DN1 bis DNy alle Regler-Endstufen, deren Priorität geringer ist, als die Priorität des vom Versorgungsspannungsmangel betroffenen Reglers. Die Folge dieses Komparatoreingriffes ist, daß dem vom Versorgungsmangel betroffenen Regler sofort mehr Strom zur Verfügung steht, als dieser bei sinnvoller Gesamt-Lastplanung im zeitlichen Mittel an die an ihm angeschlossene Einrichtung der Fernsprechteil¬ nehmerstation abgeben muß. Der betroffene Regler wird diesen Strom zunächst vollständig aufnehmen, um seinen nicht gezeigten Aus¬ gangs-Lastkondensator wieder auf die Sollspannung aufzuladen. Erst dann reduziert er seine Stromaufnahme auf den seiner Last ent¬ sprechenden Betrag und läßt also erst dann wieder einen Anstieg der Versorgungsspannung zwischen den Punkten c) und b) dargestellt zu, daß die nachgeschalteten Prioritäten wieder freigegeben werden. Sodann wird der Regler mit der nächst niedrigeren Priorität seinen Nachhol¬ bedarf decken, wobei ihm jedoch nur der Schleifenstrom abzüglich des Dauer-Laststromes aller Vorprioritäten zur Verfügung steht. Er gibt dann seinerseits an diejenigen Regler mit niedrigeren Prioritäten den restlichen Schleifenstrom ab. Letztendlich wird der letzte Regler Rn den übrigbleibenden Versorgungsstrom aufnehmen und seinen Speicher¬ kondensator Cn aufladen. Bei dem in Figur 5 dargestellten Ausführungs¬ beispiel ist dieser letzte Regler nicht auf eine konstante Ausgangs- Spannung geregelt. Dessen Ausgangsspannung und damit auch die Ver¬ sorgungsspannung wird also ansteigen bis der Shuntregler SR gezwungen ist, den nicht benötigten Schleifenstromanteil zu übernehmen, um eine weiteren Spannungsanstieg am Ausgang c) des Längsreglers LR zu ver¬ hindern. Bei richtigem Systemverständnis wird klar, daß die Regler-AusgansSpannungen in den Grenzen, die innerhalb der Spannung a Ausgang c) des Längsreglers LR zu verhindern. Bei richtigem System¬ verständnis wird klar, daß die Regler-Ausgangsspannungen in den Grenzen, die innerhalb der Spannung am Ausgang c) des Längsreglers LR möglich sind, freigewählt werden können, also insbesondere nicht an eine Größenreihenfolge wie etwa die der Prioritäten gebunden sind. Die oben betrachtete arithmetische Mittelwertbildung über die Momentanwerte der Modulationsströme in einem gedanklich angeordneten Speicherkondensator CP findet auch ohne diesen Kondensator in der Schaltungsanordnung statt. Geht man zunächst einmal von einer Strom-Mangelsituation aus, dann bedeutet dies im Ausführungsbeispiel nach Figur 5, daß die Versorgungsspannung Un sich auf einen kleinere Wert als gewünscht einstellt, so daß die dann von der an Un ange¬ schlossenen Einrichtungen entnehmbaren Lastströme wieder im Gleich¬ gewicht mit dem mangelhaften Angebot in der letzen Priorität sind. D Regler R werden dann insgesamt jeden momentan angebotenen Schleifen¬ strom auch vollständig aufnehmen. Unter Modulationseinfluß wechseln nun Zeiträume geringeren Stromangebots mit Zeiträumen höheren Strom¬ angebots. Dabei werden die Speicherkondensatoren der letzten Priorit ten in Zeiträumen geringeren Stromangebots benachteiligt sein, um si in den Zeiträumen höheren Stromangebots wieder aufladen zu können. D Mittelwertbildung findet also in den Speicherkondensatoren der Einrichtung mit der niedrigsten Priorität statt. Werden nun die Zustände mit sukzessive steigendem Stromangebot betrachtet, dann wir als Folge nur der Mittelwert der Spannung am Kondensator Cn steigen bis der Shuntregler SR zum Eingriff gezwungen wird. Es entsteht also in der Mangelsituation auch ohne den gedachten Kondensator CP für de Modulationsvorgang kein zusätzlicher Aufwand an Schleifenstrom, der dann der Nutzung in anderen Einrichtungen entzogen wäre.
Das in Figur 5 gezeigte Prioritätennetzwerk PN stellt eine mehr systematische Lösung dar, die im Einzelfall vorteilhaft vereinfacht werden kann. Beispielsweise können bei gleichen Endstufen der Regler die Vorspannungen UV gleichgroß gewählt und dann aus einer einzigen, gemeinsamen Quelle entnommen werden. Die Komparatoren könnten mit regungstechnischen Vorteilen durch einfache Operationsverstärker ersetzt oder auch durch OTA-Schaltungen dargestellt werden, wobei vereinfachend der Ausgangsstrom eines zu einer Priorität gehörigen O den Endstufensteuerstrom des zur nächst niedrigen Priorität gehören Reglers R liefert. Auf diese Weise wären die Endstufensteuerströme I überflüssig. Weiterhin ist es in integrierten Schaltungen möglich, gesamte Prioritätennetzwerk PN in sehr einfachen Strom-Spiegelschal-
Figure imgf000019_0001
tungen darzustellen. Wesentlich ist nur, daß der verfügbare Strom durch die Schaltungsanordnung nicht selbst verteilt, sondern diese Verteilung mit Hilfe der Regler gesteuert wird.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung für eine Fernsprechteilnehmerstation mit aus dem Schleifenstrom der Teilnehmeranschlußleitung gespeisten Einrichtunge (beispielsweise Mikrofon, Lauthδrverstärker, usw.), mit einem Verpolungsschutz und einem Gabelumschalter, wobei durch ein NF-Signa (Mikrofon-Signal, Mehrfrequenz-Signal) die Spannung zwischen den Sprechadern moduliert wird und mit einer elektronischen Sprech¬ kreisschaltung mit Rückhördämpfung nach dem Kompensationsprinzip, dadurch gekennzeichnet, daß hinter dem Verpolungsschutz und den Gabelumschalter ein Längsregler LR mit seinem Hauptstrompfad in die eine Sprechader (a) eingeschleift ist, dessen Ausgang (c) mit der bzw. den zu speisenden, an der anderen Sprechader (b) angeschlossene Einrichtung(-en) verbunden ist, wobei der Betrag der differentiellen Ausgangsimpedanz des Längsreglers (LR) mindestens um wenigstens eine Faktor 10 größer ist als der Betrag des Wellenwiderstandes der Sprechadern der Teilnehmeranschlußleitung und daß durch den Längsregler (LR) die Spannung zwischen den Sprechadern in Abhängigkeit des NF-Signals modulierbar ist.
2. Schaltungsordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Längsregler (LR) einen hochohmigen Spannungsteiler (R1 , R2, R3, C) zur Erzeugung einer der zwischen dem Eingang des Längsreglers LR un der anderen Sprechader liegenden Schleifen-Gleichspannung proportionalen FührungsSpannung für eine Spannungsfolgerstufe bestehend aus einem Operationsverstärker (0P1 ) , einem Transistor (T1 und einem Strommeßwiderstand (Ro) aufweist, wobei der Strom-Meßwiderstand (Ro) einerseits mit dem Eingang des Längsregler (LR) und andererseits mit dem invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers (OP1) und mit dem Emitter des Transistors (T1) verbunden ist, die Führungs- Spannung am nicht invertierenden Eingang (+) anliegt und der Ausgang des Operationsverstärkers mit der Basis des Transistors (T1 ) verbunden ist, dessen Kollektor den Ausgang (c) des Längsreglers (LR) bildet.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das NF-Signal der FührungsSpannung überlagert wird.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß am Ausgang (c) des Längsreglers (LR) ein Shuntregler (SR) angeschlossen ist, welcher durch das Signal am Ausgang (c) des Längsreglers (LR) und/oder durch ein weiteres Ausgangssignal des Längsreglers (LR) gesteuert wird.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Shuntregler (SR) aus einem Transistor (R3) gebildet wird, dessen Emitter mit dem Ausgang (c) des Längsreglers (LR) und dessen Kollektor mit der anderen Sprechader (b) verbunden ist, und daß dessen Basis durch das weitere Ausgangssignal des Längsreglers (LR) gesteuert wird.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, 4 oder 5, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß das weitere Ausgangssignal des Längsreglers (LR) von einer durch geeignete Mittel (Rx, Ry, D2) gebildeten Potential¬ differenz zum Ausgang des Operationsverstärkers (0P1 ) abgeleitet wir
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Shuntregler (SR) aus einer Darlington-Schal¬ tung zweier Transistoren (T5, T6) gebildet wird.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß die Versorgung der Einrichtungen über am Ausgang (c) des Längsreglers (LR) angeschlossene Regler (R1 bis Rn) erfolgt.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Ausgang (c) des Längsreglers (LR) ein Prioritätennetzwerk (PN) verbunden ist und daß mit der anderen Sprechader (b) und dem Ausgang (c) des Längsreglers (LR) verbundene Regler (Rl , R2, Rn) vorgesehen sind, an deren Ausgängen die zu versorgenden Einrichtungen angeschlossen sind, wobei die -Stromabgäbe an die Einrichtungen in Abhängigkeit von den ihnen zugeordneten Prioritäten durch das Prioritätennetzwerk (PN) gesteuert wird.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Regler (R) eine Vorspannungsquelle (UV) aufweist, der jeweils ein Komparator (K) des Prioritätennetzwerks (PN) zugeordnet ist, daß durch den Komparator (K) die Summe der momentanen Ausgangs- Spannung des betreffenden Reglers (R) und der zugehörigen Vorspannun (UV) mit der Versorgungsspannung am Ausgang (C) des Längsreglers (LR verglichen wird und daß bei niedriger Versorgungsspannung das Ausgangssignal des Komparators (K) über ein Diodennetzwerk (DN) die Regler (R) mit niedrigerer Priorität gesperrt werden.
Ersatzblatt
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß über das Diodennetz (DN1 bis DNy) der Ausgang eines Komparators-(K) , welchem ein Regler (R) für eine Einrichtung mit höherer Priorität zugeordnet ist, mit dem Sperreingang sämtlicher übriger Regler (R) verbunden ist, welche denjenigen Einrichtungen mit niedriger Priorität zugeordnet sind.
12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler (R) einen Operationsverstärker (ROP) aufweist, dessen Ausgang mit einem Verstärkertransistor (TV) verbunden ist, wobei der Kollektor des Verstärkertransistors (TV) an einer Stromquelle (IV) und an der Basis eines Endstufentransistors (TR) angeschlossen ist, dessen Kollektor mit dem Ausgang (c) des Längsreglers (LR) und dessen Emitter mit der zu versorgenden Einrichtung und mit einem an der anderen Sprechader (b) angeschlossenen Spannungsteiler (RR1 , RR2) verbunden ist, dessen Spannung auf den invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers (RoP) wirkt, während der nicht invertierende Eingang (+) desselben mit einer Referenzspannungsquelle (Uref) verbunden ist.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Sperreingang des Reglers (R) an der Basis des Endstufentransisitors (TR) angeschlossen ist.
14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß für sämtliche Regler (R) eine gemeinsame Vorspannungsquelle (UV) vorgesehen ist.
"M
15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß durch den Shuntregler (SR) die Spannung am Ausgang (c) des Längsreglers (LR) auf einen vorgegebenen Wert begrenzt wird.
Ersarzbiatt
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