TWI772298B - 具有穩健穩定回饋之功率轉換器 - Google Patents

具有穩健穩定回饋之功率轉換器 Download PDF

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Abstract

本案揭示涉及具有穩定回請之功率轉換器的各種方法及裝置。所揭示之功率轉換器包含：輸入節點，其處於該功率轉換器之輸入側上；以及輸出節點，其處於該功率轉換器之輸出側上。該功率轉換器亦包含：開關，其耦接至該輸入節點且具有控制節點；回饋路徑，其介於該輸出節點與該控制節點之間；以及第一電路塊，其處於具有多路徑回饋主動濾波器之該回饋路徑上。該第一電路塊至少部分地由純帶通轉移函數界定。

Description

具有穩健穩定回饋之功率轉換器 相關申請案之交互參照
本申請案主張2016年8月23日申請之美國專利申請案第15/245,078號的權利，該專利申請案主張2016年5月13日申請之美國臨時申請案第62/336,439號的權利，該等專利申請案兩者以全文引用的方式併入本文中。
本發明係有關於具有穩健穩定回饋之功率轉換器。
電子裝置往往需要產生多個功率狀態而僅由單個電源供電。例如，膝上型電腦可僅具有單個電池，但可能需要產生具有不同供電電壓之功率狀態，以用於膝上型電腦上之各種組件。此外，無論是否需要多個功率狀態，電子裝置往往需要調整自外部電源輸送至該等電子裝置之功率。返回膝上型電腦之實例，膝上型電腦處理器含有敏感電子設備，且基於處理器工作之艱難程度展現出廣泛變化的功率要求。簡單地插入DC版本的電源電壓源中並不可行，因為將無法使處理器與電源中之驟降或突波屏蔽開，且電源將同樣不能與處理器所汲取之功率的迅速轉變保持同步。藉由功率轉換器解決前述需求。
功率轉換器自供電功率狀態接收功率且產生經調整的功率狀態。在一個實例中，功率轉換器使經調整的功率狀態中之供電電壓穩定，且提供來自供電功率狀態之變化電流以便如此做。改變電流允許此種功率轉換器在經調整的功率狀態中供應任何組件或裝置之變化的功率需要，而保持經調整的功率狀態之供電電壓穩定。其他功率轉換器藉由改變電壓而保持電流穩定，或改變電流及電壓兩者以保持輸送至經調整的狀態之功率的量穩定，來產生經調整的功率狀態。
隨著經調整的狀態中之負載的變化狀態而改變其狀況之功率轉換器需要關於該狀態之資訊。提供此資訊之常見方式係經由電氣回饋路徑自負載回到轉換器。系統可由負回饋控制，該負回饋藉由在來自受控目標之所偵測變異的相反方向上推動，迫使參數回到受控目標。然而，利用電氣回饋路徑呈現不穩定的可能性。電氣路徑之相移及放大可隨頻率變化。因此，針對具有給定頻率之訊號展現負回饋特性的系統可針對具有另一頻率之訊號展現正回饋特性。功率轉換器可利用其回饋系統中之補償器來確保整個系統穩定且運行良好。
在一個途徑中，揭示功率轉換器。功率轉換器包含：輸入節點，該輸入節點處於功率轉換器之輸入側上；以及輸出節點，該輸出節點處於功率轉換器之輸出側上。功率轉換器亦包含開關，該開關耦接至輸入節點且具有控制節點。功率轉換器亦包含回饋路徑，該回饋路徑介於輸出節點與控制節點之間。功率轉換器亦包含第一電路塊，該第一電路塊處於具有多路徑回饋主動濾波器之回饋路徑上。第一電路塊至少部分地由純帶通轉移函數界定。
在另一途徑中，揭示另一功率轉換器。功率轉換器包含：輸入節點，該輸入節點處於功率轉換器之輸入側上；以及輸出節點，該輸出節點處於功率轉換器之輸出側上。功率轉換器亦包含開關，該開關具有控制節點。功率轉換器亦包含脈寬調變器，該脈寬調變器向控制節點提供控制訊號。功率轉換器亦包含帶通電路，該帶通電路：(i)AC耦接至功率轉換器節點之輸出側；(ii)包括多路徑回饋主動濾波器；且(iii)產生補償器訊號。功率轉換器亦包含連接至功率轉換器的輸出側之感測電路，該感測電路產生第一量測訊號。控制訊號基於補償器訊號及第一量測訊號。
在一個途徑中，揭示用於使用功率轉換器來轉換功率之方法。功率轉換器可為以上揭示的功率轉換器中之一者。該方法包含使用連接至輸入節點之開關將功率自輸入節點轉移至輸出節點。開關界定轉換器之輸出側及輸入側。開關具有控制節點。該方法亦包含自轉換器之輸出側上的電壓及電流中之一者獲得量測訊號。該方法亦包含使用帶通濾波器電 路塊對量測訊號進行濾波，以獲得經濾波之量測訊號。該方法亦包含使用控制器將基於經濾波之量測訊號的控制訊號輸送至控制節點。帶通濾波器AC耦接至輸出側。帶通濾波器具有大於0.5之品質因數。
100‧‧‧功率轉換器；開關轉換器
101‧‧‧電源
102‧‧‧開關電路
103‧‧‧電感器
104、503、C1、C2、C3、C4、C5‧‧‧電容器
105‧‧‧負載
106‧‧‧輸出側
107‧‧‧輸入側
108、110‧‧‧電路
109、111‧‧‧開關
112、301、401‧‧‧回饋路徑
113‧‧‧方塊圖；回饋路徑
114‧‧‧誤差放大器
115‧‧‧脈寬調變器
116‧‧‧開關驅動器
117‧‧‧補償器
200‧‧‧增益圖
201‧‧‧相位圖
202、203‧‧‧參考數字
300、400‧‧‧功率轉換器
402、600、601‧‧‧第一電路塊
500、700、710‧‧‧方塊圖
501‧‧‧可變供件
502、506、R1、R2、R3、R4、R5、RPI1、RPI2‧‧‧電阻器
504‧‧‧串聯電感
505‧‧‧串聯電阻
507‧‧‧電流源
508‧‧‧方框；方程式
701‧‧‧輸入
702‧‧‧控制節點
703‧‧‧比較器
704‧‧‧回饋路徑；誤差放大器電路
800‧‧‧流程圖
801-809‧‧‧步驟
900‧‧‧主動濾波器
901、902‧‧‧方程式
1000、1100、1200、1300、1400‧‧‧拓撲
1201、1301、1401‧‧‧PWM比較器
CAC‧‧‧AC耦合電容器
f、fC、fo、fp、fz‧‧‧頻率
Gmbp、Gmea、Gm1、Gm2、Gmadd、Gadj、Gmbp1、Gmbp2‧‧‧增益
PI‧‧‧比例-積分補償器
T(s)‧‧‧環路增益
Vbp、Vpwm‧‧‧節點
Vcntrl‧‧‧控制節點
VBPF、VNINV、VPI、Vref‧‧‧電壓
Vo‧‧‧節點；電壓
圖1說明根據本發明之實施例的功率轉換器拓撲之方塊圖。
圖2說明功率轉換器之控制環路的閉環轉移函數之增益及相位圖，以說明本發明之實施例的某些態樣。
圖3說明根據本發明之實施例的功率轉換器拓撲之方塊圖，該功率轉換器拓撲自功率轉換器之輸出側獲得兩個量測訊號。
圖4說明根據本發明之實施例的功率轉換器拓撲之方塊圖，該功率轉換器拓撲自功率轉換器之輸出側獲得兩個量測訊號且包括回饋路徑上之帶通濾波器。
圖5說明功率轉換器之小訊號電路圖，以說明本發明之實施例的某些態樣。
圖6說明根據本發明之實施例的多路徑回饋主動濾波器之兩個方塊圖，該等多路徑回饋主動濾波器可用作圖4中之帶通濾波器。
圖7說明根據本發明之實施例的圖4中之回饋路徑的兩個方塊圖。
圖8說明根據本發明之實施例的一組方法之流程圖。
圖9說明多路徑回饋主動濾波器以及濾波器之轉移函數，以說明本發明之實施例的某些態樣。
圖10說明根據本發明之實施例的圖4中之回饋路徑的可能拓撲。
圖11說明根據本發明之其他實施例的圖4中的回饋路徑之另一可能拓撲，該拓撲利用可程式化放大器。
圖12說明根據本發明之其他實施例的圖4中之回饋路徑的另一可能拓撲，該拓撲在任一訊號被提供至比較器之前將補償器訊號與第二量測訊號組合。
圖13說明根據本發明之其他實施例的圖4中之回饋路徑的 另一可能拓撲，該拓撲藉由串聯置放帶通濾波器及誤差放大器來將補償器訊號及第一量測訊號相加。
圖14說明根據本發明之其他實施例的圖4中之回饋路徑的另一可能拓撲，該拓撲藉由串聯置放帶通濾波器及誤差放大器來將補償器訊號及第一量測訊號相加，且使用的放大器比圖13中之拓撲少一個。
現將詳細參考所揭示發明之實施例，隨附圖式中說明該等實施例之一或多個實例。以解釋本技術而非限制本技術之方式提供每一實例。事實上，熟習此項技術者將明白，可在不脫離本技術之範疇的情況下對本技術做出修改及變化。例如，作為一個實施例之部分所說明或描述的特徵可與另一實施例一起使用，以產生更進一步的實施例。因此，意欲本標的物涵蓋所附申請專利範圍及其等效物之範疇內的所有此類修改及變化。
揭示具有穩健的控制系統及操作方法之功率轉換器。將利用開關轉換器作為載體以便說明此等系統及方法之益處，但本文中所揭示之途徑通常可更廣泛地應用於功率轉換器。無論置於輸出節點上之電容是否增加，所描述途徑中之一些允許使用最小輸出電容但提供穩定性。
圖1中提供例示性功率轉換器100。功率轉換器100包括電源101、開關電路102、電感器103以及用於給負載105供電之電容器104。電源在電源狀態中操作，且負載在經調整的狀態中操作。此實例之電感器及電容器形成此特定開關轉換器之輸出濾波器。開關轉換器100為降壓轉換器，該降壓轉換器將輸入節點上之較高電壓轉換成輸出節點上之較低電壓。然而，本文中之教示可應用於降壓轉換器、增壓轉換器、降壓-增壓轉換器、增壓-降壓轉換器或基於變壓器的轉換器。藉由電路108(具有開關109)及電路110(具有開關111)說明開關電路102之兩個變體。在任一情況下，開關109及開關111連接至功率轉換器之輸入節點，且在輸出側106與輸入側107之間分裂功率轉換器。轉換器亦包括回饋路徑112，該回饋路徑向開關電路102回饋關於輸出側106之資訊。回饋路徑可位於輸出節點(在此實例中標示為Vo)與用於開關電路102中之開關的控制節點之間。例如，控 制節點可為用作開關109或111的場效電晶體之閘極。回饋路徑可包括數位資訊、類比資訊或兩者之組合。
回饋路徑112往往將包括脈寬調變器電路，以便基於自輸出側106回饋之資訊來改變開關電路102之工作循環。以此方式，將功率以經調整的方式自電源101輸送至負載105。在電路108中，所說明之開關可具有相反狀態，且工作循環可影響彼等兩個開關在彼等相反狀態中之任一者中的相對佔用時間。藉由方塊圖113說明回饋路徑112之一個可能變體，該方塊圖展示誤差放大器114，該誤差放大器接收參考電壓Vref，該參考電壓Vref等於用於經調整的狀態之目標電壓。向脈寬調變器115及開關驅動器116提供放大器之輸出，其改變開關電路102中之開關或數個開關的工作循環且因此改變自轉換器之輸入側轉移至輸出側之功率的量，以便將輸出節點維持在與Vref成比例的目標電壓。輸出電壓與參考電壓相差愈大，開關之工作循環的擺動愈大。隨著工作循環變化，其迫使輸出電壓回到其所要值。在誤差放大器114與脈寬調變器115之間提供參考圖2所描述之補償器117。
可參考環路增益T(s)來描述開關轉換器100之穩定性，該環路增益T(s)描述轉換器之控制環路。開關轉換器100之總控制環路包括回饋路徑112、開關電路102之控制節點以及輸出節點。在正常操作中，控制環路可至少部分地由環路增益界定。環路增益之相位及增益可跨頻率分開繪製，以便說明當環路之特性自負切換至正時，環路增益是否大於一。此判定可用來估計控制環路的穩定程度。
圖2提供轉換器之環路增益的增益圖200及相位圖201。兩個圖之橫坐標係以對數標度提供之頻率f，單位為赫茲。增益圖200之縱坐標為純量值，該純量值表示環路增益之量值。相位圖201之縱坐標為相移值，單位為度，其中180°移位標記環路增益之特性在負與正之間的變化。該圖包括兩組曲線，該等曲線說明控制環路在包括補償器117及不包括補償器117的情況下的行為。不具有補償之環路增益由參考數字202標記。具有補償之環路增益由參考數字203標記。
在不具有補償的情況下，輸出濾波器在由電感器103及電容器104之量值設定的頻率fp下引入一組複數極點。兩個極點致使轉移函數 之量值下降，該轉移函數具有-40dB每十數群之斜率及自0至-180°之相移。在無補償的情況下，結果為交越頻率fo下的-180°相移。系統因此不穩定，因為回饋環路將展現明顯的正回饋。補償器117可用來在頻率fz下將零位添加至轉移函數。零位將易於使增益降低至-20dB每十數群，但將在相反方向上增加相移。如標記為203之線所示，所得系統應係穩定的，因為新的交越頻率fC下的相移為-90°而非-180°。添加至180度的交越頻率下之相移可被稱為相位邊限。通常可接受45°之目標以用於產生針對所有條件穩定的系統。低相位邊限致使轉換器之暫態回應中的過衝及振盪。一般而言，fz需要在fC/2之範圍內，以便產生足夠的相位邊限。值得注意的是，補償器不需要與回饋環路之主路徑串聯，且反而可並聯(亦即，回饋路徑113中之補償器117的組態僅為實例)。
圖3說明具有補償方案之功率轉換器300，該補償方案提供由標記為203之線所說明的零位。如所說明，回饋路徑301包括量測輸出電壓Vo，且亦包括量測穿過電感器103之電流。此途徑經由量測電感器電流來提供所需零位，且亦藉由比較Vo與Vref來將控制環路引導至所要電壓。此途徑之益處在於，因為無補償轉移函數之兩個複雜極點及補償器之零位與輸出濾波器被動件之大小成比例，所以零位追蹤輸出電容的變化且將提供穩定性，即使閉環轉移函數之交越頻率藉由來自負載105之增加的輸出電容推進。在一些實施例中，通常選擇補償器來滿足用於轉換器效能的除穩定性之外的若干指標，諸如最小上升時間、經調整的電壓之最大可容許過衝、最大穩態誤差以及建立時間約束。因為fz需要小於fC的一半，基於輸出被動裝置設定fz需要極大的電容器以便有效。補償器方案應隨輸出節點上之增加的電容按比例縮放，且亦不另外限制輸出被動件之大小。
圖4說明利用回饋路徑401之另一功率轉換器400，該回饋路徑獲得表示電感器電流及輸出電壓兩者之量測訊號。如前所述，功率轉換器400包括開關電路102，該開關電路將包括耦接至輸入節點之開關且具有控制節點。功率轉換器亦包括回饋路徑401，該回饋路徑介於標記為Vo之輸出節點與控制節點之間。然而，與功率轉換器300中之途徑相比，回饋路徑401包括第一電路塊402，該第一電路塊具有對自輸出電壓汲取之訊 號進行操作的帶通轉移函數。因此，在功率轉換器400中，電容器104可設定成除與回饋路徑之穩定性有關的約束之外的其他約束所需之最小值。此係因為電路塊402所提供之零位與輸出被動件無關，且甚至在Vo上具有最小輸出電容的情況下由回饋路徑401提供穩定性。同時，若由負載105添加額外的輸出電容，則藉由量測穿過電感器103之電流所提供的補償可防止系統進入不穩定狀態。
可參考圖5來描述第一電路塊402之作用。此圖說明功率轉換器400之小訊號方塊圖500，其中用包括某些寄生元件之電容器的更準確模型替換了電容器104。例如，電容器可展現與實際電容串聯之明顯的Rc及Lc。外部陶瓷電容器通常展現此特性。在小訊號方塊圖500中，將電容器104之電容展示為元件503，且將寄生電阻Rc及電感Lc分別展示為元件505及504。開關電路之行為及濾波電感器之串聯電阻由可變供電元件501及電阻器502模型化。可變供電元件501具有電壓d×Vin(d乘以Vin)，其中Vin為輸入電壓且d為控制開關工作循環之小訊號變化。電阻器元件502具有電阻RL，該電阻包括濾波電感器串聯電阻及開關循環內的平均開關電阻。轉換器之負載的行為由電阻器506及電流源507模型化。電阻器506具有電阻R且電流源507具有電流io。然後，由方框508中之方程式設定小訊號輸出電壓。在此方程式中，R為負載之電阻，L為電感器103之電感，C為電容器503之電容，RL為電感器103之寄生串聯電阻加上開關循環內的平均開關電阻，且電容器503之寄生電感及電阻為Rc及Lc。
如經由仔細檢查可判定，方程式508展現其自己的共振頻率零位及品質因數，該品質因數部分地由電容器之寄生Rc及Lc設定。此係有問題的，因為GF影響控制環路之增益。為抵消GF零位之共振，可選擇帶通濾波器轉移函數以使得其具有與GF之零位相同的極點。因為帶通濾波器轉移函數出現在控制環路之回饋路徑上，所以在總控制環路中將取消寄生效應。通常在注意帶通轉移函數之品質因數及中心頻率兩者的情況下設計第一電路塊402。
第一電路塊402可由任何帶通濾波器實施。然而，其中第一電路塊402實施為多路徑回饋主動濾波器之途徑產生某些益處。詳言之， 電路塊之環路增益(單位為分貝)的量值在濾波器之中心頻率下應保持明顯為正，以保證環路在該頻率下保持對電路之控制。如本文中所使用，術語環路增益指代用於給定電路塊之開環增益及回饋增益的乘積。對於穩定性而言，環路增益之相位邊限應大於45°，且環路增益(單位為分貝)之交越頻率應大於帶通濾波器之中心頻率。
圖6提供呈多路徑回饋主動濾波器形式之說明性第一電路塊600。如所說明，塊600包括具有增益Gmbp之操作放大器，以及經由電容器C2及電阻器R1至電阻器R2之任一側的兩個回饋路徑。或者，可使用跨導放大器。第一電路塊600包括三個外部連接，該等外部連接可用來描述電路塊如何連接在轉換器400中。
轉換器400之回饋路徑穿過第一電路塊600自節點Vo延伸至節點Vbp。節點Vo為轉換器400之輸出節點且在圖4中類似地標示。節點Vref連接至用來偏置放大器之參考電壓。值得注意的是，電容器C1之存在意謂第一電路塊600被AC耦接至轉換器之輸出側，從而導致濾波器至少部分地由純帶通特性界定。因為第一電路塊600將不允許DC訊號穿過其所提供之回饋路徑的分支，所以該第一電路塊可在轉換器的控制環路之閉環轉移函數中產生零位，以便以與輸出電容器之大小及轉換器之輸出電感器無關的方式向系統提供穩定性。其他多路徑回饋主動濾波器可展現此特徵。例如，第一電路塊601亦至少部分地由純帶通特性界定且AC耦接至節點Vo。塊601亦利用操作放大器，但可經修改成利用跨導放大器。
可參考圖7之方塊圖及圖8之流程圖來描述對於回饋路徑401之總拓撲及操作的不同選項。圖7包括兩個方塊圖700及710。每一圖包括左邊的一組輸入701及右邊的至控制節點702之輸出。該組輸入包括自功率轉換器之輸出側獲取的量測訊號。在圖7中所說明之實例中，第一量測訊號基於電感器之輸出節點上的電壓(「Vo」)，且第二量測訊號基於穿過電感器103之電流(「i」)。在控制節點由脈寬調變器比較器703驅動之功率轉換器中利用方塊圖700及710所例示之回饋路徑，該脈寬調變器比較器用來產生具有可變工作循環之控制訊號。比較器703位於回饋路徑上且具有第一輸入及第二輸入。方塊圖係簡化的，因為額外的驅動器電路系 統通常散佈於比較器之輸出與實際控制節點(例如，場效電晶體之閘極)之間。
藉由比較週期斜坡訊號與位於回饋路徑704上之誤差放大器的輸出來設定輸送至控制節點之控制訊號的工作循環。誤差放大器比較來自轉換器之輸出側的第一量測訊號與參考訊號。例如，可比較轉換器之輸出節點上的電壓Vo與參考電壓。此可藉由在回饋路徑上包括分壓器電路以及將分壓器電路之輸出連接至誤差放大器來進行。方塊圖700及710展現此特徵，但它們亦擴增有用作帶通濾波器之第一電路塊402以及自轉換器之輸出側獲得的第二量測訊號。在此等實例中，第二量測訊號基於穿過電感器103之電流。帶通濾波器電路塊對總回饋路徑之個別貢獻可經概念化為補償器訊號。因而，方塊圖說明輸送至控制節點702之控制訊號可基於第一量測訊號、第二量測訊號及補償器訊號之不同方式。
圖7中之方塊圖在訊號如何組合以及如何穿過回饋路徑之不同分支施加方面不同。在方塊圖700中，自第二量測訊號及週期訊號的總和減去第一電路塊402之輸出。在方塊圖710中，將第一電路塊402之輸出添加至誤差放大器電路704之輸出。方塊圖意欲表達大量可能的架構及拓撲。詳言之，加法器塊可藉由實際加法器電路塊或藉由置放組成電路塊來實施，對該等組成電路塊之輸出進行串聯求和。例如，在方塊圖710中，連接至第一電路塊402及誤差放大器電路704之加法器代表沿著回饋路徑串聯置放彼等塊之選項，以及具有帶有第一分支及第二分支之回饋路徑的選項，其中彼等電路塊處於彼等單獨的分支上且各自端接於加法器電路塊處。以下在圖9至圖13中描述此等途徑之特定實行方案。
可參考圖8中之流程圖800來描述功率轉換器架構400之作用以及根據方塊圖700及710之功率轉換器400的特定彼等實行方案。流程圖800說明用於功率轉換器之操作的一組方法。功率轉換器包括先前描述之輸出節點、輸入節點、開關及控制節點，且可利用以上結合此等元件所描述之回饋技術中之任一者來將功率自轉換器之輸入側輸送至轉換器之輸出側。出於解釋目的，流程圖800所說明之該組方法的組成步驟係以平行的方式線性地繪製，其中有一箭頭迴圈回至方法之開頭。實際上，因為 方法描述了回饋系統之行為，所以組成步驟可全部連續地進行。
在步驟801中，使用連接至輸入節點之開關將功率自功率轉換器之輸入節點轉移至轉換器之輸出節點。利用可變位準之功率連續進行此步驟，該功率係基於連接至功率轉換器之輸出節點的負載之瞬時需要所輸送的。流程圖800之額外分支連續進行且與步驟801之進行串聯進行。事實上，流程圖800之額外分支描述自轉換器之輸出側回到轉換器之輸入側的連續資訊流，以便調整在步驟801中輸送之功率的量。
流程圖800之第二分支包括獲得第一量測訊號之步驟802、對量測訊號進行濾波之步驟803以及輸送控制訊號之步驟804。該等步驟組合起來解釋功率轉換器(諸如功率轉換器400)的回饋路徑之一個部分的操作。可自功率轉換器之輸出側上的電壓或電流獲得第一量測訊號。然而，在圖7中所說明之途徑中，量測訊號為自輸出節點Vo獲得之電壓訊號。在步驟803中，使用帶通濾波器電路塊對量測訊號進行濾波以獲得經濾波之量測訊號。帶通濾波器電路塊可為第一電路塊402。在步驟804中，將基於經濾波之量測訊號的控制訊號輸送至控制節點。控制節點可為來自圖7之控制節點702。
流程圖800之第三分支包括獲得電壓量測訊號之步驟805、對電壓量測訊號進行濾波之步驟806以及將經濾波之電壓量測訊號添加至步驟803中所產生的經濾波之量測訊號之步驟807。可使用功率轉換器之輸出側上的分壓器進行步驟805。可使用誤差放大器及誤差放大器之輸出端上的低通濾波器進行步驟806。可藉由將經濾波之訊號饋送至加法器電路塊來進行步驟807。亦可藉由使用與用於步驟802中之量測訊號及步驟805中之電壓訊號的基礎相同的電壓來進行步驟807。在此情況下，可藉由串聯置放兩個濾波器且允許兩個經濾波之訊號在組合之電路塊之輸出端處顯現來有效地添加經濾波之訊號。在利用此第三分支的途徑中，步驟804中所輸送之控制訊號可基於經濾波之第一量測訊號及經濾波之電壓量測訊號兩者。
流程圖800之第四分支包括在功率轉換器之輸出側上獲得第二量測訊號之步驟808，以及將第二量測訊號添加至週期(π)訊號之步驟809。第二量測訊號可為來自方塊圖700及710之電感器電流「i」。詳言之， 第二量測訊號可為使用感測電阻器或其他電流感測電路所量測之功率轉換器的電感器電流。週期訊號可為週期斜坡訊號。隨後可將組合訊號輸送至PWM比較器之輸入端。至PWM比較器之另一輸入可為步驟807中所產生之訊號。然而，可在PWM比較器之輸入端處進行步驟807，因為第二量測訊號先前可能已經與步驟803中所產生之訊號組合(如在方塊圖700中)。
其中界定了電路塊402之帶通轉移函數的中心頻率及品質因數經設計來消除功率轉換器之輸出電容器的有效串聯電阻及串聯電感之效果的彼等途徑產生某些益處。在使用多路徑回饋主動濾波器來實施第一電路塊402之途徑中，轉移函數(且詳言之，轉移函數之中心頻率及品質因數)可由多路徑回饋主動濾波器中之一組被動裝置界定。圖9說明具有被動組件R1、R2、C2及C1之一個例示性多路徑回饋主動濾波器900。該圖亦包括方程式901，該方程式沿著自Vo至VBPF之回饋路徑提供濾波器之轉移函數。若根據標準慣例來解構方程式901，則方程式901產生由方程式902說明之共振頻率表達式及品質因數表達式。如所示，因此可選擇帶通濾波器之品質因數及共振來抵消功率轉換器之輸出電容器的有效串聯電阻505及有效串聯電感504之效果。在帶通濾波器的情況下，共振頻率亦可被稱為濾波器之中心頻率。
對用作帶通濾波器之多回饋主動濾波器的組件之選擇應基於用於給定應用之輸出電容器的特性來進行。帶通轉移函數之中心頻率應處於由輸出電容器寄生所造成之共振的一個十數群內。此外，帶通濾波器之中心頻率通常應大於來自L及C之輸出濾波器共振。考慮到兩個值的未對準可導致不穩定的轉換器，帶通濾波器之中心頻率係設計之關鍵方面。帶通轉移函數之品質因數通常應大於0.5。從第一層次的觀點，品質因數愈大，轉移函數之增益的相變愈急劇且頻寬愈緊密。帶通函數之相變急劇很重要，以便在輸出電容器的零位之抵消作用迫使系統在給定頻率下進入不穩定狀態之前及時實現極點之益處。
圖10說明電路拓撲1000，該電路拓撲為回饋路徑401之一個部分的特定實行方案。拓撲1000接受轉換器之輸出節點電壓作為輸入，且亦需要參考電壓Vref。使用標有增益Gmbp之跨導放大器以及裝置C1、C2、 R2及R1來實施第一電路塊402。輸出節點電壓亦連接至分壓器，該分壓器之輸出端隨後連接至具有增益Gmea之跨導放大器。此放大器用作誤差放大器。比例-積分補償器PI連接至誤差放大器之輸出端。拓撲1000亦包括兩個額外的跨導放大器，該等跨導放大器具有標記為Gm1及Gm2的增益。與電阻器R3及R4組合，將誤差放大器之輸出與帶通濾波器之輸出加在一起。隨後使組合訊號穿過具有由R5及C5判定之滾邊頻率的低通濾波器。補償亦由電容器C3及C4提供。隨後向圖中未展示之PWM比較器的第一輸入端提供由拓撲1000在節點Vpwm上產生之輸出訊號。向PWM比較器之另一輸入端提供第二量測訊號與週期斜坡電壓的總和，該第二量測訊號可為功率轉換器之電感器電流。向Gm1放大器及Gmbp放大器提供之參考電壓可不同，且準確度小於向Gmea放大器提供之參考電壓。
圖11說明電路拓撲1100，該電路拓撲為回饋路徑401之一個部分的特定實行方案。拓撲1100類似於拓撲1000，且使用相同參考標識符標示相似元件。然而，回饋路徑之一個分支的不同之處在於，使用連接至節點Vo之電阻器實施第一電路塊402。值得注意的是，仍然不存在穿過電路塊402之此實行方案的DC路徑，且該塊在正常操作中仍然由純帶通轉移函數界定。為促進此修改，頂部電路分支中之第二跨導放大器亦被修改之處在於，增益Gmadd為可程式化的。
圖12說明電路拓撲1200，該電路拓撲為回饋路徑401之特定實行方案。與拓撲1000及1100相反，拓撲1200包括PWM比較器1201且說明控制節點Vcntrl。額外的驅動器電路可位於所說明節點與功率轉換器中之開關電路的實際控制節點之間。使用相同參考標識符來標示來自先前拓撲的相似元件。如所說明，由帶通濾波器產生之補償器訊號被饋送至具有可調節增益Gadj之跨導放大器。該放大器之輸出連接至任擇AC耦合電容器CAC。然後自第二量測訊號減去所得訊號，該第二量測訊號為圖12中之電感器電流「i」。然後對組合訊號與週期斜坡訊號進行求和，且訊號輸送至PWM比較器1201之負輸入端。PWM比較器1201之正輸入端連接至誤差放大器及PI補償器之輸出端。此拓撲需要第二參考電壓VNINV來偏置帶通濾波器放大器。
圖13說明電路拓撲1300，該電路拓撲為回饋路徑401之特定實行方案。拓撲1300不同於先前拓撲之處在於，藉由串聯置放電路塊將由帶通濾波器產生之補償器訊號添加至誤差放大器及PI補償器輸出。使用相同參考標識符來標示來自先前拓撲的相似元件。拓撲需要具有增益Gmbp2之額外跨導放大器以及被動元件RG2及CG2，以補充存在於先前拓撲中之放大器的效果。該放大器之增益為拓撲1300中之Gmbp1。拓撲1300亦需要具有增益GMINV之反相放大器及具有兩個電阻器之回饋網路，以便在將組合訊號輸送至PWM比較器1301之正輸入端之前，向組合訊號提供增益。在此拓撲中，用於PI放大器之標準電阻器斷成兩段RPI1及RPI2。因而，可獨立調節帶通濾波器及PI放大器之增益。此係因為PI放大器之增益由此等兩個電阻器之總和設定，而帶通濾波器之增益僅與RPI1成比例。如所說明，拓撲1300包括加法器塊以便對呈電感器電流「i」形式之第二量測訊號與週期斜坡訊號進行求和，從而將所得組合訊號輸送至PWM比較器1301之負輸入端。該圖亦說明控制節點Vcntrl，但額外的驅動器電路可位於所說明節點與功率轉換器中之開關電路的實際控制節點之間。
圖14說明電路拓撲1400，該電路拓撲為回饋路徑401之特定實行方案。使用相同參考標識符來標示來自先前拓撲的相似元件。拓撲1400類似於拓撲1300之處在於，該拓撲1400需要具有增益Gmbp2之額外跨導放大器及被動元件RG2及CG2，以補充存在於先前拓撲中之放大器的效果。然而，拓撲1400不同於拓撲1300之處在於，PI放大器及帶通濾波器經組配以使得不再需要反相放大器。如所說明，誤差放大器之輸出直接饋送至具有增益Gmbp1之放大器的正端子。因此，可針對至比較器1401之輸入達成適當的相位，而不需要額外的反相器。至具有增益Gmbp2之跨導放大器的正端子之電壓輸入在此途徑中為VPI，該VPI係在具有增益Gmbp1之跨導放大器的非反相輸入端處感應出之電壓。
雖然已關於本發明之特定實施例詳細描述了本說明書，但很明顯，熟習此項技術者在獲得對前述內容之理解後，可容易想到此等實施例之替代、變更及等效物。雖然本揭示內容中之實例係針對向經調整的狀態提供固定電壓之開關功率轉換器，但相同途徑可應用於向經調整的狀態 提供固定電流之功率轉換器。此外，雖然本揭示內容中之實例係針對開關轉換器，但本文中所揭示之途徑應用於依靠控制環路的任何功率轉換器方案，該等控制環路具有自轉換器之輸出側至轉換器之輸入側的回饋路徑。在不脫離本發明之範疇的情況下，本發明之此等及其他修改及變更可由熟習此項技術者實踐，該範疇在所附申請專利範圍中更具體地闡述。
101‧‧‧電源
102‧‧‧開關電路
103‧‧‧電感器
104‧‧‧電容器
105‧‧‧負載
106‧‧‧輸出側
107‧‧‧輸入側
300、400‧‧‧功率轉換器
301、401‧‧‧回饋路徑
402‧‧‧第一電路塊
Vo‧‧‧節點；電壓

Claims (22)

  1. 一種功率轉換器，其包含：一輸入節點，其處於該功率轉換器之一輸入側上；一輸出節點，其處於該功率轉換器之一輸出側上；一開關，其耦接至該輸入節點且具有一控制節點；一回饋路徑，其介於該輸出節點與該控制節點之間；以及一第一電路塊，其處於該回饋路徑上，該第一電路塊具有一多路徑回饋主動濾波器；其中該第一電路塊至少部分地由一純帶通轉移函數界定，其中該純帶通轉移函數之一品質因數大於0.5。
  2. 如請求項1之功率轉換器，其中：該第一電路塊至少部分地由一環路增益界定；該環路增益之量值(單位為分貝)在該純帶通轉移函數之中心頻率下為正；且該環路增益之相位邊限大於或等於45°。
  3. 如請求項1之功率轉換器，其進一步包含：一電感器，其連接至該輸出節點；以及一電容器，其連接至該輸出節點及一參考節點；其中該開關連接至該電感器；其中該開關為一場效電晶體；且其中該控制節點為該場效電晶體之一閘極。
  4. 如請求項3之功率轉換器，其中：該電容器具有一有效串聯電阻及一有效串聯電感，該有效串聯電阻及該有效串聯電感在一共振頻率下產生一共振；以及該純帶通轉移函數之一中心頻率在該共振頻率之一個十數群(decade)內。
  5. 如請求項1之功率轉換器，其中：該純帶通轉移函數之該品質因數及一中心頻率由該多路徑回饋主動濾波器中之一組被動裝置界定。
  6. 如請求項3之功率轉換器，其進一步包含：一比較器，其位於該回饋路徑上，具有一第一輸入及一第二輸入；一誤差放大器，其位於該回饋路徑上；以及一電流感測電路，其量測穿過該電感器之一電流且位於該回饋路徑上；其中該比較器設定輸送至該控制節點之一控制訊號的一工作循環。
  7. 如請求項6之功率轉換器，其中：該回饋路徑包括一分壓器電路；且該誤差放大器連接至該分壓器電路。
  8. 如請求項7之功率轉換器，其中：該回饋路徑包括串聯的該第一電路塊及該誤差放大器。
  9. 如請求項7之功率轉換器，其進一步包含：一加法器電路塊，其位於該回饋路徑上；其中該回饋路徑具有一第一電路分支及一第二電路分支；其中該第一電路分支包括該第一電路塊且端接於該加法器電路塊處；且其中該第二電路分支包括該誤差放大器且端接於該加法器電路塊處。
  10. 一種功率轉換器，其包含：一輸入節點，其處於該功率轉換器之一輸入側上；一輸出節點，其處於該功率轉換器之一輸出側上；一開關，其具有一控制節點；一脈寬調變器，其向該控制節點提供一控制訊號； 一帶通電路，其：(i)AC耦接至該功率轉換器之該輸出側；(ii)包括一多路徑回饋主動濾波器；且(iii)產生一補償器訊號；以及一感測電路，其連接至該功率轉換器的該輸出側，該感測電路產生一第一量測訊號；其中該控制訊號基於該補償器訊號及該第一量測訊號，其中該帶通電路之一品質因數大於0.5。
  11. 如請求項10之功率轉換器，其中：該帶通電路由一環路增益至少部分地界定；該環路增益之量值(單位為分貝)在該帶通電路之中心頻率下為正；且該環路增益之相位邊限大於或等於45°。
  12. 如請求項10之功率轉換器，其進一步包含：一電感器，其連接至該輸出節點；以及一電容器，其連接至該輸出節點及一參考節點；其中該開關連接至該電感器；其中該開關為一場效電晶體；且其中該控制節點為該場效電晶體之一閘極。
  13. 如請求項12之功率轉換器，其中：該電容器具有一有效串聯電阻及一有效串聯電感，該有效串聯電阻及該有效串聯電感在一共振頻率下產生一共振；且該帶通電路之一中心頻率在該共振頻率之一個十數群內。
  14. 如請求項12之功率轉換器，其中：該帶通電路之品質因數及一中心頻率由該多路徑回饋主動濾波器中之一組被動裝置界定。
  15. 如請求項12之功率轉換器，其進一步包含：一回饋路徑，其介於該輸出節點與該控制節點之間；一比較器，其位於該回饋路徑中，具有一第一輸入及一第二輸入； 一誤差放大器，其位於該回饋路徑上；以及一電流感測電路，其量測穿過該電感器之一電流且位於該回饋路徑上；其中該比較器設定該控制訊號之一工作循環。
  16. 如請求項15之功率轉換器，其中：該回饋路徑包括一分壓器電路；且該誤差放大器連接至該分壓器電路。
  17. 如請求項16之功率轉換器，其中：該回饋路徑包括串聯的該帶通電路及該誤差放大器。
  18. 如請求項16之功率轉換器，其進一步包含：一加法器電路塊，其位於該回饋路徑上；其中該回饋路徑具有一第一電路分支及一第二電路分支；其中該第一電路分支包括該帶通電路且端接於該加法器電路塊處；且其中該第二電路分支包括該誤差放大器且端接於該加法器電路塊處。
  19. 一種用於使用一功率轉換器轉換功率之方法，其包含：使用連接至一輸入節點之一開關將功率自該輸入節點轉移至一輸出節點，其中該開關界定該功率轉換器之一輸出側及一輸入側，且其中該開關具有一控制節點；自該功率轉換器之該輸出側上的一電壓及一電流中之一者獲得一量測訊號；使用一帶通濾波器電路塊對該量測訊號進行濾波，以獲得一經濾波之量測訊號；以及使用一控制器將基於該經濾波之量測訊號的一控制訊號輸送至該控制節點；其中該帶通濾波器電路塊AC耦接至該輸出側；且 其中該帶通濾波器電路塊具有大於0.5之一品質因數。
  20. 如請求項19之方法，其中：該帶通濾波器電路塊具有一帶通轉移函數，該帶通轉移函數具有一中心頻率；且該帶通轉移函數由具有一放大器之一多路徑回饋主動濾波器提供。
  21. 如請求項20之方法，其進一步包含：自該輸出側上之一分壓器獲得一電壓量測訊號；使用一低通電路塊對該電壓量測訊號進行濾波，以獲得一經濾波之電壓量測訊號；以及使用一加法器電路塊將該經濾波之電壓量測訊號添加至該經濾波之量測訊號；其中該控制訊號基於該經濾波之量測訊號及該經濾波之電壓量測訊號兩者。
  22. 如請求項21之方法，其進一步包含：在該輸出側上獲得一第二量測訊號；以及將該第二量測訊號添加至一週期訊號；其中該控制訊號亦基於該第二量測訊號及該週期訊號兩者。
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